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ES2173053T3 - Sistema de comuniacion (cdma) de acceso multiple de division de codigo. - Google Patents

Sistema de comuniacion (cdma) de acceso multiple de division de codigo.

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ES2173053T3
ES2173053T3 ES01118805T ES01118805T ES2173053T3 ES 2173053 T3 ES2173053 T3 ES 2173053T3 ES 01118805 T ES01118805 T ES 01118805T ES 01118805 T ES01118805 T ES 01118805T ES 2173053 T3 ES2173053 T3 ES 2173053T3
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Spain
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code
message
channel
pilot
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ES01118805T
Other languages
English (en)
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ES2173053T1 (es
Inventor
Gary R. Lomp
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
InterDigital Technology Corp
Original Assignee
InterDigital Technology Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
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Publication date
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Abstract

Una unidad de abonado para un sistema de comunicación de espectro de difusión, de múltiple acceso, que recibe y procesa una señal (CDM) multiplexada por división de código, que modula una señal portadora en un canal de frecuencia de radio (RF) para reconstruir una señal de información transmitida asignada a un abonado que comprende: medios de recepción para recibir la señal portadora modulada del canal RF y para demodular la señal CDM de la señal portadora; un controlador de la unidad de abonado; medios de procesamiento de módem, que comprenden: a)medios de adquisición de código piloto global que comprenden medios de generación de código piloto global para proporcionar una señal de código piloto global; una pluralidad de medios de correlación retrasados de fase de código piloto global para correlacionar la señal de código piloto global con la señal CDM para producir una señal de código piloto global despropagada, siendo cambiada la fase del código de la señal piloto global sensible a una señal de adquisición; y medios para determinar si la señal piloto global despropagada está presente para producir una señal de adquisición; b) una pluralidad de generadores de código de mensaje que producen una pluralidad de señales de código de mensaje sincronizadas a la señal de código piloto global; y c) medios de seguimiento de código piloto global para la producción de una señal de error sensible a la señal de adquisición; d)medios para el ajuste de la señal de código piloto global en fase, sensible a la señal de error en un sentido para producir la señal de adquisición, que corresponde a un nivel incrementado de la señal piloto global despropagada; y e)una pluralidad de medios de adquisición de señal de mensaje para proporcionar una pluralidad de señales de mensaje de recepción despropagadas, incluyendo cada uno de los medios de adquisición una pluralidad de correlacionadores de señales de mensaje, correlacionando cada correlacionador de señales de mensaje una respectiva de las señales de código de mensaje con la señal CDM para producir una señal despropagada respectiva.

Description

Sistema de comunicación (CDMA) de acceso múltiple de división de código.
Antecedentes de la invención
La presente invención se refiere generalmente a comunicaciones de acceso múltiple por división de código (CDMA: Code Division Multiple Access), también conocidas como comunicaciones de espectro extendido. Más particularmente, la presente invención se refiere a un sistema y un método para proporcionar un sistema de comunicaciones de acceso múltiple por división de código (CDMA) de gran capacidad que se encarga de uno o más canales portadores simultáneos de usuarios en una radiofrecuencia dada, permitiendo la asignación dinámica de frecuencia de canal portador mientras rechaza la interferencia de trayectos múltiples.
Descripción de la técnica relevante
Proporcionar servicios de telecomunicación de calidad a grupos de usuarios que son clasificados como remotos, tales como sistemas telefónicas rurales y sistemas telefónicos en países subdesarrollados, ha demostrado ser un desafío en años recientes. Estas necesidades han sido satisfechas parcialmente por radioservicios inalámbricos tales como sistemas fijos o móviles de múltiplex por división de frecuencia (FDM), acceso múltiple por división de frecuencia (FDMA), múltiplex por división de tiempo (TDM), acceso múltiple por división de tiempo (TDMA), sistemas de acceso múltiple por división de frecuencia y división de tiempo (FD/TDMA), y otros radiosistemas móviles terrestres. Usualmente, estos servicios remotos se enfrentan con más usuarios potenciales que los que pueden ser soportados simultáneamente por su capacidad de anchura de banda de frecuencias o espectral.
Reconociendo estas limitaciones, avances recientes en las comunicaciones inalámbricas han usado técnicas de modulación de espectro extendido para proporcionar la comunicación simultánea por usuarios múltiples. La modulación de espectro extendido se refiere a modular una señal de información con una señal de código de extensión, siendo la señal de código de extensión generada por una generador de código donde el período Tc del código de extensión es sustancialmente menor que el período de la señal de símbolos o bits de datos de información. El código puede modular la frecuencia de portadora en la que se ha enviado la información, denominado extensión de salto de frecuencia, o puede modular directamente la señal multiplicando el código de extensión por la señal de datos de información, denominado extensión de secuencia directa. La modulación de espectro extendido produce una señal con anchura de banda sustancialmente mayor que la requerida para transmitir la señal de información. La recepción sincrónica y la contracción de la señal en el receptor recuperan la información original. Un desmodulador sincrónico en el receptor usa una señal de referencia para sincronizar los circuitos de contracción con la señal modulada de espectro extendido para recuperar las señales de portadora e información. La señal de referencia puede ser un código de extensión que no es modulado por una señal de información.
La modulación de espectro extendido en redes inalámbricas ofrece muchas ventajas porque usuarios múltiples pueden usar la misma banda de frecuencias con interferencia mínima en cada receptor de usuario. La modulación de espectro extendido también reduce los efectos debidos a otras fuentes de interferencia. Además, las técnicas de modulación y desmodulación sincrónicas de espectro extendido pueden ser ampliadas proporcionando canales de mensajes múltiples para un solo usuario, cada uno extendido con un código de extensión diferente, mientras siguen transmitiendo sólo una señal de referencia única al usuario.
Un área en la que se usan técnicas de espectro extendido es en el campo de las comunicaciones celulares móviles para proporcionar servicios de comunicaciones personales (PCS). Tales sistemas soportan deseablemente grandes números de usuarios, controlan el desplazamiento y el desvanecimiento Doppler y suministran señales de datos digitales de alta velocidad con tasas pequeñas de errores de bits. Estos sistemas emplean una familia de códigos de extensión ortogonales o casi ortogonales, con una secuencia de código de extensión piloto sincronizada con la familia de códigos. Cada usuario tiene asignado uno de los códigos de extensión como una función de extensión. Problemas relacionados de tal sistema son: soportar un gran número de usuario con los códigos ortogonales, manejar la potencia reducida disponible para las unidades remotas y manejar los efectos de desvanecimiento por trayectos múltiples. Las soluciones de tales problemas incluyen usar antenas múltiples con elementos en fase para generar haces orientables múltiples, usar secuencias muy largas de códigos ortogonales o casi ortogonales. Estas secuencias pueden ser reutilizadas por desplazamiento cíclico del código sincronizado con una referencia central, y combinación en diversidad de las señales de trayectos múltiples.
Los problemas asociados con los sistemas de técnica anterior se enfocan alrededor de la recepción fiable y la sincronización de los circuitos contractivos del receptor con la señal recibida. La presencia de desvanecimiento por trayectos múltiples introduce un problema particular con los receptores de espectro extendido porque un receptor debe rastrear de algún modo los componentes de trayectos múltiples para mantener el enganche de código de fase de los medios contractivos del receptor con la señal de entrada. Los receptores de técnica anterior rastrean generalmente sólo una o dos de las señales de trayectos múltiples, pero este método no es satisfactorio porque el grupo combinado de componentes de señales de trayectos múltiples de baja potencia puede contener realmente mucha más potencia que el uno o los dos componentes más fuertes de trayectos múltiples. Los receptores de técnica anterior rastrean y combinan los componentes más fuertes para mantener una tasa de errores de (BER) bits predeterminada del receptora. Tal receptor es descrito, por ejemplo, en la Patente de EE.UU. 5.109.390 titulada "Receptor en diversidad en un sistema telefónico celular de acceso múltiple por división de código" de Gilhousen y otros. Un receptor que combina todos los componentes de trayectos múltiples, sin embargo, es capaz de mantener la tasa deseada de errores de bits con una potencia de señal que es menor que la de los sistemas de técnica anterior porque más potencia de señal está disponible para el receptor. Por consiguiente, existe una necesidad de un sistema de comunicación de espectro extendido que emplee un receptor que rastree sustancialmente todos los componentes de señales de trayectos múltiples, de modo que sustancialmente todas las señales de trayectos múltiples pueden ser combinadas en el receptor y, por tanto, puede ser reducida la potencia de transmisión requerida de la señal para una tasa de errores de bits (BER) dada.
Otra sincronización del estado de la técnica se describe en el documento "Diseño de un receptor todo digital para banda estrecha de fase continua asíncrona en sistemas CDMA" por Giannetti et al. Publicado pro el IEEE, New York (USA) en Vol. 3 del PROCEEDINGS OF THE INTERNATIONAL CONFERENCE ON COMMUNICATIONS (ICC) celebrado en Geneva, 23 de mayo de 1993.
Otro problema asociado con sistemas de comunicación de espectro extendido, acceso múltiple es la necesidad de reducir la potencia transmitida total de usuarios en el sistema puesto que los usuarios pueden tener potencia disponible limitada. Un problema asociado que requiere control de potencia en sistemas de espectro extendido está relacionado con la característica inherente de los sistemas de espectro extendido de que la señal de espectro extendido de un usuario es recibida por el receptor de otro usuario como ruido con un cierto nivel de potencia. Por consiguiente, los usuarios que transmiten con niveles altos de potencia de señal pueden interferir con la recepción de otros usuarios. Asimismo, si un usuario se mueve con respecto a la posición geográfica de otro usuario, el desvanecimiento y la distorsión de señal exigen que los usuarios ajusten su nivel de potencia de transmisión para mantener una calidad particular de señal. Al mismo tiempo, el sistema debería mantener relativamente constante la potencia que la estación base recibe de todos los usuarios. Finalmente, como es posible que el sistema de espectro extendido tenga más usuarios remotos que los que pueden ser soportados simultáneamente, el sistema de control de potencia también debería emplear un método de gestión de capacidad que rechace usuarios adicionales cuando se alcanza el nivel máximo de potencia del
sistema.
Los sistemas de espectro extendido anteriores han empleado una estación base que mide una señal recibida y envía una señal de control adaptable de potencia (APC: adaptive power control) a los usuarios remotos. Los usuarios remotos incluyen un transmisor con un circuito de control automático de ganancia (AGC) que responde a la señal de control adaptable de potencia (APC). En tales sistemas, la estación base supervisa la potencia global del sistema o la potencia recibida de cada usuario, y dispone consiguientemente la señal de control adaptable de potencia (APC). Este comportamiento funcional del sistema en bucle abierto puede ser mejorado incluyendo una medición de la potencia de señal recibida por el usuario remoto desde la estación base y transmitiendo una señal APC de vuelta a la estación base para efectuar un método de control de potencia en bucle cerrado.
Sin embargo, estos sistemas de control de potencia presentan varias desventajas. Primera, la estación base debe realizar algoritmos complejos de control de potencia, incrementando la cantidad de procesamiento en la estación base. Segunda, el sistema experimenta realmente varios tipos de variación de potencia: variación en la potencia de ruido causada por la variación en el número de usuarios y variaciones en la potencia de señal recibida de un canal portador particular. Estas variaciones ocurren con frecuencia diferente, así los algoritmos sencillos de control de potencia pueden ser optimizados para compensar sólo uno de los dos tipos de variación. Finalmente, estos algoritmos de potencia tienden a llevar la potencia total del sistema a un nivel relativamente alto. Por consiguiente, existe necesidad de un método de control de potencia de espectro extendido que responda rápidamente a los cambios en los niveles de potencia de canales portadores mientras efectúa simultáneamente ajustes en la potencia de transmisión de todos los usuarios en respuesta a cambios en el número de usuarios. Asimismo, existen una necesidad de un sistema perfeccionado de comunicación de espectro extendido que emplee un sistema de control de potencia en bucle cerrado que haga mínimas las exigencias de potencia total del sistema mientras mantiene una tasa suficiente de errores de bits en los receptores remotos individuales. Además, tal sistema debería controlar el nivel inicial de potencia de transmisión de un usuario remoto y gestionar la capacidad total del sistema.
Los sistemas de comunicación de espectro extendido deberían soportar deseablemente números grandes de usuarios, cada uno de los cuales tiene al menos un canal de comunicación. Además, tal sistema debería proporcionar canales múltiples de información genérica para difundir información a todos los usuarios y permitir que los usuarios obtengan acceso al sistema. Usando sistemas de espectro extendido de técnica anterior, esto sólo podría conseguirse generando grandes números de secuencias de códigos de extensión.
Además, los sistemas de espectro extendido deberían usar secuencias que sean ortogonales o casi ortogonales para reducir la probabilidad de que un receptor se enganche con la fase o secuencia equivocada de código de extensión. Sin embargo, es difícil generar tales familias grandes de secuencias de códigos. Asimismo, generar grandes familias de códigos requiere generar secuencias que tienen un período largo antes de la repetición. Por consiguiente, se incrementa el tiempo que requiere un receptor para conseguir la sincronización con tal secuencia larga. Los generadores de códigos de extensión de técnica anterior combinan frecuentemente secuencias más cortas para formar secuencias más largas, pero tales secuencias pueden no ser ya suficientemente ortogonales. Por tanto, existe una necesidad de un método perfeccionado para generar fiablemente grandes familias de secuencia de códigos que exhiban características casi ortogonales y tengan un período largo antes de la repetición, pero también incluyan el beneficio de una secuencia corta de código que reduzca el tiempo para adquirir y enganchar el receptor con la fase correcta de código. Además, el método de generación de códigos debería permitir la generación de códigos con cualquier período, puesto que el período de código de extensión es determinado frecuentemente por los parámetros usados tales como la frecuencia de datos o el tamaño de trama.
Otra característica deseable de las secuencias de códigos de extensión es que la transición del valor de datos de usuario ocurre en una transición de los valores de secuencia de código, Como los datos tienen típicamente un período que es divisible por 2^{N}, tal característica requiere usualmente que la secuencia de código tenga una longitud par de 2^{N}. Sin embargo, los generadores de códigos, como es bien conocido en la técnica, usan generalmente registros lineales de desplazamiento con realimentación que generan códigos de longitud 2^{N}-1. Por consiguiente, el sistema de comunicación de espectro extendido también debería generar secuencias de códigos de extensión de longitud par.
Finalmente, el sistema de comunicación de espectro extendido debería ser capaz de manejar muchos tipos diferentes de datos, tales como FAX (facsímil), datos de banda de voz y Red Digital de Servicios Integrados (ISDN), además del tráfico de voz tradicional. Para aumentar el número de usuarios soportados, muchos sistemas emplean técnicas de comunicación, tal como modulación por codificación de impulsos diferencial adaptable (ADPCM), para conseguir la "compresión" de la señal telefónica. Sin embargo, FAX (facsímil), la Red Digital de Servicios Integrados (ISDN) y otros datos requieren que el canal sea un canal sin codificar. Por consiguiente, existe una necesidad de un sistema de comunicación de espectro extendido que soporte técnicas de compresión que también modifiquen dinámicamente el canal portador de espectro extendido entre un canal codificado y un canal sin codificar en respuesta al tipo de información contenida en la señal de usuario.
Sumario de la invención
La presente invención se refiere a una unidad de abonado como se reivindica en la reivindicación 1.
Descripción breve de los dibujos
La Figura 1 es un esquema de bloques de un sistema de comunicación de acceso múltiple por división de código.
La Figura 2a es un esquema de bloques de un registro lineal de desplazamiento de 36 etapas adecuado para uso con código de extensión largo del generador de códigos.
La Figura 2b es un esquema de bloques de circuito que ilustra el funcionamiento de alimentación directa del generador de códigos.
La Figura 2c es un esquema de bloques de un generador de códigos ejemplar incluyendo circuitos para generar secuencias de códigos de extensión a partir de los códigos de extensión largos y de los códigos de extensión cortos.
La Figura 2d es una realización alternativa del circuito generador de códigos incluyendo elementos de retardo para compensar los retardos de circuito eléctrico.
La Figura 3a es un gráfico de los puntos de constelación de la señal de modulación por desplazamiento de fase en cuadratura (QPSK) de código de extensión piloto.
La Figura 3b es un gráfico de los puntos de constelación de la señal de modulación por desplazamiento de fase en cuadratura de (QPSK) canal de mensaje.
La Figura 3c es un esquema de bloques de circuito ejemplar que lleva a cabo el método de rastrear la fase de código de extensión recibido.
La Figura 4 es un esquema de bloques del circuito de rastreo que rastrea la mediana de los componentes de señal recibida de trayectos múltiples.
La Figura 5a es un esquema de bloques del circuito de rastreo que rastrea el centroide de los componentes de señal recibida de trayectos múltiples.
La Figura 5b es un esquema de bloques del correlacionador vectorial adaptable.
La Figura 6 es un esquema de bloques de circuito ejemplar que lleva a cabo el método de decisión de adquisición de la fase correcta de código de extensión del código piloto recibido de la presente invención.
La Figura 7 es un esquema de bloques de un filtro ejemplar de rastrillo (rake) de piloto que incluye el circuito de rastreo y el bucle digital enganchado en fase para contraer el código de extensión piloto, y el generador de los factores de ponderación.
La Figura 8a es un esquema de bloques de un correlacionador vectorial adaptable y un filtro equilibrado ejemplares para contraer y combinar los componentes de trayectos múltiples.
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La Figura 8b es un esquema de bloques de una realización alternativa del correlacionador vectorial adaptable y el filtro equilibrado adaptable para contraer y combinar los componentes de trayectos múltiples.
La Figura 8c es un esquema de bloques de una realización alternativa del correlacionador vectorial adaptable y el filtro equilibrado adaptable para contraer y combinar los componentes de trayectos múltiples.
La Figura 8d es un esquema de bloques del filtro equilibrado adaptable de una realización.
La Figura 9 es un esquema de bloques de los elementos de una estación de portadoras de radio (RCS) ejemplar.
La Figura 10 es un esquema de bloques de los elementos de un multiplexor ejemplar adecuado para uso en la RCS mostrada en la Figura 9.
La Figura 11 es un esquema de bloques de los elementos de un controlador de acceso inalámbrico (WAC) ejemplar de la RCS mostrada en la Figura 9.
La Figura 12 es un esquema de bloques de los elementos de una unidad de interfaz de módems (MIU) ejemplar de la RCS mostrada en la Figura 9.
La Figura 13 es un esquema de bloques de nivel alto que muestra los circuitos de transmisión, recepción, control y generación de códigos del módem CDMA.
La Figura 14 es un esquema de bloques de la sección transmisora del módem CDMA.
La Figura 15 es un esquema de bloques de un receptor ejemplar de señales de entrada de módem.
La Figura 16 es un esquema de bloques de un codificador de convolución ejemplar.
La Figura 17 es un esquema de bloques de la sección receptora del módem CDMA.
La Figura 18 es un esquema de bloques de un filtro equilibrado adaptable ejemplar como es usado en la sección receptora de módem de CDMA.
La Figura 19 es un esquema de bloques de un rastrillo (rake) de piloto ejemplar como es usado en la sección receptora de módem CDMA.
La Figura 20 es un esquema de bloques de un rastrillo (rake) de piloto auxiliar ejemplar como es usado en la sección receptora de módem CDMA.
La Figura 21 es un esquema de bloques de un circuito de distribución de vídeo (VCD) ejemplar de la RCS mostrada en la Figura 9.
La Figura 22 es un esquema de bloques de un transmisor/receptor de RF ejemplar y amplificadores de potencia ejemplares de la RCS mostrada en la Figura 9.
La Figura 23 es un esquema de bloques de una unidad de abonado (SU) ejemplar.
La Figura 24 es un organigrama de un algoritmo ejemplar de establecimiento de llamada para una solicitud de llamada entrante, usado por la presente invención para establecer un canal portador entre una RCS y una SU.
La Figura 25 es un organigrama de un algoritmo ejemplar de establecimiento de llamada para una solicitud de llamada saliente, usado por la presente invención para establecer un canal portador entre una RCS y una unidad de abonado (SU).
La Figura 26 es un organigrama de un algoritmo ejemplar de control de potencia de mantenimiento.
La Figura 27 es un organigrama de un algoritmo ejemplar de control directo automático de potencia.
La Figura 28 es un organigrama de un algoritmo ejemplar de control inverso automático de potencia.
La Figura 29 es un esquema de bloques de un sistema ejemplar de control de potencia en bucle cerrado cuando el canal portador está establecido.
La Figura 30 es un esquema de bloques de un sistema ejemplar de control de potencia en bucle cerrado durante el proceso de establecer el canal portador.
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Glosario de acrónimos
Acrónimo Definición
AC Assigned Channels = canales asignados
A/D Analog-to-Digital = analógico/digital
ADPCM \begin{minipage}[t]{135mm} Adaptive Differential Pulse Code Modulation = modulación por codificación de impulsos diferencial adaptable\end{minipage}
AFPC Automatic Forward Power Control = control directo automático de potencia
AGC Automatic Gain Control = control automático de ganancia
AMF Adaptive Matched Filter = filtro equilibrado adaptable
APC Automatic Power Control = control automático de potencia
ARPC Automatic Reverse Power Control = control inverso automático de potencia
ASPT Assigned Pilot = piloto asignado
AVC Adaptive Vector Correlator = correlacionador vectorial adaptable
AXCH Access Channel = canal de acceso
B-CDMA \begin{minipage}[t]{135mm} Broadband Code Division Multiple Access = acceso múltiple por división de código de banda ancha\end{minipage}
BCM Bearer Channel Modification = modificación de canal portador
BER Bit Error Rate = tasa de errores de bits
BS Base Station = estación base
CC Call Control = control de llamada
CDM Code Division Multiplex = múltiplex por división de código
CDMA Code Division Multiple Access = acceso múltiple por división de código
CLK Clock Signal Generator = generador de señal de reloj
CO Central Office = central telefónica pública
CTCH Control Channel = canal de control
CUCH Check-Up Channel = canal de comprobación
dB Decibels = decibelios
DCC Data Combiner Circuitry = circuito combinador de datos
DI Distribution Interface = interfaz de distribución
DLL Delay Locked Loop = bucle enganchado en retardo
DM Delta Modulator = modulador delta
DS Direct Sequence = secuencia directa
EPIC \begin{minipage}[t]{135mm} Estended PCM Interface Controller = controlador de interfaz de modulación por codificación de impulsos ampliada\end{minipage}
FBCH Fast Broadcast Channel = canal de radiodifusión rápida
FDM Frecuency Division Multiplex = múltiple por división de frecuencia
FD/TDMA \begin{minipage}[t]{135mm} Frecuency \amp{1} Time Division Systems = sistemas de acceso múltiple por división de frecuencia y división de tiempo\end{minipage}
FCMA Frecuency Division Multiple Access = acceso múltiple por división de frecuencia
FEC Forward Error Correction = corrección de errores de reenvío (directa)
FSK Frecuency Shift Keying = modulación por desplazamiento de frecuencia
FSU Fixed Subscriber Unit = unidad fija de abonado
GC Global Channel = canal global
GLPT Global Pilot = piloto global
GPC Global Pilot Code = código piloto global
GPSK Gaussian Phase Shift Keying = modulación por desplazamiento de fase gaussiana
GPS Global Positioning System = sistema global de localización
HPPC High Power Passive Components = componentes pasivos de alta potencia
HSB High Speed Bus = bus de alta velocidad
I In-Phase = en fase
IC Interface Controller = controlador de interfaz
ISDN Integrated Services Digital Network = red digital de servicios integrados
ISST Inicial System Signal Threshold = umbral inicial de señal del sistema
LAP Long Access Pilot = piloto (de canal) de acceso largo
LAPD Link Access Protocol-D = protocolo D de acceso de enlace
LCT Local Craft Terminal = terminal local de técnico especialista
LE Local Exchange = central telefónica local
LFSR Linear Feedback Shift Register = registro lineal de desplazamiento con realimentación
LI Line Interface = interfaz de línea
LMS Least Mean Square = media cuadrática mínima
(Continuación)
Acrónimo Definición
LOL Loss of Code Lock = pérdida de enganche de código
LPF Low Pass Filter = filtro de paso bajo
LSR Linear Shift Register = registro lineal de desplazamiento
MISR Modem Input Signal Receiver = receptor de señales de entrada de módem
MICT Modem Interface Unit = unidad de interfaz de módems
MM Mobily Management = gestión de movilidad
MOI Modem Ouput Interface = interfaz de salida de módem
MPC Maintenance Power Control = control de potencia de mantenimiento
MPSK M-ary Phase Shift Keying = modulación por desplazamiento de fase M-aria
MSK Minimun Shift Keying = modulación por desplazamiento mínimo
MSU Mobile Subscriber Unit = unidad móvil de abonado
NE Network Element = elemento de red
OMS Operation and Maintenance System = sistema de operación y mantenimiento
OS Operation System = sistema de operaciones
OQPSK \begin{minipage}[t]{135mm} Offset Quadrature Phase Shift Keying = modulación desviada por desplazamiento de fase en cuadratura\end{minipage}
OW Order Wire = línea de órdenes
PARK Portable Access Rights Key = clave portátil de derechos de acceso
PBX Private Branch Exchange = centralita telefónica privada
PCM Pulse Coded Modulation = modulación por codificación de impulsos
PCS Personal Communication Services = servicios personales de comunicación
PG Pilot Generador = generador de piloto
PLL Phase Locked Loop = bucle enganchado en fase
PLT Pilot = piloto
PN Pseudonoise = seudo-ruido
POTS Plain Old Telephone Service = servicio telefónico antiguo
PSTN Public Switched Telephone Network = red telefónica conmutada pública
Q Quadrature = cuadratura
QPSK Quadrature Phase Shift Keying = modulación por desplazamiento de fase en cuadratura
RAM Random Access Memory = memoria de escritura-lectura
RCS Radio Carrier Station = estación de portadoras de radio
RDI Receiver Data Input Circuit = circuito de entrada de datos de receptor
RDU Radio Distribution Unit = unidad de distribución de radio
RF Radio Frecuency = radiofrecuencia
RLL Radio Local Loop = bucle local de radio
SAXPT Short Access Channel Pilots = pilotos de canales de acceso corto
SBCH Slow Broadcast Channel = canal de radiodifusión lenta
SHF Super High Frecuency = frecuencia super alta
SIR \begin{minipage}[t]{135mm} Signal Power to Interference Noise Power Ratio = relación de potencia de señal a potencia de ruido de interferencia\end{minipage}
SLIC Subscriber Line Interface Circuit = circuito de interfaz de líneas de abonado
SNR Signal-to-Noise Ratio = relación señal/ruido
SPC Service PC = ordenador personal de servicio
SPRT Secuential Probability Radio Test = ensayo de relación de probabilidad secuencial
SCTH Status Channel = canal de estatus
SU Subscriber Unit = unidad de abonado
TDM Time Division Multiplexing = multiplexación por división de tiempo
TMN Telecommunication Management Network = red de gestión de telecomunicación
TRCH Traffic Channels = canales de tráfico
TSI Time-Slot Interchanger = intercambiador de segmentos de tiempo
TX Transmit = transmisión
TXIDAT I-Modem Transmit Data Signal = señal de datos de transmisión de módem en fase
(Continuación)
Acrónimo Definición
TSQDAT Q-Modem Transmit Data Signal = señal de datos de transmisión de módem en cuadratura
UHT Ultra Hight Frecuenciy = frecuencia ultra alta
VCO Voltaje Controller Oscillator = oscilador controlado por tensión
VDC Video Distribución Circuit = circuito de distribución de vídeo
VGA Variable Gain Amplifier = amplificador de ganancia variable
VHF Very Hight Frecuency = frecuencia muy alta
WAC Wíreles Access Controller = controlador de acceso inalámbrico
Descripción general del sistema
El sistema proporciona servicio telefónico en bucle local usando radioenlaces entre una o más estaciones base y unidades de abonado remotas múltiples. En el ejemplo, es descrito un radioenlace para una estación base que comunica con una unidad fija de abonado (FSU), pero el sistema es igualmente aplicable a sistemas que incluyen estaciones base múltiples con radioenlaces tanto a unidades fijas de abonado (FSUs) como a unidades móviles de abonado (MSUs). Por consiguiente, las unidades remotas de abonado son denominadas aquí como unidades de abonado (SUs).
Refiriéndose a la Figura 1, la estación base (BS) 101 proporciona conexión de llamadas a una central telefónica local (LE) 103 o cualquier otra interfaz de conmutación de red telefónica, tal como una centralita telefónica privada (PBX), e incluye una estación de portadoras de radio (RCS) 104. Una o más estaciones de portadora de radio (RCSs) 104, 105, 110 conectan con una unidad de distribución de radio (RDU) a través de los enlaces 131, 132, 137, 138, 139, y la RDU 102 interconecta con la LE 103 transmitiendo y recibiendo señales de establecimiento de llamadas, control e información a través de los enlaces 141, 142, 150 de la compañía telefónica. Las unidades de abonado 116, 119 comunican con la RCS 104 a través de radioenlaces 161, 162, 163, 164, 165. Alternativamente, otro ejemplo incluye varias unidades de abonado y una unidad "maestra" de abonado con funcionalidad similar a la RCS. Tal sistema puede tener o no conexión con una red telefónica local.
Los radioenlaces 161 a 165 funcionan dentro de las bandas de frecuencias de la norma DCS (Digital Cellular System) 1800 (1,71-1,785 GHz y 1,805-1,880 GHz), la norma US-PCS (United States-Personal Communications System) (1,85-1,99 GHz) y la norma CEPT (Conference of European Postal and Telecommunications Administrations) (2,0-2,7 GHz). Aunque estas bandas son usadas en la realización descrita, la invención es igualmente aplicable a todas las bandas de UHF y SHF, incluyendo las bandas desde 2,7 GHz a 5 GHz. Las anchuras de banda de transmisión y recepción son múltiplos de 3,5 MHz empezando en 7 MHz, y múltiplos de 5 MHz empezando en 10 MHz, respectivamente. El sistema descrito incluye las anchuras de banda de 7, 10, 10,5, 14 y 15 MHz. En la realización ejemplar de la invención, la banda de seguridad mínima entre el enlace ascendente y el enlace descendente es 20 MHz, y es deseablemente al menos tres veces la anchura de banda de señal. La separación en dúplex está entre 50 y 175 MHz, con la invención descrita usando 50, 75, 80, 95 y 175 Mhz. También pueden usarse otras frecuencias.
Aunque en el ejemplo descrito se utiliza anchuras de banda de espectro extendido diferentes centradas alrededor de una portadora para los canales de espectro extendido de transmisión y recepción, el presente método es ampliado fácilmente a sistemas que usan anchuras de banda múltiples de espectro extendido para los canales de transmisión y anchuras de banda múltiples de espectro extendido parea los canales de recepción. Alternativamente, como los sistemas de comunicación de espectro extendido tienen la característica inherente de que la transmisión de un usuario aparece como ruido para el receptor contractivo de otro usuario, una realización puede emplear el mismo canal de espectro extendido o ambos canales de trayectos de transmisión y recepción. En otras palabras, las transmisiones de enlace ascendente y enlace descendente pueden ocupar la misma banda de frecuencias. Además, el presente método puede ser ampliado fácilmente a bandas de frecuencias múltiples de CDMA, cada una transportando un conjunto respectivamente diferente de mensajes, enlace ascendente, enlace descendente o enlace ascendente y enlace descendente.
La información extendida de símbolos binarios es transmitida por los radioenlaces 161 a 165 usando modulación por desplazamiento de fase en cuadratura (QPSK) con formación de impulsos de Nyquist en la presente realización, aunque pueden usarse otras técnicas de modulación incluyendo, pero no limitadas a, modulación desviada por desplazamiento de fase en cuadratura (OQPSK) y modulación por desplazamiento mínimo (MSK), modulación por desplazamiento de fase gaussiana y modulación por desplazamiento de fase M-aria.
Los radioenlaces 161 a 165 incorporan acceso múltiple por división de código de banda ancha (B-CDMA^{TM}) como el modo de transmisión tanto en las direcciones de enlace ascendente como de enlace descendente. Las técnicas de comunicación de CDMA (también conocidas como espectro extendido) usadas en sistemas de acceso múltiple son bien conocidas y son descritas en la Patente de EE.UU. 5.228.056 titulada "Sistema y método de comunicación de espectro extendido sincrónica" de Donald T. Schilling. El sistema descrito utiliza la técnica de extensión de secuencia directa (DS). El modulador de acceso múltiple por división de código (CDMA) realiza la generación de secuencia de código de extensión de espectro extendido, que puede ser una secuencia de seudo-ruido (PN); y modulación de secuencia directa compleja de las señales QPSK con secuencias de códigos de extensión para los canales en fase (I) y en cuadratura (Q). Señales piloto son generadas y transmitidas con las señales moduladas, y las señales piloto de la presente realización son códigos de extensión no modulados por datos. Las señales piloto son usadas para sincronización, recuperación de fase de portadora y para estimar la respuesta a impulsos del radiocanal. Cada unidad de abonado incluye un solo generador de piloto y al menos un modulador y desmodulador CDMA, conocidos conjuntamente como un módem CDMA. Cada RCS 104, 105, 110 tiene un solo generador de piloto más moduladores y desmoduladores CDMA suficientes para todos los canales lógicos en uso por todas las unidades de abonado (SUs).
El desmodulador CDMA contrae la señal con procesamiento apropiado para combatir o aprovechar los efectos de propagación de trayectos múltiples. Los parámetros referentes al nivel de potencia recibida son usados para generar la información de control automático de potencia (APC) que, a su vez, es transmitida al otro extremo del enlace de comunicación. La información de APC es usada para controlar la potencia de transmisión de los enlaces de control directo automático de potencia (AFPC) y control inverso automático de potencia (ARPC). Además, cada RCS 104, 105 y 110 puede efectuar el control de potencia de mantenimiento (MPC), de una manera similar al APC, para ajustar la potencia de transmisión inicial de cada unidad de abonado (SU) 111, 112, 115, 117 y 118. La desmodulación es coherente donde la señal piloto proporciona la referencia de fase.
Los radioenlaces descritos soportan canales de tráfico múltiples con frecuencias de datos de 8, 16, 32, 64, 128 y 144 kb/s. El canal físico al que está conectado un canal de tráfico funciona con una frecuencia de 64 k símbolos/s. Pueden soportarse otras frecuencia de datos y puede emplearse codificación de corrección de errores de reenvío (FEC). Para la realización descrita, es usada FEC con razón de codificación de 1/2 y longitud 7 de constricción. Otras relaciones y longitudes de constricción pueden ser usadas de acuerdo con las técnicas de generación de códigos empleadas.
Combinar en diversidad en las antenas de radio de RCS 104, 105 y 110 no es necesario porque CDMA tiene diversidad de frecuencia inherente debido a la anchura de banda extendida. Los receptores incluyen filtros equilibrados adaptables (AMFs) (no mostrados en la Figura 1) que combinan las señales de trayectos múltiples. En la presente realización, los AMFs ejemplares realizan la combinación de relación máxima.
Refiriéndose a la Figura 1, la RCS 104 interconecta con la RDU 102 a través de los enlaces 131, 132, 137 con, por ejemplo, formatos DS1 (señal digital 1) de 1,544 Mb/s, E1 de 2,048 Mb/s o HDSL (High-Rate Digital Subscriber Line = línea digital de abonado de alta velocidad) para recibir y enviar señales de datos digitales. La interfaz ejemplar de líneas de RCS (no mostrada en la Figura 1) traduce la codificación de línea (tal como HDB3, B8ZS, AMI) y extrae o produce información de formación de tramas, realiza funciones de señalización de alarmas y equipo así como funciones de cierre de bucle y comprobación de paridad específicas de canal. Las interfaces para esta descripción proporcionan canales de tráfico telefónico codificados en PCM de 64 kb/s o codificados en ADPCM de 32 kb/s o canales ISDN a la RCS para procesamiento. Otras técnicas de codificación ADPCM pueden ser usadas de acuerdo con las técnicas de generación de secuencias.
El sistema también soporta la modificación de frecuencia de portador entre la RCS 104 y cada unidad de abonado (SU) 111, 112, 115, 117 y 118 comunicando con la RCS 104 en la que un canal de mensajes CDMA soportando 64 kb/s puede ser asignado a datos de banda de voz o facsímil (FAX) cuando están presentes frecuencias superiores a 4,8 kb/s. Tal canal portador de 64 kb/s es considerado un canal no codificado. Para la red digital de servicios integrados (ISDN), la modificación de frecuencia de portador puede hacerse dinámicamente basada en los mensajes de canal D.
En la Figura 1, cada unidad de abonado (SU) 111, 112, 115, 117 y 118 incluye, o interconecta con, un teléfono 170 o interconecta con un equipo conmutador local (PBX) 171. La entrada procedente del teléfono puede incluir voz, datos de banda de voz y señalización. La unidad de abonado convierte las señales analógicas en secuencias digitales, y también puede incluir un terminal 172 de datos o una interfaz 173 de ISDN. La unidad de abonado puede distinguir la entrada de voz, los datos de banda de voz o facsímil (FAX) y los datos digitales. La unidad de abonado codifica los datos de voz con técnicas tales como ADPCM a 32 kb/s o frecuencias inferiores, y detecta los datos de banda de voz o FAX con frecuencias mayores que 4,8 kb/s para modificar el canal de tráfico (modificación de frecuencia de portador) para transmisión no codificada. Asimismo, la compresión/expansión de ley A, ley u o ninguna de la señal puede ser realizada antes de la transmisión. Para datos digitales, técnicas de compresión de datos, tal como eliminación de señalizador inactivo, también pueden ser usadas para conservar la capacidad y hacer mínima la interferencia.
Los niveles de potencia de transmisión de la interfaz de radio entre la RCS 104 y las unidades de abonado (SUs) 111, 112, 115, 117 y 118 son controlados usando dos método diferentes de control de potencia en bucle cerrado. El método de control directo automático de potencia (AFPC) determina el nivel de potencia de transmisión de enlace descendente, y el método de control inverso automático de potencia (ARPC) determina el nivel de potencia de transmisión de enlace ascendente. El canal de control lógico, mediante el cual la unidad de abonado (SU) 111 y la RCS 104, por ejemplo, transfieren información de control de potencia, funciona al menos a una frecuencia de actualización de 16 KHz. Otros ejemplos pueden usar una frecuencia de actualización mayor o menor, por ejemplo 64 kHz. Estos algoritmos aseguran que la potencia de transmisión de un usuario mantiene una tasa de errores de bits (BER) aceptable, mantiene la potencia del sistema en un mínimo para ahorrar energía y mantiene el nivel de potencia de todas las unidades de abonado 111, 112, 115, 117 y 118, recibida por la RCS 104, en un nivel casi igual.
Además, el sistema usa un método opcional de control de potencia de mantenimiento durante el modo inactivo de una unidad de abonado. Cuando la unidad 111 de abonado está inactiva o con alimentación reducida para ahorrar energía, la unidad se activa ocasionalmente para ajustar su nivel inicial de potencia de transmisión en respuesta a una señal de control de potencia de mantenimiento procedente de la RCS 104. La señal de potencia de mantenimiento es determinada por la RCS 104 midiendo el nivel de potencia recibida de la unidad 111 de abonado y el nivel actual de potencia del sistema y, a partir de esto, calcula la potencia inicial necesaria de transmisión. El método acorta el tiempo de adquisición de canal de la unidad 111 de abonado para empezar una comunicación. El método también impide que el nivel de potencia de transmisión de la unidad 111 de abonado resulte demasiado alto e interfiera con otros canales durante la transmisión inicial antes de que el control de potencia en bucle cerrado reduzca la potencia de transmisión.
La RCS 104 obtiene sincronización de su reloj desde una línea de interfaz tal como, pero no limitada a, las interfaces E1, T1 o HDLS. La RCS 104 también puede generar su propia señal de reloj interno procedente de un oscilador que puede ser regulada por un receptor de Sistema Global de Localización (GPS). La RCS 104 genera un código piloto global, un canal con un código de extensión pero sin modulación de datos, que puede ser adquirido por las unidades de abonado remotas 111 a 118. Todos los canales de transmisión de la RCS son sincronizados con el canal piloto, y las fases de códigos de extensión de los generadores de códigos (no mostrados), usados para canales lógicos de comunicación dentro de la RCS 104, también son sincronizadas con la fase un código de extensión del canal piloto. De modo similar, las unidades de abonado (SUs) 111 a 118, que reciben el código piloto global de la RCS 104, sincronizan las fases de códigos de extensión y contracción de los generadores de códigos (no mostrados) de las unidades de abonado con el código piloto global.
La RCS 104, la SU 111 y la RDU 102 pueden incorporar redundancia de sistema de los elementos del sistema y conmutación automática entre los elementos funcionales internos del sistema en un caso de fallo para impedir la pérdida o desactivación de un radioenlace, fuente de alimentación, canal de tráfico o grupo de canales de tráfico.
Canales lógicos de comunicación
Un "canal" de la técnica anterior es considerado usualmente como un trayecto de comunicaciones que es parte de una interfaz y que puede ser distinguido de otros trayectos de esa interfaz sin considerar su contenido. Sin embargo, en el caso de CDMA, los trayectos de comunicaciones distintos son distinguidos sólo por su contenido. El término "canal lógico" es usado para distinguir los flujos de datos distintos que son lógicamente equivalentes a canales en el sentido convencional. Todos los canales y subcanales lógicos de la presente invención son transformados a un flujo común de modulación por desplazamiento de fase en cuadratura (QPSK) de 64 kilosímbolos por segundo (ksim/s). Algunos canales son sincronizados con códigos piloto asociados que son generados a partir de, y realizan una función similar que, el código piloto global (GPC) del sistema. Sin embargo, las señales piloto del sistema no son consideradas canales lógicos.
Varios canales lógicos de comunicación son usados por el enlace de comunicación de RF entre la RCS y la unidad de abonado (SU). Cada canal lógico de comunicación tiene un código de extensión predeterminado fijo o un código de extensión asignado dinámicamente. Tanto para códigos predeterminados como asignados, la fase de código es sincronizada con el código piloto. Los canales lógicos de comunicación están divididos en dos grupos: el grupo de canales globales (GC) incluye canales que son transmitidos desde la RCS de estación base a todas las SUs remotas o desde cualquier SU a la RCS de la estación base con independencia de la identidad de la SU. Los canales en el grupo de canales globales (GC) pueden contener información de un tipo dado para todos los usuarios incluyendo los canales usados por las SUs para obtener acceso al sistema. Los canales en el grupo de canales asignados (AC) son los canales dedicados a la comunicación entre la RCS y una SU particular.
El grupo de canales globales (GC) proporciona: 1) canales lógicos de control de radiodifusión que facilitan servicios de punto a multipunto para mensajes de radiodifusión a todas las SUs y mensajes de buscapersonas a las SUs, y 2) canales lógicos de control de acceso que facilitan servicios de punto a punto en canales globales para que las SUs accedan al sistema y obtengan canales asignados.
Las RCS tiene canales lógicos múltiples de control de acceso y un grupo de control de radiodifusión. Una SU de la presente invención tiene al menos un canal de control de acceso y al menos un canal lógico de control de radiodifusión.
Los canales lógicos globales controlados por la RCS son el canal de radiodifusión rápida (FBCH) que difunde información de cambio rápido referente a que servicios y que canales de acceso están disponibles actualmente, y el canal de radiodifusión lenta (SBCH) que difunde información de sistema de cambio lento y mensajes de buscapersonas. El canal de acceso (AXCH) es usado por las SUs para acceder a una RCS y obtener acceso a los canales asignados. Cada canal de acceso (AXCH) está emparejado con un canal de control (CTCH). El CTCH es usado por la RCS para acusar recibo de, y replicar a, los intentos de acceso por las SUs. El piloto de acceso largo (LAXPT) es transmitido sincrónicamente con el AXCH para suministrar a la RCS una referencia de tiempo y fase.
Un grupo de canales asignados (AC) contiene los canales lógicos que controlan una sola conexión de telecomunicación entre la RCS y una SU. Las funciones desarrolladas cuando es formado un grupo de canales asignados (AC) incluyen un par de canales lógicos de mensajes de control de potencia para cada una de las conexiones de enlace ascendente y enlace descendente y, dependiendo del tipo de conexión, uno o más pares de canales de tráfico. La función de control de portador realiza las funciones requeridas de control de errores de reenvío, modificación de frecuencia de portador y cifrado.
Cada unidad de abonado (SU) 111, 112, 115, 117 y 118 tiene al menos un grupo de canales asignados (AC) formado cuando existe una conexión de telecomunicación, y cada RCS 104, 105 y 110 tiene grupos múltiples de canales asignados (AC) formados, uno para cada conexión en curso. Un grupo de canales asignados (AC) de canales lógicos es creado para una conexión cuando se establece satisfactoriamente la conexión. El grupo de canales asignados (AC) incluye cifrado, codificación de corrección de errores de reenvío (FEC) y multiplexación en transmisión, y descodificación de corrección de errores de reenvío (FEC), descifrado y desmultiplexación en recepción.
Cada grupo de canales asignados (AC) proporciona un conjunto de servicios de punto a punto orientados a conexión y funciona en ambos sentidos entre una RCS específica, por ejemplo la RCS 104, y una SU específica, por ejemplo la SU 111. Un grupo de AC formado para una conexión puede controlar más de un portador por el canal de comunicación de RF asociado con una sola conexión. Portadores múltiples son usados para transportar datos distribuidos tales como, pero no limitados a, red digital de servicios integrados (ISDN). Un grupo de AC puede encargarse de la duplicación de canales de tráfico para facilitar el cambio a modulación por codificación de impulsos (PCM) de 64 kb/s para servicios de módem y facsímil de alta velocidad para la función de modificación de frecuencia de portador.
Los canales lógicos asignados formados en una conexión satisfactoria de llamada e incluidos en el grupo de AC son un canal de señalización dedicado [línea de órdenes (OW)], un canal de control automático de potencia (APC) y uno o más canales de tráfico (TRCH) que son portadores de 8, 16, 32 o 64 kb/s dependiendo del servicio soportado. Para tráfico de voz, fonía codificada de frecuencia moderada, ADPPCM o PCM puede ser soportada en los canales de tráfico. Para tipos de servicio ISDN, dos canales de tráfico de 64 kb/s forman los canales B y un canal de tráfico de 16 kb/s forma el canal D. Alternativamente, el subcanal de APC puede ser modulado separadamente en su propio canal CDMA o puede ser multiplexado por división de tiempo con un canal de tráfico o canal de línea de órdenes (OW).
Cada SU 111, 112, 115, 117 y 118 soporta hasta tres canales de tráfico simultáneos. La transformación de los tres canales lógicos para canales de tráfico en los datos de usuario es mostrada a continuación en la Tabla 1:
TABLA 1
Transformación de tipos de servicio en los tres canales de tráfico (TRCH) disponibles
Servicio Canal de tráfico (0) Canal de tráfico (1) Canal de tráfico (2)
Servicio telefónico antiguo de 16 kb/s TRCH/16 no usado no usado
Servicio telefónico antiguo de 32 + 64 kb/s TRCH/32 TRCH/64 no usado
(durante la modificación de canal portador
Servicio telefónico antiguo de 32 kb/s TRCH/32 no usado no usado
Servicio telefónico antiguo de 64 kb/s no usado TRCH/64 no usado
ISDN D no usado no usado TRCH/16
ISDN B+D TRCH/64 no usado TRCH/16
ISDN 2B+D TRCH/64 TRCH/64 TRCH/16
Bucle local digital @ 64 kb/s TRCH/64 no usado no usado
Bucle local digital @ 2x64 kb/s TRCH/64 TRCH/64 no usado
Bucle local analógico @ 64 kb/s TRCH/64 no usado no usado
La frecuencia de datos de control automático de potencia (APC) es enviada a 64 kb/s. El canal lógico de APC no es codificado en corrección de errores de reenvío (FEC) para evitar retardo y es transmitido en un nivel de potencia relativamente bajo para minimizar la capacidad usada para APC. Alternativamente, el APC y la línea de órdenes (OW) pueden ser modulados separadamente usando secuencias de códigos complejos de extensión, o pueden ser multiplexados por división de tiempo.
El canal lógico de OW es codificado en FEC con un código de convolución de relación 1/2. Este canal lógico es transmitido en ráfagas cuando están presentes datos de señalización para reducir la interferencia. Después de un período inactivo, la señal de OW empieza con al menos 35 símbolos antes del comienzo de la trama de datos. Para datos de llamada silenciosa de mantenimiento, la OW es transmitida continuamente entre tramas de datos. La Tabla 2 resume los canales lógicos usados en el ejemplo:
TABLA 2 Canales y subcanales lógicos de la Interfaz B-CDMA/aire
Nombre Acrónimo Descripción Dirección Frecuencia BER Nivel de Piloto
de canal breve (directa de bits máxima potencia
o inversa)
Canales globales
Canal de FBCH Radiodifunde Directa 16 kb/s 1e^{-4} Fijo GLPT
radiodifusión Información de
rápida sistema de
cambio rápido
Canal de SBCH Radiodifunde Directa 16 kb/s 1e^{-7} Fijo GLPT
radiodifusión mensajes de
lenta buscapersonas
a FSUs e
información de
sistema de
cambio lento
Canales de AXCH Para intentos Inversa 32 kb/s 1e^{-7} Controlado LAXPT
acceso (i) de acceso por (i)
iniciales por APC
FSUs
Canales de CTCH Para conceder Directa 32 kb/s 1e^{-7} Fijo GLPT
control (i) acceso
Canales asignados
Sistema TRCH/16 Uso general Directa/ 16 kb/s 1e^{-4} Controlado F-GLPT
telefónico de servicio inversa por APC R-ASPT
antiguo de telefónico
16/kb/s antiguo
Sistema TRCH/32 Uso general Directa/ 32 kb/s 1e^{-4} Controlado F-GLPT
telefónico de servicio inversa por APC R-ASPT
antiguo de telefónico
32/kb/s antiguo
Sistema TRCH/64 Uso de servicio Directa/ 64 kb/s 1e^{-4} Controlado F-GLPT
telefónico telefónico inversa por APC R-ASPT
antiguo de antiguo para
64/kb/s módems/facsímil
dentro de banda
Canal D TRCH/16 Canal de Directa/ 16 kb/s 1e^{-7} Controlado F-GLPT
ISDN D inversa por APC R-ASPT
Canal de línea OW Canal de Directa/ 32 kb/s 1e^{-7} Controlado F-GLPT
de órdenes señalización inversa por APC R-ASPT
asignado
Canal de control APC Transporta Directa/ 64 kb/S 2e^{-1} Controlado F-GLPT
automático de órdenes de inversa por APC R-ASPT
potencia APC
Los códigos de extensión
Los generadores de códigos de CDMA usados para codificar los canales lógicos emplean registros lineales de desplazamiento (LSRs) con lógica de realimentación que es un método bien conocido en la técnica. Los generadores de códigos de la presente realización de la invención generan 64 secuencias únicas sincrónicas. Cada canal de comunicación de RF usa un par de estas secuencias para extensión compleja (en fase y en cuadratura) de los canales lógicos, así que el generador proporciona 32 secuencias de extensión compleja. Las secuencias son generadas por una sola simiente que es cargada inicialmente en un circuito de registro de desplazamiento.
Generación de secuencias de códigos de extensión y selección de simiente
El período del código de extensión es definido como un múltiplo entero de la duración de símbolo, y el principio del período de código es también el principio del símbolo. La relación entre las anchuras de banda y las longitudes de símbolo elegidas para la realización ejemplar de la presente invención es:
\vskip1.000000\baselineskip
Anchura de banda (MHz) Longitud (chips/símbolo)
7 91
10 130
10,5 133
14 182
15 195
La longitud del código de extensión es también un múltiplo de 64 y de 96 para soporte de trama de ISDN. El código de extensión es una secuencia de símbolos, denominados chips o valores de chips. Los métodos generales para generar secuencias seudoaletorias usando la matemática del cuerpo de Galois son conocidos por los expertos en la técnica; sin embargo, un conjunto único, o familia, de secuencias de códigos ha sido obtenido para la presente invención. Primero, se elige la longitud del registro lineal con desplazamiento de realimentación lineal para generar una secuencia de código, y el valor inicial del registro es denominado una "simiente". Segundo, se impone la limitación de que ninguna secuencia de código generada por una simiente de código puede ser un desplazamiento cíclico de otra secuencia de código generada por la misma simiente de código. Finalmente ninguna secuencia de código generada a partir de una simiente puede ser un desplazamiento cíclico de una secuencia de código generada por otra simiente.
Se ha determinado que la longitud de código de extensión de valores de chips es:
(1)128 x 233415 = 29877120
Los códigos de extensión son generados combinando una secuencia lineal de período 233415 y una secuencia no lineal de período 128.
El canal de radiodifusión rápida (FBCH) del ejemplo es una excepción porque no está codificado con la secuencia de longitud 128, así que el código de extensión de FBCH tiene un período 233415.
La secuencia no lineal de longitud 128 es implementada como una secuencia fija cargada en un registro de desplazamiento con una conexión de realimentación. La secuencia fija puede ser generada por una secuencia m de longitud 127 rellenada con un valor 0,1 o aleatorio lógico extra como es bien conocido en la técnica.
La secuencia lineal de longitud L=233415 es generada usando un circuito de registro lineal de desplazamiento con realimentación (LFSR) con 36 etapas. Las conexiones de realimentación corresponden a un polinomio irreducible h(n) de grado 36. El polinomio h(x) elegido para el ejemplo de la presente invención es:
h(x) = x^{36}+x^{35}+x^{30}+x^{28}+x^{26}+x^{25}+x^{22}+x^{20}+x^{19}+x^{17}+
\hskip1cm
x^{16}+x^{15}+x^{14}+x^{12}+x^{11}+x^{9}+x^{8}+x^{4}+x^{3}+x^{2}+1
o, en notación binaria
(2)h(x)=(1100001010110010110111101101100011101)
Se determina un grupo de valores de "simientes" para un registro lineal de desplazamiento con realimentación (LFSR) representando el polinomio h(x) de la ecuación (2) que genera secuencias de códigos que son casi ortogonales entre sí. La primera exigencia de los valores de simientes es que los valores de simientes no generan dos secuencias de códigos que sean simplemente desplazamientos cíclicos entre sí.
Las simientes son representadas como elementos de GF(2^{36}) que es el campo de clases de residuos módulo h(x). Este campo tiene un elemento primitivo \delta = x^{2}+x+1. La representación binaria de \delta es
(3)\delta = 000000000000000000000000000000000111
Cada elemento de GF(2^{36}) también puede ser escrito como una potencia de \delta módulo h(x) reducido. Por consiguiente, las simientes son representadas como potencias de \delta, el elemento primitivo.
La solución para el orden de un elemento no requiere una búsqueda de todos los valores; el orden de un elemento divide el orden del campo (GF(2^{36})). Cuando \delta es cualquier elemento de GF(2^{36}) con
x^{e} \equiv 1
para cierto e, entonces e|2^{36}-1. Por tanto, el orden de cualquier elemento en GF(2^{36}) divide 2^{36}-1.
Usando estas limitaciones, se ha determinado que una búsqueda numérica genera un grupo de valores de simientes, n, que son potencias de \delta, el elemento primitivo de h(x).
El presente método es incrementar el número de simientes disponibles para uso en un sistema de comunicación CDMA reconociendo que ciertos desplazamiento cíclicos de las secuencia de códigos determinadas previamente pueden ser usados simultáneamente. El retardo de ida y vuelta para las anchuras de banda y tamaños de células de la presente invención es menor que 3.000 chips. Desplazamientos cíclicos separados suficientemente de una secuencia pueden ser usados dentro de la misma célula sin causar ambigüedad para un receptor intentando determinar la secuencia de código. Este método aumenta el conjunto de secuencias disponibles para el uso.
Realizando los ensayos descritos previamente, un total de 3.879 simientes primarias fueron determinadas mediante cálculo numérico. Estas simientes son dadas matemáticamente como
\delta^{n} \ \text{módulo h}(x)
donde 3.879 valores de n están relacionados en el Apéndice A, con \delta = (00....00111) como antes en (3).
Cuando todas las simientes primarias son conocidas, todas las simientes secundarias son obtenidas de las simientes primarias desplazándolas en múltiplos de 4.095 chips módulo h(x). Una vez que una familia de valores de simientes es determinada, estos valores son almacenados en memoria y asignados a canales lógicos como sea necesario. Una vez asignado, el valor inicial de simiente es cargado simplemente en el LFSR para producir la secuencia requerida de código de extensión asociada con el valor de simiente.
Característica de adquisición rápida de códigos largos y cortos
La adquisición rápida de la fase de código correcta por un receptor de espectro extendido es mejorada diseñando códigos de extensión que sean de detección más rápida. Primero, un código largo puede ser construido a partir de dos o más códigos cortos. La nueva implementación usa muchas secuencias de códigos, una o más de las cuales son secuencias de adquisición rápida de longitud L que tienen búsquedas medias de fases de adquisición de r = log 2L. Secuencias con tales propiedades son bien conocidas por los expertos en la técnica. El número medio de fases de ensayo de adquisición de la secuencia larga resultante es un múltiplo de r = log 2L más bien que la mitad del número de fases de la secuencia larga.
Segundo, un método para transmitir secuencias de códigos de extensión de valor complejo (secuencias en fase (I) y en cuadratura (Q)) en una señal de código de extensión piloto puede ser usado más bien que transmitir secuencias de valor real. Dos o más secuencias de códigos distintas pueden ser transmitidas por los canales complejos. Si las secuencias tienen fases diferentes, una adquisición puede ser efectuada por circuitos de adquisición en paralelo sobre las secuencias de códigos diferentes cuando es conocido el desplazamiento de fase relativo entre los dos o más canales de códigos. Por ejemplo, para dos secuencias, una puede ser enviada por un canal en fase (I) y una por el canal en cuadratura (Q). Para explorar las secuencias de códigos, los medios de detección de adquisición exploran los dos canales pero empiezan en el canal (Q) con una desviación igual a un medio de la longitud de la secuencia de código de extensión. Con longitud N de secuencia de código, los medios de adquisición empiezan la búsqueda en N/2 en el canal (Q). El número medio de ensayos para hallar la adquisición es N/2 para una sola búsqueda de código pero explorar en paralelo el canal (I) y el canal (Q) retardado en fase reduce el número medio de ensayos a N/4. Los códigos enviados por cada canal podrían ser el mismo código, el mismo código con la fase de código de un canal retardada o secuencias de códigos diferentes.
Estructuras de épocas y subépocas
Los códigos largos de extensión compleja usados para el sistema ejemplar tienen un número de chips después de los cuales el código se repite. El período de repetición de la secuencia de extensión es denominado una época. Para transformar los canales lógicos en códigos de extensión de CDMA, la presente invención usa una estructura de épocas y subépocas. El período de código para el código de extensión de CDMA para modular los canales lógicos es 29877120 chips/período de código que es el mismo número de chips para todas las anchuras de banda. El período de código es la época y la Tabla 3 siguiente define la duración de época para las frecuencias de segmentos soportadas. Además, dos subépocas son definidas en la época de código de extensión y son de 233415 chips y 128 chips de longitud.
La subépoca de 233415 chips es denominada una subépoca larga y es usada para sincronizar sucesos en la interfaz de comunicación de RF tales como conmutación de clave de cifrado y cambio de códigos globales a códigos asignados. La subépoca corta de 128 chips es definida para uso como una referencia de temporización adicional. La frecuencia máxima de símbolos usada con un solo código de CDMA es 64 ksim/s. Siempre hay un número entero de chips en una duración de símbolo para las frecuencias de símbolos soportadas de 64,32,16 y 8 ksim/s.
\vskip1.000000\baselineskip
TABLA 3
Anchuras de banda, frecuencias de chips y épocas
Anchura de Frecuencia Número de Duración* de Duración* Duración*
banda (MHZ) de chips chips en un subépoca de de subépoca de época(s)
compleja, símbolo de 128 chips (\mus) de 233415
(Mchip/s) 64 kbit/s chips (ms)
7 5,824 91 21,978 40,078 5,130
10 8,320 130 15,385 28,055 3,591
10,5 8,512 133 15,038 27,422 3,510
14 11,648 182 10,989 20,039 2,565
15 12,480 195 10,256 18,703 2,394
* los números en estas columnas están redondeados a 5 dígitos.
Transformación de los canales lógicos en épocas y subépocas
Los códigos de extensión compleja son diseñados tal que el principio de la época de secuencia coincide con el principio de un símbolo para todas las anchuras de banda soportadas. La presente invención soporta anchuras de banda de 7, 10, 10,5, 14 y 15 MHz. Suponiendo una descarga de datos nominal del 20%, estas anchuras de banda corresponden a las frecuencias siguientes de chips en la Tabla 4.
\vskip1.000000\baselineskip
TABLA 4
Anchuras de banda y frecuencias de chips soportadas para CDMA
Anchura de R_{C} (Mchips/s Anchura de banda L: (R_{c}/L) = 64 k Descomposición
banda (MHz) complejos) en exceso (%) en factores de L
7 5,824 20,19 91 7x13
10 8,320 20,19 130 2x5x13
10,5 8,512 23,36 133 7x19
14 11,648 20,19 182 2x7x13
15 12,480 20,19 195 3x5x13 
\newpage
El número de chips en una época es
(6)N = 29877120 = 2^{7}x3^{3}x5x7x13x19
Si se usa intercalación, el principio de un período intercalador coincide con el principio de la época de secuencia. Las secuencias de extensión generadas usando un método de la presente invención pueden soportar períodos intercaladores que son múltiplos de 1,5 ms para diversas anchuras de banda.
Las secuencias cíclicas de la técnica anterior son generadas usando circuitos de LFSR. Sin embargo, este método no genera secuencias de longitud par. Un generador de secuencias de códigos de extensión usando las simientes de códigos generadas previamente es mostrada en la Figura 2a, la Figura 2b y la Figura 2c. El presente ejemplo usa un LFSR 201 de 36 etapas para generar una secuencia de período N'=233415=3^{3}x5x7x13x19, que es C_{o} en la Figura 2a. En las Figuras 2a, 2b y 2c, el símbolo \oplus representa una adición binaria (O exclusiva). Un generador de secuencias diseñado como antes genera las partes en fase y en cuadratura de un conjunto de secuencias complejas. Las conexiones de derivación y el estado inicial del LFSR de 36 etapas determinan la secuencia generada por este circuito. Los coeficientes de derivación en el LFSR de 36 etapas son determinados tal que las secuencias resultantes tienen el período 233415. Obsérvese que las conexiones de derivación mostradas en la Figura 2a corresponden al polinomio dado en la ecuación (2). Entonces, cada secuencia resultante es superpuesta por adición binaria con la secuencia C* de longitud 128 para obtener el período 29877120 de época.
La Figura 2b muestra un circuito 202 de alimentación directa (FF: feed forward) que es usado en el generador de códigos. La señal X[n-1]es extraída del retardo 211 de chip, y la entrada del retardo 211 de chip es X[n]. El chip C[n] de código es formado por el sumador lógico 212 a partir de la entrada X[n] y X[n-1]. La Figura 2c muestra el generador completo de códigos de extensión. Desde el LFSR 201, las señales de salida pasan a través de una cadena de hasta 63 circuitos 203 de alimentación directa (FF) de etapa única dispuestos en serie como se muestra. La salida de cada circuito de alimentación directa es superpuesta con el período 128=2^{7} de secuencia corta par C* de código que es almacenada en la memoria 222 de código y que exhibe características espectrales de una secuencia seudoaleatoria para obtener la época N=29877120. Esta secuencia de 128 es determinada usando una secuencia m (secuencia de seudo-ruido) de longitud 127=2^{7}-1 y añadiendo un valor de bit, tal como 0 lógico, a la secuencia para aumentar la longitud a 128 bits. La secuencia C* de código par es introducida en el registro 221 de desplazamiento de código par, que es un registro cíclico, que extrae continuamente la secuencia. La secuencia corta es combinada entonces con la secuencia larga usando una operación O exclusiva 213, 214, 220.
Como se muestra en la Figura 2c, hasta 63 secuencias C_{0} a C_{63} de códigos de extensión son generadas derivando las señales de salida de los circuito 203 de alimentación directa y sumando lógicamente la secuencia corta C* en los sumadores binarios 213, 214 y 220, por ejemplo. Un experto en la técnica comprenderá que la realización de circuitos 203 de alimentación directa creará un efecto de retardo acumulativo para las secuencias de códigos producidas en cada etapa de alimentación directa en la cadena. Este retardo es debido al retardo eléctrico no nulo en los componentes electrónicos de la realización. Los problemas de temporización asociados con el retardo pueden ser aliviados insertando elementos de retardo adicionales en la cadena de circuitos de alimentación directa en una versión de la realización de la invención. La cadena de circuitos de alimentación directa (FFS) de la Figura 2c con elementos de retardo adicionales es mostrada en la Figura 2d.
Los generadores de códigos están configurados para generar códigos globales o códigos asignados. Los códigos globales son códigos de CDMA que pueden ser recibidos o transmitidos por todos los usuarios del sistema. Los códigos asignados por todos los usuarios del sistema. Los códigos asignados son códigos de CDMA que son asignados para una conexión particular. Cuando un conjunto de secuencias son generadas por el mismo generador como se ha descrito, sólo la simiente del LFSR de 36 etapas es especificada para generar una familia de secuencias. Las secuencias para todos los códigos globales son generadas usando el mismo circuito LFSR. Por tanto, una vez que una unidad de abonado (SU) se ha sincronizado con la señal piloto global procedente de una RCS y conoce la simiente para el circuito LFSR para los códigos de canal global, puede generar no sólo la secuencia piloto sino también todos los demás códigos globales usados por la RCS.
La señal que es convertida elevando la frecuencia a RF es generada como sigue. Las señales de salida de los circuitos de registro de desplazamiento anteriores son convertidos en una secuencia opuesta (0 se transforma en +1, 1 se transforma en -1). Los canales lógicos son convertidos inicialmente en señales QPSK que son transformadas como puntos de constelación como es bien conocido en la técnica. Los canales en fase y en cuadratura de cada señal QPSK forman las partes real e imaginaria del valor de datos complejos. De modo similar, dos códigos de extensión son usados para formar valores de chips de extensión complejos. Los datos complejos son extendidos siendo multiplicados por el código de extensión compleja. De modo similar, los datos complejos recibidos son correlacionados con la conjugada del código de extensión compleja para recuperar los datos contraídos.
Códigos cortos son usados para el proceso inicial de aumento en rampa de potencia cuando una SU accede a una RCS. El período de los códigos cortos es igual a la duración del símbolo y el comienzo de cada período está alineado con un límite de símbolo. Tanto la SU como la RCS obtienen las partes real e imaginaria de los códigos cortos procedentes de las últimas ocho secciones de alimentación directa del generador de secuencias que produce los códigos globales para esa célula.
Los códigos cortos que están en uso son actualizados cada 3 ms. Pueden usarse otros tiempos de actualización que estén de acuerdo con la frecuencia de símbolos. Por tanto, una conmutación ocurre cada 3 ms empezando en el límite de época. En una conmutación, la porción siguiente de longitud de símbolo de la salida de alimentación directa correspondiente se convierte en el código corto. Cuando la unidad de abonado (SU) necesita usar un código corto particular, espera hasta el primer límite de 3 ms de la época siguiente y almacena la salida de porción siguiente de longitud de símbolo de la sección de alimentación directa correspondiente. Esta debe ser usada como el código corto hasta la conmutación siguiente que ocurre 3 ms después.
Las señales representadas por estos códigos cortos son conocidas como pilotos de canales de acceso corto
(SAXPTs).
Transformación de canales lógicos en códigos de extensión
La relación exacta entre las secuencia de códigos de extensión y los canales lógicos de CDMA y las señales piloto es documentada en la Tabla 5a y la Tabla 5b. Los nombres de señales que terminal en "CH" corresponden a canales lógicos. Los nombres de señales que terminan en "PT" corresponden a señales piloto, que son descritas con detalle a continuación.
TABLA 5a
Secuencias de códigos de extensión y códigos globales de CDMA
Secuencia Cuadratura Canal lógico o señal piloto Dirección
C_{0} en fase (I) Canal de radiodifusión rápida (FBCH) directa
C_{1} en cuadratura FBCH directa
(Q)
C_{2}\oplusC* I Piloto global (GLPT) directa
C_{3}\oplusC* Q GLPT directa
C_{4}\oplusC* I SBCH directa
C_{5}\oplusC* Q SBCH directa
C_{6}\oplusC* I Canal de control (0) (CTCH) directa
C_{7}\oplusC* Q CTCH (0) directa
C_{8}\oplusC* I Canal de control automático de potencia directa
(APCH (1))
C_{9}\oplusC* Q APCH (1) directa
C_{10}\oplusC* I CTCH (1) directa
C_{11}\oplusC* Q CTCH (1) directa
C_{12}\oplusC* I APCH (l) directa
C_{13}\oplusC* Q APCH (1) directa
C_{14}\oplusC* I CTCH (2) directa
C_{15}\oplusC* Q CTCH (2) directa
C_{16}\oplusC* I APCH (2) directa
C_{17}\oplusC* Q APCH (2) directa
C_{18}\oplusC* I CTCH (3) directa
C_{19}\oplusC* Q CTCH (3) directa
TABLA 5a (continuación)
Secuencias de códigos de extensión y códigos globales de CDMA
Secuencia Cuadratura Canal lógico o señal piloto Dirección
C_{20}\oplusC* I APCH (3) directa
C_{21}\oplusC* Q APCH (3) directa
C_{22}\oplusC* I reservado - -
C_{23}\oplusC* Q reservado - -
.... .... .... ....
.... .... .... ....
C_{40}\oplusC* I reservado - -
C_{41}\oplusC* Q reservado - -
C_{42}\oplusC* I AXCH(3) inversa
C_{43}\oplusC* Q AXCH(3) inversa
C_{44}\oplusC* I LAXPT(3) inversa
SAXPT(3)
C_{45}\oplusC* Q LAXPT (3) inversa
SAXPT (3) simiente
C_{46}\oplusC* I AXCH (2) inversa
C_{47}\oplusC* Q AXCH (2) inversa
C_{48}\oplusC* I LAXPT (2) inversa
SAXPT (2) simiente
C_{49}\oplusC* Q LAXPT (2) inversa
SAXPT (2) simiente
C_{50}\oplusC* I AXCH(1) inversa
C_{51}\oplusC* Q AXCH(1) inversa
C_{52}\oplusC* I LAXPT (1) inversa
SAXPT (1) simiente
C_{53}\oplusC* Q LAXPT (1) inversa
SAXPT (1) simiente
C_{54}\oplusC* I AXCH(0) inversa
C_{55}\oplusC* Q AXCH(0) inversa
C_{56}\oplusC* I LAXPT (0) inversa
SAXPT (0) simiente
C_{57}\oplusC* Q LAXPT (0) inversa
SAXPT (0) simiente
C_{58}\oplusC* I INACTIVO - -
TABLA 5a (continuación)
Secuencias de códigos de extensión y códigos globales de CDMA
Secuencia Cuadratura Canal lógico o señal piloto Dirección
C_{59}\oplusC* Q INACTIVO - -
C_{60}\oplusC* I AUXILIAR inversa
C_{61}\oplusC* Q AUXILIAR inversa
C_{62}\oplusC* I reservado - -
C_{63}\oplusC* Q reservado - -
TABLA 5b
Secuencias de códigos de extensión y códigos asignados de CDMA
Secuencia Cuadratura Canal lógico o señal piloto Dirección
C_{0}\oplusC* I piloto asignado (ASPT) inversa
C_{1}\oplusC* Q ASPT inversa
C_{2}\oplusC* I APCH inversa
C_{3}\oplusC* Q APCH inversa
C_{4}\oplusC* I canal de línea de órdenes inversa
(OWCH)
C_{5}\oplusC* Q OWCH inversa
C_{6}\oplusC* I TRCH(0) inversa
C_{7}\oplusC* Q TRCH(0) inversa
C_{8}\oplusC* I TRCH(1) inversa
C_{9}\oplusC* Q TRCH(1) inversa
C_{10}\oplusC* I TRCH(2) inversa
C_{11}\oplusC* Q TRCH(2) inversa
C_{12}\oplusC* I TRCH(3) inversa
C_{13}\oplusC* Q TRCH(3) inversa
C_{14}\oplusC* I reservado - -
C_{15}\oplusC* Q reservado - -
.... .... .... ....
.... .... .... ....
C_{44}\oplusC* I reservado - -
C_{45}\oplusC* Q reservado - -
C_{46}\oplusC* I TRCH(3) directa 
\vskip1.000000\baselineskip
TABLA 5b (continuación)
Secuencias de códigos de extensión y códigos asignados de CDMA
Secuencia Cuadratura Canal lógico o señal piloto Dirección
C_{47}\oplusC* Q TRCH(3) directa
C_{48}\oplusC* I TRCH(2) directa
C_{49}\oplusC* Q TRCH(2) directa
C_{50}\oplusC* I TRCH(1) directa
C_{51}\oplusC* Q TRCH(1) directa
C_{52}\oplusC* I TRCH(0) directa
C_{53}\oplusC* Q TRCH(0) directa
C_{54}\oplusC* I OWCH directa
C_{55}\oplusC* Q OWCH directa
C_{56}\oplusC* I APCH directa
C_{57}\oplusC* Q APCH directa
C_{58}\oplusC* I INACTIVO - -
C_{59}\oplusC* Q INACTIVO - -
C_{60}\oplusC* I reservado - -
C_{61}\oplusC* Q reservado - -
C_{62}\oplusC* I reservado - -
C_{63}\oplusC* O reservado - -
Para códigos globales, los valores de simientes para el registro de desplazamiento de 36 bits son elegidos para evitar usar el mismo código, o cualquier desplazamiento cíclico del mismo código, dentro de la misma área geográfica para impedir la ambigüedad o la interferencia perjudicial. Ningún código asignado es igual a, o un desplazamiento cíclico de, un código global.
Señales piloto
Las señales piloto son usadas para sincronización, recuperación de fase de portadora y para estimar la respuesta a impulsos del radiocanal.
La RCS 104 transmite una referencia de portadora piloto de enlace directo como una secuencia de código piloto complejo para proporcionar referencia de tiempo y fase para todas las SUs 111, 112, 115, 117 y 118 en su área de servicio. El nivel de potencia de la señal piloto global (GLPT) es fijado para proporcionar cobertura adecuada en toda el área de servicio de la RCS, cuya área depende del tamaño de la célula. Con una sola señal piloto en el enlace directo, es despreciable la reducción en la capacidad del sistema debido a la energía de piloto.
Cada una de las SUs 111, 112, 115, 117 y 118 transmite una referencia de portadora piloto como una secuencia de código de extensión piloto modulado en cuadratura (de valor complejo) para proporcionar una referencia de tiempo y fase a la RCS para el enlace inverso. La señal piloto transmitida por la SU de una realización de la invención es 6 dB inferior que la potencia del canal de tráfico del servicio telefónico antiguo (POTS) de 32 kb/s. El canal de piloto inverso está sometido a control automático de potencia (APC). El piloto de enlace inverso asociado con una conexión particular es denominado el piloto antiguo (ASPT). Además, hay señales piloto asociadas con canales de acceso. Estas son denominadas los pilotos de canales de acceso largo (LAXPTs). Pilotos de canales de acceso corto (SAXPTs) también están asociados con los canales de acceso y son usados para adquisición de códigos de extensión y aumento en rampa de potencia inicial.
Todas las señales piloto son formadas a partir de códigos complejos, como se define a continuación:
\text{Piloto global}(\text{directo}) = \{C_{2}\oplus C*)+j.(C_{3}\oplus C*)\}\cdot\{(1)+j.(0)\}
\hskip2.5cm
\{c\text{ó}digo \ complejo\}\cdot\{portadora\}
Las señales piloto complejas son contraídas por multiplicación por códigos de extensión conjugados: {C_{2}\oplusC*)-j.(C_{3}\oplusC*)}. En contraste, los canales de tráfico (TRCH) son de la forma:
TRCH_{n} (directo/inverso) = \{C_{k}\oplus C*)+j(C_{l}\oplus C*)\}\cdot\{(\pm 1)+j(\pm 1)\}
\hskip4cm
\{c\text{ó}digos \ complejos\}\cdot\{s\text{í}mbolo \ de \ datos\}
que forman así una constelación dispuesta en \frac{\pi}{4} radianes con respecto a las constelaciones de señales piloto.
La constelación de piloto global (GLPT) es mostrada en la Figura 3a y la constelación de canales de tráfico TRCH_{n} es mostrada en la Figura 3b.
Asignación de canales lógicos del canal de radiodifusión rápida (FBCH), el canal de radiodifusión lenta (SBCH) y los canales de tráfico
El FBCH es un canal de enlace directo global usado para radiodifundir información dinámica sobre la disponibilidad de servicios y canales de acceso (AXCHs). Los mensajes son enviados continuamente por este canal y cada mensaje dura 1 ms aproximadamente. El mensaje de FBCH es de 16 bits de longitud, repetido continuamente, y es alineado en época. El FBCH es formateado como se define en la Tabla 6.
TABLA 6
Formato del canal de radiodifusión rápida (FBCH)
Bit Definición
0 Luz 0 de tráfico
1 Luz 1 de tráfico
2 Luz 2 de tráfico
3 Luz 3 de tráfico
4-7 Bits indicadores de servicios
8 Luz 0 de tráfico
9 Luz 1 de tráfico
10 Luz 2 de tráfico
11 Luz 3 de tráfico
12-15 Bits indicadores de servicio
Para el FBCH, el bit 0 es transmitido primero. Como se usa en la Tabla 6, una luz de tráfico corresponde a un canal de acceso (AXCH) e indica si el canal de acceso particular está en uso actualmente (una roja) o no está en uso (una verde). Un "1" lógico indica que la luz de tráfico es verde y un "0" lógico indica que la luz de tráfico es roja. Los valores de los bits de luces de tráfico pueden cambiar de un octeto a otro, y cada mensaje de 16 bits contiene bits indicadores de servicios distintos que describen los tipos de servicios que están disponibles para los AXCHs.
Bits indicadores de servicios son utilizados como sigue para indicar la disponibilidad de servicios o canales de acceso (AXCHs). Los bits indicadores de servicios {4, 5, 6, 7, 12, 13, 14, 15} tomados conjuntamente pueden ser un número binario sin signo, con el bit 4 como el bit más significativo y el bit 15 como el bit menos significativo. Cada incremento de tipo servicio tiene una medida nominal asociada de la capacidad requerida, y el FBCH radiodifunde continuamente la capacidad disponible. Esta es cambiada de escala para tener un valor máximo equivalente al incremento máximo de servicio único posible. Cuando una SU requiere un servicio nuevo o un incremento en el número de portadores, compara la capacidad requerida con la indicada por el FBCH y después se considera bloqueada si la capacidad no está disponible. El FBCH y los canales de tráfico son alineados con la época.
Las tramas de información de radiodifusión lenta contienen información del sistema u otra información general que está disponible para todas las unidades de abonado (SUs) y las tramas de información de buscapersonas contienen información sobre solicitudes de llamada para SUs particulares. Las tramas de información de radiodifusión lenta y las tramas de información de buscapersonas son multiplexadas conjuntamente en un solo canal lógico que forma el canal de radiodifusión lenta (SBCH). Como se definió previamente, la época de código es una secuencia de 2987720 chips teniendo una duración de época que es una función de la frecuencia de chips definida en la Tabla 7 siguiente. Para facilitar el ahorro de energía, el canal es dividido en N ciclos "desactivados" y cada ciclo es subdividido en M segmentos de tiempo, que son de 19 ms de longitud, excepto para la anchura de banda de 10,5 MHz que tiene segmentos de tiempo de 18 ms.
TABLA 7
Esbozo de formato de canal de radiodifusión lenta (SBCH)
Anchura Frecuencia Longitud Ciclos/ Longitud de Segmentos Longitud de
de banda de código de época (ms) época N ciclo (ms) de tiempo/ segmento de
(MHz) de extensión ciclo M tiempo (ms)
(MHz)
7.0 5,824 5.130 5 1.026 54 19
10,0 8,320 3.591 3 1.197 63 19
10,5 8,512 3.510 3 1.170 65 18
14,0 11,648 2.565 3 855 45 19
15,0 12,480 2.394 2 1.197 63 19
El segmento nº 1 de tiempo de ciclo desactivado es usado siempre para información de radiodifusión lenta. Los segmentos de tiempo nº 2 a nº M-1 son usados para grupos de buscapersonas a no ser que se inserte información de radiodifusión lenta. El modelo de ciclos y segmentos de tiempo en una realización de la presente invención funciona continuamente a 16 kb/s.
Dentro de cada ciclo desactivado, la unidad de abonado (SU) enciende el receptor y readquiere el código piloto. Después, consigue el enganche de portadora con una precisión suficiente para desmodulación y descodificación de Viterbi satisfactorias. El tiempo de estabilización para conseguir el enganche de portadora puede tener una duración de hasta 3 segmentos de tiempo. Por ejemplo, una SU asignada al segmento nº 7 de tiempo enciende el receptor al comienzo del segmento nº 4 de tiempo. Habiendo supervisado su segmento de tiempo, la SU habrá reconocido su dirección de buscapersonas e iniciado una solicitud de acceso, o habrá fallado en reconocer su dirección de buscapersonas en cuyo caso vuelve al modo desactivado. La Tabla 8 muestra los ciclos de servicio para las anchuras de banda diferentes, suponiendo una duración de activación de 3 segmentos de tiempo.
TABLA 8
Ahorro de energía de ciclo desactivado
Anchura de banda (MHz) Segmentos de tiempo/ciclo Ciclo de servicio
7,0 54 7,4%
10,0 63 6.3%
10,5 65 6,2%
14,0 45 8.9%
15,0 63 6.3%
Rastreo de código de extensión y detección por filtro equilibrado adaptable en canales de trayectos múltiples Rastreo de código de extensión
Se describen tres métodos de rastreo de código de extensión de CDMA, en ambientes de desvanecimiento por trayectos múltiples, que rastrean la fase de código de una señal recibida de espectro extendido de trayectos múltiples. El primero es el circuito rastreador de técnica anterior que rastrea simplemente la fase de código de extensión con el valor máximo de señal de salida del detector, el segundo es un circuito rastreador que rastrea el valor de mediana de la fase de código del grupo de señales de trayectos múltiples, y el tercero es el circuito rastreador de centroide que rastrea la fase de código de una media optimizada ponderada en media cuadrática mínima de los componentes de señales de trayectos múltiples. Lo siguiente describe los algoritmos mediante los cuales es rastreada la fase de código de extensión de la señal recibida de CDMA.
Un circuito rastreador tiene características operativas que revelan la relación entre el error de tiempo y la tensión de control que excita un oscilador controlado por tensión (VCO) de un circuito rastreador de fase de código de extensión. Cuando hay un error de temporización positivo, el circuito rastreador genera una tensión negativa de control para compensar el error de temporización. Cuando hay un error de temporización negativo, el circuito rastreador genera una tensión positiva de control para compensar el error de temporización. Cuando el circuito rastreador genera un valor cero, este valor corresponde al ajuste perfecto de tiempo denominado el "punto de enganche". La Figura 3c muestra el circuito rastreador básico. La señal r(t) recibida es aplicada a un filtro equilibrado 301 que correlaciona r(t) con una secuencia c(t) de código local generada por el generador 303 de código. La señal x(t) de salida del filtro equilibrado es muestreada en el circuito 302 de muestreo para producir las muestras x[nT] y x[nT+T/2]. Las muestras x[nT] y x[nT+T/2] son usadas por un circuito rastreador 304 para determinar si es correcta la fase del código c(t) de extensión del generador 303 de código. El circuito rastreador 304 produce una señal e(t) de error como una entrada al generador 303 de código. El generador 303 de código usa esta señal e(t) como una señal de entrada para ajustar la fase de código que genera.
En un sistema CDMA, la señal transmitida por el usuario de referencia es escrita en la representación de paso bajo como
(7)s(t) = \sum\limits^{\infty}_{k = - \infty}c_{k}P_{TC}(t - kT_{c})
donde c_{k} representa los coeficientes de código de extensión, P_{Tc}(t) representa la forma de onda de chips de código de extensión, y T_{c} es la duración de chip. Suponiendo que el usuario de referencia no está transmitiendo datos de modo que sólo el código de extensión modula la portadora. Refiriéndose a la Figura 3c, la señal recibida es
(8)r(t) = \sum\limits^{M}_{i = 1} a_{i}S(t - \tau_{i})
Aquí, a_{i} es debido al efecto de desvanecimiento del canal de trayectos múltiples en el trayecto i-simo y \tau_{i} es el retardo aleatorio de tiempo asociado con el mismo trayecto. El receptor pasa la señal recibida a través de un filtro equilibrado que es realizado como un receptor de correlación y es descrito después. Esta operación es efectuada en dos pasos: primero, la señal es pasada a través de un filtro equilibrado de chips y es muestreada para recuperar los valores de chips de código de extensión, y después esta secuencia de chips es correlacionada con la secuencia de código generada localmente.
La Figura 3c muestra el filtro 301 equilibrado de chips, adaptado a la forma de onda P_{Tc}(t) de chips, y el circuito 302 de muestreo. Idealmente, la señal x(t) en el terminal del filtro equilibrado de chips es
(9)x(t) = \sum\limits^{M}_{i = k} \sum\limits^{\infty}_{K = - \infty} a_{i}c_{k}g(t - \tau_{i} - kT_{c})
donde
(10)g(t) = P_{Tc}(t)*h_{R}(t)
Aquí, h_{R}(t) es la respuesta a impulsos del filtro equilibrado de chips y ^{|*|} indica convolución. El orden de las sumas puede reescribirse como
(11)x(t) = \sum\limits^{\infty}_{k = -\infty}c_{k}f(t - kT_{c})
donde
(12)f(t) = \sum\limits^{M}_{i = 1}a_{i}g(t - k\tau_{i})
En el canal de trayectos múltiples descrito anteriormente, el circuito demuestreo muestrea la señal de salida del filtro equilibrado para producir x(nT) en los puntos de nivel máximo de potencia de g(t). En la práctica, sin embargo, la forma de onda g(t) es distorsionada fuertemente debido al efecto de la recepción de señales de trayectos múltiples y no está disponible un ajuste perfecto de tiempo de la señales.
Cuando la distorsión de trayectos múltiples en el canal es despreciable y está disponible una estimación perfecta de la temporización, o sea, a_{1} = 1, \tau_{1} = 0, y a_{i} = 0, i = 2, ..., M, la señal recibida es r(t) = s(t). Entonces, con este modelo de canal ideal, la salida del filtro equilibrado de chips resulta
(13)x(t) = \sum\limits^{\infty}_{k = -\infty}c_{k}g(t - kT_{c})
Cuando hay desvanecimiento de trayectos múltiples, sin embargo, la forma de onda recibida de valores de chips de código de extensión es distorsionada y tiene un número de máximos locales que pueden cambiar de un intervalo de muestreo a otro dependiendo de las características del canal.
Para canales de desvanecimiento de trayectos múltiples con características de canales rápidamente cambiantes, no es práctico intentar localizar el máximo de la forma de onda f(t) en cada intervalo de período de chips. En cambio, una referencia de tiempo puede ser obtenida de las característica de f(t) que no pueden cambiar tan rápidamente. Se describen tres métodos de rastreo basados en características diferentes de f(t).
Método de rastreo de código de extensión de técnica anterior
Los métodos de rastreo de técnica anterior incluyen un circuito de rastreo de código en el que el receptor intenta determinar la temporización del valor máximo de salida del filtro equilibrado de la forma de onda de chips y muestrea la señal consiguientemente. Sin embargo, en canales de desvanecimiento de trayectos múltiples, la forma de onda de código contraído del receptor puede tener un número de máximos locales, especialmente en un entorno móvil. En lo siguiente, f(t) representa la forma de onda de señal recibida de los chips de código de extensión convolucionada con la respuesta a impulsos del canal. La característica de respuesta de frecuencia de f(t) y el máximo de esta característica pueden cambiar bastante rápidamente, haciendo imposible rastrear el máximo de f(t).
Defínase \tau como la estimación de tiempo que el circuito de rastreo calcula durante un intervalo de muestreo particular. Asimismo, defínase la función de error siguiente.
100
Los circuitos de rastreo de la técnica anterior calculan un valor de la señal de entrada que hace mínimo el error \varepsilon. Se puede escribir
101
Suponiendo que f(\tau) tiene una forma lisa en los valores dados, el valor de \tau para el que f(\tau) es máxima hace mínimo el error \varepsilon, así que el circuito rastreador rastrea el punto máximo de f(t).
Método de rastreo de valor ponderado de mediana
El método de rastreo ponderado de mediana de una realización de la presente invención hace mínimo el error ponderado absoluto definido como
(16)\varepsilon = \int^{\infty}_{-\infty}|t - \tau|f(t)dt
Este método de rastreo calcula el valor de señal de "mediana" de f(t) recogiendo información de todos los trayectos, donde f(\tau) es como en la ecuación 12. En un entorno de desvanecimiento de trayectos múltiples, la forma de onda f(t) puede tener máximos locales múltiples pero sólo una mediana.
Para hacer mínimo e, la derivada de la ecuación (16) es calculada con respecto a \tau y el resultado es igualado a cero, lo que proporciona
(17)\int^{\tau}_{- \infty} f(t)dt = \int^{\infty}_{\tau} f(t)dt
El valor de \tau que satisface (17) es denominado la "mediana" de f(t). Por tanto, el método de rastreo de mediana de la presente realización rastrea la mediana de f(t). La Figura 4 muestra una realización del circuito rastreador basada en hacer mínimo el error ponderado absoluto definido anteriormente. La señal x(t) y su versión x(t+T/2) desplazada en medio chip son muestreadas por el convertidor analógico/digital (A/D) 401 a una frecuencia 1/T. La ecuación siguiente determina la característica operativa del circuito en la Figura 4:
(18)\varepsilon (t) = \sum\limits^{2L}_{n = 1}|f(\tau - nT/2)|-|f(\tau + nT/2)|
Rastrear la mediana de un grupo de señales de trayectos múltiples mantiene la energía recibida de los componentes de señales de trayectos múltiples sustancialmente igual en los lados adelantado y retrasado del punto de mediana de la fase c_{n} correcta de código de extensión generado localmente. El circuito rastreador consiste en un convertidor analógico/digital 401 que muestrea una señal x(t) de entrada para formar las muestras desplazadas en medio chip. Las muestras desplazadas en medio chip están agrupadas alternativamente en muestras pares denominadas un conjunto adelantado de muestras x(nT+\tau) y muestras impares denominadas un conjunto atrasado de muestras x(nT+(T/2)+\tau).
El primer filtro 402 equilibrado adaptable de serie de correlación multiplica cada muestra adelantada por las fases c(n+1), c(n+2),..., c(n+L) de código de extensión, donde L es pequeño comparado con la longitud de código y aproximadamente igual al número de chips de retardo entre las señales de trayectos múltiples más adelantada y más atrasada. La salida de cada correlacionador es aplicada a una primera serie 404 respectiva de suma y vaciado (\sum/\Delta). Las magnitudes de los valores de salida de las L sumas y vaciados son calculadas en el calculador 406 y sumadas después en el sumador 408 para proporcionar un valor de salida proporcional a la energía de señal en las señales anticipadas de trayectos múltiples. De modo similar, un segundo filtro 403 equilibrado adaptable de serie de correlación opera sobre las muestras atrasadas, usando las fases de código c(n-1), c(n-2), ..., c(n-L), y cada señal de salida es aplicada a un circuito respectivo de suma y vaciado en un integrador 405. Las magnitudes de las L señales de salida de suma y vaciado son calculadas en el calculador 407 y sumadas después en el sumador 409 para proporcionar un valor de la energía de señales atrasadas de trayectos múltiples. Finalmente, el sustractor 410 calcula la diferencia y produce la señal \varepsilon(t) de error de los valores de energía de señales adelantadas y atrasadas.
El circuito rastreador ajusta por medio de la señal \varepsilon(\tau) de error las fases c(t) de código generadas localmente para causar que la diferencia entre los valores adelantados y atrasados tienda hacia 0.
Método de rastreo de centroide
El circuito óptimo rastreador de código de extensión de la presente invención es denominado el circuito de rastreo ponderado cuadrado (o centroide). Definiendo \tau para indicar la estimación de tiempo que calcula el circuito rastreador, basado en alguna característica de f(t), el circuito de rastreo de centroide reduce al mínimo el error ponderado cuadrado definido como
(19)\varepsilon = \int^{\infty}_{-\infty}|t - \tau|^{2}f(t)dt
Esta función dentro de la integral tiene una forma cuadrática que tiene un mínimo único. El valor de \tau que hace mínimo \varepsilon puede ser hallado calculando la derivada de la ecuación anterior con respecto a \tau e igualando a cero, lo que proporciona
(20)\int^{\infty}_{-\infty}(-2t + 2\tau)f(t)dt = 0
Por tanto, el valor de \tau que satisface la ecuación (21)
(21)\tau - \frac{1}{\beta} \int^{\infty}_{-\infty} tf(t)dt = 0
es la estimación de temporización que calcula el circuito rastreador, donde \beta es un valor constante.
Basada en estas observaciones, en la Figura 5a se muestra una realización de un circuito rastreador ejemplar que hace mínimo el error ponderado cuadrado. La ecuación siguiente determina la señal \varepsilon(\tau) de error del circuito de rastreo de centroide:
(22)\varepsilon (\tau) = \sum\limits^{2L}_{n = 1}n[|f(\tau - nT/2)|-|f(\tau + nT/2)|] = 0
el valor que satisface \varepsilon(\tau) = 0 es la estimación perfecta de la temporización.
Las energías de señales adelantadas y atrasadas de trayectos múltiples a cada lado del punto de centroide son iguales. El circuito de rastreo de centroide mostrado en la Figura 5a consiste en un convertidor analógico/digital (A/D) 501 que muestrea una señal x(t) de entrada para formar las muestras desplazadas en medio chip. Las muestras desplazadas en medio chip son agrupadas alternativamente como un conjunto adelantado de muestras x(nT+\tau) y un conjunto atrasado de muestras x(nT+(T/2)+\tau). El primer filtro 502 equilibrado adaptable de serie de correlación multiplica cada muestra adelantada y cada muestra atrasada por las fases positivas c(n+1), c(n+2), ..., c(n+L) de código de extensión, donde L es pequeño comparado con la longitud de código y aproximadamente igual al número de chips de retardo entre la señal más adelantada y la señal más atrasada de trayectos múltiples. La señal de salida de cada correlacionador es aplicada a uno respectivo de los L circuitos de suma y vaciado (\sum/\Delta) de la primera serie 504 de suma y vaciado. El valor de magnitud de cada circuito de suma y vaciado de la serie 504 de suma y vaciado es calculado por el calculador respectivo en la serie 506 de calculadores y aplicado a un amplificador de ponderación correspondiente de la primera serie 508 de ponderación. La señal de salida de cada amplificador de ponderación representa la energía de señal ponderada en una señal de componentes de trayectos múltiples.
Los valores de energía de señales adelantadas ponderadas de trayectos múltiples son sumados en el sumador 510 de muestras para proporcionar un valor de salida proporcional a la energía de señal en el grupo de señales de trayectos múltiples correspondientes a fases de código positivas que son las señales adelantadas de trayectos múltiples. De modo similar, un segundo filtro 503 equilibrado adaptable de serie de correlación funciona sobre las señales adelantadas y atrasadas usando las fases negativas c(n-1), c(n-2), ..., c(n-L) de código de extensión; cada señal de salida es suministrada a un circuito respectivo de suma y vaciado del integrador discreto 505. Los valores de magnitud de las L señales de salida de suma y vaciado son calculados por el calculador respectivo de la serie 507 de calculadores y después ponderados en la serie 509 de ponderación. Los valores de energía de señales atrasadas ponderadas de trayectos múltiples son sumados en el sumador 511 de muestras para suministrar un valor de energía para el grupo de señales de trayectos múltiples correspondientes a las fases de código negativas que son las señales atrasadas de trayectos múltiples. Finalmente, el sumador 512 calcula la diferencia de los valores de energía de señales adelantadas y atrasadas para producir el valor \varepsilon(\tau) de muestra de error.
El circuito rastreador de la Figura 5a produce la señal \varepsilon(\tau) de error que es usada para ajustar la fase c(nT) de código generado localmente para mantener igual la energía media ponderada en los grupos de señales adelantadas y atrasadas de trayectos múltiples. La realización mostrada usa valores de ponderación que aumentan a medida que aumenta la distancia desde el centroide. La energía de señal en las señales más adelantadas y más atrasadas de trayectos múltiples es probablemente menor que los valores de señales de trayectos múltiples cerca del centroide. Por consiguiente, la diferencia calculada por el sumador 512 es más sensible a las variaciones en retardo de las señales más adelantadas y más atrasadas de trayectos múltiples.
Detector cuadrático para rastreo
En la nueva realización del método de rastreo, el circuito rastreador ajusta la fase de muestreo para que sea "óptima" y robusta para trayectos múltiples. Supóngase que f(t) representa la forma de onda de señal recibida como en la ecuación 12 anterior. El método particular para optimizar empieza con un bucle enganchado en retardo con una señal \varepsilon(\tau) de error que excita el bucle. La función \varepsilon(\tau) debe tener sólo un cero en \tau = \tau_{0} donde \tau_{0} es óptimo. La forma óptima para \varepsilon(\tau) tiene la forma canónica:
(23)\varepsilon (\tau) = \int\limits^{\infty}_{-\infty} w(t,\tau)|f(t)|^{2} dt
donde w(t,\tau) es una función de ponderación que relaciona f(t) con el error \varepsilon(\tau), y también vale la relación indicada por la ecuación (24)
(24)\varepsilon(\tau + \tau_{0}) = \int\limits^{\infty}_{-\infty} w(t, \tau + \tau_{0})|f(t)|^{2}dt
De la ecuación (24) se deduce que w(t,\tau) es equivalente a w(t-\tau). Considerando la pendiente M de la señal de error en la proximidad de un punto \tau_{0} de enganche:
(25)M = \frac{d\varepsilon (\tau)}{d\tau} |\tau_{0} = - \int\limits^{\infty}_{-\infty} w'(t - \tau_{0})g(t)dt
donde w'(t,\tau) es la derivada de w(t,\tau) con respecto a \tau, y g(t) es la media de |f(t)|^{2}.
El error \varepsilon(\tau) tiene una parte determinista y una parte de ruido. Supóngase que z indica el componente de ruido en \varepsilon(\tau), entonces |z|^{2} es la potencia media de ruido en la función \varepsilon(\tau) de error. Por consiguiente, el circuito rastreador óptico hace máxima la relación.
(26)F = \frac{M^{2}}{|z|^{2}}
Ahora se describe la realización del detector cuadrático. El valor e de error discreto de una señal \varepsilon(\tau) de error es generado realizando la operación
(27)e = y^{T}By
donde el vector y representa los componentes yi de señal recibida, i = 0, 1, ..., L-1, como se muestra en la Figura 5b. La matriz B es una matriz de L por L y los elementos son determinados calculando valores tales que se hace máxima la relación F de la ecuación (26).
El detector cuadrático antes descrito puede ser usado para realizar el sistema de rastreo de centroide descrito anteriormente con referencia a la Figura 5a. Para esta realización, el vector y es la señal de salida de los circuitos 504 de suma y vaciado: y = {f(\tau-LT), f(\tau-LT+T/2), f(\tau-(L-1)T), \cdot\cdot\cdot f(\tau), f(\tau+T/2), f(\tau+T), \cdot\cdot\cdot f(\tau+LT)}, y la matriz B se expone en la Tabla 9
TABLA 9 Matriz B para forma cuadrática del sistema de rastreo de centroide
L 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
0 L-1/2 0 0 0 0 0 0 0 0 0
0 0 L-1 0 0 0 0 0 0 0 0
\Box \Box \Box \Box \Box \Box \Box \Box \Box \Box \Box
0 0 0 0 1/2 0 0 0 0 0 0
0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
0 0 0 0 0 0 -1/2 0 0 0 0
\Box \Box \Box \Box \Box \Box \Box \Box \Box \Box \Box
0 0 0 0 0 0 0 0 -L+1 0 0
0 0 0 0 0 0 0 0 0 -L+1/2 0
0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 -L
Determinar el valor mínimo de L necesario
El valor de L en la sección anterior determina el número mínimo de correlacionadores y elementos de suma y vaciado. L es elegido lo más pequeño posible sin comprometer la funcionalidad del circuito rastreador.
La característica de trayectos múltiples del canal es tal que la forma de onda f(t) de chips recibida está extendida sobre QT_{c} segundos, o los componentes de trayectos múltiples ocupan un período de tiempo de Q chips de duración. El valor de L elegido es L = Q. Q se halla midiendo las características particulares de transmisión de canal de RF para determinar el retardo de propagación de las señales de componentes más adelantadas y más atrasadas de trayectos múltiples. QT_{c} es la diferencia entre los tiempos de llegada de los componentes más adelantados y más atrasados de trayectos múltiples a un receptor.
Correlacionador vectorial adaptable
Un correlacionador vectorial adaptable (AVC) de acuerdo a la invención estima la respuesta a impulsos del canal y obtener un valor de referencia para combinación coherente de los componentes recibidos de señales de trayectos múltiples emplea un conjunto de correlacionadores para estimar la respuesta compleja de canal que afecta a cada componente de trayectos múltiples. Este método es denominado la combinación de relación máxima.
Refiriéndose a la Figura 6, la señal x(t) de entrada al sistema incluye ruido de interferencia de otros canales de mensajes, señales de trayectos múltiples de los canales de mensajes, ruido térmico y señales de trayectos múltiples de la señal piloto. La señal es suministrada al correlacionador vectorial adaptable (AVC) 601 que, en la realización ejemplar, incluye unos medios contractivos 602, medios 604 de estimación de canal para estimar la respuesta de canal, medios 603 de corrección para corregir una señal para efectos de la respuesta de canal, y el sumador 605. Los medios contractivos 602 del correlacionador vectorial adaptable (AVC) están compuestos por correlacionadores múltiples de código, con correlacionador usando una fase diferente del código piloto c(t) suministrado por el generador 608 de código piloto. La señal de salida de estos medios contractivos corresponde a un nivel de potencia de ruido si el código piloto local de los medios contractivos no está en fase con la señal de código de entrada. Alternativamente, corresponde a un nivel de potencia de señal piloto recibida más el nivel de potencia de ruido si las fases del código piloto de entrada y del código piloto generado localmente son iguales. La señales de salida de los correlacionadores de los medios contractivos son corregidas respecto a la respuesta de canal por los medios 603 de corrección y son aplicadas al sumador 605 que recoge toda la potencia de señal piloto de trayectos múltiples. Los medios 604 de estimación de respuesta de canal reciben la señal piloto combinada y las señales de salida de los medios contractivos 602 y suministran una señal w(t) de estimación de respuesta de canal a los medios 603 de corrección de correlacionador vectorial adaptable (AVC), y la señal w(t) de estimación también está disponible para el filtro equilibrado adaptable (AMF) descrito después. La señal de salida de los medios contractivos 602 también es suministrada a los medios 606 de decisión de adquisición que deciden, basados en un algoritmo particular tal como un ensayo de relación de probabilidad secuencial (SPRT), si los niveles de salida presentes de los circuitos contractivos corresponden a la sincronización del código generado localmente con la fase deseada de código de entrada. Si el detector no halla sincronización, entonces los medios de decisión de adquisición envían una señal a(t) de control al generador 608 de código piloto local para desplazar su fase en uno o más períodos de chip. Cuando se encuentra la sincronización, los medios de decisión de adquisición informan al circuito rastreador 607 que consigue y mantiene una sincronización estrecha entre las secuencia de códigos recibido y generado localmente.
En la Figura 7 se muestra una realización ejemplar del AVC de piloto usado para contraer el código de extensión piloto. La realización descrita supone que la señal x(t) de entrada ha sido muestreada con período T de muestreo para formar las muestras x(nT+\tau), y está compuesta por ruido de interferencia de otros canales de mensajes, señales de trayectos múltiples de canales de mensajes, ruido térmico y señales de trayectos múltiples del código piloto. La señal x(nT+\tau) es aplicada a L correlacionadores, donde L es el número de fases de código sobre las que existe incertidumbre dentro de las señales de trayectos múltiples. Cada correlacionador 701, 702, 703 comprende un multiplicador 704, 705, 706, que multiplica la señal de entrada por una fase particular de la señal c((n+i)T) de código de extensión piloto, y circuitos de suma y vaciado (\sum/D) 708, 709, 710. La señal de salida de cada multiplicador 704, 705, 706 es aplicada a un circuito respectivo de suma y vaciado 708, 709, 710 para efectuar la integración discreta. Antes de sumar la energía de señales contenida en las salidas de los correlacionadores, el AVC compensa la respuesta de canal y la rotación de fase de portadora de las diferentes señales de trayectos múltiples. Cada salida de cada circuito de suma y vaciado 708, 709, 710 es multiplicada por un fasor de desrotación [conjugada compleja de ep(nT)] procedente del bucle digital 721 de enganche de fase (DPLL) por el multiplicador respectivo 714, 715, 716 para tener en cuenta la desviación de fase y frecuencia de la señal de portadora. El filtro equilibrado adaptable (AMF) de rastrillo (rake) de piloto calcula los factores wk de ponderación, k = 1, ..., L, para cada señal de trayectos múltiples pasando la salida de cada multiplicador 714, 715, 716 a través de un filtro de paso bajo 711, 712, 713. Cada señal contraída de trayectos múltiples es multiplicada por su factor de ponderación correspondiente en un multiplicador respectivo 717, 718, 719. Las señales de salida de los multiplicadores 717, 718, 719 son sumadas en un sumador maestro 720, y la señal p(nT) de salida del acumulador 720 consta de las señales piloto contraídas combinadas de trayectos múltiples en ruido. La señal p(nT) de salida también es introducida en el bucle digital 721 de enganche de fase (DPLL) para producir la señal ep(nT) de error para rastreo de la fase de portadora.
Las Figuras 8a y 8b muestran realizaciones alternativas del correlacionador vectorial adaptable (AVC) que pueden ser usadas para detección y combinación de componentes de señales de trayectos múltiples. Los AVCs de señales de mensajes de las Figuras 8a y 8b usan los factores de ponderación producidos por el AVC de piloto para corregir las señales de trayectos múltiples de datos de mensajes. La señal c(nT) de código de extensión es la secuencia de código de extensión usada por un canal de mensaje particular y es sincrónica con la señal de código de extensión piloto. El valor L es el número de correlacionadores en el circuito de AVC.
El circuito de la Figura 8a calcula la variable Z de decisión que es dada por
\newpage
Z = w_{1}\sum\limits^{N}_{i = 1} x(iT + \tau)c(iT)+w_{2}\sum\limits^{N}_{i = 1}x(iT + \tau)c((i + 1)T)
(28)+ \bullet \bullet \bullet + w_{L}\sum\limits^{L}_{i = 1}x(iT + \tau) + c((i + L)T)
donde N es el número de chips en la ventana de correlación. De modo equivalente, la estadística de decisión es dada por
Z = x(T + \tau)\sum\limits^{L}_{i = 1}w_{1}c(iT)+x(2T + \tau)\sum\limits^{L}_{i = 1}w_{2}c((i + 1)T)
+ \bullet \bullet \bullet + x(NT + \tau)\sum\limits^{L}_{i = 1}w_{N}c((i + N)T)
(29)= \sum\limits^{N}_{k = 1}x(kT - \tau)\sum\limits^{L}_{i = 1}w_{k} c((i + k - 1)T)
En la Figura 8b se muestra la realización alternativa que resulta de la ecuación (29).
Refiriéndose a la Figura 8a, la señal x(t) de entrada es muestreada para formar x(nT+\tau), y está compuesta por ruido de interferencia de otros canales de mensajes, señales de trayectos múltiples de canales de mensajes, ruido térmico y señales de trayectos múltiples del código piloto. La señal x(nT+\tau) es aplicada a L correlacionadores, donde L es el número de fases de código sobre las que existe la incertidumbre dentro de las señales de trayectos múltiples. Cada correlacionador 801, 802, 803 comprende un multiplicador 804, 805, 806 que multiplica la señal de entrada por una fase particular de la señal de código de extensión de canal de mensaje, y un circuito respectivo de suma y vaciado (\Sigma/D) 808, 809, 810. La señal de salida de cada multiplicador 804, 805, 806 es aplicada a un circuito respectivo de suma y vaciado 808, 809, 810 que realiza la integración discreta. Antes de sumar la energía de señales contenida en las señales de salida de los correlacionadores, el AVC compensa las diferentes señales de trayectos múltiples. Cada señal contraída de trayectos múltiples y su factor de ponderación correspondiente, que es obtenido del factor de ponderación correspondiente de trayectos múltiples del AVC de piloto, son multiplicados en un multiplicador respectivo 817, 818, 819. Las señales de salida de los multiplicadores 817, 818, 819 son sumadas en un sumador maestro 820, y la señal
Z(nT) de salida del acumulador 820 consta de niveles muestreados de una señal contraída de mensaje en ruido.
La realización alternativa de la invención incluye una implementación nueva del circuito contractivo de AVC para los canales de mensajes que realiza la suma y vaciado para cada componente de señal de trayectos múltiples simultáneamente. La ventaja de este circuito es que sólo es necesario un circuito de suma y vaciado y un sumador. Refiriéndose a la Figura 8b, el generador 830 de secuencia de código de mensaje suministra una secuencia de código de mensaje al registro 831 de desplazamiento de longitud L. La señal de salida de cada registro 832, 833, 834, 35 del registro 831 de desplazamiento corresponde a la secuencia de código de mensaje desplazada en fase en un chip. El valor de salida de cada registro 832, 833, 834, 835 es multiplicado en los multiplicadores 836, 837, 838, 839 por el factor w_{k} de ponderación correspondiente, k = 1, ..., L, obtenido del AVC de piloto. Las señales de salida de los L multiplicadores 836, 837, 838, 839 son sumadas por el circuito sumador 840. La señal de salida del circuito sumador y la señal x(nT+\tau) de entrada del receptor son multiplicadas después en el multiplicador 841 e integradas por el circuito 842 de suma y vaciado (\Sigma/D) para producir la señal z(nT) de mensaje.
En la Figura 8c se muestra una tercera realización del correlacionador vectorial adaptable (AVC). La realización mostrada usa la estadística de media cuadrática mínima para implementar el correlacionador vectorial y determina los factores de desrotación para cada componente de trayectos múltiples procedente de la señal recibida de trayectos múltiples. El AVC de la Figura 8c es similar a la implementación ejemplar del AVC de piloto usado para contraer el código de extensión piloto, mostrada en la Figura 7. El bucle digital 721 enganchado en fase es sustituido por el bucle 850 enganchado en fase que tiene el oscilador 851 controlado por tensión, el filtro 852 en bucle, el limitador 853 y el separador 854 de componente imaginario. La diferencia entre la señal dos de salida contraída corregida y una señal de salida contraída ideal es suministrada por el sumador 855, y la señal de diferencia es un valor ide de error contraído que es usado además por los circuitos de desrotación para compensar los errores en los factores de desrotación.
En un entorno de señal de trayectos múltiples, la energía de señal de un símbolo transmitido está extendida sobre los componentes de señal de trayectos múltiples. La ventaja de la adición de señales de trayectos múltiples es que una porción sustancial de la energía de señal es recuperada en una señal de salida del AVC. Por consiguiente, un circuito de detección tiene una señal de entrada procedente del AVC con una relación señal/ruido mayor y así puede detectar la presencia de un símbolo con una tasa menor de errores de bits. Además, medir la salida del AVC es una buena indicación de la potencia de transmisión del transmisor, y una buena medida del ruido de interferencia del sistema.
Filtro equilibrado adaptable
Una realización de la invención actual incluye un filtro equilibrado adaptable (AMF) para combinar óptimamente los componentes de señal de trayectos múltiples en una señal recibida de mensaje de espectro extendido. El AMF es una línea de retardo con derivaciones que contiene valores desplazados de la señal de mensaje muestreada y combina estos después de corregir la respuesta de canal. La corrección de la respuesta de canal es efectuada usando la estimación de respuesta de canal calculada en el AVC que opera sobre la señal de secuencia piloto. La señal de salida del AMF es la combinación de los componentes de trayectos múltiples que son sumados para proporcionar un valor máximo. Esta combinación corrige la distorsión de recepción de señal de trayectos múltiples. Los diversos circuitos de contracción de mensaje operan sobre esta señal combinada de componentes de trayectos múltiples procedente del AMF.
La Figura 8d muestra una realización ejemplar del AMF. La señal muestreada procedente del convertidor analógico/digital (A/D) 870 es aplicada a la línea 872 de retardo de L etapas. Cada etapa de esta línea 872 de retardo contiene la señal correspondiente a un componente diferente de señal de trayectos múltiples. La corrección de la respuesta de canal es aplicada a cada componente retardado de señal multiplicando el componente en el multiplicador respectivo de la serie 874 de multiplicadores por el factor de ponderación respectivo w_{1}, w_{2}, ..., w_{L} procedente del AVC correspondiente al componente retardado de señal. Todos los componentes ponderados de señal son sumados en el sumador 876 para proporcionar la señal y(t) combinada de componentes de trayectos múltiples.
La señal y(t) combinada de componentes de trayectos múltiples no incluye la corrección debida a la desviación de fase y frecuencia de la señal de portadora. La corrección de la desviación de fase y frecuencia de la señal de portadora es efectuada en y(t) multiplicando y(t) por la corrección de fase y frecuencia de portadora (fasor de desrotación) en el multiplicador 878. La corrección de fase y frecuencia es producida por el AVC como se describió previamente. La Figura 8d muestra la corrección como siendo aplicada antes de los circuitos 880 de contracción, pero realizaciones alternativas de la invención pueden aplicar la corrección después de los circuitos de contracción.
Método para reducir el tiempo de readquisición con ubicación virtual
Una consecuencia de determinar la diferencia en fase de código entre la secuencia de código piloto generada localmente y una secuencia recibida de código de extensión es que puede ser calculado un valor aproximado de la distancia entre la estación base y una unidad de abonado (SU). Si la SU tiene una posición relativamente fija con respecto a la RCS de la estación base, la incertidumbre de la fase de código de extensión recibido es reducida para intentos subsiguientes en la readquisición por la SU o la RCS. El tiempo necesario para que la estación base adquiera la señal de acceso de una SU que ha sido "descolgada" contribuye al retardo entre la SU que se descuelga y la recepción de un tono de marcar procedente de la Red Telefónica Conmutada Pública (PSTN). Para sistemas que requieren un retardo corto, tal como 150 ms para tono de marcar después de que se detecta la situación de descolgado, es deseable un método que reduzca el tiempo de adquisición y establecimiento de canal portador. Una realización de la presente invención usa un método tal para reducir la readquisición mediante el uso de ubicación virtual.
La RCS adquiere la señal CDMA de la unidad de abonado (SU) buscando sólo las fases de código recibido correspondientes al retardo máximo de programación del sistema particular. En otras palabras, la RCS supone que todas las SUs están a una distancia fija predeterminada de la RCS. La primera vez que la SU establece un canal con la RCS, el modelo de búsqueda normal es efectuado por la RCS para adquirir el canal de acceso. El método normal empieza buscando las fases de código correspondientes al retardo posible máximo y gradualmente ajusta la búsqueda a las fases de código con el retardo posible mínimo. Sin embargo, después de la adquisición inicial, la SU puede calcular el retardo entre la RCS y la SU midiendo la diferencia de tiempo entre enviar un mensaje corto de acceso a la RCS y recibir un mensaje de acuse de recibo, y usando el canal recibido de piloto global como una referencia de temporización. La SU también puede recibir el valor de retardo haciendo que la RCS calcule la diferencia de retardos de ida y vuelta a partir de la diferencia de fases de códigos entre el código piloto global generado en la RCS y la secuencia piloto asignada recibida procedente de la SU, y enviando después a la SU el valor por un canal de control predeterminado. Una vez que el retardo de ida y vuelta es conocido por la SU, la SU puede ajustar la fase de código de las secuencias piloto asignada generada localmente y de código de extensión sumando el retardo requerido para hacer que la SU aparezca para la RCS que está a la distancia fija predeterminada de la RCS. Aunque el método se explica para el retardo máximo, puede usarse un retardo correspondiente a cualquier ubicación predeterminada en el sistema.
Una segunda ventaja del método para reducir la readquisición por ubicación virtual es que puede conseguirse un ahorro en el uso de energía de la SU. Obsérvese que una SU que está "apagada" o en un modo desactivado necesita empezar el proceso de adquisición de canal portador con un nivel bajo de potencia de transmisión y aumentar en rampa la potencia hasta que la RCS pueda recibir su señal para hacer mínima la interferencia con otros usuarios. Como el tiempo de readquisición subsiguiente es más corto y como la ubicación de SU es relativamente fija con relación a la RCS, la SU puede aumentar en rampa la potencia de transmisión más rápidamente porque la SU esperará un período más corto de tiempo antes de incrementar la potencia de transmisión. La SU espera un período más corto porque conoce, dentro de un margen pequeño de error, cuando debería recibir una respuesta de la RCS si la RCS ha adquirido la señal de SU.
Sistema de comunicación de espectro extendido Estación de portadoras de radio (RCS)
La estación de portadoras de radio (RCS) de la presente invención actúa como una interfaz central entre la SU y el elemento remoto de red de control de procesamiento, tal como una unidad de distribución de radio (RDU). La interfaz con la RDU sigue la norma G.704 y una interfaz según una versión modificada de la norma DECT V5.1, pero la presente invención puede soportar cualquier interfaz que pueda intercambiar canales de tráfico y control de llamada. La RCS recibe canales de información procedentes de la RDU incluyendo datos de control de llamadas y datos de canales de tráfico tales como, pero no limitados a, ADPCM de 32 kb/s, PCM de 64 kb/s e ISDN así como datos de configuración y mantenimiento del sistema. La RCS también termina los canales portadores de interfaz de radio CDMA con SUs, cuyos canales incluyen tanto datos de control como datos de canales de tráfico. En respuesta a los datos de control de llamadas procedentes de la RDU o de una SU, la RCS asigna canales de tráfico a canales portadores por el enlace de
comunicación de RF y establece una conexión de comunicación entre la SU y la red telefónica a través de una RDU.
Como se muestra en la Figura 9, la RCS recibe datos de información de mensajes y control de llamadas dentro de los multiplexores 905, 906 y 907 por las líneas de interfaz 901, 902 y 903. Aunque se muestra el formato E1, otros formatos de telecomunicación similares pueden ser soportados de la misma manera que se describe después. Los multiplexores mostrados en la Figura 9 pueden ser implementados usando circuitos similares al mostrado en la Figura 10. El multiplexor mostrado en la Figura 10 incluye el generador 1001 de señales de reloj del sistema que consta de osciladores enganchados en fase (no mostrados) que generan señales de reloj para el enlace común 1002 de PCM de línea (que forma parte del enlace común 910 de PCM), y el bus de alta velocidad (HSB) 970; y el controlador 1010 de multiplexor que sincroniza el reloj 1001 del sistema con la línea 1004 de interfaz. Se considera que los osciladores enganchados en fase pueden suministrar señales de temporización para la RCS en ausencia de sincronización con una línea. La interfaz 1011 de línea de multiplexor separa los datos de control de llamadas de los datos de información de mensajes. Refiriéndose a la Figura 9, cada multiplexor proporciona una conexión con el controlador de acceso inalámbrico (WAC) 920 a través del enlace común 910 de PCM. El controlador 1010 de multiplexor también supervisa la presencia de tonos diferentes presentes en la señal de información por medio del detector 1030 de tonos.
Adicionalmente, el controlador 1010 de multiplexor suministra localmente la señalización de red de canales D de ISDN a la RDU. La interfaz 1011 de línea de multiplexor, tal como una FALC 54 (Frame and Line Interface Component = componente de interfaz de bastidor y línea), incluye una interfaz E1 1012 que consta de un par de conexión de transmisión (no mostrado) y un par de conexión de recepción (no mostrado) del multiplexor conectado a la RDU o equipo conmutador ISDN de central telefónica pública (CO) a la frecuencia de datos de 2,048 Mb/s. Los pares de conexión de transmisión y recepción están conectados a la interfaz E1 1012 que convierte los pares codificados diferenciales de transmisión/recepción de tres niveles en niveles para uso por al formador 1015 de tramas. La interfaz 1011 de línea usa bucles enganchados en fase internos (no mostrados) para producir señales de reloj de 2,048 MHz y 4,096 MHz obtenidos de la interfaz E1 así como un impulso de sincronización de trama de 8 kHz. La interfaz de línea puede funcionar en el modo de reloj maestro o de reloj subordinado. Aunque la realización ejemplar se muestra usando una interfaz E1, se considera que pueden usarse otros tipos de líneas telefónicas que transportan llamadas múltiples, por ejemplo, líneas T1 o líneas que interconectan con una central telefónica privada (PBX).
El formador 1015 de tramas de interfaz de línea forma en tramas los flujos de datos identificando los modelos de formación de tramas en el canal 1 (segmento 0 de tiempo) de la línea entrante, e inserta y extrae bits de servicio, genera/comprueba la información de calidad de servicio de línea.
Mientras una señal E1 válida aparece en la interfaz E1 1012, la FALC 54 recupera una señal de reloj PCM de 2,048 MHz procedente de la línea E1. Esta señal de reloj, por vía del reloj 1001 del sistema, es usada en todo el sistema como una señal de reloj de enlace común de PCM. Si la línea E1 falla, la FALC 54 continúa suministrando una señal de reloj PCM obtenida de una señal o(t) de oscilador conectada a la entrada de sincronización (no mostrada) de la FALC 54. Este reloj de PCM sirve al sistema de RCS hasta que otro multiplexor con una línea E1 operativa asume la responsabilidad de generar las señales de reloj del sistema.
El formador 1015 de tramas genera un impulso de sincronización de trama recibida que, a su vez, puede ser usado para activar la interfaz 1016 de PCM para transferir datos al enlace común 1002 de PCM de línea y al interior del sistema de RCS para uso por otros elementos. Como todas las líneas E1 son sincronizadas en tramas, todos los enlaces comunes de PCM de línea también son sincronizados en tramas. A partir de este impulso de sincronización PCM de 8 kHz, el generador 1001 de señales de reloj de sistema del multiplexor usa un bucle enganchado en fase (no mostrado) para sintetizar el reloj de seudo-ruido x 2 [por ejemplo, 15,96 MHz (W_{0}(t)]. La frecuencia de esta señal de reloj es diferente para anchuras de banda diferentes de transmisión, como se describió en la Tabla 7.
El multiplexor incluye un controlador 1010 de multiplexor, tal como un controlador de comunicaciones integrado cuádruple de 25 MHz, que contiene un microprocesador 1020, la memoria 1021 de programa y el multiplexor por división de tiempo (TDM) 1022. El TDM 1022 está acoplado para recibir la señal suministrada por el formador 1015 de tramas y extrae la información situada en los segmentos de tiempo 0 y 16. La información extraída gobierna como el controlador 1010 de multiplexor procesa el enlace de datos de protocolo D de acceso de enlace (LAPD). Los mensajes de modificación de portadores y control de llamadas, tales como los definidos como mensajes de capas de la red V5.1, son pasados al controlador de acceso inalámbrico (WAC) o usados localmente por el controlador 1010 de multiplexor.
El enlace común 1002 de PCM de línea de RCS está conectado a, y se origina en, el formador 1015 de tramas a través de la interfaz 1016 de PCM, y comprende un flujo de datos de 2,048 MHz en ambas direcciones de transmisión y recepción. La RCS también contiene un bus de alta velocidad (HSB) 970 que es el enlace de comunicación entre los multiplexores (MUX), el WAC y las unidades de interfaz de módems (MIUs). El HSB 970 soporta una frecuencia de datos, por ejemplo, de 100 Mb/s. Cada uno de los MUX, WAC y MIU accede al bus de alta velocidad (HSB) usando arbitraje. La RCS de la presente invención también puede incluir varios multiplexores (MUXs) requiriendo que una placa sea un "maestro" y el resto "subordinados".
Refiriéndose a la Figura 9, el controlador de acceso inalámbrico (WAC) 920 es el controlador del sistema de RCS que gestiona las funciones de control de llamadas y la interconexión de flujos de datos entre los MUXs 905, 906, 907 y la MIUs 931, 932, 933. El WAC 920 también controla y supervisa otros elementos de RCS tales como el circuito de distribución de vídeo (VDC) 940, la unidad de radiofrecuencia (RF) 950 y los amplificadores 960 de potencia. Como se muestra en la Figura 11, el WAC 920 asigna canales portadores a los módems en cada MIU 931, 932, 933 y asigna los datos de mensajes POR el enlace común 910 de PCM de línea, procedentes de los MUXs 905, 906, 907, a los módems en las MIUs 931, 932, 933. Esta asignación es efectuada a través del enlace común 911 de PCM del sistema por medio de un intercambio de segmentos de tiempo en el WAC 920. Si más de un WAC está presente con fines de redundancia, el WAC determina la relación maestro-subordinado con un segundo WAC. El WAC 920 también genera mensajes e información de buscapersonas en respuesta a señales de control de llamadas procedentes de los multiplexores (MUXs), 905, 906, 907 recibidas de un procesador remoto tal como una unidad de distribución de radio (RDU); genera datos de radiodifusión que son transmitidos al módem maestro 934 de MIU; y controla la generación por el módem maestro (MM) 934 de MIU de la secuencia de código de extensión piloto de sistema global. El WAC 920 también está conectado a un gestor de red (Network Manager: NM) 980 externo para acceso de un técnico especialista o usuario.
Refiriéndose a la Figura 11, el WAC incluye un intercambiador de segmentos de tiempo (TSI) 1101 que transfiere información desde un segmento de tiempo, en un enlace común de PCM de línea o enlace común de PCM de sistema, a otro segmento de tiempo en el mismo o diferente enlace común de PCM de línea o enlace común de PCM de sistema. El TSI 1101 está conectado al controlador 1111 de WAC de la Figura 11 que controla la asignación o transferencia de información desde un segmento de tiempo a otro segmento de tiempo y almacena esta información en la memoria 1120. La realización ejemplar de la invención tiene cuatro enlaces comunes de PCM 1102, 1103, 1104, 1105 conectados al TSI. El WAC también está conectado al HSB 970, a través del cual el WAC comunica con un segundo WAC (no mostrado), con los MUXs y con las MIUs.
Refiriéndose a la Figura 11, el WAC 920 incluye un controlador 1111 de WAC que emplea, por ejemplo, un microprocesador 1112, tal como un Motorola MC 68040, y un procesador 1113 de comunicaciones, tal como el procesador de comunicaciones Motorola MC68360 QUICC, y un oscilador de reloj 1114 que recibe una señal wo(t) de señal de sincronización de reloj desde el generador de señales de reloj del sistema. El generador de señales de reloj está situado en un multiplexor (no mostrado) para suministrar temporización al controlador 1111 de WAC. El controlador 1111 de WAC también incluye la memoria 1120 incluyendo una memoria flash 1121 de sólo lectura programable (PROM) y una memoria estática de escritura-lectura (SRAM) 1122. La memoria flash PROM 1121 contiene el código de programa para el controlador 1111 de WAC, y es reprogramable para programas nuevos de soporte lógico descargados desde una fuente externa. La memoria SRAM 1122 está provista para contener los datos temporales escritos en, y leídos de, la memoria 1120 por el controlador 1111 de WAC.
Un bus 912 de baja velocidad está conectado al WAC 920 para transferir señales de control y estatus entre el transmisor/receptor 950 de RF, el circuito de distribución de vídeo (VDC) 940, la unidad 950 de RF y el amplificador 960 de potencia, como se muestra en la Figura 9. Las señales de control son enviadas desde el WAC 920 para habilitar o inhabilitar los transmisores/receptor 950 de RF o el amplificador 950 de potencia, y las señales de estatus son enviadas desde los transmisores/receptor 950 de RF o el amplificador 950 de potencia para supervisar la presencia de un estado de fallo.
Refiriéndose a la Figura 9, la RCS ejemplar contiene al menos una MIU 931 que es mostrada en la Figura 12 y descrita ahora con detalle. La MIU incluye seis módems CDMA. La MIU incluye un enlace común 1201 de PCM del sistema conectado a cada uno de los módems CDMA 1210,1211, 1212, 1215 a través de una interfaz 1220 de PCM, un bus 1221 de canal de control conectado al controlador 1230 de MIU y a cada uno de los módems CDMA 1210, 1211, 1212, 1215, un generador (CLK) 1231 de señales de reloj de MIU y un combinador 1232 de salidas de módems. La MIU suministra a la RCS las funciones siguientes: el controlador de MIU recibe instrucciones de asignación de canales CDMA desde el WAC y asigna un módem a una señal de información de usuario que es aplicada a la interfaz de líneas del MUX y un módem para recibir el canal CDMA desde la SU; también combina los datos de módem de transmisión CDMA para cada uno de los módems CDMA de la MIU; multiplexa los datos de mensajes de transmisión CDMA para cada uno de los módems CDMA de MIU; multiplexa los datos de mensajes de transmisión en fase (I) y en cuadratura (Q) procedentes de los módems CDMA para transmisión al VDC; recibe datos de mensajes analógicos de recepción en fase (I) y en cuadratura (Q) desde el VDC; distribuye los datos I y Q a los módems CDMA; transmite y recibe datos digitales de control automático de ganancia (AGC); distribuye los datos de control automático de ganancia (AGC) a los módems CDMA; y envía información de estatus y mantenimiento de placas de la MIU al WAC 920.
El controlador 1230 de MIU contiene un microprocesador 1240 de comunicación, tal como el procesador MC68360 "QUICC", e incluye una memoria 1242 que tiene una memoria flash PROM 1243 y una memoria SRAM 1244. La memoria flash PROM 1243 es provista para contener el código de programa para los microprocesadores 1240, y la memoria 1243 es descargable y reprogramable para soportar nuevas versiones de programa. La memoria SRAM 1244 es provista para contener el espacio de datos temporales precisado por el microprocesador MC68360 1240 cuando el controlador 1230 de MIU lee o escribe datos en memoria.
El circuito CLK 1231 de la MIU suministra una señal de temporización al controlador 1230 de MIU y también suministra una señal de temporización a los módems CDMA. El circuito CLK 1231 de MIU recibe y es sincronizado con la señal wo(t) de reloj del sistema. El generador 1231 de señales de reloj del controlador también recibe y sincroniza con la señal pn(t) de reloj de código de extensión que es distribuida a los módems CDMA 1210, 1211, 1212, 1215 desde el multiplexor (MUX).
La RCS incluye un módem 1210 de sistema contenido en una MIU. El módem 1210 de sistema incluye un circuito extensor de radiodifusión (no mostrado) y un generador de piloto (no mostrado). El módem 1210 de radiodifusión suministra la información de radiodifusión usada por el sistema ejemplar, y los datos de mensajes de radiodifusión son transferidos desde el controlador 1230 de MIU al módem 1210 de sistema. El módem de sistema también incluye cuatro módems adicionales (no mostrados) que son usados para transmitir las señales CT1 a CT4 y AX1 a AX4. El módem 1210 de sistema suministra señales no ponderadas de datos de mensajes de radiodifusión en fase (i) y en cuadratura (Q) que son aplicadas al VDC. El VDC suma la señal de datos de mensajes de radiodifusión a los datos de transmisión de módems CDMA de MIU de todos los módems CDMA 1210, 1211, 1212, 1215, y la señal piloto global.
El generador de piloto (PG) 1250 suministra la señal piloto global, y la señal piloto global es suministrada a los módems CDMA 1210, 1211, 1212, 1215 por el controlador 1230 de MIU. Sin embargo, otras realizaciones no requieren que el controlador de MIU genere la señal piloto global sino que incluyen una señal piloto global generada por cualquier forma de generador de secuencia de código CDMA. La señal piloto global no ponderada en fase (I) y en cuadratura (Q) también es enviada al VDC donde se la asigna una ponderación, y es sumada a los datos de transmisión de módems CDMA de MIU y a la señal de datos de mensajes de radiodifusión.
La temporización del sistema en la RCS es obtenida de la interfaz E1. Hay cuatro multiplexores en la RCS, tres de los cuales (905, 906 y 907) son mostrados en la Figura 9. Dos multiplexores están situados en cada chasis. Uno de los dos multiplexores en cada chasis es designado como el maestro y uno de los maestros es designado como el maestro del sistema. El multiplexor que es el maestro del sistema obtiene una señal de reloj PCM de 2,048 MHz de la interfaz E1 usando un bucle enganchado en fase (no mostrado). A su vez, el multiplexor maestro del sistema divide la señal de reloj PCM de 2.048 MHz en frecuencia por 16 para obtener una señal de reloj de referencia de 128 kHz. La señal de reloj de referencia de 128 kHz es distribuida desde el multiplexor que es el maestro del sistema a todos los demás multiplexores. A su vez, cada multiplexor multiplica la señal de reloj de referencia de 128 kHz en frecuencia para sintetizar la señal de reloj del sistema que tiene una frecuencia que es el doble que la frecuencia de la señal de reloj de seudo-ruido. El multiplexor también divide la señal de reloj de 128 kHz en frecuencia por 16 para generar la señal de sincronización de tramas de 8 kHz que es distribuida a las unidades de interfaz de módems (MIUs). La señal de reloj del sistema para la realización ejemplar tiene una frecuencia de 11,648 MHz para un canal CDMA de anchura de banda de 7 MHz. Cada multiplexor también divide la señal de reloj del sistema en frecuencia por 2 para obtener la señal de reloj de seudo-ruido y divide además la señal de reloj de seudo-ruido en frecuencia por 29.877.120 (la longitud de secuencia de seudo-ruido) para generar la señal de sincronización de seudo-ruido que indica los límites de épocas. La señal de sincronización de seudo-ruido procedente del multiplexor maestro del sistema también es distribuida a todos los multiplexores para mantener la alineación de fase de las señales de reloj generadas internamente para cada multiplexor. La señal de sincronización de seudo-ruido y la señal de sincronización de tramas están alineadas. Los dos multiplexores que son designados como los multiplexores maestros para cada chasis distribuyen después tanto la señal de reloj del sistema como la señal de reloj de seudo-ruido a las MIUs y al VDC.
La interfaz 1220 de enlace común PCM conecta el enlace común 911 PCM del sistema con cada módem CDMA 1210, 1211, 1212, 1215. El controlador de WAC transmite información de control de módems, incluyendo señales de control de mensajes de tráfico para cada señal respectiva de información de usuario, al controlador 1230 de MIU a través del HSB 970. Cada módem CDMA 1210, 1211, 1212, 1215 recibe una señal de control de mensajes de tráfico, que incluye información de señalización, desde el controlador 1111 de MIU. Las señales de control de mensajes de tráfico también incluyen información de control de llamadas e información de secuencias de código de extensión y de código de contracción.
La MIU también incluye el combinador 1232 de datos de transmisión que suma los datos ponderados de transmisión de módems CDMA incluyendo los datos de transmisión de módems en fase (I) y en cuadratura (Q) procedentes de los módems CDMA 1210, 1211, 1212, 1215 en la MIU. Los datos de transmisión de módems en fase (I) son sumados separadamente de los datos de transmisión de módems en cuadratura (Q). La señal combinada de salida de datos de transmisión de módems en fase (I) y en cuadratura (Q) del combinador 1232 de datos de transmisión es aplicada al multiplexor 1233 I y de Q que crea un solo canal de mensajes de transmisión CDMA compuesto por los datos de transmisión de módems en fase (I) y en cuadratura (Q) multiplexados en un flujo de datos digitales.
El circuito 1234 de entrada de datos de receptor (RDI) recibe los datos diferenciales analógicos I y Q desde el circuito de distribución de vídeo (VDC) 940 mostrado en la Figura 9 y distribuye datos diferenciales analógicos I y Q a cada uno de los módems CDMA 1210, 1211, 1212, 1215 de la MIU. El circuito 1235 de distribución de control automático de ganancia (AGC) recibe la señal de datos de control automático de ganancia (AGC) procedente del VDC y distribuye los datos de AGC a cada uno de los módems CDMA de la MIU. El circuito TRL (traffic lights) 1233 recibe la información de luces de tráfico y distribuye de modo similar los datos de luces de tráfico a cada uno de los módems 1210, 1211, 1212, 1215.
Módem de acceso múltiple por división de código (CDMA)
El módem CDMA se encarga de la generación de secuencias de códigos de extensión CDMA y de la sincronización entre el transmisor y el receptor. También proporciona cuatro canales dúplex (TR0, TR1, TR2, TR3) programables en 64, 32, 16 y 8 kilosímbolos/s cada uno, para extensión y transmisión en un nivel específico de potencia. El módem CDMA mide la intensidad de señal recibida para permitir el control automático de potencia (APC), genera y transmite señales piloto, y codifica y descodifica usando la señal para corrección de errores de reenvío (FEC). El módem en una unidad de abonado (SU) también realiza la formación de impulsos de código de extensión de transmisor usando un filtro de respuesta finita a impulsos (FIR). El módem CDMA también es usado por la SU y, en la discusión siguiente, las características que sólo son usadas por la SU son señaladas claramente. Las frecuencias operativas del módem CDMA son dadas en la Tabla 10.
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TABLA 10
Frecuencias operativas
Anchura de banda Frecuencia de chips Frecuencia de Ganancia
(MHz) (MHz) símbolos (kHz) (chips/símbolo)
7 5,824 64 91
10 8,320 64 130
10,5 8.512 64 133
14 11,648 64 182
15 12,480 64 195
Cada módem CDMA 1210, 1211, 1212, 1215 de la Figura 12, y como se muestra en la Figura 13, está compuesto por una sección transmisora 1301 y una sección receptora 1302. En el módem CDMA también está incluido un centro 1303 de control que recibe mensajes CNTRL de control desde el sistema externo. Estos mensajes son usados, por ejemplo, para asignar códigos de extensión particulares, activar la extensión y contracción o asignar frecuencias de transmisión. Además, el módem CDMA tiene unos medios 1304 generadores de códigos usados para generar los diversos códigos de extensión o contracción usados por el módem CDMA. La sección transmisora 1301 es para transmitir la información de entrada y la señales de control de entrada m_{i}(t), i = 1,2, ..., I, como señales sc_{j}(t) de información de usuario procesadas, de espectro extendido, j = 1, 2, ..., J. La sección transmisora 1301 recibe el código piloto global desde el generador 1304 de códigos que es controlado por los medios 1303 de control. Las señales de información de usuario procesadas, de espectro extendido son sumadas finalmente a otras señales procesadas similares y transmitidas como canales CDMA por el enlace directo de mensajes de RF de CDMA, por ejemplo a las unidades de abonado (SUs). La sección receptora 1302 recibe canales CDMA como r(t) y contrae y recupera la información de usuario y las señales de control rc_{k}(t), k = 1, 2, ..., K, transmitidas por el enlace inverso de mensajes de RF de CDMA, por ejemplo a la RCS desde las SUs.
Sección transmisora de módem de acceso múltiple por división de código (CDMA)
Refiriéndose a la Figura 14, los medios 1304 generadores de códigos incluyen la lógica 1401 de control de temporización de transmisión y el generador 1402 de seudo-ruido de códigos de extensión, y la sección transmisora 1301 incluye el receptor de señales de entrada de módems (MISR) 1410, los codificadores de convolución 1411, 1412, 1413, 1414, los circuitos extensores 1420, 1421, 1422, 1423, 1424 y el combinador 1430. La sección transmisora 1301 recibe los canales MENSAJE de datos de mensajes, codifica por convolución cada canal de datos de mensajes en el codificador de convolución respectivo 1411, 1412, 1413, 1414, modula los datos con secuencia aleatoria de código de extensión en el circuito extensor respectivo 1420, 1421, 1422, 1423, 1424 y combina los datos modulados procedentes de todos los canales, incluyendo el código piloto recibido desde el generador de códigos en la realización descrita, en el combinador 1430 para generar los componentes en fase (I) y en cuadratura (Q) para transmisión de RF. La sección transmisora 1301 de la presente realización soporta cuatro canales programables (TR0, TR1, TR2, TR3) de 64, 32, 16, 8 kb/s. Los datos de canales de mensajes son una señal multiplexada en tiempo recibida desde el enlace común 1201 de PCM a través de la interfaz 1220 de PCM e introducida en el MISR 1410.
La Figura 15 es un esquema de bloques de un receptor de señales de entrada de módems (MISR) 1410 ejemplar. Un contador es dispuesto por la señal MPCM SYNC de sincronización de tramas de 8 kHz y es incrementado por la señal MPCMCLK de 2,048 MHz procedente del circuito 1401 de temporización. La salida del contador es comparada por el comparador 1502 con los valores TRCFG correspondientes a la ubicación cronológica de segmentos para los datos de canales de mensajes TR0, TR1, TR2, TR3; y los valores TRCFG son recibidos desde el controlador 1230 de MIU en la señal MCTRL. El comparador envía la señal de cuenta a los registros 1505, 1506, 1507 y 1508 que temporiza los datos de canales de mensajes al interior de las memorias intermedias 1510, 1511, 1512, 1513 usando la señal de temporización TXPCNCLK obtenida del reloj de sistema. Los datos de mensajes son suministrados desde la señal MSGDAT procedente de la señal MENSAJE de enlace común PCM cuando son activas las señales habilitadoras TR0EN, TR1EN,TR2EN y TR3EN procedentes de la lógica 1401 de control de temporización. El MENSAJE también puede incluir señales que habilitan los registros dependiendo de una frecuencia de cifrado o frecuencia de datos. Si la salida del contador es igual a una de las direcciones de ubicación de canales, los datos especificados de mensajes de transmisión en los registros 1505, 1506, 1507, 1508 son introducidos en los codificadores de convolución 1411, 1412, 1413, 1414 mostrados en la Figura 14.
El codificador de convolución permite el uso de técnicas de corrección de errores de reenvío (FEC) que son bien conocidas en la técnica. Las técnicas de FEC dependen de introducir redundancia en la generación de datos en forma codificada. Los datos codificados son transmitidos y la redundancia en los datos permite que el dispositivo descodificador de receptor detecte y corrija los errores. Bits adicionales de datos son añadidos a los datos en el proceso de codificación y son el campo suplementario de codificación. La razón de codificación es expresada como la relación de los bits de datos transmitidos a los bits totales (datos de código + datos redundantes) transmitidos y es denominada la razón "R" del código.
Los códigos de convolución son códigos donde cada bit de código es generado por la convolución de cada bit nuevo no codificado con un número de bits codificados previamente. El número total de bits usados en el proceso de codificación es denominado como la longitud "K" de constricción del código. En la codificación de convolución, los datos son temporizados al interior de un registro de desplazamiento de K bits de longitud de modo que un bit entrante es temporizado al interior del registro, y él y los K-1 bits existentes son codificados por convolución para crear un símbolo nuevo. El proceso de convolución consiste en crear un símbolo compuesto por una suma de módulo 2 de un cierto modelo de bits disponibles, incluyendo siempre el primer bit y el último bit en al menos uno de los símbolos.
La Figura 16 muestra el esquema de bloques de un codificador de convolución de K = 7, R = 1/2, adecuado para uso como el codificador 1411 mostrado en la Figura 14. Este circuito codifica el canal TR0. El registro 1601 de siete bits con las etapas Q1 a Q7 usa la señal TXPNCLK para temporizar de entrada los datos de TR0 cuando la señal TR0EN es afirmada. Cada uno de los valores de salida de las etapas Q1, Q2, Q3, Q4, Q6 y Q7 es combinado usando lógica O exclusiva (XOR) 1602, 1603 para producir datos respectivos de FEC de canales I y Q para las señales FECTR0DI y FECTR0DQ de canal TR0.
Dos flujos de símbolos de salida FECTR0DI y FECTR0DQ son generados. El flujo de símbolos FECTR0DI es generado por la lógico O exclusiva (XOR) 1602 de las salidas del registro de desplazamiento correspondientes a los bits 6, 5, 4, 3 y 0 (171 octal) y es designado como el componente "I" en fase de los datos de canal de mensaje de transmisión. El flujo de símbolos FECTR0DQ es generado igualmente por la lógica O exclusiva (XOR)1603 de las salidas del registro de desplazamiento correspondientes a los bits 6, 4, 3, 1 y 0 (133 octal) y es designado como componente "Q" en cuadratura de los datos de canal de mensaje de transmisión. Dos símbolos son transmitidos para representar un bit codificado único, creando la redundancia necesaria para permitir que la corrección de errores tenga lugar en el extremo receptor.
Refiriéndose a la Figura 14, la señal de reloj habilitadora de desplazamiento para los datos de canal de mensaje de transmisión es generada por la lógica 140 de temporización de control. Los datos de salida de canal de mensaje de transmisión codificados por convolución para cada canal son aplicados al circuito extensor respectivo 1420, 1421, 1422, 1423, 1424 que multiplica los datos de canal de mensaje de transmisión por su secuencia preasignada de código de extensión procedente del generador 1402 de códigos. Esta secuencia de código de extensión es generada por el control 1303 como se describió previamente, y es denominada una secuencia aleatoria de firma de seudo-ruido (código de seudo-ruido).
La señal de salida de cada circuito extensor 1420, 1421, 1422, 1423, 1424 es un canal de datos de transmisión extendidos. El funcionamiento del circuito extensor es como sigue: la extensión de la salida (I+jQ) de canal multiplicada por una secuencia aleatoria (PNI+jPNQ) produce que la componente I en fase del resultado esté compuesta por (I O exclusiva PNI) y (-Q exclusiva PNQ). El componente Q en cuadratura del resultado es (Q 0 exclusiva PNI) y (I O exclusiva PNQ). Como no hay entrada de datos de canal a la lógica de canal de piloto (I = 1, valores de Q son prohibidos), la señal de salida extendida para canales de piloto produce las secuencias respectivas PNI para el componente I y PNQ para el componente Q.
El combinador 1430 recibe los canales de datos de transmisión extendidos en fase (I) y en cuadratura (Q) y combina los canales en una señal de datos de transmisión de módem en fase (I) (TXIDAT) y una señal de datos de transmisión de módem en cuadratura (Q) (TXQDAT). Los datos de transmisión extendidos en fase (I) y los datos de transmisión extendidos en cuadratura (Q) son sumados separadamente.
Para una unidad de abonado (SU), la sección transmisora 1301 de módem CDMA incluye los filtros de respuesta finita a impulsos (FIR) para recibir los canales I y Q procedentes del combinador para proporcionar formación de impulsos, control espectral próximo y corrección de x/sen(x) para la señal transmitida. Filtros FIIR separados pero idénticos reciben los flujos de datos de transmisión extendidos I y Q a la frecuencia de chips, y la señal de salida de cada uno de los filtro está al doble de la frecuencia de chips. Los filtros FIR ejemplares son filtros simétricos pares de 28 tomas que sobremuestrean (interpolan) por 2. El sobremuestreo ocurre antes de la filtración, de modo que 28 tomas se refiere a 28 tomas al doble de la frecuencia de chips, y el sobremuestreo es efectuado disponiendo un cero en una muestra si y otra no. Los coeficientes ejemplares son mostrados en la Tabla 11.
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TABLA 11
Valores de coeficientes
Nº de 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13
coeficiente
Valor 3 –11 –34 –22 19 17 –32 –19 52 24 –94 –31 277 468
Nº de 14 15 16 17 18 19 20 21 22 24 25 26 27
coeficiente
Valor 277 –31 –94 24 52 –19 –32 17 19 –22 –34 –11 3
Sección receptora de módem de acceso múltiple por división de código (CDMA)
Refiriéndose a las Figuras 9 y 12, el receptor 950 de RF acepta los canales CDMA I y Q de entrada analógica, que son transmitidos a los módems CDMA 1210, 1211, 1212, 1215, a través de las MIUs 931, 932, 933, desde el VDC 940. Estas señales de canales CDMA en fase (I) y en cuadratura (Q) son muestreadas por la sección receptora 1302 de módem CDMA (mostrada en la Figura 13) y convertidas en señales digitales de mensajes de recepción en fase (I) y en cuadratura (Q) usando un convertidor analógico/digital (A/D) 1730 mostrado en la Figura 17. La frecuencia de muestreo del convertidor A/D es equivalente a la frecuencia de código de contracción. Las señales digitales de mensajes de recepción I y Q son contraídas después con correlacionadores usando seis secuencias diferentes de códigos de extensión complejos correspondientes a las secuencias de códigos de contracción de los cuatro canales (TR0, TR1, TR2, TR3), a la información de APC y al código piloto.
La sincronización de tiempo del receptor con la señal recibida es separada en dos fases; hay una fase de adquisición inicial y después una fase de rastreo después de que la temporización de señal ha sido adquirida. La adquisición inicial es efectuada desplazando la fase de la secuencia de código piloto generada localmente con respecto a la señal recibida y comparando la salida del circuito contractivo de piloto con un umbral. El método usado es denominado búsqueda secuencial. Dos umbrales (emparejar y rechazar) son calculados a partir del circuito contractivo auxiliar. Una vez que la señal es adquirida, el proceso de búsqueda es detenido y empieza el proceso de rastreo. El proceso de rastreo mantiene el generador 1304 de códigos (mostrado en las Figuras 13 y 17), usado por el receptor, en sincronización con la señal entrante. El bucle de rastreo usado es el bucle enganchado en retardo (DLL) y es realizado en los bloques 1701 de adquisición y rastreo y 1702 de IPM (Incremental Phase Modulation = modulación de fase por incrementos) de la Figura 17.
En la Figura 13, el controlador 1303 de módem implementa el bucle enganchado en fase (PLL) como un algoritmo de soporte lógico en la lógica 1724 de bucle enganchado en fase de soporte lógico (SW PLL) de la Figura 17 que calcula el desplazamiento de fase y frecuencia en la señal recibida con respecto a la señal transmitida. Los desplazamientos de fase calculados son usados para deshacer el giro de los desplazamientos de fase en los bloques de giro y combinación 1718, 1719, 1720, 1721 de las señales de datos de trayectos múltiples para combinación a fin de producir las señales de salida correspondientes a los canales receptores TR0', TR1', TR2', TR3'. Después, los datos son descodificados según Viterbi en los descodificadores Viterbi 1713, 1714, 1715, 1716 para eliminar la codificación por convolución en cada uno de los canales de mensajes recibidos.
La Figura 17 indica que el generador 1304 de códigos suministra las secuencias de códigos Pn_{i}(t), i = 1, 2, ..., I, usadas por los circuitos contractivos 1703, 1704, 1705, 1706, 1707, 1708, 1709 de canales receptores. Las secuencias de códigos generadas son temporizadas en respuesta a la señal SYNK de la señal de reloj del sistema y son determinadas por la señal CCNTRL procedente del controlador 1303 de módem mostrado en la Figura 13. Refiriéndose a la Figura 17, la sección receptora 1302 de módem CDMA incluye el filtro equilibrado adaptable (AMF) 1710, los circuitos contractivos 1703, 1704, 1705, 1706, 1707, 1708, 1709 de canales, el correlacionador vectorial adaptable (AVC) 1711 de piloto, el AVC auxiliar 1712, los descodificadores Viterbi 1713, 1714, 1715, 1716, la interfaz de salida de módem (MOI) 1717, la lógica de giro y combinación 1718, 1719, 1720, 1721, el generador 1722 de ponderaciones de AMF, y la lógica 1723 de estimación de cuantiles.
En otro ejemplo, el receptor de módem CDMA también incluye un integrador de errores de bits para medir la tasa de errores de bits (BER) de canal y lógica de inserción de códigos inactivos entre los descodificadores Viterbi 1713, 1714, 1715, 1716 y la interfaz de salida de módem (MOI) 1717 para insertar códigos inactivos en el caso de pérdida de los datos de mensaje.
El filtro equilibrado adaptable (AMF) 1710 separa la interferencia de trayectos múltiples introducida por el canal aéreo. El AMF 1710 ejemplar usa un filtro FIR complejo de 11 etapas como se muestra en la Figura 18. Las señales de mensajes digitales I y Q recibidas son recibidas en el registro 1820 procedentes del convertidor A/D 1730 de la Figura 17 y son multiplicadas en los multiplicadores 1801, 1802, 1803, 1810, 1811 por las ponderaciones W1 a W11 de canales I y Q recibidas desde el generador 1722 de ponderaciones de AMF de la Figura 17. En la realización ejemplar, el convertidor A/D 1730 suministra los datos de señales de mensajes de recepción digitales I y Q como valores de complementos de 2, 6 bits para I y 6 bits para Q, que son temporizados a través de un registro de desplazamiento 1820 de 11 etapas en respuesta a la señal RXPNCLK de reloj de código de extensión de recepción. La señal RXPNCLK es generada por la sección 1401 de temporización de la lógica 1304 de generación de códigos. Cada etapa del registro de desplazamiento es derivada y multiplicada en complejo en los multiplicadores 1801, 1802, 1803, 1810, 1811 por valores de ponderación individuales (I de 6 bits y Q de 6 bits) para suministrar 11 productos ponderados en derivación que son sumados en el sumador 1830 y limitados a valores de I de 7 bits y Q de 7 bits.
La sección receptora 1302 de módem CDMA (mostrada en la Figura 13) proporciona los circuitos contractivos 1703, 1704, 1705, 1706, 1707, 1708, 1709 de canales independientes (mostrados en la Figura 17) para contraer los canales de mensajes. La realización descrita contrae 7 canales de mensajes, aceptando cada circuito contractivo una señal de código de contracción de I de 1 bit por Q de 1 bit para realizar una correlación compleja de este código respecto a una entrada de datos de I de 8 bits por Q de 8 bits. Los 7 circuitos contractivos corresponden a los 7 canales: canal 0 de tráfico (TR0'), TR1', TR2', TR3', auxiliar (un canal de reserva), control automático de potencia (APC) y piloto (PLT).
El AVC 1711 de piloto mostrado en la Figura 19 recibe los valores PCI y PCQ de secuencias de códigos de extensión piloto en fase (I) y en cuadratura (Q) dentro del registro 1920 de desplazamiento en respuesta a la señal RXPNCLK de temporización, e incluye 11 circuitos contractivos individuales 1901 a 1911, cada uno correlacionando los datos digitales de señales de mensajes de recepción I y Q con una versión retardad en un chip de la misma secuencia de código piloto. Las señales OE1, OE2, ..., OE11 son usadas por el control 1303 para permitir la operación de contracción. Las señales de salida de los circuitos contractivos son combinadas en el combinador 1921 formando la señal DSPRDAT de correlación del AVC 1711 de piloto, que es recibida por la lógica 1701 de adquisición y rastreo (mostrada en la Figura 17), y finalmente por el controlador 1303 de módem (mostrado en la Figura 13). La lógica 1701 de adquisición y rastreo usa el valor de señal de correlación para determinar si el receptor local está sincronizado con su transmisor remoto.
El AVC auxiliar 1712 también recibe los datos digitales de señales de mensajes de recepción I y Q y, incluye cuatro circuitos contractivos distintos 2001, 2002, 2003, 2004 como se muestra en la Figura 20. Cada circuito contractivo recibe y correlaciona los datos digitales de mensajes de recepción I y Q con versiones retardadas de la misma secuencia de código de contracción PARI y PARQ que son suministradas por el generador 1304 de códigos, introducidas y contenidas en el registro 2020 de desplazamiento. Las señales de salida de los circuitos contractivos 2001, 2002, 2003, 2004 son combinadas en el combinador 2030 que suministra la señal ARDSPRDAT de correlación de ruido. La secuencia de código de extensión de AVC auxiliar no corresponde a ninguna secuencia de código de extensión de transmisión del sistema. La señales OE1, OE2, ..., OE4 son usadas por el control 1303 de módem para habilitar la operación de contracción. El AVC auxiliar 1712 suministra una señal ARDSPRDAT de correlación de ruido a partir de la cual estimaciones de cuantiles son calculadas por el calculador 1733 de cuantiles, y proporciona una medición del nivel de ruido a la lógica 1701 de adquisición y rastreo (mostrada en la Figura 17) y al controlador 1303 de módem (mostrado en la Figura 13).
Cada señal contraída de salida de canal correspondiente a los canales de mensajes recibidos TR0', TR1', TR2' y TR3' es introducida en un descodificador Viterbi correspondiente 1713, 1714, 1715, 1716, mostrados en la Figura 17, que realiza la corrección de errores de reenvío sobre los datos codificados por convolución. Los descodificadores Viterbi de la realización ejemplar tienen una longitud de constricción de K = 7 una razón de R = 1/2. Las señales de canales de mensajes contraídas descodificadas son transferidas desde el módem CDMA al enlace común 1201 de PCM a través de la interfaz de salida de módem (MOI) 1717. El funcionamiento de la MOI es esencialmente igual que el funcionamiento del receptor de señales de entrada de módem (MISR) de la sección transmisora 1301 (mostrada en la Figura 13) pero a la inversa.
La sección receptora 1302 de módem CDMA lleva a cabo varios algoritmos diferentes durante fases diferentes de la adquisición, rastreo y contracción de la señal de mensaje CDMA de recepción.
Cuando la señal recibida es perdida momentáneamente (o degradada fuertemente), el algoritmo de inserción de códigos inactivos inserta códigos inactivos en lugar de los datos de mensajes de recepción perdidos o degradados para impedir que el usuario oiga ráfagas de ruido fuerte en una comunicación de voz. Los códigos inactivos son enviados al MOI 1717 (mostrado en la Figura 17) en lugar de la señal de salida descodificada de canales de mensajes procedente de los descodificadores Viterbi 1713, 1714, 1715, 1716. El código inactivo usado para cada canal de tráfico es programado por el controlador 1303 de módem escribiendo el modelo INACTIVO apropiado para la MOI, que en la presente realización es una palabra de 8 bits para un flujo de 64 kb/s, y una palabra de 4 bits para un flujo de 32 kb/s.
Algoritmos de módem para adquisición y rastreo de la señal piloto recibida
Los algoritmos de adquisición y rastreo son usados por el receptor para determinar la fase de código aproximada de una señal recibida, sincronizar los circuitos contractivos locales de receptor de módem con la señal piloto entrante y rastrear la fase de la secuencia de código piloto generada localmente con la secuencia de código piloto recibida. Refiriéndose a las Figuras 13 y 17, los algoritmos son realizados por el controlador 1303 de módem que suministra señales de ajuste de reloj al generador 1304 de códigos. Estas señales de ajuste causan que el generador de códigos para los circuitos contractivos ajuste las secuencias de códigos generadas localmente en respuesta a los valores de salida medidos del rastrillo (rake) 1711 de piloto y a los valores de cuantiles procedentes de los calculadores 1723B de cuantiles. Los valores de cuantiles son estadísticas de ruido medidas a partir de los canales en fase y en cuadratura procedentes de los valores de salida del correlacionador vectorial auxiliar 1712 (mostrado en la Figura 17). La sincronización del receptor con la señal recibida es separada en dos fases: una fase de adquisición inicial y una fase de rastreo. La fase de adquisición inicial es efectuada temporizando la secuencia de código de extensión piloto generada localmente a una frecuencia mayor o menor que la frecuencia de código de extensión de la señal recibida, haciendo correr la secuencia de código de extensión piloto generada localmente y realizando el ensayo de relación de probabilidad secuencial (SPRT) sobre la salida del correlacionador vectorial 1711 de piloto. La fase de rastreo mantiene la secuencia de código piloto de extensión generada localmente en sincronización con la señal piloto entrante.
El algoritmo de adquisición en frío de la unidad de abonado (SU) es usado por el módem CDMA de SU cuando es encendida primero y, por tanto, no conoce la fase correcta de código de extensión piloto, o cuando una SU intenta readquirir la sincronización con la señal piloto entrante pero ha requerido un tiempo excesivo. El algoritmo de adquisición en frío es dividido en dos subfases. La primera subfase consiste en una búsqueda sobre el código de longitud 233415 usado por canal de radiodifusión rápida (FBCH). Una vez que es adquirida esta fase de subcódigo, el código piloto de longitud 233415x128 es conocido dentro de una ambigüedad de 128 fases posibles. La segunda subfase es una búsqueda de estas 128 fases posibles restantes. Para no perder la sincronización con el canal de radiodifusión rápida (FBCH), en la segunda fase de la búsqueda, es deseable oscilar entre el rastreo del código de FBCH e intentar la adquisición del código piloto.
La adquisición por la estación de portadoras de radio(RCS) del algoritmo de piloto de acceso corto (SAXPT) es usada por el módem CDMA de RCS para adquirir la señal de SAXPT de una SU. El algoritmo es un algoritmo de búsqueda rápida porque el SAXPT es una secuencia de código corta de longitud N, donde N = chips/símbolo, y varía de 45 a 195 dependiendo de la anchura de banda del sistema. La búsqueda realiza un ciclo a través de todas las fases posibles hasta que la adquisición es completa.
La adquisición por la RCS del algoritmo de piloto de acceso largo (LAXPT) empieza inmediatamente después de la adquisición de SAXPT. La fase de código de SU es conocida dentro de un múltiplo de una duración de símbolo, así que en la realización ejemplar de la invención puede haber 7 a 66 fases para búsqueda dentro del retardo de ida y vuelta desde la RCS. Este límite es un resultado de la señal piloto de SU siendo sincronizada con la señal piloto global de RCS.
El algoritmo de readquisición empieza cuando ocurre la pérdida de enganche de código (LOL). Un algoritmo de búsqueda Z es usado para acelerar el proceso sobre la hipótesis de que la fase de código no se ha desviado mucho de donde estaba la última vez que el sistema fue enganchado. La RCS usa una anchura máxima de las ventanas de búsqueda Z limitada por el retardo máximo de propagación de ida y vuelta.
El período de prerrastreo sigue inmediatamente a los algoritmos de adquisición o readquisición y precede inmediatamente al algoritmo de rastreo. El prerrastreo es un período de duración fija durante el cual los datos de recepción suministrados por el módem no son considerados válidos. El período de prerrastreo permite que otros algoritmos de módem, tales como los usados por la lógica SW PLL 1724, la lógica de adquisición y rastreo, y el generador 1722 de ponderaciones de AMF, se preparen y adapten al canal actual. El período de prerrastreo tiene dos partes. La primera parte es el retardo mientras el bucle de rastreo de código engancha. La segunda parte es el retardo mientras los cálculos de ponderaciones de tomas del AMF son realizados por el generador 1722 de ponderaciones del AMF para producir coeficientes de ponderación estabilizados. Asimismo, en la segunda parte del período de prerrastreo, el bucle de rastreo de portadora es permitido enganchar por la lógica 1724 de bucle enganchado en fase de soporte lógico (SW PLL), y las estimaciones de cuantiles escalares son realizadas en el calculador 1723A de cuantiles.
En el proceso de rastreo se entra después de que termina el período de prerrastreo. Este proceso es realmente un ciclo repetitivo y es la única fase de proceso durante la que los datos de recepción suministrados por el módem pueden ser considerados válidos. Las operaciones siguientes son realizadas durante esta fase: actualización de ponderaciones de tomas de AMF, rastreo de portadora, rastreo de código, actualización de cuantiles vectoriales, actualización de cuantiles escalares, comprobación de enganche de código, desrotación y suma de símbolos y control de potencia (directo o inverso).
Si se detecta pérdida de enganche de código (LOL), el receptor de módem finaliza el algoritmo de rastreo y entra automáticamente en el algoritmo de readquisición. En la SU, una LOL causa que el transmisor sea apagado. En la RCS, la LOL causa que el control directo de potencia sea inhabilitado con la potencia de transmisión mantenida constante en el nivel inmediatamente anterior a la pérdida de enganche. También causa que la información de control de potencia de retorno sea transmitida para adoptar un modelo de 010101..., causando que la SU mantenga constante su potencia de transmisión. Esto puede ser realizado usando la función de comprobación de enganche de señal que genera la señal de reposición al circuito 1701 de adquisición y rastreo.
Son mantenidos dos conjuntos de estadísticas de cuantiles, uno por el calculador 1723B de cuantiles vectoriales y el otro por el calculador 1723A de cuantiles escalares. Ambos son usados por el controlador 1303 de módem. El primer conjunto es la información de cuantiles "vectoriales", denominada así porque es calculada a partir del vector de cuatro valores complejos generados por el receptor 1712 de AVC auxiliar. El segundo conjunto es la información de cuantiles escalares que es calculada a partir de la señal auxiliar (AUX) única de valor complejo que es extraída del circuito contractivo auxiliar 1707. Los dos conjuntos de información representan conjuntos diferentes de estadísticas de ruido usadas para mantener una probabilidad de alarma falsa (P_{fa}) predeterminada. Los datos de cuantiles vectoriales son usados por los algoritmos de adquisición y readquisición llevados acabo por el controlador 1303 de módem para determinar la presencia de una señal recibida en ruido, y la información de cuantiles escalares es usada por el algoritmo de comprobación de enganche de código.
Para ambos casos vectorial y escalar, la información de cuantiles consiste en valores calculados de lambda 0 a lambda 2 que son valores de límite usados para estimar la función de distribución de probabilidad de la señal de recepción contraída y determinar si el módem está enganchado al código de seudo-ruido. El valor de Aux_Power (potencia auxiliar) usado en la subrutina siguiente de lenguaje C es la magnitud elevada al cuadrado de la salida de señal auxiliar (AUX) del conjunto de correlacionadores escalares para los cuantiles escalares, y la suma de las magnitudes elevadas al cuadrado para el caso vectorial. En ambos casos, los cuantiles son calculados después usando la subrutina siguiente de lenguaje C.
1
donde CG[n] son constantes positivas y GM[n] son constantes negativas (valores diferentes son usados para cuantiles escalares y vectoriales).
Durante la fase de adquisición, la búsqueda de la señal piloto entrante con la secuencia de código piloto generada localmente emplea una serie de ensayos secuenciales para determinar si el código piloto generado localmente tiene la fase de código correcta con respecto a la señal recibida. Los algoritmos de búsqueda usan el ensayo de relación de probabilidad secuencial (SPRT) para determinar si las secuencias de códigos recibidas y generadas localmente están en fase. La velocidad de adquisición es incrementada por paralelismo producido por tener un receptor de dedos múltiples. Por ejemplo, en la realización descrita de la invención, el rastrillo (rake) 1711 de piloto principal tiene un total de 11 dedos que representan un período de fase total de 11 períodos de chip. Para adquisición, son efectuados 8 ensayos distintos de relación de probabilidad secuencial (SPRTs), con cada SPTR observando una ventana de 4 chips. Cada ventana está desplazada respecto a la ventana anterior en un chip y, en una secuencia de búsqueda, cualquier fase dada de código es cubierta por 4 ventanas. Si todos los 8 SPRTs son rechazados, entonces el conjunto de ventanas es movido en 8 chips. Si cualquiera de los SPRTs es aceptado, entonces la fase de código de la secuencia de código piloto generada localmente es ajustada para intentar centrar la fase de SPRT aceptado dentro del AVC de piloto. Es probable que más de un SPRT alcance el umbral de aceptación al mismo tiempo. Una consulta de tabla es usada para cubrir todas las 256 combinaciones posibles de aceptación/rechazo y el controlador de módem usa la información para calcular la fase central correcta de código dentro del rastrillo (rake) 1711 de piloto. Cada SPRT es realizado como sigue (todas las operaciones ocurren a frecuencia de 64 kilosímbolos/s): Indíquense los valores de niveles de salida de los dedos como I_Dedo[n] y Q_Dedo[n], donde n)0, ..., 10 (inclusive, 0 es el dedo más adelantado (mas avanzado)), entonces la potencia de cada ventana es:
103
Para efectuar los SPRTs, el controlador de módem realiza entonces para cada una de las ventanas de cálculos siguientes que son expresados como una subrutina de seudocódigo:
2
donde lambda[k] son como se definen en la sección anterior de cálculo de cuantiles y SIGMA[k], ACCEPTANCE_THRESHOLD (UMBRAL DE ACEPTACIÓN) y DISMISSAL_THRESHOLD (UMBRAL DE RECHAZO) son constantes predeterminadas. Obsérvese que SIGMA[k] es negativa para valores reducidos de k y positiva para valores correctos de k, tal que los umbrales de aceptación y rechazo pueden ser constantes más bien que una función de cuantos símbolos de valor de datos han sido acumulados en la estadística.
El controlador de módem determina en que compartimento delimitado por los valores de lambda[k] cae el nivel de potencia que permite que el controlador de módem desarrolle una estadística aproximada.
Para el presente algoritmo, la tensión de control es formada como \varepsilon = y^{T}By, donde y es un vector formado a partir de los valores de salida complejos del correlacionador vectorial 1711 de piloto, y B es una matriz compuesta por los valores constantes predeterminados para hacer máximas las características operativas mientras hace mínimo el ruido como se describió previamente con referencia al detector cuadrático.
Para comprender el funcionamiento del detector cuadrático, es útil considerar lo siguiente. Una señal s(y) de espectro extendido (CDMA) es pasada a través de un canal de trayectos múltiples con una respuesta h_{c}(t) a impulsos. La señal extendida de banda base es descrita por la ecuación (30).
(30)s(t) = \sum\limits_{i}C_{i}p(t - iT_{c})
donde C_{i} es un símbolo complejo de código de extensión, p(t) es un impulso de chip predefinido y T_{c} es la separación temporal de chips, donde T_{c} = 1/R_{c} y R_{c} es la frecuencia de chips.
La señal de banda base recibida es representada por la ecuación (31).
(31)r(t) = \sum\limits_{i}C_{i}q(t - iT_{c} - \tau)+n(t)
donde q(t)=p(t)*h_{c}(t),\tau es un retardo desconocido y n(t) es ruido aditivo. La señal recibida es procesada por un filtro, h_{R}(t), así que la forma de onda x(t) que ha de ser procesada es dada por la ecuación (32).
(32)x(t) = \sum\limits_{i}C_{i}f(t - iT_{c} - \tau)+z(t)
donde f(t) = q(t)*h_{R}(t) y z(t) = n(t)*h_{R}(t).
En el receptor ejemplar, muestras de la señal recibida son tomadas a la frecuencia de chips, es decir 1/T_{c}. Estas muestras x(mT_{c}+\tau') son procesadas por un conjunto de correlacionadores que calculan, durante el r-simo período de correlación, las cantidades dadas por la ecuación (33).
(33)v^{(r)}_{k} = \sum\limits^{rL+L-1}_{m=rL}x(mT_{c} + \tau')C^{\bullet}_{m+k}
Estas cantidades están compuestas por un componente w_{k}^{(r)} de ruido y un componente determinista y_{k}^{(r)} dado por la ecuación (34)
(34)y^{(r)}_{k} = E[v^{(r)}_{k}] = Lf(kT_{c} + \tau' - \tau)
Como consecuencia, el índice r de tiempo puede ser suprimido por facilidad de escritura, aunque ha de observarse que la función f(t) cambia lentamente con el tiempo.
Las muestras son procesadas para ajustar la fase \tau' de muestreo de una forma óptima para procesamiento adicional por el receptor, tal como filtración equilibrada. Este ajuste es descrito a continuación. Para simplificar la representación del proceso, es útil describirlo en términos de la función f(t+\tau), donde ha de ajustarse el desplazamiento \tau de tiempo. Se observa que la función f(t+\tau) es medida en la presencia de ruido. Así, puede ser problemático ajustar la fase \tau' basada en mediciones de la señal f(t+\tau). Para tener en cuenta el ruido, es introducida la función v(t)=f(t)+m(t), donde el término m(t) representa un proceso de ruido. El procesador del sistema puede ser obtenido basado en consideraciones de la función v(t).
El proceso es incoherente y, por tanto, está basado en la función |v(t+\tau)|^{2} de potencia de envolvente. La función
e(\tau') dada en la ecuación (35) es útil para describir el proceso
(35)e(\tau') = \int^{0}_{-\infty}|v(t + \tau' - \tau)|^{2}dt - \int^{\infty}_{0}|v(t + \tau' - \tau)|^{2}dt
El parámetro de desplazamiento es ajustado para e(\tau') = 0, lo que ocurre cuando la energía en el intervalo (-\infty, \tau' - \tau] es igual a energía en el intervalo [\tau' - \tau, \infty). La característica de error es monótona y por tanto tiene un solo punto de cruce por cero. Esta es la cualidad deseable de la función. Una desventaja de la función es que está mal definida porque las integrales son indefinidas cuando hay ruido presente. No obstante, la función e(\tau') puede ser modelada en la forma dada por la ecuación (36)
(36)e(\tau') = \int^{\infty}_{-\infty}w(t)|v(t + \tau' - \tau)|^{2}dt
donde la función característica w(t) es igual a sgn(t), la función de signo.
Para optimizar la función característica w(t), es útil definir una cifra F de mérito, como se expone en la ecuación (37).
(37)F = \frac{\left[\overline{e(\tau'_{0} + T_{A}) - e(\tau'_{0} - T_{A})}\right]^{2}}{VAR\{e(\tau'_{0})\}}
El numerador de F es la pendiente numérica de la característica de error medio en el intervalo [-T_{A},T_{A}] que rodea al valor rastreado \tau'_{0}. La media estadística es tomada con respecto al ruido así como al canal aleatorio h_{c}(t). Es deseable especificar una característica estadística del canal para efectuar esta media estadística. Por ejemplo, el canal puede ser modelado como un canal de dispersión no correlacionada fija de sentido amplio con respuesta h_{c}(t) a impulsos y un proceso U(t) de ruido blanco que tiene una función g(t) de intensidad como se muestra en la ecuación (38)
(38)h_{c}(t) = \sqrt{g(t)}U(t)
La varianza de e(\tau) es calculada como el valor medio cuadrático de la fluctuación
(39)e'(t) = e(\tau) - \langle e(\tau)\rangle
donde <e(\tau)> es la media de e(\tau) con respecto al ruido.
La optimización de la cifra F es mérito con respecto a la función w(t) puede ser llevada a cabo usando métodos de variaciones de optimización bien conocidos.
Una vez que el óptimo w(t) es determinado, el procesador resultante puede ser aproximado exactamente por un procesador de muestras cuadrático que es obtenido como sigue.
Por el teorema de muestreo, la señal v(t), limitada en banda a una anchura W de banda, puede ser expresada en términos de sus muestras como se enseña en la ecuación (40).
(40)v(t) = \sum v(k/W)sinc[(Wt-k)\pi]
sustituir esta expansión en la ecuación (z+6) produce una forma cuadrática infinita en las muestras v(k/W+\tau'-\tau). Hacer la hipótesis de que la anchura de banda de señal es igual a la frecuencia de chips permite el uso de un esquema de muestreo que es temporizado por la señal de reloj de chips que ha de ser usada para obtener las muestras. Estas muestras v_{k} son representadas por la ecuación (41).
(41)v_{k} = v(kT_{c} + \tau' - \tau)
Esta hipótesis conduce a una simplificación de la implementación. Es válida si el error por distorsión de alias es pequeño.
En la práctica, la forma cuadrática que es obtenida es truncada. Una matriz B normalizada ejemplar es dada a continuación en la Tabla 12. Para este ejemplo, se supone un perfil extendido de retardo exponencial: g(t) = exp(-t/\tau), con \tau igual a un chip. También se ha supuesto un parámetro T_{A} de abertura igual a 1,5 chips. El impulso de chip subyacente tiene un espectro cosinusoidal elevado con una anchura de banda de 20% en exceso.
\vskip1.000000\baselineskip
TABLA 12
Matriz B ejemplar
0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
0 0 -0,1 0 0 0 0 0 0 0 0
0 -0,1 0,22 0,19 -0,19 0 0 0 0 0 0
0 0 0,19 1 0,45 -0,2 0 0 0 0 0
0 0 -0,19 0,45 0,99 0,23 0 0 0 0 0
0 0 0 -0,2 0,23 0 -0,18 0,17 0 0 0
0 0 0 0 0 -0,18 -0,87 -0,42 0,18 0 0
0 0 0 0 0 0,17 -0,42 -0,92 -0,16 0 0
0 0 0 0 0 0 0,18 –0,16 –0,31 0 0
0 0 0 0 0 0 0 0 0 –0,13 0
0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
El rastreo de código es efectuado por medio de un detector de fase en bucle que es realizado como sigue. El vector y es definido como un vector de columna que representa los 11 valores complejos de niveles de salida del AVC 1711 de piloto, y B indica una matriz de 11x11 coeficientes de valores reales simétricos con valores predeterminados para optimizar el comportamiento funcional con los valores y incoherentes de salida del AVC de piloto. La señal \varepsilon de salida del detector de fase es dada por la ecuación(42):
(42)\varepsilon = y^{T}By
Los cálculos siguientes son efectuados después para realizar un filtro en bucle proporcional más integral y el oscilador controlado por tensión (VCO):
x[n] = x[n - 1] + \beta\varepsilon
z[n] = z[n - 1] + x[n] + \alpha\varepsilon
para \beta y \alpha que son constantes elegidas del modelado del sistema para optimizar el comportamiento funcional del sistema para el canal de transmisión y la aplicación particulares, y donde x[n] es el valor de salida de integrador de filtro en bucle y z[n] es el valor de salida del oscilador controlado por tensión (VCO). Los ajustes de fase de código son efectuados por el controlador de módem con la subrutina de lenguaje C siguiente:
3
Una fase de retardo diferente podría ser usada en el seudocódigo anterior.
El algoritmo de actualización de ponderaciones de tomas del filtro equilibrado adaptable (AMF) del generador 1722 de ponderaciones de AMF ocurre periódicamente para deshacer el giro y cambiar de escala la fase de cada valor de dedo del rastrillo 1711 de piloto realizando una multiplicación compleja del valor de dedo del AVC de piloto por la conjugada compleja del valor de salida actual del bucle de rastreo de portadora y aplicando el producto a un filtro de paso bajo y formar la conjugada compleja de los valores de filtro para producir valores de ponderaciones de tomas de AMF, que son escritos periódicamente en los filtros de AMF del módem CDMA.
El algoritmo de comprobación de enganche, mostrado en la Figura 17, es efectuado por el controlador 1303 de módem realizando operaciones de ensayo de relación de probabilidad secuencial (SPRT) sobre la señal de salida del conjunto de correlacionadores escalares. La técnica de SPRT es igual que la de los algoritmos de adquisición excepto en que los umbrales de aceptación y rechazo son cambiados para incrementar la probabilidad de detección de enganche.
El rastreo de portadora es efectuado por medio de un bucle de segundo orden que opera sobre los valores de salida de piloto del conjunto correlacionado escalar. La salida del detector de fase es la versión muy limitada del componente en cuadratura del producto de la señal de salida piloto (de valor complejo) del conjunto correlacionado escalar por la señal de salida del VCO. El filtro en bucle es un diseño proporcional más integral. El VCO es un error \Phi de fase acumulado, de suma pura, que es convertido en el fasor complejo cos\Phi+jsen\Phi usando una tabla de consulta en memoria.
La descripción anterior del algoritmo de adquisición y rastreo se enfoca en un método incoherente porque el algoritmo de adquisición y rastreo descrito requiere adquisición incoherente seguida por rastreo incoherente porque, durante la adquisición, una referencia coherente no está disponible hasta que el AMF, el AVC de piloto, el AVC auxiliar y el DPLL están en un estado de equilibrio. Sin embargo, en la técnica es conocido que el rastreo y combinación coherente es siempre óptimo porque en rastreo y combinación incoherente se pierde la información de fase de salida de cada dedo del AVC de piloto. Por consiguiente, otro ejemplo emplea un sistema de adquisición y rastreo de dos pasos en el que el algoritmo de adquisición y rastreo incoherente descrito previamente es efectuado primero y después el algoritmo cambia a un método de rastreo coherente. El método de combinación y rastreo coherente es similar al descrito previamente, excepto en que la señal de error rastreada es de la forma:
(43)\varepsilon = y^{T} Ay
donde y es definido como un vector de columna que representa los 11 valores de niveles de salida complejos del AVC 1711 de piloto, y A designa una matriz de 11x11 coeficientes de valores reales simétricos con valores predeterminados para optimizar el comportamiento funcional con las salidas y coherentes de AVC piloto. Una matriz A ejemplar es mostrada a continuación
4
Refiriéndose a la Figura 9, la placa 940 de controlador de distribución de vídeo (VDC) de la RCS está conectada a cada MIU 931, 932, 933 y a los transmisores/receptores 950 de RF. El VDC 940 es mostrado en la Figura 21. El circuito de combinador de datos (DCC) 2150 incluye un desmultiplexor 2101 de datos, el sumador 2102 de datos, los filtros FIR 2103, 2104 y una unidad 2111 de control. El DCC 2150: 1) recibe la señal MDAT ponderada de datos I y Q de módem CDMA desde cada una de las MIUs 931, 932, 933, 2) suma los datos I y Q con los datos digitales de canal portador procedentes de cada MIU 931, 932, 933, 3) y suma el resultado con la señal BCAST de mensaje de datos de radiodifusión y el código GPILOT de extensión piloto global suministrado por el módem 1210 de MIU maestro, 4)forma en banda las señales sumadas para transmisión, y 5) produce la señal analógica de datos para transmisión al transmisor/receptor de RF.
Los filtros FIR 2103, 2104 son usados para modificar los datos de módem en fase (I) y en cuadratura (Q) de transmisión CDMA de MIU antes de la transmisión. El controlador de acceso inalámbrico (WAC) transfiere los datos de coeficientes de filtros FIR a través del enlace 912 de puerto en serie, a través del controlador 2120 de VDC y a los filtros FIR 2103, 2104. Cada filtro FIR 2103, 2104 es configurado separadamente. Los filtros FIR 2103, 2104 emplean sobremuestreo para funcionar al doble de la frecuencia de bits así que valores de datos nulos son enviados después de cada valor de DATI y DATQ de módem de transmisión CDMA de MIU para producir FTXI y FTXQ.
El VDC 940 distribuye la señal AGCDATA de control automático de ganancia (AGC) desde el AGC 1750 de las MIUs 931, 932, 933 al transmisor/receptor 950 de RF a través de la interfaz de distribución (DI) 2110. La DI 2110 de VDC recibe los datos RXI y RXQ desde el transmisor/receptor de RF y distribuye la señal como VDATAI y VDATAQ a las MIUs 931, 932, 933.
Refiriéndose a la Figura 21, el VDC 940 también incluye un controlador 2120 de VDC que supervisa las señales MIUSTAT de información de estatus y fallos procedentes de las MIUs y se conecta el enlace 912 en serie y al HSBS 970 para comunicar con el WAC 920 mostrado en la Figura 9. El controlador 2120 de VDC incluye un microprocesador, tal como un microcontrolador Intel 8032, un oscilador (no mostrado) que suministra señales de temporización, y memoria (no mostrada). La memoria del controlador de VDC incluye una memoria flash PROM (no mostrada) para contener el código de programa de controlador para el microprocesador 8032, y una memoria SRAM (no mostrada) para contener los datos temporales escritos en, y leídos de, la memoria por el microprocesador.
Refiriéndose a la Figura 9, la presente invención incluye un transmisor/receptor 950 de RF y la sección 960 amplificadora de potencia. Refiriéndose a la Figura 22, el transmisor/receptor 950 de RF está dividido en tres secciones: el modulo 2201 de transmisor, el módulo 2202 de receptor y el sintetizador 2203 de frecuencia. El sintetizador 2203 de frecuencias produce una frecuencia TFREQ de portadora de transmisión y una frecuencia RFREQ de portadora de recepción en respuesta a una señal FREQCTRL de control de frecuencia recibida desde el WAC 920 por el enlace 912 en serie. En el módulo 2201 de transmisor, las señales analógicas TXI y TXQ de datos I y Q de entrada procedentes del VDC son aplicadas al modulador 2220 en cuadratura que también recibe una señal TFREQ de frecuencia de portadora de transmisión desde el sintetizador 2203 de frecuencias para producir una señal TX de portadora de transmisión modulada en cuadratura. La señal analógica TX modulada de portadora de transmisión, una señal de RF de frecuencia incrementada, es aplicada entonces al amplificador 2252 de potencia de transmisión del amplificador 960 de potencia. La señal de portadora de transmisión amplificada es pasada después, a través de los componentes pasivos de alta potencia (HPPC) 2253, a la antena 2250 que transmite la señal de RF de frecuencia incrementada al canal de comunicación como una señal de RF de CDMA. En una realización de la invención, el amplificador 2252 de potencia de transmisión comprende ocho amplificadores de 60 W pico a pico aproximadamente cada uno.
Los HPPC 2253 comprenden un pararrayos, un filtro de salida, un acoplador direccional de 10 dB, un aislador y una terminación de alta potencia unida al aislador.
Una señal de RF CDMA de recepción es recibida en la antena 2250 desde el canal de RF y pasada, a través de los HPPC 2253, al amplificador 2251 de potencia de recepción. El amplificador 2251 de potencia de recepción incluye, por ejemplo, un transmisor de potencia de 30 W excitado por un transistor de 5W. El módulo 2202 de recepción de RF recibe la señal RX de portadora de recepción modulada en cuadratura desde el amplificador de potencia de recepción. El módulo 2202 de recepción incluye un desmodulador 2210 en cuadratura que recibe la señal RX de portadora de recepción modulada y la señal RFREQ de frecuencia de portadora de recepción desde el sintetizador 2203 de frecuencias, desmodula sincrónicamente la portadora y suministra los canales analógicos I y Q. Estos canales son filtrados para producir las señales RXI y RXQ que son transferidas al VDC 940.
La unidad de abonado
La Figura 23 muestra la unidad de abonado (SU). Como se muestra, la SU incluye una sección 2301 de RF comprendiendo un modulador 2302 de RF, un desmodulador 2303 de RF y un divisor/aislador 2304 que reciben canales lógicos globales y asignados incluyendo mensajes de tráfico y control y señales piloto global en la señal de canal de RF CDMA de enlace directo, y transmiten canales asignados y señales piloto inverso en el canal de RF CDMA de enlace inverso. Los enlaces directo e inverso son recibidos y transmitidos respectivamente a través de la antena 2305. La sección de RF emplea, en un ejemplo, un receptor superheterodino de conversión doble convencional que tiene un desmodulador sincrónico sensible a la señal ROSC. La selectividad de tal receptor es proporcionada por un filtro SAW (Surface Acoustic Wave = onda acústica superficial) transversal de 70 MHz (no mostrado). El modulador de RF incluye un modulador sincrónico (no mostrado) sensible a la señal TOSC de portadora para producir una señal de portadora modulada en cuadratura. Esta señal es incrementada en frecuencia por un circuito mezclador de desviación (no mostrado).
La SU incluye además una interfaz 2310 de línea de abonado, incluyendo la funcionalidad de un generador de control (CC), una interfaz 2320 de datos, un codificador 2321 de ADPCM, un descodificador 2322 de ADPCM, un controlador 2330 de SU, un generador 2331 de señales de reloj de SU, la memoria 2332 y un módem CDMA 2340 que es esencialmente el mismo que el módem CDMA 1210 descrito anteriormente con referencia a la Figura 13. Se observa que la interfaz 2320 de datos, el codificador 2321 de ADPCM y el descodificador 2322 de ADPCM son provistos típicamente como un circuito integrado estándar de codificador/descodificador de ADPCM.
La señal de canal de RF CDMA de enlace directo es aplicada al desmodulador 2303 de RF para producir la señal CDMA de enlace directo. La señal CDMA de enlace directo es suministrada al módem CDMA 2340, que adquiere la sincronización con la señal piloto global, produce la señal de sincronización de piloto global al reloj 2331, para generar las señales de temporización del sistema, y contrae la pluralidad de canales lógicos. El módem CDMA 2340 también adquiere los mensajes de tráfico RMESS y los mensajes de control RCTRL y suministra las señales de mensajes de tráfico RMESS a la interfaz a la interfaz 2320 de datos y las señales RCTRL de mensajes de control de recepción al controlador 2330 de SU.
Las señales RCTRL de mensajes de control de recepción incluyen una señal de identificación de abonado, una señal de codificación y señales de modificación de portador. Las señales RCTRL también pueden incluir información de control y otra información de señalización de telecomunicación. La señal RCTRL de mensaje de control de recepción es aplicada al controlador 2330 de SU que verifica que la llamada es para la SU a partir del valor de identificación de abonado obtenido para la señal RCTRL. El controlador 2330 de SU determina el tipo de información de usuario contenida en la señal de mensaje de tráfico a partir de la señal de codificación y la señal de modificación de frecuencia de portador. Si la señal de codificación indica que el mensaje de tráfico es codificado en ADPCM, el mensaje de tráfico RVMESS es enviado al descodificador 2322 de ADPCM enviando un mensaje de selección a la interfaz 2320 de datos. El controlador 2330 de SU extrae una señal de codificación de ADPCM y la señal de frecuencia de portador, obtenidas de la señal de codificación, al descodificador 2322 de ADPCM. La señal RVMESS de mensaje de tráfico es la señal de entrada al descodificador 2322 de ADPCM donde la señal de mensaje de tráfico es convertida en una señal RINF de información digital en respuesta a los valores de la señal de codificación ADPCM de entrada.
Si el controlador 2330 de SU determina que el tipo de información de usuario contenida en la señal de mensaje de tráfico procedente de la señal de codificación no está codificada en ADPCM, entonces la señal RDMESS pasa de modo transparente a través del codificador de ADPCM. El mensaje RDMESS de tráfico es transferido directamente desde la interfaz 2320 de datos al controlador de interfaz (IC) 2312 de la interfaz 2310 de línea de abonado.
La señal RINF de información digital o la señal RDMESS es aplicada a la interfaz 2310 de línea de abonado que incluye un controlador de interfaz (IC)2312 y una interfaz de línea (LI) 2313. Para la realización ejemplar, el IC es un controlador de interfaz de PCM ampliada (EPIC) y la LI es un circuito de interfaz de línea de abonado (SLIC) para servicio telefónico antiguo (POTS) que corresponde a señales de tipo RINF, y una interfaz de ISDN para ISDN que corresponde a señales de tipo RDMESS. Los circuitos EPIC y SLIC son bien conocidos en la técnica. La interfaz 2310 de línea de abonado convierte la señal RINF de información digital o la señal RDMESS en el formato definido por el usuario. El formato definido por el usuario es proporcionado al IC 2312 desde el controlador 2330 de SU. La LI 2310 incluye circuitos para realizar funciones tales como conversión de ley A o ley \mu, generar tono de marcar y generar o interpretar bits de señalización. La interfaz de línea también produce la señal de información de usuario al usuario 2350 de SU como es definido por la interfaz de línea de abonado, por ejemplo, servicio de voz de POTS, de datos de banda de voz o de datos de ISDN.
Para un canal de RF CDMA de enlace inverso, una señal de información de usuario es aplicada a la LI 2313 de la interfaz 2310 de línea de abonado que extrae una señal de tipo de servicio y una señal de tipo de información al controlador de SU. El IC 2312 de la interfaz 2310 de línea de abonado produce una señal TINF de información digital que es la señal de entrada al codificador 2321 de ADPCM si la señal de información de usuario ha de ser codificada en ADPCM, tal como para servicio de servicio telefónico antiguo (POTS). Para datos u otra información de usuario no codificada en ADPCM, el IC 2312 pasa el mensaje TDMESS de datos directamente a la interfaz 2320 de datos. El módulo de control de llamada (CC), incluido en la interfaz 2310 de línea de abonado, obtiene la información de control de llamada de la señal de información de usuario y pasa la información CCINF de control de llamada al controlador 2330 de SU. El codificador 2321 de ADPCM también recibe la señal de codificación y la señales de modificación de portador desde el controlador 2330 de SU y convierte la señal de información digital de entrada en la señal TVMESS de tráfico de mensaje de salida en respuesta a la señales de codificación y de modificación de portadora. El controlador 2330 de SU también extrae la señal de control inverso, que incluye la información de control de llamada de señal de codificación, y la señal de modificación de canal portador, al módem CDMA. La señal TVMESS de mensaje de salida es aplicada a la interfaz 2320 de datos. La interfaz 2330 de datos envía la información de usuario al módem CDMA 2340 como señal TMESS de mensaje de transmisión. El módem CDMA 2340 extiende los canales TCTRL de control inverso y mensaje de salida recibidos del controlador 2330 de SU, y produce la señal CDMA de enlace inverso. La señal CDMA de enlace inverso es suministrada a la sección 2301 de RF y modulada por el modulador 2302 de RF para producir la señal de canal de RF CDMA de enlace inverso de salida transmitida desde la antena 2305.
Procedimiento de conexión y establecimiento de llamada
El proceso de establecimiento de canal portador consta de dos procedimientos: el proceso de conexión de llamada para una conexión de llamada entrante desde una unidad remota de procesamiento de llamadas tal como una RDU (conexión de llamada entrante), y el proceso de conexión de llamada para una llamada saliente de la SU (conexión de llamada saliente). Antes de que cualquier canal portador pueda ser establecido entre una RCS y una SU, la SU debe registrar su presencia en la red con el procesador remoto de llamadas tal como la RDU. Cuando la señal de descolgado es detectada por la SU, la SU no sólo empieza a establecer un canal portador sino que también inicia el procedimiento para que una RCS obtenga un enlace terrestre entre la RCS y el procesador remoto. El proceso de establecer la conexión de la RCS y la RDU es detallado en la norma DECT V5.1.
Para el procedimiento de conexión de llamada entrante mostrado en la Figura 24, primero en 2401, el WAC 920 (mostrado en la Figura 9) recibe, por vía de uno de los multiplexores 905, 906 y 907, una solicitud de llamada entrante desde una unidad remota de procesamiento de llamadas. Esta solicitud identifica la SU objetivo y que es deseada una conexión de llamada con la SU. El controlador de acceso inalámbrico (WAC) extrae periódicamente el canal de radiodifusión lenta (SBCH) con indicadores de buscapersonas para cada SU y extrae periódicamente las luces de tráfico de canal de radiodifusión rápida (FBCH) para cada canal de acceso. En respuesta a la solicitud de llamada entrante, en el paso 2420, el WAC comprueba primero para ver si la SU identificada ya está activa con otra llamada. Si es así, el WAC devuelve una señal de ocupada para la SU a la unidad remota de procesamiento a través del multiplexor (MUX), en caso contrario es dispuesto el indicador de buscapersonas para el canal.
A continuación, en el paso 2402, el WAC comprueba el estatus de los módems de RCS y, en el paso 2421, determina si hay un módem disponible para la llamada. Si un módem está disponible, las luces de tráfico en el FBCH indican que uno o más canales de acceso (AXCH) están disponibles. Si no está disponible ningún canal después de un cierto período de tiempo, entonces el WAC devuelve una señal de ocupada para la SU a la unidad remota de procesamiento a través del multiplexor. Si un módem de RCS está disponible y la SU no está activa (en modo desactivado), el WAC dispone el indicador de buscapersonas para la SU identificada en el SBCH para indicar una solicitud de llamada entrante. Mientras tanto, los módems de canales de acceso buscan continuamente la señal piloto de acceso corto (SAXPT) de la SU.
En el paso 2403, una SU en modo desactivado entra periódicamente en el modo activado. En el modo activado, el módem de SU sincroniza con la señal piloto de enlace descendente, espera que se estabilicen los filtros AMF del módem de SU y el bucle enganchado en fase, y lee el indicador de buscapersonas en el segmento de tiempo asignado a él en el SBCH para determinar si hay una llamada para la SU 2422. Si no está dispuesto ningún indicador de buscapersonas, la SU para el módem de SU y vuelve al modo desactivado. Si un indicador de buscapersonas está dispuesto para una conexión de llamada entrante, el módem de SU comprueba el tipo de servicio y las luces de tráfico en el FBCH para un AXCH disponible.
A continuación, en el paso 2404, el módem de SU selecciona un AXCH disponible y comienza un aumento en rampa rápido de potencia de transmisión en el SAXPT correspondiente. Durante un período, el módem de SU continúa el aumento rápido en rampa de potencia en el SAXPT y los módems de acceso continúan buscando el SAXPT.
En el paso 2405, el módem de RCS adquiere el SAXPT de la SU y empieza a buscar el LAXPT de SU. Cuando el SAXPT es adquirido, el módem informa al controlador de WAC y este controlador de WAC dispone las luces de tráfico correspondientes al módem en "rojo" para indicar que el módem está ocupado ahora. Las luces de tráfico son producidas periódicamente mientras se continúa intentando la adquisición del LAXPT.
En el paso 2406, el módem de SU supervisa la luz de tráfico de AXCH del FBCH. Cuando la luz de tráfico de AXCH es dispuesta en rojo, la SU supone que el módem de RCS ha adquirido el SAXPT y empieza a transmitir el LAXPT. El módem de SU continúa aumentando en rampa la potencia del LAXPT a una velocidad menor hasta que mensajes de sinc-ind son recibidos en el CTCH correspondiente. Si la SU está equivocada porque la luz de tráfico fue dispuesta realmente en respuesta a que otra SU adquiere el AXCH, el módem de SU para temporalmente porque no son recibidos mensajes de sinc-ind. La SU espera aleatoriamente un período de tiempo, escoge un nuevo AXCH y los pasos 2404 y 2405 son repetidos hasta que el módem de SU recibe mensajes de sinc-ind.
A continuación, en el paso 2407, el módem de RCS adquiere el LAXPT de la SU y empieza a enviar mensajes de sinc-ind por el CTCH correspondiente. El módem espera 10 ms a que se estabilicen los filtros de correlacionadores vectoriales auxiliares y de piloto y el bucle enganchado en fase, pero continúa enviando mensajes de sinc-ind por el CTCH. Entonces, el módem empieza a buscar un mensaje de solicitud de acceso a un canal portador (MAC_ACC_REQ), procedente del módem de SU.
En el paso 2408, el módem de SU recibe el mensaje de sinc-ind e inmoviliza el nivel de potencia de transmisión del LAXPT. Después, el módem de SU empieza a enviar mensajes de solicitud repetidos de acceso a un canal de tráfico portador (MAC_ACC_REQ) en niveles fijos de potencia, y está atento a un mensaje de confirmación de solicitud (MAC_BEARER_CFM) procedente del módem de RCS.
A continuación, en el paso 2409, el módem de RCS recibe un mensaje MAC_ACC_REQ, después, el módem empieza a medir el nivel de potencia de AXCH e inicia el canal de control automático de potencia (APC). Entonces, el módem de RCS envía el mensaje MAC_BEARER_CFM a la SU y empieza a estar atento al acuse de recibo MAC_BEARER_CFM_ACK del mensaje MAC_BEARER_CFM.
En el paso 2410, el módem de SU recibe el mensaje MAC_BEARER_CFM y empieza a obedecer a los mensajes de APC. La SU deja de enviar el mensaje MAC_ACC_REQ y envía al módem de RCS el mensaje MAC_BEARER_
CFM_ACK. La SU empieza a enviar los datos nulos por el AXCH. La SU espera 10 ms a que se estabilice el nivel de potencia de transmisión de enlace ascendente.
En el paso 2411, el módem de RCS recibe el mensaje MAC_BEARER_CFM_ACK y deja de enviar los mensajes MAC_BEARER_CFM. Continúan las mediciones de potencia de APC.
A continuación, en el paso 2412, ambos módems de SU y RCS han sincronizado las subépocas, obedecen los mensajes de APC, miden los niveles de potencia de recepción y calculan y envían mensajes de APC. La SU espera 10 ms a que se estabilice el nivel de potencia de enlace descendente.
Finalmente, en el paso 2413, el canal portador es establecido e inicializado entre los módems de SU y RCS. El WAC recibe la señal de establecimiento de portador desde el módem de RCS, reasigna el AXCH y dispone en verde la luz de tráfico correspondiente.
Para la conexión de llamada saliente mostrada en la Figura 25, la SU es dispuesta en modo activo por la señal de descolgado en la interfaz de usuario, en el paso 2501.
A continuación, en el paso 2502, la RCS indica los canales de acceso (AXCH) disponibles disponiendo las luces de tráfico respectivas.
En el paso 2503, la SU sincroniza el piloto de enlace descendente, espera que se estabilicen los filtros de correlacionadores vectoriales y el bucle enganchado en fase del módem de SU, y la SU comprueba el tipo de servicio y las luces de tráfico para un AXCH disponible.
Los pasos 2504 a 2513 son idénticos que los pasos de procedimiento 2404 a 2413 para el procedimiento de conexión de llamada entrante de la Figura 24, y por tanto no son explicados con detalle.
En los procedimientos anteriores para conexión de llamada entrante y conexión de llamada saliente, el proceso de aumento en rampa de potencia consta de los sucesos siguientes. La SU empieza desde potencia de transmisión muy baja e incrementa su nivel de potencia mientras transmite el SAXPT de código corto; una vez que el módem de RCS detecta el código corto, apaga la luz de tráfico. Al detectar la luz de tráfico cambiada, la SU continúa aumentando en rampa la potencia a una velocidad menor, enviando esta vez el LAXPT. Una vez que el módem de RCS adquiere el LAXPT y envía un mensaje por el CTCH para indicar esto, la SU mantiene constante su potencia de transmisión y envía el mensaje MAC_ACC_REQ. Este mensaje es contestado con un mensaje MAC_BEARER_CFM por el CTCH. Una vez que la SU recibe el mensaje MAC_BEARER_CFM, cambia al canal de tráfico (TRCH) que es el tono de marcar para el servicio telefónico antiguo (POTS).
Cuando la SU captura un canal de acceso (AXCH) de usuario específico, la RCS asigna una simiente de código para la SU a través del canal de control (CTCH). La simiente de código es usada por el generador de códigos de extensión en el módem de SU para producir el código asignado para el piloto inverso del abonado, y los códigos de extensión para canales asociados para tráfico, control de llamada y señalización. La secuencia de código de extensión piloto inverso de SU es sincronizada en fase con la secuencia de código de extensión de piloto global del sistema de RCS, y los códigos de extensión de tráfico, control de llamada y señalización son sincronizados en fase con la secuencia de código de extensión piloto inverso de SU.
Si la unidad de abonado (SU) tiene éxito en capturar un canal de usuario específico, la RCS establece un enlace terrestre con la unidad remota de procesamiento para corresponder con el canal de usuario específico. Para la norma DECT V5.1, una vez que el enlace completo desde la RDU a la central telefónica local (LE) es establecido usando el mensaje V5.1 ESTABLISHMENT, un mensaje correspondiente V5.1 ESTABLISHMENT ACK de acuse de recibo es devuelto desde la LE a la RDU, y un mensaje CONNECT es enviado a la unidad de abonado (SU) indicando que el enlace de transmisión está completo.
Soporte de tipos especiales de servicio
Una característica de modificación de canal portador permite que la frecuencia de transmisión de la información de usuario sea cambiada desde una frecuencia más baja a una frecuencia máxima de 64 kb/s. El método de modificación de canal portador (BCM) es usado para cambiar un canal ADPCM de 32 kb/s a un canal PCM de 64 kb/s para soportar comunicaciones de datos y fax de alta velocidad a través del sistema de comunicación de espectro extendido.
Primero, un canal portador en la interfaz de RF es establecido entre la RCS y la SU, y un enlace correspondiente existe entre la interfaz terrestre de RCS y la unidad remota de procesamiento, tal como una RDU. La frecuencia de transmisión digital del enlace entre la RCS y la unidad remota de procesamiento corresponde normalmente a una frecuencia de datos codificados que puede ser, por ejemplo, ADPCM a 32 kb/s. El controlador de acceso inalámbrico (WAC) de la RCS supervisa la información de datos digitales codificados del enlace recibida por la interfaz de línea del multiplexor. Si el WAC detecta la presencia del tono de 2.100 Hz en los datos digitales, el WAC instruye a la SU a través del canal de control lógico asignado y causa que un segundo enlace dúplex de 64 kb/s sea establecido entre el módem de RCS y la SU. Además, el WAC ordena a la unidad remota de procesamiento establecer un segundo enlace dúplex de 64 kb/s entre la unidad remota de procesamiento y la RCS. Por consiguiente, durante un período breve, la unidad remota de procesamiento y la SU intercambian los mismos datos por ambos enlaces de 32 kb/s y 64 kb/s a través de la RCS. Una vez que el segundo enlace es establecido, la unidad remota de procesamiento causa que el WAC cambie la transmisión sólo al enlace de 64 kb/s, y el WAC ordena al módem de RCS y a la SU que terminen e interrumpan el enlace de 32 kb. Simultáneamente, el enlace terrestre de 32 kb/s también es terminado e interrumpido.
Otro ejemplo del método de BCM incorpora una negociación entre la unidad remota externa de procesamiento, tal como la RDU, y la RCS para tener en cuenta los canales redundantes en la interfaz terrestre mientras que sólo usa un canal portador en la interfaz de RF. El método descrito es un cambio sincrónico desde el enlace de 32 kb/s al enlace de 64 kb/s por el enlace aéreo que aprovecha el hecho de que la temporización de secuencia de código de extensión es sincronizada entre el módem de RCS y la SU. Cuando el WAC detecta la presencia del tono de 2.100 Hz en los datos digitales, el WAC ordena a la unidad remota de procesamiento establecer un segundo enlace dúplex de 64 kb/s entre la unidad remota de procesamiento y la RCS. Después, la unidad remota de procesamiento envía simultáneamente datos codificados de 32 kb/s y datos de 64 kb/s a la RCS. Una vez que la unidad remota de procesamiento ha establecido en enlace de 64 kb/s, la RCS es informada y el enlace de 32 kb/s es terminado e interrumpido. La RCS también informa a la SU de que el enlace de 32 kb/s está siendo interrumpido y que cambie el procesamiento para recibir datos de 64 kb/s no codificados por el canal. La SU y la RCS intercambian mensajes de control por el canal de control de portador del grupo de canales asignados para identificar y determinar la subépoca particular de la secuencia de código de extensión de canal portador dentro de la cual la RCS empezará a transmitir datos de 64 kb/s a la SU. Una vez que la subépoca es identificada, el cambio ocurre sincrónicamente en el límite de subépoca identificada. Este método de cambio sincrónico es más económico en anchura de banda puesto que el sistema no precisa mantener la capacidad de un enlace de 64 kb/s para soportar un cambio.
En los ejemplos descritos previamente de la característica de modificación de canal portador (BCM), la RCS interrumpirá primero el enlace de 32 kb/s pero un experto en la técnica sabrá que la RCS podría interrumpir el enlace de 32 kb/s después de que el canal portador ha conmutado al enlace de 64 kb/s.
Como otro tipo de servicio especial, el sistema incluye un método para conservar la capacidad en la interfaz de RF para tipos ISDN de tráfico. Esta conservación ocurre mientras un modelo inactivo conocido de bits es transmitido en el canal D de ISDN cuando no está siendo transmitida información de datos. El sistema CDMA incluye un método para impedir la transmisión de información redundante transportada por el canal D de redes ISDN para las señales transmitidas a través de un enlace de comunicación inalámbrica. La ventaja de tal método es que reduce la cantidad de información transmitida y, por consiguiente, la potencia de transmisión y la capacidad de canal usadas por esa información. El método es descrito como es usado en la RCS. En el primer paso, el controlador, tal como el WAC de la RCS o el controlador de la SU, supervisa el canal D de salida de la interfaz de línea de abonado para un modelo inactivo de canal predeterminado. Un retardo es incluido entre la salida de la interfaz de línea y el módem CDMA. Una vez que el modelo inactivo es detectado, el controlador inhibe la transmisión del canal de mensaje extendido mediante un mensaje incluido en la señal de control al módem CDMA. El controlador continúa supervisando el canal D de salida de la interfaz de línea hasta que es detectada la presencia de información de datos. Cuando es detectada información de datos, el canal de mensaje extendido es activado. Como el canal de mensaje es sincronizado con el piloto asociado que no es inhibido, el módem CDMA correspondiente del otro extremo del enlace de comunicación no tiene que readquirir la sincronización con el canal de mensaje.
Recuperación de información perdida
Cada una de la RCS y la SU supervisa la señal de canal portador de CDMA para evaluar la calidad de la conexión de canal portador de CDMA. La calidad de enlace es evaluada usando el ensayo de relación de probabilidad secuencial (SPRT) que emplea estimación adaptable de cuantiles. El proceso de SPRT usa mediciones de potencia de señal recibida, y si el proceso de SPRT detecta que el generador local de código de extensión ha perdido la sincronización con el código de extensión de señal recibida o si detecta la ausencia o nivel bajo de una señal recibida, el SPRT declara la pérdida de enganche (LOL).
Cuando es declarado el estado de pérdida de enganche (LOL), el módem de receptor de cada RCS y SU empieza una búsqueda Z de la señal de entrada con el generador local de código de extensión. La búsqueda Z es bien conocida en la técnica de adquisición y detección de códigos de extensión de CDMA. El algoritmo de búsqueda Z de la presente invención ensaya grupos de ocho fases de código de extensión por delante y por detrás de la última fase conocida en incrementos cada vez mayores de fase de código de extensión.
Durante el estado de pérdida de enganche detectado por la RCS, la RCS continúa transmitiendo a la SU por los canales asignados y continúa transmitiendo señales de control de potencia a la SU para mantener el nivel de potencia de transmisión de SU. El método para transmitir señales de control de potencia es descrito a continuación. La readquisición satisfactoria tiene lugar deseablemente dentro de un período especificado de tiempo. Si la readquisición es satisfactoria, la conexión de llamada continúa, en caso contrario la RCS interrumpe la conexión de llamada desactivando y desasignando el módem de RCS asignado por el WAC, y transmite una señal de terminación de llamada a un procesador remoto de llamadas, tal como la RDU, como se describió previamente.
Cuando el estado de pérdida de enganche es detectado por la SU, la SU detiene la transmisión a la RCS por los canales asignados, lo que fuerza la RCS a un estado de pérdida de enganche, e inicia el algoritmo de readquisición. Si la readquisición es satisfactoria, la conexión de llamada continúa y, si no es satisfactoria, la RCS interrumpe la conexión de llamada desactivando y desasignando el módem de SU como se describió previamente.
Control de potencia General
La característica de control de potencia es usada para minimizar la magnitud de la potencia de transmisión usada por una RCS y las unidades de abonado (SUs) del sistema, y la subcaracterística de control de potencia que actualiza la potencia de transmisión durante la conexión de canal portador es definida como control automático de potencia (APC). Los datos de APC son transferidos desde la RCS a una SU por el canal directo de APC, y desde una SU a la RCS por el canal inverso de APC. Cuando no hay enlace activo de datos entre las dos, la subcaracterística de control de potencia de mantenimiento (MPC) actualiza la potencia de transmisión de la SU.
Los niveles de potencia de transmisión de los canales asignados directo e inverso y los canales globales inversos son controlados por el algoritmo de APC para mantener una relación suficiente de potencia de señal a potencia de ruido de interferencia (SIR) en esos canales, y para estabilizar y minimizar la potencia de salida del sistema. La presente invención usa un mecanismo de control de potencia en bucle cerrado en el que un receptor decide que el transmisor debería aumentar o reducir por incrementos su potencia de transmisión. Esta decisión es transportada de vuelta al transmisor respectivo por medio de la señal de control de potencia por el canal de APC. El receptor toma la decisión de incrementar o reducir la potencia de transmisor basado en dos señales de error. Una señal de error es una indicación de la diferencia entre las potencias de señales contraídas medida y deseada, y la otra señal de error es una indicación de la potencia total recibida media.
Como es usado en el descrito ejemplo, el término control de potencia de extremo próximo es usado para referirse a ajustar la potencia de salida del transmisor de acuerdo con la señal de APC recibida por el canal de APC desde el otro extremo. Esto significa el control inverso de potencia para la SU y el control directo de potencia para la RCS; y el término control automático de potencia (APC) de extremo lejano es usado para referirse al control directo de potencia para la SU y al control inverso de potencia para la RCS (ajustando la potencia de transmisión del extremo
opuesto).
Para ahorrar energía, el módem de SU termina la transmisión y reduce la potencia mientras espera una llamada, definido como la fase desactivada. La fase desactivada es terminada por una señal de activación procedente del controlador de SU. El circuito de adquisición del módem de SU entra automáticamente en la fase de readquisición, y empieza el proceso de adquirir el piloto de enlace descendente, como se describió previamente.
Algoritmos de control de potencia en bucle cerrado
El control de potencia de extremo próximo consta de dos pasos: primero, es dispuesta la potencia de transmisión inicial; y segundo, la potencia de transmisión es ajustada continuamente según la información recibida desde el extremo lejano usando el APC.
Para la SU, la potencia de transmisión inicial es dispuesta en un valor mínimo y después aumentada en rampa, por ejemplo, a una velocidad de 1 dB/ms hasta que termina un temporizador de aumento en rampa de potencia (no mostrado) o la RCS cambia el valor de luz de tráfico correspondiente en el FBCH a "rojo" indicando que la RCS ha enganchado con el piloto de canal de acceso corto (SAXPT) de la SU. La terminación del temporizador causa que la transmisión de SAXPT sea parada, a no ser que el valor de luz de tráfico sea dispuesto en rojo primero, en cuyo caso la SU continúa aumentando en rampa la potencia de transmisión pero a una velocidad mucho menor que antes de que la señal "roja" fue detectada.
Para la RCS, la potencia de transmisión inicial es dispuesta en un valor fijo correspondiente al valor mínimo necesario para funcionamiento fiable como es determinado experimentalmente para el tipo de servicio y el número actual de usuarios del sistema. Los canales globales, tal como el piloto global o el canal de radiodifusión rápida (FBCH),
siempre son transmitidos a la potencia inicial fija mientras que los canales de tráfico son conmutados al APC.
Los bits de APC son transmitidos como señales ascendentes o descendentes de un bit por el canal de APC. En la realización descrita, el flujo de datos de APC de 64 kb/s no es codificado ni intercalado.
El control de potencia de extremo lejano consiste en la información de control de potencia de transmisión de extremo próximo para que el extremo lejano la use para ajustar su potencia de transmisión.
El algoritmo de APC causa que la RCS o la SU transmita +1 si se cumple la desigualdad siguiente, y -1 en caso contrario.
(45)\alpha_{1}e_{1} - \alpha_{2}e_{2} > 0
Aquí, la señal e_{1} de error es calculada como
(46)e_{1} = P_{d} - (1 + SNR_{REQ})P_{N}
donde P_{d} es la potencia de señal más ruido contraídos, P_{N} es la potencia de ruido contraído y SNR_{REQ} es la relación deseada de señal a ruido contraídos para el tipo de servicio particular; y
(47)e_{2} = P_{r} - P_{o}
donde P_{r} es una medida de la potencia recibida y P_{o} es el valor prefijado del circuito de control automático de ganancia (AGC). Las ponderaciones \alpha_{1} y \alpha_{2} en la ecuación (33)son elegidas para cada tipo de servicio y frecuencia de actualización de APC.
Mantenimiento del control de potencia
Durante la fase desactivada de la SU, puede cambiar la potencia de ruido de interferencia del canal de RF CDMA. La característica de control de potencia de mantenimiento (MPC) ajusta periódicamente la potencia de transmisión inicial de la SU con respecto a la potencia de ruido de interferencia del canal CDMA. El MPC es el proceso mediante el cual el nivel de potencia de transmisión de una SU es mantenido muy próximo al nivel mínimo para que la RCS detecte la señal de SU. El proceso de MPC compensa los cambios de baja frecuencia en la potencia requerida de transmisión de SU.
La característica de control de mantenimiento usa dos canales globales: uno es denominado el canal de estatus (STCH) en enlace inverso, y el otro es denominado el canal de comprobación (CUCH) en enlace directo. Las señales transmitidas por estos canales no transportan datos y son generadas del mismo modo que son generados los códigos cortos usados en el aumento en rampa de potencia inicial. Los códigos de STCH y CUCH son generados desde una bifurcación "reservada" del generador de códigos globales.
El proceso de MPC es como sigue. A intervalos aleatorios, la SU envía periódicamente un código de extensión de longitud de símbolo, durante 3 ms, por el canal de estatus (STCH). Si la RCS detecta la secuencia, contesta enviando una secuencia de código de longitud de símbolo dentro de los 3 ms siguientes por el canal de comprobación (CUCH). Cuando la SU detecta la respuesta procedente de la RCS, reduce su potencia de transmisión en un tamaño de escalón particular. Si la SU no aprecia ninguna respuesta procedente de la RCS dentro de ese período de 3 ms, incrementa su potencia de transmisión en el tamaño de escalón. Usando este método, la respuesta de RCS es transmitida en un nivel de potencia que es suficiente para mantener una probabilidad de detección de 0,99 en todas las SUs.
La velocidad de cambio de la carga de tráfico y el número de usuarios activos están relacionados con la potencia total de ruido de interferencia del canal CDMA. La frecuencia de actualización y el tamaño de escalón de la señal de actualización de potencia de mantenimiento son determinados usando métodos de teoría de puesta en cola de espera bien conocidos en la teoría de técnica de comunicación. Modelando el proceso de generación de llamada como una variable aleatoria exponencial con 6.0 minutos de media, el cálculo numérico muestra que el nivel de potencia de mantenimiento de una SU debería ser actualizado una vez cada 10s o menos para poder seguir los cambios en el nivel de interferencia usando el tamaño de escalón de 0,5 dB. Modelando el proceso de generación de llamada como una variable aleatoria de Poisson con tiempos exponenciales entre llegadas, frecuencia de llegadas de 2x10^{-4} por segundo por usuario, frecuencia de servicio de 1/360 por segundo y la población total de abonados es 600 en el área de servicio de RCS, también produce por cálculo numérico que una frecuencia de actualización de una vez cada 10 segundos es suficiente cuando es usada el tamaño de escalón de 0,5 dB.
El ajuste de la potencia de mantenimiento es realizado periódicamente por la SU que cambia de la fase desactivada a la fase activada y realiza el proceso de MPC. Por consiguiente, el proceso para la característica de MPC es mostrado en la Figura 26 y es como sigue. Primero, en el paso 2601, las señales son intercambiadas entre la SU y la RCS manteniendo un nivel de potencia de transmisión que está próximo al nivel requerido para detección; la SU envía periódicamente un código de extensión de longitud de símbolo en el STCH y, como respuesta, la RCS envía periódicamente un código de extensión de longitud de símbolo en el CUCH.
A continuación, en el paso 2602, si la SU recibe una respuesta dentro de 3 ms después del mensaje de STCH que envió, reduce su potencia de transmisión en un tamaño de escalón particular en el paso 2603; pero si la SU no recibe una respuesta dentro de 3 ms después del mensaje de STCH, incrementa su potencia de transmisión en el mismo tamaño de escalón en el paso 2604.
En el paso 2605, la SU espera durante un período de tiempo antes de enviar otro mensaje de STCH, este período de tiempo es determinado por un proceso aleatorio que promedia 10 segundos.
Así, la potencia de transmisión de los mensajes de STCH procedentes de la SU es ajustada periódicamente basada en la respuesta de la RCS, y es fijada la potencia de transmisión de los mensajes de CUCH procedentes de la RCS.
Transformación de señales de control de potencia en canales lógicos para control automático de potencia (APC)
Las señales de control de potencia son transformadas en canales lógicos especificados para controlar los niveles de potencia de transmisión de los canales asignados directo e inverso. Los canales globales inversos también son controlados por el algoritmo de APC para mantener una relación suficiente de potencia de señal a potencia de ruido de interferencia en esos canales inversos, y para estabilizar y minimizar la potencia de salida del sistema. La presente invención usa un método de control de potencia en bucle cerrado en el que un receptor decide periódicamente aumentar o reducir por incrementos la potencia de salida del transmisor en el otro extremo. El método también devuelve la decisión al transmisor respectivo.
TABLA 13
Asignación de canales de señales de APC
Enlace Estatus de Método de control de potencia
\hskip0.5cm Canales y señales llamada/conexión
Valor inicial Continuo
Enlace inverso Siendo Como es determinado por la Bits de APC en canal
\hskip0.5cm AXCH establecido variación en rampa de directo de APC
\hskip0.5cm AXPT potencia
Enlace inverso En curso Nivel establecido durante Bits de APC en canal
\hskip0.5cm APC línea de órdenes el establecimiento de directo de APC
\hskip0.5cm (OW), TRCH, señal llamada
\hskip0.5cm piloto
Enlace directo En curso Valor fijo Bits de APC en canal
\hskip0.5cm APC, OW TRCH inverso de APC
Los enlaces directos e inversos son controlados independientemente. Para una llamada/conexión en curso, la potencia de enlace directo (TRCHs, APC y OW) es controlada por los bits de APC transmitidos por el canal inverso de APC. Durante el proceso de establecimiento de llamada/conexión, la potencia de enlace inverso (AXCH) es controlada también por los bits de APC transmitidos por el canal directo de APC. La Tabla 13 resume los métodos específicos de control de potencia para los canales controlados.
Las relaciones requeridas de potencia de señal a potencia de ruido de interferencia (SIRs) de los canales asignados TRCH, APC y OW y la señal piloto asignada inversa para cualquier SU particular son fijadas proporcionalmente entre sí y estos canales son sometidos a desvanecimiento casi idéntico, por tanto, son controlados en potencia conjuntamente.
Control directo adaptable de potencia
El proceso de control directo adaptable de potencia (AFPC) intenta mantener la relación mínima requerida de potencia de señal a potencia de ruido de interferencia (SIR) en los canales directos durante una llamada/conexión. El proceso recurrente de AFPC, mostrado en la Figura 27, consta de los pasos de hacer que una SU forme las dos señales de error e_{1} y e_{2} en el paso 2701, donde
(47)e_{1} = P_{r} - (1+ SNR_{REQ})P_{N}
(48) e_{2} = P_{r} - P_{o}
y P_{d} es la potencia de señal más ruido contraídos, P_{N} es la potencia de ruido contraído, SNR_{REQ} es la relación señal/ruido requerida para el tipo de servicio, P_{r} es una medida de la potencia recibida total y P_{o} es el valor prefijado de control automático de ganancia (AGC). A continuación, el módem de SU forma la señal de error combinada \alpha_{1} e_{1} + \alpha_{2} e_{2} en el paso 2702. Aquí, las ponderaciones \alpha_{1} y \alpha_{2} son elegidas para cada tipo de servicio y frecuencia de actualización de APC. En el paso 2703, la SU limita mucho la señal de error combinada y forma un solo bit de APC. La SU transmite el bit de APC a la RCS en el paso 2704 y el módem de RCS recibe el bit en el paso 2705. La RCS aumenta o reduce su potencia de transmisión a la SU en el paso 2706 y el algoritmo se repite empezando en el paso 2701.
Control inverso adaptable de potencia
El proceso de control inverso adaptable de potencia (ARPC) mantiene la relación deseada mínima de potencia de señal a potencia de ruido de interferencia (SIR) en los canales inversos para minimizar la potencia total de salida inversa del sistema tanto durante el establecimiento de llamada/conexión como mientras la llamada/conexión está en curso. El proceso recurrente de ARPC, mostrado en la Figura 28, empieza en el paso 2801 donde el módem de RCS forma las dos señales de error e_{1} y e_{2}, donde
(49)e_{1} = P_{d} - (1 + SNR_{REQ})P_{N}
(50)e_{2} = P_{rt} - P_{o}
y P_{d} es la potencia de señal más ruido contraídos, P_{N} es la potencia de ruido contraído, SNR_{REQ} es la relación señal/ruido deseada para el tipo de servicio, P_{rt} es una medida de la potencia total media recibida por la RCS, y P_{o} es el valor prefijado de AGC. En el paso 2802, el módem de RCS forma la señal de error combinada \alpha_{1} e_{1}+\alpha_{2} e_{2}, y en el paso 2803 limita mucho esta señal de error para determinar un solo bit de APC. En el paso 2804, la RCS transmite el bit de APC a la SU y, en el paso 2805, el bit es recibido por la SU. Finalmente, en el paso 2806, la SU ajusta su potencia de transmisión de acuerdo con el bit recibido de APC, y el algoritmo se repite empezando en el paso 2801.
TABLA 14
Símbolos/umbrales usados para cálculo de control automático de potencia
Tipo de servicio o llamada Estatus de Símbolo (y umbral) usado
llamada/conexión para decisión de control
automático de potencia
(APC)
No importa Siendo establecida AXCH
Unidad de abonado (SU) En curso Un símbolo de 1/64 kb/s
de ISDN D procedente de TRCH
(ISDN-D)
TABLA 14 (continuación)
SU de ISDN 1B+D En curso TRCH (ISDN-B)
SU de ISDN 2B+D En curso TRCH (un ISDN-B)
SU de servicio telefónico antiguo En curso Un símbolo de 1/64 kb/s
(POTS) (PCM de 64 kb/s) procedente de TRCH, usar
umbral de PCM de 64 kb/s
SU de servicio telefónico antiguo En curso Un símbolo de 1/64 kb/s, usar
(POTS) (ADPCM de 32 kb/s) umbral de ADPCM de 32 kb/s)
Llamada silenciosa de En curso Línea de órdenes (continuo
mantenimiento (cualquier SU) durante una llamada de
mantenimiento)
Relación de potencia de señal a potencia de ruido de interferencia (SIR) y tipos de canales múltiples
La SIR requerida para canales en un enlace es una función del formato de canal (por ejemplo, TRCH, OW), el tipo de servicio (por ejemplo, ISDN B, servicio telefónico antiguo (POTS) de ADPCM de 32 kb/s), y el número de símbolos sobre los que son distribuidos los bits de datos (por ejemplo, dos símbolos de 64 kb/s son integrados para formar un solo símbolo de POTS de ADPCM de 32 kb/s). Es predeterminada la potencia de salida de circuito contractivo correspondiente a la SIR requerida para cada canal y tipo de servicio. Mientras una llamada/conexión está en curso, varios canales lógicos CDMA de usuarios son simultáneamente activos; cada uno de estos canales transfiere un símbolo en cada período de símbolo. La SIR del símbolo procedente del canal de SIR nominalmente máxima es medida, comparada con un umbral y usada para determinar la decisión de aumentar/reducir el APC en cada período de símbolo. La Tabla 14 indica el símbolo (y el umbral) usado para el cálculo de APC por servicio y tipo de
llamada.
Parámetros de control automático de potencia (APC)
La información de APC es transportada siempre como un solo bit de información, y la frecuencia de datos de APC es equivalente a la frecuencia de actualización de APC. La frecuencia de actualización de APC es 64 kb/s. Esta frecuencia es bastante alta para acomodar los desvanecimientos previstos de Rayleigh y Doppler, y tiene en cuenta una tasa de errores de bits (BER) relativamente grande (\Box0,2) en los canales de APC de enlace ascendente y enlace descendente, lo que minimiza la capacidad dedicada al APC.
El aumento/reducción de potencia indicado por un bit de APC está nominalmente entre 0,1 y 0,01 dB. El margen dinámico para control de potencia es 70 dB en el enlace inverso y 12 dB en el enlace directo.
Una realización alternativa de multiplexación de información de control automático de potencia (APC)
Los canales lógicos dedicados de control automático de potencia (APC) y línea de órdenes (OW) descritos previamente también pueden ser multiplexados entre sí en un canal lógico. La información de APC es transmitida continuamente a 64 kb/s mientras que la información de OW ocurre en ráfagas de datos. El canal lógico multiplexado alternativo incluye la información de APC no codificada, no intercalada, de 64 kb/s en, por ejemplo, el canal en fase y la información de OW en el canal en cuadratura de la señal de modulación por desplazamiento de fase en cuadratura (QPSK).
Realización de control de potencia en bucle cerrado
El control de potencia en bucle cerrado durante una conexión de llamada responde a dos variaciones diferentes en la potencia total del sistema. Primera, el sistema responde al comportamiento local tal como cambios en el nivel de potencia de una SU y, segunda, el sistema responde a cambios en el nivel de potencia de todo el grupo de usuarios activos en el sistema.
El sistema de control de potencia es mostrado en la Figura 29. Como se muestra, el circuito usado para ajustar la potencia transmitida es similar para la RCS (mostrado como módulo 2901 de control de potencia de RCS) y la SU (mostrado como el módulo 2902 de control de potencia de SU). Empezando con el módulo 1901 de control de potencia de RCS, la señal de canal de RF de enlace inverso es recibida en la antena de RF y desmodulada para producir la señal RMCH inversa de CDMA. La señal RMCH es aplicada al amplificador 2910 de ganancia variable (VGA1) que produce una señal de entrada al circuito 2911 de control automático de ganancia (AGC). El AGC 2911 produce una señal de control de amplificador de ganancia variable de entrada al VGA1 2910. Esta señal mantiene el nivel de la señal de salida de VGA1 2910 en un valor casi constante. La señal de salida de VGA1 es contraída por el circuito contractivo-desmultiplexor 2912 que produce una señal MS contraída de mensaje de usuario y un bit de APC directo. El bit de APC directo es aplicado al integrador 2913 para producir la señal de control de APC directo. La señal de control de APC directo controla el amplificador 2914 de ganancia variable (VGA2) de enlace directo y mantiene la señal de canal de RF de enlace directo en un nivel deseado mínimo para comunicación.
La potencia de señal de la señal MS contraída de mensaje de usuario del módulo 2901 de potencia de RCS es medida por el circuito 2915 medidor de potencia para producir una indicación de potencia de señal. La salida del VGA1 también es contraída por el circuito contractivo auxiliar que contrae la señal usando un código de extensión no correlacionado y, por tanto, obtiene una señal de ruido contraída. La medición de potencia de esta señal es multiplicada por 1 mas la relación señal/ruido (SNR_{R}) deseada para formar la señal S1 de umbral. La diferencia entre la potencia de señal contraída y el valor S1 de umbral es producida por el sustractor 2916. Esta diferencia es la señal ES1 de error que es una señal de error relativa al nivel de potencia de transmisión de SU particular. De modo similar, la señal de control para el VGA1 2910 es aplicada al circuito 2917 de cambio de escala de frecuencia para reducir la frecuencia de la señal de control para VGA1 2910. La señal de salida del circuito 2917 de cambio de escala es una señal SP1 cambiada de escala de nivel de potencia del sistema. La lógica 2928 de cálculo de umbral calcula el valor SST de umbral de señal del sistema a partir de la señal RCSUSR de datos de potencia de canal de usuario de RCS. El complemento de la señal SP1 cambiada de escala de nivel de potencia del sistema y el valor SST de umbral de potencia de señal del sistema son aplicados al sumador 2919 que produce la segunda señal ES2 de error. Esta señal de error está relacionada con el nivel de potencia de transmisión del sistema de todas las unidades de abonado (SUs) activas. Las señales de error ES1 y ES2 de entrada son combinadas en el combinador 2920 para producir una señal de error combinada introducida en el modulador delta (DM1) 2921, y la señal de salida del DM1 es la señal de flujo de bits de APC inverso, teniendo bits de valor +1 o -1, que es transmitida como una señal de 64 kb/s.
El bit de APC inverso es aplicado al circuito extensor 2922, y la señal de salida del circuito extensor 2922 es la señal de mensaje de APC directo de espectro extendido. Las señales de tráfico y línea de órdenes (OW) directas también son suministradas a los circuitos extensores 2923, 2924, produciendo las señales directas 1, 2, ..., N de mensajes de tráfico. Los niveles de potencia de la señal de APC directa, la OW directa y las señales de mensajes de tráfico son ajustados por los amplificadores respectivos 2925, 2926 y 2927 para producir las señales directas de canales de APC, OW y TRCH ajustadas en nivel de potencia. Estas señales son combinadas por el sumador 2928 y aplicadas al VAG1 2914, que produce la señal de canal de RF de enlace directo.
La señal de canal de RF de enlace directo incluyendo la señal de APC directa extendida es recibida por la antena de RF de la SU y desmodulada para producir la señal FMCH directa de CDMA. Esta señal es suministrada al amplificador de ganancia variable (VGA3) 2940. La señal de salida de VGA3 es aplicada al circuito 2941 de control automático de ganancia (AGC) que produce una señal de control de amplificador de ganancia variable para el VGA3 2940. Esta señal mantiene el nivel de la señal de salida de VGA3 en un nivel casi constante. La señal de salida de VGA3 2940 es contraída por el circuito contractivo-desmultiplexor 2942 que produce una señal SUMS contraída de mensaje de usuario y un bit de APC inverso. El bit de APC inverso es aplicado al integrador 2943 que produce la señal de control de APC inverso. Esta señal de control de APC inverso es suministrada al VGA4 2944 de APC inverso para mantener la señal de canal de RF de enlace inverso en un nivel mínimo de potencia.
La señal SUMS contraída de mensaje de usuario también es aplicada al circuito 2945 medidor de potencia que produce una señal de medición de potencia, que es sumada al complemento del valor S2 de umbral en el sumador 2946 para producir la señal ES3 de error. La señal ES3 es una señal de error relativa al nivel de potencia de transmisión de RCS para la SU particular. Para obtener el umbral S2, la indicación de potencia de ruido contraído procedente de circuito contractivo auxiliar es multiplicada por 1 más la relación señal/ruido RNR_{R} deseada. El circuito contractivo auxiliar contrae los datos de entrada usando un código de extensión no correlacionado, por tanto, su salida es una indicación de la potencia de ruido contraído.
De modo similar, la señal de control para el VGA3 es aplicada al circuito de cambio de escala de frecuencia para reducir la frecuencia de la señal de control para VGA3 a fin de producir un nivel RP1 cambiado de escala de potencia recibida (véase la Figura 29). El circuito de cálculo de umbral calcula el umbral RST de señal recibida a partir de la señal SUUSR de potencia medida de SU. El complemento del nivel RP1 cambiado de escala de potencia recibida y el umbral RST de señal recibida son aplicados al sumador que produce la señal ES4 de error. Este error está relacionado con la potencia de transmisión de RCS a todas la demás SUs. Las señales de error ES3 y ES4 de entrada son combinadas en el combinador e introducidas en el modulador delta DM2 2947. La señal de salida del DM2 2947 es la señal de flujo de bits de APC directo, con bits que tienen el valor +1 o -1. Esta señal es transmitida como una señal de 64 kb/s.
La señal de flujo de bits de APC directo es aplicada al circuito extensor 2948 para producir la señal de APC inverso de espectro extendido, de salida. Las señales inversas de OW y tráfico también son introducidas en los circuitos extensores 2949, 2950, produciendo las señales inversas 1, 2, ..., N de mensajes de tráfico y OW, y el piloto inverso es generado por el generador 2951 de piloto inverso. Los niveles de potencia de la señal de mensaje de APC inverso, la señal de mensaje de OW inversa, el piloto inverso y las señales de mensajes de tráfico inverso son ajustados por los amplificadores 2952, 2953, 2954, 2955 para producir las señales que son combinadas por el sumador 2956 e introducidos en el VGA4 2944 de APC inverso. Este VGA4 2944 es el que produce la señal de canal de RF de enlace inverso.
Durante el proceso de establecimiento de conexión de llamada y canal portador, el control de potencia en bucle cerrado es modificado, y es mostrado en la Figura 30. Como se muestra, los circuitos usados para ajustar la potencia transmitida son diferentes para la RCS, mostrado como el módulo 3001 de control de potencia de RCS inicial, y para la SU, mostrado como el módulo 3002 de control de potencia de SU inicial. Empezando con el módulo 3001 de control de potencia de RCS inicial, la señal de canal de RF de enlace inverso es recibida en la antena de RF y desmodulada, produciendo la señal IRMCH inversa de CDMA que es recibida por el primer amplificador 3003 de ganancia variable (VGA1). La señal de salida de VGA1 es detectada por el circuito 3004 de control automático de ganancia (AGC1) que suministra una señal de control de amplificador de ganancia variable a VGA1 3003 para mantener el nivel de la señal de salida de VGA1 en un nivel casi constante. La señal de salida de VGA1 es contraída por el circuito contractivo-desmultiplexor 3005 que produce la señal IMS contraída de mensaje de usuario. La señal ISET de APC directo es dispuesta en un valor fijo y es aplicada al amplificador 3006 de ganancia variable (VGA2) de enlace directo para disponer la señal de canal de RF de enlace directo en un nivel predeterminado.
La potencia de señal de la señal IMS contraída de mensaje de usuario del módulo 3001 de potencia de RCS inicial es medida por el circuito 3007 medidor de potencia y la medición de potencia de salida es restada de un valor S3 de umbral en el sustractor 3008 para producir la señal ES5 de error, que es una señal de error relativa al nivel de potencia de transmisión de una SU particular. El umbral S3 es calculado multiplicando la medición de potencia contraída, obtenida del circuito contractivo auxiliar, por 1 más la relación señal/ruido SNR_{R} deseada. El circuito contractivo auxiliar contrae la señal usando un código de extensión no correlacionado, por tanto, su señal de salida es una indicación de potencia de ruido contraído. De modo similar, la señal de control de VGA1 es aplicada al circuito 3009 de cambio de escala de frecuencia para reducir la frecuencia de la señal de control de VGA1 para producir una señal SP2 cambiada de escala de nivel de potencia del sistema. La lógica 3010 de cálculo de umbral determina un valor de umbral inicial de señal del sistema (ISST) calculado a partir de la señal de datos de potencia de canal de usuario (IRCSUSR). El complemento de la señal SP2 cambiada de escala de nivel de potencia del sistema y el ISST son suministrados al sumador 3011 que produce una segunda señal ES6 de error que es una señal de error relativa al nivel de potencia de transmisión del sistema a todas las SUs activas. El valor de ISST es la potencia de transmisión deseada para un sistema que tiene la configuración particular. Las señales de error ES5 y ES6 de entrada son combinadas en el combinador 3012 para producir una señal de error combinada introducida en el modulador delta (DM3) 3013. El DM3 produce la señal de flujo de bits de APC inverso inicial, que tiene bits de valor +1 o -1, que en la realización ejemplar es transmitida como una señal de 64 kb/s.
La señal de flujo de bits de APC inverso es aplicada al circuito extensor 3014 para producir la señal inicial de APC directo de espectro extendido. La información de CTCH es extendida por el circuito extensor 3016 para formar la señal extendida de mensaje de CTCH. Las señales extendidas de APC y CTCH son cambiadas de escala por los amplificadores 3015 y 3017 y combinadas por el combinador 3018. La señal combinada es aplicada al VGA2 3006 que produce la señal de canal de RF de enlace directo.
La señal de canal de RF de enlace directo, incluyendo la señal extendida de APC directo, es recibida por la antena de RF de la SU y es desmodulada para producir la señal directa inicial de CDMA (IFMCH) que es aplicada al amplificador 3020 de ganancia variable (VGA3). La señal de salida de VGA3 es detectada por el circuito 3021 de control automático de ganancia (AGC2) que produce una señal de control de amplificador de ganancia variable para el VGA3 3020. Esta señal mantiene el nivel de potencia de salida del VGA3 3020 en un valor casi constante. La señal de salida de VGA3 es contraída por el circuito contractivo-desmultiplexor 3022 que produce un bit inicial de APC inverso que depende del nivel de salida de VGA3. El bit de APC inverso es procesado por el integrador 3023 para producir la señal de control de APC inverso. La señal de control de APC inverso es suministrada al VGA4 3024 de APC inverso para mantener la señal de canal de RF de enlace inverso en un nivel de potencia definido.
La señal de AXCH de canal global es extendida por el circuito extensor 3025 para suministrar la señal extendida de canal de acceso (AXCH). El generador 3026 de piloto inverso suministra una señal piloto inversa, y las potencias de señales de la señal de AXCH y la señal piloto inversa son ajustadas por los amplificadores 3027 y 3028 respectivos. La señal extendida de AXCH y la señal piloto inversa son sumadas por el sumador 3029 para producir la señal CDMA de enlace inverso. La señal CDMA de enlace inverso es recibida por el VGA4 3024 de APC inverso que produce la señal de canal de RF de enlace inverso extraída al transmisor de RF.
Gestión de capacidad del sistema
El algoritmo de gestión de capacidad del sistema optimiza la capacidad máxima de usuarios para un área de RCS denominada una célula. Cuando la SU llega dentro de un cierto valor de la potencia máxima de transmisión, la SU envía un mensaje de alarma a la RCS. La RCS dispone las luces de tráfico, que controlan el acceso al sistema, en "rojo" que, como se describió previamente, es un señalizador que impide el acceso por las SUs. Este estado permanece en efecto hasta que termina la llamada a la SU que alarma o hasta que la potencia de transmisión de las SUs que alarman, medida en la SU, tiene un valor menor que la potencia máxima de transmisión. Cuando SUs múltiples envían mensajes de alarma, el estado permanece en efecto hasta que terminan todas las llamadas procedes de SU que alarma o hasta que la potencia de transmisión de las SU que alarma, medida en la SU, es menor que la potencia máxima de transmisión. Una alternativa supervisa las mediciones de tasa de errores de bits procedentes del descodificador de corrección de errores de reenvió (FEC) y mantiene en "rojo" las luces de tráfico de RCS hasta que la tasa de errores de bits es menor que un valor predeterminado.
La estrategia de bloqueo incluye un método que usa la información de control de potencia transmitida desde la RCS a una SU y las mediciones de potencia recibidas en la RCS. La RCS mide su nivel de potencia de transmisión, detecta que un valor máximo es alcanzado y determina cuando bloquear a nuevos usuarios. Una SU preparándose para entrar en el sistema se bloquea si la SU alcanza la potencia máxima de transmisión antes de la conclusión satisfactoria de una asignación de canal portador.
Cada usuario adicional en el sistema tiene el efecto de incrementar el nivel de ruido para todos los demás usuarios, lo que reduce la relación señal/ruido (SNR) que experimenta cada usuario. El algoritmo de control de potencia mantiene una relación señal/ruido deseada para cada usuario. Por tanto, en ausencia de cualesquier otras limitaciones, la adición de un usuario nuevo al sistema tiene sólo un efecto transitorio y la relación señal/ruido deseada es recuperada.
La medición de potencia de transmisión en la RCS es efectuada midiendo el valor medio cuadrático de la señal combinada de banda base o midiendo la potencia de transmisión de la señal de RF y realimentándola a circuitos digitales de control. La medición de potencia de transmisión también puede ser efectuada por las SUs para determinar si la unidad ha alcanzado su potencia máxima de transmisión. El nivel de potencia de transmisión de SU es determinado midiendo la señal de control del amplificador de RF y cambiando de escala el valor basado en el tipo de servicio tal como servicio telefónico antiguo (POTS), facsímil (FAX) o red digital de servicios integrados (ISDN).
La información de que una SU ha alcanzado la potencia máxima es transmitida a la RCS por la SU en un mensaje por los canales asignados. La RCS también determina el estado midiendo los cambios de APC inverso porque, si la RCS envía mensajes de APC a la SU para incrementar la potencia de transmisión de SU y la potencia de transmisión de SU, medida en la RCS, no es incrementada, la SU ha alcanzado la potencia máxima de transmisión.
La RCS no usa luces de tráfico para bloquear a usuarios nuevos que han terminado el aumento en rampa de potencia usando los códigos cortos. Estos usuarios son bloqueados negándoles el tono de marcar y dejándoles en tiempo de espera. La RCS envía todos unos (órdenes de reducir) por el canal de APC para hacer que la SU reduzca su potencia de transmisión. Asimismo, la RCS no envía mensaje de CTCH o envía un mensaje con una dirección inválida que obligaría a la unidad de abonado fija (FSU) a abandonar el procedimiento de acceso y empezar nuevamente. Sin embargo, la SU no empieza el proceso de adquisición inmediatamente porque las luces de tráfico son rojas.
Cuando la RCS alcanza su límite de potencia de transmisión, impone el bloqueo de la misma manera que cuando una SU alcanza su límite de potencia de transmisión. La RCS apaga todas las luces de tráfico por el canal de radiodifusión rápida (FBCH), empieza a enviar todos bits 1 de APC (órdenes de reducción) a los usuarios que han completado su aumento en rampa de potencia por códigos cortos pero que aún no han recibido un tono de marcar, y no envía mensaje de canal de control (CTCH) a estos usuarios o envía mensajes con direcciones inválidas para obligarles a abandonar el proceso de acceso.
El proceso de autobloqueo de la SU es como sigue. Cuando la SU empieza a transmitir el canal de acceso (AXCH), el APC empieza su operación de control de potencia usando el AXCH y aumenta la potencia de transmisión de SU. Mientras la potencia de transmisión está aumentando bajo el control del APC, es supervisada por el controlador de SU. Si se alcanza el límite de potencia de transmisión, la SU abandona el procedimiento de acceso y empieza nuevamente.
Sincronización del sistema
La RCS es sincronizada con la señal de reloj de la Red Telefónica Conmutada Pública (PSTN) a través de una de las interfaces de línea, como se muestra en la Figura 10, o con el oscilador de reloj del sistema de RCS que funciona libremente (de modo asincrónico) para suministrar una señal de temporización maestra para el sistema. El canal piloto global y, por tanto, todos los canales lógicos dentro del canal de CDMA, son sincronizados con la señal de reloj del sistema
de la RCS. El piloto global (GLPT) es transmitido por la RCS y define la temporización en el transmisor de RCS.
El receptor de SU es sincronizado con el piloto global y así se comporta como un subordinado del oscilador de reloj de la red. Sin embargo, la temporización de SU es retardada por el retardo de propagación. El módem de SU extrae una señal de reloj de 64 kHz y 8 kHz del canal de recepción de RF de CDMA, y un circuito oscilador de bucle enganchado en fase (PLL) crea las señales de reloj de 2 MHz y 4 MHz.
El transmisor de SU y, por tanto, el piloto de acceso largo (LAXPT) o el piloto asignado (ASPT) son subordinados a la temporización del receptor de SU.
El receptor de RCS es sincronizado con el LAXPT o el ASPT transmitido por la SU, sin embargo, su temporización puede ser retardada por el retardo de propagación. Por tanto, la temporización del receptor de RCS es la del transmisor de RCS retardada en el doble del retardo de propagación.
Además, el sistema puede ser sincronizado por medio de una referencia recibida desde un receptor de Sistema Global de Localización (GPS). En un sistema de este tipo, un receptor GPS en cada RCS suministra una señal de reloj de referencia a todos los submódulos de la RCS. Como cada RCS recibe la misma referencia de tiempo desde el GPS, son sincronizadas todos las señales de reloj del sistema en todas las RCSs.

Claims (4)

1. Una unidad de abonado para un acceso múltiple de un sistema de comunicación de espectro extendido, que recibe y procesa una señal (CDM) multiplexada por división de código, que modula una señal portadora en un canal de frecuencia de radio (RF) para reconstruir una señal de información transmitida asignada a un abonado que comprende:
medios de recepción para recibir la señal portadora modulada del canal RF y para desmodular la señal CDM de la señal portadora;
un controlador de la unidad de abonado;
medios de procesamiento de módem, que comprenden:
a) medios de adquisición de código piloto global que comprenden medios (608) de generación de código piloto local para proporcionar una señal de código piloto local; una pluralidad de medios (602) de correlación para correlacionar diferentes fases de señal de código piloto local con la señal CDM para producir una pluralidad de señales piloto desensanchadas, siendo cambiada la fase del código de la señal de código piloto local sensible a una señal de control; y medios (606) detectores para determinar a partir de la pluralidad de señales piloto desensanchadas si la señal de código piloto local está sincronizada al código piloto global para producir la señal de control, medios (608) de generación de código piloto local que compensan su fase en uno o más periodos de chip en respuesta a la señal de control;
b) una pluralidad de generadores de código de mensaje que producen una pluralidad de señales de código de mensaje sincronizadas a la señal de código piloto local; y
c) medios (607) de seguimiento de código piloto global para la producción de una señal de error sensible a las señales piloto desensanchadas;
d) medios para el ajuste de la señal de código piloto local en fase, sensible a la señal de error; y
e) una pluralidad de medios de adquisición de señal de mensaje para proporcionar una pluralidad de señales de mensaje de recepción de desensanche, incluyendo cada uno de los medios de adquisición una pluralidad de correlacionadores de señales de mensaje, correlacionando cada correlacionador de señales de mensaje una respectiva de las señales de código de mensaje con la señal CDM para producir una señal desensanchada respectiva.
2. La unidad de abonado de la reivindicación 1, donde:
la señal procedente de un canal de radio frecuencia (RF) incluye una señal de identificación del usuario y la señal de tipo de llamada, cada una asociada con la señal de información y asignada a una unidad de abonado.
3. La unidad de abonado de la reivindicación 2, donde:
las señales de mensaje desenganchadas incluyen la señal de identificación del usuario y la señal del tipo de llamada; y
el controlador del sistema de abonado es sensible a la señal de identificación del usuario para proporcionar la señal del tipo de llamada para la señal de información recibida y la señal de información desenganchada al abonado local.
4. La unidad de abonado de la reivindicación 1, donde:
una de las señales del mensaje de recepción desenganchado incluye una señal de información y una señal del tipo de mensaje correspondiente a la velocidad de la señal de información de una de las señales de información; y la unidad de abonado comprende adicionalmente:
medios de modificación del modo del canal de información sensible a la señal del tipo de mensaje recibida con la señal de mensaje de recepción desenganchado para cambiar una señal de información recibida de un primer código de mensaje a un segundo código de mensaje predeterminado, cuyo segundo código de mensaje mantiene una velocidad de canal de información desenganchado diferente al primer código de mensaje; y
medios de conversión de señales sensibles a la señal del tipo de mensaje para convertir de forma selectiva la señal de información desenganchado en una señal digital de datos muestrados.
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