JP5094447B2 - パルスレーダ装置 - Google Patents

Description

本発明は、目標との相対速度が０でない場合においても、合成帯域処理によって、正しい高距離分解能の測距を行うパルスレーダ装置に関する。

従来のパルスレーダ装置において、パルスレーダ装置と目標との間の相対速度が０でない場合に合成帯域処理を行うためには、合成帯域モードと相対速度計測モードを設け、相対速度計測モードで計測した相対速度を用いて、合成帯域モードで取得した信号に対して相対速度補正を行った後の合成帯域処理を行うものがある（例えば、特許文献１参照）。また、合成帯域処理に関する先行技術文献としては、非特許文献１がある。

特許第３７０９６９８号公報 Donald R.Wehner著「High-Resolution Radar」、Second Edition、Artech House、Chapter 5、第１９７頁〜第２３７頁

しかしながら、従来技術には以下の課題がある。図７は、従来のパルスレーダ装置における送信パルスを示した図である。合成帯域処理を用いたパルスレーダ装置では、送信時に、図７に示すように、Ｎ個の送信パルスＳｔ_０〜Ｓｔ_Ｎ−１に対して、パルス毎に送信周波数をｆ_０〜ｆ_Ｎ−１まで周波数ステップ間隔Δｆ毎に変化させる。

受信時に、目標から反射してきた各受信信号を、レンジゲートによってレンジビン毎に分割して受信し、送信パルスと同じ周波数、同じ初期位相の局部発振信号でダウンコンバートして、Ｉ成分ビデオ信号、Ｑ成分ビデオ信号を生成する。さらに、同じレンジビンのＮ個のＩ成分ビデオ信号、Ｑ成分ビデオ信号を逆フーリエ変換することによって帯域を合成し、各レンジビン内の高分解能相対距離を得ることができる。

図８は、従来のパルスレーダ装置における受信信号強度の状態を示した図である。パルスレーダ装置と目標との相対速度が０でない場合には、この相対速度の影響により、相対距離Ｒ_０が正確に求まらない問題がある。すなわち、相対速度が０でない場合には、合成帯域処理によって距離分解能ΔＲの高距離分解能化して得られたパルスレーダ装置と目標との相対距離は、基準の時刻のパルスレーダ装置と目標との相対距離Ｒ_０と異なる距離を示すこととなる。

図８において、Ｓｒｐは、目標との相対速度が０のときの目標からの反射信号を示しており、Ｓｒｐ’は、目標との相対速度が０でないときの目標からの反射信号を示している。相対速度が０の場合には、反射信号Ｓｒｐから相対距離Ｒ_０を求めることができるが、相対速度が０でない場合には、反射信号Ｓｒｐ’から相対距離Ｒ_０を求めることができないこととなる。

その解決策として、特許文献１に記載されている従来技術では、合成帯域モードと相対速度計測モードを設け、相対速度計測モードで計測した相対速度を用いて、合成帯域モードで取得した信号に対して相対速度補正を行った後に合成帯域処理を行い、高分解能測距結果を得ている。

そのため、１回の高分解能測距結果を得るために、相対速度計測モードによる観測時間と合成帯域モードによる観測時間の両方が必要になる。さらに、相対速度計測モードと合成帯域モードのそれぞれの処理に別々の受信信号を用いるため、相対速度変化の大きい目標に対しては、相対速度補正の精度が劣化するという問題点があった。

一方、合成帯域処理において、あいまいさ（アンビギュイティ）なく測距可能な最大の計測距離Ｒ_ｍａｘは、周波数ステップ間隔Δｆを用いて次式（１）で表される。

ただし、ｃは光速を表す。一方、１レンジビンの距離範囲Ｒ_ｂｉｎは、送信パルス幅Ｔ_ｐを用いて次式（２）で表される。

よって、合成帯域処理によって、１レンジビンの距離範囲Ｒ_ｂｉｎ内をあいまいさなく高距離分解能化するためには、あいまいさなく測距可能な最大の距離Ｒ_ｍａｘを１レンジビンの距離範囲Ｒ_ｂｉｎ以上にする必要がある。よって、周波数ステップ幅Δｆと、送信パルス幅Ｔ_ｐは、次式（３）の関係となるように設定する必要がある。

よって、周波数ステップ幅Δｆは、最大でも、送信パルス幅Ｔ_ｐの逆数の値となる。また、目標反射信号対雑音電力を最大にするためには、受信機最終段のマッチドフィルターの３ｄＢＤｏｗｎ帯域幅を送信パルス幅の逆数の１．２倍とすることが望ましい。よって、周波数ステップ幅Δｆを送信パルス幅Ｔ_ｐの逆数とした場合、受信機の信号通過帯域幅Ｂ_ｒｘは、次式（４）で表される。

図９は、従来のパルスレーダ装置における受信機最終段のマッチドフィルター特性を示す図であり、中心周波数を０とした特性を示している。また、図１０は、従来のパルスレーダ装置における２通りの距離（Ｒ_１、Ｒ_２）からの受信パルスのタイミングを示した図である。

図１０（ａ）は、目標までの距離がＲ_１のときに、送信パルスと同一のパルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ内に、送信パルスに対応する受信パルスを受信している場合を示している。また、図１０（ｂ）は、目標までの距離がＲ_２のときに、送信パルスの次のパルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ内に、送信パルスに対応する受信パルスを受信している場合を示している。

さらに、図１１は、従来のパルスレーダ装置における図１０に対応したマッチドフィルター特性を示す図である。図１１（ａ）は、図１０（ａ）の受信パルスのパターンに対応するマッチドフィルター特性を示している。また、図１１（ｂ）は、図１０（ｂ）の受信パルスのパターンに対応するマッチドフィルター特性を示している。

パルス毎に送信周波数をｆ_０からｆ_Ｎ−１まで一定の周波数ステップ間隔Δｆ毎に変化させた場合、図１０（ａ）に示すように、目標との相対距離が、次式（５）に示すパルス繰り返し周期に相当する距離Ｒ_ｐｒｉより短い距離Ｒ_１のときには、必ず受信パルスの周波数と局部発振信号の周波数が一致する。

例えば、周波数ｆ_０の受信パルスは、周波数ｆ_０の局部発振信号でダウンコンバートすることとなり、生成したビデオ信号の中心周波数は０となり、３ｄＢＤｏｗｎの帯域幅Ｂ_ｖは、次式（６）で表される値となる。

そのため、受信パルスのスペクトルとマッチドフィルター形状とは、周波数軸上では、図１１（ａ）に示すようになり、マッチドフィルターを受信パルスが通過する関係を有し、受信パルスを正確に抽出できる。

しかし、図１０（ｂ）に示すように、例えば、目標との相対距離がＲ_１よりパルス繰り返し周期に相当する距離Ｒ_ｐｒｉだけ長いＲ_２のときには、周波数ｆ_１の局部発振信号のところに周波数ｆ_０の受信パルスが帰ってくることになる。そのため、周波数ｆ_０の受信パルスをｆ_１の局部発振信号でダウンコンバートすることになり、生成したビデオ信号に−Δｆの周波数成分が生じる。

このことは、周波数軸上で、図１１（ｂ）に示すように、マッチドフィルターに対して−Δｆだけ周波数がシフトした受信パルスのスペクトルが入力されることとなる。よって、図１１（ｂ）に示す受信パルスのスペクトルの内、斜線で示した成分がマッチドフィルターを通過していくこととなる。

そのため、送信パルス毎の初期位相が等間隔に変化している場合、合成帯域処理を行うと、受信信号強度はある程度劣化するが、相対距離がＲ_２の目標についても、あたかも、相対距離がＲ_２よりパルス繰り返し周期に相当する距離Ｒ_ｐｒｉだけ短い距離Ｒ_１に存在するように測距を行う。

このことは、本来目標がいない相対距離に目標がいると誤測距する危険性があることを示す。また、地面からの反射等のように、パルス繰り返し周期に相当する距離Ｒ_ｐｒｉより遠くにある反射物からの受信信号強度が非常に大きい場合、パルス繰り返し周期に相当する距離Ｒ_ｐｒｉより近い目標が、パルス繰り返し周期に相当する距離Ｒ_ｐｒｉより遠くにある反射物からの受信信号に埋もれて、検出ができなくなるという問題が生じる。

本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、パルスレーダ装置と目標との間の相対速度が０でない場合にも、１回の高分解能の測距結果を得るために必要な信号送信時間間隔を、本来検出すべき目標までの距離に適用できる範囲で短くした上で、高精度に目標までの相対距離を検出することができるパルスレーダ装置を得ることを目的とする。

本発明に係るパルスレーダ装置は、パルス繰り返し周期毎に送信周波数が所定の周波数間隔ずつ変化する送信パルス列を目標方向へ送信し、パルス繰り返し周期毎に得られる反射信号を受信してＩ成分ビデオ信号およびＱ成分ビデオ信号を生成するパルスレーダ装置であって、隣り合う送信パルスの周波数差を受信機の信号通過帯域幅以上として、パルス毎に異なる周波数で送信するように、送信パルス列を生成する送信パルス列生成手段を備え、送信パルス列生成手段は、同じ時間間隔だけ離れた２つの送信パルスを１つのペアとみなし、各ペア内の周波数の小さい方の送信パルスを送信パルス群Ａを構成する送信パルスとし、各ペア内の周波数の大きい方の送信パルスを送信パルス群Ｂを構成する送信パルスとし、全ペア内の送信パルス間の周波数差が同じになるように、送信パルス列を生成し、送信パルス群Ａの送信信号に対する受信信号から得られた同じレンジビン番号のＩ成分ビデオ信号を実部、Ｑ成分ビデオ信号を虚部とした複素ディジタルビデオ信号Ａ、および送信パルス群Ｂの送信信号に対する受信信号から得られた同じレンジビン番号のＩ成分ビデオ信号を実部、符号を反転したＱ成分ビデオ信号を虚部とした複素共役ディジタルビデオ信号Ｂを生成し、複素ディジタルビデオ信号Ａと複素共役ディジタルビデオ信号Ｂの乗算を行って相対速度計測用複素信号を生成する複素乗算手段と、相対速度計測用複素信号の周波数スペクトルを求める周波数スペクトル分析手段と、周波数スペクトルを用いて目標との相対速度を求める相対速度計測手段とをさらに備えるものである。

本発明によれば、隣り合う送信パルスの周波数差を受信機の信号通過帯域幅以上として、パルス毎に異なる周波数を有するパルス列からなる送信信号を用いることにより、同じ受信信号に基づいて相対速度の検出を行うことができ、パルスレーダ装置と目標との間の相対速度が０でない場合にも、１回の高分解能の測距結果を得るために必要な信号送信時間間隔を、本来検出すべき目標までの距離に適用できる範囲で短くした上で、高精度に目標までの相対距離を検出することができるパルスレーダ装置を得ることができる。

以下、本発明のパルスレーダ装置の好適な実施の形態につき図面を用いて説明する。
本発明のパルスレーダ装置は、同一の受信信号を用いて、目標との相対速度計測、および相対速度補正後の合成帯域処理による目標との高分解能相対距離計測を行うことによって、相対速度補正の精度の向上と、１回の合成帯域処理による目標との高分解能相対距離を得るために必要な受信信号観測時間の短縮化の両立を図り、さらに、パルス繰り返し周期に相当する距離より遠い距離にある物体からの反射信号の抑圧を図ることができる。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１におけるパルスレーダ装置の構成図である。図１を用いて、各構成要素の機能について説明する。タイミング発生器１は、パルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉの間隔で、タイミング信号を発生する。このタイミング信号は、周波数シンセサイザ２では周波数切替信号として使用され、パルス変調器７ではパルス変調信号として使用され、送受切替器９では送受切替信号として使用される。

一方、周波数設定器３は、隣り合う送信パルスの周波数差を、上式（４）で示した受信機の信号通過帯域幅Ｂ_ｒｘ以上とし、さらに、同じ時間間隔だけ離れた２つの送信パルスを１つのペアとみなし、全ペアのパルス間の周波数差が同じとなるような条件を満たすように、パルス毎の送信周波数を設定する。

図２は、本発明の実施の形態１における周波数設定器３から出力される送信パルス毎の周波数、複素乗算器１７で処理される送信パルス毎の周波数、並び替え器２１から出力される送信パルス毎の周波数に関する説明図である。図２（ａ）は、送信パルス数Ｎを３２とした場合の、周波数設定器３から出力される送信パルス毎の周波数の一例を示した図である。また、複素乗算器１７による処理の説明図である図２（ｂ）、および並び替え器２１による処理の説明図である図２（ｃ）については、後に詳述する。

図２（ａ）においては、隣り合う送信パルスの周波数差は、３Δｆまたは−５Δｆとなり、前述の条件を満たしている。また、１パルス繰り返し周期離れた０番目のパルスと１番目のパルス、２番目のパルスと３番目のパルス、・・・、３０番目のパルスと３１番目のパルスをそれぞれペアとすると、全ペアのパルス間の送信周波数の差は、いずれも−５Δｆで同じとなり、前述の条件を満たしている。

周波数シンセサイザ２は、タイミング発生器１からのタイミング信号（周波数切替信号に相当）によって、周波数設定器３から入力され送信周波数に応じて、パルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ毎に周波数を生成し、分配器４ａに出力する。

図２（ａ）に示すように、送信パルス列毎の周波数を設定することによって、相対距離がＲ_１よりパルス繰り返し周期に相当する距離Ｒ_ｐｒｉだけ長いＲ_２のところからの反射信号（すなわち、本来検出したい目標以外からの反射信号）は、例えば、周波数ｆ_５の局部発振信号のところに周波数ｆ_０の受信パルスが、周波数ｆ_２の局部発振信号のところに周波数ｆ_５の受信パルスが帰ってくることになる。

このため、周波数ｆ₀の受信パルスをｆ₅の局部発振信号でダウンコンバートし、周波数ｆ₅の受信パルスをｆ₂の局部発振信号でダウンコンバートすることになり、生成したビデオ信号に−５Δｆあるいは３Δｆの周波数成分が生じる。

図３は、本発明の実施の形態１における図２のパルス列に対応したマッチドフィルターの説明図である。より具体的には、周波数ｆ₀の受信パルスを周波数ｆ₅の局部発振信号でダウンコンバートした場合のマッチドフィルターの説明図である。Ｒ_２からの受信信号をダウンコンバートすることにより生成されたビデオ信号に−５Δｆの周波数成分が生じることは、周波数軸上で、図３に示すように、マッチドフィルターに−５Δｆだけ周波数がシフトした受信パルスのスペクトルが入力されることとなる。同様に、周波数ｆ₅の受信パルスを周波数ｆ₂の局部発振信号でダウンコンバートした場合は、Ｒ_２からの受信信号をダウンコンバートすることにより生成されたビデオ信号に３Δｆの周波数成分が生じ、周波数軸上で、マッチドフィルターに３Δｆだけ周波数がシフトした受信パルスのスペクトルが入力されることとなる。

従って、このように受信パルスのスペクトルの周波数が−５Δｆ、あるいは３Δｆだけシフトしている場合には、受信パルスが、マッチドフィルターを通過していくことはなくなる。この結果、相対距離がパルス繰り返し周期に相当する距離Ｒ_ｐｒｉより長い目標からの反射信号は、マッチドフィルターを通過することなく、その後の合成帯域処理に影響を及ぼさなくなり、誤検出を防止することができる。

分配器４ａは、周波数シンセサイザ２からの入力信号を２分し、一方を送信信号生成用の局部発振信号として周波数変換器６ａに出力し、もう一方を中間周波数信号生成用の局部発振信号として、周波数変換器６ｂに出力する。

基準中間周波数信号生成器５は、基準中間周波数信号を生成する。周波数変換器６ａは、分配器４ａからの局部発振信号の周波数と、基準中間周波数信号生成器５で生成された基準中間周波数信号の周波数との和の周波数の送信キャリア信号を生成する。

パルス変調器７は、周波数変換器６ａで生成された送信キャリア信号に対して、タイミング発生器１からのタイミング信号（パルス変調信号に相当）によって、パルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ毎に、予め定めたパルス幅Ｔ_ｐのパルス変調を行う。電力増幅器８は、パルス変調器７の出力信号を取り込み、電力増幅を行う。

送受切替器９は、タイミング発生器１からのタイミング信号（送受切替信号に相当）によって、パルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ毎に、予め定めた時間間隔で、電力増幅器８からの入力信号を出力する。アンテナ１０は、送受切替器９からの入力信号を、送信信号として空間へ放射する。

送信信号は、目標１１、および背景に反射し、反射信号となってアンテナ１０で受信され、送受切替器９に出力される。送受切替器９は、タイミング発生器１からのタイミング信号（送受切替信号に相当）によって、パルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ毎に、予め定めた時間間隔で、アンテナ１０からの入力信号を周波数変換器６ｂに出力する。

また、周波数変換器６ｂには、中間周波数信号の生成用として、分配器４ａからの局部発振信号も入力される。そして、周波数変換器６ｂは、受信信号の周波数と局部発振信号の周波数との差の周波数である中間周波数信号を生成し、中間周波数増幅器１２へ出力する。

中間周波数増幅器１２は、中間周波数信号の電力の増幅を行い、その結果を分配器４ｂに出力する。分配器４ｂは、中間周波数増幅器１２で増幅された中間周波数信号を２分し、それぞれを位相検波器１４ａ、１４ｂに出力する。

一方、９０度ハイブリッド器１３は、基準中間周波数信号生成器５で生成された基準中間周波数信号を、９０度の位相差を持った２つの信号に分離し、位相検波器１４ａ、１４ｂに出力する。位相検波器１４ａ、１４ｂは、分配器４ｂからの入力信号、および９０度ハイブリッド器１３からの入力信号から、中間周波数信号の周波数と基準中間周波数信号の周波数との差の周波数を持ち、互いに９０度の位相差を持つＩ成分、Ｑ成分のビデオ信号（以下、Ｉ、Ｑビデオ信号と称す）を生成する。

生成されたＩ、Ｑビデオ信号は、サンプリング周波数が１／Ｔ_ｐ（送信パルス幅Ｔ_ｐの逆数に相当）のＡ／Ｄ変換器１５ａ、１５ｂに入力され、送信パルス幅Ｔ_ｐと同じ間隔のレンジビン毎のディジタルＩ、Ｑビデオ信号に変換され、ビデオ信号保存用メモリ１６に記憶される。ビデオ信号保存用メモリ１６は、パルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉのＮ倍の時間間隔のすべてのレンジビン番号のディジタルＩビデオ信号を実部、ディジタルＱビデオ信号を虚部とした複素ディジタルビデオ信号を保存する。

複素乗算器１７は、図２（ａ）、（ｂ）に示すように、送信パルスの各ペアにおいて周波数の小さい方を送信パルス群Ａ、周波数の大きい方を送信パルス群Ｂとして扱う。そして、複素乗算器１７は、ビデオ信号保存用メモリ１６から、周波数シンセサイザ２で生成された送信パルス群Ａの送信パルスに対する受信信号から得られた同じレンジビン番号の複素ディジタルビデオ信号Ａを取り出す。

さらに、複素乗算器１７は、ビデオ信号保存用メモリ１６から、周波数シンセサイザ２で生成された送信パルス群Ｂの送信パルスに対する受信信号から得られた同じレンジビン番号の複素ディジタルビデオ信号Ｂを取り出す。

そして、複素乗算器１７は、それぞれＭ個（＝Ｎ／２個）からなる複素ディジタルビデオ信号Ａ、および複素ディジタルビデオ信号Ｂの虚部の符号を反転させた複素共役ディジタルビデオ信号Ｂを同じ番号同士で乗算することによって、Ｍ個の相対速度計測用複素ディジタル信号（Ｘ（０）〜Ｘ（Ｍ−１））を生成する。図４は、本発明の実施の形態１における複素乗算器１７により生成される相対速度計測用複素ディジタル信号の説明図である。さらに、複素乗算器１７は、生成したＭ個の相対速度計測用複素ディジタル信号を周波数スペクトル分析器１８に出力する。ここでは、複素共役ディジタルビデオ信号Ｂを用いる場合を示しているが、複素ディジタルビデオ信号Ａの虚部の符号を反転させた素共役ディジタルビデオ信号Ａと複素ディジタルビデオ信号Ｂを同じ番号同士で乗算してもかまわない。

パルスレーダ装置と目標との相対速度がｖの場合の複素ディジタルビデオ信号Ａに相当するＶ_Ａ（ｎ）（ｎ＝０、２、・・・、Ｎ−２）と、複素ディジタルビデオ信号Ｂに相当するＶ_Ｂ（ｎ）（ｎ＝１、３、・・・、Ｎ−１）は、それぞれ次式（７）（８）で表される。ただし、ここでは、図２で示した、送信パルス群Ａと送信パルス群Ｂの同じ番号間の周波数差が５Δｆの場合を示している。

ただし、Ｅは、複素ディジタルビデオ信号の振幅を表し、ここでは、複素ディジタルビデオ信号Ａ、複素ディジタルビデオ信号Ｂ共に、全てのｎに対して、同じ値としている。

Ｍ＝Ｎ／２の関係から、上式（７）のｎ＝０、２、・・・、Ｎ−２に対し、ｎ＝２ｍとしたＶ_Ａ（ｍ）（ｍ＝０、１、・・・、Ｍ−１）と、上式（８）のｎ＝１、３、・・・、Ｎ−１に対し、ｎ＝２ｍ＋１としたＶ_Ｂ（ｍ）（ｍ＝０、１、・・・、Ｍ−１）は、それぞれ下式（９）（１０）で表される。

よって、複素ディジタルビデオ信号Ａに相当するＶ_Ａ（ｍ）と、複素ディジタルビデオ信号Ｂの虚部の符号を反転させた複素共役ディジタルビデオ信号Ｂに相当するＶ_Ｂ ^＊（ｍ）に対して、図４に示す処理を行った場合、その出力信号である相対速度計測用複素ディジタル信号Ｘ（ｍ）（ｍ＝０、１、・・・Ｍ−１）は、次式（１１）で表される。

ただし、Ｖ_Ｂ ^＊（ｎ）の「＊」、は複素共役を示す。

上式（１１）で表される相対速度計測用複素ディジタル信号Ｘ（ｍ）（ｍ＝０、１、・・・、Ｍ−１）に対して、周波数スペクトル分析を行った場合、第１項ｅｘｐ（−ｊ２πｆ_０（２ｖ／ｃ）Ｔ_ｐｒｉ）、第２項ｅｘｐ（ｊ２π５Δｆ（２Ｒ_０／ｃ））、第３項ｅｘｐ（−ｊ２π５Δｆ（２ｖ／ｃ）Ｔ_ｐｒｉ）は、それぞれ、変数ｍには関係のない項なので、これらは初期位相としてしか影響しない。

一方、第４項ｅｘｐ（−ｊ２π１２Δｆ（２ｖ／ｃ）ｍＴ_ｐｒｉ）は、送信キャリア周波数が１２Δｆの信号に対するドップラ周波数を表す。周波数スペクトル分析方法として逆フーリエ変換を用いた場合、上式（１１）で表される相対速度計測用複素ディジタル信号Ｘ（ｍ）に対してＭ点で逆フーリエ変換した信号、すなわち、相対速度計測用複素ディジタル信号の周波数スペクトルＰ_Ｘ（ｋ’）は、下式（１２）で表される。

周波数スペクトル分析器１８は、上述のように、逆フーリエ変換を用いて、複素乗算器１７からの相対速度計測用複素ディジタル信号の周波数スペクトルを求め、その結果を相対速度計測器１９に出力する。

上式（１２）より、下式（１３）が成り立つときに、Ｐ_Ｘ（ｋ′）の絶対値として求められる振幅値（強度）がピーク値となることがわかる。

Ｐ_Ｘ（ｋ′）の振幅値が最大値をとるｋ′の値をｋ_ｐとすると、ｋ_ｐを求めることにより、下式（１４）を用いて、パルスレーダ装置と目標との相対速度ｖを求めることができる。

相対速度計測器１９は、上述のように、周波数スペクトル分析器１８からの相対速度計測用複素ディジタル信号の周波数スペクトルの振幅値のピーク信号を検出することにより目標との相対速度を求め、その結果を相対速度補正器２０に出力する。

相対速度補正器２０は、相対速度計測器１９で求めた目標との相対速度をｖ_ｃａｌとして、下式（１５）（１６）で表される相対速度補正量Ｚ_Ａ（ｍ）、Ｚ_Ｒ（ｍ）を求める。

さらに、相対速度補正器２０は、目標との相対速度計測のために複素乗算器１７で用いたものと同じ複素ディジタルビデオ信号Ａと複素ディジタルビデオ信号Ｂをビデオ信号保存用メモリ１６から取り出し、下式（１７）、（１８）で示す相対速度の補正を行い、それぞれに対する相対速度補正後の複素ディジタルビデオ信号Ｖ_ｃＡ（ｍ）、Ｖ_ｃＢ（ｍ）を求める。

そして、相対速度補正器２０は、求めた相対速度補正後の複素ディジタルビデオ信号Ｖ_ｃＡ（ｍ）、Ｖ_ｃＢ（ｍ）を並び替え器２１に出力する。並び替え器２１は、相対速度補正後の複素ディジタルビデオ信号Ｖ_ｃＡ（ｍ）、Ｖ_ｃＢ（ｍ）の両方を合わせた信号に対して、対応する送信周波数が昇順、あるいは降順になるように並び替え、並び替え後の複素ディジタルビデオ信号を生成し、合成帯域器２２に出力する。

すなわち、並び替え器２１は、先の図２（ａ）を昇順に並び替える場合を例にすれば、図２（ｃ）に示すように、周波数番号がｆ４、ｆ５、・・・、ｆ３１の順番となるように並び替えることにより、並び替え後の複素ディジタルビデオ信号を生成する。ただし、この場合は、等間隔に周波数差がならないｆ０、ｆ２、ｆ３３、ｆ３５を用いない場合を示しているが、用いることも可能である。

合成帯域器２２は、並び替え器２１から入力された並び替え後の複素ディジタルビデオ信号を逆フーリエ変換することによって、帯域の合成を行い、パルス幅Ｔ_ｐ以下の距離分解能ΔＲを持つ複素信号を生成し、その結果を包絡線検波器２３に出力する。包絡線検波器２３は、合成帯域器２２から入力されるすべての複素信号の振幅値を求め、合成帯域処理による高距離分解能相対距離計測結果として、表示器２４に出力する。表示器２４は、包絡線検波器２３からの入力信号を表示する。

以上のように、実施の形態１によれば、パルスレーダ装置と目標との間の相対速度が０でない場合に、所定の条件を満たす複数のパルス列からなる送信信号を用いることにより、送信信号に対応した受信結果から相対速度計測用複素信号を算出して相対速度を容易に求めることが可能となる。

さらに、相対速度を算出するために使用したものと同じ受信結果に対して、相対速度による補正を施し、相対速度の補正後の受信結果に基づいて合成帯域処理を行うことにより目標までの測距結果を求めることができる。これにより、パルスレーダ装置と目標との間の相対速度が０でない場合にも、相対速度の影響により測距結果を間違うことがなく、高分解能相対距離計測結果を得ることができる。

さらに、隣同士の送信信号の周波数差を信号通過帯域幅以上に設定することにより、パルス繰り返し周期に相当する距離Ｒ_ｐｒｉより遠い目標からの反射信号を除去することができる。これにより、パルス繰り返し周期に相当する距離Ｒ_ｐｒｉより近いところにある検出すべき本来の目標の誤検出あるいは未検出を防ぐことができる。

さらに、相対速度の影響による相対距離計測結果の劣化を防止することができ、パルス繰り返し周期に相当する距離Ｒ_ｐｒｉより遠い目標からの反射信号を除去することができることにより、パルスレーダ装置と目標との間の相対速度が０でない場合にも、１回の高分解能の測距結果を得るために必要な信号送信時間間隔を、本来検出すべき目標までの距離に適用できる範囲で短くした上で、高精度に目標までの相対距離を検出することができるパルスレーダ装置を得ることが可能となる。

実施の形態２．
図５は、本発明の実施の形態２におけるパルスレーダ装置の構成図である。図５における本実施の形態２のパルスレーダ装置は、図１における先の実施の形態１のパルスレーダ装置と比較すると、相対速度補正器２０と並び替え器２１との間に、相対速度再補正処理部３０がさらに設けられている点が異なっている。

ここで、本実施の形態２で追加になった相対速度再補正処理部３０は、相対速度補正後ビデオ信号保存用メモリ３１、並び替え器３２、合成帯域器３３、ピーク検出器３４、相対速度補正誤差算出器３５、および相対速度再補正器３６で構成される。

次に、本実施の形態２におけるパルスレーダ装置の動作について、先の実施の形態１と異なる構成である相対速度再補正処理部３０を中心に説明する。図５において、相対速度補正器２０までの動作は、先の実施の形態１の動作と同様である。

相対速度再補正処理部３０において、相対速度補正後ビデオ信号保存用メモリ３１は、相対速度補正器２０から出力される相対速度補正後の複素ディジタルビデオ信号Ｖ_ｃＡ（ｎ）、Ｖ_ｃＢ（ｎ）を保存する。並び替え器３２、合成帯域器３３は、相対速度補正後ビデオ信号保存用メモリ３１より相対速度補正後の複素ディジタルビデオ信号Ｖ_ｃＡ（ｎ）、Ｖ_ｃＢ（ｎ）を取り出し、先の実施の形態１で説明した並び替え器２１、合成帯域器２２と同様の処理を行う。

ピーク検出器３４は、合成帯域器３３の出力信号より、上式（１）で求まる合成帯域処理において、あいまいさなく測距可能な最大の計測距離Ｒ_ｍａｘの半分の距離間隔だけ離れた２つのピークを求める。図６は、本発明の実施の形態２におけるピーク検出器で求める２つのピークを示した図である。ピーク検出器３４は、振幅の大きい方のピークの振幅Ｇ_１、位相Φ_１、振幅の小さい方のピークの振幅Ｇ_２、位相Φ_２をそれぞれ求め、相対速度補正誤差算出器３５に出力する。

相対速度補正誤差算出器３５は、ピーク検出器３４から入力された、２つのピークにおける振幅Ｇ_１、Ｇ_２を用いて、次式（１９）により、相対速度補正誤差Ｖ_ｅｒｒを求める。

上式（１９）は、ｃｏｓ^−１を用いているため、正負２つの値が求まる。次に、相対速度補正誤差算出器３５は、２つのピークにおける位相Φ、_１Φ_２を用いて、次式（２０）の演算を行い、位相差Φ_１２を求める。

そして、相対速度補正誤差算出器３５は、Φ_１2が正の場合には、上式（１９）で求まった負の値を相対速度補正誤差Ｖ_ｅｒｒとし、Φ_１2が負の場合には、上式（１９）で求まった正の値を相対速度補正誤差Ｖ_ｅｒｒとして、相対速度再補正器３６に出力する。

相対速度再補正器３６は、相対速度補正後ビデオ信号保存用メモリ３１より取り出した相対速度補正後の複素ディジタルビデオ信号Ｖ_ｃＡ（ｍ）、Ｖ_ｃＢ（ｍ）と、相対速度補正誤差算出器３５で算出された相対速度補正誤差Ｖ_ｅｒｒに基づいて、次式（２１）（２２）により、相対速度の再補正を行った後の複素ディジタルビデオ信号Ｖ’_ｃＡ（ｍ）、Ｖ’_ｃＢ（ｍ）を求め、並び替え器２１に出力する。

並び替え器２１以降の処理は、先の実施の形態１と同じである。

以上のように、実施の形態２によれば、相対速度再補正の処理結果を用いて、最終的な相対速度補正後の複素ディジタルビデオ信号を求めている。これにより、先の実施の形態１に比べ、さらに相対速度計測の精度を向上することができ、相対速度計測誤差の合成帯域処理結果への影響を低減することができる。

本発明の実施の形態１におけるパルスレーダ装置の構成図である。 本発明の実施の形態１における周波数設定器から出力される送信パルス毎の周波数、複素乗算器で処理される送信パルス毎の周波数、並び替え器から出力される送信パルス毎の周波数に関する説明図である。 本発明の実施の形態１における図２のパルス列に対応したマッチドフィルターの説明図である。 本発明の実施の形態１における複素乗算器により生成される相対速度計測用複素ディジタル信号の説明図である。 本発明の実施の形態２におけるパルスレーダ装置の構成図である。 本発明の実施の形態２におけるピーク検出器で求める２つのピークを示した図である。 従来のパルスレーダ装置における送信パルスを示した図である。 従来のパルスレーダ装置における受信信号強度の状態を示した図である。 従来のパルスレーダ装置における受信機最終段のマッチドフィルター特性を示す図である。 従来のパルスレーダ装置における２通りの距離（Ｒ_１、Ｒ_２）からの受信パルスのタイミングを示した図である。 従来のパルスレーダ装置における図１０に対応したマッチドフィルター特性を示す図である。

符号の説明

１ タイミング発生器、２ 周波数シンセサイザ、３ 周波数設定器、４ａ、４ｂ 分配器、５ 基準中間周波数信号生成器、６ａ、６ｂ 周波数変換器、７ パルス変調器、８ 電力増幅器、９ 送受切替器、１０ アンテナ、１１ 目標、１２ 中間周波数増幅器、１３ ９０度ハイブリッド器、１４ａ、１４ｂ 位相検波器、１５ａ、１５ｂ Ａ／Ｄ変換器、１６ ビデオ信号保存用メモリ、１７ 複素乗算器（複素乗算手段）、１８ 周波数スペクトル分析器（周波数スペクトル分析手段）、１９ 相対速度計測器（相対速度計測手段）、２０ 相対速度補正器（相対速度補正手段）、２１ 並び替え器（第１の並び替え手段）、２２ 合成帯域器（第１の合成帯域手段）、２３ 包絡線検波器、２４ 表示器、３０ 相対速度再補正処理部、３１ 相対速度補正後ビデオ信号保存用メモリ、３２ 並び替え器（第２の並び替え手段）、３３ 合成帯域器（第２の合成帯域手段）、３４ ピーク検出器、３５ 相対速度補正誤差算出器（相対速度補正誤差算出手段）、３６ 相対速度再補正器（相対速度再補正手段）。

Claims (6)

1. パルス繰り返し周期毎に送信周波数が所定の周波数間隔ずつ変化する送信パルス列を目標方向へ送信し、パルス繰り返し周期毎に得られる反射信号を受信してＩ成分ビデオ信号およびＱ成分ビデオ信号を生成するパルスレーダ装置であって、
   隣り合う送信パルスの周波数差を受信機の信号通過帯域幅以上として、パルス毎に異なる周波数で送信するように、前記送信パルス列を生成する送信パルス列生成手段を備え、
   前記送信パルス列生成手段は、同じ時間間隔だけ離れた２つの送信パルスを１つのペアとみなし、各ペア内の周波数の小さい方の送信パルスを送信パルス群Ａを構成する送信パルスとし、各ペア内の周波数の大きい方の送信パルスを送信パルス群Ｂを構成する送信パルスとし、全ペア内の送信パルス間の周波数差が同じになるように、前記送信パルス列を生成し、
   前記送信パルス群Ａの送信信号に対する受信信号から得られた同じレンジビン番号のＩ成分ビデオ信号を実部、Ｑ成分ビデオ信号を虚部とした複素ディジタルビデオ信号Ａ、および前記送信パルス群Ｂの送信信号に対する受信信号から得られた同じレンジビン番号のＩ成分ビデオ信号を実部、符号を反転したＱ成分ビデオ信号を虚部とした複素共役ディジタルビデオ信号Ｂを生成し、前記複素ディジタルビデオ信号Ａと前記複素共役ディジタルビデオ信号Ｂの乗算を行って相対速度計測用複素信号を生成する複素乗算手段と、
   前記相対速度計測用複素信号の周波数スペクトルを求める周波数スペクトル分析手段と、
   前記周波数スペクトルを用いて前記目標との相対速度を求める相対速度計測手段と
   をさらに備えたことを特徴とするパルスレーダ装置。
2. 請求項１に記載のパルスレーダ装置において、
   前記複素乗算手段を、前記送信パルス群Ｂの送信信号に対する受信信号から得られた同じレンジビン番号のＩ成分ビデオ信号を実部、Ｑ成分ビデオ信号を虚部とした複素ディジタルビデオ信号Ｂ、および前記送信パルス群Ａの送信信号に対する受信信号から得られた同じレンジビン番号のＩ成分ビデオ信号を実部、符号を反転したＱ成分ビデオ信号を虚部とした複素共役ディジタルビデオ信号Ａを生成し、前記複素ディジタルビデオ信号Ｂと前記複素共役ディジタルビデオ信号Ａの乗算を行って相対速度計測用複素信号を生成する複素乗算手段に置き換えたことを特徴とするパルスレーダ装置。
3. 請求項１または２に記載のパルスレーダ装置において、
   前記相対速度計測用複素信号の生成に用いた前記送信パルス群Ａおよび送信パルス群Ｂに対する同じレンジビン番号のＩ成分ビデオ信号、Ｑ成分ビデオ信号に対して、前記相対速度計測手段で求めた前記相対速度による補正を行う相対速度補正手段と、
   相対速度補正後の送信パルス群Ａおよび送信パルス群Ｂに対するＩ成分ビデオ信号、Ｑ成分ビデオ信号全てに対し、対応する送信周波数が昇順あるいは降順になるように並び替える第１の並び替え手段と、
   前記第１の並び替え手段で並び替えられたＩ成分ビデオ信号、Ｑ成分ビデオ信号を用いて帯域の合成を行い、所定の分解能で前記目標との相対距離を得る合成帯域手段と
   をさらに備えたことを特徴とするパルスレーダ装置。
4. 請求項３に記載のパルスレーダ装置において、
   前記相対速度補正手段による相対速度補正後のＩ成分ビデオ信号、Ｑ成分ビデオ信号に基づいて求めた相対速度補正誤差を用いて、相対速度の再補正を行った後のＩ成分ビデオ信号、Ｑ成分ビデオ信号を求め、前記第１の並び替え手段に出力する相対速度再補正処理部をさらに備え、
   前記第１の並び替え手段は、前記相対速度再補正処理部による相対速度再補正後の送信パルス群Ａおよび送信パルス群Ｂに対するＩ成分ビデオ信号、Ｑ成分ビデオ信号全てに対し、対応する送信周波数が昇順あるいは降順になるように並び替える
   ことを特徴とするパルスレーダ装置。
5. 請求項４に記載のパルスレーダ装置において、
   前記相対速度再補正処理部は、
   前記相対速度補正手段による相対速度補正後の送信パルス群Ａおよび送信パルス群Ｂに対するＩ成分ビデオ信号、Ｑ成分ビデオ信号全てに対し、対応する送信周波数が昇順あるいは降順になるように並び替える第２の並び替え手段と、
   前記第２の並び替え手段で並び替えられたＩ成分ビデオ信号、Ｑ成分ビデオ信号を用いて帯域の合成を行い、所定の分解能で前記目標との相対距離を得る第２の合成帯域手段と、
   前記第２の合成帯域手段の結果から、相対速度補正誤差を求める相対速度補正誤差算出手段と、
   前記相対速度補正手段による相対速度補正後の前記送信パルス群Ａおよび前記送信パルス群Ｂに対するＩ成分ビデオ信号、Ｑ成分ビデオ信号全てに対し、前記相対速度補正誤差算出手段で求めた前記相対速度補正誤差を用いて、相対速度補正誤差を補正する相対速度再補正手段と
   を含むことを特徴とするパルスレーダ装置。
6. 請求項５に記載のパルスレーダ装置において、
   前記相対速度補正誤差算出手段は、前記送信パルスの周波数差から求まる距離情報と前記第２の合成帯域手段の測距結果の２つのピーク値の振幅と位相を用いて前記相対速度補正誤差を求めることを特徴とするパルスレーダ装置。

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