JP2025039249A - 回転電機制御方法、及び、回転電機制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】巻線界磁型の回転電機を１つのインバータで駆動するときに、電流リプルを低減することができる回転電機制御方法、及び、回転電機制御装置を提供する。【解決手段】界磁巻線１５に流れる電流である界磁巻線電流Ｉｆと、回転電機１０の固定子巻線１６に流れる電流である固定子巻線電流（ＩＵ，ＩＶ，ＩＷ）と、を検出し、検出した界磁巻線電流Ｉｆ及び固定子巻線電流（ＩＵ，ＩＶ，ＩＷ）に基づいて、界磁磁束Ψを変更することにより、固定子巻線１６に印加される電圧である固定子巻線電圧（ＶＵ，ＶＶ，ＶＷ）がゼロとなるタイミングであるゼロ電圧タイミングと、固定子巻線電流（ＩＵ，ＩＶ，ＩＷ）がゼロとなるタイミングであるゼロ電流タイミングと、を近づける。【選択図】図２

Description

本発明は、巻線界磁型回転電機を制御する回転電機制御方法及び回転電機制御装置に関する。

特許文献１は、負荷に対して矩形波状の電圧を出力するときに２つのインバータを使用し、各インバータの動作で生じる特定次数の高調波成分が打ち消し合うように、各インバータを制御することを開示している。

特許第７００２９２４号

電動機等の回転電機は、パルス幅変調制御（以下、ＰＷＭ制御という）によって制御される。このとき、直流電源であるバッテリから回転電機を駆動するインバータに入力する電流には、リプル（以下、電流リプルという）が生じる。

そして、回転電機に電力を供給するバッテリに補機が接続されているときには、電流リプルが、補機に対する平滑コンデンサ（入力コンデンサ）に流れ込み、無用な発熱を生じさせてしまう場合がある。このため、回転電機に電力を供給するバッテリに補機が接続されているときには、電流リプルを特に低減させることが望ましい。

このとき、回転電機の駆動に２つのインバータを使用し、各インバータの動作によって生じる電流リプルを相殺させることも考えられる。しかし、電流リプルを低減させるためだけに２つ目のインバータを設けることは、システムのサイズやコストにおいて多大なデメリットとなるので、通常は採用し得ない。

本発明は、巻線界磁型の回転電機を１つのインバータで駆動するときに、電流リプルを低減することができる回転電機制御方法、及び、回転電機制御装置を提供することを目的とする。

本発明のある態様は、界磁巻線によって界磁磁束を発生させる巻線界磁型の回転電機と、補機と、回転電機と補機に電力を供給するバッテリと、を有するシステムにおいて、回転電機を制御する回転電機制御方法である。この回転電機制御方法では、界磁巻線に流れる電流である界磁巻線電流と、回転電機の固定子巻線に流れる電流である固定子巻線電流と、を検出し、検出した界磁巻線電流及び固定子巻線電流に基づいて、界磁磁束を変更することにより、固定子巻線に印加される電圧である固定子巻線電圧がゼロとなるタイミングであるゼロ電圧タイミングと、固定子巻線電流がゼロとなるタイミングであるゼロ電流タイミングと、を近づける。

本発明によれば、巻線界磁型の回転電機を１つのインバータで駆動するときに、電流リプルを低減することができる回転電機制御方法、及び、回転電機制御装置を提供することができる。

図１は、車両システムの概略構成を示すブロック図である。 図２は、コントローラの構成を示すブロック図である。 図３は、制御モードの切り替えタイミングを示す説明図である。 図４は、バッテリから回転電機（インバータ）に供給する電力の力率が１となるときのベクトル図である。 図５は、界磁磁束の変更による変化を示すベクトル図である。 図６は、固定子巻線電流が制限されるシーンのベクトル図である。 図７は、インバータの構成を示す回路図である。 図８は、比較例において矩形波制御を行うときのＵ相電流及びＵ相電圧等を示すグラフである。 図９は、本実施形態において矩形波制御を行うときのＵ相電流及びＵ相電圧等を示すグラフである。 図１０は、本実施形態において矩形波制御を行うときに、固定子巻線電流が制限されるシーンのＵ相電流及びＵ相電圧等を示すグラフである。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について説明する。

［第１実施形態］
図１は、車両システム１００の概略構成を示すブロック図である。図１に示すように、車両システム１００は、回転電機１０、バッテリ１１、インバータ１２、補機１３、及び、コントローラ１４を備える。

回転電機１０は、電動機または発電機である。回転電機１０が電動機である場合、車両システム１００は、電気自動車やハイブリッド自動車等である電動車両の駆動源である。回転電機１０が発電機である場合、車両システム１００は、バッテリ１１を充電するために発電する発電システムである。本実施形態では、回転電機１０は電動機である。

特に、回転電機１０は、いわゆる巻線界磁型の交流同期機である。すなわち、回転電機１０は、回転子に設けられた界磁巻線１５が生じさせる界磁磁束Ψと、固定子巻線１６が生じさせる固定子磁束Φ_ｓと、の相互作用によって回転する。

本実施形態では、回転電機１０は、三相同期機であり、固定子巻線１６は、Ｕ相巻線、Ｖ相巻線、及び、Ｗ相巻線によって構成される。固定子磁束Φ_ｓは、各相の固定子巻線１６が生じさせる磁束Φ_Ｕ，Φ_Ｖ，Φ_Ｗの合成磁束であり、いわゆる回転磁界を形成する。

以下では、界磁巻線１５に流れる電流を界磁巻線電流Ｉ_ｆといい、固定子巻線１６に流れる電流を固定子巻線電流という。固定子巻線電流は、ＵＶＷ座標系における電流、すなわちＵ相電流Ｉ_Ｕ、Ｖ相電流Ｉ_Ｖ、及び、Ｗ相電流Ｉ_Ｗで表される。固定子巻線電流は、回転子とともに回転するｄｑ座標系における電流、すなわちｄ軸電流Ｉ_ｄ及びｑ軸電流Ｉ_ｑで表される場合がある。この他、固定子巻線１６に印加される電圧を固定子巻線電圧という。

バッテリ１１は、回転電機１０に電力を供給する直流電源である。特に、本実施形態では、バッテリ１１は、回転電機１０だけでなく、補機１３に対しても必要に応じて電力を供給する。すなわち、バッテリ１１は、回転電機１０と補機１３に共通の電源である。バッテリ１１が出力する直流電圧Ｖ_ｄｃは、図示しない電圧センサによって、必要に応じた任意のタイミングで取得され得る。バッテリ１１は、例えば、リチウムイオンバッテリである。

インバータ１２は、バッテリ１１が出力する直流電力を交流電力に変換して回転電機１０に供給する。インバータ１２は、平滑コンデンサ１７（入力コンデンサ）とパワーモジュール１８を含む。平滑コンデンサ１７は、バッテリ１１がインバータ１２に供給する電力を平滑化する。パワーモジュール１８は、複数のスイッチング素子によって構成されたブリッジ回路を含む。パワーモジュール１８の各スイッチング素子は、ＰＷＭ制御によって、オンまたはオフにするタイミングが制御される。本実施形態では、パワーモジュール１８は、ＵＶＷ各相の固定子巻線１６に電力を供給する他、ラインＸを通じて界磁巻線１５に所定の電力を供給するモジュールも含む。

補機１３は、回転電機１０以外の電力を消費する１または複数の装置等である。電動車両においては、補機１３は、例えば、空調装置の電動コンプレッサ、オンボートチャージャ、及び、ＤＣ／ＤＣコンバータ等である。補機１３は、前述のとおり、回転電機１０に電力を供給するバッテリ１１を電源とする。このため、補機１３は、平滑コンデンサ１９（入力コンデンサ）を介して、回転電機１０と並列にバッテリ１１に接続される。バッテリ１１からインバータ１２に入力する電流にリプルが生じると、この電流リプルは補機１３のための平滑コンデンサ１９に流入し、平滑コンデンサ１９を無用に発熱させてしまう場合がある。

コントローラ１４は、車両システム１００の各部を統括的に制御する制御装置であり、例えば、１または複数のコンピュータその他回路等によって構成される。本実施形態では、コントローラ１４は、回転電機１０を制御する回転電機制御装置、すなわち、回転電機１０を駆動するためにインバータ１２の動作を制御する装置として機能する。また、コントローラ１４は、補機１３の動作を制御する補機制御装置としても機能する。コントローラ１４を回転電機制御装置として機能させるためのプログラム（回転電機制御プログラム）やコントローラ１４を補機制御装置として機能させるためのプログラム（補機制御プログラム）は、図示しないストレージに予め記憶されているが、所定の記憶媒体に記憶した状態で、または、無線通信等によって提供され得る。

図２は、コントローラ１４の構成を示すブロック図である。図２では、回転電機制御装置としての主要部分を示し、その他の要素を省略している。

図２に示すように、コントローラ１４は、電流指令値演算部２１、電圧指令値演算部２２、座標変換部２３、ＰＷＭ信号生成部２４、回転検出部２５、座標変換部２６、及び、力率補正演算部２７を備える。

電流指令値演算部２１は、トルク指令値τ_ｅ ^＊、回転電機１０（回転子）の角速度ω［ｒａｄ／ｓ］、及び、直流電圧Ｖ_ｄｃに基づいて、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊、ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊、及び、界磁巻線電流指令値Ｉ_ｆ ^＊を演算する。ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊は、固定子巻線１６に流すべき電流のｄ軸成分であるｄ軸電流Ｉ_ｄを定める。ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊は、固定子巻線１６の流すべき電流のｑ軸成分であるｑ軸電流Ｉ_ｑを定める。以下では、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊及びｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊をまとめてｄｑ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊，Ｉ_ｑ ^＊という。界磁巻線電流指令値Ｉ_ｆ ^＊は、界磁巻線１５に流すべき電流である界磁巻線電流Ｉ_ｆを定める。界磁巻線１５が生じさせる界磁磁束Ψは、界磁巻線電流Ｉ_ｆの設定及び変更によって調整される。トルク指令値τ_ｅ ^＊は、アクセルの操作量等に基づいて決定される。本実施形態では、簡単のため、トルク指令値τ_ｅ ^＊は、既に与えられたものとする。角速度ωは、回転検出部２５から取得される。直流電圧Ｖ_ｄｃは、前述のとおり、図示しない電圧センサによって適宜に取得される。

電圧指令値演算部２２は、ｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊（以下、ｄｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊，Ｖ_ｑ ^＊という）を演算する。ｄｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊，Ｖ_ｑ ^＊は、固定子巻線１６に、ｄｑ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊，Ｉ_ｑ ^＊に応じたｄ軸電流Ｉ_ｄ及びｑ軸電流Ｉ_ｑ（以下、ｄｑ軸電流Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑという）を流すための電圧指令である。また、電圧指令値演算部２２は、界磁巻線電圧指令値Ｖ_ｆ ^＊を演算する。界磁巻線電圧指令値Ｖ_ｆ ^＊は、界磁巻線１５に、界磁巻線電流指令値Ｉ_ｆ ^＊に応じた界磁巻線電流Ｉ_ｆを流すための電圧指令である。

電圧指令値演算部２２は、原則として、ｄｑ軸電流Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑ及び界磁巻線電流Ｉ_ｆがｄｑ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊，Ｉ_ｑ ^＊及び界磁巻線電流指令値Ｉ_ｆ ^＊に追従するように、例えばＰＩ（Proportional-Integral）制御等によって、ｄｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊，Ｖ_ｑ ^＊及び界磁巻線電圧指令値Ｖ_ｆ ^＊を演算する。すなわち、電圧指令値演算部２２は、原則として、フィードバックされたｄｑ軸電流Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑ及び界磁巻線電流Ｉ_ｆの検出値と、ｄｑ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊，Ｉ_ｑ ^＊及び界磁巻線電流指令値Ｉ_ｆ ^＊と、に基づいて、ｄｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊，Ｖ_ｑ ^＊及び界磁巻線電圧指令値Ｖ_ｆ ^＊を演算する。

本実施形態では、後述するように、電圧指令値演算部２２には、力率補正演算部２７によって補正されたｄｑ軸電流Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑ及び界磁巻線電流Ｉ_ｆ、すなわち補正ｄｑ軸電流Ｉ_ｄ＾，Ｉ_ｑ＾及び補正界磁巻線電流Ｉ_ｆ＾がフィードバックされる。したがって、本実施形態の電圧指令値演算部２２は、この補正ｄｑ軸電流Ｉ_ｄ＾，Ｉ_ｑ＾及び補正界磁巻線電流Ｉ_ｆ＾と、ｄｑ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊，Ｉ_ｑ ^＊及び界磁巻線電流指令値Ｉ_ｆ ^＊と、に基づいて、ｄｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊，Ｖ_ｑ ^＊及び界磁巻線電圧指令値Ｖ_ｆ ^＊を演算する。

また、電圧指令値演算部２２には、ｄｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊，Ｖ_ｑ ^＊及び界磁巻線電圧指令値Ｖ_ｆ ^＊を演算するためのモードが２つある。第１のモードは、いわゆる電流ベクトル制御によって、ｄｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊，Ｖ_ｑ ^＊及び界磁巻線電圧指令値Ｖ_ｆ ^＊を演算するモードである。第２のモードは、いわゆる電圧位相制御によって、ｄｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊，Ｖ_ｑ ^＊及び界磁巻線電圧指令値Ｖ_ｆ ^＊を演算するモードである。電圧指令値演算部２２は、ＰＷＭ制御の変調率Ｍ（図示しない）に応じて、電流ベクトル制御と電圧位相制御を切り替える。電流ベクトル制御と電圧位相制御の切り替えについては、詳細を後述する。

なお、電圧指令値演算部２２は、ｄｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊，Ｖ_ｑ ^＊及び界磁巻線電圧指令値Ｖ_ｆ ^＊の変動による相互の影響（干渉）を低減する非干渉化する。本実施形態では、非干渉化制御のための具体的なブロックの図示や説明を省略するが、電圧指令値演算部２２が出力するｄｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊，Ｖ_ｑ ^＊及び界磁巻線電圧指令値Ｖ_ｆ ^＊は非干渉化されている。

座標変換部２３は、ｄｑ軸座標系からＵＶＷ座標系への座標変換により、ｄｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊，Ｖ_ｑ ^＊に基づいて、Ｕ相電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊、Ｖ相電圧指令値Ｖ_Ｖ ^＊、及び、Ｗ相電圧指令値Ｖ_Ｗ ^＊（以下、三相電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊，Ｖ_Ｖ ^＊，Ｖ_Ｗ ^＊という）を演算する。Ｕ相電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊は、Ｕ相の固定子巻線１６に印加する電圧であるＵ相電圧Ｖ_Ｕを定める。Ｖ相電圧指令値Ｖ_Ｖ ^＊は、Ｖ相の固定子巻線１６に印加する電圧であるＶ相電圧Ｖ_Ｖを定める。同様に、Ｗ相電圧指令値Ｖ_Ｗ ^＊は、Ｗ相の固定子巻線１６に印加する電圧であるＷ相電圧Ｖ_Ｗを定める。以下では、Ｕ相電圧Ｖ_Ｕ、Ｖ相電圧Ｖ_Ｖ、及び、Ｗ相電圧Ｖ_Ｗをまとめて三相電圧Ｖ_Ｕ，Ｖ_Ｖ，Ｖ_Ｗという。三相電圧Ｖ_Ｕ，Ｖ_Ｖ，Ｖ_Ｗは、固定子巻線電圧である。また、Ｕ相電流Ｉ_Ｕ、Ｖ相電流Ｉ_Ｖ、及び、Ｗ相電流Ｉ_Ｗをまとめて三相電流Ｉ_Ｕ，Ｉ_Ｖ，Ｉ_Ｗという。なお、ｄｑ軸座標系からＵＶＷ座標系への座標変換は、回転電機１０の電気角θ［ｄｅｇ］に基づいて行われる。

ＰＷＭ信号生成部２４は、三相電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊，Ｖ_Ｖ ^＊，Ｖ_Ｗ ^＊に基づいて、ＵＶＷ各相のスイッチング素子がオン／オフするタイミングを定めるＰＷＭ信号を生成し、インバータ１２に入力する。これにより、固定子巻線１６には三相電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊，Ｖ_Ｖ ^＊，Ｖ_Ｗ ^＊に応じた三相電圧Ｖ_Ｕ，Ｖ_Ｖ，Ｖ_Ｗが印加され、その結果、三相電流Ｉ_Ｕ，Ｉ_Ｖ，Ｉ_Ｗが流れる。実際に流れる三相電流Ｉ_Ｕ，Ｉ_Ｖ，Ｉ_Ｗは、電流検出器３１によって検出される。三相電流Ｉ_Ｕ，Ｉ_Ｖ，Ｉ_Ｗは、固定子巻線電流である。

また、本実施形態では、界磁巻線電圧指令値Ｖ_ｆ ^＊に基づいて、界磁巻線１５に印加する電圧である界磁巻線電圧Ｖ_ｆを制御するＰＷＭ信号（またはその他の制御信号）を生成し、インバータ１２に入力する。これにより、界磁巻線１５には界磁巻線電圧指令値Ｖ_ｆ ^＊に応じた界磁巻線電圧Ｖ_ｆが印加され、その結果、界磁巻線電流Ｉ_ｆが流れる。実際に流れる界磁巻線電流Ｉ_ｆは、電流検出器３２によって検出される。

ＰＷＭ信号生成部２４の動作モードは２つある。第１のモードは、いわゆる非同期ＰＷＭ制御を行うモードである。第２のモードは、いわゆる同期ＰＷＭ制御を行うモードである。非同期ＰＷＭ制御は、回転電機１０（回転子）の回転状態にかかわらず、予め定めた所定周波数の三角波等をキャリア信号として用いる制御である。同期ＰＷＭ制御は、回転電機１０（回転子）の回転に同期したキャリア信号を用いる制御である。ＰＷＭ信号生成部２４は、変調率Ｍに応じて、非同期ＰＷＭ制御と同期ＰＷＭ制御を切り替える。非同期ＰＷＭ制御と同期ＰＷＭ制御の切り替えについては、詳細を後述する。

回転検出部２５は、レゾルバやエンコーダ等の回転検出器３３が出力する信号に基づいて、回転電機１０（回転子）の回転状態を表すパラメータを演算する。具体的には、回転検出部２５は、電気角θ、角速度ω、及び、回転数Ｎ［ｒｐｍ］等を演算する。

座標変換部２６は、ＵＶＷ座標系からｄｑ軸座標系への座標変換により、検出された三相電流Ｉ_Ｕ，Ｉ_Ｖ，Ｉ_Ｗに基づいて、ｄｑ軸電流Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑを演算する。ｄｑ軸電流Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑは固定子巻線電流である。なお、ＵＶＷ座標系からｄｑ軸座標系への座標変換は、回転電機１０の電気角θに基づいて行われる。

力率補正演算部２７は、バッテリ１１から回転電機１０（インバータ１２）に供給する電力の力率（以下、単に力率という）が１（最大値）にできる限り近づくように、検出されたｄｑ軸電流Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑ（固定子巻線電流）及び界磁巻線電流Ｉ_ｆを補正する。そして、力率補正演算部２７は、補正後のｄｑ軸電流Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑである補正ｄｑ軸電流Ｉ_ｄ＾，Ｉ_ｑ＾（補正固定子巻線電流）、及び、補正後の界磁巻線電流Ｉ_ｆである補正界磁巻線電流Ｉ_ｆ＾を電圧指令値演算部２２にフィードバックする。

このように補正ｄｑ軸電流Ｉ_ｄ＾，Ｉ_ｑ＾及び補正界磁巻線電流Ｉ_ｆ＾を電圧指令値演算部２２にフィードバックすることにより、力率補正演算部２７は、界磁磁束Ψを変更する。その結果、力率補正演算部２７は、固定子巻線電流（Ｉ_Ｕ，Ｉ_Ｖ，Ｉ_Ｗ）がゼロとなるタイミングであるゼロ電流タイミングと、固定子巻線１６に印加される電圧である固定子巻線電圧（Ｖ_Ｕ，Ｖ_Ｖ，Ｖ_Ｗ）がゼロとなるタイミングであるゼロ電圧タイミングと、を近づける。

力率補正演算部２７は、例えば、検出されたｄｑ軸電流Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑ及び界磁巻線電流Ｉ_ｆに基づいて、力率及び回転電機１０がトルクτ_ｅを推定し、推定した力率及びトルクτ_ｅに基づいて、補正ｄｑ軸電流Ｉ_ｄ＾，Ｉ_ｑ＾及び補正界磁巻線電流Ｉ_ｆ＾を演算（設定）することができる。本実施形態では、簡単のため、力率補正演算部２７は、実験またはシミュレーション等によって、ｄｑ軸電流Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑ及び界磁巻線電流Ｉ_ｆと、補正ｄｑ軸電流Ｉ_ｄ＾，Ｉ_ｑ＾及び補正界磁巻線電流Ｉ_ｆ＾と、を予め対応付けた補正マップを有するものとする。このため、力率補正演算部２７は、補正マップを参照することにより、検出したｄｑ軸電流Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑ及び界磁巻線電流Ｉ_ｆに応じて、補正ｄｑ軸電流Ｉ_ｄ＾，Ｉ_ｑ＾及び補正界磁巻線電流Ｉ_ｆ＾を設定する。力率の補正、すなわち補正ｄｑ軸電流Ｉ_ｄ＾，Ｉ_ｑ＾及び補正界磁巻線電流Ｉ_ｆ＾の演算については、詳細を後述する。

＜制御モードの切り替え＞
図３は、制御モードの切り替えタイミングを示す説明図である。図３の横軸は回転数Ｎであり、縦軸は回転電機１０のトルクτ_ｅである。実線は、回転数Ｎに応じて出力可能なトルクτ_ｅを示す。全ての回転数Ｎを通じて回転電機１０が出力し得る最大トルクはτ_{ｅ－ＭＡＸ}である。そして、最大トルクτ_{ｅ－ＭＡＸ}を維持し得る限界回転数はＮ_ｌｉｍである。

ラインＬ_１は、ＰＷＭ制御の変調率Ｍが１．００となる境界線である。ラインＬ_１よりも回転数Ｎが低い制御領域は、変調率Ｍが１．００以下であって、三相電流Ｉ_Ｕ，Ｉ_Ｖ，Ｉ_Ｗを正弦波状に制御可能な通常の制御領域（以下、通常領域３６という）である。ラインＬ_１よりも回転数Ｎが高い制御領域は、変調率Ｍが１．００を超え、三相電流Ｉ_Ｕ，Ｉ_Ｖ，Ｉ_Ｗの波形が一部において制限された過変調状態での制御となる領域（以下、過変調領域３７という）である。すなわち、ラインＬ_１は、過変調到達線である。

ラインＬ_２は、ＰＷＭ制御の変調率Ｍが１．０５となる境界線である。ラインＬ_２は、制御モードの切り替えにヒステリシスを持たせ、頻繁な制御モードの切り替えを抑えるために設定される。

ラインＬ_３は、ＰＷＭ制御の変調率Ｍが１．１０となる境界線である。ラインＬ_３よりも回転数Ｎが高い制御領域は、変調率Ｍが１．１０を超え、過変調領域３７の中でも三相電流Ｉ_Ｕ，Ｉ_Ｖ，Ｉ_Ｗの波形が実質的に矩形波となる制御領域（以下、矩形波領域３８という）である。すなわち、ラインＬ_３は矩形波到達線である。矩形波領域３８での制御（矩形波制御）は、１パルス制御と称される場合もある。

原則として、通常領域３６においては、回転電機１０は、電流ベクトル制御及び非同期ＰＷＭ制御によって制御され、過変調領域３７においては、電圧位相制御及び同期ＰＷＭ制御によって制御される。すなわち、原則として、回転電機１０の制御が通常領域３６での制御となるときに、電圧指令値演算部２２は電流ベクトル制御を選択し、ＰＷＭ信号生成部２４は非同期ＰＷＭ制御を選択する。そして、回転電機１０の制御が過変調領域３７での制御となるときに、電圧指令値演算部２２は電圧位相制御を選択し、ＰＷＭ信号生成部２４は同期ＰＷＭ制御を選択する。

本実施形態では、回転電機１０の制御が通常領域３６での制御から過変調領域３７での制御に遷移する場合、ラインＬ_２を超えたときに、制御モードは、電圧ベクトル制御及び非同期ＰＷＭ制御から、電圧位相制御及び同期ＰＷＭ制御に切り替えられる。一方、回転電機１０の制御が過変調領域３７での制御から通常領域３６での制御に遷移する場合、ラインＬ_１を超えたときに、制御モードは、電圧位相制御及び同期ＰＷＭ制御から、電流ベクトル制御及び非同期ＰＷＭ制御に切り替えられる。

＜力率の補正＞
図４は、バッテリ１１から回転電機１０（インバータ１２）に供給する電力の力率が１となるときのベクトル図である。

図４に示すように、ｄｑ軸座標系において、固定子巻線電流は電流ベクトルＩ_ａによって表される。電流ベクトルＩ_ａは、ｄ軸電流ベクトル（Ｉ_ｄ）とｑ軸電流ベクトル（Ｉ_ｑ）の合成ベクトルである。そして、固定子巻線電流の位相βは、電流ベクトルＩ_ａがｑ軸となす角によって表される。

界磁磁束Ψは、ｄ軸上の正ベクトルによって表される。そして、回転電機１０の磁束ベクトルΦ_０は、界磁磁束Ψと、固定子巻線１６が生じさせる磁束（以下、固定子磁束Φ_ｓという）の合成によって表される。固定子磁束Φ_ｓは、ｑ軸方向に生じる磁束（Ｌ_ｑＩ_ｑ）とｄ軸方向に生じる磁束（Ｌ_ｄＩ_ｄ）の合成である。ｑ軸方向に生じる磁束（Ｌ_ｑＩ_ｑ）は、固定子巻線１６のｑ軸インダクタンスＬ_ｑとｑ軸電流Ｉ_ｑの積によって表される。同様に、ｄ軸方向に生じる磁束（Ｌ_ｄＩ_ｄ）は、固定子巻線１６のｄ軸インダクタンスＬ_ｄとｄ軸電流Ｉ_ｄの積によって表される。そして、回転磁束である固定子磁束Φ_ｓの位相δは、固定子磁束Φ_ｓを表すベクトルとｑ軸のなす角によって表される。

電流ベクトルＩ_ａと固定子磁束Φ_ｓを表すベクトルが平行であり、固定子巻線電流の位相βと固定子磁束Φ_ｓの位相δが等しいとき（β＝γ）、バッテリ１１から回転電機１０に供給する電力の力率は１（最大値）となる。このとき、電流ベクトルＩ_ａと磁束ベクトルΦ_０は垂直になる。

通常領域３６における制御では、トルク指令値τ_ｅ ^＊に対応するトルクτ_ｅ（要求トルク）を出力させるために、ｄｑ軸電流Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑの組み合わせを殆ど自由に選ぶことができる。すなわち、固定子巻線電流の位相βは実質的に任意に選ぶことができる。したがって、通常領域３６における制御では、固定子巻線電流の位相βと固定子磁束Φ_ｓの位相δが等しくなるように、ｄｑ軸電流Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑが設定（演算）される。

一方、過変調領域３７（特に、矩形波領域３８）における制御では、インバータ１２等の性能的限界により、固定子巻線電流や固定子巻線電圧が制限され、要求トルクを出力させるｄｑ軸電流Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑの組み合わせが限られる。すなわち、位相βの選択自由度が低下する。このため、例えば制御対象の回転電機が永久磁石埋込型であって、界磁磁束Ψが制御し得ない場合、過変調領域３７及び矩形波領域３８では、通常、位相βと位相δが等しくなるようにｄｑ軸電流Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑを設定することができない。その結果、力率の低下が避けられない。

しかし、本実施形態では、回転電機１０は巻線界磁型であるから、界磁磁束Ψは界磁巻線電流Ｉ_ｆを介して制御可能なパラメータである。このため、本実施形態では、ｄｑ軸電流Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑと併せて、界磁巻線電流Ｉ_ｆを調整することによって、界磁磁束Ψを変更し、位相βと位相δが等しくなるようにｄｑ軸電流Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑを設定する。したがって、本実施形態では、位相βが制限される場合でも、界磁磁束Ψの変更によって、力率は１に維持される。具体的には、前述のように、力率補正演算部２７が、電圧指令値演算部２２にフィードバックするｄｑ軸電流Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑ及び界磁巻線電流Ｉ_ｆを補正することによって、これを実現する。すなわち、補正ｄｑ軸電流Ｉ_ｄ＾，Ｉ_ｑ＾及び補正界磁巻線電流Ｉ_ｆ＾は、界磁磁束Ψを変更して力率を１に維持するように設定される。

以下、界磁磁束Ψの変更について詳述する。

回転電機１０のトルクτ_ｅは、一般に、下記の式（１）で表される。「Ｐ」は回転電機１０の極対数である。「Ｌ_ｄ」は、前述のとおり、固定子巻線１６のｄ軸インダクタンス［Ｈ］である。同様に、「Ｌ_ｑ」は、固定子巻線１６のｄ軸インダクタンス［Ｈ］である。

但し、本実施形態の回転電機１０は巻線界磁型であるため、リラクタンストルクは、界磁磁束Ψによって生じるトルク（いわゆるマグネットトルク）と比較して、ごく小さい。このため、式（１）において、リラクタンストルクを表す第２項（Ｐ（Ｌ_ｄ－Ｌ_ｑ）Ｉ_ｄＩ_ｑ）は省略できる。このため、回転電機１０のトルクτ_ｅは、下記の式（２）に示すとおり、界磁磁束Ψによって生じるトルクに等しい。また、界磁磁束Ψは、下記の式（３）に示すとおり、界磁巻線電流Ｉ_ｆに比例する。比例係数ｋは、界磁巻線１５の具体的構成によって予め定まる。

したがって、式（２）及び式（３）から明らかなとおり、巻線界磁型である回転電機１０のトルクτ_ｅは、下記の式（４）で表される。

また、回転電機１０の電圧方程式は、一般に、下記の式（５）で表される。「Ｖ_ｄ」はｄ軸電圧であり、「Ｖ_ｑ」はｑ軸電圧である。これらのｄｑ軸電圧Ｖ_ｄ，Ｖ_ｑは固定子巻線電圧である。「Ｒ_ａ」は固定子巻線１６の抵抗［Ω］である。「ｓ」は微分演算子（ｄ／ｄｔ）である。また、「ω」は、前述のとおり、回転電機１０の角速度［ｒａｄ／ｓ］である。

位相βと位相δが等しく、力率が１となる場合、ｄｑ軸電流Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑの比とｄｑ軸電圧Ｖ_ｄ，Ｖ_ｑの比が等しい。すなわち、Ｉ_ｄ／Ｉ_ｑ＝Ｖ_ｄ／Ｖ_ｑである。したがって、界磁磁束Ψとして式（３）を使用し、Ｉ_ｄ／Ｉ_ｑ＝Ｖ_ｄ／Ｖ_ｑの条件の下で、式（５）の電圧方程式を解けば、ｄ軸電流Ｉ_ｄは、下記の式（６）で表される。また、ｑ軸電流Ｉ_ｑは下記の式（７）で表される。

トルク指令値τ_ｅ ^＊によって回転電機１０が出力すべきトルクτ_ｅが定まれば、式（４）及び式（７）を満たす範囲内で、ｑ軸電流Ｉ_ｑと界磁巻線電流Ｉ_ｆを設定することができる。要求トルクが定まっている場合、ｑ軸電流Ｉ_ｑと界磁巻線電流Ｉ_ｆは概ね反比例の関係にあり、界磁巻線電流Ｉ_ｆを増加すればｑ軸電流Ｉ_ｑは減少し、界磁巻線電流Ｉ_ｆを減少させればｑ軸電流Ｉ_ｑは増加する。また、ｄ軸電流Ｉ_ｄは、式（６）に示すとおり、ｑ軸電流Ｉ_ｑと界磁巻線電流Ｉ_ｆが決定されると、一義的に定まる。例えば、界磁巻線電流Ｉ_ｆを増加すればｄ軸電流Ｉ_ｄの大きさ増加し、界磁巻線電流Ｉ_ｆを減少させればｄ軸電流Ｉ_ｄの大きさは減少する。

図５は、界磁磁束Ψの変更による変化を示すベクトル図である。ここでは、説明のため、図５（Ａ）に示すように、ある特定のｄｑ軸電流Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑ及び界磁巻線電流Ｉ_ｆで回転電機１０を制御しているシーンを基準として、界磁磁束Ψの変化による影響について説明する。また、回転電機１０のトルクτ_ｅは維持するものとする。

図５（Ｂ）に示すように、界磁巻線電流Ｉ_ｆをＩ_ｆ ^－に減少させると、界磁磁束ΨはΨ^－に減少する。このとき、ｑ軸電流Ｉ_ｑはＩ_ｑ ^＋に増加し、ｄ軸電流Ｉ_ｄはＩ_ｄ ^－に減少する。したがって、固定子磁束Φ_ｓはΦ_ｓ′に変化し、その位相δはδ^－に減少する。なお、磁束ベクトルΦ_０はΦ_０′に変化する。

図５（Ｃ）に示すように、界磁巻線電流Ｉ_ｆをＩ_ｆ ^＋に増加させると、界磁磁束ΨはΨ^＋に増加する。このとき、ｑ軸電流Ｉ_ｑはＩ_ｑ ^－に減少し、ｄ軸電流Ｉ_ｄはＩ_ｄ ^＋に増加する。したがって、固定子磁束Φ_ｓはΦ_ｓ″に変化し、その位相δはδ^＋に増加する。なお、磁束ベクトルΦ_０はΦ_０″に変化する。

このように、巻線界磁型の回転電機１０では、界磁巻線電流Ｉ_ｆの調整によって界磁磁束Ψを変更することにより、トルクτ_ｅ（要求トルク）を維持しながら、固定子磁束Φ_ｓの位相δを変更することができる。このとき、ｄｑ軸電流Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑも変化するが、界磁磁束Ψの変更によれば、ｄｑ軸電流Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑの変化をインバータ１２等の性能的限界による固定子巻線電流や固定子巻線電圧の制限の範囲内に収めることができる。すなわち、界磁磁束Ψを変更すれば、電流ベクトルＩ_ａの位相βと固定子磁束Φ_ｓの位相δを近づけ、力率を１またはそれに近い値に維持しやすい。

図６は、固定子巻線電流が制限されるシーンのベクトル図である。図６では、固定子巻線電流の最大値（最大電流Ｉ_ａｍ）を表す電流制限楕円を破線で示し、回転数Ｎに応じた最大誘起電圧Ｖ_ａｍを表す電圧制限楕円を点線で示す。固定子巻線電流の制限下で、３０００ｒｐｍ、４０００ｒｐｍ、５０００ｒｐｍ、及び、６０００ｒｐｍの各回転数Ｎにおいて出力し得る最大のトルクτ_ｅを出力する場合の電流ベクトルＩ_ａをそれぞれＩ_ａ１，Ｉ_ａ２，Ｉ_ａ３，Ｉ_ａ４で示す。また、これらの電流ベクトルＩ_ａ１，Ｉ_ａ２，Ｉ_ａ３，Ｉ_ａ４に対して、力率を１（β＝δ）に維持するための界磁磁束ΨがΨ_１、Ψ_２、Ψ_３、Ψ_４である。但し、Ψ_４は図示しない。電流ベクトルＩ_ａ１，Ｉ_ａ２，Ｉ_ａ３，Ｉ_ａ４及び界磁磁束Ψ_１、Ψ_２、Ψ_３、Ψ_４に対応する界固定子磁束Φ_ｓがΦ_ｓ１、Φ_ｓ２、Φ_ｓ３、Φ_ｓ４である。同様に、電流ベクトルＩ_ａ１，Ｉ_ａ２，Ｉ_ａ３，Ｉ_ａ４及び界磁磁束Ψ_１、Ψ_２、Ψ_３、Ψ_４に対応する磁束ベクトルΦ_０がΦ_０１、Φ_０２、Φ_０３、Φ_０４である。なお、電流ベクトルＩ_ａ１，Ｉ_ａ２，Ｉ_ａ３，Ｉ_ａ４の各位相β、及び、界磁磁束Ψ_１、Ψ_２、Ψ_３、Ψ_４の各位相δは、図示を省略する。

図６に示すように、固定子巻線電流の制限があるときには、電流ベクトルＩ_ａ１，Ｉ_ａ２，Ｉ_ａ３，Ｉ_ａ４に示すように、回転数Ｎに応じて位相βは大きくなる。このため、固定子巻線電流が制限されている場合に回転数Ｎが大きくなったときには、界磁磁束Ψを大きくすることによって力率を１に維持することができる。

なお、界磁磁束Ψ（界磁電流Ｉ_ｆ）を大きくするにも限界はある。固定子巻線電流が制限されていると、例えば、電流ベクトルＩ_ａ３に対応する界磁磁束Ψ_３を実現することができても、電流ベクトルＩ_ａ４に対応する界磁磁束Ψ_４は実現し得ない場合がある。このような場合、力率補正演算部２７は、界磁磁束Ψを変更して、実現可能な範囲内において、できる限り力率を１に近づけるように補正ｄｑ軸電流Ｉ_ｄ＾，Ｉ_ｑ＾及び補正界磁巻線電流Ｉ_ｆ＾を設定する。例えば、電流ベクトルＩ_ａ４に対応する界磁磁束Ψ_４が必要であるときに、界磁磁束Ψ_４は実現不能であって、界磁磁束Ψ_３まで実現し得るときには、力率補正演算部２７は、界磁磁束Ψを界磁磁束Ψ_３に変更して、できる限り力率を１に近づけるように補正ｄｑ軸電流Ｉ_ｄ＾，Ｉ_ｑ＾及び補正界磁巻線電流Ｉ_ｆ＾を設定する。

図７は、インバータ１２の構成を示す回路図である。図７では、固定子巻線電流を流すための構成だけを示し、その他の要素の図示を省略する。

図７に示すように、インバータ１２のパワーモジュール１８は、ＵＶＷ各相に対応するレグＬ_Ｕ，Ｌ_Ｖ，Ｌ_Ｗを有する。各相のレグＬ_Ｕ，Ｌ_Ｖ，Ｌ_Ｗは、上アームと下アームを備え、これらの間に各相の固定子巻線が接続される。上アーム及び下アームは、いずれもスイッチング素子と還流ダイオードによって構成される。本実施形態では、バッテリ１１からインバータ１２（回転電機１０）に供給される直流電流をＩ_ｄｃとする。ＵＶＷ各相の上アームに流れる電流をそれぞれＩ_１，Ｉ_２，Ｉ_３とする。また、平滑コンデンサ１７と各相のレグＬ_Ｕ，Ｌ_Ｖ，Ｌ_Ｗの間を流れる直流電流をＩ_４とする。

以下、上記のように構成されるコントローラ１４（回転電機制御装置）の作用を説明する。

図８は、比較例において矩形波制御を行うときのＵ相電流Ｉ_Ｕ及びＵ相電圧Ｖ_Ｕ等を示すグラフである。比較例は、永久磁石埋込型の回転電機等であって、界磁磁束Ψの変更による力率の補正を行わない制御例である。それ以外の制御構成は、本実施形態と同様である。

図８（Ａ）は、比較例におけるＵ相電流Ｉ_Ｕ及びＵ相電圧Ｖ_Ｕを示す。図８（Ａ）では、Ｕ相電圧Ｖ_Ｕがゼロとなるゼロ電圧タイミングを◇印で示し、Ｕ相電流Ｉ_Ｕがゼロとなるゼロ電流タイミングを▽印で示す。図８（Ａ）では、Ｕ相電流Ｉ_Ｕ及びＵ相電圧Ｖ_Ｕだけを示すが、Ｖ相及びＷ相における電流及び電圧の関係もこれと同様である。図８（Ｂ）は、比較例において、インバータ１２の各所を流れる電流Ｉ_１，Ｉ_２，Ｉ_３，Ｉ_４を示す。図８（Ｂ）では、電流Ｉ_１，Ｉ_２，Ｉ_３，Ｉ_４は、それぞれ、細実線、破線、一点鎖線、及び、太実線で示されている。図８（Ｃ）は、比較例において、バッテリ１１からインバータ１２（回転電機１０）に供給される直流電流Ｉ_ｄｃを示す。図８の各グラフにおける横軸は時間である。

図８（Ａ）に示すように、Ｕ相の固定子巻線１６は、矩形波状のＵ相電圧Ｖ_Ｕが印加され、正弦波状のＵ相電流Ｉ_Ｕが流れる。このとき、比較例では、ゼロ電圧タイミング（▽）とゼロ電流タイミング（◇）がずれる。ゼロ電圧タイミング（▽）とゼロ電流タイミング（◇）の差Δは、過変調領域３７での制御、特に、矩形波領域３８での制御において顕著になる。また、力率は約０．９程度にまで低下する。

このとき、Ｕ相レグＬ_Ｕのスイッチング素子はＵ相電圧Ｖ_Ｕを出力するように駆動しているので、図８（Ｂ）に示すように、Ｕ相レグＬ_Ｕの上アームに流れる電流Ｉ_１は、一時的に負になる。具体的には、Ｕ相電圧Ｖ_Ｕが負から正に転じるときに、電流Ｉ_１が一時的に負になる。破線及び一点鎖線で示すとおり、Ｖ相レグＬ_Ｖ及びＷ相レグＬ_Ｗの上アームに流れる電流Ｉ_２，Ｉ_３も、電流Ｉ_１と同様に一時的に負になる。そして、平滑コンデンサ１７と各相のレグＬ_Ｕ，Ｌ_Ｖ，Ｌ_Ｗの間を流れる電流Ｉ_４は、電流Ｉ_１，Ｉ_２，Ｉ_３の和である。このため、図８（Ｂ）に示すとおり、電流Ｉ_１，Ｉ_２，Ｉ_３が一時的に負になると、そのタイミングで電流Ｉ_４が落ち窪む。

すなわち、ゼロ電圧タイミング（▽）とゼロ電流タイミング（◇）に差Δがあると、各相レグＬ_Ｕ，Ｌ_Ｖ，Ｌ_Ｗの上アームに流れる電流Ｉ_１，Ｉ_２，Ｉ_３が一時的に負値となって、電流Ｉ_４にリプルを生じさせる。図８（Ｂ）に示す電流Ｉ_４の実効値は約５５０Ａであり、リプルの振幅（ピーク間の電流値の差）は約３００Ａである。

そして、電流Ｉ_４のリプルは平滑コンデンサ１７によって平滑化されるものの、図８（Ｃ）に示すように、バッテリ１１がインバータ１２に供給する直流電流Ｉ_ｄｃにも大きなリプルが生じる。図８（Ｃ）に示す直流電流Ｉ_ｄｃの実効値は約５４０Ａであり、リプルの振幅は約１８０Ａである。前述のとおり、バッテリ１１は補機１３にも接続されているので、直流電流Ｉ_ｄｃに生じたリプルは、補機１３を接続する平滑コンデンサ１９に流入し、平滑コンデンサ１９を発熱させる。

図９は、本実施形態におけるＵ相電流Ｉ_Ｕ及びＵ相電圧Ｖ_Ｕ等を示すグラフである。図９（Ａ）は、本実施形態におけるＵ相電流Ｉ_Ｕ及びＵ相電圧Ｖ_Ｕを示す。

図９（Ａ）では、Ｕ相電圧Ｖ_Ｕ及びＵ相電流Ｉ_Ｕがゼロとなるタイミングを○印で示す。図９（Ａ）では、Ｕ相電流Ｉ_Ｕ及びＵ相電圧Ｖ_Ｕだけを示すが、Ｖ相及びＷ相における電流及び電圧の関係もこれと同様である。図９（Ｂ）は、本実施形態において、インバータ１２の各所を流れる電流Ｉ_１，Ｉ_２，Ｉ_３，Ｉ_４を示す。図９（Ｂ）では、電流Ｉ_１，Ｉ_２，Ｉ_３，Ｉ_４は、それぞれ、細実線、破線、一点鎖線、及び、太実線で示されている。図９（Ｃ）は、本実施形態において、バッテリ１１からインバータ１２（回転電機１０）に供給される直流電流Ｉ_ｄｃを示す。図９の各グラフにおける横軸は時間である。

図９（Ａ）に示すように、本実施形態では、界磁磁束Ψの変更によって力率を補正することによって、Ｕ相電圧Ｖ_ＵとＵ相電流Ｉ_Ｕが同期する。すなわち、○印で示すとおり、ゼロ電圧タイミングと、ゼロ電流タイミングと、が一致し、力率は約１となる。

このため、図９（Ｂ）に示すように、Ｕ相レグＬ_Ｕの上アームに流れる電流Ｉ_１は、常にゼロ以上（実質的に正の電流成分のみ）となる。Ｖ相レグＬ_Ｖ及びＷ相レグＬ_Ｗの上アームに流れる電流Ｉ_２，Ｉ_３についても電流Ｉ_１と同様に、常にゼロ以上となる。したがって、平滑コンデンサ１７と各相のレグＬ_Ｕ，Ｌ_Ｖ，Ｌ_Ｗの間を流れる電流Ｉ_４のリプルは、比較例に対して、低減される。特に、図９（Ｂ）では、ゼロ電圧タイミングとゼロ電流タイミングが完全に一致しているので、電流Ｉ_４のリプルは最小限に抑えられている。図９（Ｂ）に示す電流Ｉ_４の実効値は約６００Ａであり、リプルの振幅は約１００Ａである。

電流Ｉ_４のリプルが抑えられたことによって、図９（Ｃ）に示すように、バッテリ１１がインバータ１２に供給する直流電流Ｉ_ｄｃのリプルも、比較例に対して低減される。その結果、補機１３を接続する平滑コンデンサ１９に流入するリプルも減り、平滑コンデンサ１９の発熱が抑えられる。図９（Ｃ）に示す直流電流Ｉ_ｄｃの実効値は約６００Ａであり、リプルの振幅は約６０Ａである。

図１０は、本実施形態において矩形波制御を行うときに、固定子巻線電流が制限されるシーンのＵ相電流Ｉ_Ｕ及びＵ相電圧Ｖ_Ｕ等を示すグラフである。

図１０（Ａ）は、Ｕ相電流Ｉ_Ｕ及びＵ相電圧Ｖ_Ｕを示す。図１０（Ａ）では、Ｕ相電圧Ｖ_Ｕがゼロとなるタイミングを◇印で示し、Ｕ相電流Ｉ_Ｕがゼロとなるタイミングを▽印で示す。図１０（Ａ）では、Ｕ相電流Ｉ_Ｕ及びＵ相電圧Ｖ_Ｕだけを示すが、Ｖ相及びＷ相における電流及び電圧の関係もこれと同様である。図１０（Ｂ）は、インバータ１２の各所を流れる電流Ｉ_１，Ｉ_２，Ｉ_３，Ｉ_４を示す。図１０（Ｂ）では、電流Ｉ_１，Ｉ_２，Ｉ_３，Ｉ_４は、それぞれ、細実線、破線、一点鎖線、及び、太実線で示されている。図１０（Ｃ）は、比較例において、バッテリ１１からインバータ１２（回転電機１０）に供給される直流電流Ｉ_ｄｃを示す。図１０の各グラフにおける横軸は時間である。

図１０（Ａ）に示すように、固定子巻線電流が制限されるシーンでは、界磁磁束Ψの変更によって、ゼロ電圧タイミング（▽）とゼロ電流タイミング（◇）を完全に一致させ、力率を完全に１に維持することができない場合がある。しかし、力率補正演算部２７は、界磁磁束Ψを変更して、実現可能な範囲内において界磁磁束Ψを変更し、できる限り力率を１に近づけるように補正ｄｑ軸電流Ｉ_ｄ＾，Ｉ_ｑ＾及び補正界磁巻線電流Ｉ_ｆ＾を設定している。すなわち、力率補正演算部２７は、ゼロ電圧タイミング（▽）とゼロ電流タイミング（◇）の差Δが最小化するように、界磁磁束Ψを変更する。このため、ゼロ電圧タイミング（▽）とゼロ電流タイミング（◇）の差Δは、比較例よりも低減され、力率は約０．９５程度になる。

このため、図１０（Ｂ）に示すように、Ｕ相レグＬ_Ｕの上アームに流れる電流Ｉ_１は、一時的に負になるものの、その負電流の大きさは、比較例よりも低減される。Ｖ相レグＬ_Ｖ及びＷ相レグＬ_Ｗの上アームに流れる電流Ｉ_２，Ｉ_３も、電流Ｉ_１と同様に一時的に負になるものの、その負電流の大きさは、比較例よりも低減される。このため、平滑コンデンサ１７と各相のレグＬ_Ｕ，Ｌ_Ｖ，Ｌ_Ｗの間を流れる電流Ｉ_４は、電流Ｉ_１，Ｉ_２，Ｉ_３が一時的に負になるタイミングで落ち窪むものの、この落ち窪みの程度は、比較例よりも抑えられている。すなわち、電流Ｉ_４に生じるリプルの振幅は、比較例よりも抑えられる。図１０（Ｂ）に示す電流Ｉ４の実効値は約５８０Ａであり、リプルの振幅は約１５０Ａである。

このように、電流Ｉ_４のリプルが抑えられたことによって、図１０（Ｃ）に示すように、バッテリ１１がインバータ１２に供給する直流電流Ｉ_ｄｃのリプルも、比較例に対して低減される。その結果、補機１３を接続する平滑コンデンサ１９に流入するリプルも減り、平滑コンデンサ１９の発熱が抑えられる。図１０（Ｃ）に示す直流電流Ｉ_ｄｃの実効値は約５８０Ａであり、リプルの振幅は約１２０Ａである。

上記のように、本実施形態によれば、界磁磁束Ψの変更によって、力率を１にできる限り近づける補正を行うことにより、バッテリ１１がインバータ１２（回転電機１０）に供給する直流電流Ｉ_ｄｃに生じるリプルが低減される。その結果、補機１３を接続する平滑コンデンサ１９に流入するリプルが減り、平滑コンデンサ１９の発熱が抑えられる。

特に、本実施形態は、巻線界磁型の回転電機１０を１つのインバータ１２で駆動する場合に、直流電流Ｉ_ｄｃのリプルを抑え、平滑コンデンサ１９の発熱を抑えることができる。すなわち、本実施形態のように界磁磁束Ψの変更によって力率の補正を行えば、インバータを２つ用いなくても、直流電流Ｉ_ｄｃのリプルを抑え、平滑コンデンサ１９の発熱を抑えることができる。

なお、上記実施形態では、矩形波領域３８での制御において、界磁磁束Ψの変更による力率の補正を行う例を示したが、これに限らない。過変調領域３７での制御では、ゼロ電圧タイミング（▽）とゼロ電流タイミング（◇）の差Δが特に顕著になるので、少なくとも過変調領域３７での制御において、界磁磁束Ψの変更による力率の補正を行うことが好ましい。また、通常領域３６での制御では、相対的に、ゼロ電圧タイミング（▽）とゼロ電流タイミング（◇）の差Δが目立たないが、通常領域３６の制御においても、過変調領域３７及び矩形波領域３８での制御と同様に、界磁磁束Ψの変更による力率の補正を行えば、直流電流Ｉ_ｄｃのリプルを抑え、平滑コンデンサ１９の発熱を抑えることができる。

以上のように、本実施形態に係る回転電機制御方法は、界磁巻線１５によって界磁磁束Ψを発生させる巻線界磁型の回転電機１０と、補機１３と、回転電機１０と補機１３に電力を供給するバッテリ１１と、を有するシステム（１００）において、回転電機１０を制御する回転電機制御方法である。この回転電機制御方法では、界磁巻線１５に流れる電流である界磁巻線電流Ｉ_ｆと、回転電機１０の固定子巻線１６に流れる電流である固定子巻線電流（Ｉ_Ｕ，Ｉ_Ｖ，Ｉ_Ｗ）と、を検出し、検出した界磁巻線電流Ｉ_ｆ及び固定子巻線電流（Ｉ_Ｕ，Ｉ_Ｖ，Ｉ_Ｗ）に基づいて、界磁磁束Ψを変更することにより、固定子巻線１６に印加される電圧である固定子巻線電圧（Ｖ_Ｕ，Ｖ_Ｖ，Ｖ_Ｗ）がゼロとなるタイミングであるゼロ電圧タイミングと、固定子巻線電流（Ｉ_Ｕ，Ｉ_Ｖ，Ｉ_Ｗ）がゼロとなるタイミングであるゼロ電流タイミングと、を近づける。

このように、界磁磁束Ψの変更によってゼロ電圧タイミングとゼロ電流タイミングとを近づけることにより、１つのインバータ１２で回転電機１０駆動する場合でも、バッテリ１１がインバータ１２（回転電機１０）に供給する直流電流Ｉ_ｄｃに生じるリプルを低減することができる。その結果、補機１３を接続する平滑コンデンサ１９に流入するリプルが減り、平滑コンデンサ１９の発熱が抑えられる。なお、回転電機１０の制御に２つのインバータを用いる場合、通常領域３６の制御においても、固定子巻線電流（Ｉ_Ｕ，Ｉ_Ｖ，Ｉ_Ｗ）の波形が理想的な正弦波となり難い場合があるが、本実施形態では、このような問題も生じない。

上記実施形態に係る回転電機制御方法では、原則として、ゼロ電圧タイミングと、ゼロ電流タイミングと、を一致させる。

このように、ゼロ電圧タイミングとゼロ電流タイミングと一致させる場合、力率を１に維持し、バッテリ１１がインバータ１２に供給する直流電流Ｉ_ｄｃのリプルを最小限に抑えることができる。このため、補機１３を接続する平滑コンデンサ１９に流入するリプルも最小となり、平滑コンデンサ１９の発熱が最も抑えられる。

上記実施形態に係る回転電機制御方法では、固定子巻線電流（Ｉ_ａ）が制限され、ゼロ電圧タイミングと、ゼロ電流タイミングと、を一致させることができない場合、ゼロ電圧タイミングと、ゼロ電流タイミングと、の差Δが最小化するように、界磁磁束Ψを変更する。

このように、固定子巻線電流（Ｉ_ａ）が制限され、ゼロ電圧タイミングと、ゼロ電流タイミングと、を一致させることができない場合でも、実現可能な範囲内において、これらの差Δが最小となるように、界磁磁束Ψを変更すれば、界磁磁束Ψを全く変更しない場合よりも、バッテリ１１がインバータ１２に供給する直流電流Ｉ_ｄｃのリプルを抑えることができる。このため、補機１３を接続する平滑コンデンサ１９に流入するリプルを抑え、平滑コンデンサ１９の発熱を低減することができる。

上記実施形態に係る回転電機制御方法では、回転電機１０をパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）によって制御し、少なくとも、パルス幅変調制御における変調率Ｍが１よりも大きいときに、界磁磁束Ψを変更する。

変調率Ｍが１よりも大きくなる過変調領域３７（特に矩形波領域３８）では、ゼロ電圧タイミングと、ゼロ電流タイミングと、の差Δが顕著になり、バッテリ１１がインバータ１２に供給する直流電流Ｉ_ｄｃのリプルが大きくなりやすい。このため、上記のように、少なくとも過変調領域３７（特に矩形波領域３８）での制御において、界磁磁束Ψを変更（調整）し、平滑コンデンサ１９の発熱を低減することが好ましい。

上記実施形態に係る回転電機制御方法では、検出した界磁巻線電流Ｉ_ｆ及び固定子巻線電流（Ｉ_Ｕ，Ｉ_Ｖ，Ｉ_Ｗ）に基づいて、バッテリ１１から回転電機１０に供給する電力の力率が１に近づくように、界磁磁束Ψを変更する。

このように、バッテリ１１から回転電機１０に供給する電力の力率が１に近づくように界磁磁束Ψを変更すれば、容易に、ゼロ電圧タイミングとゼロ電流タイミングを近づけることができる。したがって、バッテリ１１がインバータ１２（回転電機１０）に供給する直流電流Ｉ_ｄｃに生じるリプルを低減することができる。その結果、補機１３を接続する平滑コンデンサ１９に流入するリプルが減り、平滑コンデンサ１９の発熱が抑えられる。

上記実施形態に係る回転電機制御方法では、具体的に、要求トルク（τ_ｅ ^＊）に基づいて、界磁巻線電流Ｉ_ｆを定める界磁巻線電流指令値Ｉ_ｆ ^＊と、固定子巻線電流（Ｉ_Ｕ，Ｉ_Ｖ，Ｉ_Ｗ）を定める固定子巻線電流指令値（Ｉ_ｄ ^＊，Ｉ_ｑ ^＊）と、を演算し、力率が１になるときの界磁磁束Ψに基づいて、検出した界磁巻線電流Ｉ_ｆ及び固定子巻線電流（Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑ）を補正することにより、補正界磁巻線電流Ｉ_ｆ＾及び補正固定子巻線電流（Ｉ_ｄ＾，Ｉ_ｑ＾）を演算し、補正界磁巻線電流Ｉ_ｆ＾及び補正固定子巻線電流（Ｉ_ｄ＾，Ｉ_ｑ＾）を、界磁巻線電流指令値Ｉ_ｆ ^＊及び固定子巻線電流指令値（Ｉ_ｄ ^＊，Ｉ_ｑ ^＊）にフィードバックする。

このように、力率が１になるときの界磁磁束Ψに基づいて、検出した界磁巻線電流Ｉ_ｆ及び固定子巻線電流（Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑ）を補正することにより、補正界磁巻線電流Ｉ_ｆ＾及び補正固定子巻線電流（Ｉ_ｄ＾，Ｉ_ｑ＾）を演算し、これをフィードバックすれば、容易に、ゼロ電圧タイミングとゼロ電流タイミングを近づけることができる。したがって、バッテリ１１がインバータ１２（回転電機１０）に供給する直流電流Ｉ_ｄｃに生じるリプルを低減することができる。その結果、補機１３を接続する平滑コンデンサ１９に流入するリプルが減り、平滑コンデンサ１９の発熱が抑えられる。

上記実施形態に係る回転電機制御装置は、界磁巻線１５によって界磁磁束Ψを発生させる巻線界磁型の回転電機１０と、補機１３と、回転電機１０と補機１３に電力を供給するバッテリ１１と、を有するシステム（１００）において、回転電機１０を制御する回転電機制御装置（コントローラ１４）である。この回転電機制御装置は、界磁巻線１５に流れる電流である界磁巻線電流Ｉ_ｆと、回転電機１０の固定子巻線１６に流れる電流である固定子巻線電流（Ｉ_Ｕ，Ｉ_Ｖ，Ｉ_Ｗ）と、を検出し、検出した界磁巻線電流Ｉ_ｆ及び固定子巻線電流（Ｉ_Ｕ，Ｉ_Ｖ，Ｉ_Ｗ）に基づいて、界磁磁束Ψを変更することにより、固定子巻線１６に印加される電圧である固定子巻線電圧（Ｖ_Ｕ，Ｖ_Ｖ，Ｖ_Ｗ）がゼロになるタイミングであるゼロ電圧タイミングと、固定子巻線電流（Ｉ_Ｕ，Ｉ_Ｖ，Ｉ_Ｗ）がゼロとなるタイミングであるゼロ電流タイミングと、を近づける。

このように、界磁磁束Ψの変更によってゼロ電圧タイミングとゼロ電流タイミングとを近づけることにより、１つのインバータ１２で回転電機１０駆動する場合でも、バッテリ１１がインバータ１２（回転電機１０）に供給する直流電流Ｉ_ｄｃに生じるリプルを低減することができる。その結果、補機１３を接続する平滑コンデンサ１９に流入するリプルが減り、平滑コンデンサ１９の発熱が抑えられる。

以上、本発明の実施形態について説明したが、上記実施形態で説明した構成は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を限定する趣旨ではない。例えば、上記実施形態及び変形例においては、巻線界磁型の回転電機１０を備えるシステムとして車両システム１００を例示したが、本発明は、巻線界磁型の回転電機１０を備えるシステムであれば、車両以外のシステムにおいても好適である。

１０：回転電機，１１：バッテリ，１２：インバータ，１３：補機，１４：コントローラ，１５：界磁巻線，１６：固定子巻線，１７：平滑コンデンサ，１８：パワーモジュール，１９：平滑コンデンサ，２１：電流指令値演算部，２２：電圧指令値演算部，２３：座標変換部，２４：ＰＷＭ信号生成部，２５：回転検出部，２６：座標変換部，２７：力率補正演算部，３１：電流検出器，３２：電流検出器，３３：回転検出器，３６：通常領域，３７：過変調領域，３８：矩形波領域，１００：車両システム

Claims (7)

1. 界磁巻線によって界磁磁束を発生させる巻線界磁型の回転電機と、補機と、前記回転電機と前記補機に電力を供給するバッテリと、を有するシステムにおいて、前記回転電機を制御する回転電機制御方法であって、
   前記界磁巻線に流れる電流である界磁巻線電流と、前記回転電機の固定子巻線に流れる電流である固定子巻線電流と、を検出し、
   検出した前記界磁巻線電流及び前記固定子巻線電流に基づいて、前記界磁磁束を変更することにより、前記固定子巻線に印加される電圧である固定子巻線電圧がゼロとなるタイミングであるゼロ電圧タイミングと、前記固定子巻線電流がゼロとなるタイミングであるゼロ電流タイミングと、を近づける、
   回転電機制御方法。
2. 請求項１に記載の回転電機制御方法であって、
   前記ゼロ電圧タイミングと、前記ゼロ電流タイミングと、を一致させる、
   回転電機制御方法。
3. 請求項２に記載の回転電機制御方法であって、
   前記固定子巻線電流が制限され、前記ゼロ電流タイミングと、前記ゼロ電圧タイミングと、を一致させることができない場合、前記ゼロ電圧タイミングと、前記ゼロ電流タイミングと、の差が最小化するように、前記界磁磁束を変更する、
   回転電機制御方法。
4. 請求項１～３のいずれか１項に記載の回転電機制御方法であって、
   前記回転電機をパルス幅変調制御によって制御し、
   少なくとも、前記パルス幅変調制御における変調率が１よりも大きいときに、前記界磁磁束を変更する、
   回転電機制御方法。
5. 請求項１～３のいずれか１項に記載の回転電機制御方法であって、
   検出した前記界磁巻線電流及び前記固定子巻線電流に基づいて、前記バッテリから前記回転電機に供給する電力の力率が１に近づくように、前記界磁磁束を変更する、
   回転電機制御方法。
6. 請求項５に記載の回転電機制御方法であって、
   要求トルクに基づいて、前記界磁巻線電流を定める界磁巻線電流指令値と、前記固定子巻線電流を定める固定子巻線電流指令値と、を演算し、
   前記力率が１になるときの前記界磁磁束に基づいて、検出した前記界磁巻線電流及び前記固定子巻線電流を補正することにより、補正界磁巻線電流及び補正固定子巻線電流を演算し、
   前記補正界磁巻線電流及び前記補正固定子巻線電流を、前記界磁巻線電流指令値及び前記固定子巻線電流指令値にフィードバックする、
   回転電機制御方法。
7. 界磁巻線によって界磁磁束を発生させる巻線界磁型の回転電機と、補機と、前記回転電機と前記補機に電力を供給するバッテリと、を有するシステムにおいて、前記回転電機を制御する回転電機制御装置であって、
   前記界磁巻線に流れる電流である界磁巻線電流と、前記回転電機の固定子巻線に流れる電流である固定子巻線電流と、を検出し、
   検出した前記界磁巻線電流及び前記固定子巻線電流に基づいて、前記界磁磁束を変更することにより、前記固定子巻線に印加される電圧である固定子巻線電圧がゼロになるタイミングであるゼロ電圧タイミングと、前記固定子巻線電流がゼロとなるタイミングであるゼロ電流タイミングと、を近づける、
   回転電機制御装置。
   

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