JP5871559B2 - レーダ装置 - Google Patents

Description

この発明は、空間に存在している複数の目標との相対速度及び相対距離を算出するレーダ装置に関するものである。

パルス繰り返し周期であるＰＲＩ（Ｐｕｌｓｅ Ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）内に距離アンビギュィティがある従来のレーダ装置では、図２１に示すように、１ＣＰＩ（Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｉｎｔｅｒｖａｌ：コヒーレントに処理可能な時間）において、目標のドップラ周波数（速度）を算出するために一定周波数の送信信号を用いるパルスドップラ処理と、目標の距離情報と速度情報を含むビート周波数を算出するために複数のＰＲＩに渡って周波数変調が施されている送信信号を用いるＦＭ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）レンジング方式による処理とが実施される。

空間に存在している複数の目標との相対速度及び相対距離を算出する場合、以下に示す非特許文献１では、複数のＰＲＩに渡って異なる２つの周波数変調帯域幅のＦＭレンジングで処理を実施し、パルスドップラ処理で検出された目標候補と、異なる２つの周波数変調帯域幅のＦＭレンジングによる処理で検出された目標候補との組み合わせをドップラ周波数とビート周波数を用いて解くようにしている。
このように、パルスドップラ処理の処理結果であるドップラ周波数と、異なる２つの周波数変調帯域幅のＦＭレンジングでの処理結果である２つのビート周波数とを用いて、目標候補の組み合わせを解くことで、複数の目標が空間に存在している場合でも、各目標との相対速度及び相対距離を算出することが可能になる。

Guy Morris，"AIRBORNE PULSED DOPPLER RADAR second edition，"Artech House，pp.95-98，1996.

従来のレーダ装置は以上のように構成されているので、複数の目標が空間に存在している場合でも、各目標との相対速度及び相対距離を算出することができる。しかし、パルスドップラ処理の他に、異なる２つの周波数変調帯域幅のＦＭレンジングで処理を実施する必要があるため、１ＣＰＩを３分割しなければならない。その結果、個々の処理での観測時間が短くなるため、目標の検出性能が劣化してしまう課題があった。
また、ＦＭレンジングにおける距離の分解能を高めるには、周波数変調帯域幅を大きくする必要があるが、分解能に比例して、曖昧さなく算出可能な距離が短縮されるため、高分解能化に限界がある課題もあった。

この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、空間に存在している複数の目標の検出性能を高めることができるとともに、測距性能を高めることができるレーダ装置を得ることを目的とする。

この発明に係るレーダ装置は、第１の処理期間中では一定周波数のキャリア信号をパルス変調し、第２の処理期間中では複数のパルス繰り返し周期に渡って周波数変調されているキャリア信号をパルス変調し、パルス変調後のキャリア信号を送信信号として空間に放射する送信手段と、送信手段から空間に放射された送信信号が目標に反射されて戻ってくると、その送信信号を受信信号として受信し、第１の処理期間中では一定周波数のキャリア信号を用いて、その受信信号を受信ビデオ信号に変換し、第２の処理期間中では周波数変調されているキャリア信号を用いて、その受信信号を受信ビート信号に変換する受信手段と、受信手段により変換された受信ビデオ信号を周波数領域の信号に変換して、周波数領域の受信ビデオ信号を出力するとともに、受信手段により変換された受信ビート信号を周波数領域の信号に変換することで、パルス繰り返し周期内の距離とビート周波数を示す距離−ビート周波数マップを生成する周波数領域変換手段と、周波数領域変換手段から出力された周波数領域の受信ビデオ信号から目標候補を検出するとともに、周波数領域変換手段により生成された距離−ビート周波数マップから目標候補を検出する目標候補検出手段と、目標候補検出手段により周波数領域の受信ビデオ信号から検出された目標候補と距離−ビート周波数マップから検出された目標候補との組み合わせの中から、各目標候補のドップラ周波数、ビート周波数及びパルス繰り返し周期内の距離に基づいて正しい組み合わせを選択する組み合わせ選択手段と、組み合わせ選択手段により選択された組み合わせに係る各目標候補のドップラ周波数及びパルス繰り返し周期内の距離を用いて、各目標候補の相対速度及び相対距離を算出する相対速度・相対距離算出手段とを備え、組み合わせ選択手段が、各目標候補のドップラ周波数、ビート周波数及びパルス繰り返し周期内の距離を用いて、各目標候補のビート周波数の差分又はドップラ周波数の差分を算出し、各目標候補のビート周波数の差分又はドップラ周波数の差分が最小となる組み合わせが、正しい組み合わせであるとして選択するようにしたものである。

この発明によれば、第１の処理期間中では一定周波数のキャリア信号をパルス変調し、第２の処理期間中では複数のパルス繰り返し周期に渡って周波数変調されているキャリア信号をパルス変調し、パルス変調後のキャリア信号を送信信号として空間に放射する送信手段と、送信手段から空間に放射された送信信号が目標に反射されて戻ってくると、その送信信号を受信信号として受信し、第１の処理期間中では一定周波数のキャリア信号を用いて、その受信信号を受信ビデオ信号に変換し、第２の処理期間中では周波数変調されているキャリア信号を用いて、その受信信号を受信ビート信号に変換する受信手段と、受信手段により変換された受信ビデオ信号を周波数領域の信号に変換して、周波数領域の受信ビデオ信号を出力するとともに、受信手段により変換された受信ビート信号を周波数領域の信号に変換することで、パルス繰り返し周期内の距離とビート周波数を示す距離−ビート周波数マップを生成する周波数領域変換手段と、周波数領域変換手段から出力された周波数領域の受信ビデオ信号から目標候補を検出するとともに、周波数領域変換手段により生成された距離−ビート周波数マップから目標候補を検出する目標候補検出手段と、目標候補検出手段により周波数領域の受信ビデオ信号から検出された目標候補と距離−ビート周波数マップから検出された目標候補との組み合わせの中から、各目標候補のドップラ周波数、ビート周波数及びパルス繰り返し周期内の距離に基づいて正しい組み合わせを選択する組み合わせ選択手段と、組み合わせ選択手段により選択された組み合わせに係る各目標候補のドップラ周波数及びパルス繰り返し周期内の距離を用いて、各目標候補の相対速度及び相対距離を算出する相対速度・相対距離算出手段とを備え、組み合わせ選択手段が、各目標候補のドップラ周波数、ビート周波数及びパルス繰り返し周期内の距離を用いて、各目標候補のビート周波数の差分又はドップラ周波数の差分を算出し、各目標候補のビート周波数の差分又はドップラ周波数の差分が最小となる組み合わせが、正しい組み合わせであるとして選択するように構成したので、空間に存在している複数の目標の検出性能を高めることができるとともに、測距性能を高めることができる効果がある。

この発明の実施の形態１によるレーダ装置を示す構成図である。 １ＣＰＩにおけるパルスドップラ処理とＲＧＨ処理を示す説明図である。 パルスドップラ処理時の送信ＲＦ信号と受信ＲＦ信号を示す説明図である。 １ＣＰＩで周波数変調とパルス内符号変調が施された送信ＲＦ信号と受信ＲＦ信号の関係を示す説明図である。 ＦＭレンジングによる距離、相関処理後の信号及びＰＲＩ内測距結果を示す説明図である。 ４ｂｉｔ Ｂａｒｋｅｒコードを示す説明図である。 ＰＲＩ内の距離−ビート周波数マップを示す説明図である。 この発明の実施の形態１によるレーダ装置の検出性能の向上を示す説明図である。 従来のレーダ装置のＦＭレンジングによりビート周波数だけが得られている旨を示す説明図である。 ＰＲＩ内の距離−ビート周波数マップＲ_ＦＭＲ_ＰＣ（ｋ_ｈ，ｌ）に対するＣＦＡＲ処理による目標候補の検出処理を示す説明図である。 ＣＦＡＲ閾値ＣＦＡＲ＿ｔｈ（ｋ_ｈ，ｌ）を越えるセルが集合している場合の処理内容を示す説明図である。 目標（１）（２）のドップラ周波数，ビート周波数を示す説明図である。 従来のレーダ装置による複数の目標候補の組み合わせを示す説明図である。 組み合わせ選択部１３による目標候補の組み合わせ処理を示す説明図である。 目標相対距離ＲとＰＲＩ内距離折返し数Ｎ_{Ｒ，ｒｔｎ}の関係を示す説明図である。 組み合わせ選択部１３による組み合わせの選択結果の具体例を示す説明図である。 この発明の実施の形態２によるレーダ装置を示す構成図である。 組み合わせ選択部２０による組み合わせの選択結果の具体例を示す説明図である。 この発明の実施の形態３によるレーダ装置を示す構成図である。 パルスドップラ処理で検出された目標候補の数とＲＧＨ処理で検出された目標候補の数が異なる場合の組み合わせ選択部３０の処理内容を示す説明図である。 従来のレーダ装置におけるパルスドップラ処理と異なる２つの周波数変調帯域幅のＦＭレンジングによる処理とを示す説明図である。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１によるレーダ装置を示す構成図である。
図１において、信号送信処理器１は送信ＲＦ信号を送受切替器６に出力する処理部であり、局部発振器２、パルス変調器３、パルス内変調信号発生器４及び送信機５から構成されている。
局部発振器２はパルスドップラ処理の処理期間である第１の処理期間中では、一定周波数のキャリア信号である第１の局部発振信号Ｌ_０Ｐ（ｔ）を生成して、第１の局部発振信号Ｌ_０Ｐ（ｔ）をパルス変調器３及び受信機８に出力する処理を実施する。
また、局部発振器２はＲＧＨ（Ｒａｎｇｅ Ｇａｔｅｄ Ｈｉｇｈ Ｐｕｌｓｅ Ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）処理の処理期間である第２の処理期間中では、複数のパルス繰り返し周期（ＰＲＩ：Ｐｕｌｓｅ Ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）に渡って周波数変調されているキャリア信号である第２の局部発振信号Ｌ_０（ｔ）を生成して、第２の局部発振信号Ｌ_０（ｔ）をパルス変調器３及び受信機８に出力する処理を実施する。

パルス変調器３は局部発振器２から第１の局部発振信号Ｌ_０Ｐ（ｔ）を受けると、第１の局部発振信号Ｌ_０Ｐ（ｔ）をパルス変調して、パルス変調後の局部発振信号Ｌ’_０Ｐ（ｔ）を送信機５に出力し、局部発振器２から第２の局部発振信号Ｌ_０（ｔ）を受けると、第２の局部発振信号Ｌ_０（ｔ）をパルス変調して、パルス変調後の局部発振信号Ｌ’_０（ｔ）を送信機５に出力する処理を実施する。
パルス内変調信号発生器４はパルス内変調信号φ（ｔ）（例えば、図６に示す４ｂｉｔ Ｂａｒｋｅｒコード）を生成し、そのパルス内変調信号φ（ｔ）を送信機５に出力する処理を実施する。
パルス内変調信号φ（ｔ）は、図６に示す４ｂｉｔ Ｂａｒｋｅｒコードに限るものではなく、他のｂｉｔ Ｂａｒｋｅｒコードを用いてもよいし、他の符号変調信号や周波数変調信号を用いてもよい。

送信機５はパルスドップラ処理の処理期間では、パルス変調器３から出力されたパルス変調後の局部発振信号Ｌ’_０Ｐ（ｔ）を第１の送信ＲＦ信号として送受切替器６に出力し、ＲＧＨ処理の処理期間では、パルス内変調信号発生器４から出力されたパルス内変調信号φ（ｔ）を用いて、パルス変調器３から出力されたパルス変調後の局部発振信号Ｌ’_０（ｔ）をパルス内変調し、パルス内変調後の局部発振信号を第２の送信ＲＦ信号として送受切替器６に出力する処理を実施する。

送受切替器６は信号送信処理器１から出力された送信ＲＦ信号を空中線７に出力することで、その送信ＲＦ信号を空間に放射する一方、空間に放射された送信ＲＦ信号が目標（空間に存在している複数の目標）に反射されて戻ってくることで、空中線７が目標の反射ＲＦ信号である送信ＲＦ信号を受信すると、その送信ＲＦ信号を受信ＲＦ信号として受信機８に出力する処理を実施する。
なお、信号送信処理器１、送受切替器６及び空中線７から送信手段が構成されている。

受信機８はパルスドップラ処理の処理期間では、局部発振器２から出力された第１の局部発振信号Ｌ_０Ｐ（ｔ）を用いて、送受切替器６から出力された受信ＲＦ信号を受信ビデオ信号Ｓ_Ｖ（ｎ）に変換し、ＲＧＨ処理の処理期間では、局部発振器２から出力された第２の局部発振信号Ｌ_０（ｔ）を用いて、送受切替器６から出力された受信ＲＦ信号を受信ビート信号Ｓ（ｎ，ｍ）に変換する処理を実施する。
なお、送受切替器６、空中線７及び受信機８から受信手段が構成されている。

信号処理器９は相関処理部１０、周波数領域変換処理部１１、目標候補検出部１２、組み合わせ選択部１３及び目標相対速度・相対距離算出部１４から構成されており、相関処理部１０、周波数領域変換処理部１１、目標候補検出部１２、組み合わせ選択部１３及び目標相対速度・相対距離算出部１４のそれぞれが専用のハードウェア（例えば、ＣＰＵを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなど）で構成されているものを想定しているが、信号処理器９がＣＰＵ、ＲＡＭ、ＲＯＭ及びインターフェース回路を有するコンピュータで構成されていてもよい。
信号処理器９がコンピュータで構成されている場合、相関処理部１０、周波数領域変換処理部１１、目標候補検出部１２、組み合わせ選択部１３及び目標相対速度・相対距離算出部１４の処理内容を記述しているプログラムをコンピュータのＲＯＭに格納し、当該コンピュータのＣＰＵが上記ＲＯＭに格納されているプログラムを実行するようにすればよい。

相関処理部１０は受信機８により変換された受信ビート信号Ｓ（ｎ，ｍ）と第２の送信ＲＦ信号のパルス内変調成分に相当する参照信号Ｅｘ（ｍ_τ）との相関処理を実施し、その相関処理の結果であるパルス圧縮信号Ｒ_Ｖ・Ｅｘ（ｎ，ｌ）を周波数領域変換処理部１１に出力する処理を実施する。なお、相関処理部１０は相関手段を構成している。
周波数領域変換処理部１１は受信機８により変換された受信ビデオ信号Ｓ_Ｖ（ｎ）を周波数領域の信号に変換して、周波数領域の受信ビデオ信号Ｆ”_Ｖ（ｋ_Ｖ）を目標候補検出部１２に出力するとともに、相関処理部１０から出力されたパルス圧縮信号Ｒ_Ｖ・Ｅｘ（ｎ，ｌ）を周波数領域の信号に変換することで、ＰＲＩ内の距離ｒ_ｐｒｉとビート周波数ｆｂを示すＰＲＩ内の距離−ビート周波数マップＲ_ＦＭＲ_ＰＣ（ｋ_ｈ，ｌ）を生成する処理を実施する。なお、周波数領域変換処理部１１は周波数領域変換手段を構成している。

目標候補検出部１２は周波数領域変換処理部１１から出力された周波数領域の受信ビデオ信号Ｆ”_Ｖ（ｋ_Ｖ）から目標候補を検出するとともに、周波数領域変換処理部１１により生成されたＰＲＩ内の距離−ビート周波数マップＲ_ＦＭＲ_ＰＣ（ｋ_ｈ，ｌ）から目標候補を検出する処理を実施する。なお、目標候補検出部１２は目標候補検出手段を構成している。
組み合わせ選択部１３は目標候補検出部１２により周波数領域の受信ビデオ信号Ｆ”_Ｖ（ｋ_Ｖ）から検出された目標候補と距離−ビート周波数マップから検出された目標候補との組み合わせの中から、各目標候補のドップラ周波数ｆｄ、ビート周波数ｆｂ及びＰＲＩ内距離ｒ_ｐｒｉに基づいて正しい組み合わせを選択する処理を実施する。なお、組み合わせ選択部１３は組み合わせ選択手段を構成している。

目標相対速度・相対距離算出部１４は組み合わせ選択部１３により選択された組み合わせに係る各目標候補のドップラ周波数ｆｄ及びＰＲＩ内距離ｒ_ｐｒｉを用いて、各目標候補の相対速度ｖ及び相対距離Ｒを算出する処理を実施する。なお、目標相対速度・相対距離算出部１４は相対速度・相対距離算出手段を構成している。
表示器１５は目標相対速度・相対距離算出部１４により算出された各目標候補の相対速度ｖ及び相対距離Ｒを目標情報として画面上に表示する。

次に動作について説明する。
この実施の形態１では、図２に示すように、１ＣＰＩにおいて、パルスドップラ処理とＲＧＨ処理の２つの処理を行う。
図２では、１ＣＰＩを等分割して、パルスドップラ処理の観測とＲＧＨ処理の観測が行われている例を示している。
非特許文献１では、上述したように、１ＣＰＩで３つの処理を行うために、１ＣＰＩが３等分されて、各処理の観測時間が１ＣＰＩの３分の１の時間となるが（図２１を参照）、この実施の形態１では、各処理の観測時間が１ＣＰＩの２分の１の時間となる。
このため、この実施の形態１では、１つの処理の観測時間が従来のレーダ装置より長くなり、検出性能が向上する。

最初に、パルスドップラ処理において、受信ビデオ信号Ｆ”_Ｖ（ｋ_Ｖ）を生成するまでの処理内容を説明する。
図３はパルスドップラ処理時の送信ＲＦ信号と受信ＲＦ信号を示す説明図である。
図３において、ｆ_０は送信周波数、Ｔ_ｐｒｉはパルス繰り返し周期であるＰＲＩ、Ｔ_０は受信ビデオ信号の観測時間、Ｔ_１は送信パルス幅を表している。

まず、信号送信処理器１の局部発振器２は、パルスドップラ処理の処理期間である受信ビデオ信号の観測時間Ｔ_０において、一定周波数のキャリア信号である送信周波数ｆ_０の第１の局部発振信号Ｌ_０Ｐ（ｔ）を生成して、第１の局部発振信号Ｌ_０Ｐ（ｔ）をパルス変調器３及び受信機８に出力する。
パルス変調器３は、局部発振器２から第１の局部発振信号Ｌ_０Ｐ（ｔ）を受けると、第１の局部発振信号Ｌ_０Ｐ（ｔ）をパルス変調し、パルス変調後の局部発振信号Ｌ’_０Ｐ（ｔ）を送信機５に出力する。
受信ビデオ信号Ｆ”_Ｖ（ｋ_Ｖ）を生成するパルスドップラ処理では、送信ＲＦ信号をパルス内変調を行う必要がないため、パルス内変調信号発生器４は動作しない。

送信機５は、パルス変調器３からパルス変調後の局部発振信号Ｌ’_０Ｐ（ｔ）を受けると、パルス変調後の局部発振信号Ｌ’_０Ｐ（ｔ）を第１の送信ＲＦ信号として送受切替器６に出力する。
送受切替器６は、信号送信処理器１から第１の送信ＲＦ信号を受けると、第１の送信ＲＦ信号を空中線７に出力することで、第１の送信ＲＦ信号を空間に放射する。
このとき、複数の目標が空間に存在している場合、空間に放射された第１の送信ＲＦ信号が複数の目標に反射され、第１の送信ＲＦ信号が目標の反射ＲＦ信号として空中線７に戻ってくる。
送受切替器６は、空中線７が反射ＲＦ信号を受信すると、その反射ＲＦ信号を第１の受信ＲＦ信号Ｒｘ_{ｔｇｔ，Ｐ}（ｎ，ｔ）として受信機８に出力する。

受信機８は、送受切替器６から第１の受信ＲＦ信号Ｒｘ_{ｔｇｔ，Ｐ}（ｎ，ｔ）を受けると、局部発振器２から出力された第１の局部発振信号Ｌ_０Ｐ（ｔ）を用いて、第１の受信ＲＦ信号Ｒｘ_{ｔｇｔ，Ｐ}（ｎ，ｔ）を受信ビデオ信号Ｓ_Ｖ（ｎ）に変換する。
即ち、受信機８は、局部発振器２から出力された第１の局部発振信号Ｌ_０Ｐ（ｔ）を用いて、第１の受信ＲＦ信号Ｒｘ_{ｔｇｔ，Ｐ}（ｎ，ｔ）をダウンコンバートし、ダウンコンバート後の受信ＲＦ信号Ｒｘ_{ｔｇｔ，Ｐ}（ｎ，ｔ）に対する増幅・位相検波を実施することで、下記の式（１）で表される受信ビデオ信号Ｓ_Ｖ（ｎ）（時刻ｔ＝０で相対距離がＲ_０、相対速度がｖである目標からの受信ビデオ信号）を得て、その受信ビデオ信号Ｓ_Ｖ（ｎ）を信号処理器９の周波数領域変換処理部１１に出力する。

式（１）において、Ａ_Ｖは受信ビデオ信号の振幅、ｎはパルス番号、Ｎはパルス数、ｃは光速を表している。

信号処理器９の周波数領域変換処理部１１は、受信機８から受信ビデオ信号Ｓ_Ｖ（ｎ）を受けると、下記の式（２）に示すように、その受信ビデオ信号Ｓ_Ｖ（ｎ）をＨ_Ｖ点で高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）することで、その受信ビデオ信号Ｓ_Ｖ（ｎ）を周波数領域の信号に変換し、周波数領域の受信ビデオ信号Ｆ”_Ｖ（ｋ_Ｖ）を目標候補検出部１２に出力する。

式（２）において、ｋ_ＶはＦＦＴ後のサンプリング番号を表している。

ここで、ドップラ周波数ｆｄと相対速度ｖは、下記の式（３）に示す関係がある。

なお、周波数領域変換処理部１１は、Ｈ_Ｖ＞Ｎの場合、受信ビデオ信号Ｓ_Ｖ（ｎ）に０の埋め込みを行う。パルス数Ｎより大きいＦＦＴ点数Ｈ_Ｖで、受信ビデオ信号Ｓ_Ｖ（ｎ）をＦＦＴすることで、より高精度に目標のドップラ周波数ｆｄ、即ち、相対速度ｖを算出することが可能になる。

次に、ＲＧＨ処理において、受信ビート信号Ｓ（ｎ，ｍ）を得るまでの処理内容を説明する。
図４は１ＣＰＩで周波数変調とパルス内符号変調が施された送信ＲＦ信号と受信ＲＦ信号の関係を示す説明図である。
図４において、ｆ_０は送信開始周波数、Ｔ_Ｌは送信ＲＦ信号の周波数掃引時間、Ｂ_Ｌは送信ＲＦ信号の帯域幅、Ｔ_０は受信ビート信号の観測時間、Ｂ_０はＴ_０の時間間隔での送信ＲＦ信号の帯域幅、Ｔ_ｐは送信パルス幅、φ_０は送信ＲＦ信号と局部発振信号の初期位相、ｃは光速を表している。
図４では、送信ＲＦ信号の周波数掃引時間Ｔ_Ｌ内の周波数変調がアップチャープ変調である例を示している。

ＲＧＨ処理では、信号送信処理器１が送信ＲＦ信号を出力する際、ＰＲＩ内距離ｒ_ｐｒｉの距離アンビギュィティが解消され、かつ、ビート周波数ｆｂから算出される距離（ＦＭレンジングによる距離）の距離分解能より、ＰＲＩ内の距離分解能が高くなる送信ＲＦ信号を出力できるようにするためのパラメータが設定されている。
図５はＦＭレンジングによる距離、相関処理後の信号及びＰＲＩ内測距結果を示す説明図である。
最初に、図５を参照しながら、ＲＧＨ処理時の送信ＲＦ信号に関わるパラメータの設定方法について説明する。

ＰＲＩ内距離ｒ_ｐｒｉの距離アンビギュィティが解消され、かつ、ＦＭレンジングによる距離の距離分解能より、ＰＲＩ内の距離分解能（相関処理後の距離分解能）が高くなるようにするため、下記の式（４）、式（５）及び式（６）を満足するＦＭレンジングによる距離の距離分解能ΔＲ’_ＦＭ、サンプリング間隔ΔＲ_ＦＭ、相関処理後の距離分解能ΔＲ’_ＰＣ、１ＰＲＩの折り返し距離Ｒ_ｐｒｉを算出するためのパラメータ（受信ビート信号の観測時間Ｔ_０、Ｔ_０の時間間隔での送信ＲＦ信号の帯域幅Ｂ_０、パルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ、サンプリング周波数Ｆ_ｓａｍｐ）が設定される。

なお、ＦＭレンジングによる距離の距離分解能ΔＲ’_ＦＭは、下記の式（７）で算出され、ＦＭレンジングによる距離のサンプリング間隔ΔＲ_ＦＭは、下記の式（８）で算出される。
また、相関処理後の距離分解能ΔＲ’_ＰＣは、下記の式（９）で算出され、１ＰＲＩの折り返し距離Ｒ_ｐｒｉは、下記の式（１０）で算出される。
式（８）において、ＨはＦＭレンジングのＦＦＴ点数を表している。

信号送信処理器１は、上記のように設定されたパラメータに基づいて動作して送信ＲＦ信号を送受切替器６に出力する。
即ち、信号送信処理器１の局部発振器２は、周波数掃引時間Ｔ_Ｌ、帯域幅Ｂ_Ｌで第２の局部発振信号Ｌ_０（ｔ）を生成して、第２の局部発振信号Ｌ_０（ｔ）をパルス変調器３及び受信機８に出力する。
パルス変調器３は、局部発振器２から第２の局部発振信号Ｌ_０（ｔ）を受けると、第２の局部発振信号Ｌ_０（ｔ）をパルス変調し、パルス変調後の局部発振信号Ｌ’_０（ｔ）を送信機５に出力する。

パルス内変調信号発生器４は、例えば、図６に示す４ｂｉｔ Ｂａｒｋｅｒコードをパルス内変調信号φ（ｔ）として生成し、そのパルス内変調信号φ（ｔ）を送信機５に出力する。
ここでは、パルス内変調信号φ（ｔ）が４ｂｉｔ Ｂａｒｋｅｒコードである例を示したが、パルス内変調信号φ（ｔ）は４ｂｉｔ Ｂａｒｋｅｒコードに限るものではなく、他のｂｉｔ Ｂａｒｋｅｒコードを用いてもよいし、他の符号変調信号や周波数変調信号を用いてもよい。

送信機５は、パルス変調器３からパルス変調後の局部発振信号Ｌ’_０（ｔ）を受けると、パルス内変調信号発生器４から出力されたパルス内変調信号φ（ｔ）を用いて、パルス変調後の局部発振信号Ｌ’_０（ｔ）をパルス内変調し、パルス内変調後の局部発振信号を第２の送信ＲＦ信号として送受切替器６に出力する。
送受切替器６は、信号送信処理器１から第２の送信ＲＦ信号を受けると、第２の送信ＲＦ信号を空中線７に出力することで、第２の送信ＲＦ信号を空間に放射する。
このとき、複数の目標が空間に存在している場合、空間に放射された第２の送信ＲＦ信号が複数の目標に反射され、第２の送信ＲＦ信号が目標の反射ＲＦ信号として空中線７に戻ってくる。
送受切替器６は、空中線７が反射ＲＦ信号を受信すると、その反射ＲＦ信号を第２の受信ＲＦ信号Ｒｘ_{ｔｇｔ，Ｐ}（ｎ，ｔ）として受信機８に出力する。

受信機８は、送受切替器６から第２の受信ＲＦ信号Ｒｘ_{ｔｇｔ，Ｐ}（ｎ，ｔ）を受けると、局部発振器２から出力された第２の局部発振信号Ｌ_０（ｔ）を用いて、第２の受信ＲＦ信号Ｒｘ_{ｔｇｔ，Ｐ}（ｎ，ｔ）を受信ビート信号Ｓ（ｎ，ｍ）に変換する。
即ち、受信機８は、局部発振器２から出力された第２の局部発振信号Ｌ_０（ｔ）を用いて、第２の受信ＲＦ信号Ｒｘ_{ｔｇｔ，Ｐ}（ｎ，ｔ）をダウンコンバートし、ダウンコンバート後の受信ＲＦ信号Ｒｘ_{ｔｇｔ，Ｐ}（ｎ，ｔ）に対する増幅・位相検波を実施することで、下記の式（１１）で表される受信ビート信号Ｓ（ｎ，ｍ）を得て、その受信ビート信号Ｓ（ｎ，ｍ）を信号処理器９の相関処理部１０に出力する。

式（１１）において、＊は複素共役、Ａ_Ｓは受信ビート信号の振幅、ｍは１ＰＲＩ内のサンプリング番号，Ｍは１ＰＲＩ内のサンプリング点数、Δｔは１ＰＲＩ内のサンプリング時間を表している。

次に、受信ビート信号Ｓ（ｎ，ｍ）に対する相関処理部１０及び周波数領域変換処理部１１の処理内容を説明する。
相関処理部１０は、受信機８から受信ビート信号Ｓ（ｎ，ｍ）を受けると、その受信ビート信号Ｓ（ｎ，ｍ）と、第２の送信ＲＦ信号のパルス内変調成分と同じＡ／Ｄ変換後の参照信号Ｅｘ（ｍ_τ）との相関処理を実施し、その相関処理の結果であるパルス圧縮信号Ｒ_Ｖ・Ｅｘ（ｎ，ｌ）を周波数領域変換処理部１１に出力する。
以下、相関処理部１０の処理内容を具体的に説明する。ここでは、相関処理部１０が周波数領域で相関処理を行う例を説明する。

第２の送信ＲＦ信号のパルス内変調成分と同じＡ／Ｄ変換後の参照信号Ｅｘ（ｍ_τ）は、下記の式（１２）で表される。
式（１２）において、ｍ_τはサンプリング番号、Ｍ_τは１ＰＲＩのサンプリング点数であり、下記の式（１３）で表される。
Ｆ_ｓａｍｐはサンプリング周波数、ｆｌｏｏｒ（Ｘ）は変数Ｘを越えない最大の整数である。

相関処理部１０は、受信機８から受信ビート信号Ｓ（ｎ，ｍ）を受けると、下記の式（１４）に示すように、その受信ビート信号Ｓ（ｎ，ｍ）を高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）して、その受信ビート信号Ｓ（ｎ，ｍ）を周波数領域の信号に変換する。
また、相関処理部１０は、下記の式（１５）に示すように、参照信号Ｅｘ（ｍ_τ）をＦＦＴして、その参照信号Ｅｘ（ｍ_τ）を周波数領域の信号に変換する。
そして、相関処理部１０は、下記の式（１６）に示すように、周波数領域の信号であるＦ_Ｖ（ｎ，ｋ_ｒ）とＦ_Ｅｘ（ｋ_ｒ）を乗算する。

ただし、＊は複素共役、ｌはＰＲＩ内サンプリング番号、Ｌ’は相関処理のＦＦＴ点数を表している。
なお、相関処理部１０は、Ｌ’＞Ｍの場合、受信ビート信号Ｓ（ｎ，ｍ）に０を代入し、Ｌ’＞Ｍ_τの場合、参照信号Ｅｘ（ｍ_τ）に０を代入する。

また、相関処理部１０は、相関処理後の信号を受信ビート信号Ｓ（ｎ，ｍ）のサンプリング間隔よりも高精度にサンプリングする場合、下記の式（１７）によって０を設定する。
式（１７）中のＬは相関処理の高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）点数であり、下記の式（１８）によって表される。
ただし、ｑは０以上の整数である。ｑ＝０の場合、受信ビート信号Ｓ（ｎ，ｍ）のサンプリング間隔と同じサンプリング間隔になる。

最後に、相関処理部１０は、下記の式（１９）に示すように、周波数領域の信号であるＦ_Ｖ（ｎ，ｋ_ｒ）とＦ_Ｅｘ（ｋ_ｒ）の乗算結果Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（ｎ，ｋ_ｒ）を高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）し、ＩＦＦＴ結果を相関処理結果として周波数領域変換処理部１１に出力する。
なお、相関処理結果は、パルス圧縮信号Ｒ_Ｖ・Ｅｘ（ｎ，ｌ）であり、パルス圧縮信号Ｒ_Ｖ・Ｅｘ（ｎ，ｌ）のサンプリング番号ｌに対応するＰＲＩ内相対距離Ｒ_ＰＣ（ｌ）は、下記の式（２０）で表される。

周波数領域変換処理部１１は、相関処理部１０からパルス圧縮信号Ｒ_Ｖ・Ｅｘ（ｎ，ｌ）を受けると、下記の式（２１）に示すように、そのパルス圧縮信号Ｒ_Ｖ・Ｅｘ（ｎ，ｌ）をＰＲＩ方向にＨ点でＦＦＴすることで、図７に示すようなＰＲＩ内の距離ｒ_ｐｒｉとビート周波数ｆｂを示すＰＲＩ内の距離−ビート周波数マップＲ_ＦＭＲ_ＰＣ（ｋ_ｈ，ｌ）を生成し、その距離−ビート周波数マップＲ_ＦＭＲ_ＰＣ（ｋ_ｈ，ｌ）を目標候補検出部１２に出力する。

なお、周波数領域変換処理部１１は、Ｈ＞Ｎの場合、パルス圧縮信号Ｒ_Ｖ・Ｅｘ（ｎ，ｌ）に０の埋め込みを行う。パルス数Ｎより大きいＦＦＴ点数Ｈで、パルス圧縮信号Ｒ_Ｖ・Ｅｘ（ｎ，ｌ）をＦＦＴすることで、より高精度に目標のビート周波数ｆｂを算出することが可能になる。

ここで、相対距離Ｒ、相対速度ｖとビート周波数ｆｂは、下記の式（２２）に示す関係があり、相対距離ＲとＰＲＩ内折返し距離Ｒ_ｐｒｉは、下記の式（２３）に示す関係がある。ｋ_ｈはＩＦＦＴ後のサンプリング番号を表している。
式（２２）に示すように、ビート周波数ｆｂには、距離情報と速度情報が含まれており、正しく目標候補の距離と速度を求めるには、ドップラ周波数ｆｄとビート周波数ｆｂを正しく組み合わせる必要がある。

図２１に示す従来のレーダ装置のように、１ＣＰＩでパルスドップラ処理と異なる周波数変調を用いるＦＭレンジング方式を行うために、１ＣＰＩを３等分割する場合と比べて、この実施の形態１のように、１ＣＰＩでパルスドップラ処理とＲＧＨ処理を行うために、１ＣＰＩを２等分割する場合、図８に示すように、相関処理、ＰＲＩ間ＦＦＴ後の目標信号の電力が向上し、検出性能が向上する。

従来のレーダ装置のＦＭレンジングでは、図９に示すように、受信ビート信号に対してＰＲＩ内をサンプリングせずに、狭帯域フィルタを通した後、パルス間にＦＦＴを行う場合、ビート周波数ｆｂのみが得られる。
図７に示しているＰＲＩ内の距離−ビート周波数マップＲ_ＦＭＲ_ＰＣ（ｋ_ｈ，ｌ）は、図９のビート周波数ｆｂと比べると、ビート周波数ｆｂの情報に加えて、ＰＲＩ内の距離ｒ_ｐｒｉの情報が得られていることが分かる。

目標候補検出部１２は、上記のパルスドップラ処理で、周波数領域変換処理部１１が周波数領域の受信ビデオ信号Ｆ”_Ｖ（ｋ_Ｖ）を生成すると、その受信ビデオ信号Ｆ”_Ｖ（ｋ_Ｖ）に対するＣＦＡＲ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｆａｌｓｅ Ａｌａｒｍ Ｒａｔｅ）処理を実施することで複数の目標候補を検出し、複数の目標候補のドップラ周波数ｆｄを組み合わせ選択部１３に出力する。
また、目標候補検出部１２は、上記のＲＧＨ処理で、周波数領域変換処理部１１がＰＲＩ内の距離−ビート周波数マップＲ_ＦＭＲ_ＰＣ（ｋ_ｈ，ｌ）を生成すると、その距離−ビート周波数マップＲ_ＦＭＲ_ＰＣ（ｋ_ｈ，ｌ）に対するＣＦＡＲ処理を実施することで複数の目標候補を検出し、複数の目標候補のビート周波数ｆｂとＰＲＩ内の距離ｒ_ｐｒｉを組み合わせ選択部１３に出力する。
以下、目標候補検出部１２による目標候補の検出処理を具体的に説明する。

図１０はＰＲＩ内の距離−ビート周波数マップＲ_ＦＭＲ_ＰＣ（ｋ_ｈ，ｌ）に対するＣＦＡＲ処理による目標候補の検出処理を示す説明図である。
目標候補検出部１２は、周波数領域変換処理部１１からＰＲＩ内の距離−ビート周波数マップＲ_ＦＭＲ_ＰＣ（ｋ_ｈ，ｌ）を受けると、下記の式（２４）に示すＣＦＡＲ処理を実施することで目標候補を検出する。

式（２４）において、Ｒ_ＦＭＲ_{ＰＣ，ＣＦＡＲ}（ｋ_ｈ，ｌ）はＣＦＡＲ処理による目標候補の検出結果を表しており、目標候補には”０”が設定される。
ａｂｓ（ｘ）は変数ｘの絶対値を表し、ＣＦＡＲ処理のＣＦＡＲ閾値であるＣＦＡＲ＿ｔｈ（ｋ_ｈ，ｌ）は下記の式（２５）により算出される。
また、ＣＦＡＲ＿ｃｏｒはＣＦＡＲ係数、Ｓａｍｐ＿ｃｅｌｌはサンプルセル、ａｖｅ（Ｚ（ｐ））は配列Ｚ（ｐ）の平均値を表すものである。

ただし、目標候補検出部１２は、図１１に示すように、ＣＦＡＲ閾値であるＣＦＡＲ＿ｔｈ（ｋ_ｈ，ｌ）を越えるセルが集合している場合、その集合の中で、振幅が最も大きいセルを目標候補として検出する。

ここでは、目標候補検出部１２が、ＰＲＩ内の距離−ビート周波数マップＲ_ＦＭＲ_ＰＣ（ｋ_ｈ，ｌ）に対するＣＦＡＲ処理を実施することで目標候補を検出するものを示したが、パルスドップラ処理の処理結果である周波数領域の受信ビデオ信号Ｆ”_Ｖ（ｋ_Ｖ）についても同様の考え方で、その受信ビデオ信号Ｆ”_Ｖ（ｋ_Ｖ）に対するＣＦＡＲ処理を実施することで目標候補を検出することができる。

組み合わせ選択部１３は、目標候補検出部１２が周波数領域の受信ビデオ信号Ｆ”_Ｖ（ｋ_Ｖ）から目標候補を検出し、ＰＲＩ内の距離−ビート周波数マップＲ_ＦＭＲ_ＰＣ（ｋ_ｈ，ｌ）から目標候補を検出すると、それらの目標候補を組み合わせる処理を実施し、複数の組み合わせの中から、正しい組み合わせを選択する処理を実施する。
以下、組み合わせ選択部１３の処理内容を具体的に説明するが、その前に、従来のレーダ装置による目標候補の組み合わせについて説明する。

従来のレーダ装置において、パルスドップラ処理の処理結果であるドップラ周波数と、１つの周波数変調帯域幅のＦＭレンジングの処理結果であるビート周波数で、目標候補の組み合わせ行う場合について説明する。
図１２は相対距離Ｒ_１、相対速度ｖ_１の目標（１）、相対距離Ｒ_２、相対速度ｖ_２の目標（２）の場合を示しており、目標（１）（２）のドップラ周波数ｆｄ，ビート周波数ｆｂを示している。
この場合、図１３に示すように、ドップラ周波数ｆｄとビート周波数ｆｂの組み合わせが２通りあり、上記の式（３）及び式（２２）の関係から速度と距離を算出することができる。
ただし、従来のレーダ装置では、２通りの組み合わせである組み合わせＡと組み合わせＢのうち、どちらの組み合わせが正しいのかを一意に決定することができない。
そのため、従来のレーダ装置では、図２１に示すように、パルスドップラ処理の処理結果であるドップラ周波数ｆｄと、２つの周波数変調帯域幅のＦＭレンジングの処理結果であるビート周波数ｆｂとを用いる必要がある。その結果、それぞれの処理の観測時間が短縮されて、検出性能が劣化する問題がある。

図１４は組み合わせ選択部１３による目標候補の組み合わせ処理を示す説明図である。
組み合わせ選択部１３は、パルスドップラ処理の処理結果であるドップラ周波数ｆｄと、１つの周波数変調帯域幅を用いるＲＧＨ処理の処理結果であるビート周波数ｆｂ及びＰＲＩ内の距離ｒ_ｐｒｉとを用いて、複数の目標候補の組み合わせ処理を行う。
ここで、ドップラ周波数ｆｄに対応する相対速度ｖと、ビート周波数ｆｂと、ＰＲＩ内の距離ｒ_ｐｒｉとの間には、下記の式（２６）に示す関係がある。

式（２６）において、Ｎ_{Ｒ，ｒｔｎ}はＰＲＩ内距離折返し数である（図１５を参照）。図１５は目標相対距離ＲとＰＲＩ内距離折返し数Ｎ_{Ｒ，ｒｔｎ}の関係を示す説明図である。

組み合わせ選択部１３は、複数の目標候補の組み合わせ処理を行うと、複数の組み合わせの中から、下記の式（２７）が示すビート周波数ｆｂの差分Ｄ_{ｉＰＤ，ｉＲＧＨ，ｎＲ，ｒｔｎ}が最小となるＰＲＩ内距離折返し数Ｎ_{Ｒ，ｒｔｎ}を算出する組み合わせを選択する（式（２８）を参照）。
式（２８）を満たすＰＲＩ内距離折返し数の候補が、目標のＰＲＩ内距離折返し数となり、ＰＲＩ内距離アンビギュィティを解くことになる。

式（２７）（２８）において、ｉ_ＰＤはパルスドップラ処理の目標候補番号、ｉ_ＲＧＨはＲＧＨ処理の目標候補番号、ｆｄ_ｉＰＤはパルスドップラ処理の目標候補番号ｉ_ＰＤのドップラ周波数、ｆｂ_ｉＲＧＨはＲＧＨ処理の目標候補番号ｉ_ＲＧＨのビート周波数、ｎ_{Ｒ，ｒｔｎ}はＰＲＩ内距離折返し数の候補、ｎ_{Ｒ，ｒｔｎ，ｍａｘ}はＰＲＩ内距離の最大折返し数、ｒ_{ｐｒｉ，ｉＲＧＨ}はＲＧＨ処理の目標候補番号ｉ_ＲＧＨのＰＲＩ内距離、｜Ｘ｜は変数Ｘの絶対値である。

図１４に示すように、目標の数が２個の場合、２通りの組み合わせが考えられ、組み合わせＡは下記の式（２９）で表され、組み合わせＢは下記の式（３０）で表される。

この組み合わせにより、式（２７）の算出結果は、図１６のようになる。

この場合、組み合わせＡに属している目標候補（１，１）のｍｉｎ（Ｄ_{１，１，ｎＲ，ｒｔｎ}）が、組み合わせＢに属している目標候補（１，２）のｍｉｎ（Ｄ_{１，２，ｎＲ，ｒｔｎ}）より小さく、かつ、組み合わせＡに属している目標候補（２，２）のｍｉｎ（Ｄ_{２，２，ｎＲ，ｒｔｎ}）が、組み合わせＢに属している目標候補（２，１）のｍｉｎ（Ｄ_{２，１，ｎＲ，ｒｔｎ}）より小さいので、組み合わせ選択部１３は、正しい組み合わせとして、組み合わせＡを選択する。
これにより、組み合わせ選択部１３は、組み合わせＡに属している目標候補（１，１），（２，２）のドップラ周波数ｆｄ、ＰＲＩ内の距離ｒ_ｐｒｉ及びＰＲＩ内距離折返し数Ｎ_{Ｒ，ｒｔｎ}を目標相対速度・相対距離算出部１４に出力する。

ここでは、組み合わせ選択部１３が、複数の組み合わせの中から、式（２７）が示すビート周波数ｆｂの差分Ｄ_{ｉＰＤ，ｉＲＧＨ，ｎｒｔｎ}が最小となる組み合わせを選択するものを示したが、ドップラ周波数ｆｄの差分を算出して、そのドップラ周波数ｆｄの差分が最小となる組み合わせを選択するようにしてもよい。

目標相対速度・相対距離算出部１４は、組み合わせ選択部１３から正しい組み合わせに属している各目標候補のドップラ周波数ｆｄ、ＰＲＩ内の距離ｒ_ｐｒｉ及びＰＲＩ内距離折返し数Ｎ_{Ｒ，ｒｔｎ}を受けると、これらを下記の式（３１）及び式（３２）に代入して、各目標候補の相対速度ｖ及び相対距離Ｒを算出する。

表示器１５は、目標相対速度・相対距離算出部１４が各目標候補の相対速度ｖ及び相対距離Ｒを算出すると、目標情報として、各目標候補の相対速度ｖ及び相対距離Ｒを画面上に表示する。

以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、パルスドップラ処理の処理期間中では、一定周波数のキャリア信号である送信周波数ｆ_０の第１の局部発振信号Ｌ_０Ｐ（ｔ）をパルス変調し、ＲＧＨ処理の処理期間中では、複数のＰＲＩに渡って周波数変調されているキャリア信号である第２の局部発振信号Ｌ_０（ｔ）をパルス変調し、パルス変調後のキャリア信号を送信ＲＦ信号として空間に放射する信号送信処理器１と、空間に放射された送信ＲＦ信号が目標に反射されて戻ってくると、その送信ＲＦ信号を受信ＲＦ信号として受信し、パルスドップラ処理の処理期間中では、第１の局部発振信号Ｌ_０Ｐ（ｔ）を用いて、その受信ＲＦ信号を受信ビデオ信号Ｓ_Ｖ（ｎ）に変換し、ＲＧＨ処理の処理期間中では、第２の局部発振信号Ｌ_０（ｔ）を用いて、その受信ＲＦ信号を受信ビート信号Ｓ（ｎ，ｍ）に変換する受信機８と、受信機８により変換された受信ビデオ信号Ｓ_Ｖ（ｎ）を周波数領域の信号に変換して、周波数領域の受信ビデオ信号Ｆ”_Ｖ（ｋ_Ｖ）を出力するとともに、受信機８により変換された受信ビート信号Ｓ（ｎ，ｍ）を周波数領域の信号に変換することで、ＰＲＩ内の距離ｒ_ｐｒｉとビート周波数ｆｂを示すＰＲＩ内の距離−ビート周波数マップＲ_ＦＭＲ_ＰＣ（ｋ_ｈ，ｌ）を生成する周波数領域変換処理部１１と、周波数領域変換処理部１１から出力された周波数領域の受信ビデオ信号Ｆ”_Ｖ（ｋ_Ｖ）から目標候補を検出するとともに、周波数領域変換処理部１１により生成されたＰＲＩ内の距離−ビート周波数マップＲ_ＦＭＲ_ＰＣ（ｋ_ｈ，ｌ）から目標候補を検出する目標候補検出部１２と、目標候補検出部１２により周波数領域の受信ビデオ信号Ｆ”_Ｖ（ｋ_Ｖ）から検出された目標候補とＰＲＩ内の距離−ビート周波数マップＲ_ＦＭＲ_ＰＣ（ｋ_ｈ，ｌ）から検出された目標候補との組み合わせの中から、各目標候補のドップラ周波数ｆｄ、ビート周波数ｆｂ及びＰＲＩ内の距離ｒ_ｐｒｉに基づいて正しい組み合わせを選択する組み合わせ選択部１３とを設け、目標相対速度・相対距離算出部１４が、組み合わせ選択部１３により選択された組み合わせに係る各目標候補のドップラ周波数ｆｄ及びＰＲＩ内の距離ｒ_ｐｒｉを用いて、各目標候補の相対速度ｖ及び相対距離Ｒを算出するように構成したので、空間に存在している複数の目標の検出性能を高めることができるとともに、測距性能を高めることができる効果を奏する。

即ち、この実施の形態１によれば、パルスドップラ処理の処理結果であるドップラ周波数ｆｄと、１つの周波数変調帯域幅を用いるＲＧＨ処理の処理結果であるビート周波数ｆｂ及びＰＲＩ内距離ｒ_ｐｒｉを用いて、複数の目標候補の組み合わせを決定することが可能であるため、それぞれの処理の観測時間を長くすることが可能になる。その結果、目標候補の検出性能が向上し、かつ、複数の目標候補の相対速度ｖ及び相対距離Ｒを精度よく算出することができる。
また、ＰＲＩ内距離アンビギュィティを解き、高分解能なＰＲＩ内距離を用いることで、高分解能な距離を算出することが可能になる。

なお、この実施の形態１では、周波数領域変換処理部１１が、受信機８により変換された受信ビデオ信号Ｓ_Ｖ（ｎ）をＦＦＴすることで、その受信ビデオ信号Ｓ_Ｖ（ｎ）を周波数領域の信号に変換するとともに、相関処理部１０から出力されたパルス圧縮信号Ｒ_Ｖ・Ｅｘ（ｎ，ｌ）をＦＦＴすることで、そのパルス圧縮信号Ｒ_Ｖ・Ｅｘ（ｎ，ｌ）を周波数領域の信号に変換するものを示したが、その受信ビデオ信号Ｓ_Ｖ（ｎ）やパルス圧縮信号Ｒ_Ｖ・Ｅｘ（ｎ，ｌ）をＦＦＴする前に、その受信ビデオ信号Ｓ_Ｖ（ｎ）やパルス圧縮信号Ｒ_Ｖ・Ｅｘ（ｎ，ｌ）に窓関数処理を実施して、クラッタの影響の低減を図るようにしてもよい。
具体的には、周波数領域変換処理部１１が、受信ビデオ信号Ｓ_Ｖ（ｎ）やパルス圧縮信号Ｒ_Ｖ・Ｅｘ（ｎ，ｌ）をＦＦＴする前に、例えば、ＰＲＩ方向にハミング窓を受信ビデオ信号Ｓ_Ｖ（ｎ）やパルス圧縮信号Ｒ_Ｖ・Ｅｘ（ｎ，ｌ）に乗算することで、クラッタのビート周波数方向のサイドローブを抑圧するようにしてもよい。
これにより、クラッタサイドローブに埋もれずに、目標候補の検出性能を高めることが可能になる。

また、周波数領域変換処理部１１が、受信ビデオ信号Ｓ_Ｖ（ｎ）やパルス圧縮信号Ｒ_Ｖ・Ｅｘ（ｎ，ｌ）に対するフィルタ処理を実施して、クラッタの影響の低減を図るようにしてもよい。
具体的には、周波数領域変換処理部１１が、レーダとメインビームクラッタの関係に基づいて、ＰＲＩ方向にメインビームクラッタを抑圧するフィルタ（ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタ、あるいは、ＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタ）を用いて、受信ビデオ信号Ｓ_Ｖ（ｎ）やパルス圧縮信号Ｒ_Ｖ・Ｅｘ（ｎ，ｌ）に対するフィルタ処理を実施するようにしてもよい。

また、この実施の形態１では、相関処理部１０が受信ビート信号Ｓ（ｎ，ｍ）と参照信号Ｅｘ（ｍ_τ）の相関処理を実施するものを示したが、その参照信号Ｅｘ（ｍ_τ）に対する窓関数処理を実施して、クラッタの影響の低減を図るようにしてもよい。
具体的には、相関処理部１０が、受信ビート信号Ｓ（ｎ，ｍ）と参照信号Ｅｘ（ｍ_τ）の相関処理を実施する前に、例えば、ＰＲＩ内距離方向にハミング窓を参照信号Ｅｘ（ｍ_τ）に乗算することで、ＰＲＩ内距離方向のサイドローブを抑圧するようにしてもよい。
これにより、クラッタサイドローブに埋もれずに、目標候補の検出性能を高めることが可能になる。

実施の形態２．
図１７はこの発明の実施の形態２によるレーダ装置を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
組み合わせ選択部２０は図１の組み合わせ選択部１３と同様に、目標候補検出部１２により周波数領域の受信ビデオ信号Ｆ”_Ｖ（ｋ_Ｖ）から検出された目標候補と、ＰＲＩ内の距離−ビート周波数マップＲ_ＦＭＲ_ＰＣ（ｋ_ｈ，ｌ）から検出された目標候補との組み合わせの中から、各目標候補のドップラ周波数ｆｄ、ビート周波数ｆｂ及びＰＲＩ内距離ｒ_ｐｒｉに基づいて正しい組み合わせを選択する処理を実施するものであるが、図１の組み合わせ選択部１３と異なり、ビート周波数ｆｂの差分の総和又はドップラ周波数ｆｄの差分の総和が最小となる組み合わせが、正しい組み合わせであるとして選択するようにしている。なお、組み合わせ選択部２０は組み合わせ選択手段を構成している。

次に動作について説明する。
ただし、組み合わせ選択部１３の代わりに、組み合わせ選択部２０が信号処理器９に実装されている点以外は、上記実施の形態１と同様であるため、組み合わせ選択部２０の処理内容だけを説明する。

図１８は組み合わせ選択部２０による組み合わせの選択結果の具体例を示す説明図である。
式（２７）が示すビート周波数の差分Ｄ_{ｉＰＤ，ｉＲＧＨ，ｎＲ，ｒｔｎ}を常に正確に算出することができれば、正しい組み合わせを選択することができるが、雑音や観測誤差等の影響で、式（２７）が示すビート周波数の差分Ｄ_{ｉＰＤ，ｉＲＧＨ，ｎＲ，ｒｔｎ}を正確に算出することができない場合がある。

本来であれば、下記のように算出される場合でも、
組み合わせＡ 組み合わせＢ
ｍｉｎ（Ｄ_{１，１，ｎＲ，ｒｔｎ}） ＜ ｍｉｎ（Ｄ_{１，２，ｎＲ，ｒｔｎ}）
ｍｉｎ（Ｄ_{２，２，ｎＲ，ｒｔｎ}） ＜ ｍｉｎ（Ｄ_{２，１，ｎＲ，ｒｔｎ}）
雑音や観測誤差等の影響で、下記のように算出されることがある（図１８を参照）。
組み合わせＡ 組み合わせＢ
ｍｉｎ（Ｄ_{１，１，ｎＲ，ｒｔｎ}） ＜ ｍｉｎ（Ｄ_{１，２，ｎＲ，ｒｔｎ}）
ｍｉｎ（Ｄ_{２，２，ｎＲ，ｒｔｎ}） ＞ ｍｉｎ（Ｄ_{２，１，ｎＲ，ｒｔｎ}）

このように算出された場合、２つの比較結果の等号の向きが異なるため、組み合わせＡ，組み合わせＢのいずれも選択することができない。
そこで、この実施の形態２の組み合わせ選択部２０では、一時的な誤差の影響を低減して、正しい組み合わせを選択できるようにするため、下記の式（３３）に示すように、式（２８）の算出結果の組み合わせ候補の総和を算出する。

そして、組み合わせ選択部２０は、上記の総和が最小となる組み合わせが、正しい組み合わせであるとして選択する。

図１８の例では、組み合わせＡに属している目標候補（１，１）のｍｉｎ（Ｄ_{１，１，ｎＲ，ｒｔｎ}）と目標候補（２，２）のｍｉｎ（Ｄ_{２，２，ｎＲ，ｒｔｎ}）の総和が、組み合わせＢに属している目標候補（１，２）のｍｉｎ（Ｄ_{１，２，ｎＲ，ｒｔｎ}）と目標候補（２，１）のｍｉｎ（Ｄ_{２，１，ｎＲ，ｒｔｎ}）の総和より小さいので、組み合わせＡが正しい組み合わせであるとして選択される。
これにより、組み合わせ選択部２０は、組み合わせＡに属している目標候補（１，１），（２，２）のドップラ周波数ｆｄ、ＰＲＩ内の距離ｒ_ｐｒｉ及びＰＲＩ内距離折返し数Ｎ_{Ｒ，ｒｔｎ}を目標相対速度・相対距離算出部１４に出力する。

ここでは、組み合わせ選択部２０が、複数の組み合わせの中から、ビート周波数ｆｂの差分の総和が最小となる組み合わせを選択するものを示したが、ドップラ周波数ｆｄの差分の総和を算出して、そのドップラ周波数ｆｄの差分の総和が最小となる組み合わせを選択するようにしてもよい。

以上で明らかなように、この実施の形態２によれば、組み合わせ選択部２０が、ビート周波数ｆｂの差分の総和又はドップラ周波数ｆｄの差分の総和が最小となる組み合わせが、正しい組み合わせであるとして選択するように構成しているので、雑音環境や観測誤差の影響が低減されて、高精度に複数の目標の相対速度と相対距離を算出することができる効果を奏する。

実施の形態３．
図１９はこの発明の実施の形態３によるレーダ装置を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
組み合わせ選択部３０は図１の組み合わせ選択部１３と同様に、目標候補検出部１２により周波数領域の受信ビデオ信号Ｆ”_Ｖ（ｋ_Ｖ）から検出された目標候補と、ＰＲＩ内の距離−ビート周波数マップＲ_ＦＭＲ_ＰＣ（ｋ_ｈ，ｌ）から検出された目標候補との組み合わせの中から、各目標候補のドップラ周波数ｆｄ、ビート周波数ｆｂ及びＰＲＩ内距離ｒ_ｐｒｉに基づいて正しい組み合わせを選択する処理を実施するものであるが、図１の組み合わせ選択部１３と異なり、目標候補検出部１２により周波数領域の受信ビデオ信号Ｆ”_Ｖ（ｋ_Ｖ）から検出された目標候補の数と、ＰＲＩ内の距離−ビート周波数マップＲ_ＦＭＲ_ＰＣ（ｋ_ｈ，ｌ）から検出された目標候補の数とが異なる場合、双方の目標候補の数を同数に設定してから全ての目標候補の組み合わせを決定し、全ての目標候補の組み合わせの中から、正しい組み合わせを選択するようにしている。なお、組み合わせ選択部３０は組み合わせ選択手段を構成している。

次に動作について説明する。
ただし、組み合わせ選択部１３の代わりに、組み合わせ選択部３０が信号処理器９に実装されている点以外は、上記実施の形態１と同様であるため、組み合わせ選択部３０の処理内容だけを説明する。

図２０はパルスドップラ処理で検出された目標候補の数とＲＧＨ処理で検出された目標候補の数が異なる場合の組み合わせ選択部３０の処理内容を示す説明図である。
図２０では、パルスドップラ処理で検出された目標候補の数が２個、ＲＧＨ処理で検出された目標候補の数が３個である例を示している。
組み合わせ選択部３０は、パルスドップラ処理で検出された目標候補の数とＲＧＨ処理で検出された目標候補の数が異なる場合、双方の目標候補の数を同数に設定する。
図２０の例では、パルスドップラ処理で検出された目標候補の数が、ＲＧＨ処理で検出された目標候補の数より１個少ないので、下記の式（３４）に示すように、ＲＧＨ処理で検出された何れかの目標候補のドップラ周波数ｆｄが、パルスドップラ処理で検出された目標候補（１）と同等であると仮定して、全ての組み合わせを決定する。
また、下記の式（３５）に示すように、ＲＧＨ処理で検出された何れかの目標候補のドップラ周波数ｆｄが、パルスドップラ処理で検出された目標候補（２）と同等であると仮定して、全ての組み合わせを決定する。

組み合わせ選択部３０は、全ての組み合わせを決定すると、図１の組み合わせ選択部１３と同様に、式（２７）及び式（２８）を算出することで、複数の組み合わせの中から、正しい組み合わせを選択する。
あるいは、図１７の組み合わせ選択部２０と同様に、式（３３）を算出することで、複数の組み合わせの中から、正しい組み合わせを選択する。

ここでは、パルスドップラ処理で検出された目標候補の数が、ＲＧＨ処理で検出された目標候補の数より１個少ない例を示したが、この例に限るものではなく、例えば、ＲＧＨ処理で検出された目標候補の数が、パルスドップラ処理で検出された目標候補の数より１個少ない場合、パルスドップラ処理で検出された何れかの目標候補のビート周波数ｆｂ及びＰＲＩ内距離ｒ_ｐｒｉが、ＲＧＨ処理で検出された目標候補（１）と同等であると仮定して、全ての組み合わせを決定する。
また、パルスドップラ処理で検出された何れかの目標候補のビート周波数ｆｂ及びＰＲＩ内距離ｒ_ｐｒｉが、ＲＧＨ処理で検出された目標候補（２）と同等であると仮定して、全ての組み合わせを決定する。

以上で明らかなように、この実施の形態３によれば、組み合わせ選択部３０が、目標候補検出部１２により周波数領域の受信ビデオ信号Ｆ”_Ｖ（ｋ_Ｖ）から検出された目標候補の数と、ＰＲＩ内の距離−ビート周波数マップＲ_ＦＭＲ_ＰＣ（ｋ_ｈ，ｌ）から検出された目標候補の数とが異なる場合、双方の目標候補の数を同数に設定してから目標候補の組み合わせを決定するように構成しているので、パルスドップラ処理で検出された目標候補の数とＲＧＨ処理で検出された目標候補の数が異なる場合でも、目標の相対速度と相対距離を算出することができる効果を奏する。

なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。

１ 信号送信処理器（送信手段）、２ 局部発振器、３ パルス変調器、４ パルス内変調信号発生器、５ 送信機、６ 送受切替器（送信手段、受信手段）、７ 空中線（送信手段、受信手段）、８ 受信機（受信手段）、９ 信号処理器、１０ 相関処理部（相関手段）、１１ 周波数領域変換処理部（周波数領域変換手段）、１２ 目標候補検出部（目標候補検出手段）、１３，２０，３０ 組み合わせ選択部（組み合わせ選択手段）、１４ 目標相対速度・相対距離算出部（相対速度・相対距離算出手段）、１５ 表示器。

Claims (11)

1. 第１の処理期間中では一定周波数のキャリア信号をパルス変調し、第２の処理期間中では複数のパルス繰り返し周期に渡って周波数変調されているキャリア信号をパルス変調し、パルス変調後のキャリア信号を送信信号として空間に放射する送信手段と、上記送信手段から空間に放射された送信信号が目標に反射されて戻ってくると、上記送信信号を受信信号として受信し、第１の処理期間中では上記一定周波数のキャリア信号を用いて、上記受信信号を受信ビデオ信号に変換し、第２の処理期間中では上記周波数変調されているキャリア信号を用いて、上記受信信号を受信ビート信号に変換する受信手段と、上記受信手段により変換された受信ビデオ信号を周波数領域の信号に変換して、周波数領域の受信ビデオ信号を出力するとともに、上記受信手段により変換された受信ビート信号を周波数領域の信号に変換することで、パルス繰り返し周期内の距離とビート周波数を示す距離−ビート周波数マップを生成する周波数領域変換手段と、上記周波数領域変換手段から出力された周波数領域の受信ビデオ信号から目標候補を検出するとともに、上記周波数領域変換手段により生成された距離−ビート周波数マップから目標候補を検出する目標候補検出手段と、上記目標候補検出手段により周波数領域の受信ビデオ信号から検出された目標候補と上記距離−ビート周波数マップから検出された目標候補との組み合わせの中から、各目標候補のドップラ周波数、ビート周波数及びパルス繰り返し周期内の距離に基づいて正しい組み合わせを選択する組み合わせ選択手段と、上記組み合わせ選択手段により選択された組み合わせに係る各目標候補のドップラ周波数及びパルス繰り返し周期内の距離を用いて、各目標候補の相対速度及び相対距離を算出する相対速度・相対距離算出手段とを備え、
   上記組み合わせ選択手段は、各目標候補のドップラ周波数、ビート周波数及びパルス繰り返し周期内の距離を用いて、各目標候補のビート周波数の差分又はドップラ周波数の差分を算出し、各目標候補のビート周波数の差分又は上記ドップラ周波数の差分が最小となる組み合わせが、正しい組み合わせであるとして選択することを特徴とするレーダ装置。
2. 第１の処理期間中では一定周波数のキャリア信号をパルス変調し、第２の処理期間中では複数のパルス繰り返し周期に渡って周波数変調されているキャリア信号をパルス変調し、パルス変調後のキャリア信号を送信信号として空間に放射する送信手段と、上記送信手段から空間に放射された送信信号が目標に反射されて戻ってくると、上記送信信号を受信信号として受信し、第１の処理期間中では上記一定周波数のキャリア信号を用いて、上記受信信号を受信ビデオ信号に変換し、第２の処理期間中では上記周波数変調されているキャリア信号を用いて、上記受信信号を受信ビート信号に変換する受信手段と、上記受信手段により変換された受信ビデオ信号を周波数領域の信号に変換して、周波数領域の受信ビデオ信号を出力するとともに、上記受信手段により変換された受信ビート信号を周波数領域の信号に変換することで、パルス繰り返し周期内の距離とビート周波数を示す距離−ビート周波数マップを生成する周波数領域変換手段と、上記周波数領域変換手段から出力された周波数領域の受信ビデオ信号から目標候補を検出するとともに、上記周波数領域変換手段により生成された距離−ビート周波数マップから目標候補を検出する目標候補検出手段と、上記目標候補検出手段により周波数領域の受信ビデオ信号から検出された目標候補と上記距離−ビート周波数マップから検出された目標候補との組み合わせの中から、各目標候補のドップラ周波数、ビート周波数及びパルス繰り返し周期内の距離に基づいて正しい組み合わせを選択する組み合わせ選択手段と、上記組み合わせ選択手段により選択された組み合わせに係る各目標候補のドップラ周波数及びパルス繰り返し周期内の距離を用いて、各目標候補の相対速度及び相対距離を算出する相対速度・相対距離算出手段とを備え、
   上記組み合わせ選択手段は、各目標候補のドップラ周波数、ビート周波数及びパルス繰り返し周期内の距離を用いて、各目標候補のビート周波数の差分又はドップラ周波数の差分を算出し、各目標候補のビート周波数の差分の総和又は上記ドップラ周波数の差分の総和が最小となる組み合わせが、正しい組み合わせであるとして選択することを特徴とするレーダ装置。
3. 上記送信手段は、パルス繰り返し周期内の距離の距離アンビギュィティが解消され、かつ、ビート周波数から算出される距離の距離分解能より、上記パルス繰り返し周期内の距離分解能が高くなるように、キャリア信号をパルス変調するためのパラメータとして、上記受信ビート信号の観測時間、上記観測時間の時間間隔での送信信号の帯域幅、上記パルス繰り返し周期及びサンプリング周波数が設定されており、上記パラメータにしたがって上記キャリア信号をパルス変調することを特徴とする請求項１または請求項２記載のレーダ装置。
4. 上記組み合わせ選択手段は、上記目標候補検出手段により周波数領域の受信ビデオ信号から検出された目標候補の数と、上記距離−ビート周波数マップから検出された目標候補の数とが異なる場合、
   上記目標候補検出手段により周波数領域の受信ビデオ信号から検出された目標候補の数が、上記距離−ビート周波数マップから検出された目標候補の数より少なければ、上記周波数領域の受信ビデオ信号から検出されたいずれかの目標候補を上記距離−ビート周波数マップから検出された複数の目標候補と対応付けることで、上記周波数領域の受信ビデオ信号から検出された目標候補と上記距離−ビート周波数マップから検出された目標候補との組み合わせを決定し、
   上記距離−ビート周波数マップから検出された目標候補の数が、上記周波数領域の受信ビデオ信号から検出された目標候補の数より少なければ、上記距離−ビート周波数マップから検出されたいずれかの目標候補を上記周波数領域の受信ビデオ信号から検出された複数の目標候補と対応付けることで、上記周波数領域の受信ビデオ信号から検出された目標候補と上記距離−ビート周波数マップから検出された目標候補との組み合わせを決定し、
   決定した全ての目標候補の組み合わせの中から、正しい組み合わせを選択することを特徴とする請求項１から請求項３のうちのいずれか１項記載のレーダ装置。
5. 上記周波数領域変換手段は、上記受信手段により変換された受信ビデオ信号又は受信ビート信号に対するフィルタ処理を実施して、クラッタの影響の低減を図ることを特徴とする請求項１から請求項４のうちのいずれか１項記載のレーダ装置。
6. 上記周波数領域変換手段は、上記受信手段により変換された受信ビデオ信号又は受信ビート信号に対する窓関数処理を実施して、クラッタの影響の低減を図ることを特徴とする請求項１から請求項４のうちのいずれか１項記載のレーダ装置。
7. 上記周波数領域変換手段は、上記受信手段により変換された受信ビデオ信号に係るパルス数よりも大きい点数で、上記受信ビデオ信号を周波数領域の信号に変換することを特徴とする請求項１から請求項６のうちのいずれか１項記載のレーダ装置。
8. 上記周波数領域変換手段は、上記受信手段により変換された受信ビート信号に係るパルス数よりも大きい点数で、上記受信ビート信号を周波数領域の信号に変換することを特徴とする請求項１から請求項７のうちのいずれか１項記載のレーダ装置。
9. 上記送信手段がパルス変調後のキャリア信号をパルス内変調し、パルス内変調後のキャリア信号を送信信号として空間に放射する場合、
   上記受信手段により変換された受信ビート信号と上記送信信号のパルス内変調成分に相当する参照信号との相関処理を行う相関手段が設けられていることを特徴とする請求項１から請求項８のうちのいずれか１項記載のレーダ装置。
10. 上記相関手段は、相関時に窓関数処理を実施して、クラッタの影響の低減を図ることを特徴とする請求項９記載のレーダ装置。
11. 上記相関手段は、上記受信手段により変換された受信ビート信号及び上記参照信号を周波数領域の信号に変換して、周波数領域の受信ビート信号と周波数領域の参照信号との相関処理を実施し、相関処理後の信号のサンプリング数よりも大きい点数で、その相関処理結果を時間領域の信号に変換することを特徴とする請求項９記載のレーダ装置。

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