WO2017086310A1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

フリーホイールダイオード（４）を含む電力変換装置（１）の損失を低減する。電力変換装置のアーム（９）は、上段側と下段側との何れか一方のスイッチ部（２）が、第１スイッチング素子（５）と第２整流素子（８）との並列接続により構成され、他方のスイッチ部（２）が、第２スイッチング素子（７）と第１整流素子（６）との並列接続により構成されている。第２スイッチング素子（７）は、第１スイッチング素子（５）よりもスイッチング応答性が高く、第２整流素子（８）は第１整流素子６よりも逆回復時間が短い。

Description

電力変換装置

　本発明は、直流電力と複数相の交流電力との間で電力変換する電力変換装置に関する。

　インバータ回路などの電力系の回路に用いられるスイッチング素子として、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などが知られている。ＭＯＳＦＥＴとＩＧＢＴは、物性や構造の違いにより、電気的特性が異なる。一般的に、インバータ回路などの電力系の回路は、同一種のスイッチング素子によって構成されている。しかし、スイッチング素子の電気的特性の違いを利用して、複数種のスイッチング素子を混在させた回路を構成し、電気的に幅広い適用範囲を実現しようという試みもなされている。下記に出典を示す特許文献１には、上段側スイッチング素子がＩＧＢＴ、下段側スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴのアームを備えたインバータ回路が開示されている。

　このインバータ回路は、高負荷時には３相全てをスイッチング制御する３相変調制御で駆動され、低負荷時には３相の内の１相を固定し、残りの２相をスイッチング制御する２相変調制御で駆動される。低負荷では、相対的にＭＯＳＦＥＴのスイッチング損失の方が小さいので、２相変調制御時には、下段側のＭＯＳＦＥＴの通電率が上段側のＩＧＢＴの通電率よりも高くなるように制御される。一方、電流が大きくなる高負荷時では、相対的にＩＧＢＴの損失の方が小さくなるので、３相変調制御時には、上段側のＩＧＢＴの通電率が下段側のＭＯＳＦＥＴの通電率よりも高くなるように制御される。特許文献１では、このような制御により、低負荷から高負荷までの全運転域でインバータ回路の効率を向上させている。尚、特許文献１では、相対的に電流が小さい動作領域と電流が大きい動作領域とで、主として用いるスイッチング素子を選択的に利用するために、上段側にＩＧＢＴ、下段側にＭＯＳＦＥＴを備えたインバータ回路を用いている。ＭＯＳＦＥＴとＩＧＢＴとのスイッチング特性（例えばスイッチングの応答性など）に違いがあっても、例えば下段側のＭＯＳＦＥＴを上段側のＩＧＢＴよりも高いスイッチング周波数で動作させるような制御形態まで考慮して、インバータ回路の効率の向上や、ノイズの低減を行うようなことには言及されてはいない。

　ところで、インバータ回路のアームの上段側と下段側とが相補的にスイッチング制御される場合、生成される交流電流の極性に応じて、スイッチング素子がオン状態に制御されたときに、フリーホイールダイオードから見て順方向の電流が流れることがある。この場合、電流はスイッチング素子とフリーホイールダイオードとの双方を流れるので、フリーホイールダイオードにおける損失も考慮することが好ましい。特許文献１では、ＩＧＢＴ及びＭＯＳＦＥＴの双方に対して、同じ特性のフリーホイールダイオードが並列接続されており、フリーホイールダイオードにおける損失は考慮されていない。また、このような損失は、スイッチングの都度生じるので、インバータ回路のスイッチング周波数を高くする場合には、特に損失が大きくなり易い。

特開２００８－１０４２８２号公報

　上記背景に鑑みて、上段側と下段側とが異なる種類のスイッチング素子により構成されたアームを備えた電力変換装置の効率を向上すると共にノイズを低減するために、上段側と下段側とを異なるスイッチング周波数でスイッチングさせても、フリーホイールダイオードを含む電力変換装置の損失を低減することができる技術の提供が望まれる。

　１つの態様として、上記に鑑みた電力変換装置は、
　オン状態で導通しオフ状態で非導通となるスイッチ部が２つ直列接続された１相分のアームが、直流の正極と負極との間に、複数相の交流の相数に応じて並列接続され、各アームにおける２つの前記スイッチ部の接続点を各相の交流入出力として、直流電力と複数相の交流電力との間で電力変換するものであって、
　前記スイッチ部のそれぞれは、スイッチング素子と、前記負極から前記正極へ向かう方向を順方向として前記スイッチング素子に並列接続されたフリーホイールダイオードとを備え、
　前記スイッチング素子は、第１スイッチング素子、又は、オフ状態とオン状態との間でのスイッチング応答性が前記第１スイッチング素子よりも高い第２スイッチング素子であり、
　前記フリーホイールダイオードは、第１整流素子、又は、前記第１整流素子よりも逆回復時間が短い第２整流素子であり、
　前記アームのそれぞれは、前記正極の側に接続された上段側スイッチ部と、前記負極の側に接続された下段側スイッチ部との何れか一方の前記スイッチ部が、前記第１スイッチング素子と前記第２整流素子との並列接続により構成され、他方の前記スイッチ部が、前記第２スイッチング素子と前記第１整流素子との並列接続により構成されている。

　何れかの相の交流電流が振幅中心に対して正である位相において、この相電流に対応するアームの下段側に電流が流れる場合には、下段側のフリーホイールダイオードから見て順方向の電流が流れる。つまり、交流電流が正である位相において、アームの下段側に電流が流れる場合には、下段側のスイッチング素子の状態がオフの場合、下段側のフリーホイールダイオードにも電流が流れる。同様のことは、交流電流が負の場合にも言える。つまり、交流電流が負である位相において、アームの上段側に電流が流れる場合には、上段側のスイッチング素子の状態がオフの場合、上段側のフリーホイールダイオードにも電流が流れる。

　従って、上段側スイッチ部のスイッチング素子と下段側スイッチ部のフリーホイールダイオードとの組み合わせの損失が小さい場合には、交流電流が正の位相において、電力変換装置の損失を低減させることができる。或いは、下段側スイッチ部のスイッチング素子と上段側スイッチ部のフリーホイールダイオードとの組み合わせの損失が小さい場合には、交流電流が負の位相において、電力変換装置の損失を低減させることができる。尚、フリーホイールダイオードの逆回復時間が短ければ、損失の発生する時間も短くなるので、損失は低減される。交流電流の電気角１周期の間では、複数相の何れかの相が「正」である。また、交流電流の電気角１周期の間では、複数相の何れかの相が「負」である。従って、交流電流が「正」の場合に着目した組み合わせ、又は「負」の場合に着目した組み合わせの何れか一方の採用により、電気角の１周期の全期間に亘って電力変換装置の損失を低減させることができる。

　本構成によれば、上段側スイッチ部と、下段側スイッチ部との何れか一方のスイッチ部が、第１スイッチング素子と第２整流素子との並列接続により構成され、他方のスイッチ部が、第２スイッチング素子と第１整流素子との並列接続により構成されている。この構成によれば、上段側のスイッチング素子と下段側のフリーホイールダイオードとが、第２スイッチング素子と第２整流素子となる組み合わせ、或いは、下段側のスイッチング素子と上段側のフリーホイールダイオードとが、第２スイッチング素子と第２整流素子となる組み合わせが実現できる。これによって、電力変換装置の損失を低減させることができる。即ち、本構成によれば、上段側と下段側とが異なる種類のスイッチング素子により構成されたアームを備えた電力変換装置の効率を向上すると共にノイズを低減するために、上段側と下段側とを異なるスイッチング周波数でスイッチングさせても、フリーホイールダイオードを含む電力変換装置の損失を低減することができる。

　電力変換装置のさらなる特徴と利点は、図面を参照して説明する実施形態についての以下の記載から明確となる。

電力変換装置のシステム構成を模式的に示すブロック図 トルク及び回転速度に応じた回転電機の動作領域を模式的に示す図 １相分のアームの構成を模式的に示す回路ブロック図 １相分のアームの構成例を示す模式的回路図 低変調率側での変調の一例を示す波形図 高変調率側での変調の一例を示す波形図 第２の実施形態に係る回転電機の動作領域を模式的に示す図 図７のＢ領域での変調の一例を示す波形図 図７のＣ領域での変調の一例を示す波形図 １相分のアームの他の構成を示す模式的回路図

１．第１の実施形態
　以下、電力変換装置１の第１の実施形態を図面に基づいて説明する。図１のブロック図は、電力変換装置１のシステム構成を模式的に示している。電力変換装置１は、直流電源１１と、交流の回転電機８０との間に備えられ、直流と交流との間で電力を変換する。回転電機８０は、本実施形態では、例えばハイブリッド自動車や電気自動車等の車両の駆動力源となる回転電機である。回転電機８０は、複数相の交流（ここでは３相交流）により動作する回転電機であり、電動機としても発電機としても機能することができる。回転電機８０は、インバータ１０（インバータ回路）を介して直流電源１１からの電力を動力に変換する（力行）。或いは、回転電機８０は、例えば不図示の内燃機関や車輪から伝達される回転駆動力を電力に変換し、インバータ１０を介して直流電源１１を充電する（回生）。

　本実施形態において、直流電源１１は、例えば定格電圧が５０～４００［Ｖ］程度の高圧直流電源である。直流電源１１は、例えば、ニッケル水素やリチウムイオンなどの二次電池や、電気二重層キャパシタなどのキャパシタ、或いはこれらを組み合わせたものなどであり、大電圧大容量の蓄電可能な直流電源である。尚、電力変換装置１が直流電源１１の出力電圧を昇圧する直流コンバータ（ＤＣ－ＤＣコンバータ）を備える場合には、直流電源に当該コンバータを含めることができる。尚、このコンバータは、インバータ１０を介して直流電源１１へ電力が回生される場合には、降圧コンバータとして機能する。

　以下、インバータ１０の直流側の電圧（インバータ１０の直流側の正極Ｐと負極Ｎとの間の電圧、直流電源１１の端子間電圧やコンバータの出力電圧）を直流リンク電圧（Ｖｄｃ）と称する。インバータ１０の直流側には、直流リンク電圧を平滑化する平滑コンデンサ１２（直流リンクコンデンサ）が備えられている。平滑コンデンサ１２は、回転電機８０の消費電力の変動に応じて変動する直流電圧（直流リンク電圧）を安定化させる。

　上述したように、インバータ１０は、直流リンク電圧を有する直流電力を複数相（ｎを自然数としてｎ相、ここでは３相）の交流電力に変換して回転電機８０に供給すると共に、回転電機８０が発電した複数相の交流電力を直流電力に変換して直流電源に供給する。インバータ１０は、複数のスイッチ部２を有して構成される。スイッチ部２には、図３、図４等を参照して後述するように、スイッチング素子３とフリーホイールダイオード４とが含まれている。スイッチング素子３には、シリコン（Ｓｉ）を基材としたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、炭化ケイ素（ＳｉＣ）を基材としたＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ（Silicon Carbide - Metal Oxide Semiconductor FET）やＳｉＣ－ＳＩＴ（SiC - Static Induction Transistor）、ＳｉＣ－ＩＧＢＴ、窒化ガリウム（ＧａＮ）を基材としたＧａＮ－ＭＯＳＦＥＴ（Gallium Nitride - MOSFET）などのパワー半導体素子が用いられる。

　従来、インバータ１０のスイッチング素子３としては、ケイ素（Ｓｉ）を基材としたＳｉ－ＩＧＢＴが広く利用されてきた。近年、電力用のＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴの基材として、炭化ケイ素（ＳｉＣ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）などの半導体材料も実用化されてきている。ＳｉＣやＧａＮなどの半導体材料は、Ｓｉに比べてバンドギャップが広く（ワイドバンドギャップ半導体）、絶縁破壊強度もＳｉよりも高いなど、半導体材料の素材としての基本性能がＳｉよりも高い。絶縁破壊強度が高いことより、ＳｉＣやＧａＮを基材とする電力用高耐圧素子（パワースイッチング素子）では、ドリフト層の膜厚を、Ｓｉを基材とする素子よりも薄くすることができる。電力用高耐圧素子の抵抗成分の多くは、このドリフト層の厚みに起因するので、ＳｉＣやＧａＮを基材とする電力用高耐圧素子では、Ｓｉ基材の素子と比べて、単位面積当たりのオン抵抗が非常に低い素子を実現できる。

　Ｓｉを基材とする電力用高耐圧素子では、高耐圧化に伴うオン抵抗の増大を改善するために、少数キャリアデバイスであるバイポーラトランジスタの構造を備えたＩＧＢＴ（Ｓｉ－ＩＧＢＴ）が主流となっている。ＩＧＢＴは、1つの半導体素子上において、入力段にＦＥＴ構造を、出力段にバイポーラトランジスタ構造を持つスイッチング素子である。但し、ＩＧＢＴは、例えばＭＯＳＦＥＴに比べると、スイッチング損失が大きく、その結果として発生する熱の影響もあって、高周波数でのスイッチングには限界がある。ＳｉＣやＧａＮを基材とする電力用高耐圧素子では、上述したようにドリフト層が薄く構成できるので、高速なデバイス構造であり、多数キャリアデバイスであるＭＯＳＦＥＴ構造であっても、高耐圧化に伴うオン抵抗の増大を抑制することができる。つまり、ＳｉＣやＧａＮを基材とする電力用高耐圧素子は、高耐圧、低オン抵抗、高周波数動作を実現することができる。

　例えば、Ｓｉ－ＩＧＢＴに比べて、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴは、さらに高速スイッチングが可能であり、より高いスイッチング周波数での利用が可能である。また、インバータ１０の損失の低減も期待できる。但し、ＳｉＣやＧａＮは、Ｓｉに比べて高価であり、インバータ１０やインバータ１０を含む電力変換装置１のコストを上昇させるおそれがある。

　このように、Ｓｉ－ＩＧＢＴなどのＳｉ素材のスイッチング素子と、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴなどのＳｉＣ素材のスイッチング素子とでは、それぞれが長所・短所を有する。このため、両者の長所をうまく活かして最適なインバータ１０及びインバータ１０を備えた電力変換装置１を提供することが好ましい。

　図１に示すように、インバータ１０は、複数組のアーム９を備えたブリッジ回路により構成されている。インバータ１０は、回転電機８０の各相のステータコイル８１（３相の場合、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に対応するそれぞれのアーム９について上段側及び下段側の一対のスイッチ部２を備えて構成されている。具体的には、図１に示すように、交流１相分のアーム９が上段側スイッチ部２１と下段側スイッチ部２２との直列回路により構成されている。各スイッチ部２は、図３等を参照して後述するように、スイッチング素子３と、フリーホイールダイオード４とを有している。

　スイッチング素子３のそれぞれは、図１に示すように、駆動制御部（DRV-CNT）２０から出力されるスイッチング制御信号（Ｓｕ＋，Ｓｖ＋，Ｓｗ＋，Ｓｕ－，Ｓｖ－，Ｓｗ－）に基づいて動作する。スイッチング制御信号は、例えば、ＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴのゲート端子を駆動するゲート駆動信号である。駆動制御部２０は、インバータ１０を備えた電力変換装置１を制御対象とし、電力変換装置１を介して交流の回転電機８０を駆動制御する制御装置である。本実施形態では、駆動制御部２０は、インバータ制御装置（INV-CNT）３０とドライブ回路（DRV）４０とを備えている。インバータ制御装置３０は、マイクロコンピュータやＤＳＰ（Digital Signal Processor）などの論理演算プロセッサなどのハードウェアと、プログラムやパラメータなどのソフトウェアとの協働によって実現される。当然ながら、インバータ制御装置３０は、論理回路などの電子回路を中核としたハードウェアによって構成されてもよい。インバータ制御装置３０の動作電圧は、３．３～１２［Ｖ］程度であり、インバータ制御装置３０は、不図示の低圧直流電源（例えば定格電圧が１２～２４［Ｖ］程度）から電力の供給を受けて動作する。

　高電圧をスイッチングする電力用のＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴの制御端子（ゲート端子）に入力されるゲート駆動信号は、インバータ制御装置３０を構成する電子回路（マイクロコンピュータなど）の動作電圧よりも大きい電圧振幅を必要とする。このため、インバータ制御装置３０により生成されたスイッチング制御信号（スイッチング制御源信号）は、ドライブ回路４０によって、電圧振幅の拡大や電流の増幅など、駆動力を付与された後で、インバータ１０に入力される。本実施形態では、インバータ制御装置３０とドライブ回路４０とを総称して、駆動制御部２０と称する。また、本実施形態では、特に断らない限り、インバータ制御装置３０が生成して出力する制御信号（スイッチング制御源信号）と、ドライブ回路４０を経てスイッチング素子３に伝達される制御信号とを区別せず、スイッチング制御信号と総称する。

　回転電機８０には、図１に示すように、回転電機８０のロータの各時点での磁極位置（ロータの回転角度）や回転速度を検出する回転センサ１４が備えられている。回転センサ１４は、例えばレゾルバ等である。また、回転電機８０の各相のステータコイル８１を流れる電流は、電流センサ１３により測定される。本実施形態では、３相の全てが非接触型の電流センサ１３により測定される構成を例示している。インバータ制御装置３０は、回転電機８０の要求トルクや回転速度、変調率に基づき、電流フィードバック制御を行う。要求トルクは、例えば車両用制御装置や車両の走行制御装置などの不図示の他の制御装置からインバータ制御装置３０に提供される。尚、変調率は、直流電圧（直流リンク電圧）から交流電圧への変換率を示す指標であり、直流電圧に対する複数相の交流電圧の線間電圧の実効値の割合を示す値である。変調率は、“０”から、物理的（数学的）な限界値である“約０．７８”までの値を採ることができる。

　インバータ制御装置３０は、これらの要求トルク、回転速度、変調率等に応じて、インバータ１０をスイッチング制御するためのパルス（変調パルス）を生成してスイッチング制御信号として出力する。尚、変調パルスは都度生成されても良いし、回転電機８０或いはインバータ１０の動作条件に応じて予めメモリ等にパルスパターンを記憶させておき、ＤＭＡ転送等によってプロセッサに負荷をかけることなく出力される形態であってもよい。

　ところで、直流から交流へ変換する場合を変調、交流から直流へ変換する場合を復調と、区別して称することも可能であり、両者を併せて変復調と称することもできるが、本実施形態では何れの変換についても変調と称して説明する。本実施形態において、インバータ制御装置３０は、ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御を行って、インバータ１０を介して回転電機８０を制御する。ベクトル制御法については、以下のような簡単な説明に留め、詳細な説明は省略する。

　まず、インバータ制御装置３０は、直流リンク電圧、要求トルク、変調率等に基づいて、ベクトル制御における直交ベクトル座標系における電流指令を演算する。この直交ベクトル座標系は、回転電機８０のロータの磁極の方向を一方の軸（ｄ軸）、この軸（ｄ軸）に直交する方向を他方の軸（ｑ軸）とする座標系である。ステータコイル８１を流れる３相の電流（実電流）も、磁極位置に基づいてこの直交ベクトル座標系に座標変換される。直交ベクトル座標系において、電流指令と実電流との偏差に基づき、比例積分制御（ＰＩ制御）や比例積分微分制御（ＰＩＤ制御）の演算が行われ、電圧指令が導出される。この電圧指令が磁極位置に基づいて、３相の電圧指令に逆座標変換され、選択された変調方式に従って変調パルス（スイッチング制御信号）が生成される。

　回転電機８０の動作領域は、例えば図２に示すように、要求トルク（［Ｎｍ］）と回転速度（［ｒｐｍ］）に応じた広い領域に広がっている。回転電機８０を制御するための変調方式には、種々の形態があるが、要求トルクや回転速度に応じて定まる動作点によって最適な変調方式は異なる。本実施形態においては、図２に示すように、２つの異なる動作領域が設定され、それぞれの動作領域において異なる変調方式が採用されている。第１動作領域Ｒ１は、相対的に低トルク・低回転速度の動作領域であり、本実施形態では３相変調が実施される。第２動作領域Ｒ２は、相対的に高トルク・高回転速度の動作領域であり、本実施形態では２相変調が実施される。各動作領域における各変調方式の詳細については、図５、図６等を参照して後述する。

　インバータ１０の変調方式としては、パルス幅変調（Pulse Width Modulation）が知られている。パルス幅変調では、出力指令としての交流波形（例えば図５及び図６に示す電圧指令Ｖ^＊）の振幅と三角波（鋸波を含む）状のキャリア（例えば図５及び図６に示すキャリアＣＲ）の波形の振幅との大小関係に基づいてパルスが生成される。キャリアとの比較によらずにデジタル演算により直接ＰＷＭ波形を生成する場合もあるが、その場合でも、指令値としての交流波形の振幅と仮想的なキャリア波形の振幅とは相関関係を有する。以下、「スイッチング制御信号の周波数」と称した場合は、特に断らない限り、キャリアの周波数を示す。パルス幅変調には、正弦波パルス幅変調（SPWM : sinusoidal PWM）や、空間ベクトルパルス幅変調（SVPWM : space vector PWM）、不連続パルス幅変調（DPWM：discontinuous PWM）などが含まれる。それぞれ最大変調率は、ＳＰＷＭが“約０．６１”、ＳＶＰＷＭが“約０．７１”、ＤＰＷＭが“約０．７８”である。尚、本実施形態のように３相交流の場合、３相の全てをパルス幅変調する変調方式を３相変調と称し、３相の内の少なくとも１相を予め定められた期間固定して残りの２相又は１相をパルス幅変調する変調方式を２相変調と称する。

　各変調方式の説明に先立って、本実施形態のインバータ１０の構成について説明する。図１に示すように、インバータ１０には、オン状態で導通しオフ状態で非導通となるスイッチ部２が２つ直列接続された１相分のアーム９が、直流の正極Ｐと直流の負極Ｎとの間に、複数相の交流の相数に応じて並列接続されている。各アーム９における２つのスイッチ部２の接続点が、各相の交流入出力である。本実施形態では、３相それぞれに対応するアーム９における２つのスイッチ部２の接続点が、星形接続された回転電機８０の３相のステータコイル８１のそれぞれに接続されている。

　図３に示すように、各スイッチ部２は、スイッチング素子３と、フリーホイールダイオード４とを有している。フリーホイールダイオード４は、各スイッチング素子３に対して、下段側から上段側へ向かう方向を順方向として、並列に接続されている。換言すれば、スイッチング素子３がオン状態の場合の通流方向と逆方向を順方向として、各スイッチング素子３に対して、フリーホイールダイオード４が並列接続（逆並列接続）されている。尚、上段側スイッチ部２１は、上段側スイッチング素子３１を有し、下段側スイッチ部２２は、下段側スイッチング素子３２を有している。また、上段側スイッチング素子３１には上段側フリーホイールダイオード４１が逆並列接続され、下段側スイッチング素子３２には下段側フリーホイールダイオード４２が逆並列接続されている。

　図４に示すように、本実施形態では、上段側スイッチング素子３１は、Ｓｉ－ＩＧＢＴの第１スイッチング素子５であり、下段側スイッチング素子３２は、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴの第２スイッチング素子７である。つまり、第２スイッチング素子７は、第１スイッチング素子５よりもスイッチング応答性の高い素子である。例えば、第２スイッチング素子７は、オフ状態とオン状態との間での遷移時間が第１スイッチング素子５よりも短く、遷移時のターン・オン／ターン・オフ損失（スイッチング損失）も第１スイッチング素子５よりも小さい素子である。また、下段側フリーホイールダイオード４２は、第１ダイオード６（第１整流素子）であり、上段側フリーホイールダイオード４１は、第１ダイオード６よりも逆回復時間が短い第２ダイオード８（第２整流素子）である。尚、第２ダイオード８は、第１ダイオード６よりも逆回復電流が小さい素子であってもよい。即ち、上段側フリーホイールダイオード４１は、第１ダイオード６よりも逆回復特性が良い第２ダイオード８であればよい。「逆回復特性が良い」とは、逆回復時間が短いことや、逆回復電流が小さいことを意味する。つまり、図４に例示する形態では、上段側スイッチ部２１が、第１スイッチング素子５と第２ダイオード８との並列接続により構成され、下段側スイッチ部２２が、第２スイッチング素子７と第１ダイオード６との並列接続により構成されている。

　本実施形態では、第１ダイオード６は、Ｓｉを基材とするｐｎ接合のダイオード（好ましくはファストリカバリーダイオード（Ｓｉ－ＦＲＤ））であり、第２ダイオード８は、ＳｉＣを基材とするショットキーバリアダイオード（ＳｉＣ－ＳＢＤ）である。ファストリカバリーダイオードは、順方向電圧が掛かっているオン状態からオフ状態に切り替わった後に引き続き順方向電流が流れている時間（逆回復時間）が、比較的短いダイオードである。ｐｎ接合の一般的なダイオードの逆回復時間はおよそ数１０［μｓ］～１００［μｓ］であるのに対して、ファストリカバリーダイオードはおよそ１００［ｎｓｅｃ］以下である。ショットキーバリアダイオードは、ｐｎ接合ではなくショットキー接合（金属と半導体との接触）による整流作用を利用したダイオードである。ショットキーバリアダイオードには、動作原理上、逆回復時間というものがなく、ファストリカバリーダイオードよりも、さらに高速動作が可能である。尚、Ｓｉを基材とするショットキーバリアダイオードは、耐圧に課題があったが、ＳｉＣを基材とするショットキーバリアダイオードでは、高耐圧化が実現されている。

　以下、各変調方式について説明する。上述したように、本実施形態では、変調率に応じて２つの変調方式が選択的に実施される。相対的に低変調率及び中変調率の場合には、３相変調が実施され、高変調率の場合には、２相変調が実施される。尚、２相変調では、３相変調に比べて高い変調周波数で変調される。例えば、３相変調ではキャリア周波数ｆ１［Ｈｚ］で変調され、２相変調ではキャリア周波数ｆ２［Ｈｚ］で変調される。ここで、“ｆ１＜ｆ２”である。図５は、低変調率側での変調の一例を示す波形図であり、図６は、高変調率側での変調の一例を示す波形図である。

　図５及び図６において、上段から順番に、電圧指令Ｖ^＊、キャリアＣＲ、３相電流Ｉ（目標値・指令値）、変調パルス（スイッチング制御信号）を示している。電圧指令Ｖ^＊とキャリアＣＲとの比較により、変調パルスが生成される。本実施形態では、第２スイッチング素子７（ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ）のスイッチング制御信号（Ｓｕ－，Ｓｖ－，Ｓｗ－）の周波数が、第１スイッチング素子５（Ｓｉ－ＩＧＢＴ）のスイッチング制御信号（Ｓｕ＋，Ｓｖ＋，Ｓｗ＋）の周波数よりも高い周波数となるように、キャリアＣＲの周波数（キャリア周波数）が設定されている。本実施形態では、相対的にスイッチングの際の損失が少なくスイッチングの際の応答性も良い第２スイッチング素子７（ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ）が下段側スイッチング素子３２である。従って、下段側の第２キャリアＣＲ２が上段側の第１キャリアＣＲ１の２倍の周波数である形態を例示している。以下、特に断らない限り、相対的に低い側のキャリア（ここでは、第１キャリアＣＲ１）の周波数が、各変調方式における基準の周波数“ｆ１”及び“ｆ２”であるものとする。

　図５及び図６では、第２キャリアＣＲ２が第１キャリアＣＲ１の２倍の周波数である形態を例示しているが、第２キャリアＣＲ２と第１キャリアＣＲ１とが同じ周波数であってもよいし、異なる倍率であってもよい。例えば、第２キャリアＣＲ２の周波数が第１キャリアＣＲ１の周波数の４～８倍程度であると好適である。また、倍率は固定である必要もない。例えば、第２キャリアＣＲ２は、低変調率側では、ｆ１［Ｈｚ］～ｆｘ［Ｈｚ］の範囲で可変であり、高変調率側では、ｆ２［Ｈｚ］～ｆｙ［Ｈｚ］の範囲で可変である。ここで、“ｆｘ＜ｆｙ”である。

　図５及び図６から明らかなように、電気角１周期の中で、３相の内の何れか１相が、必ず高速キャリア（ここでは第２キャリアＣＲ２）により変調されている。このため、３相交流の相間電圧は、高速キャリア（第２キャリアＣＲ２）のキャリアの周波数に応じて高周波数化することができる。このため、少なくとも第２スイッチング素子７のスイッチング制御信号を生成する高速キャリア（ここでは第２キャリアＣＲ２）の周波数は可変値であると好適である。換言すれば、第２スイッチング素子７のスイッチング制御信号の周波数が可変値であると好適である。

　３相交流の相間電圧が高周波数化できると、３相交流波形の脈動が小さくなり、歪みも低減される。その結果、インバータ１０による交流電力の供給対象である回転電機８０の損失が低減され、効率が向上する。つまり、システム全体の損失を低減して効率を向上させることができる。また、直流リンク電圧の脈動も低減されるので、直流リンク電圧を平滑化する平滑コンデンサ１２の静電容量を小さくすることができ、小型化が実現できる。高周波数化には、より高速スイッチングが可能でスイッチング損失も小さい第２スイッチング素子７を利用して実現することが好ましい。従って、第１スイッチング素子５のスイッチング周波数は可変値でなくてもよい。相対的にスイッチング損失の大きい第１スイッチング素子５のスイッチング周波数を高くすると損失が増大する。このため、少なくとも第１スイッチング素子５のスイッチング制御信号を生成する低速キャリア（ここでは第１キャリアＣＲ１）の周波数は固定値であると好適である。換言すれば、第１スイッチング素子５のスイッチング制御信号の周波数は、固定値であると好適である。

　ところで、３相各相の交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）が振幅中心に対して正の場合、各相電流に対応するアーム９の上段側スイッチ部２１には、上段側スイッチング素子３１がオン状態では、上段側フリーホイールダイオード４１から見て逆方向の電流が流れる。従って、上段側フリーホイールダイオード４１には電流は流れない。また、上段側スイッチング素子３１がオフ状態では、上段側スイッチング素子３１にも上段側フリーホイールダイオード４１にも電流は流れない。従って、交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）が正の場合、各相電流に対応するアーム９の下段側スイッチ部２２には、上段側スイッチング素子３１がオフ状態では下段側フリーホイールダイオード４２から見て順方向の電流が流れる。従って、下段側フリーホイールダイオード４２に電流が流れる。上段側スイッチング素子３１がオン状態では（下段側スイッチング素子３２がオフ状態では）アーム９の下段側には電流は流れない。

　即ち、交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）が正の位相において、各相電流に対応するアーム９の下段側スイッチ部２２に電流が流れる場合には、下段側フリーホイールダイオード４２から見て順方向の電流が流れる。従って、交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）が正の場合、各相電流に対応するアーム９の下段側スイッチ部２２は、上段側に対して相補的にスイッチングしなくても、下段側フリーホイールダイオード４２を通じて、適切なタイミングで通電することができる。

　同様に、３相各相の交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）が振幅中心に対して負の場合、各相電流に対応するアーム９の下段側スイッチ部２２には、下段側スイッチング素子３２がオン状態では、下段側フリーホイールダイオード４２から見て逆方向の電流が流れる。下段側スイッチング素子３２がオフ状態では電流は流れない。各相電流に対応するアーム９の上段側スイッチ部２１には、下段側スイッチング素子３２がオフ状態では、上段側フリーホイールダイオード４１から見て順方向の電流が流れる。下段側スイッチング素子３２がオン状態では、アーム９の上段側スイッチ部２１には電流は流れない。即ち、交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）が負の位相において、各相電流に対応するアーム９の上段側スイッチ部２１に電流が流れる場合には、上段側フリーホイールダイオード４１から見て順方向の電流が流れる。従って、交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）が負の場合、各相電流に対応するアーム９の上段側スイッチ部２１は、下段側スイッチ部２２に対して相補的にスイッチングしなくても、上段側フリーホイールダイオード４１を通じて、適切なタイミングで通電することができる。

　このように考えると、アーム９のそれぞれにおいて、フリーホイールダイオード４に順方向電流が流れる期間では、当該フリーホイールダイオード４に並列接続されたスイッチング素子３を常時オフ状態とすることができる。スイッチング素子３のスイッチング回数が減少することによって、インバータ１０の全体の損失を低減することができる。

　本実施形態では、図５及び図６に示すように、Ｕ相電流が正の期間では、Ｕ相下段側スイッチング制御信号Ｓｕ－が常時、非有効状態（ロー状態“Ｌ”）であり、Ｕ相電流が負の期間では、Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ＋が常時、非有効状態（Ｌ）である。同様に、Ｖ相電流が正の期間では、Ｖ相下段側スイッチング制御信号Ｓｖ－が常時、非有効状態（Ｌ）であり、Ｖ相電流が負の期間では、Ｖ相上段側スイッチング制御信号Ｓｖ＋が常時、非有効状態（Ｌ）である。同様に、Ｗ相電流が正の期間では、Ｗ相下段側スイッチング制御信号Ｓｗ－が常時、非有効状態（Ｌ）であり、Ｗ相電流が負の期間では、Ｗ相上段側スイッチング制御信号Ｓｗ＋が常時、非有効状態（Ｌ）である。

　インバータ１０の制御では、各アーム９の上段側スイッチング素子３１と下段側スイッチング素子３２とが同時にオン状態とならないように、両スイッチング素子（３１，３２）がオフ状態となるデッドタイムが設けられる。このデッドタイムの長さは、スイッチング周波数を高くする上でのボトルネックとなる。上述したように、アーム９のそれぞれにおいて、フリーホイールダイオード４に順方向電流が流れる期間では、当該フリーホイールダイオード４に並列接続されたスイッチング素子３を常時オフ状態に制御すると、それぞれのアーム９においてデッドタイムを考慮する必要性が低下する。考慮すべきデッドタイムが低減されることで、スイッチング周波数を高くすることが可能となる。

　尚、図５及び図６のパルスパターンにおいて、符号“Ｄ”で示す箇所は、３相各相の交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）が振幅中心を挟んで、正と負とが反転するタイミング（ゼロクロスタイミング（Zero Crossing Timing））である。このタイミングでは、スイッチング制御の対象が、上段側スイッチング素子３１と下段側スイッチング素子３２との間で入れ替わるため、このタイミングでのみデッドタイムが設定される。

　また、上述したように、３相の内の何れか１相において、スイッチングの応答性が良く（遷移時間が短い）、スイッチング損失も小さい第２スイッチング素子７が、必ず高速キャリア（ここでは第２キャリアＣＲ２）により変調された高周波数のスイッチング制御信号でスイッチングされる。この第２スイッチング素子７が高周波数のスイッチング制御信号により、オフ状態にスイッチングされる際には、同じアーム９の第１スイッチング素子５に並列接続された第２ダイオード８に電流が流れる。第２ダイオード８は、逆回復時間が短い、或いは、逆回復電流が小さいなど、逆回復特性の良い素子である。つまり、高周波数でスイッチングを行う位相（期間）では、各アーム９の上段側及び下段側双方のスイッチング特性の良い素子が動作し、当該アーム９の上段側及び下段側双方のスイッチング特性の劣る素子は動作しない。一般的には、スイッチング特性の良い素子の方が高コストである場合が多いから、高速動作が必要な場面にのみ動作するようにスイッチング特性のよい素子が配置されていることで、インバータ１０の高周波数化に伴うコストの上昇を抑制することができる。

２．第２の実施形態
　次に、電力変換装置１の第２の実施形態について説明する。本実施形態では、図７に示すように、４つの異なる動作領域Ａ～Ｄが設定され、それぞれの動作領域において異なる変調方式が採用されている点で、上記第１の実施形態とは異なる。また、本実施形態では、第１スイッチング素子５のスイッチング制御信号の周波数と、第２スイッチング素子７のスイッチング制御信号の周波数と、の双方が可変値である点でも、上記第１の実施形態とは異なる。これらの相違点により、本実施形態の電力変換装置１は、上記第１の実施形態よりもさらにシステム損失を低減できる構成となっている。尚、本実施形態でも、相対的にスイッチングの際の損失が少なくスイッチングの際の応答性も良い第２スイッチング素子７（ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ）が下段側スイッチング素子３２である。以下では、本実施形態に係る電力変換装置１について、上記第１の実施形態との相違点を中心として説明する。特に説明しない点については、上記第１の実施形態と同様とすることができる。

　本実施形態においては、図７に示すように、回転電機８０の要求トルクと回転速度に応じて、Ａ領域、Ｂ領域、Ｃ領域、及びＤ領域の４つの異なる動作領域が設定され、それぞれの動作領域において異なる変調方式が適用される。Ａ領域は、トルクが「正」の領域であって、Ｃ領域に比べて相対的に変調率が高い領域、すなわち、トルクが高く、回転速度も高い動作領域である。Ａ領域では、大デューティー側固定２相変調方式が実行される。Ｂ領域は、トルクが「負」の領域であって、Ｃ領域に比べて相対的に変調率が高い領域、すなわち、トルクが低く（負トルクの絶対値はＣ領域より大きい）、回転速度が高い動作領域である。Ｂ領域では、小デューティー側固定２相変調方式が実行される。以下では、大デューティー側固定２相変調方式と小デューティー側固定２相変調方式とを合わせて、単に２相変調方式と呼ぶ場合がある。Ｃ領域は、Ａ領域及びＢ領域に比べて相対的に変調率が低い領域、すなわち、トルクの絶対値が低く、回転速度も低い動作領域である。Ｃ領域では、３相変調方式が実行される。Ｄ領域は、Ａ領域及びＢ領域に比べて相対的に変調率が高い領域、すなわち、回転速度が高い動作領域である。Ｄ領域では、矩形波制御方式が実行される。尚、図７には、回転電機８０の要求トルクと回転速度に応じてＡ～Ｄの動作領域が設定されている例を示しているが、これらの各領域は、基本的に変調率に基づいて決定されている。従って、これらのＡ～Ｄの動作領域は、単に変調率に応じて設定されてもよい。以下、各動作領域における各変調方式について説明する。

　２相変調方式では、３相変調方式に比べて高い変調周波数で変調される。また、各相のアームのそれぞれにおいて、第２スイッチング素子７のスイッチング制御信号の周波数は、第１スイッチング素子５のスイッチング制御信号の周波数以上の周波数である。さらに、本実施形態では、第１スイッチング素子５のスイッチング制御信号の周波数と、第２スイッチング素子７のスイッチング制御信号の周波数と、の双方が可変値である。従って、例えば、３相変調方式では、第１スイッチング素子５のスイッチング制御信号の周波数は“ｆ１～ｆｘ１”の中の値とされ、第２スイッチング素子７のスイッチング制御信号の周波数は“ｆ１～ｆｘ２” の中の値とされる。一方、２相変調方式では、第１スイッチング素子５のスイッチング制御信号の周波数は“ｆ２～ｆｙ１” の中の値とされ、第２スイッチング素子７のスイッチング制御信号の周波数は“ｆ２～ｆｙ２” の中の値とされる。但し、“ｆ１＜ｆ２”であり、“ｆｘ１＜ｆｘ２”であり、“ｆｙ１＜ｆｙ２”である。また、３相変調方式では、第２スイッチング素子７のスイッチング制御信号の周波数は、第１スイッチング素子５のスイッチング制御信号の周波数と同じ値、又はそれより高い値とされる。一方、２相変調方式では、第２スイッチング素子７のスイッチング制御信号の周波数は、第１スイッチング素子５のスイッチング制御信号の周波数より高い値とされる。言い換えると、第２スイッチング素子７のスイッチング制御信号の周波数は、少なくとも２相変調方式において、第１スイッチング素子５のスイッチング制御信号の周波数より高い値とされる。すなわち、第２スイッチング素子７のスイッチング制御信号の周波数は、第１スイッチング素子５のスイッチング制御信号の周波数より高い周波数である動作状態を有する。

　Ａ領域で実行される、大デューティー側固定２相変調方式は、上記第１の実施形態に係る図６に示した２相変調方式と同じである。すなわち、大デューティー側固定２相変調方式は、３相の電圧指令Ｖ^＊の内の１相を、予め定められた期間、大デューティー側に固定し、残りの２相をパルス幅変調する制御方式である。図６に示した例では、３相の電圧指令Ｖ^＊の内の１相を、電気角で１２０°の期間、デューティー１００％（常時オン）に固定する。具体的には、Ｕ相電流が正の期間では、Ｕ相下段側スイッチング制御信号Ｓｕ－が常時、非有効状態（ロー状態“Ｌ”）とされ、その中の一定期間（電気角で１２０°の期間）、Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ＋が有効状態（ハイ状態“Ｈ”）に維持される。一方、Ｕ相電流が負の期間では、Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ＋が常時、非有効状態（Ｌ）とされ、Ｕ相下段側スイッチング制御信号Ｓｕ－が高周波数でスイッチング制御される。図６には、下段側の第２キャリアＣＲ２が上段側の第１キャリアＣＲ１の２倍の周波数であり、第２スイッチング素子７のスイッチング制御信号の周波数は、第１スイッチング素子５のスイッチング制御信号の周波数の２倍の周波数である例を示している。但し、第２スイッチング素子７のスイッチング制御信号の周波数は、第１スイッチング素子５のスイッチング制御信号の周波数の２倍以上であればよく、例えば、４～８倍程度であると好適である。よって、本例では、Ｕ相下段側スイッチング制御信号Ｓｕ－は、Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ＋の２倍以上の周波数でオンオフされる。そして、Ｖ相及びＷ相についても同様の制御が行われる。

　Ｂ領域で実行される、小デューティー側固定２相変調方式の変調の一例を示す波形図を図８示す。この図に示すように、小デューティー側固定２相変調方式は、３相の電圧指令Ｖ^＊の内の１相を、予め定められた期間、小デューティー側に固定し、残りの２相をパルス幅変調する制御方式である。図８に示した例では、３相の電圧指令Ｖ^＊の内の１相を、電気角で１２０°の期間、デューティー０％（常時オフ）に固定する。具体的には、Ｕ相電流が負の期間では、Ｕ相下段側スイッチング制御信号Ｓｕ－が常時、非有効状態（ロー状態“Ｌ”）とされ、その中の一定期間（電気角で１２０°の期間）、Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ＋も非有効状態に維持される。一方、Ｕ相電流が正の期間では、Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ＋が常時、非有効状態（Ｌ）とされ、Ｕ相下段側スイッチング制御信号Ｓｕ－が高周波数でスイッチング制御される。図８には、下段側の第２キャリアＣＲ２が上段側の第１キャリアＣＲ１の２倍の周波数であり、第２スイッチング素子７のスイッチング制御信号の周波数は、第１スイッチング素子５のスイッチング制御信号の周波数の２倍の周波数である例を示している。但し、第２スイッチング素子７のスイッチング制御信号の周波数は、第１スイッチング素子５のスイッチング制御信号の周波数の２倍以上であればよく、例えば、４～８倍程度であると好適である。よって、本例では、Ｕ相下段側スイッチング制御信号Ｓｕ－は、Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ＋の２倍以上の周波数でオンオフされる。そして、Ｖ相及びＷ相についても同様の制御が行われる。

　以上のとおり、Ａ領域の大デューティー側固定２相変調方式と、Ｂ領域の小デューティー側固定２相変調方式とは、何れも、相対的にスイッチングの際の損失が少なくスイッチングの際の応答性も良い第２スイッチング素子７を主にスイッチングさせるようになっている。そして、この第２スイッチング素子７が高周波数のスイッチング制御信号により、オフ状態にスイッチングされる際には、同じアーム９の第１スイッチング素子５に並列接続された第２ダイオード８に電流が流れる。上記のとおり、第２ダイオード８は、逆回復特性の良い素子である。つまり、高周波数でスイッチングを行う位相（期間）では、各アーム９の上段側及び下段側双方のスイッチング特性の良い素子が動作し、当該アーム９の上段側及び下段側双方のスイッチング特性の劣る素子は動作しない。一般的には、スイッチング特性の良い素子の方が高コストである場合が多いから、高速動作が必要な場面にのみ動作するようにスイッチング特性のよい素子が配置されていることで、インバータ１０の高周波数化に伴うコストの上昇を抑制することができる。

　Ｃ領域で実行される、３相変調方式の変調の一例を示す波形図を図９示す。この図に示すように、３相変調方式は、３相の全てをパルス幅変調する制御方式である。具体的には、Ｕ相電流が正の期間では、Ｕ相下段側スイッチング制御信号Ｓｕ－が常時、非有効状態（ロー状態“Ｌ”）とされ、Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ＋が所定の周波数でスイッチング制御される。一方、Ｕ相電流が負の期間では、Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ＋が常時、非有効状態（Ｌ）とされ、Ｕ相下段側スイッチング制御信号Ｓｕ－が所定の周波数でスイッチング制御される。この点は、上記第１の実施形態に係る図５と同様であるが、図８に示す例では、上段側の第１キャリアＣＲ１と下段側の第２キャリアＣＲ２とが同じ周波数であり、第１スイッチング素子５のスイッチング制御信号の周波数と第２スイッチング素子７のスイッチング制御信号の周波数とが同じ値とされている。また、このＣ領域でのスイッチング制御信号の周波数は、Ａ領域及びＢ領域に比べて低い周波数とされている。

　Ｃ領域は、Ａ領域及びＢ領域に比べて相対的にトルクの絶対値が低く、回転速度も低い動作領域であるため、回転電機８０に流れる電流も低い。そのため、第１スイッチング素子５と第２スイッチング素子７の双方を低いスイッチング周波数でスイッチングしても、回転電機８０におけるリップル電流等による損失は、Ａ領域及びＢ領域に比べて小さい。そこで、本実施形態では、第２スイッチング素子７のスイッチング周波数を、第１スイッチング素子５と同じ低いスイッチング周波数としている。尚、このＣ領域においても、第２スイッチング素子７のスイッチング周波数を、第１スイッチング素子５のスイッチング周波数より高くしてもよい。ところで、このＣ領域において、３相変調方式としているのは、回転電機８０に流れる電流が低く、第１スイッチング素子５及び第２スイッチング素子７のデューティーも低いため、Ａ領域及びＢ領域のような２相変調方式とすることができないためである。

　これらのＡ領域、Ｂ領域、及びＣ領域で実行される２相変調方式及び３相変調方式では、上記第１の実施形態と同様、アーム９のそれぞれにおいて、フリーホイールダイオード４に順方向電流が流れる期間では、当該フリーホイールダイオード４に並列接続されたスイッチング素子３を常時オフ状態に制御される。そして、図６、図８、図９において符号“Ｄ”で示す箇所、すなわち、３相各相の交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の正と負とが反転するタイミング（ゼロクロスタイミング（Zero Crossing Timing））でのみデッドタイムが設定される。

　波形図は省略するが、Ｄ領域で実行される、矩形波制御方式は、交流電力の電圧位相を制御してインバータ１０を制御する方式である。交流電力の電圧位相とは、３相電圧指令Ｖ^＊の位相に相当する。本実施形態では、矩形波制御は、インバータ１０の第１スイッチング素子５及び第２スイッチング素子７のオン及びオフが回転電機８０の電気角１周期に付き１回ずつ行われ、各相について電気角１周期に付き１パルスが出力される回転同期制御である。一般的には、矩形波制御は、弱め界磁制御と共に実施される。

３．その他の実施形態
（１）上記の各実施形態においては、図４に示したように、上段側スイッチング素子３１が第１スイッチング素子５、上段側フリーホイールダイオード４１が第２ダイオード８、下段側スイッチング素子３２が第２スイッチング素子７、下段側フリーホイールダイオード４２が第１ダイオード６である形態を例として説明した。しかし、図１０に示すように、上段側スイッチ部２１と下段側スイッチ部２２との構造が逆であってもよい。つまり、上段側スイッチング素子３１が第２スイッチング素子７、上段側フリーホイールダイオード４１が第１ダイオード６、下段側スイッチング素子３２が第１スイッチング素子５、下段側フリーホイールダイオード４２が第２ダイオード８であってもよい。換言すれば、それぞれのアーム９は、上段側スイッチ部２１と下段側スイッチ部２２との何れか一方のスイッチ部２が、第１スイッチング素子５と第２ダイオード８との並列接続により構成され、他方のスイッチ部２が、第２スイッチング素子７と第１ダイオード６との並列接続により構成されていればよい。

　尚、各アーム９が図１０に示すように構成されている場合、図５及び図６に示す第１キャリアＣＲ１、第２キャリアＣＲ２の周波数が逆となる。そして、これにより、各相のスイッチング制御信号の周波数も逆となる。図５及び図６に示す例では、上段側スイッチング素子３１のスイッチング制御信号（Ｓｕ＋，Ｓｖ＋，Ｓｗ＋）よりも下段側スイッチング素子３２のスイッチング制御信号（Ｓｕ－，Ｓｖ－，Ｓｗ－）の方が高周波数である。しかし、各アーム９が図１０に示すように構成されている場合には、上段側スイッチング素子３１のスイッチング制御信号（Ｓｕ＋，Ｓｖ＋，Ｓｗ＋）の方が、下段側スイッチング素子３２のスイッチング制御信号（Ｓｕ－，Ｓｖ－，Ｓｗ－）よりも高周波数である。また、上記第２実施形態の場合では、相対的にスイッチングの際の損失が少なくスイッチングの際の応答性も良い第２スイッチング素子７を主にスイッチングさせるように、トルクが「正」のＡ領域とトルクが「負」のＢ領域とで制御方式を入れ替え、Ａ領域で小デューティー側固定２相変調方式を実行し、Ｂ領域で大デューティー側固定２相変調方式を実行するとよい。その他の説明についても、図３～図６を参照した上記の記載より容易に理解することができるので、詳細な説明は省略する。

（２）上述したように、スイッチング制御信号の周波数が高いほど、生成される交流電流の波形は正弦波に近づき、脈動や歪みの少ない波形となる。どの程度の脈動や歪みが許容範囲となるかは、電力変換装置１が利用される形態や条件によって異なる。

　１つの態様として、電力変換装置１を介して駆動される回転電機８０の速度やトルク、直流と交流との間の変調率等に応じて、スイッチング制御信号の周波数が設定されると好適である。即ち、スイッチング制御信号の周波数は、回転電機８０の速度、回転電機８０のトルク（要求トルク）、直流から交流への変調率の少なくとも１つに応じて設定されると好適である。

　例えば、回転電機８０のトルク（要求トルク）が大きくに従って低くなるようにスイッチング制御信号の周波数が設定されると好適である。また、回転電機８０の速度が速くなるに従って高くなるようにスイッチング制御信号の周波数が設定されると好適である。また、変調率が高くなるに従って、低くなるようにスイッチング制御信号の周波数が設定されると好適である。回転電機８０のトルク、回転電機の回転速度、変調率の２つ以上に基づいて当該周波数が設定される場合には、これらのパラメータと周波数との関係を規定したマップ等が設けられていると好適である。

　尚、上記においては、ハイブリッド自動車や電機自動車の駆動力源となる回転電機８０を駆動する形態を例示したが、回転電機８０はエアコンディショナーのコンプレッサーや、オイルポンプを駆動するものであってもよい。

（３）上記の各実施形態では、スイッチング制御信号の周波数がキャリアの周波数と同じである場合を例として説明した。しかし、電力変換装置１の構成はこれに限定されるものではなく、スイッチング制御信号の周波数がキャリアの周波数と異なる構成としてもよい。例えば、キャリア周波数の自然数分の１をスイッチング制御信号の周波数とする構成としても好適である。この場合において、第１スイッチング素子５の第１キャリアＣＲ１と第２スイッチング素子７の第２キャリアＣＲ２とを共通（同じ周波数）とし、第１スイッチング素子５のスイッチング制御信号の周波数を当該共通のキャリア周波数の１／Ｎ（Ｎは自然数）とし、第２スイッチング素子７のスイッチング制御信号の周波数を当該共通のキャリア周波数の１／Ｍ（Ｍは自然数、但しＭ≦Ｎ）とすることができる。これにより、共通のキャリア周波数を用いながら、第２スイッチング素子７のスイッチング制御信号の周波数が、第１スイッチング素子５のスイッチング制御信号の周波数以上の周波数となるように構成することができる。

（４）尚、本明細書において開示された実施形態は全ての点で単なる例示に過ぎない。従って、本開示の趣旨を逸脱しない範囲内で、適宜、種々の改変を行うことが可能である。

４．実施形態の概要
　以下、上記において説明した電力変換装置（１）の概要について簡単に説明する。

　電力変換装置（１）は、１つの態様として、
　オン状態で導通しオフ状態で非導通となるスイッチ部（２）が２つ直列接続された１相分のアーム（９）が、直流の正極（Ｐ）と負極（Ｎ）との間に、複数相の交流の相数に応じて並列接続され、各アーム（９）における２つの前記スイッチ部（２）の接続点を各相の交流入出力として、直流電力と複数相の交流電力との間で電力変換するものであって、
　前記スイッチ部（２）のそれぞれは、スイッチング素子（３）と、前記負極（Ｎ）から前記正極（Ｐ）へ向かう方向を順方向として前記スイッチング素子（３）に並列接続されたフリーホイールダイオード（４）とを備え、
　前記スイッチング素子（３）は、第１スイッチング素子（５）、又は、オフ状態とオン状態との間でのスイッチング応答性が前記第１スイッチング素子（５）よりも高い第２スイッチング素子（７）であり、
　前記フリーホイールダイオード（４）は、第１整流素子（６）、又は、前記第１整流素子（６）よりも逆回復時間が短い第２整流素子（８）であり、
　前記アーム（９）のそれぞれは、前記正極（Ｐ）の側に接続された上段側スイッチ部（２１）と、前記負極（Ｎ）の側に接続された下段側スイッチ部（２２）との何れか一方の前記スイッチ部（２）が、前記第１スイッチング素子（５）と前記第２整流素子（８）との並列接続により構成され、他方の前記スイッチ部（２）が、前記第２スイッチング素子（７）と前記第１整流素子（６）との並列接続により構成されている。

　例えば、何れかの相の交流電流が振幅中心に対して正の場合、当該相電流に対応するアーム（９）の上段側スイッチ部（２１）では、スイッチング素子（３（３１））がオン状態の場合、当該スイッチング素子（３（３１））に並列接続されたフリーホイールダイオード（４（４１））から見て逆方向の電流が流れる。従って、当該フリーホイールダイオード（４（４１））には電流は流れない。上段側スイッチ部（２１）のスイッチング素子（３（３１））がオフ状態では、上段側スイッチ部（２１）には電流は流れない。従って、交流電流が正の場合、アーム（９）の下段側スイッチ部（２２）には、上段側スイッチ部（２１）のスイッチング素子（３（３１））がオフ状態では下段側スイッチ部（２２）のフリーホイールダイオード（４（４２））から見て順方向の電流が流れる。つまり、下段側スイッチ部（２２）のスイッチング素子（３（３２））及び下段側のフリーホイールダイオード（４（４２））に電流が流れる。上段側スイッチ部（２１）のスイッチング素子（３（３１））がオン状態では下段側スイッチ部（２２）には電流は流れない。

　即ち、交流電流が正の位相において、各相電流に対応するアーム（９）の下段側スイッチ部（２２）に電流が流れる場合には、下段側スイッチ部（２２）のフリーホイールダイオード（４）から見て順方向の電流が流れる。従って、交流電流が正の位相において、各相電流に対応するアーム（９）の下段側スイッチ部（２２）に電流が流れる場合には、下段側スイッチ部（２２）のフリーホイールダイオード（４（４２））が必ず導通する（ターン・オンする）。同様のことは、交流電流が負の場合にも言える。交流電流が負の位相において、各相電流に対応するアーム（９）の上段側スイッチ部（２１）に電流が流れる場合には、上段側スイッチ部（２１）のフリーホイールダイオード（４（４１））から見て順方向の電流が流れる。従って、交流電流が負の位相において、各相電流に対応するアーム（９）の上段側スイッチ部（２１）に電流が流れる場合には、各相電流に対応するアーム（９）の上段側スイッチ部（２１）のフリーホイールダイオード（４（４１））が必ず導通する。

　つまり、上段側スイッチ部（２１）のスイッチング素子（３（３１））と下段側スイッチ部（２２）のフリーホイールダイオード（４（４２））との組み合わせの損失が小さい場合には、交流電流が正の位相における電力変換装置（１）の損失を低減させることができる。或いは、下段側のスイッチング素子（３（３２））と上段側のフリーホイールダイオード（４（４１））との組み合わせの損失が小さい場合には、交流電流が負の位相において、電力変換装置（１）の損失を低減させることができる。尚、フリーホイールダイオード（４）の逆回復時間が短ければ、損失の発生する時間も短くなるので、損失は低減される。交流電流の電気角１周期の間では、複数相の何れかの相が「正」である。また、交流電流の電気角１周期の間では、複数相の何れかの相が「負」である。従って、交流電流が「正」の場合に着目した組み合わせ、又は「負」の場合に着目した組み合わせの何れか一方の採用により、電気角の１周期の全期間に亘ってインバータ回路（１０）の損失を低減させることができる。

　また、複数相の交流電圧の変調周波数は、線間電圧によって決まる。このため、交流電流が「正」の場合に着目した組み合わせ、又は「負」の場合に着目した組み合わせの何れか一方の採用により、スイッチング回数の増加に伴う損失の増大を抑制しながら、当該変調周波数を高くすることができる。変調周波数が高くなると、交流波形がより安定し、脈動や歪みが減少する。また、直流側の脈動成分の振幅も低減される。従って、電力変換装置（１）における損失の低減が、低損失のスイッチング素子（３）の採用と、スイッチング周波数の高周波数化とで相殺されたとしても、電力変換装置（１）自身や、電力変換装置（１）に接続される他の回路で生じる損失を低減できる可能性がある。

　本構成によれば、上段側スイッチ部（２１）と、下段側スイッチ部（２２）との何れか一方の前記スイッチ部（２）が、第１スイッチング素子（５）と第２整流素子（８）との並列接続により構成され、他方のスイッチ部（２）が、第２スイッチング素子（７）と第１整流素子（６）との並列接続により構成されている。この構成によれば、上段側のスイッチング素子（３（３１））と下段側のフリーホイールダイオード（４（４２））とが、第２スイッチング素子（７）と第２整流素子（８）となる組み合わせ、或いは、下段側のスイッチング素子（３（３２））と上段側のフリーホイールダイオード（４（４１））とが、第２スイッチング素子（７）と第２整流素子（８）となる組み合わせが実現できる。これによって、少なくとも電力変換装置（１）の損失を低減させることができる。また、電力変換装置（１）の損失の低減が上述したように相殺された場合でも、電力変換装置（１）自身や、電力変換装置（１）に接続される他の回路で生じる損失を低減できる可能性がある。即ち、本構成によれば、上段側と下段側とが異なる種類のスイッチング素子（３）により構成されたアーム（２）を備えた電力変換装置（１）の効率を向上すると共にノイズを低減するために、上段側と下段側とを異なるスイッチング周波数でスイッチングさせても、フリーホイールダイオード（４）を含む電力変換装置（１）の損失を低減することができる。

　上述したように、前記第２スイッチング素子（７）は、前記第１スイッチング素子（５）よりもスイッチング応答性の高い素子である。第２整流素子（８）は、第１整流素子（６）よりも逆回復時間が短い素子であるから、応答性が高い。第２スイッチング素子（７）と第２整流素子（８）とが共に応答性の高い素子であると、電力変換装置（１）のスイッチング周波数を高くすることができ、交流波形の脈動や歪みを低減することができる。これにより、電力変換装置（１）が交流機器に接続される場合に、当該交流機器における損失を低減し、効率を向上させることができる。また、直流側においても、脈動の振幅を低減することができる。例えば、直流の正極（Ｐ）と負極（Ｎ）との間に平滑コンデンサが設けられる場合に、その静電容量の低減が期待できる。

　１つの態様として、電力変換装置（１）は、前記スイッチ部（２）のそれぞれをスイッチング制御するためのスイッチング制御信号を出力する駆動制御部（２０）を備え、前記アーム（９）のそれぞれにおいて、前記第２スイッチング素子（７）の前記スイッチング制御信号の周波数は、前記第１スイッチング素子（５）の前記スイッチング制御信号の周波数よりも高い周波数である動作状態を有すると好適である。

　上述したように、上段側のスイッチング素子（３）と下段側のフリーホイールダイオード（４）との組み合わせの損失が小さくなるように、又は、下段側のスイッチング素子（３）と上段側のフリーホイールダイオード（４）との組み合わせの損失が小さくなるように、第２スイッチング素子（７）と第２整流素子（８）とが配置されている。従って、相対的に損失の小さい第２スイッチング素子（７）のスイッチング制御信号の周波数が、第１スイッチング素子（５）のスイッチング制御信号の周波数よりも高い周波数である動作状態において、損失の増加を抑制しながら変調周波数を高周波数化することができる。

　また、１つの態様として、電力変換装置（１）は、前記スイッチ部（２）のそれぞれをスイッチング制御するためのスイッチング制御信号を出力する駆動制御部（２０）を備え、前記アーム（９）のそれぞれにおいて、前記フリーホイールダイオード（４）に順方向電流が流れる期間では、当該前記フリーホイールダイオード（４）に並列接続された前記スイッチング素子（３）の前記スイッチング制御信号が非有効状態であると好適である。

　上述したように、交流電流が正の位相において、各相電流に対応するアーム（９）の下段側に電流が流れる場合には、下段側のフリーホイールダイオード（４（４２））から見て順方向の電流が流れる。即ち、交流電流が正の場合、各相電流に対応するアーム（９）の下段側のスイッチング素子（３（３２））は、上段側のスイッチング素子（３（３１））に対して相補的にスイッチングしなくても、下段側のフリーホイールダイオード（４（４２））を通じて、適切なタイミングで通電することができる。また、交流電流が負の位相において、各相電流に対応するアーム（９）の上段側に電流が流れる場合には、上段側のフリーホイールダイオード（４（４１））から見て順方向の電流が流れる。即ち、交流電流が負の場合、各相電流に対応するアーム（９）の上段側のスイッチング素子（３（３１））は、下段側のスイッチング素子（３（３２））に対して相補的にスイッチングしなくても、上段側のフリーホイールダイオード（４（４１））を通じて、適切なタイミングで通電することができる。従って、これらスイッチングする必要がないスイッチング素子（３）のスイッチング制御信号は、スイッチングを必要としない期間（当該スイッチング素子（３）に並列接続されたフリーホイールダイオード（４）に順方向電流が流れる期間）非有効状態とすることができる。これにより、当該スイッチング素子（３）にて生じるスイッチング損失を低減することができる。また、１つのアーム（９）において、上段側スイッチ部（２１）と下段側スイッチ部（２２）とが相補的にスイッチングする機会が減少するので、両スイッチ部（２１，２２）を共にオフ状態に制御するデッドタイムを考慮する機会が減少する。電気角１周期においてデッドタイムを考慮する時間が減少する分、スイッチングの機会を増やすことができ、スイッチング周波数を高周波数化することができる。

　ここで、前記第１スイッチング素子（５）の前記スイッチング制御信号の周波数は固定値であり、前記第２スイッチング素子（７）の前記スイッチング制御信号の周波数は可変値であると好適である。上述したように、相対的に損失の小さい第２スイッチング素子（７）のスイッチング制御信号の周波数を第１スイッチング素子（５）のスイッチング制御信号の周波数よりも高くすることで、損失の増加を抑制しながら、変調周波数を高周波数化することができる。第１スイッチング素子（５）及び第２スイッチング素子（７）の双方のスイッチング制御信号の周波数を可変とすると、駆動制御部（２０）による制御が複雑化するおそれがある。変調周波数の高周波数化は、第２スイッチング素子（７）のスイッチング周波数を高周波数化することで実現できる。第２スイッチング素子（７）のスイッチング制御信号の周波数だけを可変値とすることで、駆動制御部（２０）による制御が複雑化することを抑制しつつ、変調周波数の高周波数化を実現することができる。

　或いは、前記第１スイッチング素子（５）の前記スイッチング制御信号の周波数と、前記第２スイッチング素子（７）の前記スイッチング制御信号の周波数と、の双方が可変値であっても好適である。このようにすれば、駆動制御部（２０）による制御がやや複雑化するものの、前記第１スイッチング素子（５）の前記スイッチング制御信号の周波数と、前記第２スイッチング素子（７）の前記スイッチング制御信号の周波数と、の双方を、各時点での電力変換装置の動作状態に合わせて適切に設定することができる。これにより、電力変換装置（１）のシステム損失をより一層低減することができる。

　また、１つの態様として、電力変換装置（１）は、交流の回転電機（８０）と、直流電源（１１）との間に備えられ、前記スイッチング制御信号の周波数が、前記回転電機（８０）の速度、前記回転電機（８０）のトルク、直流から交流への変調率の少なくとも１つに応じて設定されると好適である。スイッチング制御信号の周波数が高いほど、生成される交流電流の波形は正弦波に近づき、脈動や歪みの少ない波形となる。どの程度の脈動や歪みが許容範囲となるかは、電力変換装置（１）が利用される形態や条件によって異なる。従って、電力変換装置（１）を介して駆動される回転電機（８０）の速度やトルク、直流と交流との間の変調率等に応じて、スイッチング制御信号の周波数が設定されると好適である。

　また、１つの態様として、前記第１スイッチング素子（５）は、Ｓｉ－ＩＧＢＴ又はＳｉ－ＭＯＳＦＥＴであり、前記第２スイッチング素子（７）は、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ－ＭＯＳＦＥＴ、又はＳｉＣ－ＩＧＢＴであると好適である。

　炭化ケイ素（ＳｉＣ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）などの半導体材料は、ケイ素（Ｓｉ）に比べてバンドギャップが広く、ワイドバンドギャップ半導体と称され、半導体材料の素材としての性能がケイ素よりも高い。例えば、Ｓｉ素材のＩＧＢＴ（Ｓｉ－ＩＧＢＴ）に比べて、ＳｉＣ素材のＩＧＢＴ（ＳｉＣ－ＩＧＢＴ）やＭＯＳＥＦＴ（ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ）は、高速スイッチングが可能であり、損失も小さく、より高いスイッチング周波数での利用が可能である。従って、これらの素子は、第２スイッチング素子（７）として好適である。但し、ＳｉＣやＧａＮを基材とした素子は、実用化されてからの歴史が浅く、現在はＳｉに比べて高価である。第１スイッチング素子（５）は、第２スイッチング素子（７）ほど、高速なスイッチング速度や低損失が求められない。従って、相対的に安価なＳｉを基材とした素子は、第１スイッチング素子（５）として好適である。

　また、１つの態様として、前記第１整流素子（６）は、ファストリカバリーダイオードであり、前記第２整流素子（８）はＳｉＣ－ショットキーバリアダイオードであると好適である。ファストリカバリーダイオードは、順方向電圧が掛かっているオン状態からオフ状態に切り替わった後に引き続き順方向電流が流れている時間（逆回復時間）が、比較的短いダイオードである。従って、ファストリカバリーダイオードは、インバータ回路（１０）のフリーホイールダイオード（４）として好適である。ショットキーバリアダイオードは、動作原理上、逆回復時間がないため、ファストリカバリーダイオードよりも、さらに高速動作が可能である。従って、ショットキーバリアダイオードは、第１整流素子（６）よりも逆回復時間の短い第２整流素子（８）として好適である。尚、Ｓｉを基材とするショットキーバリアダイオードは、耐圧に課題があったが、ＳｉＣを基材とするショットキーバリアダイオードでは、高耐圧化が実現されている。従って、ＳｉＣ－ショットバリアダイオードを第２整流素子（８）に適用すると好適である。第１整流素子（６）のファストリカバリーダイオードは、Ｓｉを基材とする素子でもＳｉＣを基材とする素子でもよい。

１　　　　：電力変換装置
２　　　　：スイッチ部
３　　　　：スイッチング素子
４　　　　：フリーホイールダイオード
５　　　　：第１スイッチング素子
６　　　　：第１ダイオード（第１整流素子）
７　　　　：第２スイッチング素子
８　　　　：第２ダイオード（第２整流素子）
９　　　　：アーム
１０　　　：インバータ（インバータ回路）
１１　　　：直流電源
２０　　　：駆動制御部
２１　　　：上段側スイッチ部
２２　　　：下段側スイッチ部
８０　　　：回転電機
Ｎ　　　　：負極
Ｐ　　　　：正極

Claims (8)

1. 　オン状態で導通しオフ状態で非導通となるスイッチ部が２つ直列接続された１相分のアームが、直流の正極と負極との間に、複数相の交流の相数に応じて並列接続され、各アームにおける２つの前記スイッチ部の接続点を各相の交流入出力として、直流電力と複数相の交流電力との間で電力変換する電力変換装置であって、
   　前記スイッチ部のそれぞれは、スイッチング素子と、前記負極から前記正極へ向かう方向を順方向として前記スイッチング素子に並列接続されたフリーホイールダイオードとを備え、
   　前記スイッチング素子は、第１スイッチング素子、又は、オフ状態とオン状態との間でのスイッチング応答性が前記第１スイッチング素子よりも高い第２スイッチング素子であり、
   　前記フリーホイールダイオードは、第１整流素子、又は、前記第１整流素子よりも逆回復時間が短い第２整流素子であり、
   　前記アームのそれぞれは、前記正極の側に接続された上段側スイッチ部と、前記負極の側に接続された下段側スイッチ部との何れか一方の前記スイッチ部が、前記第１スイッチング素子と前記第２整流素子との並列接続により構成され、他方の前記スイッチ部が、前記第２スイッチング素子と前記第１整流素子との並列接続により構成されている、電力変換装置。
2. 　前記スイッチ部のそれぞれをスイッチング制御するためのスイッチング制御信号を出力する駆動制御部を備え、
   　前記アームのそれぞれにおいて、前記第２スイッチング素子の前記スイッチング制御信号の周波数は、前記第１スイッチング素子の前記スイッチング制御信号の周波数よりも高い周波数である動作状態を有する請求項１に記載の電力変換装置。
3. 　前記スイッチ部のそれぞれをスイッチング制御するためのスイッチング制御信号を出力する駆動制御部を備え、
   　前記アームのそれぞれにおいて、前記フリーホイールダイオードに順方向電流が流れる期間では、当該前記フリーホイールダイオードに並列接続された前記スイッチング素子の前記スイッチング制御信号が非有効状態である請求項１又は２に記載の電力変換装置。
4. 　前記第１スイッチング素子の前記スイッチング制御信号の周波数は固定値であり、前記第２スイッチング素子の前記スイッチング制御信号の周波数は可変値である請求項２又は３に記載の電力変換装置。
5. 　前記第１スイッチング素子の前記スイッチング制御信号の周波数と、前記第２スイッチング素子の前記スイッチング制御信号の周波数と、の双方が可変値である請求項２又は３に記載の電力変換装置。
6. 　交流の回転電機と、直流電源との間に備えられ、
   　前記スイッチング制御信号の周波数が、前記回転電機の速度、前記回転電機のトルク、直流から交流への変調率の少なくとも１つに応じて設定される請求項２から５の何れか一項に記載の電力変換装置。
7. 　前記第１スイッチング素子は、Ｓｉ－ＩＧＢＴ又はＳｉ－ＭＯＳＦＥＴであり、前記第２スイッチング素子は、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ－ＭＯＳＦＥＴ、又はＳｉＣ－ＩＧＢＴである、請求項１から６の何れか一項に記載の電力変換装置。
8. 　前記第１整流素子は、ファストリカバリーダイオードであり、前記第２整流素子はＳｉＣ－ショットキーバリアダイオードである、請求項１から７の何れか一項に記載の電力変換装置。

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