JP2011043476A - パルスレーダ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】クラッタ、多次エコーの抑圧が可能で、合成帯域処理により相対速度を高精度・高速度分解能で計測し、高距離分解能の測距を行うパルスレーダ装置を得る。
【解決手段】周波数重複がなく周波数順に並べると隣接周波数差が所定周波数の整数倍になる任意のパターンの信号列を所定周期で出力する可変周波数発振器１、信号列と基準中間周波数信号から送信キャリア信号を生成、パルス化し送信信号を送信する送信手段２，３ａ，４、送信信号による目標等からの反射信号や前記信号列から受信ビデオ信号を生成かつ反射信号以外の周波数成分を遮断する機能含む受信手段３ｂ，７〜１３、受信ビデオ信号から目標の相対速度を得る相対速度計測器１４、相対速度により受信ビデオ信号に相対速度補正し合成帯域処理を行う相対速度補正合成帯域処理器１５、及びその出力の振幅値から合成帯域処理による目標の高分解能の測距結果を得る包絡線検波器１６を含む。
【選択図】図１

Description

この発明は、目標追尾等のために、目標からの反射波から目標の相対速度を計測し、さらに合成帯域処理を施して高距離分解能の測距を行い、またクラッタや多次エコーの抑圧を行うパルスレーダ装置に関する。

合成帯域処理を行うレーダ装置において、目標の相対速度を計測する手法として例えば下記非特許文献１及び非特許文献２に示すものがある。この装置では送信周波数をあるステップ間隔で昇順及び降順で送信し、昇順同士の受信複素ビデオ信号に対し、複素共役乗算を行い、ＩＦＦＴ(Inverse Fast Fourier Transform)等の周波数解析手段で相対速度を求める。また昇順と降順の受信複素ビデオ信号に対し、複素乗算を行い、ＦＦＴ等の周波数解析手段で相対速度を求める手法がある。合成帯域法に関する先行技術文献としては、下記非特許文献３がある。但し、本手法ではクラッタや多次エコー等の不要信号への対処については記述されていない。またレーダ技術では、クラッタ対処技術としてＭＴＩ(Moving Target Indicator)があり下記非特許文献４に開示されている。また合成帯域法を用いた多次エコー抑圧法として下記特許文献１に記されたものがある。

特開２００７−２１２２４５号公報

Wang Fei,Long Teng, "A New Method of Velocity Estimation for Inverse V-Shape Stepped Frequency Signal", CIE International Conference on Radar, Oct. 2006 Yuan Haotian, Cheng Zhen, Wen Shuliang, Peng Jun, "Study on radar target imaging and velocity measurement simultaneously based on step frequency waveforms", Synthetic Aperture Radar 2007, 1st Asian and Pacific Conference ,Nov. 2007 Donald R.Wehner著, "High-Resolution Radar", Artech House, Second Edition, Chapter 5, "Synthetic High-Range-Resolution Radar", 第197頁〜第237頁, September 1994 関根 松夫 著,「レーダ信号処理技術」第6刷，電子情報通信学会，P.161-162,平成18年1月10日発行

従来技術の相対速度計測法の概念図を図１８、図１９に示す。両図とも横軸が時間、縦軸が送信周波数を示す。図の時間方向の１マスがパルス繰返し周期Ｔ_ＰＲＩ、送信周波数軸の１マスがステップ周波数Δｆを表している。また、図中の黒色及び白色の点がその時刻における送信周波数を表している。また、図中アスタリスク(＊)は複素共役をとることを表し、×は複素乗算を表している。図１８は昇順と昇順(従来技術１)で送信した受信ビデオ信号を用いた相対速度計測を表しており、図１９は昇順と降順(従来技術２)で送信した受信ビデオ信号を用いた相対速度計測を表している。このとき相対速度計測に用いる全観測時間は２Ｎ_ＳＢＲＴ_ＰＲＩである。このとき合成帯域数はＮ_ＳＢＲであり、全送信帯域はＮ_ＳＢＲΔｆである。

以下数式を用いて、従来技術を簡単に説明する。最初に図１９に示すような昇順と降順シーケンスを用いた相対速度計測(従来技術２)について述べる。目標が時刻ｔ＝０の時、距離ｒ、相対速度ｖ_ｄの運動をしている場合、送信周波数を昇順シーケンスで送信し、目標からの反射波の受信ビデオ信号はｆ_ｎ＝ｆ_０＋Δｆｎ，ｔ＝ｎＴ_ＰＲＩとして次式で表される。但しｆ_０は送信最小周波数であり、ｎはパルス数でｎ＝０,１,・・・,Ｎ_ＳＢＲ−１、ｃは光速である。但し、以下全てにおいて説明の簡略化のため、パルス信号波形による窓関数は省略している。

次に送信周波数を降順シーケンスで送信し、目標からの反射波の受信ビデオ信号は、時間Ｎ_ＳＢＲＴ_ＰＲＩ後を考慮して次式で表される。但し、ｆ’_ｎ＝ｆ_０−Δｆｎ＋(Ｎ_ＳＢＲ−１)Δｆである。

上記式(１)と式(２)の複素乗算は次式で表される。

よって上記式(３)をＦＦＴ等の周波数解析処理を行うと目標の相対速度は以下の式(４)で求められる。但し、ｋ_Ｐは式(３)をＦＦＴしたとき、振幅が最大となる点である。

よって速度分解能は次式で表される。

また、最大観測速度は次式で表される。

また、図１８に示すような昇順と昇順または降順と降順のシーケンスを用いた従来技術１の相対速度計測で得られる相対速度、速度分解能、最大観測速度はそれぞれ次式で表される。

従来技術では、単純な昇順及び降順シーケンスを用いるため、目標にレーダの送信信号を探知されやすい欠点を有する。また、昇順及び降順シーケンスを用いるため、隣接送信パルス間の周波数が近接しており、パルス繰り返し周期で決定される最大観測距離以上の距離に大きな目標が存在すると、多次エコーと呼ばれる不要信号が受信される。受信信号に多次エコー等の不要信号が受信された場合、相対速度計測結果に悪影響を及ぼし、遠方目標を近距離目標と誤って測距する欠点を有する。

また。観測時間が２Ｎ_ＳＢＲＴ_ＰＲＩであるので、この時間送信周波数を昇順で変化させた場合、全送信帯域は最大２Ｎ_ＳＢＲΔｆとることができる。しかし、従来技術では同じ送信周波数の信号を２回送信しているため、全送信帯域を２倍損している、つまり距離分解能は観測時間に対して２倍損(効率が半減する)をする欠点を有する。

また、観測時間が２Ｎ_ＳＢＲＴ_ＰＲＩと長いので、場合によっては機敏な目標の運動に対して対処することができない欠点を有する。

また、相対速度分解能は式(５)または式(８)で決定され、それ以上の分解能、精度は望むことができない欠点を有する。

また、受信信号に静止クラッタ等の不要信号が受信された場合、相対速度計測結果に悪影響を及ぼす欠点を有する。

この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、クラッタ、多次エコーの抑圧が可能で、合成帯域処理によって相対速度を高精度・高速度分解能で計測し、高距離分解能の測距を行うパルスレーダ装置を提供することを目的とする。

この発明は、周波数が重複することがなく、周波数順に並べた場合に隣接周波数のそれぞれの周波数差が所定周波数間隔の整数倍になる、任意のパターンの周波数列に対応する周波数をそれぞれ有する信号列を所定のパルス繰り返し周期で出力する可変周波数発振器と、前記可変周波数発振器からの信号列と基準中間周波数信号とにより生成される送信キャリア信号をパルス化したパルス信号を生成し送信信号として送信する送信手段と、前記送信手段の送信信号による前記パルス繰り返し周期毎に得られる目標および背景からの反射信号、前記前記可変周波数発振器からの信号列、および前記送信信号と同じ基準中間周波数信号に基づいて受信ビデオ信号を生成すると共に前記反射信号の周波数帯以外の周波数成分を遮断するフィルタ機能を含む受信手段と、前記受信ビデオ信号から前記目標の相対速度を計測する相対速度計測器と、前記相対速度計測器で求めた相対速度により、前記受信ビデオ信号に対し相対速度補正し合成帯域処理を行う相対速度補正合成帯域処理器と、前記相対速度補正合成帯域処理器の出力の振幅値を求め、合成帯域処理による前記目標の高分解能の測距結果を出力する包絡線検波器と、を備えたことを特徴とするパルスレーダ装置にある。

この発明では、クラッタ、多次エコーの抑圧が可能で、合成帯域処理によって相対速度を高精度・高速度分解能で計測し、高距離分解能の測距を行うことができる。

この発明の実施の形態１から８までによるパルスレーダ装置の構成の一例を示す図である。 この発明の実施の形態１におけるパルス繰り返し周期毎の周波数の一例を示す図である。 この発明の実施の形態１におけるパルス繰り返し周期毎の周波数の別の例を示す図である。 この発明の実施の形態２におけるパルス繰り返し周期毎の周波数の一例を示す図である。 この発明の実施の形態３におけるパルス繰り返し周期毎の周波数の一例を示す図である。 この発明の実施の形態４におけるパルス繰り返し周期毎の周波数の一例を示す図である。 この発明の実施の形態５におけるパルス繰り返し周期毎の周波数の一例を示す図である。 この発明の実施の形態６におけるパルス繰り返し周期毎の周波数の一例を示す図である。 この発明の実施の形態７におけるパルス繰り返し周期毎の周波数の一例を示す図である。 この発明の実施の形態８におけるパルス繰り返し周期毎の周波数の一例を示す図である。 この発明の実施の形態９によるパルスレーダ装置の構成の一例を示す図である。 この発明の実施の形態９におけるパルス繰り返し周期毎の周波数の一例を示す図である。 この発明の実施の形態９によるパルスレーダ装置の動作を説明するための図である。 この発明の実施の形態９によるパルスレーダ装置の動作を説明するための図である。 この発明の実施の形態１０および１１によるパルスレーダ装置の構成の一例を示す図である。 この発明の実施の形態１０におけるパルス繰り返し周期毎の周波数の一例を示す図である。 この発明の実施の形態１１におけるパルス繰り返し周期毎の周波数の一例を示す図である。 従来技術の相対速度計測法を説明するための概念図である。 従来技術の相対速度計測法を説明するための概念図である。

以下、この発明によるパルスレーダ装置を各実施の形態に従って図面を用いて説明する。各図において、同一もしくは相当部分は同一符号で示し重複する説明は省略する。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１から８によるパルスレーダ装置の構成の一例を示す図である。可変周波数発振器１では、パルス繰り返し周期Ｔ_ＰＲＩを設定するとともに、パルス繰り返し周期毎に送信周波数が任意の周波数で変化する合成帯域数Ｎ_ＳＢＲ個の周波数を繰り返し設定し発振する。すなわち所定のパルス繰り返し周期でそのような周波数列に対応する周波数をそれぞれ有する信号列を出力する。但し、パルス繰り返し周期毎に発振した周波数を低い順から並べた場合、隣接周波数の周波数差は所定の周波数間隔Δｆの整数倍となっている。図２にパルス繰り返し周期毎の周波数(周波数列)の一例を示す。発振した信号は周波数変換器３ａと３ｂに送られる。

基準中間周波数信号発振器２では、基準中間周波数信号を発振し、周波数変換機３ａと９０度ハイブリッド器１０に送る。

周波数変換器３ａでは、可変周波数発振器１で発振された信号の周波数と、基準中間周波数信号発振器２で生成された信号の周波数の和の周波数の送信キャリア信号を生成し、送信機４へ送る。

送信機４では、周波数変換器３ａからの信号を所定パルス幅Ｔ_Ｐにパルス化し、パルス信号を生成する。またパルス信号は送信機４で電力が増幅され、送受切替器５へ送られる。以後、送信機４で発振される周波数シーケンスを、送信周波数シーケンスと呼ぶ。

送受切替器５ではパルス信号をアンテナ６から送信信号として送信した後、送受を切り替える。目標からの反射信号は、アンテナ６で受信された後、周波数変換器３ｂに送られ、反射信号の周波数と可変周波数発振器１で発振された信号の周波数の差の周波数のＩＦ信号に変換され、増幅器７へ送られる。増幅器７ではＩＦ信号の電力を増幅し、増幅された信号は分配器８へ送られる。

分配器８において、ＩＦ信号は２つの信号に分けられ、それぞれ位相検波器９ａ、９ｂへ送られる。

一方、９０度ハイブリッド器１０は、基準中間周波数信号発振器２で生成された基準中間周波数信号を、９０度の位相差を持った２つの信号に分離し、位相検波器９ａ、９ｂに出力する。位相検波器９ａ、９ｂは、分配器８からの入力信号、および９０度ハイブリッド器１０からの入力信号から、中間周波数信号の周波数と基準中間周波数信号の周波数との差の周波数を持ち、互いに９０度の位相差を持つＩ成分、Ｑ成分のビデオ信号(以下、Ｉ、Ｑビデオ信号と称す)を生成する。

生成されたＩ、Ｑビデオ信号は、フィルタ処理器１１ａ、１１ｂに送られ、フィルタ処理される。フィルタとしては例えばＳＮＲ(Signal-to-Noise Ratio)を最大にする整合フィルタがある。フィルタ処理により、パルス繰り返し周期で決定される最大観測距離よりも遠方からのエコー(多次エコー)は、周波数変換器３ｂによりフィルタの中心周波数とは大きく異なる周波数に変換されるため抑圧される。

フィルタ処理されたＩ、Ｑビデオ信号は、サンプリング周波数が１／Ｔ_Ｐ(送信パルス幅Ｔ_Ｐの逆数に相当)のＡ／Ｄ変換器１２ａ、１２ｂに入力され、送信パルス幅Ｔ_Ｐと同じ間隔のレンジビン毎のディジタルＩ、Ｑビデオ信号に変換され、ビデオ信号用メモリ１３に記憶される。ビデオ信号用メモリ１３は、相対速度計測及び合成帯域処理に必要な分、ディジタルビデオ信号を保存する。ディジタルＩ、Ｑビデオ信号を以後まとめてディジタル複素ビデオ信号(受信ビデオ信号)と呼ぶ。

なお、図１の符号２，３ａ，４の部分が送信手段を構成し、符号３ｂ、７〜１３の部分が受信手段を構成する。

相対速度計測器１４では、ディジタルＩ、Ｑビデオ信号から目標の相対速度を計測する。以下にその計測手法について数式を用いて説明する。

送信機４でパルス毎に発振された送信周波数シーケンスをｆ_ｎとすると、目標が時刻ｔ＝０の時、距離ｒ、相対速度ｖ_ｄの運動をしている場合、ディジタル複素ビデオ信号は次式で表される。ｎはパルス数でｎ＝０，１，・・・，Ｎ_ＳＢＲ−１，ｃは光速である。

また、可変周波数発振器１において、送信周波数シーケンス(周波数列)ｆ_ｎとｆ_ｎ’−ｆ_ｎ＝ｆ_Ｓを満たす送信周波数シーケンス(周波数列)ｆ_ｎ’を時刻Ｔ_Ｓシフトさせて発振する。但しｆ_Ｓは定数である。その送信周波数シーケンスの一例を図３に示す。送信周波数シーケンスｆ_ｎ’でパルス信号を送信した場合、ディジタル複素ビデオ信号は次式で表される。

よって、式(１０)と式(１１)の複素共役乗算は次式で表される。

但し、ｆ_ｎ’−ｆ_ｎ＝ｆ_Ｓである。ここでｆ_ｎはｎに対して、可変周波数発振器１でどのように送信周波数が決定されたかは既知である。そのため、式(１２)をパルス繰り返し周期毎に発振した周波数が低い順から並び変えることが可能である。式(１２)をパルス繰り返し周期毎に発振した周波数が低い順から並び変えたときのディジタル複素ビデオ信号は次式で表される。但しｎに関係の無い位相はまとめてφとし、ｎ’は式(１２)をパルス繰り返し周期毎に発振した周波数が低い順から並び変えたため、ｎ’は０〜Ｎ_ＳＢＲ−１の間で重複無くほぼランダムとなる。

式(１３)の左から１番目のｅｘｐ中の位相はｎに関係なく、左から２番目のｅｘｐ中の位相は、ｎ’が０〜Ｎ_ＳＢＲ−１の間で重複無くほぼランダムとなるため、ＩＦＦＴで左から２番目のｅｘｐの信号成分は積み上がらず、左から３番目のｅｘｐの信号成分がコヒーレント(同相)に積み上がるため、式(１３)をＩＦＦＴ等の周波数解析処理を行うと目標の相対速度は以下の式で求められる。但し、ｋ_Ｐは式(１３)をＩＦＦＴしたとき、振幅が最大となる点である。

よって速度分解能は次式で表される。

また、最大観測速度は次式で表される。

時間シフトＴ_Ｓを従来技術の説明と同等のＮ_ＳＢＲＴ_ＰＲＩとした場合、式(１５)の速度分解能は式(８)と一致する。またｆ_Ｓ＝０、つまりｆ_ｎ＝ｆ_ｎ’である場合、式(１３)の左から２番目のｅｘｐ中の位相は０となり、式(１３)の左から３番目のｅｘｐの信号成分のみ積み上がる。

式(１４)で得られた相対速度をｖ^’ _ｄとする。得られた相対速度情報は相対速度補正合成帯域処理器１５及び追尾処理器１７へ送られる。相対速度補正合成帯域処理器１５では、相対速度計測器１４からの相対速度情報を元に、ディジタル複素ビデオ信号に対して以下の式のように相対速度補正を行う。

式(１７)及び式(１８)をパルス繰り返し周期毎に発振した周波数が低い順から並び変えＩＦＦＴ等の周波数解析処理を用いた合成帯域処理を行い、包絡線検波器１６で目標の信号が検出され(相対速度補正合成帯域処理器１５の出力の振幅値を求め、合成帯域処理による目標の高分解能の測距結果を出力)、追尾処理器１７で追尾処理が行われる(包絡線検波器１６から得られる距離値と相対速度計測器１４で求めた相対速度から目標を追尾する)。

包絡線検波器１６で行われる検出処理は例えば、ＣＦＡＲ(Constant False Alarm Rate)に基づく検出法が考えられる。また追尾処理器１７で行われる追尾処理は例えばカルマンフィルタを用いた追尾処理が考えられる。

このようにこの実施の形態１を用いることにより、合成帯域処理によって高距離分解能の測距を行うパルスレーダ装置において、従来技術１と同等の測速度性能を保持しながら、目標にレーダの送信信号を探知され難く、かつ送信パルス間の周波数が殆ど近接しておらず、多次エコーを抑圧することができる。また、図３のようにｆ_Ｓ＝ΔｆＮ_ＳＢＲとし、全観測時間を２Ｎ_ＳＢＲＴ_ＰＲＩとした場合、この実施の形態で得られる全送信信号帯域は２Ｎ_ＳＢＲΔｆとることができ、従来技術の欠点である距離分解能が２倍損する点を解決可能である。

実施の形態２．
この発明の実施の形態２によるパルスレーダ装置の構成は図１に示したものと基本的に同じである。但し、実施の形態１中、可変周波数発振器１の動作と、相対速度計測器１４および相対速度補正合成帯域処理器１５の信号処理が異なる。以下では異なる動作と処理について説明する。

相対速度計測器１４では、ディジタルＩ、Ｑビデオ信号から目標の相対速度を計測する。以下にその計測手法について数式を用いて説明する。

送信機４でパルス毎に発振された送信周波数シーケンスをｆ_ｎとすると、目標が時刻ｔ＝０の時、距離ｒ、相対速度ｖ_ｄの運動をしている場合、ディジタル複素ビデオ信号は次式で表される。ｎはパルス数でｎ＝０，１，・・・，Ｎ_ＳＢＲ−１，ｃは光速である。

また、可変周波数発振器１において、送信周波数シーケンスｆ_ｎとｆ_ｎ＋ｆ_ｎ’＝ｆ_Ｓを満たす送信周波数シーケンスｆ_ｎ’を時刻Ｔ_Ｓシフトさせて発振する。但しｆ_Ｓは定数である。その送信周波数シーケンスの一例を図４に示す。送信周波数シーケンスｆ_ｎ’でパルス信号を送信した場合、ディジタル複素ビデオ信号は次式で表される。

よって、式(１９)と式(２０)の複素乗算は次式で表される。

但し、ｆ_ｎ＋ｆ_ｎ’＝ｆ_Ｓである。ここでｆ_ｎはｎに対して、重複無く任意の周波数であるため、式(２１)の左から４番目のｅｘｐの信号成分はＦＦＴ等の周波数解析処理により積み上がらない。よって式(２１)をＦＦＴ等の周波数解析処理を行うと目標の相対速度は以下の式で求められる。但し、ｋ_Ｐは式(２１)をＦＦＴしたとき、振幅が最大となる点である。

よって速度分解能は次式で表される。

また、最大観測速度は次式で表される。

ここでｆ_Ｓは従来技術２の説明と同等の条件となる。２ｆ_０＋(Ｎ_ＳＢＲ−１)Δｆとした場合、式(２３)の速度分解能は次式で表され、従来技術２の速度分解能、式(５)よりも速度分解能が向上していることがわかる。

式(２２)で得られた相対速度をｖ^’ _ｄとする。得られた相対速度情報は相対速度補正合成帯域処理器１５及び追尾処理器１７へ送られる。相対速度補正合成帯域処理器１５では、相対速度計測器１４からの相対速度情報を元に、ディジタル複素ビデオ信号に対して以下の式のように相対速度補正を行う。

式(２６)及び式(２７)をパルス繰り返し周期毎に発振した周波数が低い順から並び変えＩＦＦＴ等の周波数解析処理を用いた合成帯域処理を行い、包絡線検波器１６で目標の信号が検出され、追尾処理器１７で追尾処理が行われる。

包絡線検波器１６で行われる検出処理は例えば、ＣＦＡＲ(Constant False Alarm Rate)に基づく検出法が考えられる。また追尾処理器１７で行われる追尾処理は例えばカルマンフィルタを用いた追尾処理が考えられる。

このようにこの実施の形態２を用いることにより、合成帯域処理によって高距離分解能の測距を行うパルスレーダにおいて、従来技術２と同等以上の測速度性能を保持しながら、目標にレーダの送信信号を探知され難く、かつ送信パルス間の周波数が殆ど近接しておらず、多次エコーを抑圧することができる。また、図４のようにｆ_Ｓ＝２ｆ_０＋(２Ｎ_ＳＢＲ−１)Δｆとし、全観測時間を２Ｎ_ＳＢＲＴ_ＰＲＩとした場合、この実施の形態で得られる全送信信号帯域は２Ｎ_ＳＢＲΔｆとることができ、従来技術の欠点である距離分解能が２倍損する点を解決可能である。

実施の形態３．
この発明の実施の形態３によるパルスレーダ装置の構成は図１に示したものと基本的に同じである。但し、実施の形態１中、可変周波数発振器１の動作と、相対速度計測器１４および相対速度補正合成帯域処理器１５の信号処理が異なる。以下では異なる動作と処理について説明する。

可変周波数発振器１では、送信機４から出力される送信周波数シーケンスが、実施の形態１で述べた送信周波数シーケンスｆ_ｎとｆ_ｎ’(但しｆ_ｎ’−ｆ_ｎ＝ｆ_Ｓ)を、パルス繰り返し周期Ｔ_ＰＲＩごとに交互になるように設定する。図５にパルス繰り返し周期毎の周波数の一例を示す。発振した信号は周波数変換器３ａと３ｂに送られる。

相対速度計測器１４では、ディジタルＩ、Ｑビデオ信号から目標の相対速度を計測する。以下にその計測手法について数式を用いて説明する。

送信機４でパルス毎に発振された送信周波数シーケンスがｆ_ｎのとき、目標が時刻ｔ＝０の時、距離ｒ、相対速度ｖ_ｄの運動をしている場合、送信周波数シーケンスｆ_ｎのみを注目した場合、パルス繰返し周期が２Ｔ_ＰＲＩになることになるため、ディジタル複素ビデオ信号は次式で表される。ｎはパルス数でｎ＝０，１，・・・，Ｎ_ＳＢＲ−１，ｃは光速である。

また、可変周波数発振器１において、送信周波数シーケンスｆ_ｎ’のとき、送信周波数シーケンスｆ_ｎ’のみを注目した場合、パルス繰返し周期が２Ｔ_ＰＲＩになることになるため、ディジタル複素ビデオ信号は次式で表される。

但し、説明を簡便にするためＴ_Ｓ＝０とする。よって、式(２８)と式(２９)の複素共役乗算は次式で表される。

但し、ｆ_ｎ’−ｆ_ｎ＝ｆ_Ｓである。ここでｆ_ｎはｎに対して、重複無く任意の周波数であるため、式(３０)の左から３番目のｅｘｐの信号成分はＩＦＦＴ等の周波数解析処理により積み上がらない。よって式(３０)をＩＦＦＴ等の周波数解析処理を行うと目標の相対速度は以下の式で求められる。但し、ｋ_Ｐは式(３０)をＩＦＦＴしたとき、振幅が最大となる点である。

よって速度分解能は次式で表される。

また、最大観測速度は次式で表される。

ｆ_ＳをΔｆＮ_ＳＢＲとした場合、式(３２)の速度分解能は式(８)の１／２と一致する。つまり速度分解能は従来技術１よりも２倍改善される。

式(３１)で得られた相対速度をｖ^’ _ｄとする。得られた相対速度情報は相対速度補正合成帯域処理器１５及び追尾処理器１７へ送られる。相対速度補正合成帯域処理器１５では、相対速度計測器１４からの相対速度情報を元に、ディジタル複素ビデオ信号に対して以下の式のように相対速度補正を行う。

式(３４)及び式(３５)をパルス繰り返し周期毎に発振した周波数が低い順から並び変えＩＦＦＴ等の周波数解析処理を用いた合成帯域処理を行い、包絡線検波器１６で目標の信号が検出され、追尾処理器１７で追尾処理が行われる。

包絡線検波器１６で行われる検出処理は例えば、ＣＦＡＲ(Constant False Alarm Rate)に基づく検出法が考えられる。また追尾処理器１７で行われる追尾処理は例えばカルマンフィルタを用いた追尾処理が考えられる。

このようにこの実施の形態３を用いることにより、合成帯域処理によって高距離分解能の測距を行うパルスレーダ装置において、従来技術１以上の測速度性能を保持しながら、目標にレーダの送信信号を探知され難く、かつ送信パルス間の周波数が殆ど近接しておらず、多次エコーを抑圧することができる。また、図５のようにｆ_Ｓ＝ΔｆＮ_ＳＢＲとし、全観測時間を２Ｎ_ＳＢＲＴ_ＰＲＩとした場合、この実施の形態で得られる全送信信号帯域は２Ｎ_ＳＢＲΔｆとることができ、従来技術の欠点である距離分解能が２倍損する点を解決可能である。

実施の形態４．
この発明の実施の形態４によるパルスレーダ装置の構成は図１に示したものと基本的に同じである。但し、実施の形態１中、可変周波数発振器１の動作と、相対速度計測器１４および相対速度補正合成帯域処理器１５の信号処理が異なる。以下では異なる動作と処理について説明する。

可変周波数発振器１では、送信機４から出力される送信周波数シーケンスが、実施の形態１で述べた送信周波数シーケンスｆ_ｎとｆ_ｎ’(但しｆ_ｎ＋ｆ_ｎ’＝ｆ_Ｓ)を、パルス繰り返し周期Ｔ_ＰＲＩごとに交互になるように設定する。図６にパルス繰り返し周期毎の周波数の一例を示す。発振した信号は周波数変換器３ａと３ｂに送られる。

相対速度計測器１４では、ディジタルＩ、Ｑビデオ信号から目標の相対速度を計測する。以下にその計測手法について数式を用いて説明する。

送信機４でパルス毎に発振された送信周波数シーケンスがｆ_ｎのとき、目標が時刻ｔ＝０の時、距離ｒ、相対速度ｖ_ｄの運動をしている場合、送信周波数シーケンスｆ_ｎのみを注目した場合、パルス繰返し周期が２Ｔ_ＰＲＩになることになるため、ディジタル複素ビデオ信号は次式で表される。ｎはパルス数でｎ＝０，１，・・・，Ｎ_ＳＢＲ−１，ｃは光速である。

また、可変周波数発振器１において、送信周波数シーケンスｆ_ｎ’のとき、送信周波数シーケンスｆ_ｎ’のみを注目した場合、パルス繰返し周期が２Ｔ_ＰＲＩになることになるため、ディジタル複素ビデオ信号は次式で表される。

但し、説明を簡便にするため以後Ｔ_Ｓ＝０とする。よって、式(３６)と式(３７)の複素乗算は次式で表される。

但し、ｆ_ｎ＋ｆ_ｎ’＝ｆ_Ｓである。ここでｆ_ｎはｎに対して、重複無く任意の周波数であるため、式(３８)の左から３番目のｅｘｐの信号成分はＦＦＴ等の周波数解析処理により積み上がらない。よって式(３８)をＦＦＴ等の周波数解析処理を行うと目標の相対速度は以下の式で求められる。但し、ｋ_Ｐは式(３８)をＦＦＴしたとき、振幅が最大となる点である。

よって速度分解能は次式で表される。

また、最大観測速度は次式で表される。

ここでｆ_Ｓを従来技術の説明と同等の条件となる。２ｆ_０＋(Ｎ_ＳＢＲ−１)Δｆとした場合、式(４０)の速度分解能は次式で表され、従来技術２の速度分解能、式(５)よりも速度分解能が向上していることがわかる。

式(３９)で得られた相対速度をｖ^’ _ｄとする。得られた相対速度情報は相対速度補正合成帯域処理器１５及び追尾処理器１７へ送られる。相対速度補正合成帯域処理器１５では、相対速度計測器１４からの相対速度情報を元に、ディジタル複素ビデオ信号に対して以下の式のように相対速度補正を行う。

式(４３)及び式(４４)をパルス繰り返し周期毎に発振した周波数が低い順から並び変えＩＦＦＴ等の周波数解析処理を用いた合成帯域処理を行い、包絡線検波器１６で目標の信号が検出され、追尾処理器１７で追尾処理が行われる。

包絡線検波器１６で行われる検出処理は例えば、ＣＦＡＲ(Constant False Alarm Rate)に基づく検出法が考えられる。また追尾処理器１７で行われる追尾処理は例えばカルマンフィルタを用いた追尾処理が考えられる。

このようにこの実施の形態４を用いることにより、合成帯域処理によって高距離分解能の測距を行うパルスレーダ装置において、従来技術２と同等以上の測速度性能を保持しながら、目標にレーダの送信信号を探知され難く、かつ送信パルス間の周波数が殆ど近接しておらず、多次エコーを抑圧することができる。また、図６のようにｆ_Ｓ＝２ｆ_０＋２(Ｎ_ＳＢＲ−１)Δｆとし、全観測時間を２Ｎ_ＳＢＲＴ_ＰＲＩとした場合、この実施の形態で得られる全送信信号帯域は２Ｎ_ＳＢＲΔｆとることができ、従来技術の欠点である距離分解能が２倍損する点を解決可能である。

実施の形態５．
この発明の実施の形態５によるパルスレーダ装置の構成は図１に示したものと基本的に同じである。但し、実施の形態１中、可変周波数発振器１の動作と、相対速度計測器１４および相対速度補正合成帯域処理器１５の信号処理が異なる。以下では異なる動作と処理について説明する。

相対速度計測器１４では、ディジタルＩ、Ｑビデオ信号から目標の相対速度を計測する。以下にその計測手法について数式を用いて説明する。

送信機４でパルス毎に発振された送信周波数シーケンスをｆ_ｎ＝ｆ_０＋ｎΔｆとすると、目標が時刻ｔ＝０の時、距離ｒ、相対速度ｖ_ｄの運動をしている場合、ディジタル複素ビデオ信号は次式で表される。ｎはパルス数でｎ＝０，１，・・・，Ｎ_ＳＢＲ−１，ｃは光速である。

また、可変周波数発振器１において、送信周波数シーケンスｆ_ｎとｆ_ｎ’−ｆ_ｎ＝ｆ_Ｓを満たす送信周波数シーケンスｆ_ｎ’＝ｆ_Ｓ＋ｆ_０＋ｎΔｆを時刻Ｔ_Ｓシフトさせて発振する。但しｆ_Ｓは定数である。その送信周波数シーケンスを図７に示す。送信周波数シーケンスｆ_ｎ’でパルス信号を送信した場合、ディジタル複素ビデオ信号は次式で表される。

よって、式(４５)と式(４６)の複素共役乗算は次式で表される。

但し、ｆ_ｎ’−ｆ_ｎ＝ｆ_Ｓである。式(４７)の左から１番目及び２番目のｅｘｐ中の位相はｎに関係なく、左から３番目のｅｘｐの信号成分がコヒーレント(同相)に積み上がるため、式(４７)をＩＦＦＴ等の周波数解析処理を行うと目標の相対速度は以下の式で求められる。但し、ｋ_Ｐは式(４７)をＩＦＦＴしたとき、振幅が最大となる点である。

よって速度分解能は次式で表される。

また、最大観測速度は次式で表される。

式(４８)で得られた相対速度をｖ^’ _ｄとする。得られた相対速度情報は相対速度補正合成帯域処理器１５及び追尾処理器１７へ送られる。相対速度補正合成帯域処理器１５では、相対速度計測器１４からの相対速度情報を元に、ディジタル複素ビデオ信号に対して以下の式のように相対速度補正を行う。

式(５１)及び式(５２)をパルス繰り返し周期毎に発振した周波数が低い順から並び変えＩＦＦＴ等の周波数解析処理を用いた合成帯域処理を行い、包絡線検波器１６で目標の信号が検出され、追尾処理器１７で追尾処理が行われる。

包絡線検波器１６で行われる検出処理は例えば、ＣＦＡＲ(Constant False Alarm Rate)に基づく検出法が考えられる。また追尾処理器１７で行われる追尾処理は例えばカルマンフィルタを用いた追尾処理が考えられる。

このようにこの実施の形態５を用いることにより、合成帯域処理によって高距離分解能の測距を行うパルスレーダ装置において、図７のようにｆ_Ｓ＝ΔｆＮ_ＳＢＲとし、全観測時間を２Ｎ_ＳＢＲＴ_ＰＲＩとした場合、この実施の形態で得られる全送信信号帯域は２Ｎ_ＳＢＲΔｆとることができ、従来技術の欠点である距離分解能が２倍損する点を解決可能である。このとき速度分解能は式(４９)より、ｃ／(４ΔｆＴ_ＰＲＩＮ^２ _ＳＢＲ)となり、従来技術１よりも速度分解能が向上する。

実施の形態６．
この発明の実施の形態６によるパルスレーダ装置の構成は図１に示したものと基本的に同じである。但し、実施の形態１中、可変周波数発振器１の動作と、相対速度計測器１４および相対速度補正合成帯域処理器１５の信号処理が異なる。以下では異なる動作と処理について説明する。

相対速度計測器１４では、ディジタルＩ、Ｑビデオ信号から目標の相対速度を計測する。以下にその計測手法について数式を用いて説明する。

送信機４でパルス毎に発振された送信周波数シーケンスをｆ_ｎ＝ｆ_０＋ｎΔｆとすると、目標が時刻ｔ＝０の時、距離ｒ、相対速度ｖ_ｄの運動をしている場合、ディジタル複素ビデオ信号は次式で表される。ｎはパルス数でｎ＝０，１，・・・，Ｎ_ＳＢＲ−１，ｃは光速である。

また、可変周波数発振器１において、送信周波数シーケンスｆ_ｎとｆ_ｎ＋ｆ_ｎ’＝ｆ_Ｓを満たす送信周波数シーケンスｆ_ｎ’＝ｆ_Ｓ−ｆ_０−ｎΔｆを時刻Ｔ_Ｓシフトさせて発振する。但しｆ_Ｓは定数である。その送信周波数シーケンスを図８に示す。送信周波数シーケンスｆ_ｎ’でパルス信号を送信した場合、ディジタル複素ビデオ信号は次式で表される。

よって、式(５３)と式(５４)の複素乗算は次式で表される。

但し、ｆ_ｎ＋ｆ_ｎ’＝ｆ_Ｓである。式(５５)の左から１番目及び２番目のｅｘｐ中の位相はｎに関係なく、左から３番目のｅｘｐの信号成分がコヒーレント(同相)に積み上がるため、式(５５)をＦＦＴ等の周波数解析処理を行うと目標の相対速度は以下の式で求められる。但し、ｋ_Ｐは式(５５)をＦＦＴしたとき、振幅が最大となる点である。

よって速度分解能は次式で表される。

また、最大観測速度は次式で表される。

式(５６)で得られた相対速度をｖ^’ _ｄとする。得られた相対速度情報は相対速度補正合成帯域処理器１５及び追尾処理器１７へ送られる。相対速度補正合成帯域処理器１５では、前記相対速度計測器１４からの相対速度情報を元に、ディジタル複素ビデオ信号に対して以下の式のように相対速度補正を行う。

式(５９)及び式(６０)をパルス繰り返し周期毎に発振した周波数が低い順から並び変えＩＦＦＴ等の周波数解析処理を用いた合成帯域処理を行い、包絡線検波器１６で目標の信号が検出され、追尾処理器１７で追尾処理が行われる。

包絡線検波器１６で行われる検出処理は例えば、ＣＦＡＲ(Constant False Alarm Rate)に基づく検出法が考えられる。また追尾処理器１７で行われる追尾処理は例えばカルマンフィルタを用いた追尾処理が考えられる。

このようにこの実施の形態６を用いることにより、合成帯域処理によって高距離分解能の測距を行うパルスレーダ装置において、図８のようにｆ_Ｓ＝２ｆ_０＋(２Ｎ_ＳＢＲ−１)Δｆとし、全観測時間を２Ｎ_ＳＢＲＴ_ＰＲＩとした場合、この実施の形態で得られる全送信信号帯域は２Ｎ_ＳＢＲΔｆとることができ、従来技術の欠点である距離分解能が２倍損する点を解決可能である。このとき速度分解能は式(５７)より、式(５)と一致し従来技術２の測速度性能も保持している。

実施の形態７．
この発明の実施の形態７によるパルスレーダ装置の構成は図１に示したものと基本的に同じである。但し、実施の形態１中、可変周波数発振器１の動作と、相対速度計測器１４および相対速度補正合成帯域処理器１５の信号処理が異なる。以下では異なる動作と処理について説明する。

可変周波数発振器１では、送信機４から出力される送信周波数シーケンスが、実施の形態１で述べた送信周波数シーケンスｆ_ｎとｆ_ｎ’(但しｆ_ｎ’−ｆ_ｎ＝ｆ_Ｓ)を、パルス繰り返し周期Ｔ_ＰＲＩごとに交互になるように設定する。図９にパルス繰り返し周期毎の周波数の一例を示す。発振した信号は周波数変換器３ａと３ｂに送られる。但し、ｆ_ｎ＝ｆ_０＋ｎΔｆ、ｆ_ｎ’＝ｆ_Ｓ＋ｆ_０＋ｎΔｆである。

相対速度計測器１４では、ディジタルＩ、Ｑビデオ信号から目標の相対速度を計測する。以下にその計測手法について数式を用いて説明する。

送信機４でパルス毎に発振された送信周波数シーケンスがｆ_ｎのとき、目標が時刻ｔ＝０の時、距離ｒ、相対速度ｖ_ｄの運動をしている場合、送信周波数シーケンスｆ_ｎのみを注目した場合、パルス繰返し周期が２Ｔ_ＰＲＩになることになるため、ディジタル複素ビデオ信号は次式で表される。ｎはパルス数でｎ＝０，１，・・・，Ｎ_ＳＢＲ−１，ｃは光速である。

また、可変周波数発振器１において、送信周波数シーケンスｆ_ｎ’のとき、送信周波数シーケンスｆ_ｎ’のみを注目した場合、パルス繰返し周期が２Ｔ_ＰＲＩになることになるため、ディジタル複素ビデオ信号は次式で表される。

但し、説明を簡便にするためＴ_Ｓ＝０とする。よって、式(６１)と式(６２)の複素共役乗算は次式で表される。

但し、ｆ_ｎ’−ｆ_ｎ＝ｆ_Ｓである。式(６３)の左から１番目及び２番目のｅｘｐ中の位相はｎと関係ない。よって式(６３)をＩＦＦＴ等の周波数解析処理を行うと目標の相対速度は以下の式で求められる。但し、ｋ_Ｐは式(６３)をＩＦＦＴしたとき、振幅が最大となる点である。

よって速度分解能は次式で表される。

また、最大観測速度は次式で表される。

ｆ_ＳをΔｆＮ_ＳＢＲとした場合、式(６５)の速度分解能は式(８)の１／２とほぼ一致する。つまり速度分解能は従来技術１よりも約２倍改善する。

式(６４)で得られた相対速度をｖ^’ _ｄとする。得られた相対速度情報は相対速度補正合成帯域処理器１５及び追尾処理器１７へ送られる。相対速度補正合成帯域処理器１５では、相対速度計測器１４からの相対速度情報を元に、ディジタル複素ビデオ信号に対して以下の式のように相対速度補正を行う。

式(６７)及び式(６８)をパルス繰り返し周期毎に発振した周波数が低い順から並び変えＩＦＦＴ等の周波数解析処理を用いた合成帯域処理を行い、包絡線検波器１６で目標の信号が検出され、追尾処理器１７で追尾処理が行われる。

包絡線検波器１６で行われる検出処理は例えば、ＣＦＡＲ(Constant False Alarm Rate)に基づく検出法が考えられる。また追尾処理器１７で行われる追尾処理は例えばカルマンフィルタを用いた追尾処理が考えられる。

このようにこの実施の形態７を用いることにより、合成帯域処理によって高距離分解能の測距を行うパルスレーダ装置において、従来技術１以上の測速度性能を保持しながら、目標にレーダの送信信号を探知され難く、かつ送信パルス間の周波数が殆ど近接しておらず、多次エコーを抑圧することができる。また、図９のようにｆ_Ｓ＝ΔｆＮ_ＳＢＲとし、全観測時間を２Ｎ_ＳＢＲＴ_ＰＲＩとした場合、この実施の形態で得られる全送信信号帯域は２Ｎ_ＳＢＲΔｆとることができ、従来技術の欠点である距離分解能が２倍損する点を解決可能である。

実施の形態８．
この発明の実施の形態８によるパルスレーダ装置の構成は図１に示したものと基本的に同じである。但し、実施の形態１中、可変周波数発振器１の動作と、相対速度計測器１４および相対速度補正合成帯域処理器１５の信号処理が異なる。以下では異なる動作と処理について説明する。

可変周波数発振器１では、送信機４から出力される送信周波数シーケンスが、実施の形態１で述べた送信周波数シーケンスｆ_ｎとｆ_ｎ’(但しｆ_ｎ＋ｆ_ｎ’＝ｆ_Ｓ)を、パルス繰り返し周期Ｔ_ＰＲＩごとに交互になるように設定する。図１０にパルス繰り返し周期毎の周波数の一例を示す。発振した信号は周波数変換器３ａと３ｂに送られる。但し、ｆ_ｎ＝ｆ_０＋ｎΔｆ、ｆ_ｎ’＝ｆ_Ｓ−ｆ_０−ｎΔｆである。

相対速度計測器１４では、ディジタルＩ、Ｑビデオ信号から目標の相対速度を計測する。以下にその計測手法について数式を用いて説明する。

送信機４でパルス毎に発振された送信周波数シーケンスがｆ_ｎのとき、目標が時刻ｔ＝０の時、距離ｒ、相対速度ｖ_ｄの運動をしている場合、送信周波数シーケンスｆ_ｎのみを注目した場合、パルス繰返し周期が２Ｔ_ＰＲＩになることになるため、ディジタル複素ビデオ信号は次式で表される。ｎはパルス数でｎ＝０，１，・・・，Ｎ_ＳＢＲ−１，ｃは光速である。

また、可変周波数発振器１において、送信周波数シーケンスｆ_ｎ’のとき、送信周波数シーケンスｆ_ｎ’のみを注目した場合、パルス繰返し周期が２Ｔ_ＰＲＩになることになるため、ディジタル複素ビデオ信号は次式で表される。

但し、説明を簡便にするためＴ_Ｓ＝０とする。よって、式(６９)と式(７０)の複素乗算は次式で表される。

但し、ｆ_ｎ＋ｆ_ｎ’＝ｆ_Ｓである。式(７１)の左から１番目及び２番目のｅｘｐ中の位相はｎには関係ない。よって式(７１)をＦＦＴ等の周波数解析処理を行うと目標の相対速度は以下の式で求められる。但し、ｋ_Ｐは式(７１)をＦＦＴしたとき、振幅が最大となる点である。

よって速度分解能は次式で表される。

また、最大観測速度は次式で表される。

ここでｆ_Ｓを従来技術２の説明と同等の条件となる。２ｆ_０＋(Ｎ_ＳＢＲ−１)Δｆとした場合、式(７３)の速度分解能は次式で表され、従来技術よりも速度分解能が同等かやや向上していることがわかる。

式(７２)で得られた相対速度をｖ^’ _ｄとする。得られた相対速度情報は相対速度補正合成帯域処理器１５及び追尾処理器１７へ送られる。相対速度補正合成帯域処理器１５では、相対速度計測器１４からの相対速度情報を元に、ディジタル複素ビデオ信号に対して以下の式のように相対速度補正を行う。

式(７６)及び式(７７)をパルス繰り返し周期毎に発振した周波数が低い順から並び変えＩＦＦＴ等の周波数解析処理を用いた合成帯域処理を行い、包絡線検波器１６で目標の信号が検出され、追尾処理器１７で追尾処理が行われる。

包絡線検波器１６で行われる検出処理は例えば、ＣＦＡＲ(Constant False Alarm Rate)に基づく検出法が考えられる。また追尾処理器１７で行われる追尾処理は例えばカルマンフィルタを用いた追尾処理が考えられる。

このようにこの実施の形態８を用いることにより、合成帯域処理によって高距離分解能の測距を行うパルスレーダ装置において、従来技術２と同等以上の測速度性能を保持しながら、目標にレーダの送信信号を探知され難く、かつ送信パルス間の周波数が殆ど近接しておらず、多次エコーを抑圧することができる。また、図１０のようにｆ_Ｓ＝２ｆ_０＋２(Ｎ_ＳＢＲ−１)Δｆとし、全観測時間を２Ｎ_ＳＢＲＴ_ＰＲＩとした場合、この実施の形態で得られる全送信信号帯域は２Ｎ_ＳＢＲΔｆとることができ、従来技術の欠点である距離分解能が２倍損する点を解決可能である。

実施の形態９．
図１１はこの発明の実施の形態９によるパルスレーダ装置の構成の一例を示す図である。図１１のパルスレーダ装置は、図１のパルスレーダ装置の構成に相対速度曖昧性解決処理器１８を加えた構成である。また、可変周波数発振器１の動作と、相対速度計測器１４および相対速度補正合成帯域処理器１５の信号処理が異なる。以下では図１１を用いて実施の形態９を説明する。なお説明は、可変周波数発振器１および追加した相対速度曖昧性解決処理器１８の動作と、相対速度計測器１４および相対速度補正合成帯域処理器１５の信号処理について説明する。その他の処理及び動作は上記実施の形態１〜８に記載されているものと同様である。

可変周波数発振器１では、送信機４の送信周波数シーケンスが、上記実施の形態１〜８で説明した送信周波数シーケンスに任意に切り替えることができる(任意に順次切り替えて選択可能)。送信周波数シーケンスの一例を図１２に示す。

図１２で示した送信周波数シーケンスにおいて、区間１、区間２、区間３、区間４の各区間内の黒丸シンボル及び白丸シンボルで示した送信周波数シーケンスは、実施の形態８で説明した送信周波数シーケンスとなっている。

また、区間１、区間２、区間３、区間４の各区間中の黒丸シンボル及び白丸シンボルの内、２個を取り出した全組み合わせは、実施の形態５、実施の形態６、実施の形態７、実施の形態８で説明した送信周波数シーケンスとなっている。

また、区間５、区間６の各区間内の黒丸シンボル及び白丸シンボルで示した送信周波数シーケンスは、実施の形態８で説明した送信周波数シーケンスとなっている。

また、区間５、区間６の黒丸シンボル及び白丸シンボルの送信周波数シーケンスの内、２個を取り出した全組み合わせは、実施の形態５、実施の形態６、実施の形態７、実施の形態８で説明した送信周波数シーケンスとなっている。

相対速度計測器１４では、送信機４の送信周波数シーケンスに応じた、実施の形態５、実施の形態６、実施の形態７、実施の形態８で示した相対速度計測を少なくとも２回以上行い、測速度結果を相対速度曖昧性解決処理器１８へ出力する。

相対速度曖昧性解決処理器１８では、目標の相対速度の曖昧性を解決する。ここで曖昧性とは、目標の相対速度ｖ_ｄが最大観測速度ｖ_{ｄ，ｍａｘ}以上であると、観測される相対速度がｖ_ｄ−ｖ_{ｄ，ｍａｘ}の整数倍として観測されることを意味する。その概念図を図１３に示す。例えば、相対速度計測器１４で、図１２で示した区間１の送信周波数シーケンスと、区間１と区間２の黒丸シンボルの送信周波数シーケンスで相対速度計測を行ったとする。

図１２の区間１の送信周波数シーケンスで相対速度計測を行う場合、実施の形態８で示したように、速度分解能と最大観測速度は次式で表される。

また、図１２の区間１と区間２の黒丸シンボルの送信周波数シーケンスで相対速度計測を行った場合、実施の形態５においてＴ_ＰＲＩが２倍、Ｎ_ＳＢＲが１／２になった送信周波数シーケンスと考え、実施の形態５で示したように、速度分解能と最大観測速度は次式で表される。

式(７８)と式(８０)を比較すると速度分解能は式(７８)の方が小さく、性能が良い。しかし、式(７９)と式(８１)を比較すると最大観測速度は式(８１)の方が大きく、高速目標の相対速度を曖昧性なしに観測することができる。

相対速度曖昧性解決処理器１８は、図１４の(ａ)の曖昧性有り、(ｂ)の曖昧性無しに示すように、曖昧性が無い送信周波数シーケンスの相対速度計測結果を用いて、速度分解能の良い送信周波数シーケンスの相対速度計測結果の曖昧性を解決することを特徴とする。また、相対速度曖昧性解決処理器１８では、他のセンサーからの速度情報や、他の測速度方法から得た相対速度を用いて、相対速度計測結果の曖昧性を解決してもよい。他のセンサーの速度情報とは、例えば、この発明のレーダ装置以外のレーダやレーダ以外のセンサーで観測され、得られた速度である。また、他の測速度方法とは、例えば、ドップラー処理や、観測された距離値の時間変化から得られた相対速度である。曖昧性を解決された速度分解能の良い送信周波数シーケンスで相対速度計測された目標の相対速度(この場合、区間１の送信周波数シーケンス)は、相対速度計測器１４に出力され、相対速度補正合成帯域処理器１５に出力される。

相対速度補正合成帯域処理器１５では、曖昧性を解決された目標の相対速度を用いて、ディジタル複素ビデオ信号に対して相対速度補正を行い、ＩＦＦＴ等の周波数解析処理を用いた合成帯域処理を行い包絡線検波器１６へ出力される。このとき、合成帯域処理に用いる、ディジタル複素ビデオ信号は所望の全送信信号帯域幅、ΔｆＮ_ＳＢＲを確保できるのであれば、任意のディジタル複素ビデオ信号を選ぶことができる。例えば図１２の区間１で得られたディジタル複素ビデオ信号である。

このようにこの実施の形態９を用いることにより、合成帯域処理によって高距離分解能の測距を行うパルスレーダ装置において、従来技術と比較して、少ない観測時間で同等以上の測速度性能を保持しながら、目標にレーダの送信信号を探知され難く、かつ送信パルス間の周波数が殆ど近接しておらず、多次エコーを抑圧することができる。また従来技術の欠点である距離分解能が２倍損する点を解決可能であり、相対速度結果の曖昧性も解決可能である。

実施の形態１０．
図１５はこの発明の実施の形態１０および１１によるパルスレーダ装置の構成の一例を示す図である。図１５のパルスレーダ装置は、図１１の実施の形態９のパルスレーダ装置の構成にＭＴＩ処理器１９を加えた構成である。また実施の形態９と比べて、可変周波数発振器１の動作が異なる。以下ではこの実施の形態における送信周波数シーケンスの一例を示す図１６を用いて実施の形態１０を説明する。なお説明は可変周波数発振器１と追加したＭＴＩ処理器１９の動作について説明する。その他の処理及び動作は実施の形態９と同様である。

可変周波数発振器１では、送信機４の送信周波数シーケンスが、実施の形態１〜８で説明した送信周波数シーケンスに任意に切り替えることができ、例えば図１６のように送信周波数シーケンスを時間シフトＴ_Ｓした送信周波数シーケンスに設定することができる(任意に切り替えて選択、さらに所定時間後に繰り返し出力)。例えば図１６では時間シフトＴ_Ｓは２Ｔ_ＰＲＩである。

ＭＴＩ処理器１９では、受信されたディジタル複素ビデオ信号に対しＭＴＩ処理を行う。ＭＴＩ処理とは、同じ送信周波数でパルス信号を送信し、受信されたディジタル複素ビデオ信号同士の差をとる処理である。ＭＴＩ処理により静止目標等に代表されるクラッタ（不要信号）を抑圧する。

ＭＴＩ処理器１９でＭＴＩ処理されたディジタル複素ビデオ信号は相対速度計測器１４、相対速度補正合成帯域処理器１５へ出力される。

このようにこの実施の形態１０を用いることにより、合成帯域処理によって高距離分解能の測距を行うパルスレーダ装置において、従来技術と比較して、少ない観測時間で同等以上の測速度性能を保持しながら、目標にレーダの送信信号を探知され難く、かつ送信パルス間の周波数が殆ど近接しておらず、多次エコーを抑圧することができる。また、静止目標等に代表されるクラッタ(不要信号)を抑圧することが可能となる。また従来技術の欠点である距離分解能が２倍損する点を解決可能であり、相対速度結果の曖昧性も解決可能である。

実施の形態１１．
この発明の実施の形態１１によるパルスレーダ装置の構成は図１５に示した実施の形態１０のものと基本的に同じである。但し、実施の形態１０中、可変周波数発振器１の動作と、相対速度計測器１４および相対速度補正合成帯域処理器１５の信号処理が異なる。以下ではこの実施の形態における送信周波数シーケンスの一例を示す図１７を用いて実施の形態１１を説明する。なお説明は可変周波数発振器１と相対速度計測器１４と相対速度補正合成帯域処理の動作について説明する。その他の処理及び動作は実施の形態１０と同様である。

可変周波数発振器１では、送信機４の送信周波数シーケンスが、実施の形態１〜１０で説明した送信周波数シーケンスに任意に切り替えることができ、例えば図１７のように送信周波数シーケンスを時間シフトＴ_Ｓした送信周波数シーケンスに設定することができる(任意に切り替えて選択、さらに所定時間後に繰り返し出力)。例えば図１７では時間シフトＴ_Ｓは２Ｔ_ＰＲＩである。

また、実施の形態１で説明したように、パルス繰り返し周期毎に発振した周波数を低い順から並べた場合、隣接周波数の周波数差は所定の周波数間隔Δｆの整数倍となっており、例えば図１７の場合、所定の周波数間隔Δｆの２倍である２Δｆとなる。

相対速度計測器１４では、ＭＴＩ処理器１９でＭＴＩ処理されたディジタル複素ビデオ信号を用いて相対速度計測を行う。ディジタル複素ビデオ信号は、図１７の下図で示すように、２区間に分けられ相対速度計測が行われる。相対速度計測手法は、例えば実施の形態９で示した方法がある。

相対速度補正合成帯域処理器１５では、相対速度曖昧性解決処理器１８で相対速度の曖昧性が解決された相対速度を相対速度計測器１４から受け取り、相対速度補正を行い、合成帯域処理を行う。

この実施の形態１１では、求めることができる相対速度は、例えば図１７の下図で示されたように区間１と区間２の２個である。相対速度補正合成帯域処理器１５では、各区間に対応した相対速度を用いて、相対速度を補正し合成帯域処理を行う。合成帯域処理は例えば図１７の下図で示した区間１と区間２で得られたディジタル複素ビデオ信号を用いて行う。もちろん、区間１と区間２で求めた相対速度の平均値で相対速度を補正し合成帯域処理を行ってもよい。

このようにこの実施の形態１１を用いることにより、合成帯域処理によって高距離分解能の測距を行うパルスレーダ装置において、従来技術と比較して、少ない観測時間で同等以上の測速度性能を保持しながら、目標にレーダの送信信号を探知され難く、かつ送信パルス間の周波数が殆ど近接しておらず、多次エコーを抑圧することができる。また、静止目標等に代表されるクラッタ(不要信号)を抑圧することが可能となる。また従来技術の欠点である距離分解能が２倍損する点を解決可能であり、相対速度結果の曖昧性も解決可能である。

なおこの発明は上記各実施の形態に限定されるものでなく、これらの可能な組み合わせを全て含むことは云うまでもない。

この発明のパルスレーダ装置は、例えば、目標とする航空機を追尾する装置や航空管制レーダ等に利用可能である。

１ 可変周波数発振器、２ 基準中間周波数信号発振器、３ａ，３ｂ 周波数変換器、４ 送信機、５ 送受切替器、６ アンテナ、７ 増幅器、８ 分配器、９ａ，９ｂ 位相検波器、１０ ９０度ハイブリッド器、１１ａ，１１ｂ フィルタ処理器、１２ａ，１２ｂ Ａ／Ｄ変換器、１３ ビデオ信号用メモリ、１４ 相対速度計測器、１５ 相対速度補正合成帯域処理器、１６ 包絡線検波器、１７ 追尾処理器、１８ 相対速度曖昧性解決処理器、１９ ＭＴＩ処理器。

Claims (9)

1. 周波数が重複することがなく、周波数順に並べた場合に隣接周波数のそれぞれの周波数差が所定周波数間隔の整数倍になる、任意のパターンの周波数列に対応する周波数をそれぞれ有する信号列を所定のパルス繰り返し周期で出力する可変周波数発振器と、
   前記可変周波数発振器からの信号列と基準中間周波数信号とにより生成される送信キャリア信号をパルス化したパルス信号を生成し送信信号として送信する送信手段と、
   前記送信手段の送信信号による前記パルス繰り返し周期毎に得られる目標および背景からの反射信号、前記可変周波数発振器からの信号列、および前記送信信号と同じ基準中間周波数信号に基づいて受信ビデオ信号を生成すると共に前記反射信号の周波数帯以外の周波数成分を遮断するフィルタ機能を含む受信手段と、
   前記受信ビデオ信号から前記目標の相対速度を計測する相対速度計測器と、
   前記相対速度計測器で求めた相対速度により、前記受信ビデオ信号に対し相対速度補正し合成帯域処理を行う相対速度補正合成帯域処理器と、
   前記相対速度補正合成帯域処理器の出力の振幅値を求め、合成帯域処理による前記目標の高分解能の測距結果を出力する包絡線検波器と、
   を備えたことを特徴とするパルスレーダ装置。
2. 前記可変周波数発振器が、前記周波数列が所定数の第１の周波数列と前記第１の周波数列との周波数の差が一定となる第２の周波数列からなり、前記所定のパルス繰り返し周期で、前記第１の周波数列に対応する周波数の信号を出力し所定時間後に前記第２の周波数列に対応する周波数の信号を出力することを特徴とする請求項１に記載のパルスレーダ装置。
3. 前記可変周波数発振器が、前記周波数列が所定数の第１の周波数列と前記第１の周波数列との周波数の和が一定となる第２の周波数列からなり、前記所定のパルス繰り返し周期で、前記第１の周波数列に対応する周波数の信号を出力し所定時間後に前記第２の周波数列に対応する周波数の信号を出力することを特徴とする請求項１に記載のパルスレーダ装置。
4. 前記可変周波数発振器が、前記周波数列が所定数の第１の周波数列と前記第１の周波数列との周波数の差が一定となる第２の周波数列からなり、前記所定のパルス繰り返し周期で、前記第１の周波数列に対応する周波数の信号と前記第２の周波数列に対応する周波数の信号を交互に出力することを特徴とする請求項１に記載のパルスレーダ装置。
5. 前記可変周波数発振器が、前記周波数列が所定数の第１の周波数列と前記第１の周波数列との周波数の和が一定となる第２の周波数列からなり、前記所定のパルス繰り返し周期で、前記第１の周波数列に対応する周波数の信号と前記第２の周波数列に対応する周波数の信号を交互に出力することを特徴とする請求項１に記載のパルスレーダ装置。
6. 前記可変周波数発振器の前記第１の周波数列が、所定の周波数間隔で周波数が高くなるまたは低くなることを特徴とする請求項２から５までのいずれか１項に記載のパルスレーダ装置。
7. 相対速度曖昧性解決処理器をさらに備え、
   前記可変周波数発振器が、請求項２から請求項６までに記載の周波数列を任意に順次切り替えて選択し、選択した周波数列に対応する周波数を有する信号列を出力し、
   前記相対速度計測器が、前記可変周波数発振器からの信号列に基づく前記受信ビデオ信号により、前記目標の相対速度を複数回計測し、
   前記相対速度曖昧性解決処理器が、前記相対速度計測器が複数回計測した前記目標の相対速度計測結果のうち曖昧性が無い最大観測速度が大きい場合の計測結果により速度分解能の良い場合の計測結果の曖昧性を解消し、
   前記相対速度補正合成帯域処理器が、前記相対速度曖昧性解決処理器で曖昧性が解消された前記目標の相対速度により前記受信ビデオ信号に対し相対速度補正し合成帯域処理を行う、
   ことを特徴とする請求項１に記載のパルスレーダ装置。
8. ＭＴＩ処理器と相対速度曖昧性解決処理器とをさらに備え、
   前記可変周波数発振器が、請求項２から請求項６までに記載の周波数列を任意に切り替えて選択し、選択した周波数列に対応する周波数を有する信号列を所定時間後に繰り返し出力し、
   前記ＭＴＩ処理器が、前記可変周波数発振器からの信号列に基づいて得られた前記受信ビデオ信号の内、同じ周波数の信号列に基づく前記受信ビデオ信号に対しＭＴＩ処理による背景からの反射信号であるクラッタの抑圧を行い、
   前記相対速度計測器が、前記ＭＴＩ処理が施された前記受信ビデオ信号により、前記目標の相対速度を複数回計測し、
   前記相対速度曖昧性解決処理器が、前記相対速度計測器が複数回計測した前記目標の相対速度計測結果のうち曖昧性が無い最大観測速度が大きい場合の計測結果により速度分解能の良い場合の計測結果の曖昧性を解消し、
   前記相対速度補正合成帯域処理器が、前記ＭＴＩ処理が施された前記受信ビデオ信号に対し、曖昧性が解消された前記目標の相対速度により相対速度補正し合成帯域処理を行う、
   ことを特徴とする請求項１に記載のパルスレーダ装置。
9. 前記包絡線検波器から得られる距離値と前記相対速度計測器で求めた相対速度から目標を追尾する追尾処理器を備えたことを特徴とする請求項１から８までのいずれか１項に記載のパルスレーダ装置。

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