JP7238982B2 - 回転電機制御システム - Google Patents

Description

本発明は、複数のコイルセットを備えた交流の回転電機を制御対象とする回転電機制御システムに関する。

特開２０１８－１３０００７号公報には、複数のコイルセットとしての複数系統のステータ巻線（１８０，２８０）を備えた回転電機（８０）を制御する回転電機制御装置（１０）が開示されている（背景技術において括弧内の符号は参照する文献のもの。）。この回転電機制御装置（１０）は、２系統のステータ巻線（１８０，２８０）に位相が３０度ずれた相電流が通電されるように制御する（「位相差通電」と称す。）。位相差通電を行うと位相差通電を行わない場合に比べて出力トルクが向上すると共に、高調波のトルクリップルも低減され、騒音や振動も軽減される。

特開２０１８－１３０００７号公報

但し、当該文献では明示されていないが、このような位相差通電を行う場合、それぞれのコイルセットのステータ巻線が隣接して配置されることになる。従って、隣接するステータ巻線同士の相互インダクタンスが無視できなくなる。そして、この相互インダクタンスにも関連して、隣接するステータ巻線間の線間起電力の影響も大きくなる。特に、インバータのスイッチング周波数が低い場合には、低周波数の電流高調波（例えば５次高調波、７次高調波）と、スイッチング周波数の高調波の双方により、回転電機の鉄損を増加させ、システム効率を低下させる。例えば、インバータのスイッチング周波数を高くすることで、対応することも考えられるが、より高いスイッチング周波数に対応可能なスイッチング素子を用いる必要があり、システムコストを増大させる可能性がある。

上記背景に鑑みて、２つのコイルセットを備えた交流の回転電機を制御対象とするシステムにおいて、システムコストの増大を抑制しつつ、システム効率を向上させることが望まれる。

上記に鑑みた回転電機制御システムは、１つの態様として、Ｎ相（Ｎは自然数）の第１コイルセット及びＮ相の第２コイルセットが同一のステータコアに配置された交流の回転電機を制御する回転電機制御システムであって、直流電源及び前記第１コイルセットに接続されて直流とＮ相の交流との間で電力を変換する第１インバータと、前記直流電源及び前記第２コイルセットに接続されて直流とＮ相の交流との間で電力を変換する第２インバータと、前記第１インバータ及び前記第２インバータのそれぞれを個別に制御するスイッチング制御信号を生成して、前記第１コイルセット及び前記第２コイルセットにそれぞれ異なる位相の電流が流れるように前記第１インバータ及び前記第２インバータを制御するインバータ制御装置と、を備え、前記インバータ制御装置は、前記第２インバータを停止させると共に前記第１インバータをスイッチング制御して、直流とＮ相の交流との間で電力を変換させる、又は、前記第１インバータ及び前記第２インバータの双方をスイッチング制御して、直流と２Ｎ相の交流との間で電力を変換させるものであり、前記第１インバータを構成するスイッチング素子は、オフ状態とオン状態との間での遷移時間が前記第２インバータを構成するスイッチング素子よりも短く、スイッチング損失が小さい。

２つのコイルセットを備えた回転電機の利点の１つは、２つのコイルセットに対応して２つのインバータを備えることで、各インバータの負荷を低減し、より大きい交流電流を流すことを可能として回転電機のトルクを増大させることにある。しかし、要求トルクによっては、１つのインバータで対応可能な交流電流により回転電機に必要なトルクを出力させることも可能である。第２インバータを停止させると共に第１インバータをスイッチング制御した場合、第２コイルセットには第２インバータから電流が供給されないため、第１コイルセットと第２コイルセットとの相互インダクタンスに起因する鉄損も抑制される。一方、例えば要求トルクが高く、２つのインバータで対応すべき交流電流が必要な場合には、２Ｎ相の交流電流を回転電機に流すことができるので、Ｎ相の交流電流を回転電機に流す場合に比べて出力トルクを高くすることができる。即ち、本構成によれば、必要に応じて、１つのインバータを用いる制御と、２つのインバータを用いる制御とで、制御形態を切り替えることが可能である。この場合、単独で動作する第１インバータは常に動作することになるが、第２インバータは停止する場合がある。より稼働率の高い第１インバータを構成するスイッチング素子が、第２インバータを構成するスイッチング素子に比べてスイッチング損失が小さい素子であると、システム全体の損失を低減させることができる。一般的に、そのようにスイッチング損失が小さいスイッチング素子は高価であるから、２つのインバータの内の一方である第１インバータのみに用いることで、システム全体のコストの増加を抑制することができる。即ち、本構成によれば、２つのコイルセットを備えた交流の回転電機を制御対象とするシステムにおいて、システムコストの増大を抑制しつつ、システム効率を向上させることができる。

回転電機制御システムのさらなる特徴と利点は、図面を参照して説明する実施形態についての以下の記載から明確となる。

回転電機制御システムの一例を示すブロック図 第１コイルセット及び第２コイルセットの配置例を示す図 電流－トルク特性において６相交流と３相交流とを比較する図 回転速度－トルク特性において６相交流と３相交流とを比較する図 起磁力の高調波成分の分布を示す図 逆起電圧の一次成分に対する高調波成分の割合を示す図 ６相交流の逆起電圧の一例を示す波形図 ３相交流の逆起電圧の一例を示す波形図 ６相交流の電流波形の一例を示す波形図 ６相交流の電流波形の一例を示す波形図 ６相交流の電流波形の一例を示す波形図 １つのコイルセットによる３相交流の電流波形の一例を示す波形図 １つのコイルセットによる３相交流の電流波形の一例を示す波形図 回転電機の速度－トルクマップ ｄｑ軸直交ベクトル座標系と３相座標系との関係を示す説明図 ｄｑ軸直交座標系における回転電機の動作点を示す図 比較例のインバータを備えた回転電機制御システムのブロック図 比較例のインバータを備えた回転電機制御システムのブロック図 インバータ制御装置の一例を示すブロック図 回転電機制御システムの比較例を示すブロック図 比較例の第１コイルセット及び第２コイルセットの配置を示す図

以下、回転電機制御システムの実施形態を図面に基づいて説明する。回転電機制御システムは、例えば、車両の駆動力源となる回転電機を駆動制御する。図１のブロック図は、回転電機制御システム１００のシステム構成を模式的に示している。回転電機制御システム１００は、Ｎ相（Ｎは自然数）のコイルセット８を２個（第１コイルセット８１と第２コイルセット８２）を備えた交流の回転電機８０を制御対象とする。２個のコイルセット８は、同じ仕様（同じ構成及び同じ電気的仕様）のコイルセット８であり、本実施形態では、共に３相（Ｎ＝３）のコイルセット８である。

回転電機制御システム１００による駆動対象の回転電機８０は、同一のステータコアに２つのコイルセット８が配置されたステータ８０ｓ（図２，図１５参照）と、ロータコアに永久磁石８０ｍが配置されたロータ８０ｒ（図１５参照）とを有する永久磁石型回転電機（PMSM：Permanent Magnet Synchronous Motor）である。本実施形態では、第１コイルセット８１及び第２コイルセット８２は、図１に示すように、それぞれ３相のステータコイル（Ｕ相コイル８ｕ，Ｖ相コイル８ｖ，Ｗ相コイル８ｗ）が中性点ＮＰで短絡されたスター結線（Ｙ字結線）により構成されている。尚、回転電機８０は、電動機としても発電機としても機能することができる。

回転電機制御システム１００は、直流電源４１及びそれぞれのコイルセット８に接続されて直流とＮ相の交流との間で電力を変換する２個のインバータ５０を備えている。本実施形態では、図１に示すように、回転電機制御システム１００は、直流電源４１及び第１コイルセット８１に接続されて直流とＮ相（ここでは３相）の交流との間で電力を変換する第１インバータ５１と、直流電源４１及び第２コイルセット８２に接続されて直流とＮ相（ここでは３相）の交流との間で電力を変換する第２インバータ５２とを備えている。つまり、回転電機制御システム１００は、２つのコイルセット８に対応して、２つのインバータ５０を備えている。図１に示すように、第１インバータ５１と、第２インバータ５２とは、異なる仕様（回路構成は同一で異なる電気的仕様）のインバータ５０である。尚、後述するように、それぞれのインバータ５０は、第１コイルセット８１及び第２コイルセット８２にそれぞれ異なる位相の電流が流れるように、それぞれ異なるタイミングでスイッチング制御される。このため、２つのインバータ５０により、直流電源４１と回転電機８０との間で、直流と２Ｎ相（ここでは６相）の交流との間で電力が変換される。

直流電源４１は、例えば、リチウムイオン電池などの充電可能な二次電池（バッテリ）や、電気二重層キャパシタなどにより構成されている。回転電機８０が、車両の駆動力源の場合、直流電源４１は、大電圧大容量の直流電源であり、定格の電源電圧は、例えば２００～４００［Ｖ］である。インバータ５０の直流側には、正極と負極との間の電圧（直流リンク電圧“Ｖｄｃ”）を平滑化する平滑コンデンサ（直流リンクコンデンサ４２）が備えられている。

それぞれのインバータ５０は、複数のスイッチング素子５を有して構成される。各スイッチング素子５には、負極から正極へ向かう方向（下段側から上段側へ向かう方向）を順方向として、並列にフリーホイールダイオード５Ｄが備えられている。スイッチング素子５には、シリコン（Ｓｉ）を基材としたＳｉ－ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＳｉ－ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、炭化ケイ素（ＳｉＣ）を基材としたＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ（Silicon Carbide - Metal Oxide Semiconductor FET）やＳｉＣ－ＳＩＴ（SiC - Static Induction Transistor）、ＳｉＣ－ＩＧＢＴ、窒化ガリウム（ＧａＮ）を基材としたＧａＮ－ＭＯＳＦＥＴ（Gallium Nitride - MOSFET）などのパワー半導体素子が用いられる。図１には、スイッチング素子５として、第２インバータ５２には一般的なＳｉ－ＩＧＢＴが用いられ、第１インバータ５１には、オフ状態とオン状態との間での遷移時間が第２インバータを構成するスイッチング素子（Ｓｉ－ＩＧＢＴ）よりも短く、スイッチング損失が小さい、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴが用いられる形態を例示している。

従来、インバータ５０のスイッチング素子５としては、ケイ素（Ｓｉ）を基材としたＳｉ－ＩＧＢＴが広く利用されてきた。近年、電力用のＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴの基材として、炭化ケイ素（ＳｉＣ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）などの半導体材料も実用化されてきている。ＳｉＣやＧａＮなどの半導体材料は、Ｓｉに比べてバンドギャップが広く（ワイドバンドギャップ半導体）、絶縁破壊強度もＳｉよりも高いなど、半導体材料の素材としての基本性能がＳｉよりも高い。絶縁破壊強度が高いことより、ＳｉＣやＧａＮを基材とする電力用高耐圧素子（パワースイッチング素子）では、ドリフト層の膜厚を、Ｓｉを基材とする素子よりも薄くすることができる。電力用高耐圧素子の抵抗成分の多くは、このドリフト層の厚みに起因するので、ＳｉＣやＧａＮを基材とする電力用高耐圧素子では、Ｓｉ基材の素子と比べて、単位面積当たりのオン抵抗が非常に低い素子を実現できる。

Ｓｉを基材とする電力用高耐圧素子では、高耐圧化に伴うオン抵抗の増大を改善するために、少数キャリアデバイスであるバイポーラトランジスタの構造を備えたＩＧＢＴ（Ｓｉ－ＩＧＢＴ）が主流となっている。ＩＧＢＴは、1つの半導体素子上において、入力段にＦＥＴ構造を、出力段にバイポーラトランジスタ構造を持つスイッチング素子である。但し、ＩＧＢＴは、例えばＭＯＳＦＥＴに比べると、スイッチング損失が大きく、その結果として発生する熱の影響もあって、高周波数でのスイッチングには限界がある。ＳｉＣやＧａＮを基材とする電力用高耐圧素子では、上述したようにドリフト層が薄く構成できるので、高速なデバイス構造であり、多数キャリアデバイスであるＭＯＳＦＥＴ構造であっても、高耐圧化に伴うオン抵抗の増大を抑制することができる。つまり、ＳｉＣやＧａＮを基材とする電力用高耐圧素子は、高耐圧、低オン抵抗、高周波数動作を実現することができる。

例えば、Ｓｉ－ＩＧＢＴに比べて、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴは、さらに高速スイッチングが可能であり、より高いスイッチング周波数での利用が可能である。また、インバータ５０の損失の低減も期待できる。但し、ＳｉＣやＧａＮは、Ｓｉに比べて高価であり、インバータ５０やインバータ５０を含む回転電機制御システム１００のコストを上昇させるおそれがある。

それぞれのインバータ５０は、上段側スイッチング素子５Ｈと下段側スイッチング素子５Ｌとの直列回路により構成された交流１相分のアームを複数組（ここでは３組）備えている。本実施形態では、それぞれのコイルセット８のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応するステータコイル（８ｕ，８ｖ，８ｗ）のそれぞれに一組の直列回路（アーム）が対応したブリッジ回路が構成される。アームの中間点、つまり、上段側スイッチング素子５Ｈと下段側スイッチング素子５Ｌとの接続点は、それぞれのコイルセット８のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応するステータコイル（８ｕ，８ｖ，８ｗ）にそれぞれ接続される。

図１に示すように、それぞれのインバータ５０は、インバータ駆動装置３０により制御される。インバータ駆動装置３０は、インバータ制御装置１０（ＣＴＲＬ）とドライブ回路２０（ＤＲＶ）とを備えている。詳細は図１９を参照して後述するが、インバータ制御装置１０は、第１インバータ５１を制御する第１制御部１０ａと第２インバータ５２を制御する第２制御部１０ｂとを備えており、第１インバータ５１及び第２インバータ５２のスイッチング制御信号をそれぞれ独立して生成して第１インバータ５１及び第２インバータ５２を制御する。そして、第１インバータ５１及び第１制御部１０ａに対して第１ドライブ回路２１が備えられ、第２インバータ５２及び第２制御部１０ｂに対応して第２ドライブ回路２２が備えられている。

インバータ制御装置１０は、マイクロコンピュータ等のプロセッサを中核部材として構築されている。例えば、インバータ制御装置１０は、上位の制御装置の１つである不図示の車両制御装置等の他の制御装置等から要求信号として提供される回転電機８０の目標トルク（トルク指令Ｔ^＊：図１９参照）に基づいて、ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御を行って、インバータ５０を介して回転電機８０を制御する。図１５に示すように、ベクトル制御法では、回転電機に流れる実電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を、ロータ８０ｒに配置された永久磁石８０ｍが発生する磁界（磁束）の方向であるｄ軸と、ｄ軸に直交する方向（磁界の向きに対して電気角でπ／２進んだ方向）のｑ軸とのベクトル成分（Ｉｄ，Ｉｑ）に座標変換してフィードバック制御を行う。尚、“Ｉａ”はベクトル合成された合成電流を示している。図１９を参照して後述するように、インバータ駆動装置３０（インバータ制御装置１０）は、ｄｑ軸直交ベクトル座標系において、回転電機８０のトルク指令Ｔ^＊に基づく電流指令（Ｉ^＊）と、実電流との偏差に基づいて回転電機８０をフィードバック制御する。

図１に示すように、回転電機８０（コイルセット８）を流れる実電流は２つの電流センサ６（ＳＥＮ－Ｉ）により検出され、インバータ制御装置１０はその検出結果を取得する。本実施形態では、第１コイルセット８１に流れる各相の交流電流を検出する第１電流センサ６１と、第２コイルセット８２に流れる各相の交流電流を検出する第２電流センサ６２とが備えられている。図１には、電流センサ６が、全相の交流電流を検出する形態を例示しているが、例えば３相交流の場合には３相は平衡しており、その瞬時値の和はゼロであるから２相のみの電流を検出して残りの１相はインバータ制御装置１０が演算によって取得してもよい。

また、図１に示すように、回転電機８０のロータ８０ｒの各時点での磁極位置（電気角θ：図１５、図１９参照）やロータ８０ｒの回転速度（角速度ω（図１９参照））は、例えばレゾルバなどの回転センサ７（ＳＥＮ－Ｒ）により検出され、インバータ制御装置１０はその検出結果を取得する。インバータ制御装置１０は、電流センサ６及び回転センサ７の検出結果を用いて、電流フィードバック制御を実行する。

インバータ５０を構成する各スイッチング素子５の制御端子（例えばＩＧＢＴやＦＥＴのゲート端子）は、ドライブ回路２０を介してインバータ制御装置１０に接続されており、各スイッチング素子５はそれぞれ個別にスイッチング制御される。スイッチング制御信号を生成するインバータ制御装置１０は、上述したように、マイクロコンピュータなどを中核として構成され、その動作電圧は、例えば５［Ｖ］、３．３［Ｖ］、２．５［Ｖ］等である。一方、インバータ５０は、上述したように定格の電源電圧が例えば２００～４００［Ｖ］の直流電源４１に接続されており、スイッチング素子５の制御端子には、例えば１５～２０［Ｖ］の駆動信号を入力する必要がある。ドライブ回路２０は、インバータ制御装置１０が生成したスイッチング制御信号の駆動能力（例えば電圧振幅や出力電流など、後段の回路を動作させる能力）をそれぞれ高めて、インバータ５０に中継する。

図２は、回転電機８０のステータ８０ｓに形成されたスロット８ｓに巻き回された第１コイルセット８１のステータコイル（８１ｕ，８１ｖ，８１ｗ）及び第２コイルセット８２のステータコイル（８２ｕ，８２ｖ，８２ｗ）の配置例を示している。これは、上述したような６相（２Ｎ相）交流に対応したものである。図２に示すように、ステータコイルは、第１コイルセット８１の第１Ｕ相コイル８１ｕ、第２コイルセット８２の第２Ｕ相コイル８２ｕ、第１コイルセット８１の第１Ｖ相コイル８１ｖ、第２コイルセット８２の第２Ｖ相コイル８２ｖ、第１コイルセット８１の第１Ｗ相コイル８１ｗ、第２コイルセット８２の第２Ｗ相コイル８２ｗの順に繰り返し配置されている。第１コイルセット８１（第１系統）のステータコイルと第２コイルセット８２（第２系統）のステータコイルとが隣接するため、系統間における相互インダクタンスが存在する。

第１コイルセット８１の同相のコイルは、電気角で１８０度離れて配置されている。同様に第２コイルセット８２の同相のコイルも、電気角で１８０度離れて配置されている。第１コイルセット８１と第２コイルセット８２とは、電気角で３０度離れて配置されている。例えば、第１Ｕ相コイル８１ｕと第２Ｕ相コイル８２ｕ、第１Ｖ相コイル８１ｖと第２Ｖ相コイル８２ｖ、第１Ｗ相コイル８１ｗと第２Ｗ相コイル８２ｗは、それぞれ電気角で３０度離れて配置されている。インバータ制御装置１０は、第１コイルセット８１及び第２コイルセット８２にそれぞれ異なる位相の電流が流れるように、第１インバータ５１及び第２インバータ５２のそれぞれを個別に制御するスイッチング制御信号を生成して、第１インバータ５１及び第２インバータ５２を制御する。

図２０は、図１に対する比較例の回転電機制御システム１００を例示しており、図２１は、図２に対する比較例としてのステータコイルの配置例を示している。図２０に示すように、それぞれのインバータ５０は、同じタイミングでスイッチング制御され、直流電源４１と回転電機８０との間で、直流とＮ相（ここでは３相）の交流との間で電力が変換される。図２１に示すように、第１コイルセット８１は、第１Ｕ相コイル８１ｕ、２つの第１Ｖ相コイル８１ｖ、２つの第１Ｗ相コイル８１ｗ、第１Ｕ相コイル８１ｕを１組として、ここでは４回繰り返し配置され、続いて第２コイルセット８２が、第２Ｕ相コイル８２ｕ、２つの第２Ｖ相コイル８２ｖ、２つの第２Ｗ相コイル８２ｗ、第２Ｕ相コイル８２ｕを１組として、同様に４回繰り返し配置されている。この場合には、第１コイルセット８１（第１系統）のステータコイルと第２コイルセット８２（第２系統）のステータコイルとがＵ相の一部を除いて隣接しないため、系統間における相互インダクタンスがほとんど存在しない。

図２０及び図２１に示す比較例においては、第１コイルセット８１と第２コイルセット８２の同相のコイルには同じ位相の電流が流れる。例えば第１Ｕ相コイル８１ｕ同士、第２Ｕ相コイル８２ｕ同士は電気角で１８０度離れて配置されているが、第１Ｕ相コイル８１ｕ及び第２Ｕ相コイル８２ｕには同じ位相の電流が流れるため、結果として、第１コイルセット８１の同相コイル及び第２コイルセット８２の同相コイルは、電気角で１５０度離れて配置されていることになる。また、例えば第１Ｕ相コイル８１ｕと第２Ｕ相コイル８２ｕとには、同じ位相の電流が流れるため、第１コイルセット８１と第２コイルセット８２とは、同じ電気角に配置されていることになる。

図３に示すように、回転電機８０に６相交流を流して駆動した場合は、３相交流を流して駆動した場合に比べて同じ実効値の電流であっても大きなトルクが出力される。発明者らによる実験やシミュレーションによれば、３相交流に比べて６相交流では、電流が大きい側において概ね４％程度トルクが増加することが判った。回転速度との関係では、図４に示すように、相対的に回転速度が低い領域において、３相交流に比べて６相交流では、トルクが概ね２％増加し、高効率化することが判った。回転速度が高くなってくると３相交流の方が、トルクが大きくなっているがトルクの差は回転速度が低い領域よりも小さい。尚、回転速度が高い領域において、６相交流の方がトルクが小さくなるのは、図６～図８を参照して後述するように逆起電圧が関係していると考えられる。

図５は、起磁力の高調波成分の分布を示している。６相交流による起磁力は、３相交流による起磁力に比べて、５次、７次の高調波成分が少なくなっている。これにより、鉄損が低減される。

一方、図２を参照して上述したように、回転電機８０を６相交流で駆動する場合には、位相の異なる電流が流れる第１コイルセット８１のステータコイルと第２コイルセット８２のステータコイルとが隣接している。このため、３相交流により回転電機８０を駆動する場合と比べて、回転電機８０を６相交流で駆動する場合には、線間逆起電圧の影響が大きくなる。図６は、線間逆起電圧の一次成分に対する高調波成分の割合を示している。回転電機８０を６相交流で駆動する場合には、回転電機８０を３相交流で駆動する場合に比べて、特に５次高調波成分、７次高調波成分が大きいことが判る。

図７の波形図は、回転電機８０を６相交流で駆動した場合の逆起電圧の一例を示しており、図８の波形図は、回転電機８０を３相交流で駆動した場合の逆起電圧の一例を示している。回転電機８０を６相交流で駆動した場合、上述したような５次高調波成分、７次高調波成分に起因して、回転電機８０を３相交流で駆動した場合に比べて、逆起電圧の波形の歪みが大きくなっている。上述したように、本実施形態におけるステータコイルの構成では、第１コイルセット８１（第１系統）のステータコイルと第２コイルセット８２（第２系統）のステータコイルとが隣接するため、系統間における相互インダクタンスが存在する。この相互インダクタンスが逆起電圧の波形の歪みの一因となっている。この歪みは、高調波成分であり、電磁ノイズや可聴ノイズの原因となる。

下記式（１）は、第１コイルセット８１の３相電圧方程式を示し、式（２）は、第２コイルセット８２の３相電圧方程式を示している。また、下記式（３）は、第１コイルセット８１の２相電圧方程式を示し、式（４）は、第２コイルセット８２の２相電圧方程式を示している。式中において、“ｕ，ｖ，ｗ”の添え字は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相を、“ｄ，ｑ”の添え字は、それぞれｄ軸、ｑ軸を示し、“ａ”の添え字は、第１コイルセット８１及び第２コイルセット８２のそれぞれの全体（３相の合成）を示している。“Ｒ”はコイルセット８の抵抗成分であり、“Ｌ”は各相のステータコイル（８ｕ，８ｖ，８ｗ）の自己インダクタンス、“Ｍ”は相互インダクタンス、“ＭＩ_ｆ”は起電力係数（トルク係数）を示している。“ｐ”は微分演算子である。

詳細は図１９を参照して後述するが、インバータ制御装置１０は、上記式（１）～式（４）の電圧方程式に基づいて、電流フィードバック制御を実行してインバータ５０をスイッチング制御する。図９は、インバータ制御装置１０により制御されて生成された６相電流波形の一例を示している。電流フィードバック制御では、インバータ制御装置１０（後述する電流制御部１２（図１９参照））のカットオフ周波数を高くしてフィードバック制御におけるゲインを高くすると、原理的には目標（指令）に速く到達する。しかし、相互インダクタンスなどに起因する、フィードバックループに対する外乱要素が存在する場合には、カットオフ周波数を高くしてフィードバックゲインを高くすると、制御が収束せず、電流制御できない場合がある。図１０に示す波形は、制御が収束していない状態を例示している。

これは、インバータ制御装置１０（後述する変調部１４（図１９参照））の変調周波数（キャリア周波数）を高くすることによって改善することができる。例えば、カットオフ周波数を高くしてフィードバックゲインを高くした状態（図１０の波形が出力されるような状態）で、変調周波数を高くすると、制御が収束し、図１１に示す波形のように交流電流波形が安定する。カットオフ周波数が低くフィードバックゲインも低い図９の波形よりも、変調周波数が高い図１１の波形の方が歪みも小さくなっている。図９及び図１０の波形に対して、図１１の波形は、変調周波数が約２倍である。

つまり、より高い変調周波数で変調することによって、歪みの少ない交流電流をコイルセット８に流すことができる。但し、高い変調周波数で変調されたスイッチング制御信号でインバータ５０をスイッチング制御するためには、高い周波数でのスイッチングに対応したスイッチング素子５を用いてインバータ５０を構成する必要がある。例えば、図１に例示した形態では、第１インバータ５１を構成するスイッチング素子５としてＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴを用いているが、比較例の図１７に例示するように、第２インバータ５２を構成するスイッチング素子５にもＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴを用いると、高い変調周波数への対応が可能となる。しかし、上述したように、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴのようなスイッチング素子５は部品単価が高いため、回転電機制御システム１００のコストを上昇させることになる。

ところで、図７及び図８を参照して上述したように、６相交流に比べて３相交流の方が逆起電圧の歪みは小さいため、交流電流波形の歪みも小さくなる。従って、一方のインバータ５０のみを使い、一方のコイルセット８にのみ３相の交流電流を通電させると、カットオフ周波数を高くしてフィードバックゲインを高くすると共に、変調周波数を維持しても、図１２に例示するように、フィードバック制御を収束させることができる。但し、第１コイルセット８１及び第２コイルセット８２に流す電流を、１つのコイルセット８（例えば、第１コイルセット８１のみ）に流すため、交流電流の実効値は２倍となる。従って、回転電機８０の要求トルクが小さく、１つのコイルセット８、１つのインバータ５０で対応可能な交流電流で十分な場合には、このような制御形態を選択することができる。つまり、１つのコイルセット８に流れる交流電流の実効値が２倍となることを考慮すれば、相対的に交流電流の実効値が低い回転電機８０の動作領域であれば、１つのコイルセット８を用いて３相交流電流を流すことで、交流電流波形の歪みを低減させることができる。

ここで、さらに変調周波数を高くすると、図１３に例示するように、交流電流の歪みはさらに低減される。つまり、一方のインバータ５０のみを使い、一方のコイルセット８にのみ３相の交流電流を通電させ、変調周波数を高くすると、カットオフ周波数を高くしてフィードバックゲインを高くしても、図１３に例示するように、フィードバック制御を収束させることができる。この場合、変調周波数を高くするのは、一方のインバータ５０で十分である。従って、図１に例示するように、第１インバータ５１のみスイッチング素子５としてＳｉ－ＩＧＢＴが用いられ、第２インバータ５２のスイッチング素子５としてＳｉ－ＩＧＢＴが用いられる形態であれば、コストの上昇を抑制することができる。つまり、比較例の図１７に示すように、第１インバータ５１及び第２インバータ５２の双方のスイッチング素子５としてＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴが用いられる形態に比べて、インバータ５０のコストを低減することができる。

この場合、インバータ制御装置１０は、第２インバータ５２を停止させると共に第１インバータ５１をスイッチング制御して、直流とＮ相（ここでは３相）の交流との間で電力を変換させる、又は、第１インバータ５１及び第２インバータ５２の双方をスイッチング制御して、直流と２Ｎ相（ここでは６相）の交流との間で電力を変換させる。また、インバータ制御装置１０は、第１インバータ５１を第１スイッチング周波数でスイッチング制御し、第２インバータ５２を第１スイッチング周波数よりも低い第２スイッチング周波数でスイッチング制御すると好適である。図１１と図１３との比較により明らかなように、波形の歪みは、図１３の方が少なくなっている。つまり、比較例の図１７に示すように、第１インバータ５１及び第２インバータ５２の双方をＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴで構成して高い変調周波数で変調された信号で駆動する場合に比べて、第１インバータ５１をＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴで構成すると共に第２インバータ５２をＳｉ－ＩＧＢＴで構成し、第２インバータ５２を停止させて第１インバータ５１のみを高い変調周波数で変調された信号で駆動する方が、低コストで波形の歪みも抑制される。

ところで、図１２を参照して上述したように、一方のインバータ５０のみを使い、一方のコイルセット８にのみ３相の交流電流を通電させると、変調周波数を高くしなくても、カットオフ周波数を高くしてフィードバックゲインを高くした状態でフィードバック制御を収束させることができる。つまり、比較例の図１８に示すように、第１インバータ５１及び第２インバータ５２の双方がＳｉ－ＩＧＢＴにより構成されている場合であっても、ある程度、波形の歪みを低減させることは可能である。しかし、図１２と図１３との比較により明らかなように、第１インバータ５１をさらに高い変調周波数で変調された信号で駆動することにより、より歪みの少ない波形を得ることができる。

ところで、例えば車両の駆動力源となる回転電機８０では、発進、加速、登坂、巡航など、様々なトルクによる駆動が求められる。特に、発進、加速、登坂などでは、相対的に大きなトルクが必要である。回転電機８０の動作領域は、様々な運転条件に対応できるように設定されているが、頻度の高い動作領域は、そのように大きなトルクが必要な動作領域ではない。相対的に、低トルク且つ低回転速度或いは中間回転速度の動作領域である。ここで、例えば図１４に例示するように、回転電機８０の動作領域に、相対的に低トルク且つ中低速度の第１領域Ｒ１と、第１領域Ｒ１よりも高トルク側の第２領域Ｒ２とを設定する。

例えば、インバータ制御装置１０は、回転電機８０のトルクと回転速度によって規定される回転電機８０の動作領域の内、第１領域Ｒ１では、第２インバータ５２を停止させると共に第１インバータ５１をスイッチング制御して、直流とＮ相（ここでは３相）の交流との間で電力を変換させる。一方、第１領域Ｒ１よりも高トルク側の領域である第２領域Ｒ２では、第１インバータ５１及び第２インバータ５２をスイッチング制御して、直流と２Ｎ相（ここでは６相）の交流との間で電力を変換させる。

尚、ここでは、図１４のようなトルクと回転数とによる回転電機８０の動作領域を用いて、当該動作領域における第１領域Ｒ１及び第２領域Ｒ２を例示した。しかし、第１領域Ｒ１及び第２領域Ｒ２は、この形態に限定されるものではなく、例えば、直流リンク電圧“Ｖｄｃ”と逆起電圧とに基づいて設定されていてもよい。

当然ながら、回転電機８０の動作点は、第１領域Ｒ１と第２領域Ｒ２との間でも遷移する。従って、インバータ制御装置１０は、第２インバータ５２を停止させると共に第１インバータ５１をスイッチング制御する状態と、第１インバータ５１及び第２インバータ５２をスイッチング制御する状態との間で制御形態を切り替えることになる。切り替えの前後において、回転電機８０は同じトルクを出力することが好ましい。例えば、インバータ制御装置１０は、回転電機８０の動作領域が第１領域Ｒ１から第２領域Ｒ２へ移行する場合に、回転電機８０の出力トルクを維持した状態で、第１コイルセット８１に流す電流を低下させ、当該低下する電流に相当する電流を第２コイルセット８２に流すように、第１インバータ５１及び第２インバータ５２をスイッチング制御する。

図１６は、ｄｑ軸直交座標系における電流（ｄ軸電流、ｑ軸電流）により回転電機８０の動作点を示している。符号“Ｌ３”は、第１インバータ５１のみをスイッチング制御して３相交流により回転電機８０を駆動する場合に最も高い効率でトルクを出力する動作点のベクトル軌跡を示す最大効率ライン（３相最大効率ライン）である。符号“Ｌ６”は、第１インバータ５１及び第２インバータ５２をスイッチング制御して６相交流により回転電機８０を駆動する場合に最も高い効率でトルクを出力する場合の１つのインバータ５の動作点のベクトル軌跡を示す最大効率ライン（６相最大効率ライン）である。符号“ＬＴ”は、同じトルクを出力する動作点のベクトル軌跡である等トルクラインである。

図１６には、回転電機８０の動作点が第１動作点Ｐ１であり、第１インバータ５１のみがスイッチング制御される状態から、第１インバータ５１及び第２インバータ５２がスイッチング制御される動作点である第３動作点Ｐ３に遷移する場合を例示している。インバータ制御装置１０は、回転電機８０の出力トルクを維持した状態で、第１コイルセット８１に流す電流を３相最大トルクラインＬ３に沿って矢印Ｙ１の方向に向かって低下させていく。同時に、インバータ制御装置１０は、当該低下する電流に相当する電流を第２コイルセット８２に流し始める。第２コイルセット８２に流される電流は、３相最大トルクラインＬ３に沿って矢印Ｙ２の方向に向かって上昇していく。つまり、第１コイルセット８１及び第２コイルセット８２に流れる電流によって規定される動作点は、共に３相最大効率ラインＬ３に沿って第２動作点Ｐ２に近づいていく。１つの動作点（第２動作点Ｐ２）を挟む位置から、２つの動作点が３相最大トルクラインＬ３に沿って矢印Ｙ３の方向に移動するため、高いシステム効率で、動作点を移動させることができる。

第１コイルセット８１及び第２コイルセット８２に流れる電流によって規定される動作点が共に第２動作点Ｐ２に達すると、インバータ制御装置１０は、等トルクラインＬＴに沿って、等トルクラインＬＴと６相最大効率ラインＬ６との交点に位置する第３動作点Ｐ３へと動作点を移動させる。動作点は、等トルクラインＬＴに沿って移動するため、制御の誤差を除けばトルク変動は生じない。詳細な説明は省略するが、第３動作点Ｐ３から第１動作点Ｐ１へと動作点を移動させる場合も同様である。このように、インバータ制御装置１０は、第２インバータ５２を停止させると共に第１インバータ５１をスイッチング制御する状態と、第１インバータ５１及び第２インバータ５２をスイッチング制御する状態との間で制御形態を円滑に切り替えることができる。

第２動作点Ｐ２及び第３動作点Ｐ３、即ち等トルクラインＬＴ上では、第１コイルセット８１及び第２コイルセット８２に流れる電流の実効値は同じである。即ち、インバータ制御装置１０は、第２領域Ｒ２では、第１コイルセット８１及び第２コイルセット８２に実効値が同じ電流が流れるように、第１インバータ５１及び第２インバータ５２をスイッチング制御する。

尚、第１領域Ｒ１におけるフィードバックゲインは、第２領域Ｒ２におけるフィードバックゲインよりも高い値に設定されていると好適である。２つのインバータ５０を介して２つのコイルセット８に通電されている場合には、２つのコイルセット８の間の相互インダクタンスの影響により外乱が発生し易く、フィードバックゲインが高くなるほど、制御が収束しにくくなる。一方、１つのインバータ５０（第１インバータ５１）を介して１つのコイルセット８（第１コイルセット８１）にのみ通電されている場合には、相互インダクタンスの影響による外乱はほぼ発生せず、２つのコイルセット８が通電されている場合に比べてフィードバックゲインを高くし易い。そして、フィードバックゲインが高いほど、収束時間は短くなる。従って、回転電機８０の動作領域の内での頻度が高い第１領域Ｒ１におけるフィードバック制御では、第２領域Ｒ２におけるフィードバック制御の際のフィードバックゲインよりも高い値のフィードバックゲインを用いるとシステム効率を向上させることができる。

以下、インバータ制御装置１０の詳細について説明する。図１９に示すように、インバータ制御装置１０は、電流フィードバック制御のために種々の機能部を有して構成されており、各機能部は、マイクロコンピュータ等のハードウエアとソフトウエア（プログラム）との協働により実現される。

本実施形態では、インバータ制御装置１０は、電流指令演算部１１と、電流制御部１２と、電圧制御部１３と、変調部１４と、３相２相座標変換部１５とを備えている。インバータ制御装置１０には、第１インバータ５１を制御対象とする第１制御部１０ａと、第２インバータ５２を制御対象とする第２制御部１０ｂとが含まれる。電流制御部１２、電圧制御部１３、変調部１４、及び３相２相座標変換部１５は、第１制御部１０ａに含まれる機能部（第１電流制御部１２ａ、第１電圧制御部１３ａ、第１変調部１４ａ、及び３相２相第１座標変換部１５ａ）と、第２制御部１０ｂに含まれる機能部（第２電流制御部１２ｂ、第２電圧制御部１３ｂ、第２変調部１４ｂ、及び３相２相第２座標変換部１５ｂ）との２つずつ備えられている。また、電流指令演算部１１は、トルク指令Ｔ^＊を、第１制御部１０ａに対する第１トルク指令Ｔ^＊ _１と第２制御部１０ｂに対する第２トルク指令Ｔ^＊ _２とに分配するトルク指令分配部１１０（ＤＩＶ）と、第１トルク指令Ｔ^＊ _１に基づいて第１電流指令Ｉ^＊ _１（第１ｄ軸電流指令Ｉ^＊ _ｄ１、第１ｑ軸電流指令Ｉ^＊ _ｑ１）を演算する第１電流指令演算部１１ａと、第２トルク指令Ｔ^＊ _２に基づいて第２電流指令Ｉ^＊ _２（第２ｄ軸電流指令Ｉ^＊ _ｄ２、第２ｑ軸電流指令Ｉ^＊ _ｑ２）を演算する第２電流指令演算部１１ｂとを備えている。

インバータ制御装置１０は、回転電機８０の目標トルク（トルク指令Ｔ^＊）に基づいて設定される第１コイルセット８１の電流指令である第１電流指令（Ｉ^＊ _ｄ１，Ｉ^＊ _ｑ１）と第１コイルセット８１に流れる電流（Ｉ_ｄ１，Ｉ_ｑ１）との偏差に基づいて第１インバータ５１をスイッチング制御すると共に、回転電機８０の目標トルク（トルク指令Ｔ^＊）に基づいて設定される第２コイルセット８２の電流指令である第２電流指令Ｉ^＊ _２と第２コイルセット８２に流れる電流（Ｉ_ｄ２，Ｉ_ｑ２）との偏差に基づいて第２インバータ５２をスイッチング制御して、回転電機８０を電流フィードバック制御する。

以下、はじめに第１制御部１０ａについて説明し、続いて第２制御部１０ｂについて説明するが、第１制御部１０ａと第２制御部１０ｂとは基本的に同一の構造であるから、同一箇所については適宜説明を省略する場合がある。第１電流制御部１２ａは、２相の電流指令（Ｉ^＊ _ｄ１，Ｉ^＊ _ｑ１）と、回転電機８０の実電流（Ｕ相電流ｉ_ｕ１ｐｈ、Ｖ相電流ｉ_ｖ１ｐｈ、Ｗ相電流ｉ_ｗ１ｐｈ）が座標変換された２相の実電流（Ｉ_ｄ１，Ｉ_ｑ１）との偏差に基づいて、第１コイルセット８１に印加する電圧の指令である２相の電圧指令（Ｖ^＊ _ｄ１，Ｖ^＊ _ｑ１）を演算する。第１電流制御部１２ａは、ｄ軸比例積分制御部１２１（ＰＩ）、ｑ軸比例積分制御部１２２（ＰＩ）、ｑ軸非干渉制御部１２３（ＣＲＳ）、ｄ軸非干渉制御部１２４（ＣＲＳ）を備えている。

ｄ軸比例積分制御部１２１は、ｄ軸電流指令（Ｉ^＊ _ｄ１）とｄ軸電流（Ｉ_ｄ１）との偏差に基づいて下記式（５）に示すような演算を行い、ｑ軸比例積分制御部１２２は、ｑ軸電流指令（Ｉ^＊ _ｑ１）とｑ軸電流（Ｉ_ｑ１）との偏差に基づいて下記式（６）に示すような演算を行う。式（５）、式（６）において、“（Ｐ）_Ｉｄ１”及び“（Ｐ）_Ｉｑ１”は比例ゲインであり、それぞれｄ軸ｑ軸における自己インダクタンス（Ｌ_ｄ１又はＬ_ｑ１）と、カットオフ周波数との積である。また、“（Ｉ）_Ｉｄ１”及び “（Ｉ）_Ｉｑ１”は、第１コイルセット８１の合成抵抗値“Ｒａ”と、制御周期［秒］と、カットオフ周波数との積である。特に、第１インバータ５１のみがスイッチング制御される際には、短い制御周期且つ高いカットオフ周波数が設定されると好適である。第１インバータ５１及び第２インバータ５２の双方がスイッチング制御される場合には、相互インダクタンスに起因する外乱電圧の影響を抑制するために、低いカットオフ周波数が設定されると好適である。高いカットオフ周波数は、低いカットオフ周波数の２～２．５倍程度である。

ｑ軸非干渉制御部１２３は、ｄ軸電流指令（Ｉ^＊ _ｄ１）とｄ軸電流（Ｉ_ｄ１）との偏差に基づいて下記式（７）に示すような演算を行い、ｄ軸非干渉制御部１２４は、ｑ軸電流指令（Ｉ^＊ _ｑ１）とｑ軸電流（Ｉ_ｑ１）との偏差に基づいて下記式（８）に示すような演算を行う。式（７）において、“（Ｉ）_Ｉｄｑ１” は、回転速度（角速度ω）と、ｄ軸自己インダクタンスＬ_ｄ１と、制御周期［秒］と、カットオフ周波数との積であり、式（８）において、“（Ｉ）_Ｉｑｄ１” は、回転速度（角速度ω）と、ｑ軸自己インダクタンスＬ_ｑ１と、制御周期［秒］と、カットオフ周波数との積である。

また、インバータ制御装置１０は、図１９には不図示であるが、フィードフォワード演算部を備えており、ｄ軸フィードフォワード値（Ｖ_ｄ１ＦＦ）及びｑ軸フィードフォワード値（Ｖ_ｑ１ＦＦ）が演算されている。理論的には、ｄ軸フィードフォワード値（Ｖ_ｄ１ＦＦ）及びｑ軸フィードフォワード値（Ｖ_ｑ１ＦＦ）は、下記式（９）、式（１０）で示される。

しかし、式（９）の第３項、式（１０）の第４項の微分項については、電流指令（Ｉ^＊ _ｄ１，Ｉ^＊ _ｑ１）を微分することができないため、これらの項は除外し、下記式（１１）、式（１２）に基づいて、ｄ軸フィードフォワード値（Ｖ_ｄ１ＦＦ）及びｑ軸フィードフォワード値（Ｖ_ｑ１ＦＦ）が演算される。

第１電流制御部１２ａは、下記式（１３）に示すように、ｄ軸比例積分制御部１２１の演算結果（Ｖ_ｄ１ＦＢ）と、ｄ軸非干渉制御部１２４の演算結果（Ｖ_ｄ１ｃｒｏｓｓ）と、別途演算されたｄ軸フィードフォワード値（Ｖ_ｄ１ＦＦ）とを加算して、ｄ軸電圧指令（Ｖ^＊ _ｄ１）を演算する。また、第１電流制御部１２ａは、下記式（１４）に示すように、ｑ軸比例積分制御部１２２の演算結果（Ｖ_ｑ１ＦＢ）と、ｑ軸非干渉制御部１２３の演算結果（Ｖ_ｑ１ｃｒｏｓｓ）と、別途演算されたｑ軸フィードフォワード値（Ｖ_ｑ１ＦＦ）とを加算して、ｄ軸電圧指令（Ｖ^＊ _ｑ１）を演算する。

尚、第１コイルセット８１の３相の実電流（Ｕ相電流ｉ_ｕ１ｐｈ、Ｖ相電流ｉ_ｖ１ｐｈ、Ｗ相電流ｉ_ｗ１ｐｈ）から、２相の実電流（Ｉ_ｄ１，Ｉ_ｑ１）への座標変換は、３相２相第１座標変換部１５ａにより実行される。３相２相第１座標変換部１５ａは、回転センサ７（ＳＥＮ－Ｒ）により検出されたロータ８０ｒの各時点での回転位置（磁極位置、電気角θ）である第１電気角θ１（＝θ）に基づいて座標変換を行う。

第１電圧制御部１３ａは、ｄｑ軸直交ベクトル座標系の２相電圧指令（Ｖ^＊ _ｄ１，Ｖ^＊ _ｑ１）に基づいて、第１コイルセット８１に対応した３相の電圧指令を演算する。第１電圧制御部１３ａは、直流リンク電圧“Ｖｄｃ”に基づいて２相電圧を演算する電圧演算部１３１と、２相電圧を３相の電圧指令に変換する２相３相座標変換部１３２とを備えている。

第１変調部１４ａは、３相の電圧指令のそれぞれに基づいて、第１インバータ５１のスイッチング制御信号を生成する。ここでは、第１変調部１４ａが第１スイッチング周波数のキャリアに基づいて、パルス幅変調（ＰＷＭ）によりスイッチング制御信号を生成する形態を例示している。本実施形態では、図１に示すように、第１インバータ５１のスイッチング素子５は、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴであり、Ｓｉ－ＩＧＢＴに比べて高いスイッチング周波数によるスイッチングが可能である。従って、第１スイッチング周波数は、第２スイッチング周波数よりも高い周波数（例えば、２～２．５倍程度）であると好適である。

続いて第２制御部１０ｂについて説明するが、第１制御部１０ａと同一の箇所について適宜説明を省略する。第２電流制御部１２ｂは、２相の電流指令（Ｉ^＊ _ｄ２，Ｉ^＊ _ｑ２）と、回転電機８０の実電流（Ｕ相電流ｉ_ｕ２ｐｈ、Ｖ相電流ｉ_ｖ２ｐｈ、Ｗ相電流ｉ_ｗ２ｐｈ）が座標変換された２相の実電流（Ｉ_ｄ２，Ｉ_ｑ２）との偏差に基づいて、インバータ５０に印加する電圧の指令である２相の電圧指令（Ｖ^＊ _ｄ２，Ｖ^＊ _ｑ２）を演算する。
図１９に示すように、第２電流制御部１２ｂも第１電流制御部１２ａと同様の機能部を備えている。ｄ軸比例積分制御部１２１は、ｄ軸電流指令（Ｉ^＊ _ｄ２）とｄ軸電流（Ｉ_ｄ２）との偏差に基づいて下記式（１５）に示すような演算を行い、ｑ軸比例積分制御部１２２は、ｑ軸電流指令（Ｉ^＊ _ｑ２）とｑ軸電流（Ｉ_ｑ２）との偏差に基づいて下記式（１６）に示すような演算を行う。式（１５）、式（１６）において、“（Ｐ）_Ｉｄ２”及び“（Ｐ）_Ｉｑ２”は比例ゲインであり、それぞれｄ軸ｑ軸における自己インダクタンス（Ｌ_ｄ２又はＬ_ｑ２）と、カットオフ周波数との積である。また、“（Ｉ）_Ｉｄ２”及び “（Ｉ）_Ｉｑ２”は、第２コイルセット８２の合成抵抗値“Ｒａ”と、制御周期［秒］と、カットオフ周波数との積である。

ｑ軸非干渉制御部１２３は、ｄ軸電流指令（Ｉ^＊ _ｄ２）とｄ軸電流（Ｉ_ｄ２）との偏差に基づいて下記式（１７）に示すような演算を行い、ｄ軸非干渉制御部１２４は、ｑ軸電流指令（Ｉ^＊ _ｑ２）とｑ軸電流（Ｉ_ｑ２）との偏差に基づいて下記式（１８）に示すような演算を行う。式（１７）において、“（Ｉ）_Ｉｄｑ２” は、回転速度（角速度ω）と、ｄ軸自己インダクタンスＬ_ｄ２と、制御周期［秒］と、カットオフ周波数との積であり、式（１８）において、“（Ｉ）_Ｉｑｄ２” は、回転速度（角速度ω）と、ｑ軸自己インダクタンスＬ_ｑ２と、制御周期［秒］と、カットオフ周波数との積である。

また、インバータ制御装置１０は、図１９には不図示であるが、フィードフォワード演算部を備えており、ｄ軸フィードフォワード値（Ｖ_ｄ２ＦＦ）及びｑ軸フィードフォワード値（Ｖ_ｑ２ＦＦ）が演算されている。理論的には、ｄ軸フィードフォワード値（Ｖ_ｄ２ＦＦ）及びｑ軸フィードフォワード値（Ｖ_ｑ２ＦＦ）は、下記式（１９）、式（２０）で示される。

しかし、式（１９）の第３項、式（２０）の第４項の微分項については、電流指令（Ｉ^＊ _ｄ２，Ｉ^＊ _ｑ２）を微分することができないため、これらの項は除外し、下記式（２１）、式（２２）に基づいて、ｄ軸フィードフォワード値（Ｖ_ｄ２ＦＦ）及びｑ軸フィードフォワード値（Ｖ_ｑ２ＦＦ）が演算される。

第２電流制御部１２ｂは、下記式（２３）に示すように、ｄ軸比例積分制御部１２１の演算結果（Ｖ_ｄ２ＦＢ）と、ｄ軸非干渉制御部１２４の演算結果（Ｖ_ｄ２ｃｒｏｓｓ）と、別途演算されたｄ軸フィードフォワード値（Ｖ_ｄ２ＦＦ）とを加算して、ｄ軸電圧指令（Ｖ^＊ _ｄ２）を演算する。また、第２電流制御部１２ｂは、下記式（２４）に示すように、ｑ軸比例積分制御部１２２の演算結果（Ｖ_ｑ２ＦＢ）と、ｑ軸非干渉制御部１２３の演算結果（Ｖ_ｑ２ｃｒｏｓｓ）と、別途演算されたｑ軸フィードフォワード値（Ｖ_ｑ２ＦＦ）とを加算して、ｄ軸電圧指令（Ｖ^＊ _ｑ２）を演算する。

第２コイルセット８２の３相の実電流（Ｕ相電流ｉ_ｕ２ｐｈ、Ｖ相電流ｉ_ｖ２ｐｈ、Ｗ相電流ｉ_ｗ２ｐｈ）から、２相の実電流（Ｉ_ｄ２，Ｉ_ｑ２）への座標変換は、３相２相第２座標変換部１５ｂにより実行される。３相２相第２座標変換部１５ｂは、回転センサ７（ＳＥＮ－Ｒ）により検出されたロータ８０ｒの各時点での回転位置（磁極位置、電気角θ）に基づいて、座標変換を行う。図２を参照して上述したように、第１コイルセット８１と、第２コイルセット８２とには、３０度（π／６）位相が異なる電流が流れるように制御される。従って、３相２相第２座標変換部１５ｂにおける座標変換で用いられる第２電気角θ２は、３相２相第１座標変換部１５ａにおける座標変換で用いられる第１電気角θ１と、３０度（π／６）位相が異なる。第２電気角θ２は、回転センサ７により検出された電気角θから３０度（π／６）位相が遅れた“θ－π／６”である。

第２電圧制御部１３ｂは、ｄｑ軸直交ベクトル座標系の２相電圧指令（Ｖ^＊ _ｄ１，Ｖ^＊ _ｑ１）に基づいて、第２コイルセット８２に対応した３相の電圧指令を演算する。第２電圧制御部１３ｂは、直流リンク電圧“Ｖｄｃ”に基づいて２相電圧を演算する電圧演算部１３１と、２相電圧を３相の電圧指令に変換する２相３相座標変換部１３２とを備えている。

第２変調部１４ｂは、３相の電圧指令のそれぞれに基づいて、第２インバータ５２のスイッチング制御信号を生成する。ここでは、第２変調部１４ｂが第２スイッチング周波数のキャリアに基づいて、パルス幅変調によりスイッチング制御信号を生成する形態を例示している。

本実施形態では、図１に示すように、第１インバータ５１のスイッチング素子５は、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴであり、Ｓｉ－ＩＧＢＴに比べて高いスイッチング周波数によるスイッチングが可能である。従って、上述したように、第１スイッチング周波数は、第２スイッチング周波数よりも高い周波数（例えば、２～２．５倍程度）であると好適である。また、第１インバータ５１は、単独で駆動される場合があり、その際には、図１１や図１３を参照して上述したように、スイッチング周波数がより高いことが好ましい。

〔実施形態の概要〕
以下、上記において説明した回転電機制御システム（１００）の概要について簡単に説明する。

１つの態様として、Ｎ相（Ｎは自然数）の第１コイルセット（８１）及びＮ相の第２コイルセット（８２）が同一のステータコアに配置された交流の回転電機（８０）を制御する回転電機制御システム（１００）は、直流電源（４１）及び前記第１コイルセット（８１）に接続されて直流とＮ相の交流との間で電力を変換する第１インバータ（５１）と、前記直流電源（４１）及び前記第２コイルセット（８２）に接続されて直流とＮ相の交流との間で電力を変換する第２インバータ（５２）と、前記第１インバータ（５１）及び前記第２インバータ（５２）のそれぞれを個別に制御するスイッチング制御信号を生成して、前記第１コイルセット（８１）及び前記第２コイルセット（８２）にそれぞれ異なる位相の電流が流れるように前記第１インバータ（５１）及び前記第２インバータ（５２）を制御するインバータ制御装置（１０）と、を備え、前記インバータ制御装置（１０）は、前記第２インバータ（５２）を停止させると共に前記第１インバータ（５１）をスイッチング制御して、直流とＮ相の交流との間で電力を変換させる、又は、前記第１インバータ（５１）及び前記第２インバータ（５２）の双方をスイッチング制御して、直流と２Ｎ相の交流との間で電力を変換させるものであり、前記第１インバータ（５１）を構成するスイッチング素子（５）は、オフ状態とオン状態との間での遷移時間が前記第２インバータ（５２）を構成するスイッチング素子よりも短く、スイッチング損失が小さい。

２つのコイルセット（８）を備えた回転電機（８０）の利点の１つは、２つのコイルセット（８）に対応して２つのインバータ（５０）を備えることで、インバータ（５０）の負荷を低減し、より大きい交流電流を流すことを可能として回転電機（８０）のトルクを増大させることにある。しかし、要求トルクによっては、１つのインバータ（５０）で対応可能な交流電流により回転電機（８０）に必要なトルクを出力させることも可能である。第２インバータ（５２）を停止させると共に第１インバータ（５１）をスイッチング制御した場合、第２コイルセット（８２）には第２インバータ（５２）から電流が供給されないため、第１コイルセット（５１）と第２コイルセット（５２）との相互インダクタンスに起因する鉄損も抑制される。一方、例えば要求トルクが高く、２つのインバータ（５０）で対応すべき交流電流が必要な場合には、２Ｎ相の交流電流を回転電機（８０）に流すことができるので、Ｎ相の交流電流を回転電機（８０）に流す場合に比べて出力トルクを高くすることができる。即ち、本構成によれば、必要に応じて、１つのインバータ（５０）を用いる制御と、２つのインバータ（５０）を用いる制御とで、制御形態を切り替えることが可能である。この場合、単独で動作する第１インバータ（５１）は常に動作することになるが、第２インバータ（５２）は停止する場合がある。より稼働率の高い第１インバータ（５１）を構成するスイッチング素子（５）が、第２インバータ（５２）を構成するスイッチング素子（５）に比べてスイッチング損失が小さい素子であると、システム全体の損失を低減させることができる。一般的に、そのようにスイッチング損失が小さいスイッチング素子（５）は高価であるから、２つのインバータ（５０）の内の一方である第１インバータ（５１）のみに用いることで、システム全体のコストの増加を抑制することができる。即ち、本構成によれば、２つのコイルセット（８）を備えた交流の回転電機（８０）を制御対象とするシステムにおいて、システムコストの増大を抑制しつつ、システム効率を向上させることができる。

また、前記インバータ制御装置（１０）は、前記第１インバータ（５１）を第１スイッチング周波数でスイッチング制御し、前記第２インバータ（５２）を前記第１スイッチング周波数よりも低い第２スイッチング周波数でスイッチング制御すると好適である。

一般的により高いスイッチング周波数でインバータ（５０）をスイッチング制御する方が歪みの少ない交流を得ることができる。このような歪みは、鉄損や、振動、騒音の原因ともなるため、交流の歪みは少ない方が好ましい。第１インバータ（５１）を構成するスイッチング素子（５）は、オフ状態とオン状態との間での遷移時間が第２インバータ（５２）を構成するスイッチング素子よりも短く、スイッチング損失が小さい素子である。従って、第２インバータ（５２）を構成するスイッチング素子に比べて、第１インバータ（５１）を構成するスイッチング素子は、より高いスイッチング周波数でも効率的に動作することができる。従って、第１インバータ（５１）を第１スイッチング周波数でスイッチング制御し、第２インバータ（５２）を第１スイッチング周波数よりも低い第２スイッチング周波数でスイッチング制御することによって、システム効率を向上させることができる。

また、前記インバータ制御装置（１０）は、前記回転電機（８０）のトルクと回転速度によって規定される前記回転電機（８０）の動作領域の内、第１領域（Ｒ１）では、前記第２インバータ（５２）を停止させると共に前記第１インバータ（５１）をスイッチング制御して、直流とＮ相の交流との間で電力を変換させ、前記第１領域（Ｒ１）よりも高トルク側の領域である第２領域（Ｒ２）では、前記第１インバータ（５１）及び前記第２インバータ（５２）をスイッチング制御して、直流と２Ｎ相の交流との間で電力を変換させると好適である。

一般的に、回転電機（８０）の動作領域の内で最も頻度が高いのは、相対的に低トルク側の領域であることが多い。上述したように、２つのコイルセット（８）を備えた回転電機（８０）の利点の１つは、２つのコイルセット（８）に対応して２つのインバータ（５０）を備えることで、インバータ（５０）の負荷を低減し、より大きい交流電流を流して回転電機（８０）のトルクを増大させることにある。しかし、相対的に低トルク側であれば、１つのインバータ（５０）で対応可能な交流電流により回転電機（８０）に必要なトルクを出力させることも可能である。第２インバータ（５２）を停止させると共に第１インバータ（５１）をスイッチング制御した場合、第２コイルセット（８２）には第２インバータ（５２）から電流が供給されないため、第１コイルセット（８１）と第２コイルセット（８２）との相互インダクタンスに起因する鉄損も抑制される。本構成によれば、回転電機（８０）の動作領域の内、相対的に低トルク側の領域である第１領域（Ｒ１）において、インバータ制御装置（１０）は、第２インバータ（５２）を停止させると共に第１インバータ（５１）をスイッチング制御して、直流とＮ相の交流との間で電力を変換させる。つまり、回転電機（８０）の動作領域の内、最も頻度が高いと考えられる第１領域（Ｒ１）における鉄損が低減されるので、システム効率を向上させることができる。相対的に高トルク側の第２領域（Ｒ２）では、インバータ制御装置（１０）は、第１インバータ（５１）及び第２インバータ（５２）をスイッチング制御して、直流と２Ｎ相の交流との間で電力を変換するため、回転電機（８０）に要求されるトルクを出力させることができる。この場合、相互インダクタンスに起因する鉄損は生じる。しかし、第２領域（Ｒ２）における回転電機（８０）の運転頻度は第１領域（Ｒ１）における回転電機（８０）の運転頻度に比べて低いため、システム効率を低下させる影響は、第１領域（Ｒ１）に比べて小さい。

ここで、前記インバータ制御装置（１０）は、前記第１コイルセット（８１）と前記第２コイルセット（８２）とに、（π／２Ｎ）位相が異なる電流が流れるように、前記第１インバータ（５１）及び前記第２インバータ（５２）を制御すると好適である。

この構成によれば、インバータ制御装置（１０）は、第１インバータ（５１）及記第２インバータ（５２）を個別にスイッチング制御して、適切に直流と２Ｎ相の交流との間で電力を変換させることができる。

また、前記第１領域（Ｒ１）及び前記第２領域（Ｒ２）は、前記回転電機（８０）のトルクと回転速度とに基づいて設定されている、或いは、前記第１インバータ（５１）及び前記第２インバータ（５２）の直流側の電圧と前記回転電機（８０）の逆起電圧とに基づいて設定されている、と好適である。

回転電機（８０）の動作領域は、トルクと回転速度との関係や、インバータ（５０）の直流側の電圧と逆起電圧との関係等で規定することができる。そして、そのような動作領域の中で、相対的に使用頻度の高い動作領域と、使用頻度の低い動作領域とを特定することができる。従って、第１領域（Ｒ１）及び第２領域（Ｒ２）が上記のように設定されていると、適切に第１インバータ（５１）及び第２インバータ（５２）の双方を用いて電力を変換する制御モードと、第２インバータ（５２）を停止させて第１インバータ（５１）のみで電力を変換する制御モードとを選択することができる。

また、前記インバータ制御装置（１０）は、前記回転電機（８０）の動作領域が前記第１領域（Ｒ１）から前記第２領域（Ｒ２）へ移行する場合に、前記回転電機（８０）の出力トルクを維持した状態で、前記第１コイルセット（８１）に流す電流を低下させ、当該低下する電流に相当する電流を前記第２コイルセット（８２）に流すように、前記第１インバータ（５１）及び前記第２インバータ（５２）をスイッチング制御すると好適である。

２つのコイルセット（８）に通電して回転電機（８０）を制御する場合と、１つのみのコイルセット（８）に通電して回転電機（８０）を制御する場合とでは、当然ながら、最適な動作条件が異なる。そのため、１つのみのコイルセット（８）に通電する状態から、２つのコイルセット（８）に通電する状態へと制御形態を切り替える際、例え出力トルクが同じであったとしても、それぞれのインバータ（５０）の動作条件を変更する必要があり、制御形態を急激に切り替えると、トルク変動を生じる可能性がある。本構成によれば、２つのコイルセット（８）に流れる電流の差が縮まるように制御することによって、円滑に制御形態を切り替えることができる。

また、前記インバータ制御装置（１０）は、前記第２領域（Ｒ２）では、前記第１コイルセット（８１）及び前記第２コイルセット（８２）に実効値が同じ電流が流れるように、前記第１インバータ（５１）及び前記第２インバータ（５２）をスイッチング制御すると好適である。

この構成によれば、安定した２Ｎ相の交流を得ることができるので、適切に回転電機（８０）を駆動することができる。

) また、前記インバータ制御装置（１０）は、前記回転電機（８０）の目標トルク（Ｔ^＊）に基づいて設定される前記第１コイルセット（８１）の電流指令である第１電流指令（Ｉ^＊ _ｄ１，Ｉ^＊ _ｑ１）と前記第１コイルセット（８１）に流れる電流（Ｉ_ｄ１，Ｉ_ｑ１）との偏差に基づいて前記第１インバータ（５１）をスイッチング制御すると共に、前記回転電機（８０）の目標トルク（Ｔ^＊）に基づいて設定される前記第２コイルセット（８２）の電流指令である第２電流指令（Ｉ^＊ _ｄ２，Ｉ^＊ _ｑ２）と前記第２コイルセット（８２）に流れる電流（Ｉ_ｄ２，Ｉ_ｑ２）との偏差に基づいて前記第２インバータ（５２）をスイッチング制御して、前記回転電機（８０）を電流フィードバック制御するものであり、前記第１領域（Ｒ１）におけるフィードバックゲインが、前記第２領域（Ｒ２）におけるフィードバックゲインよりも高い値に設定されていると好適である。

２つのインバータ（５０）を介して２つのコイルセット（８）に通電されている場合には、２つのコイルセット（８）の間の相互インダクタンスの影響により外乱が発生し易く、フィードバックゲインが高くなるに従って、制御が収束しにくく易くなる。一方、１つのインバータ（５０）を介して１つのコイルセット（８）にのみ通電されている場合には、相互インダクタンスの影響による外乱は少なく、２つのコイルセット（８）が通電されている場合に比べてフィードバックゲインを高くし易い。そして、フィードバックゲインが高くなるに従って、収束時間は短くなる。従って、回転電機（８０）の動作領域の内での頻度が高い第１領域（Ｒ１）におけるフィードバック制御では、第２領域（Ｒ２）におけるフィードバック制御の際のフィードバックゲインよりも高い値のフィードバックゲインを用いるとシステム効率を向上させることができる。

５ ：スイッチング素子
１０ ：インバータ制御装置
４１ ：直流電源
５１ ：第１インバータ
５２ ：第２インバータ
８０ ：回転電機
８１ ：第１コイルセット
８２ ：第２コイルセット
１００ ：回転電機制御システム
Ｉ^＊ _ｄ１，Ｉ^＊ _ｑ１：第１電流指令
Ｉ^＊ _ｄ２，Ｉ^＊ _ｑ２：第２電流指令
Ｉ_ｄ１，Ｉ_ｑ１ ：第１コイルセットに流れる電流
Ｉ_ｄ２，Ｉ_ｑ２ ：第２コイルセットに流れる電流
Ｒ１ ：第１領域
Ｒ２ ：第２領域
Ｔ^＊ ：目標トルク

Claims (9)

1. Ｎ相（Ｎは自然数）の第１コイルセット及びＮ相の第２コイルセットが同一のステータコアに配置された交流の回転電機を制御する回転電機制御システムであって、
   直流電源及び前記第１コイルセットに接続されて直流とＮ相の交流との間で電力を変換する第１インバータと、
   前記直流電源及び前記第２コイルセットに接続されて直流とＮ相の交流との間で電力を変換する第２インバータと、
   前記第１インバータ及び前記第２インバータのそれぞれを個別に制御するスイッチング制御信号を生成して、前記第１コイルセット及び前記第２コイルセットにそれぞれ異なる位相の電流が流れるように前記第１インバータ及び前記第２インバータを制御するインバータ制御装置と、を備え、
   前記インバータ制御装置は、
   前記第２インバータを停止させると共に前記第１インバータをスイッチング制御して、直流とＮ相の交流との間で電力を変換させる、又は、
   前記第１インバータ及び前記第２インバータの双方をスイッチング制御して、直流と２Ｎ相の交流との間で電力を変換させるものであり、
   前記第１インバータを構成するスイッチング素子は、オフ状態とオン状態との間での遷移時間が前記第２インバータを構成するスイッチング素子よりも短く、スイッチング損失が小さく、
   前記インバータ制御装置は、
   前記回転電機のトルクと回転速度によって規定される前記回転電機の動作領域の内、第１領域では、前記第２インバータを停止させると共に前記第１インバータをスイッチング制御して、直流とＮ相の交流との間で電力を変換させ、
   前記第１領域よりも高トルク側の領域である第２領域では、前記第１インバータ及び前記第２インバータをスイッチング制御して、直流と２Ｎ相の交流との間で電力を変換させる、回転電機制御システム。
2. 前記インバータ制御装置は、前記第１インバータを第１スイッチング周波数でスイッチング制御し、前記第２インバータを前記第１スイッチング周波数よりも低い第２スイッチング周波数でスイッチング制御する、請求項１に記載の回転電機制御システム。
3. 前記インバータ制御装置は、前記第１コイルセットと前記第２コイルセットとに、（π／２Ｎ）位相が異なる電流が流れるように、前記第１インバータ及び前記第２インバータを制御する、請求項１又は２に記載の回転電機制御システム。
4. 前記第１領域及び前記第２領域は、前記回転電機のトルクと回転速度とに基づいて設定されている、或いは、前記第１インバータ及び前記第２インバータの直流側の電圧と前記回転電機の逆起電圧とに基づいて設定されている、請求項１から３の何れか一項に記載の回転電機制御システム。
5. 前記インバータ制御装置は、前記回転電機の動作領域が前記第１領域から前記第２領域へ移行する場合に、前記回転電機の出力トルクを維持した状態で、前記第１コイルセットに流す電流を低下させ、当該低下する電流に相当する電流を前記第２コイルセットに流すように、前記第１インバータ及び前記第２インバータをスイッチング制御する、請求項１から４の何れか一項に記載の回転電機制御システム。
6. 前記インバータ制御装置は、前記第２領域では、前記第１コイルセット及び前記第２コイルセットに実効値が同じ電流が流れるように、前記第１インバータ及び前記第２インバータをスイッチング制御する、請求項１から５の何れか一項に記載の回転電機制御システム。
7. 前記インバータ制御装置は、前記回転電機の目標トルクに基づいて設定される前記第１コイルセットの電流指令である第１電流指令と前記第１コイルセットに流れる電流との偏差に基づいて前記第１インバータをスイッチング制御すると共に、前記回転電機の目標トルクに基づいて設定される前記第２コイルセットの電流指令である第２電流指令と前記第２コイルセットに流れる電流との偏差に基づいて前記第２インバータをスイッチング制御して、前記回転電機を電流フィードバック制御するものであり、
   前記第１コイルセットのみに電流が流れて前記第１コイルセットと前記第２コイルセットとの相互インダクタンスによる外乱の影響が少ない前記第１領域におけるフィードバックゲインが、前記第１領域に比べて当該相互インダクタンスによる外乱の影響が大きい前記第２領域におけるフィードバックゲインよりも高い値に設定されている、請求項１から６の何れか一項に記載の回転電機制御システム。
8. Ｎ相（Ｎは自然数）の第１コイルセット及びＮ相の第２コイルセットが同一のステータコアに配置された交流の回転電機を制御する回転電機制御システムであって、
   直流電源及び前記第１コイルセットに接続されて直流とＮ相の交流との間で電力を変換する第１インバータと、
   前記直流電源及び前記第２コイルセットに接続されて直流とＮ相の交流との間で電力を変換する第２インバータと、
   前記第１インバータ及び前記第２インバータのそれぞれを個別に制御するスイッチング制御信号を生成して、前記第１コイルセット及び前記第２コイルセットにそれぞれ異なる位相の電流が流れるように前記第１インバータ及び前記第２インバータを制御するインバータ制御装置と、を備え、
   前記インバータ制御装置は、
   前記第２インバータを停止させると共に前記第１インバータをスイッチング制御して、直流とＮ相の交流との間で電力を変換させる、又は、
   前記第１インバータ及び前記第２インバータの双方をスイッチング制御して、直流と２Ｎ相の交流との間で電力を変換させるものであり、
   前記第１インバータを構成するスイッチング素子は、オフ状態とオン状態との間での遷移時間が前記第２インバータを構成するスイッチング素子よりも短く、スイッチング損失が小さく、
   前記インバータ制御装置は、
   前記回転電機のトルクと回転速度によって規定される前記回転電機の動作領域の内、第１領域では、前記第２インバータを停止させると共に前記第１インバータをスイッチング制御して、直流とＮ相の交流との間で電力を変換させ、
   前記第１領域よりも高トルク側の領域である第２領域では、前記第１インバータ及び前記第２インバータをスイッチング制御して、直流と２Ｎ相の交流との間で電力を変換させ、
   前記インバータ制御装置は、前記回転電機の動作領域が前記第１領域から前記第２領域へ移行する場合に、前記回転電機の出力トルクを維持した状態で、前記第１コイルセットに流す電流を低下させ、当該低下する電流に相当する電流を前記第２コイルセットに流すように、前記第１インバータ及び前記第２インバータをスイッチング制御するものであり、
   前記インバータ制御装置は、前記回転電機のロータに配置された永久磁石が発生する磁界の方向であるｄ軸と、ｄ軸に直交するｑ軸とのｄｑ軸直交座標系において前記回転電機を電流フィードバックするものであり、
   前記ｄｑ軸直交座標系において、前記第１インバータのみをスイッチング制御してＮ相交流により前記回転電機を駆動する場合に最も高い効率でトルクを出力する動作点のベクトル軌跡を示す最大効率ラインをＮ相最大効率ラインとし、
   前記ｄｑ軸直交座標系において、同じトルクを出力する動作点のベクトル軌跡を等トルクラインとし、
   前記第１領域における前記第１インバータの動作点を第１動作点とし、
   前記第１領域から前記第２領域への移行時における前記第２領域での目標トルクに対する前記等トルクラインとＮ相最大トルクラインとの交点を第２動作点とし、
   前記回転電機の動作領域が前記第１領域から前記第２領域へ移行する場合に、
   前記第１インバータの動作点を前記第１動作点から前記第２動作点へ前記Ｎ相最大トルクラインに沿って移動させると共に、
   前記第２インバータの動作点を前記ｄｑ軸直交座標系の原点から前記第２動作点へ前記Ｎ相最大トルクラインに沿って移動させる、回転電機制御システム。
9. 前記ｄｑ軸直交座標系において、前記第１インバータ及び前記第２インバータをスイッチング制御して２Ｎ相交流により前記回転電機を駆動する場合に最も高い効率でトルクを出力する場合の１つのインバータの動作点のベクトル軌跡を示す最大効率ラインを２Ｎ相最大効率ラインとし、
   前記等トルクラインと前記２Ｎ相最大効率ラインとの交点を第３動作点として、
   前記回転電機の動作領域が前記第１領域から前記第２領域へ移行する場合に、
   前記第１インバータの動作点及び前記第２インバータの動作点が、共に前記第２動作点に到達した後、前記第１インバータの動作点及び前記第２インバータの動作点を前記等トルクラインに沿って、前記第３動作点まで移動させる、請求項８に記載の回転電機制御システム。

Images