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WO2018037457A1 - モータ駆動装置、冷凍サイクル装置及び空気調和機 - Google Patents

モータ駆動装置、冷凍サイクル装置及び空気調和機 Download PDF

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WO2018037457A1
WO2018037457A1 PCT/JP2016/074401 JP2016074401W WO2018037457A1 WO 2018037457 A1 WO2018037457 A1 WO 2018037457A1 JP 2016074401 W JP2016074401 W JP 2016074401W WO 2018037457 A1 WO2018037457 A1 WO 2018037457A1
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WO
WIPO (PCT)
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inverter
phase
motor
module
modules
Prior art date
Application number
PCT/JP2016/074401
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
裕次 ▲高▼山
崇 山川
成雄 梅原
有澤　浩一
篠本　洋介
Original Assignee
三菱電機株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 三菱電機株式会社 filed Critical 三菱電機株式会社
Priority to JP2018535941A priority Critical patent/JP6628887B2/ja
Priority to PCT/JP2016/074401 priority patent/WO2018037457A1/ja
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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/16—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the circuit arrangement or by the kind of wiring
    • H02P25/22—Multiple windings; Windings for more than three phases

Definitions

  • the present invention relates to a motor drive device that drives a motor, a refrigeration cycle device, and an air conditioner.
  • a U-phase coil, a V-phase coil, and a W-phase coil are star-connected to a first three-phase AC winding, and a U-phase coil, a V-phase coil, and a W-phase coil are star-connected.
  • a two-group three-phase motor having a second three-phase AC winding (hereinafter referred to as a “winding group” in the present specification) is disclosed.
  • a two-group three-phase structure motor it is possible to easily obtain a large-capacity output by connecting different inverters to the two winding groups.
  • the present invention has been made in view of the above, and an object thereof is to obtain a motor driving device suitable for driving a motor having a multi-group three-phase structure.
  • the present invention has a plurality of winding groups each including three winding portions to which a three-phase AC voltage is applied, and the plurality of winding groups are mutually connected.
  • Each of the inverters is composed of one or a plurality of modules connected in parallel, and each of the one or a plurality of the modules has at least one pair of switching elements connected in series, Each of the switching elements in the one or more modules of the inverter is a wide band gap semiconductor element.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration example of a refrigeration cycle apparatus according to Embodiment 1.
  • FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration example of an inverter control unit according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a block diagram showing another example of a hardware configuration that realizes the functions of the inverter control unit according to the first to third embodiments.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration example of a refrigeration cycle apparatus according to Embodiment 1.
  • FIG. The refrigeration cycle apparatus 100 shown in FIG. 1 constitutes a separate type air conditioner, for example.
  • the refrigeration cycle apparatus 100 configures an air conditioner will be described.
  • the refrigeration cycle apparatus 100 is not limited to an air conditioner and can be applied to devices including a refrigeration cycle such as a refrigerator and a freezer. is there.
  • the refrigeration cycle apparatus 100 of the present embodiment includes a compressor 101, a four-way valve 102, an outdoor heat exchanger 103, an expansion valve 104, an indoor heat exchanger 105, a refrigerant pipe 106, and an electric motor driving device 150.
  • a compressor 101, a four-way valve 102, an outdoor heat exchanger 103, an expansion valve 104, and an indoor heat exchanger 105 constitute a refrigeration cycle that is attached via a refrigerant pipe 106.
  • a compression mechanism 107 that compresses the refrigerant and a motor 5 that operates the compression mechanism 107 are provided inside the compressor 101 in the refrigeration cycle apparatus 100.
  • the motor 5 of the compressor 101 is electrically connected to the electric motor driving device 150.
  • the electric motor driving device 150 is used to drive the motor 5 that is an electric motor used in the compressor 101 that compresses the refrigerant.
  • the electric motor drive device 150 includes a first inverter 3 and a second inverter 4 that drive the motor 5 by applying a voltage, and an inverter control unit 12 that controls each of the first inverter 3 and the second inverter 4. .
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing an electrical connection relationship between the motor 5 described in FIG. 1 and the first inverter 3 and the second inverter 4.
  • the motor 5 includes a U-phase winding part 6U around which one or more coils are wound, and a V-phase winding part 6V around which one or more coils are wound.
  • a first winding group 6 comprising a W-phase winding portion 6W around which one or more coils are wound, a U-phase winding portion 7U around which one or more coils are wound, and one or more coils Is a two-group three-phase motor including a second winding group 7 composed of a V-phase winding portion 7V wound with a W-phase winding portion 7W wound with one or more coils.
  • the first winding group 6 and the second winding group 7 are not connected inside the motor 5 and are electrically independent from each other.
  • the motor 5 includes a stator and a rotor (not shown).
  • the capacitor 1 which is a first smoothing means for supplying DC power to the first inverter 3,
  • the capacitor 2 as the second smoothing means to be supplied to the inverter 4,
  • the first current detection means 8 for detecting the U-phase current of the first winding group 6,
  • the first current detection means 8 for detecting the W-phase current of the first winding group 6
  • the second current detection means 9 the third current detection means 10 for detecting the U-phase current of the second winding group 7, the fourth current detection means 11 for detecting the W-phase current of the second winding group 7, and
  • the inverter control part 12 which controls the 1st inverter 3 and the 2nd inverter 4 is shown.
  • the current detection means for detecting the V-phase current of the first winding group 6 and the current detection means for detecting the V-phase current of the second winding group 7 are not provided.
  • the V-phase current of the first winding group 6 can be obtained from the U-phase current detected by the first current detection means 8 and the W-phase current detected by the second current detection means 8. it can.
  • the V-phase current of the second winding group 7 can be obtained from the U-phase current detected by the third current detection means 10 and the W-phase current detected by the fourth current detection means 11.
  • the detection value currents of the first current detection means 8, the second current detection means 9, the third current detection means 10 and the fourth current detection means 11, and the detection voltages of the capacitors 1 and 2 are controlled by an inverter. Input to the unit 12.
  • the inverter control unit 12 controls the first inverter 3 and the second inverter 4 based on the detected current and the detected voltage.
  • the first inverter 3 is connected to the first winding group 6, and the second inverter 4 is connected to the second winding group 7.
  • the first inverter 3 supplies first power to each of the plurality of phases of the first winding group 6, and the second inverter 4 supplies second power to each of the plurality of phases of the second winding group 7. Supply.
  • the first winding group 6 and the second winding group 7 are controlled independently and individually by the first inverter 3 and the second inverter 4 connected to each other.
  • FIG. 2 illustrates a configuration in which the motor 5 has two winding groups wound in three phases, but the number of winding groups provided in the motor 5 may be three or more. . That is, the motor 5 may be a multi-group three-phase motor.
  • FIG. 2 shows an example in which the motor 5 is a three-phase motor, specifically, an example in which each of the first winding group 6 and the second winding group 7 is wound with three phases of UVW.
  • the number of phases of the motor 5 is not limited to 3, but may be 2 or more. That is, the motor 5 may be a multi-group multi-phase motor.
  • FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration example of the inverter control unit 12 according to the first embodiment.
  • the inverter control unit 12 includes a first current control unit 13, a first voltage command generation unit 14, a first PWM signal generation unit 15, and a first three-phase.
  • Two-phase converter 16 speed estimator 17, second current controller 18, second voltage command generator 19, second PWM signal generator 20, second three-phase two-phase converter 21 and torque current A command unit 22 is provided.
  • the first current control unit 13 is a control unit for controlling the d-axis current Id1 and the q-axis current Iq1 that the first inverter 3 passes through the first winding group 6, and a first three-phase two-phase that will be described later.
  • the d-axis current Id1 and q-axis current Iq1 of the first inverter 3 calculated by the phase conversion unit 16, and the first torque current command Iq1 to the first inverter 3 distributed by the torque current command distribution unit 22a described later.
  • the d-axis voltage Vd1 and the q-axis voltage Vq1 are obtained based on * and a d-axis current command Id1 * that is set in advance or input from the outside or obtained by calculation.
  • the first voltage command generation unit 14 Based on the d-axis voltage Vd1 and the q-axis voltage Vq1 generated by the first current control unit 13, and the phase ⁇ estimated by the speed estimation unit 17 described later, the first voltage command generation unit 14 Voltage commands Vu1, Vv1, and Vw1 to be applied to the inverter 3 are generated.
  • the first PWM signal generation unit 15 controls the switching element of the first inverter 3 based on the voltage commands Vu1, Vv1, Vw1 generated by the first voltage command generation unit 14 and the voltage Vdc1 across the capacitor 1. PWM signal for generating the first inverter 3 is generated.
  • the first three-phase to two-phase converter 16 is configured to generate a d-axis current Id1 and a q-axis that are current values in the dq coordinate system based on the current information from the first current detection unit 8 and the second current detection unit 9.
  • the current Iq1 is calculated.
  • the speed estimation unit 17 estimates the speed and phase ⁇ of the motor 5 based on the d-axis current Id1 and the q-axis current Iq1.
  • the second current control unit 18 is a control unit for controlling the d-axis current Id2 and the q-axis current Iq2 that the second inverter 4 passes through the second winding group 7, and a second three-phase two described later.
  • the d-axis current Id2 and q-axis current Iq2 of the second inverter 4 calculated by the phase conversion unit 21 and the second torque current command Iq2 to the second inverter 4 distributed by the torque current command distribution unit 22a described later.
  • the d-axis voltage Vd2 and the q-axis voltage Vq2 are obtained based on * and a d-axis current command Id2 * that is set in advance or input from the outside or calculated by calculation.
  • the second voltage command generator 19 generates the second inverter 4 based on the d-axis voltage Vd2 and the q-axis voltage Vq2 generated by the second current controller 18 and the phase ⁇ estimated by the speed estimator 17.
  • the voltage commands Vu2, Vv2, and Vw2 to be applied to are generated.
  • the second PWM signal generation unit 20 controls the switching element of the second inverter 4 based on the voltage commands Vu2, Vv2, and Vw2 generated by the second voltage command generation unit 19 and the voltage Vdc2 across the capacitor 2. For this purpose, a PWM signal is generated to control the second inverter 4.
  • the second three-phase to two-phase converter 21 is configured to generate a d-axis current Id2 and a q-axis that are current values in the dq coordinate system based on the current information from the third current detector 10 and the fourth current detector 11.
  • the current Iq2 is calculated.
  • the torque current command unit 22 includes a torque current command distribution unit 22a.
  • the torque current command distribution unit 22a is configured to provide a first torque current command Iq1 * and a first torque current command Iq1 * to be applied to the first inverter 3 based on a deviation between the speed command ⁇ * and the estimated speed value ⁇ estimated by the speed estimation unit 17.
  • a second torque current command Iq2 * to be applied to the second inverter 4 is generated.
  • the sum of the first torque current command Iq1 * and the second torque current command Iq2 * is the total torque current command in the motor 5 having the two-group three-phase structure.
  • the torque current command unit 22 generates a first torque current command Iq1 * and a second torque current command Iq2 * in order to distribute the entire torque current command to the first inverter 3 and the second inverter 4,
  • the generated first torque current command Iq1 * is output to the first current control unit 13, and the generated second torque current command Iq2 * is output to the second current control unit 18.
  • FIG. 4 shows details of three modules constituting the first inverter 3 according to the first embodiment and a first example in which the first winding group 6 of the motor 5 is driven using the three modules.
  • a first module 3A which is one of the modules constituting the first inverter 3, has a switching element pair 3aa in which a switching element 3a1 and a switching element 3a2 are connected in series, and the switching element pair 3aa Are three modules connected in parallel. That is, the first module 3A is configured as a 6 in 1 module having six switching elements.
  • connection point between the switching element 3a1 and the switching element 3a2 in the switching element pair 3aa is drawn out as a U-phase output terminal, and a voltage from the U-phase output terminal is applied to the U-phase terminal of the first winding group 6.
  • the switching element pair 3aa is the first switching element pair
  • the output voltage from the second switching element pair in the first module 3A is applied to the V-phase terminal of the first winding group 6, and in the first module 3A.
  • the output voltage from the third switching element pair is applied to the W-phase terminal of the first winding group 6.
  • the second module 3B and the third module 3C are not shown, the output voltage from each switching element pair is also the U-phase terminal of the first winding group 6 in the second module 3B and the third module 3C.
  • each one switching element pair in the first module 3A, the second module 3B, and the third module 3C constituting the first inverter 3 drives one phase in the motor 5 in parallel.
  • the switching element provided in the first inverter 3 is a switching element formed of a wide band gap semiconductor typified by silicon carbide (SiC) (hereinafter, referred to as “wide band gap semiconductor element” as appropriate).
  • the switching element provided in the second inverter 4 is a switching element formed of a narrow band gap semiconductor typified by silicon (Si) (hereinafter referred to as “narrow band gap semiconductor element” as appropriate).
  • SiC silicon carbide
  • narrow band gap semiconductor element narrow band gap semiconductor
  • a semiconductor formed using, for example, a gallium nitride-based material or diamond belongs to the wide band gap semiconductor, and the configuration using these also forms the gist of the present invention.
  • the switching element when the switching element is mounted as a chip, if the chip area is increased, the yield at the time of taking out from the wafer is deteriorated. Conversely, if the chip area is reduced, the yield at the time of taking out from the wafer can be improved. Therefore, if the chip area is reduced, the price of the inverter can be reduced. However, if the chip area is reduced, the current capacity decreases. For this reason, in an inverter for driving a motor, there is a trade-off relationship between a reduction in price and an increase in current, and there is a problem that it is difficult to achieve both a reduction in price and an increase in capacity. This problem is remarkable in the wide band gap semiconductor element.
  • the wide band gap semiconductor element has a very expensive wafer, and SiC has many crystal defects. For this reason, the demand for reducing the chip area is larger in the wide band gap semiconductor than in the narrow band gap semiconductor.
  • the parallel drive configuration using the 6 in 1 module as shown in FIG. 4 can be a parallel drive configuration using an element having a small current capacity, which is suitable when an inverter is configured using a wide band gap semiconductor device. is there.
  • the current change rate (di / dt) at the time of switching can be reduced, so that switching noise can be reduced.
  • the operating frequency increases, and the surge voltage increases in proportion to the current change rate (di / dt).
  • the current flowing through one switching element can be reduced, so that the surge voltage can be reduced and the surge resistance can be improved.
  • the wide band gap semiconductor element can operate at a high temperature, and is a high breakdown voltage and low loss element. For this reason, if an inverter is comprised using a wide band gap semiconductor element, while being able to improve a power conversion efficiency, the structure of an inverter including a snubber circuit and a voltage clamp circuit can be simplified and reduced in weight. It becomes possible.
  • the second inverter 4 using the narrow band gap semiconductor element may adopt the same configuration as that of the first inverter 3, that is, a parallel drive configuration using an element having a small current capacity.
  • the switching element of the first inverter 3 is described as a wide bandgap semiconductor element
  • the switching element of the second inverter 4 is described as a narrow bandgap semiconductor element.
  • the switching element of the first inverter 3 may be a narrow band gap semiconductor element
  • the switching element of the second inverter 4 may be configured as a wide band gap semiconductor element.
  • both the first inverter 3 and the second inverter 4 may be configured using a wide band gap semiconductor element. In any case, the determination may be made in consideration of the balance between the loss of the entire motor driving device and the cost.
  • the switching element of one or two of the plurality of modules is damaged, a current is passed through the windings only with the remaining modules that are not damaged, The motor can be driven.
  • the switching element is damaged, if the upper element and the lower element are short-circuited, either the upper element or the lower element is provided with a cutting means such as a relay and damaged. If the module is disconnected from the circuit, it is possible to continue operation using a sound module. Thereby, the reliability of a motor drive device can be improved.
  • FIG. 5 shows an example in which the first module 3A shown in FIG. 4 is configured using modules 3A1 to 3A3 which are three 2-in-1 modules.
  • the first PWM signal generation unit 15 generates the twentieth PWM signal. It is set higher than the unit 20. This is because the switching element of the first inverter 3 is configured using a wide bandgap semiconductor element having a smaller switching loss. In addition, what is necessary is just to set a specific setting value in consideration of the switching loss of the 1st inverter 3 and the 2nd inverter 4, and the carrier sound by a carrier signal.
  • the switching elements are not driven at the same time. It is a major premise.
  • the drive signal in the module is driven by the same signal regardless of the module. As an example, if the U-phase upper element and the V-phase lower element in the first module 3A are on, the U-phase upper element and the V-phase are also in the second module 3B and the third module 3C. The switching element is turned on so that the lower element is turned on.
  • the estimated speed value ⁇ is estimated using the detected value of the current flowing through the first winding group 6, but as shown in FIG. 6, the detected value of the current flowing through the first winding group 6 is detected. And the detected value of the current flowing through the second winding group 7 may be used.
  • the torque current command unit 22 includes a first torque current command unit 22b, a second torque current command unit 22c, and a torque current command distribution unit 22d. Furthermore, a second speed estimation unit 24 that performs speed estimation using the detected value of the current flowing through the second winding group 7 is provided.
  • the speed estimation unit 17 estimates the speed of the motor 5 and the first phase ⁇ 1 based on the d-axis current Id1 and the q-axis current Iq1.
  • the second speed estimation unit 24 estimates the speed of the motor 5 and the second phase ⁇ 2 based on the d-axis current Id2 and the q-axis current Iq2.
  • the first torque current command unit 22b is configured to provide a first torque current command Iq1 to be applied to the first inverter 3 based on a deviation between the speed command ⁇ * and the estimated speed value ⁇ 1 estimated by the speed estimation unit 17. * Is generated.
  • the second torque current command unit 22c generates a second torque current command Iq2 * from the deviation between the speed command ⁇ * and the estimated speed value ⁇ 2 estimated by the second speed estimation unit 24.
  • the torque current command distribution unit 22d receives the first torque current command Iq1 * and the second torque current command Iq2 *, and corrects the received first torque current command Iq1 * and second torque current command Iq2 *.
  • the generated first torque current command Iq1 ** and the second torque current command Iq2 ** are generated, the generated first torque current command Iq1 ** is output to the first current control unit 13, and the generated first torque current command Iq1 ** is generated. 2 torque current command Iq2 ** is output to the second current control unit 18.
  • the second three-phase to two-phase converter 21 is based on the current information from the third current detection means 10 and the fourth current detection means 11, in the dq coordinate system.
  • the third current detection means 10, the fourth current detection means 11, and the second three-phase two-phase are configured to calculate the d-axis current Id2 and the q-axis current Iq2 that are current values.
  • the components of the conversion unit 21 are omitted. In the case of the configuration of FIG.
  • the second current control unit 18 does not use the d-axis current Id2 and the q-axis current Iq2, and the torque current to the second inverter 4 distributed by the torque current command distribution unit 22a.
  • the d-axis voltage Vd2 and the q-axis voltage Vq2 are calculated based on the command Iq2 * and the d-axis current command Id2 * set in advance or input from the outside or obtained by calculation.
  • a plurality of winding groups each including three winding portions to which a three-phase AC voltage is applied are applied, and the AC voltage is applied to at least one winding group.
  • Each of the inverters includes one or a plurality of modules connected in parallel, and each of the one or more modules has one or more pairs of switching elements connected in series, and one or more of at least one inverter Since each of the switching elements in the plurality of modules is a wide band gap semiconductor element, a multi-group three-phase motor can be suitably driven.
  • FIG. FIG. 8 shows details of the three modules constituting the first inverter 3 according to the second embodiment and a second example in which the first winding group 6 of the motor 5 is driven using the three modules.
  • all of the three switching element pairs in the first module 3A are connected to the phase winding terminal and the W phase terminal.
  • All three switching element pairs in the second module 3B are connected to the V-phase terminals of the first winding group 6 and all three switching element pairs in the third module 3C are connected to the U-phase terminal.
  • the configuration is connected to the W-phase terminal of the line group 6. That is, in the second embodiment, one module is configured to drive one phase in parallel, and the switching elements are driven in parallel within the module.
  • the focus on the driving method according to the first inverter 3 and the second inverter 4 is the same as that of the first embodiment.
  • the upper element and the lower element in the module are simultaneously driven with a common control signal.
  • the number of switching elements driven in parallel may be reduced according to the capacity of the load. For example, it is also possible to drive one or two switching element pairs without driving all three switching element pairs in parallel.
  • a switching element (hereinafter referred to as “main element” in the present embodiment) constituting the first inverter 3 and the second inverter 4 is a narrow bandgap semiconductor element (hereinafter referred to as “main element”).
  • main element a narrow bandgap semiconductor element
  • SiC a wide band gap semiconductor element
  • the first inverter 3 and A configuration in which Si and SiC are mixed as a main element constituting the second inverter 4 is adopted.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an example of a combination in a case where Si and SiC are mixed in the first inverter 3 and the second inverter 4.
  • the module of the first inverter 3 is shown in the row direction
  • the module of the second inverter 4 is shown in the column direction.
  • the notation “Si” includes only the Si module
  • the notation “SiC” includes only the SiC module
  • the notation “Si + SiC” includes the Si module and the SiC module. Means that it is mixed.
  • the notation “1” means that the number of modules is one
  • the notation “plurality” means that the number of modules is plural.
  • “Pattern 1” and “Pattern 16” will be described.
  • the main element of the first inverter 3 is Si, and the number of modules is one.
  • the main element of the second inverter 4 is also Si, but the number of modules is plural. Note that the configurations of the first inverter 3 and the second inverter 4 are the same even if they are interchanged. In the configuration of the pattern 1, the second inverter 4 is used when parallel driving is necessary, and the first inverter 3 is used when parallel driving is not necessary.
  • the main element of the first inverter 3 is SiC, and the number of modules is plural.
  • the main element of the second inverter 4 is Si or SiC, and the number of modules is plural. That is, in the second inverter 4, one or a plurality of modules having Si as a main element and one or a plurality of modules having SiC as a main element are mixed.
  • the configuration of the pattern 16 it is possible to select a Si module or a SiC module according to the characteristics of the load, and it is also possible to select whether or not to drive in parallel, which is flexible according to the characteristics of the load. Operation becomes possible.
  • patterns 3 to 18 include the wide bandgap semiconductor element in the module, so that the effects described in the present embodiment can be obtained.
  • the pattern shown in FIG. 9 is merely an example, and it goes without saying that the pattern that is used by combining the Si module and the SiC module is not limited to the example shown in FIG.
  • the function of the control unit means that the first current control unit 13, the first voltage command generation unit 14, the first PWM signal generation unit 15, and the first three-phase two in the inverter control unit 12.
  • Phase conversion unit 16 speed estimation unit 17, second current control unit 18, second voltage command generation unit 19, second PWM signal generation unit 20, second three-phase two-phase conversion unit 21, torque current command This function is controlled by the unit 22 and the second speed estimation unit 24.
  • a CPU 200 Central Processing Unit
  • the CPU 200 may be an arithmetic device, a microprocessor, a microcomputer, a processor, or a DSP (Digital Signal Processor).
  • the memory 202 is, for example, a nonvolatile or volatile semiconductor memory such as a RAM (Random Access Memory), a ROM (Read Only Memory), a flash memory, an EPROM (Erasable Programmable ROM), an EEPROM (Electrically Programmable EPROM), or the like. Is applicable.
  • the memory 202 stores programs for executing the functions of various control units.
  • the CPU 200 executes various arithmetic processes described in the present embodiment by exchanging necessary information via the interface 204.
  • the CPU 200 and the memory 202 shown in FIG. 10 may be replaced with a processing circuit 203 as shown in FIG.
  • the processing circuit 203 is, for example, a single circuit, a composite circuit, a programmed processor, a parallel programmed processor, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), an FPGA (Field-Programmable Gate Array), or a combination of these. Applicable.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

三相の交流電圧が印加される第１巻線群６及び第２巻線群７を有し、第１巻線群６及び第２巻線群７が互いに電気的に独立して構成されたモータ５を駆動するために用いられるモータ駆動装置であって、第１のインバータ３及び第２のインバータ４を備え、第１のインバータ３は第１巻線群６に交流電圧を印加し、第２のインバータ４は第２巻線群７に交流電圧を印加する。第１のインバータ３及び第２のインバータ４のそれぞれは、１又は並列に接続された複数のモジュールで構成され、１又は複数のモジュールのそれぞれは、直列に接続されたスイッチング素子の対を１以上有し、少なくとも１つのインバータの１又は複数のモジュールにおけるスイッチング素子のそれぞれは、ワイドバンドギャップ半導体素子を用いて構成されている。

Description

モータ駆動装置、冷凍サイクル装置及び空気調和機
　本発明は、モータを駆動するモータ駆動装置、冷凍サイクル装置及び空気調和機に関する。
　下記特許文献１には、Ｕ相コイル、Ｖ相コイル及びＷ相コイルを星形結線した第１の三相交流巻線、ならびに、Ｕ相コイル、Ｖ相コイル及びＷ相コイルを星形結線した第２の三相交流巻線（以下、本明細書では「巻線群」と称する）を有する２群三相構造のモータが開示されている。２群三相構造のモータでは、２つの巻線群のそれぞれに異なるインバータを接続することで、簡易的に大容量の出力を得ることが可能である。
国際公開第２０１２／０２９７０６号
　しかしながら、上記特許文献１では、２群三相構造のモータを大容量の用途に適用する場合において、当該モータとインバータとの間の接続構造に関する工夫は為されているが、インバータについては、従来の構成を踏襲しており、大容量の用途に適したインバータの構成に関する工夫は為されておらず、当該工夫に関する言及もない。
　また、上記特許文献１では、２群三相構造のモータ、すなわち２つの巻線群を有する構成のみが開示されており、３つ以上の巻線群を備える構成、すなわち多群三相構造のモータに関する言及はない。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、多群三相構造のモータの駆動に適したモータ駆動装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、三相の交流電圧が印加される３つの巻線部からなる巻線群を複数有し、複数の前記巻線群が互いに電気的に独立して構成されたモータ、を駆動するために用いられるモータ駆動装置であって、インバータを複数備え、前記インバータのそれぞれは、少なくとも１つの前記巻線群に前記交流電圧を印加し、前記インバータのそれぞれは、１又は並列に接続された複数のモジュールで構成され、１又は複数の前記モジュールのそれぞれは、直列に接続されたスイッチング素子の対を１以上有し、少なくとも１つの前記インバータの１又は複数の前記モジュールにおける前記スイッチング素子のそれぞれは、ワイドバンドギャップ半導体素子であることを特徴とする。
　本発明によれば、多群三相構造のモータを好適に駆動することができる、という効果を奏する。
実施の形態１に係る冷凍サイクル装置の構成例を示すブロック図 図１に記載されたモータと第１及び第２のインバータとの間の電気的な接続関係を示す回路図 実施の形態１に係るインバータ制御部の構成例を示すブロック図 実施の形態１に係る第１のインバータを構成する３つのモジュールの詳細と３つのモジュールを使用してモータの第１巻線群を駆動する場合の第１の例を示す図 図４に示す第１モジュールを３つの２ｉｎ１モジュールを用いて構成した場合の一例を示す図 実施の形態１に係るインバータ制御部の図３とは異なる他の構成例を示すブロック図 実施の形態１に係るインバータ制御部の図３及び図６とは異なる他の構成例を示すブロック図 実施の形態２に係る第１のインバータを構成する３つのモジュールの詳細と３つのモジュールを使用してモータの第１巻線群を駆動する場合の第２の例を示す図 第１のインバータ及び第２のインバータにおいてＳｉ及びＳｉＣを混在させた構成とする場合の組合せの一例を示す図 実施の形態１～３のインバータ制御部の機能を実現するハードウェア構成の一例を示すブロック図 実施の形態１～３のインバータ制御部の機能を実現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図
　以下に、本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置、冷凍サイクル装置及び空気調和機を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の実施の形態により、本発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係る冷凍サイクル装置の構成例を示すブロック図である。図１に示す冷凍サイクル装置１００は、例えば、セパレート形の空気調和機を構成する。本実施の形態では、冷凍サイクル装置１００が空気調和機を構成する例を説明するが、冷凍サイクル装置１００は空気調和機に限定されず、冷蔵庫、冷凍庫等の冷凍サイクルを備える機器に適用可能である。
　図１に示すように、本実施の形態の冷凍サイクル装置１００は、圧縮機１０１、四方弁１０２、室外熱交換器１０３、膨張弁１０４、室内熱交換器１０５、冷媒配管１０６および電動機駆動装置１５０を備える。冷凍サイクル装置１００では、圧縮機１０１、四方弁１０２、室外熱交換器１０３、膨張弁１０４および室内熱交換器１０５が冷媒配管１０６を介して取り付けられた冷凍サイクルを構成する。また、冷凍サイクル装置１００における圧縮機１０１の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構１０７とこれを動作させるモータ５とが設けられている。また、圧縮機１０１のモータ５は、電動機駆動装置１５０と電気的に接続されている。電動機駆動装置１５０は、冷媒を圧縮する圧縮機１０１に用いられる電動機であるモータ５を駆動するために用いられる。
　電動機駆動装置１５０は、モータ５に電圧を与え駆動させる第１のインバータ３及び第２のインバータ４、並びに、第１のインバータ３及び第２のインバータ４のそれぞれを制御するインバータ制御部１２を備える。
　図２は、図１に記載されたモータ５と第１のインバータ３及び第２のインバータ４との間の電気的な接続関係を示す回路図である。本実施の形態において、モータ５は、図２に示すように、１つ以上のコイルが巻回されたＵ相巻線部６Ｕ、１つ以上のコイルが巻回されたＶ相巻線部６Ｖ及び１つ以上のコイルが巻回されたＷ相巻線部６Ｗからなる第１巻線群６、並びに、１つ以上のコイルが巻回されたＵ相巻線部７Ｕ、１つ以上のコイルが巻回されたＶ相巻線部７Ｖ及び１つ以上のコイルが巻回されたＷ相巻線部７Ｗからなる第２巻線群７を備えた２群三相構造のモータである。第１巻線群６と第２巻線群７とは、モータ５の内部では結線されておらず、互いに電気的に独立した構成となっている。モータ５は、図示しない固定子および回転子を備えている。
　また、図２では、第１のインバータ３、第２のインバータ４及びモータ５に加え、直流電力を第１のインバータ３に供給する第１の平滑手段であるコンデンサ１、直流電力を第２のインバータ４に供給する第２の平滑手段であるコンデンサ２、第１巻線群６のＵ相電流を検出する第１の電流検出手段８、第１巻線群６のＷ相電流を検出する第２の電流検出手段９、第２巻線群７のＵ相電流を検出する第３の電流検出手段１０及び第２巻線群７のＷ相電流を検出する第４の電流検出手段１１、並びに、第１のインバータ３及び第２のインバータ４を制御するインバータ制御部１２を示している。なお、図２では、第１巻線群６のＶ相電流を検出する電流検出手段と、第２巻線群７のＶ相電流を検出する電流検出手段は設けていない。この構成の場合、第１巻線群６のＶ相電流は、第１の電流検出手段８が検出したＵ相電流と、第２の電流検出手段８が検出したＷ相電流とから求めることができる。同様に、第２巻線群７のＶ相電流は、第３の電流検出手段１０が検出したＵ相電流と、第４の電流検出手段１１が検出したＷ相電流とから求めることができる。
　第１の電流検出手段８、第２の電流検出手段９、第３の電流検出手段１０および第４の電流検出手段１１の検出値電流、並びに、コンデンサ１及びコンデンサ２の検出電圧は、インバータ制御部１２に入力される。インバータ制御部１２は、検出電流及び検出電圧に基づいて第１のインバータ３及び第２のインバータ４を制御する。
　第１のインバータ３は第１巻線群６に接続され、第２のインバータ４は第２巻線群７に接続されている。第１のインバータ３は第１巻線群６の複数の相のそれぞれに第１の電力を供給し、第２のインバータ４は第２巻線群７の複数の相のそれぞれに第２の電力を供給する。第１巻線群６と第２巻線群７とは、各々に接続される第１のインバータ３及び第２のインバータ４により、互いに独立且つ個別に制御される。
　なお、図２では、モータ５が、三相で巻回された巻線群を２群有する構成を例示しているが、モータ５が備える巻線群の数は３群以上であってもよい。すなわち、モータ５は、多群三相構造のモータであってもよい。また、図２では、モータ５が三相モータである例、具体的には第１巻線群６及び第２巻線群７のそれぞれがＵＶＷの三相で巻回されている例を示しているが、モータ５の相数は３に限定されず２以上であればよい。すなわち、モータ５は、多群多相構造のモータであってもよい。
　次に、実施の形態１に係るインバータ制御部１２の構成について、図３を参照して説明する。図３は、実施の形態１に係るインバータ制御部１２の構成例を示すブロック図である。
　実施の形態１に係るインバータ制御部１２は、図３に示すように、第１の電流制御部１３、第１の電圧指令生成部１４、第１のＰＷＭ信号生成部１５、第１の三相二相変換部１６、速度推定部１７、第２の電流制御部１８、第２の電圧指令生成部１９、第２のＰＷＭ信号生成部２０、第２の三相二相変換部２１及びトルク電流指令部２２を備える。
　第１の電流制御部１３は、第１のインバータ３が第１巻線群６に流すｄ軸電流Ｉｄ１及びｑ軸電流Ｉｑ１を制御するための制御部であり、後述する第１の三相二相変換部１６が演算した第１のインバータ３のｄ軸電流Ｉｄ１及びｑ軸電流Ｉｑ１と、後述するトルク電流指令分配部２２ａによって分配された第１のインバータ３への第１のトルク電流指令Ｉｑ１*と、予め設定あるいは外部から入力あるいは演算で求めたｄ軸電流指令Ｉｄ１*に基づいて、ｄ軸電圧Ｖｄ１及びｑ軸電圧Ｖｑ１を求める。
　第１の電圧指令生成部１４は、第１の電流制御部１３が生成したｄ軸電圧Ｖｄ１及びｑ軸電圧Ｖｑ１、並びに、後述する速度推定部１７が推定した位相θに基づいて、第１のインバータ３に付与する電圧指令Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１を生成する。
　第１のＰＷＭ信号生成部１５は、第１の電圧指令生成部１４が生成した電圧指令Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１及びコンデンサ１の両端電圧Ｖｄｃ１に基づいて、第１のインバータ３のスイッチング素子を制御するためのＰＷＭ信号を生成して、第１のインバータ３を制御する。
　第１の三相二相変換部１６は、第１の電流検出手段８及び第２の電流検出手段９からの電流情報に基づいて、ｄｑ座標系の電流値であるｄ軸電流Ｉｄ１及びｑ軸電流Ｉｑ１を演算する。
　速度推定部１７は、ｄ軸電流Ｉｄ１及びｑ軸電流Ｉｑ１に基づいて、モータ５の速度及び位相θを推定する。
　第２の電流制御部１８は、第２のインバータ４が第２巻線群７に流すｄ軸電流Ｉｄ２及びｑ軸電流Ｉｑ２を制御するための制御部であり、後述する第２の三相二相変換部２１が演算した第２のインバータ４のｄ軸電流Ｉｄ２及びｑ軸電流Ｉｑ２と、後述するトルク電流指令分配部２２ａによって分配された第２のインバータ４への第２のトルク電流指令Ｉｑ２*と、予め設定あるいは外部から入力あるいは演算で求めたｄ軸電流指令Ｉｄ２*に基づいて、ｄ軸電圧Ｖｄ２及びｑ軸電圧Ｖｑ２を求める。
　第２の電圧指令生成部１９は、第２の電流制御部１８が生成したｄ軸電圧Ｖｄ２及びｑ軸電圧Ｖｑ２、並びに、速度推定部１７が推定した位相θに基づいて、第２のインバータ４に付与する電圧指令Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２を生成する。
　第２のＰＷＭ信号生成部２０は、第２の電圧指令生成部１９が生成した電圧指令Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２及びコンデンサ２の両端電圧Ｖｄｃ２に基づいて、第２のインバータ４のスイッチング素子を制御するためのＰＷＭ信号を生成して、第２のインバータ４を制御する。
　第２の三相二相変換部２１は、第３の電流検出手段１０及び第４の電流検出手段１１からの電流情報に基づいて、ｄｑ座標系の電流値であるｄ軸電流Ｉｄ２及びｑ軸電流Ｉｑ２を演算する。
　トルク電流指令部２２は、トルク電流指令分配部２２ａを備える。トルク電流指令分配部２２ａは、速度指令ω*と速度推定部１７が推定した速度推定値ωとの偏差に基づいて、第１のインバータ３に付与するための第１のトルク電流指令Ｉｑ１*及び第２のインバータ４に付与するための第２のトルク電流指令Ｉｑ２*を生成する。ここで、第１のトルク電流指令Ｉｑ１*と第２のトルク電流指令Ｉｑ２*の合計が、２群三相構造のモータ５における全体のトルク電流指令である。トルク電流指令部２２は、全体のトルク電流指令を第１のインバータ３と第２のインバータ４に配分するため、第１のトルク電流指令Ｉｑ１*及び第２のトルク電流指令Ｉｑ２*を生成し、生成した第１のトルク電流指令Ｉｑ１*を第１の電流制御部１３に出力し、生成した第２のトルク電流指令Ｉｑ２*を第２の電流制御部１８に出力する。
　次に、実施の形態１に係る第１のインバータ３及び第２のインバータ４について説明する。図４は、実施の形態１に係る第１のインバータ３を構成する３つのモジュールの詳細と３つのモジュールを使用してモータ５の第１巻線群６を駆動する場合の第１の例を示す図である。
　図４において、第１のインバータ３を構成するモジュールの一つである第１モジュール３Ａは、スイッチング素子３ａ１とスイッチング素子３ａ２とが直列に接続されたスイッチング素子対３ａａを有し、スイッチング素子対３ａａが３並列に接続されたモジュールである。すなわち、第１モジュール３Ａは、６つのスイッチング素子を有する６ｉｎ１モジュールとして構成されている。
　スイッチング素子対３ａａにおけるスイッチング素子３ａ１とスイッチング素子３ａ２との接続点はＵ相出力端として引き出され、当該Ｕ相出力端からの電圧が第１巻線群６のＵ相端子に印加される。スイッチング素子対３ａａを第１のスイッチング素子対とするとき、第１モジュール３Ａにおける第２のスイッチング素子対からの出力電圧は第１巻線群６のＶ相端子に印加され、第１モジュール３Ａにおける第３のスイッチング素子対からの出力電圧は第１巻線群６のＷ相端子に印加される。第２モジュール３Ｂ及び第３モジュール３Ｃについては図示していないが、第２モジュール３Ｂ及び第３モジュール３Ｃにおいても、それぞれのスイッチング素子対からの出力電圧が、第１巻線群６のＵ相端子、Ｖ相端子及びＷ相端子のそれぞれに印加される。このようにして、第１のインバータ３を構成する第１モジュール３Ａ、第２モジュール３Ｂ及び第３モジュール３Ｃにおける各１つのスイッチング素子対が、モータ５における１つの相を並列駆動する。
　ここで、第１のインバータ３に備えられるスイッチング素子は、炭化珪素（ＳｉＣ）に代表されるワイドバンドギャップ半導体で形成されたスイッチング素子（以下、適宜「ワイドバンドギャップ半導体素子」と称する）であるのに対し、第２のインバータ４に備えられるスイッチング素子は、珪素（Ｓｉ）に代表されるナローバンドギャップ半導体で形成されたスイッチング素子（以下、適宜「ナローバンドギャップ半導体素子」と称する）である。なお、ＳｉＣ以外にも、例えば窒化ガリウム系材料又はダイヤモンド用いて形成された半導体もワイドバンドギャップ半導体に属しており、それらを用いる構成も、本発明の要旨を成す。
　ところで、スイッチング素子をチップとして実装する場合、チップ面積を大きくすると、ウェハから取り出す際の歩留りが悪化し、逆に、チップ面積を小さくすれば、ウェハから取り出す際の歩留りを向上させることができる。したがって、チップ面積を小さくすれば、インバータの低価格化を実現できる。しかしながら、チップ面積を小さくすると電流容量が低下する。このため、モータ駆動用のインバータにおいて、低価格化と大電流化とはトレードオフの関係にあり、低価格化と大容量化を両立させることが難しいという問題がある。なお、この問題は、ワイドバンドギャップ半導体素子において顕著である。
　よって、ワイドバンドギャップ半導体素子を使用する第１のインバータ３側を並列駆動構成とすることにより、コストアップを抑えつつ大容量化することが可能となる。
　また、ワイドバンドギャップ半導体素子はウェハが非常に高価であり、また、ＳｉＣなどは結晶欠陥が多い。このため、チップ面積を小さくすることの要請は、ナローバンドギャップ半導体よりもワイドバンドギャップ半導体の方が大きい。このため、図４に示すような６ｉｎ１モジュールを用いた並列駆動構成は、電流容量の小さな素子による並列駆動構成とすることができ、ワイドバンドギャップ半導体素子を用いてインバータを構成する場合に好適である。
　また、スイッチング素子として電流容量の小さな素子を用いれば、スイッチング時の電流変化率（ｄｉ／ｄｔ）を小さくできるので、スイッチングノイズを低減することができる。
　また、ＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴなどの高速動作が可能なスイッチング素子を用いた装置では動作周波数が高くなり、電流の変化率（ｄｉ／ｄｔ）に比例してサージ電圧も高くなる。しかしながら、スイッチング素子として電流容量の小さな素子を用いれば、一つのスイッチング素子に流れる電流を小さくできるので、サージ電圧も小さくすることができ、サージ耐力を向上させることが可能となる。
　さらに、ワイドバンドギャップ半導体素子は、高温度での動作が可能であり、また、高耐圧および低損失の素子である。このため、ワイドバンドギャップ半導体素子を用いてインバータを構成すれば、電力変換効率を向上させることができるのと共に、スナバ回路及び電圧クランプ回路を含めたインバータの構成を簡素化及び軽量化することが可能となる。
　なお、チップ面積を小さくすれば、ウェハから取り出す際の歩留りを向上させることができるという性質は、スイッチング素子の素材に依らない事項である。このため、ナローバンドギャップ半導体素子を用いる第２のインバータ４においても、第１のインバータ３と同様の構成、すなわち電流容量の小さな素子による並列駆動構成を採用してもよい。
　なお、本実施の形態では、第１のインバータ３のスイッチング素子はワイドバンドギャップ半導体素子であり、第２のインバータ４のスイッチング素子はナローバンドギャップ半導体素子として説明しているが、これとは逆に、第１のインバータ３のスイッチング素子はナローバンドギャップ半導体素子であり、第２のインバータ４のスイッチング素子はワイドバンドギャップ半導体素子として構成してもよい。また、第１のインバータ３及び第２のインバータ４の双方共に、ワイドバンドギャップ半導体素子を用いて構成してもよい。何れの場合も、モータ駆動装置全体の損失とコストとのバランスを考慮して決定すればよい。
　また、本実施の形態の構成例の場合、複数のモジュールのうち、１つ又は２つのモジュールのスイッチング素子が損傷した場合においても、損傷していない残りのモジュールのみで巻線に電流を流し、モータを駆動することが可能となる。ただし、スイッチング素子が損傷した際に、上側素子と下側素子とが短絡するような構成である場合、上側素子及び下側素子のうちの何れか一方にリレー等の切断手段を設け、損傷したモジュールを回路から切り離すようにすれば、健全なモジュールを使用して運転を継続することが可能となる。これにより、モータ駆動装置の信頼性を高めることができる。
　なお、本実施の形態の例では、３つのモジュールを使用した場合を例示したが、モジュールの数についての制限は特にない。
　また、本実施の形態の例では、６ｉｎ１のモジュールを例示して説明したが、４ｉｎ１あるいは２ｉｎ１でも構わない。すなわち、モジュール内のスイッチング素子数は幾つでもよい。なお、図５は、図４に示す第１モジュール３Ａを３つの２ｉｎ１モジュールであるモジュール３Ａ１～３Ａ３を用いて構成した場合の一例である。
　次に、第１のインバータ３及び第２のインバータ４に係る駆動方法について、幾つかの観点で補足説明を加える。
（キャリア周波数）
　第１のＰＷＭ信号生成部１５及び第２のＰＷＭ信号生成部２０の内部で使用するキャリア信号の周波数（キャリア周波数）については、第１のＰＷＭ信号生成部１５の方が第２０のＰＷＭ信号生成部２０よりも高く設定されている。これは、第１のインバータ３のスイッチング素子を、スイッチング損失がより小さいワイドバンドギャップ半導体素子を用いて構成しているためである。なお、具体的な設定値は、第１のインバータ３及び第２のインバータ４のスイッチング損失、及びキャリア信号によるキャリア音を考慮して設定すればよい。
（各モジュール内の素子の駆動方法）
　各モジュール内の素子の駆動方法については、モジュールの各相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）における上側素子と下側素子との間の短絡を防ぐため、同時にオンしないようにスイッチング素子を駆動することは大前提である。その上で、モジュール内の駆動信号はモジュールによらず同じ信号で駆動する構成とする。一例として、第１モジュール３Ａ内のＵ相上側素子とＶ相下側の素子がオンしている状態であれば、第２モジュール３Ｂ及び第３モジュール３Ｃ内においても、Ｕ相上側素子とＶ相下側素子がオンしている状態となるようにスイッチング素子をオン制御する。
（速度推定）
　図３では、速度推定値ωの推定を第１巻線群６に流れる電流の検出値を用いて行っているが、図６に示すように、第１巻線群６に流れる電流の検出値と第２巻線群７に流れる電流の検出値の双方を用いて行ってもよい。図６の構成例では、図３の構成において、トルク電流指令部２２の内部に、第１のトルク電流指令部２２ｂ、第２のトルク電流指令部２２ｃ及びトルク電流指令分配部２２ｄを備えると共に、さらに第２巻線群７に流れる電流の検出値を用いて速度推定を行う第２の速度推定部２４を備えている。
　速度推定部１７は、ｄ軸電流Ｉｄ１及びｑ軸電流Ｉｑ１に基づいてモータ５の速度及び第１の位相θ１を推定する。第２の速度推定部２４は、ｄ軸電流Ｉｄ２及びｑ軸電流Ｉｑ２に基づいてモータ５の速度及び第２の位相θ２を推定する。
　第１のトルク電流指令部２２ｂは、速度指令ω*と速度推定部１７が推定した速度推定値ω１との偏差に基づいて、第１のインバータ３に付与するための第１のトルク電流指令Ｉｑ１*を生成する。第２のトルク電流指令部２２ｃは、速度指令ω*と第２の速度推定部２４が推定した速度推定値ω２との偏差から第２のトルク電流指令Ｉｑ２*を生成する。トルク電流指令分配部２２ｄは、第１のトルク電流指令Ｉｑ１*及び第２のトルク電流指令Ｉｑ２*を受領し、受領した第１のトルク電流指令Ｉｑ１*及び第２のトルク電流指令Ｉｑ２*を補正した第１のトルク電流指令Ｉｑ１**及び第２のトルク電流指令Ｉｑ２**を生成し、生成した第１のトルク電流指令Ｉｑ１**を第１の電流制御部１３に出力し、生成した第２のトルク電流指令Ｉｑ２**を第２の電流制御部１８に出力する。
（電流検出手段及び第２の三相二相変換部の省略）
　また、図３及び図６の例では、第２の三相二相変換部２１が、第３の電流検出手段１０及び第４の電流検出手段１１からの電流情報に基づいて、ｄｑ座標系の電流値であるｄ軸電流Ｉｄ２及びｑ軸電流Ｉｑ２を演算する構成であるが、図７の例では、第３の電流検出手段１０、第４の電流検出手段１１及び第２の三相二相変換部２１の構成部を省略している。図７の構成の場合、第２の電流制御部１８は、ｄ軸電流Ｉｄ２及びｑ軸電流Ｉｑ２は使用せずに、トルク電流指令分配部２２ａによって分配された第２のインバータ４へのトルク電流指令Ｉｑ２*と、予め設定あるいは外部から入力あるいは演算で求めたｄ軸電流指令Ｉｄ２*に基づいて、ｄ軸電圧Ｖｄ２及びｑ軸電圧Ｖｑ２を演算する。
　以上説明したように、実施の形態１によれば、三相の交流電圧が印加される３つの巻線部からなる巻線群を複数有し、少なくとも１つの巻線群に交流電圧を印加するインバータのそれぞれは、１又は並列に接続された複数のモジュールで構成され、１又は複数のモジュールのそれぞれは、直列に接続されたスイッチング素子の対を１以上有し、少なくとも１つのインバータの１又は複数のモジュールにおけるスイッチング素子のそれぞれをワイドバンドギャップ半導体素子としているので、多群三相構造のモータを好適に駆動することが可能となる。
実施の形態２．
　図８は、実施の形態２に係る第１のインバータ３を構成する３つのモジュールの詳細と３つのモジュールを使用してモータ５の第１巻線群６を駆動する場合の第２の例を示す図である。図４に示す実施の形態１における第１の例では、第１モジュール３Ａ、第２モジュール３Ｂ及び第３モジュール３Ｃにおける各１つのスイッチング素子対が、第１巻線群６のＵ相端子、Ｖ相端子及びＷ相端子のそれぞれに接続される構成であったが、実施の形態２に係る第２の例では、第１モジュール３Ａにおける３つのスイッチング素子対の全てが第１巻線群６のＵ相端子に接続され、第２モジュール３Ｂにおける３つのスイッチング素子対の全てが第１巻線群６のＶ相端子に接続され、第３モジュール３Ｃにおける３つのスイッチング素子対の全てが第１巻線群６のＷ相端子に接続される構成である。すなわち、実施の形態２では、１つのモジュールが１つの相を並列駆動する構成であり、モジュール内でスイッチング素子を並列駆動する構成である。
　実施の形態２に係る構成によれば、並列化に伴うスイッチング素子におけるオン抵抗のばらつき、及びオンオフ電圧のばらつきをモジュール間で管理する必要が無くなるため、並列化に伴う各スイッチング素子の電流容量ばらつきの問題を簡易に解決することが可能となる。
　なお、実施の形態２の構成において、第１のインバータ３及び第２のインバータ４に係る駆動方法に係る着眼点は、実施の形態１と同様である。ただし、モジュール内の上側素子と下側素子は、それぞれ共通の制御信号が付与されて同時に駆動される。この際、負荷の容量に応じて、並列駆動するスイッチング素子の数を減じてもよい。例えば３つのスイッチング素子対の全てを並列駆動せずに１又は２つのスイッチング素子対を駆動することも可能である。
実施の形態３．
　実施の形態１及び実施の形態２では、第１のインバータ３及び第２のインバータ４を構成するスイッチング素子（以下、本実施の形態では「主素子」と称する）をナローバンドギャップ半導体素子（以下、本実施の形態では「Ｓｉ」とする）又はワイドバンドギャップ半導体素子（以下、本実施の形態では「ＳｉＣ」とする）の何れかとしていたが、実施の形態３では、第１のインバータ３及び第２のインバータ４を構成する主素子としてＳｉ及びＳｉＣを混在させた構成とする。
　図９は、第１のインバータ３及び第２のインバータ４においてＳｉ及びＳｉＣを混在させた構成とする場合の組合せの一例を示す図である。図９において、行方向には第１のインバータ３のモジュールを示し、列方向には第２のインバータ４のモジュールを示している。また、「Ｓｉ」との表記は、Ｓｉのモジュールのみを有し、「ＳｉＣ」との表記は、ＳｉＣのモジュールのみを有し、「Ｓｉ＋ＳｉＣ」との表記は、ＳｉのモジュールとＳｉＣのモジュールとが混在していることを意味している。さらに、「１」との表記は、モジュール数が１つであることを意味し、「複数」との表記は、モジュール数が複数であることを意味している。以下、ここでは、「パターン１」と「パターン１６」について説明する。
（パターン１）
　第１のインバータ３の主素子はＳｉであり、モジュール数は１である。第２のインバータ４の主素子もＳｉであるが、モジュール数は複数である。なお、第１のインバータ３と第２のインバータ４の構成は、互いに入れ替えても同一の構成となる。パターン１の構成では、並列駆動する必要がある場合には、第２のインバータ４を使用し、並列駆動する必要がない場合には、第１のインバータ３を使用するといった運用が可能である。
（パターン１６）
　第１のインバータ３の主素子はＳｉＣであり、モジュール数は複数である。一方、第２のインバータ４の主素子はＳｉ又はＳｉＣであり、モジュール数は複数である。すなわち、第２のインバータ４では、Ｓｉを主素子とする１又は複数のモジュールと、ＳｉＣを主素子とする１又は複数のモジュールとが混在している。パターン１６の構成では、負荷の特性に応じて、Ｓｉのモジュール又はＳｉＣのモジュールの選択が可能であり、また、並列駆動するか否かの選択も可能であり、負荷の特性に応じた柔軟な運用が可能となる。
　図９に示すパターンのうち、パターン３～１８であれば、モジュール内にワイドバンドギャップ半導体素子を含むので、本実施の形態で説明した効果を得ることが可能となる。なお、図９に示すパターンは一例であり、ＳｉのモジュールとＳｉＣのモジュールとを組み合わせて運用するパターンが図９に示す例に限定されないことは言うまでもない。
　最後に、本実施の形態におけるインバータ制御部の機能を実現するハードウェア構成について、図１０を参照して説明する。なお、ここでいう制御部の機能とは、インバータ制御部１２における、第１の電流制御部１３、第１の電圧指令生成部１４、第１のＰＷＭ信号生成部１５、第１の三相二相変換部１６、速度推定部１７、第２の電流制御部１８、第２の電圧指令生成部１９、第２のＰＷＭ信号生成部２０、第２の三相二相変換部２１、トルク電流指令部２２及び第２の速度推定部２４が司る機能である。
　上述した各種の制御部の機能を実現する場合には、図１０に示すように、演算を行うＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ：中央処理装置）２００、ＣＰＵ２００によって読みとられるプログラムが保存されるメモリ２０２及び信号の入出力を行うインタフェース２０４を含む構成とすることができる。なお、ＣＰＵ２００は、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）などと称されるものであってもよい。また、メモリ２０２とは、例えば、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ　ＥＰＲＯＭ）などの、不揮発性又は揮発性の半導体メモリなどが該当する。
　具体的に、メモリ２０２には、各種の制御部の機能を実行するプログラムが格納されている。ＣＰＵ２００は、インタフェース２０４を介して、必要な情報の授受を行うことにより、本実施の形態で説明された各種の演算処理を実行する。
　なお、図１０に示すＣＰＵ２００及びメモリ２０２は、図１１のように処理回路２０３に置き換えてもよい。処理回路２０３は、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｐｅｃｉｆｉｃ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ－Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）、又は、これらを組み合わせたものが該当する。
　なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１，２　コンデンサ、３　第１のインバータ、３ａ１，３ａ２　スイッチング素子、３ａａ　スイッチング素子対、３Ａ　第１モジュール、３Ｂ　第２モジュール、３Ｃ　第３モジュール、３Ａ１～３Ａ３　モジュール（２ｉｎ１モジュール）、４　第２のインバータ、５　モータ、６　第１巻線群、６Ｕ，７Ｕ　Ｕ相巻線部、６Ｖ，７Ｖ　Ｖ相巻線部、６Ｗ，７Ｗ　Ｗ相巻線部、７　第２巻線群、８　第１の電流検出手段、９　第２の電流検出手段、１０　第３の電流検出手段、１１　第４の電流検出手段、１２　インバータ制御部、１３　第１の電流制御部、１４　第１の電圧指令生成部、１５　第１のＰＷＭ信号生成部、１６　第１の三相二相変換部、１７　速度推定部、１８　第２の電流制御部、１９　第２の電圧指令生成部、２０　第２のＰＷＭ信号生成部、２１　第２の三相二相変換部、２２　トルク電流指令部、２２ａ，２２ｄ　トルク電流指令分配部、２２ｂ　第１のトルク電流指令部、２２ｃ　第２のトルク電流指令部、２４　第２の速度推定部、１００　冷凍サイクル装置、１０１　圧縮機、１０２　四方弁、１０３　室外熱交換器、１０４　膨張弁、１０５　室内熱交換器、１０６　冷媒配管、１０７　圧縮機構、１５０　電動機駆動装置、２０２　メモリ、２０３　処理回路、２０４　インタフェース。

Claims (10)

  1. 　三相の交流電圧が印加される３つの巻線部からなる巻線群を複数有し、複数の前記巻線群が互いに電気的に独立して構成されたモータ、を駆動するために用いられるモータ駆動装置であって、
    　インバータを複数備え、
    　前記インバータのそれぞれは、少なくとも１つの前記巻線群に前記交流電圧を印加し、
    　前記インバータのそれぞれは、１又は並列に接続された複数のモジュールで構成され、
    　１又は複数の前記モジュールのそれぞれは、直列に接続されたスイッチング素子の対を１以上有し、
    　少なくとも１つの前記インバータの１又は複数の前記モジュールにおける前記スイッチング素子のそれぞれは、ワイドバンドギャップ半導体素子であるモータ駆動装置。
  2. 　前記モータは、三相モータである請求項１に記載のモータ駆動装置。
  3. 　前記巻線群は、２つの巻線群で構成される請求項２に記載のモータ駆動装置。
  4. 　前記モジュールは、６ｉｎ１モジュールである請求項１から３の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
  5. 　３つの前記６ｉｎ１モジュールが設けられ、１つの前記６ｉｎ１モジュールが１つの相を並列駆動する請求項４に記載のモータ駆動装置。
  6. 　３つの前記６ｉｎ１モジュールが設けられ、３つの前記６ｉｎ１モジュールにおける各１つのスイッチング素子対が１つの相を並列駆動する請求項４に記載のモータ駆動装置。
  7. 　前記モジュールは、２ｉｎ１モジュールである請求項１から３の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
  8. 　前記複数のインバータはそれぞれ独立に駆動信号が与えられる請求項１から７の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
  9. 　請求項１から６の何れか１項に記載のモータが圧縮機に組み込まれ、前記圧縮機は、凝縮器、膨張器、及び蒸発器が冷媒配管によって接続された冷凍サイクル回路と、を備えたことを特徴とする冷凍サイクル装置。
  10. 　請求項９に記載の冷凍サイクル装置を備えた空気調和機。
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