JP7609705B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本開示は、電力変換装置に関する。

特許文献１には、三相誘導電動機などを駆動するオープン巻線システムが開示されている。このオープン巻線システムは、直流電源の直流電力を交流電力に変換する第１及び第２のインバータと、第１インバータと第２インバータの交流出力端子の間に接続されたオープン巻線とを備えている。当該オープン巻線システムの制御装置は、第１及び第２インバータの各スイッチング素子の損失が等しくなるように各スイッチング素子の制御を行うものである。

特開２０１７－０９３０７７号公報

特許文献１に記載のオープン巻線システムのように各相のコイル（巻線）をＨブリッジインバータで駆動する構成を有する電力変換装置（便宜上、「Ｈブリッジモータドライブシステム」とも称する）において、コストと効率のバランスに鑑み、損失特性の異なるスイッチング素子を混合して使用することが考えられる。このような構成を採用した場合、第１及び第２インバータの各スイッチング素子の損失が等しくなるように各スイッチング素子の制御を行うという手法では、各スイッチング素子を有効に使い切ることは困難である。

本開示は、上述のような課題に鑑みてなされたものであり、損失特性の異なるスイッチング素子を組み合わせたＨブリッジモータドライブシステムにおいて、低損失素子を有効活用できるようにすることを目的とする。

本開示の第１の態様に係る電力変換装置は、複数相のコイルを有するオープン巻線の回転電機に向けて直流電源から供給される電力を変換するものであって、第１インバータと、第２インバータと、制御装置と、を備える。第１インバータは、直流電源と並列接続され、回転電機の相毎に、第１高電位点とコイルの一端との間、及び、コイルの一端と第１低電位点との間をそれぞれ開閉可能な複数の第１スイッチング素子を含む。第２インバータは、直流電源と並列接続され、回転電機の相毎に、第２高電位点とコイルの他端との間、及び、コイルの他端と第２低電位点との間をそれぞれ開閉可能な複数の第２スイッチング素子を含む。制御装置は、第１及び第２インバータを制御する。複数の第１スイッチング素子と複数の第２スイッチング素子は、互いに異なる損失特性を有するように構成されている。複数の第１スイッチング素子及び複数の第２スイッチング素子のうちで損失が小さい方を低損失素子と称し、損失が大きい方を高損失素子と称したとき、制御装置は、低損失素子を用いる側のインバータに該当する第１及び第２インバータの一方のスイッチング回数が、高損失素子を用いる側のインバータに該当する第１及び第２インバータの他方のスイッチング回数よりも多くなるように第１及び第２インバータを制御する。
複数相のコイルのそれぞれを流れる電流は、第１インバータの側から第２インバータの側に流れる向きを正とする。制御装置は、複数相の相毎に、複数の第１スイッチング素子及び複数の第２スイッチング素子のそれぞれの制御信号を生成する制御信号生成部を含む。制御信号生成部は、回転電機の駆動指令に基づく各相の電圧指令の基本変調波が０以上の場合には、基本変調波と０から１の間で変動する第１キャリア信号とを比較して第１インバータの上アーム及び下アームをそれぞれ構成する第１スイッチング素子の制御信号を生成しつつ、第２インバータの上アーム及び下アームをそれぞれ構成する第２スイッチング素子の制御信号をそれぞれオフ及びオンとし、基本変調波が０未満の場合には、基本変調波に１を加えて得られる第１補正変調波と第１キャリア信号とを比較して第１インバータの上アーム及び下アームをそれぞれ構成する第１スイッチング素子の制御信号を生成しつつ、第２インバータの上アーム及び下アームをそれぞれ構成する第２スイッチング素子の制御信号をそれぞれオン及びオフとする。

本開示の第２の態様に係る電力変換装置は、複数相のコイルを有するオープン巻線の回転電機に向けて直流電源から供給される電力を変換するものであって、第１インバータと、第２インバータと、制御装置と、を備える。第１インバータは、直流電源と並列接続され、回転電機の相毎に、第１高電位点とコイルの一端との間、及び、コイルの一端と第１低電位点との間をそれぞれ開閉可能な複数の第１スイッチング素子を含む。第２インバータは、直流電源と並列接続され、回転電機の相毎に、第２高電位点とコイルの他端との間、及び、コイルの他端と第２低電位点との間をそれぞれ開閉可能な複数の第２スイッチング素子を含む。制御装置は、第１及び第２インバータを制御する。複数の第１スイッチング素子と複数の第２スイッチング素子は、互いに異なる損失特性を有するように構成されている。複数の第１スイッチング素子及び複数の第２スイッチング素子のうちで損失が小さい方を低損失素子と称し、損失が大きい方を高損失素子と称したとき、制御装置は、低損失素子を用いる側のインバータに該当する第１及び第２インバータの一方のスイッチング回数が、高損失素子を用いる側のインバータに該当する第１及び第２インバータの他方のスイッチング回数よりも多くなるように第１及び第２インバータを制御する。
複数相のコイルのそれぞれを流れる電流は、第１インバータの側から第２インバータの側に流れる向きを正とする。制御装置は、複数相の相毎に、複数の第１スイッチング素子及び複数の第２スイッチング素子のそれぞれの制御信号を生成する制御信号生成部を含む。制御信号生成部は、回転電機の駆動指令に基づく各相の電圧指令の基本変調波が０未満の場合には、基本変調波と－１から０の間で変動する第２キャリア信号とを比較して第２インバータの上アーム及び下アームをそれぞれ構成する第２スイッチング素子の制御信号を生成しつつ、第１インバータの上アーム及び下アームをそれぞれ構成する第１スイッチング素子の制御信号をそれぞれオフ及びオンとし、基本変調波が０以上の場合には、基本変調波に－１を加えて得られる第２補正変調波と第２キャリア信号とを比較して第２インバータの上アーム及び下アームをそれぞれ構成する第２スイッチング素子の制御信号を生成しつつ、第１インバータの上アーム及び下アームをそれぞれ構成する第１スイッチング素子の制御信号をそれぞれオン及びオフとする。

電力変換装置は、第１インバータと第２インバータとの間に配置され、電流の導通状態と遮断状態とを切り替えるスイッチをさらに備えてもよい。そして、第１インバータに含まれる複数の第１スイッチング素子は、低損失素子であってもよい。

複数の第１スイッチング素子と複数の第２スイッチング素子とは、素材の相違により、互いに異なる損失特性を有するように構成されていてもよい。

複数の第１スイッチング素子と複数の第２スイッチング素子とは、チップ面積の相違により、互いに異なる損失特性を有するように構成されていてもよい。

本開示に係る電力変換装置によれば、損失特性の異なるスイッチング素子をインバータ単位で組み合わせたＨブリッジモータドライブシステムにおいて、低損失素子を用いる側のインバータに該当する第１及び第２インバータの一方のスイッチング回数が、高損失素子を用いる側のインバータに該当する第１及び第２インバータの他方のスイッチング回数よりも多くなるように第１及び第２インバータが制御される。これにより、低損失素子を有効活用してインバータ損失を低減することができる。

実施の形態１に係る電力変換装置の構成を概略的に示す図である。 一般的なスイッチング制御（比較例）における制御信号の生成手法を表したタイムチャート（Ａ）と、実施の形態１に係る特徴的なスイッチング制御における制御信号の生成手法を表したタイムチャート（Ｂ）である。 比較例における変調波と接続点Ｕ１及びＵ２のオンオフ状態との関係をまとめて表した図である。 実施の形態１に係る制御信号生成部による制御信号の生成の手順を示すフローチャートである。 第２インバータ側の第２スイッチング素子ＳＷ２のスイッチング回数を増加させる際の制御信号の生成手法を表したタイムチャートである。 図２（Ａ）に示す比較例に対する実施の形態１の効果を説明するための図である。 実施の形態２に係る電力変換装置の構成を概略的に示す図である。 Ｙ結線駆動時の電力変換装置の制御状態を示す図である。 実施の形態２の第１変形例に係る電力変換装置の構成を概略的に示す図である。 実施の形態２の第２変形例に係る電力変換装置の構成を概略的に示す図である。 ５相の回転電機に適用された電力変換装置の構成を概略的に示す図である。

以下に説明される各実施の形態において、各図において共通する要素には、同一の符号を付して重複する説明を省略又は簡略する。また、以下に示す実施の形態において各要素の個数、数量、量、範囲等の数に言及した場合、特に明示した場合や原理的に明らかにその数に特定される場合を除いて、その言及した数に、本開示に係る技術思想が限定されるものではない。また、以下に示す実施の形態において説明する構造やステップ等は、特に明示した場合や明らかに原理的にそれに特定される場合を除いて、本開示に係る技術思想に必ずしも必須のものではない。

１．実施の形態１
１－１．電力変換装置の構成
図１は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の構成を概略的に示す図である。図１には、電力変換装置１００とともに、電動機１、直流電源２（例えば、バッテリ）、及び平滑コンデンサ３が表されている。電力変換装置１００は、直流電源２から電動機１に向けて供給される電力を変換するように構成されている。

電動機１は、例えば、電気自動車又はハイブリッド自動車等の電動車両に搭載され、電動車両の図示しない駆動輪を駆動するためのトルクを発生させる。電動機１は、本開示に係る「回転電機」の一例である。回転電機は、電動機に限らず、例えば、発電機であってもよいし、あるいは、電動機としての機能と発電機としての機能とを有するモータジェネレータであってもよい。

電動機１は、オープン巻線の３相の電動機であって、３つのコイル４（Ｕ相コイル４Ｕ、Ｖ相コイル４Ｖ、及びＷ相コイル４Ｗ）を有する。すなわち、電動機１は、各相のコイル４の両端が解放された構成を有する。

電力変換装置１００は、第１インバータ１０と、第２インバータ３０と、制御装置６０とを備えている。第１インバータ１０及び第２インバータ３０は、それぞれ、直流電源２と並列接続されている。より詳細には、第１インバータ１０は、第２インバータ３０と比べて直流電源２に近い側に配置されている。上述の平滑コンデンサ３は、直流電源２と第１インバータ１０との間に接続されている。

１－１－１．第１及び第２インバータ
第１インバータ１０は、各相のコイル４の通電を切り替える３相インバータである。第１インバータ１０は、電動機１の相毎に、第１インバータ１０の第１高電位点Ｈ１とコイル４の一端との間、及び、コイル４の一端と第１インバータ１０の第１低電位点Ｌ１との間をそれぞれ開閉（オンオフ）可能な複数の第１スイッチング素子１２、１４、１６、１８、２０、及び２２を備えている。本実施形態では、第１スイッチング素子１２、１４、１６、１８、２０、及び２２を総称するときは、「第１スイッチング素子ＳＷ１」という。

より詳細には、第１インバータ１０は、Ｕ相コイル４Ｕに対応して、第１高電位点Ｈ１と接続点Ｕ１との間に設けられた第１スイッチング素子１２と、接続点Ｕ１と第１低電位点Ｌ１との間に設けられた第１スイッチング素子１４と、を備えている。これらのＵ相の第１スイッチング素子１２及び１４の間の接続点Ｕ１には、Ｕ相コイル４Ｕの一端が接続されている。

また、第１インバータ１０は、Ｖ相コイル４Ｖに対応して、第１高電位点Ｈ１と接続点Ｖ１との間に設けられた第１スイッチング素子１６と、接続点Ｖ１と第１低電位点Ｌ１との間に設けられた第１スイッチング素子１８と、を備えている。これらのＶ相の第１スイッチング素子１６及び１８の間の接続点Ｖ１には、Ｖ相コイル４Ｖの一端が接続されている。

さらに、第１インバータ１０は、Ｗ相コイル４Ｗに対応して、第１高電位点Ｈ１と接続点Ｗ１との間に設けられた第１スイッチング素子２０と、接続点Ｗ１と第１低電位点Ｌ１との間に設けられた第１スイッチング素子２２と、を備えている。これらのＷ相の第１スイッチング素子２０及び２２の間の接続点Ｗ１には、Ｗ相コイル４Ｗの一端が接続されている。

第２インバータ３０も、第１インバータ１０と同様に、各相のコイル４の通電を切り替える３相インバータである。第２インバータ３０は、電動機１の相毎に、第２インバータ３０の第２高電位点Ｈ２とコイル４の他端との間、及び、コイル４の他端と第２インバータ３０の第２低電位点Ｌ２との間をそれぞれ開閉（オンオフ）可能な複数の第２スイッチング素子３２、３４、３６、３８、４０、及び４２を備えている。本実施形態では、第２スイッチング素子３２、３４、３６、３８、４０、及び４２を総称するときは、「第２スイッチング素子ＳＷ２」という。

より詳細には、第２インバータ３０は、Ｕ相コイル４Ｕに対応して、第２高電位点Ｈ２と接続点Ｕ２との間に設けられた第２スイッチング素子３２と、接続点Ｕ２と第２低電位点Ｌ２との間に設けられた第２スイッチング素子３４と、を備えている。これらのＵ相の第２スイッチング素子３２及び３４の間の接続点Ｕ２には、Ｕ相コイル４Ｕの他端が接続されている。

また、第２インバータ３０は、Ｖ相コイル４Ｖに対応して、第２高電位点Ｈ２と接続点Ｖ２との間に設けられた第２スイッチング素子３６と、接続点Ｖ２と第２低電位点Ｌ２との間に設けられた第２スイッチング素子３８と、を備えている。これらのＶ相の第２スイッチング素子３６及び３８の間の接続点Ｖ２には、Ｖ相コイル４Ｖの他端が接続されている。

さらに、第２インバータ３０は、Ｗ相コイル４Ｗに対応して、第２高電位点Ｈ２と接続点Ｗ２との間に設けられた第２スイッチング素子４０と、接続点Ｗ２と第２低電位点Ｌ２との間に設けられた第２スイッチング素子４２と、を備えている。これらのＷ相の第２スイッチング素子４０及び４２の間の接続点Ｗ２には、Ｖ相コイル４Ｗの他端が接続されている。

第１スイッチング素子ＳＷ１及び第２スイッチング素子ＳＷ２のオンオフは、制御装置６０によって制御される。第１スイッチング素子ＳＷ１及び第２スイッチング素子ＳＷ２では、オンとされたときに高電位側から低電位側への通電が許容され、オフとされたときに通電が遮断される。

第１インバータ１０の第１高電位点Ｈ１は、直流電源２の正極に接続されている。第１高電位点Ｈ１と、第２インバータ３０の第２高電位点Ｈ２との間は、高電位側接続線５０によって接続されている。また、第１インバータ１０の第１低電位点Ｌ１は、直流電源２の負極に接続されている。第１低電位点Ｌ１と、第２インバータ３０の第２低電位点Ｌ２との間は、低電位側接続線５２によって接続されている。

以上のように、第１インバータ１０と第２インバータ３０とは、第１及び第２インバータ１０、３０の各相が電動機１の各相を介してＨブリッジ構成で接続されている（すなわち、Ｈブリッジインバータとして構成されている）。以下の説明では、３相の各相のコイル４のそれぞれを流れる電流は、第１インバータ１０の側から第２インバータ３０の側に流れる向きを正とする。この構成では、第１インバータ１０と第２インバータ３０のスイッチング状態によって、コイル４の両端にかかる電圧を正の電源電圧Ｖｄｃ、あるいは負の電源電圧Ｖｄｃ、あるいは０とすることができる。

１－１－２．第１及び第２スイッチング素子の損失特性
本実施形態では、第１インバータ１０側の第１スイッチング素子ＳＷ１と第２インバータ３０側の第２スイッチング素子ＳＷ２とは、素材の相違により、互いに異なる損失特性を有するように構成されている。

具体的には、第１スイッチング素子ＳＷ１は、一例として、ダイオード（還流ダイオード）２４を伴う絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）である。ＩＧＢＴの素材は、例えばＳｉ（シリコン）である。ダイオード２４は低電位側から高電位側への通電を許容する。一方、第２スイッチング素子ＳＷ２は、一例として、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）を素材とする金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）である。ＭＯＳＦＥＴは、ダイオード（寄生ダイオード）４４を含む。本実施形態では、このようにインバータ単位でＳｉ製のＩＧＢＴとＳｉＣ製のＭＯＳＦＥＴとを混合させることによって、第１スイッチング素子ＳＷ１と第２スイッチング素子ＳＷ２とが、互いに異なる損失特性を有するように構成されている。

１－１－３．制御装置
制御装置６０は、上述のように構成された第１及び第２インバータ１０、３０を制御する。制御装置６０は、第１インバータ１０及び第２インバータ３０とともに、電流検出器６２、電圧検出器６４、及び回転角センサ（図示省略）に接続されている。制御装置６０は、ＣＰＵ(Central Processing Unit)、メモリ、及び不揮発性の記憶部を含んでおり、各種の演算処理を行う。制御装置６０における演算処理は、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理で実現されてもよいし、専用の電子回路によるハードウェア処理で実現されてもよい。

電流検出器６２は、例えば、ホール素子等の電流検出素子を電動機１の相毎に備えており、各コイル４を流れる電流を検出する。電圧検出器６４は、電源電圧（平滑コンデンサ３の両端の直流電圧）Ｖｄｃを検出する。また、上記回転角センサは、電動機１の出力軸の回転電気角θを検出する。

制御装置６０は、制御信号生成部６０ａを含む。制御信号生成部６０ａは、第１及び第２インバータ１０、３０を制御するために、第１スイッチング素子ＳＷ１及び第２スイッチング素子ＳＷ２のオンオフを制御する制御信号（ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号）を生成する。ＰＷＭ信号は、電動機１の回転電気角θ、各相の電流値、及びトルク指令値に基づいて生成される各相の電圧指令値に基づいて、電動機１の相毎に生成される。そして、制御装置６０は、生成したＰＷＭ信号に応じて、第１スイッチング素子ＳＷ１及び第２スイッチング素子ＳＷ２のオンオフを制御するゲート信号を生成して出力する。第１スイッチング素子ＳＷ１及び第２スイッチング素子ＳＷ２がＰＷＭ信号に応じてオンオフされることで、直流電源２からの直流電力が交流電力に変換され、電動機１に供給される。より詳細には、各相のコイル４に電圧が印加される。これにより、電動機１が駆動される。

以上説明したように、本実施形態の電力変換装置１００は、電動機１の各相のコイル４をＨブリッジインバータで駆動する構成を有する（Ｈブリッジモータドライブシステム）。このような構成では、第１及び第２インバータ１０、３０の各相のスイッチングを適切に制御することで、電動機１の各相に印加される電圧を適切に制御し、電動機１を駆動することができる。

１－２．スイッチング制御の特徴部
ここで、第１スイッチング素子ＳＷ１及び第２スイッチング素子ＳＷ２のうちで損失が小さい方を「低損失素子」と称し、損失が大きい方を「高損失素子」と称する。ここでいう損失は、典型的には、スイッチング損失及び導通損失である。

本実施形態における第１スイッチング素子ＳＷ１及び第２スイッチング素子ＳＷ２のスイッチング制御は、次のような特徴を有する。すなわち、制御装置６０は、低損失素子を用いる側のインバータに該当する第１及び第２インバータ１０、３０の一方のスイッチング回数が、高損失素子を用いる側のインバータに該当する第１及び第２インバータ１０、３０の他方のスイッチング回数よりも多くなるように第１及び第２インバータ１０、３０を制御する。

なお、本実施形態では、図４を参照して後述されるように、第１スイッチング素子ＳＷ１及び第２スイッチング素子ＳＷ２のどちらが低損失素子に該当するかは、一律ではなく、電動機１の動作点に応じて変化する各スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２の電流量に応じて異なる例を想定している。

図２（Ａ）は、一般的なスイッチング制御（比較例）における制御信号（ＰＭＷ信号）の生成手法を表したタイムチャートであり、図２（Ｂ）は、実施の形態１に係る特徴的なスイッチング制御における制御信号（ＰＷＭ信号）の生成手法を表したタイムチャートである。なお、図２では、Ｕ相を例に挙げてＰＷＭ信号の生成手法を説明するが、他のＶ相及びＷ相についても同様である。また、比較例は、電力変換装置の回路構成においては実施の形態１の電力変換装置１００と同じであり、ＰＷＭ信号の生成手法において実施の形態１と相違しているものとする。

まず、図２（Ａ）を参照して比較例について説明する。図２（Ａ）に示すＵ相変調波Ｖｕ（一例として正弦波）は、電動機１の駆動指令（例えば、トルク指令）に基づくＵ相電圧指令値を電源電圧Ｖｄｃの１／２で正規化して得られるものである。第１キャリア信号Ｃ１及び第２キャリア信号Ｃ２（搬送波）は、一例として三角波である。第１キャリア信号Ｃ１は０から１の範囲で変動し、第２キャリア信号Ｃ２は－１から０の範囲で変動するように生成されている。

比較例における制御信号生成部は、Ｕ相変調波Ｖｕと第１キャリア信号Ｃ１とを比較して、第１インバータ１０側の第１スイッチング素子１２及び１４のＰＷＭ信号を生成する。具体的には、Ｕ相変調波Ｖｕが第１キャリア信号Ｃ１より大きいときには、制御信号生成部は、第１インバータ１０の接続点Ｕ１（図１参照）をオンとする（すなわち、上アームを構成する第１スイッチング素子１２をオンとし、下アームを構成する第１スイッチング素子１４をオフとする）。一方、Ｕ相変調波Ｖｕが第１キャリア信号Ｃ１より小さいときには、制御信号生成部は、接続点Ｕ１をオフとする（すなわち、上アームを構成する第１スイッチング素子１２をオフとし、下アームを構成する第１スイッチング素子１４をオンとする）。

また、比較例における制御信号生成部は、Ｕ相変調波Ｖｕと第２キャリア信号Ｃ２とを比較して、第２インバータ３０側の第２スイッチング素子３２及び３４のＰＷＭ信号を生成する。具体的には、Ｕ相変調波Ｖｕが第２キャリア信号Ｃ２より大きいときには、制御信号生成部は、第２インバータ３０の接続点Ｕ２（図１参照）をオフとする（すなわち、上アームを構成する第２スイッチング素子３２をオフとし、下アームを構成する第２スイッチング素子３４をオンとする）。一方、Ｕ相変調波Ｖｕが第２キャリア信号Ｃ２より小さいときには、制御信号生成部は、接続点Ｕ２をオンとする（すなわち、上アームを構成する第２スイッチング素子３２をオンとし、下アームを構成する第２スイッチング素子３４をオフとする）。

図３は、比較例における変調波と接続点Ｕ１及びＵ２のオンオフ状態との関係をまとめて表した図である。図２（Ａ）を参照して上述したように、比較例によれば、Ｕ相変調波Ｖｕが第１キャリア信号Ｃ１より大きい場合には、接続点Ｕ１はオンとされ、接続点Ｕ２はオフとされる。Ｕ相変調波Ｖｕが第１キャリア信号Ｃ１と第２キャリア信号Ｃ２との間にある場合には、接続点Ｕ１及びＵ２は共にオフとされる。また、Ｕ相変調波Ｖｕが第２キャリア信号Ｃ２より小さい場合には、接続点Ｕ１はオフとされ、接続点Ｕ２はオンとされる。

以上説明した図２（Ａ）に示す比較例によれば、第１インバータ１０及び第２インバータ３０のスイッチング回数が同等となるように第１及び第２インバータ１０、３０が制御される。

次に、図２（Ｂ）を参照して本実施形態の制御信号生成部６０ａの動作について説明する。ここでは、第１インバータ１０のスイッチング回数を第２インバータ３０のそれよりも増加させる手法について説明する。第１インバータ１０のスイッチング回数を増加させるために、制御信号生成部６０ａは、図２（Ｂ）に示すように０から１の振幅範囲内に収まるように変調波（Ｕ相変調波Ｖｕ及び第１補正変調波Ｖｕ＿ｎｅｗ１）を設定する。具体的には、Ｕ相変調波Ｖｕ（電圧指令の基本変調波）が０以上の場合（実線）には、制御信号生成部６０ａは、Ｕ相変調波Ｖｕ（基本変調波）をそのまま使用する。一方、Ｕ相変調波Ｖｕ（基本変調波）が０未満の場合（破線）には、基本変調波に１を加えて得られる第１補正変調波Ｖｕ＿ｎｅｗ１を設定する。

そのうえで、Ｕ相変調波Ｖｕ（基本変調波）が０以上の場合（実線）には、制御信号生成部６０ａは、第１インバータ１０側の上アーム及び下アームをそれぞれ構成する第１スイッチング素子１２及び１４のＰＷＭ信号については、比較例と同様にＵ相変調波Ｖｕと第１キャリア信号Ｃ１との比較により生成する。また、基本変調波が０以上の場合には、制御信号生成部６０ａは、第２インバータ３０の接続点Ｕ２をオフとする（すなわち、上アームを構成する第２スイッチング素子３２をオフとし、下アームを構成する第２スイッチング素子３４をオンとする）。

一方、Ｕ相変調波Ｖｕ（基本変調波）が０未満の場合（破線）には、制御信号生成部６０ａは、第１補正変調波Ｖｕ＿ｎｅｗ１と第１キャリア信号Ｃ１とを比較して第１インバータ１０側の上アーム及び下アームをそれぞれ構成する第１スイッチング素子１２及び１４のＰＷＭ信号を生成する。具体的には、制御信号生成部６０ａは、第１補正変調波Ｖｕ＿ｎｅｗ１が第１キャリア信号Ｃ１より大きいときには接続点Ｕ１をオンとし、第１補正変調波Ｖｕ＿ｎｅｗ１が第１キャリア信号Ｃ１より小さいときには接続点Ｕ１をオフとする。また、基本変調波が０未満の場合には、制御信号生成部６０ａは、第２インバータ３０の接続点Ｕ２をオンとする。

図２（Ｂ）を参照して説明したＰＷＭ信号の生成手法によれば、電動機１の印加電圧を比較例と同等としつつ、第１インバータ１０のスイッチング回数を第２インバータ３０のそれよりも増加させることができる。より詳細には、本手法によれば、Ｕ相変調波Ｖｕ（基本変調波）が０未満の場合（破線）には、第２インバータ３０の接続点Ｕ２を継続的にオンとしつつ第１補正変調波Ｖｕ＿ｎｅｗ１と第１キャリア信号Ｃ１との比較により第１インバータ１０側のＰＷＭ信号を生成することで、図２（Ａ）に示す比較例と同等の電圧を電動機１に印加できるようになる。このように、本手法によれば、第１インバータ１０の側にスイッチングの発生を偏らせたＰＷＭ信号を簡易に生成できる。

次に、図４は、実施の形態１に係る制御信号生成部６０ａによる制御信号（ＰＷＭ信号）の生成の手順を示すフローチャートである。

図４では、制御信号生成部６０ａ（制御装置６０）は、まずステップＳ１００において、現在の電動機１の動作点を抽出（取得）する。この動作点は、例えば、電動機１のトルクと回転数とによって特定される。その後、処理はステップＳ１０２に進む。

ステップＳ１０２では、制御信号生成部６０ａは、第１インバータ１０と第２インバータ３０のどちらのスイッチング回数を増加させるかを決定する。具体的には、どちらのインバータのスイッチング回数を増加させるか（換言すると、どちらのインバータの損失を増加させるか）は、一例として、現在の電動機１の動作点に応じて変化する各スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２の電流量に応じて決定される。より詳細には、第１スイッチング素子ＳＷ１が低損失素子に該当する電流量範囲では、以下のステップＳ１０４～Ｓ１１４の処理により、第１スイッチング素子ＳＷ１のスイッチング回数は増やされ、第２スイッチング素子ＳＷ２のスイッチング回数は減らされる。一方、第２スイッチング素子ＳＷ２が低損失素子に該当する電流量範囲では、以下のステップＳ１１６～Ｓ１２６の処理により、第２スイッチング素子ＳＷ２のスイッチング回数は増やされ、第１スイッチング素子ＳＷ１のスイッチング回数は減らされる。

第１スイッチング素子ＳＷ１のスイッチング回数を増加させると決定した場合（ステップＳ１０２；Ｙｅｓ）には、制御信号生成部６０ａは、ステップＳ１０４において、電流指令の変調波Ｖｘが０以上であるか否かを判定する。「変調波Ｖｘ」は、ｘ相の変調波を示しており、３相の例では、ｘはＵ、Ｖ、及びＷの３つの変数をとる。ステップＳ１０４に続くステップＳ１０６及びＳ１０８の処理、並びにステップＳ１１０～Ｓ１１４の処理は、上述の図２（Ｂ）に示す例と対応している。

ステップＳ１０４において変調波Ｖｘ（本開示に係る「基本変調波」に相当）が０以上の場合（図２（Ｂ）中の実線）には、制御信号生成部６０ａは、ステップＳ１０６において、変調波Ｖｘを第１キャリア信号Ｃ１と比較して第１インバータ１０の制御信号（すなわち、上述のＰＷＭ信号）を生成する。続くステップＳ１０８では、制御信号生成部６０ａは、第２インバータ３０のｘ相の接続点Ｘ２（Ｕ２、Ｖ２、及びＷ２）をオフに設定する。

一方、ステップＳ１０４において変調波Ｖｘ（基本変調波）が０未満の場合（図２（Ｂ）中の破線）には、制御信号生成部６０ａは、ステップＳ１１０において、第１補正変調波Ｖｘ＿ｎｅｗ１を設定する。第１補正変調波Ｖｘ＿ｎｅｗ１は、変調波Ｖｘ（基本変調波）に１を加えることにより得られる。

ステップＳ１１０に続くステップＳ１１２では、制御信号生成部６０ａは、第１補正変調波Ｖｘ＿ｎｅｗ１を第１キャリア信号Ｃ１と比較して第１インバータ１０の制御信号（ＰＷＭ信号）を生成する。続くステップＳ１１４では、制御信号生成部６０ａは、第２インバータ３０のｘ相の接続点Ｘ２をオンに設定する。

また、第２スイッチング素子ＳＷ２のスイッチング回数を増加させると決定した場合（ステップＳ１０２；Ｎｏ）には、制御信号生成部６０ａは、ステップＳ１１６において、変調波Ｖｘが０未満であるか否かを判定する。ステップＳ１１６に続くステップＳ１１８及びＳ１２０の処理、並びにステップＳ１２２～Ｓ１２６の処理について、図５を参照しながら説明する。

図５は、第２インバータ３０側の第２スイッチング素子ＳＷ２のスイッチング回数を増加させる際の制御信号（ＰＷＭ信号）の生成手法を表したタイムチャートである。図５に示す手法では、第２インバータ３０のスイッチング回数を増加させるために、変調波（変調波Ｖｘ及び第２補正変調波Ｖｘ＿ｎｅｗ２）は、図５に示すように、－１から０の振幅範囲内に収まるように設定される。

ステップＳ１１６において変調波Ｖｘ（基本変調波）が０未満の場合（図５中の実線）には、制御信号生成部６０ａは、ステップＳ１１８において、変調波Ｖｘ（基本変調波）を第２キャリア信号Ｃ２と比較して第２インバータ３０の制御信号（ＰＷＭ信号）を生成する。より詳細には、図５に示すように、変調波Ｖｘが第２キャリア信号Ｃ２より大きいときには、制御信号生成部６０ａは、第２インバータ３０の接続点Ｘ２をオフとする（すなわち、上アームを構成する第２スイッチング素子ＳＷ２をオフとし、下アームを構成する第２スイッチング素子ＳＷ２をオンとする）。一方、変調波Ｖｘが第２キャリア信号Ｃ２より小さいときには、制御信号生成部６０ａは、接続点Ｘ２をオンとする（すなわち、上アームを構成する第２スイッチング素子ＳＷ２をオンとし、下アームを構成する第２スイッチング素子ＳＷ２をオフとする）。

続くステップＳ１２０では、制御信号生成部６０ａは、第１インバータ１０のｘ相の接続点Ｘ１（Ｕ１、Ｖ１、及びＷ１）をオフに設定する。

一方、ステップＳ１１６において変調波Ｖｘ（基本変調波）が０以上の場合（図５中の破線）には、制御信号生成部６０ａは、ステップＳ１２２において、第２補正変調波Ｖｘ＿ｎｅｗ２を設定する。第２補正変調波Ｖｘ＿ｎｅｗ２は、変調波Ｖｘ（基本変調波）に－１を加えることにより得られる。

ステップＳ１２２に続くステップＳ１２４では、制御信号生成部６０ａは、第２補正変調波Ｖｘ＿ｎｅｗ２を第２キャリア信号Ｃ２と比較して第２インバータ３０の制御信号（ＰＷＭ信号）を生成する。より詳細には、図５に示すように、第２補正変調波Ｖｘ＿ｎｅｗ２が第２キャリア信号Ｃ２より大きいときには、制御信号生成部６０ａは、接続点Ｘ２をオフとする。一方、第２補正変調波Ｖｘ＿ｎｅｗ２が第２キャリア信号Ｃ２より小さいときには、制御信号生成部６０ａは、接続点Ｘ２をオンとする。

続くステップＳ１２６では、制御信号生成部６０ａは、第１インバータ１０のｘ相の接続点Ｘ１をオンに設定する。

付け加えると、図５を参照して説明したＰＷＭ信号の生成手法（ステップＳ１１６～Ｓ１２６）によれば、電動機１の印加電圧を比較例（図２（Ａ）参照）と同等としつつ、第２インバータ３０のスイッチング回数を第１インバータ１０）のそれよりも増加させることができる。より詳細には、本手法によれば、変調波Ｖｘ（基本変調波）が０以上の場合（破線）には、第１インバータ１０の接続点Ｘ１を継続的にオンとしつつ第２補正変調波Ｖｕ＿ｎｅｗ２と第２キャリア信号Ｃ２との比較により第２インバータ３０側のＰＷＭ信号を生成することで、上記比較例と同等の電圧を電動機１に印加できるようになる。このように、本手法によれば、第２インバータ３０の側にスイッチングの発生を偏らせたＰＷＭ信号を簡易に生成できる。

１－３．効果
以上説明したように、実施の形態１に係る電力変換装置１００によれば、Ｈブリッジモータドライブシステムにおいて、素材の相違を利用して損失特性が異なるスイッチング素子がインバータ単位で混合して使用されている。そして、低損失素子を用いる側のインバータに該当する第１及び第２インバータ１０、３０の一方のスイッチング回数が、高損失素子を用いる側のインバータに該当する第１及び第２インバータ１０、３０の他方のスイッチング回数よりも多くなるように第１及び第２インバータ１０、３０が制御される。これにより、低損失素子を有効活用してインバータ損失（スイッチング損失及び導通損失）を低減することができる。

図６を参照して、インバータ損失の低減効果についてより詳しく説明する。図６は、図２（Ａ）に示す比較例に対する実施の形態１の効果を説明するための図である。図６に示す効果の一例は、第１スイッチング素子ＳＷ１が高損失素子に該当し、第２スイッチング素子ＳＷ２が低損失素子に該当する例におけるシミュレーション結果を示している。本実施形態のスイッチング制御は、一方のインバータ（この例では、第２インバータ３０）に（すなわち、低損失素子側に）スイッチングの発生を集中させる（偏らせる）制御である。このため、図６に示すように、高損失素子（第１スイッチング素子ＳＷ１）のスイッチング回数の減少により、第１インバータ１０側のスイッチング損失が比較例と比べて大きく低減している。付け加えると、スイッチングの集中により第２インバータ３０側のスイッチング損失は比較例と比べて増加するが、低損失素子側であるため、その増加量は低く抑えられている。そして、第２インバータ３０の導通損失についても、比較例に対する低減が見られる。これらにより、インバータ全体での損失では、比較例と比べて１４％低減するという結果が得られた。また、本実施形態のスイッチング制御を行っても電動機１の印加電圧は比較例と同等であるため、電動機１の損失（モータ損失）は同等となる。したがって、本実施形態に係る電力変換装置１００によれば、電動機１の損失を含めたＨブリッジモータドライブシステムにおけるトータル損失を低減できる。

以上のように、本実施形態によれば、損失特性の異なるスイッチング素子を組み合わせたＨブリッジモータドライブシステムにおいて、低損失素子を有効活用できるようになる。より詳細には、コスト低減のために低損失素子の使用を減らしつつ低損失素子を有効活用してＨブリッジモータドライブシステムの損失を低減できる。このことは、Ｈブリッジモータドライブシステムを搭載する電動車両の電費向上につながる。

１－４．異なる損失特性の他の構成例
上述した実施の形態１においては、第１スイッチング素子ＳＷ１と第２スイッチング素子ＳＷ２は、素材の相違により、互いに異なる損失特性を有するように構成されている。しかしながら、このような素材の相違を利用した例に代え、本開示に係る「複数の第１スイッチング素子」と「複数の第２スイッチング素子」は、チップ面積の相違により、互いに異なる損失特性を有するように構成されていてもよい。

２．実施の形態２
図７は、実施の形態２に係る電力変換装置２００の構成を概略的に示す図である。電力変換装置２００は、以下に説明される点において、実施の形態１に係る電力変換装置１００と相違している。

具体的には、電力変換装置２００は、第１及び第２インバータ１０、３０に代え、第１及び第２インバータ２１０、２３０を備えている。本実施形態では、第１インバータ２１０側の第１スイッチング素子ＳＷ１（２１２、２１４、２１６、２１８、２２０、及び２２２）は、図１に示す例とは逆に、ＳｉＣ製のＭＯＳＦＥＴである。また、第２インバータ２３０側の第２スイッチング素子ＳＷ２（２３２、２３４、２３６、２３８、２４０、及び２４２）は、図１に示す例とは逆に、Ｓｉ製のＩＧＢＴである。

また、電力変換装置２００は、電力変換装置１００とは異なり、スイッチ２０２を備えている。スイッチ２０２は、高電位側接続線５０に配置されている。スイッチ２０２のオンオフは制御装置６０によって行われる。スイッチ２０２は、例えば、半導体スイッチ（一例として、ＩＧＢＴ）である。あるいは、スイッチ２０２は、例えば、リレー等の機械式スイッチであってもよい。このように、電力変換装置２００は、第１インバータ２１０と第２インバータ２３０との間に配置され、電流の導通状態と遮断状態とを切り替えるスイッチ２０２を備えている。

上述した構成を有する電力変換装置２００によれば、スイッチ２０２を継続してオンとすることにより、実施の形態１の電力変換装置１００と同様に、Ｈブリッジ構成でのオープン結線駆動を行うことができる。そして、電力変換装置２００を対象として図４に示すフローチャートの処理を同様に実行することにより、低損失素子を有効活用してインバータ損失（スイッチング損失及び導通損失）を低減できる。

また、電力変換装置２００によれば、所望のＹ結線駆動領域において、Ｙ結線駆動を行うこともできる。図８は、Ｙ結線駆動時の電力変換装置２００の動作状態を示す図である。Ｙ結線駆動を行う場合には、制御装置６０は、スイッチ２０２を継続してオフとする。また、制御装置６０は、第２インバータ２３０の上アームを構成する第２スイッチング素子２３２、２３６、及び２４０のそれぞれを継続してオンとし、かつ、第２インバータ２３０の下アームを構成する第２スイッチング素子２３４、２３８、及び２４２のそれぞれを継続してオフとする。これにより、第２インバータ２３０を電動機１の各コイル４の中性点として動作させることができる。

そのうえで、電力変換装置２００では、低損失素子としてのＳｉＣ製のＭＯＳＦＥＴが第１インバータ２１０側に配置されている。このため、ＳｉＣ製のＭＯＳＦＥＴが低損失素子として機能する駆動領域においてＹ結線駆動を行うようにすることで、Ｙ結線駆動時に低損失素子のみでスイッチングを行えるようになる。これにより、更なるインバータ損失の低減を図ることが可能となる。

図９は、実施の形態２の第１変形例に係る電力変換装置３００の構成を概略的に示す図である。電力変換装置３００は、スイッチ３０２を追加的に備える点において、実施の形態２に係る電力変換装置２００と相違している。

具体的には、スイッチ３０２は、低電位側接続線５２に配置されている。スイッチ３０２は、スイッチ２０２と同様に、例えば半導体スイッチ（一例としてＩＧＢＴ）である。スイッチ３０２のオンオフは制御装置６０によって行われる。なお、スイッチ３０２も、本開示に係る「スイッチ」の一例に相当する。

高電位側及び低電位側の双方にスイッチ２０２及び３０２をそれぞれ備える電力変換装置３００においても、例えば、次のような手法でＹ結線駆動を行うことができる。すなわち、制御装置６０は、スイッチ２０２及び３０２のそれぞれを継続してオフとする。また、制御装置６０は、第２インバータ２３０の上アームを構成する第２スイッチング素子２３２、２３６、及び２４０のそれぞれを継続してオフとし、かつ、第２インバータ２３０の下アームを構成する第２スイッチング素子２３４、２３８、及び２４２のそれぞれを継続してオンとする。これにより、第２インバータ２３０を電動機１の各コイル４の中性点として動作させることができる。あるいは、制御装置６０は、上アームを構成する第２スイッチング素子２３２、２３６、及び２４０のそれぞれを継続してオンとし、かつ、下アームを構成する第２スイッチング素子２３４、２３８、及び２４２のそれぞれを継続してオフとすることにより、各コイル４の中性点として動作させてもよい。

図１０は、実施の形態２の第２変形例に係る電力変換装置４００の構成を概略的に示す図である。電力変換装置４００は、スイッチ２０２に代えてスイッチ４０２及び４０４を備える点において、実施の形態２に係る電力変換装置２００と相違している。

具体的には、スイッチ４０２及び４０４は、それぞれ、高電位側接続線５０及び低電位側接続線５２に配置されている。これらのスイッチ４０２及び４０４は、例えば半導体スイッチであり、双方向の電流の導通／遮断を制御可能に構成されている。スイッチ４０２及び４０４のオンオフは、制御装置６０によって行われる。Ｙ結線駆動を可能とするための本開示に係る「スイッチ」の他の例として、このような双方向スイッチ４０２及び４０４が用いられてもよい。

３．他の実施の形態
上述した実施の形態１及び２においては、３相の電動機１に適用された電力変換装置１００等を例に挙げて説明を行った。しかしながら、本開示に係る「回転電機」は、例えば、５相の回転電機であってもよい。

図１１は、５相の回転電機に適用された電力変換装置５００の構成を概略的に示す図である。電力変換装置５００は、以下に説明する点において、実施の形態１に係る電力変換装置１００と相違している。

具体的には、図１１には、５相の回転電機の一例として、オープン巻線の５相の電動機５が表されている。この電動機５は５相のコイル６を有する。電力変換装置５００は、第１及び第２インバータ１０、３０に代え、第１及び第２インバータ５１０、５２０を備えている。

第１インバータ５１０及び第２インバータ５２０は、それぞれ、各相のコイル６の通電を切り替える５相インバータである。第１インバータ５１０は、電動機５の相毎に、第１高電位点Ｈ１とコイル６の一端との間、及び、コイル６の一端と第１低電位点Ｌ１との間をそれぞれ開閉（オンオフ）可能な複数の第１スイッチング素子ＳＷ１を備えている。これらの第１スイッチング素子ＳＷ１は、例えば、Ｓｉ製のＩＧＢＴである。第２インバータ５２０は、電動機５の相毎に、第２高電位点Ｈ２とコイル６の他端との間、及び、コイル６の他端と第２低電位点Ｌ２との間をそれぞれ開閉（オンオフ）可能な複数の第２スイッチング素子ＳＷ２を備えている。これらの第２スイッチング素子ＳＷ２は、例えば、ＳｉＣ製のＭＯＳＦＥＴである。

また、本開示に係る「電力変換装置」は、上述した３相及び５相の例に限られず、６相又は９相等のｎ相のコイルを有する回転電機に同様に適用されてもよい。付け加えると、実施の形態２で説明された電力変換装置２００、３００、及び４００のそれぞれについても、５相等のｎ相のコイルを有する回転電機に同様に適用されるように変形されてもよい。

１、５ 電動機（回転電機）
２ 直流電源
３ 平滑コンデンサ
４、６ 電動機のコイル
１０、２１０、５１０ 第１インバータ
１２、１４、１６、１８、２０、２２、２１２、２１４、２１６、２１８、２２０、２２２、ＳＷ１ 第１スイッチング素子
２４、４４ ダイオード
３０、２３０、５２０ 第２インバータ
３２、３４、３６、３８、４０、４２、２３２、２３４、２３６、２３８、２４０、２４２、ＳＷ２ 第２スイッチング素
５０ 高電位側接続線
５２ 低電位側接続線
６０ 制御装置
６０ａ 制御装置の制御信号生成部
６２ 電流検出器
６４ 電圧検出器
１００、２００、３００、４００、５００ 電力変換装置
２０２、３０２、４０２、４０４ スイッチ
Ｈ１ 第１高電位点
Ｈ２ 第２高電位点
Ｌ１ 第１低電位点
Ｌ２ 第２低電位点
Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１ 第１インバータへの各相コイルの一端の接続点
Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２ 第２インバータへの各相コイルの他端の接続点

Claims (5)

1. 複数相のコイルを有するオープン巻線の回転電機に向けて直流電源から供給される電力を変換する電力変換装置であって、
   前記直流電源と並列接続され、前記回転電機の相毎に、第１高電位点と前記コイルの一端との間、及び、前記コイルの一端と第１低電位点との間をそれぞれ開閉可能な複数の第１スイッチング素子を含む第１インバータと、
   前記直流電源と並列接続され、前記回転電機の相毎に、第２高電位点と前記コイルの他端との間、及び、前記コイルの他端と第２低電位点との間をそれぞれ開閉可能な複数の第２スイッチング素子を含む第２インバータと、
   前記第１及び第２インバータを制御する制御装置と、
   を備え、
   前記複数の第１スイッチング素子と前記複数の第２スイッチング素子は、互いに異なる損失特性を有するように構成され、
   前記複数の第１スイッチング素子及び前記複数の第２スイッチング素子のうちで損失が小さい方を低損失素子と称し、損失が大きい方を高損失素子と称したとき、前記制御装置は、前記低損失素子を用いる側のインバータに該当する前記第１及び第２インバータの一方のスイッチング回数が、前記高損失素子を用いる側のインバータに該当する前記第１及び第２インバータの他方のスイッチング回数よりも多くなるように前記第１及び第２インバータを制御し、
   前記複数相のコイルのそれぞれを流れる電流は、前記第１インバータの側から前記第２インバータの側に流れる向きを正とし、
   前記制御装置は、前記複数相の相毎に、前記複数の第１スイッチング素子及び前記複数の第２スイッチング素子のそれぞれの制御信号を生成する制御信号生成部を含み、
   前記制御信号生成部は、
   前記回転電機の駆動指令に基づく各相の電圧指令の基本変調波が０以上の場合には、前記基本変調波と０から１の間で変動する第１キャリア信号とを比較して前記第１インバータの上アーム及び下アームをそれぞれ構成する第１スイッチング素子の制御信号を生成しつつ、前記第２インバータの上アーム及び下アームをそれぞれ構成する第２スイッチング素子の制御信号をそれぞれオフ及びオンとし、
   前記基本変調波が０未満の場合には、前記基本変調波に１を加えて得られる第１補正変調波と前記第１キャリア信号とを比較して前記第１インバータの上アーム及び下アームをそれぞれ構成する第１スイッチング素子の制御信号を生成しつつ、前記第２インバータの上アーム及び下アームをそれぞれ構成する第２スイッチング素子の制御信号をそれぞれオン及びオフとする
   ことを特徴とする電力変換装置。
2. 複数相のコイルを有するオープン巻線の回転電機に向けて直流電源から供給される電力を変換する電力変換装置であって、
   前記直流電源と並列接続され、前記回転電機の相毎に、第１高電位点と前記コイルの一端との間、及び、前記コイルの一端と第１低電位点との間をそれぞれ開閉可能な複数の第１スイッチング素子を含む第１インバータと、
   前記直流電源と並列接続され、前記回転電機の相毎に、第２高電位点と前記コイルの他端との間、及び、前記コイルの他端と第２低電位点との間をそれぞれ開閉可能な複数の第２スイッチング素子を含む第２インバータと、
   前記第１及び第２インバータを制御する制御装置と、
   を備え、
   前記複数の第１スイッチング素子と前記複数の第２スイッチング素子は、互いに異なる損失特性を有するように構成され、
   前記複数の第１スイッチング素子及び前記複数の第２スイッチング素子のうちで損失が小さい方を低損失素子と称し、損失が大きい方を高損失素子と称したとき、前記制御装置は、前記低損失素子を用いる側のインバータに該当する前記第１及び第２インバータの一方のスイッチング回数が、前記高損失素子を用いる側のインバータに該当する前記第１及び第２インバータの他方のスイッチング回数よりも多くなるように前記第１及び第２インバータを制御し、
   前記複数相のコイルのそれぞれを流れる電流は、前記第１インバータの側から前記第２インバータの側に流れる向きを正とし、
   前記制御装置は、前記複数相の相毎に、前記複数の第１スイッチング素子及び前記複数の第２スイッチング素子のそれぞれの制御信号を生成する制御信号生成部を含み、
   前記制御信号生成部は、
   前記回転電機の駆動指令に基づく各相の電圧指令の基本変調波が０未満の場合には、前記基本変調波と－１から０の間で変動する第２キャリア信号とを比較して前記第２インバータの上アーム及び下アームをそれぞれ構成する第２スイッチング素子の制御信号を生成しつつ、前記第１インバータの上アーム及び下アームをそれぞれ構成する第１スイッチング素子の制御信号をそれぞれオフ及びオンとし、
   前記基本変調波が０以上の場合には、前記基本変調波に－１を加えて得られる第２補正変調波と前記第２キャリア信号とを比較して前記第２インバータの上アーム及び下アームをそれぞれ構成する第２スイッチング素子の制御信号を生成しつつ、前記第１インバータの上アーム及び下アームをそれぞれ構成する第１スイッチング素子の制御信号をそれぞれオン及びオフとする
   ことを特徴とする電力変換装置。
3. 前記電力変換装置は、前記第１インバータと前記第２インバータとの間に配置され、電流の導通状態と遮断状態とを切り替えるスイッチをさらに備え、
   前記第１インバータに含まれる前記複数の第１スイッチング素子は、前記低損失素子である
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。
4. 前記複数の第１スイッチング素子と前記複数の第２スイッチング素子とは、素材の相違により、互いに異なる損失特性を有するように構成されている
   ことを特徴とする請求項１～３の何れか１つに記載の電力変換装置。
5. 前記複数の第１スイッチング素子と前記複数の第２スイッチング素子とは、チップ面積の相違により、互いに異なる損失特性を有するように構成されている
   ことを特徴とする請求項１～３の何れか１つに記載の電力変換装置。

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