JP5678809B2 - レーダ装置 - Google Patents

Description

この発明は、合成帯域処理を用いたレーダ装置に関するものである。

従来、レーダの主諸元の１つである距離分解能を向上させる方法の１つとして合成帯域処理が知られている。合成帯域処理は、パルス毎に周波数をステップ状に変化させてパルス信号を送信し、パルス繰り返し周期内の受信信号のダウンコンバートをパルス信号と同じ周波数で行ってビデオ信号を求め、そのビデオ信号を逆フーリエ変換することにより、距離分解能を高分解能化する方法である（例えば、非特許文献１）。

Donald R.Wehner著, "High-Resolution Radar", Artech House, Second Edition, Chapter 5, "Synthetic High-Range-Resolution Radar", 第197頁〜第237頁, September 1994

しかしながら、非特許文献１に開示されている合成帯域処理を用いた従来のレーダ装置においては、後述するように、ステップ周波数をパルス信号帯域より大きくすると、曖昧なく距離計測を行うことができないという問題点があった。ひいては、全パルスを送信する時間に制限がある場合、パルス数が制限されることになり、距離分解能が制限されるという問題点もあった。

この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、ステップ周波数をパルス信号帯域より大きくした場合においても、曖昧なく距離計測可能なレーダ装置を提供することを目的としている。

この発明に係るレーダ装置は、ステップ周波数ずつ周波数が異なる受信パルス信号に基づく合成帯域処理により距離計測を行うレーダ装置であって、前記ステップ周波数よりも小さい周波数帯域を有する前記受信パルス信号のスペクトルの帯域外の成分を強調することによって、前記受信パルス信号の信号帯域を前記ステップ周波数以上の周波数帯域に広げる帯域外成分強調フィルタ処理を行うフィルタ処理器を備えたことを特徴とする。

この発明は、レーダ装置において、ステップ周波数をパルス信号帯域より大きくしても、曖昧なく距離計測可能とすることができる。

この発明の実施の形態１によるレーダ装置を説明するための説明図 この発明の実施の形態１によるレーダ装置を説明するための説明図 この発明の実施の形態１によるレーダ装置を説明するための説明図 この発明の実施の形態１によるレーダ装置を示す構成図 この発明の実施の形態１によるレーダ装置を説明するための説明図 この発明の実施の形態１によるレーダ装置を説明するための説明図 この発明の実施の形態１によるレーダ装置を説明するための説明図 この発明の実施の形態１によるレーダ装置を説明するための説明図 この発明の実施の形態２によるレーダ装置を示す構成図 この発明の実施の形態２によるレーダ装置を説明するための説明図 この発明の実施の形態２によるレーダ装置を説明するための説明図 この発明の実施の形態３によるレーダ装置を示す構成図 この発明の実施の形態３によるレーダ装置を説明するための説明図 この発明の実施の形態３によるレーダ装置を説明するための説明図 この発明の実施の形態４によるレーダ装置を示す構成図 この発明の実施の形態４によるレーダ装置を説明するための説明図 この発明の実施の形態４によるレーダ装置を示す構成図 この発明の実施の形態５によるレーダ装置を示す構成図 この発明の実施の形態６によるレーダ装置を示す構成図

実施の形態１．
まず、［発明が解決しようとする課題］欄の記載に関する詳細な説明も含めて、この発明の実施の形態１によるレーダ装置においても用いる合成帯域処理の原理について説明する。光速をc、目標の距離をr、目標信号の振幅を1、パルス数をN、パルス番号をn = 0,1,・・・,N-1とし、送信最小周波数をf₀、n番目のパルスの周波数をf_n = f₀ + nΔfとすると、目標信号が存在するレンジビンにおける受信ビデオ信号は式（１）で表される。

式（１）に逆フーリエ変換を行い、式（２）が得られる。

式（２）が最大値をとるときの整数kをk_Pとおくと、k_Pは、式（３）で表される。

よって、目標距離は、式（４）で求めることができる。

さらに、距離分解能は、式（５）で表される。

つまり距離分解能Δrは全送信帯域ΔfNで決定され、ΔfまたはNを大きくするほど、高分解能化が可能となる。また、曖昧なく距離計測可能な範囲は、式（６）となる。

図１に合成帯域処理の原理図を示す。従来のパルスレーダでは、パルス幅をTとした場合、パルス幅Tの間隔で受信信号をサンプリングする。また、パルス信号の信号帯域は、1/Tで表される。そのため、従来のレーダ装置のように、この信号帯域1/Tのまま受信ビデオ信号に帯域合成、すなわち式（２）の逆フーリエ変換を行う場合、曖昧なく距離計測するためには、パルス幅に相当する距離cT/2が、曖昧なく距離計測可能な距離r_max以下であれば良く、図２（ａ）に示すように、式（７）を満足すれば良い。

このように、従来の合成帯域処理を行うと、曖昧なく距離計測可能な範囲は式（７）で決定されるため、図２（ｂ）に示すように、ステップ周波数Δfがパルス信号帯域1/Tより大きい場合、目標距離と異なる計測距離を求めることになる。すなわち、曖昧なく距離計測可能な範囲を超えると、原点に戻って計測距離を示す、いわゆる距離折り返しが生じ、正しく距離計測ができない欠点を有する。ひいては、図３に示すように、全パルスを送信する時間である全パルス送信時間に制限があるとパルス数Nが制限され、曖昧なく距離計測するためステップ周波数Δfが制限され、すなわちNΔfが制限されることから、式（５）で表される距離分解能が制限されることになる。

これに対し、この発明の実施の形態１によるレーダ装置は、帯域外成分強調フィルタ処理としてのウィーナーフィルタ処理を合成帯域処理前に行うフィルタ処理器を設けることにより、ステップ周波数をパルス信号帯域より大きくした場合においても、曖昧なく距離計測可能とするものである。

図４は、この発明の実施の形態１によるレーダ装置を示す構成図である。なお、各図において、同一符号は同一または相当部分を示す。図４において、１は任意周波数発振器、２は基準中間周波数信号発振器、３ａ、３ｂは周波数変換機、４は送信機、５は送受切替器、６はアンテナ、７は増幅器、８は分配器、９ａ、９ｂは位相検波器、１０は９０度ハイブリッド器、１１ａ、１１ｂはフィルタ処理器Ａ、１２ａ、１２ｂはＡ／Ｄ変換器、１３はフィルタ処理器Ｂ、１４は合成帯域処理器、１５は包絡線検波器、１６は追尾処理器、２１はビデオ信号保存装置である。

次に動作について説明する。図４において、任意周波数発振器１は、パルス繰り返し周期T_PRIを設定するとともに、パルス繰り返し周期T_PRI毎に送信周波数が任意の周波数で変化するN個の周波数を繰り返し設定し発振する。但し、パルス繰り返し周期T_PRI毎に発振した周波数を低い順から並べた場合、隣接周波数の周波数差は所定の周波数間隔Δfの整数倍、すなわちN_o倍となるようにする。ここでは図５に示すようにパルス毎にステップ周波数N_oΔfずつ高く設定する。なお、図５はN_o＝２の場合に相当する。任意周波数発振器１が発振した信号は周波数変換機３ａ、３ｂに送られる。

基準中間周波数信号発振器２は、基準中間周波数信号を発振し、周波数変換機３ａと９０度ハイブリッド器１０に送る。

周波数変換機３ａは、任意周波数発振器１で発振された信号の周波数と、基準中間周波数信号発振器２で発振された基準中間周波数信号の周波数との和の周波数の送信キャリア信号を生成し、送信機４に送る。

送信機４は、周波数変換機３ａからの信号を所定のパルス幅Tにパルス化してパルス信号として生成し、その電力を増幅し、送受切替器５に送る。以後、送信機４で生成される周波数シーケンスを、送信周波数シーケンスと称する。

送受切替器５は、送信機４からのパルス信号をアンテナ６に送信した後、送受を切り替える。目標からの反射信号は、アンテナ６で受信された後、周波数変換機３ｂに送られる。周波数変換機３ｂは、反射信号を、その周波数と任意周波数発振器１で発振された信号の周波数との差の周波数にＩＦ（Intermediate Frequency）信号として変換し、増幅器７に送る。増幅器７は、周波数変換機３ｂからのＩＦ信号の電力を増幅し、分配器８に送る。

分配器８は、増幅器７からの増幅ＩＦ信号を２つの信号に分け、それぞれ位相検波器９ａ、９ｂに送る。

一方、９０度ハイブリッド器１０は、基準中間周波数信号発振器２からの基準中間周波数信号を、９０度の位相差を持った２つの信号に分離し、位相検波器９ａ、９ｂに出力する。位相検波器９ａ、９ｂは、分配器８からの入力信号および９０度ハイブリッド器１０からの入力信号から、ＩＦ信号の周波数と基準中間周波数信号の周波数との差の周波数をもち、互いに９０度の位相差をもつＩ成分のビデオ信号、Ｑ成分のビデオ信号（以下、Ｉ、Ｑビデオ信号と称する）を生成する。

この生成されたＩ、Ｑビデオ信号は、フィルタ処理器Ａ１１ａ、１１ｂにそれぞれ送られ、フィルタ処理を受ける。フィルタ処理器Ａ１１ａ、１１ｂは、送信機４で生成されたパルス信号の帯域1/TのN_o倍の周波数以下の成分を通過させる低域通過フィルタである。このフィルタ処理器Ａ１１ａ、１１ｂのフィルタ特性と目標信号スペクトルの関係を図６に示す。

通常のパルスレーダでは、Ａ／Ｄ変換器のサンプリングレートはパルス幅T相当であるが、この発明の実施の形態１ではN_o倍オーバーサンプリングを行う。すなわち、フィルタ処理器Ａ１１ａ、１１ｂでフィルタ処理を受けたＩ、Ｑビデオ信号は、サンプリング周波数がN_o/TのＡ／Ｄ変換器１２ａ、１２ｂに入力され、レンジビン毎にディジタルＩ、Ｑビデオ信号に変換される。以後ディジタルＩ、Ｑビデオ信号をまとめてビデオ信号と称する。

Ａ／Ｄ変換器１２ａ、１２ｂからのビデオ信号は、ビデオ信号保存装置２１に入力され保存される。その後、ビデオ信号保存装置２１からの受信パルス信号としてのビデオ信号は、フィルタ処理器Ｂ１３に入力される。

フィルタ処理器Ｂ１３は、ビデオ信号のスペクトルのサイドローブ等の帯域外の成分を強調し、等価的に信号帯域を広げる働きを有するディジタル信号処理フィルタである。このような働きをするフィルタとして、例えばウィーナーフィルタがある。なお、フィルタ処理器Ｂ１３の構成は、これに限られるものではなく、要するに、ビデオ信号のスペクトルのサイドローブ等の帯域外の成分を強調し、等価的に信号帯域を広げる働きを有するものであれば、どのようなフィルタでも良い。

パルス信号のスペクトルをS(f)と定義する。ウィーナーフィルタとしてのフィルタ処理器Ｂ１３の周波数特性W(f)は式（８）で表される。

式（８）において、Ｋは規格化定数、ηは０〜１の値をとる変数、S^*(f)はS(f)の複素共役である。式（８）で表されるフィルタはウィーナーフィルタと称され、η= ０のとき、信号対雑音比（ＳＮＲ）を最大にする整合フィルタとなり、η= １のとき、逆フィルタとなる。

図７に、変数η= １の場合について、（ａ）目標信号スペクトル、（ｂ）ウィーナーフィルタ特性（この場合、逆フィルタに相当する）、（ｃ）ウィーナーフィルタ処理後の目標信号スペクトルを示す。なお、図７はN_o = ２の場合に相当する。帯域外成分強調フィルタ処理としてのウィーナーフィルタ処理は、目標信号帯域外の成分を強調する働きを有する。そのため、パルス信号の帯域は1/Tであるが、ウィーナーフィルタ処理により等価的に信号帯域をN_o倍に広くすることができ、時間領域においてパルス幅を等価的に1/N_o倍に狭くすることが可能である。

すなわち、図８（ａ）に示すように、ウィーナーフィルタ処理前では、合成帯域処理において曖昧なく距離計測可能な範囲とパルス幅Tが一致しないのに対し、図８（ｂ）に示すように、ウィーナーフィルタ処理後には、合成帯域処理において曖昧なく距離計測可能な範囲とパルス幅T/N_oが一致し、曖昧なく距離計測することが可能となる。このようなウィーナーフィルタ処理が行われたビデオ信号は、合成帯域処理器１４に出力される。

合成帯域処理器１４は、フィルタ処理器Ｂ１３でウィーナーフィルタ処理が行われたビデオ信号に対し、ΔfをN_oΔfに置き換えた式（２）に基づいて、レンジビン毎に逆フーリエ変換を行い、すなわち合成帯域処理を行う。その出力を包絡線検波器１５に出力する。

包絡線検波器１５は、目標信号を検出する検出処理を行い、追尾処理器１６は、追尾処理を行う。包絡線検波器１５で行われる検出処理は、例えばＣＦＡＲ（Constant False Alarm Rate）に基づく検出処理である。なお、ＣＦＡＲは、入力信号に対する信号検出のための閾値を決定し、誤警報確率を一定に保って目標検出を行うものである。そして、包絡線検波器１５は、検出した目標信号に対し、ΔfをN_oΔfに置き換えた式（４）に基づいて目標距離を求め、すなわち距離計測を行う。また、追尾処理器１６で行われる追尾処理は、例えばカルマンフィルタを用いた追尾処理である。

この発明の実施の形態１によるレーダ装置においては、このようにステップ周波数が高く、従来の合成帯域処理では距離計測結果に曖昧性が生じるような場合でも、上述のウィーナーフィルタ処理を用いることにより曖昧なく距離計測を行うことが可能となるという作用効果を奏する。ひいては、全パルスを送信する時間に制限がある場合においても、ステップ周波数を高く設定することが可能となるため、距離分解能が向上するという作用効果を奏する。なお、ステップ周波数をパルス信号帯域以下としたとき、曖昧なく距離計測を行えることは言うまでもなく、要するに、曖昧なく距離計測を行うことができる計測条件が拡大可能という作用効果を奏するのである。

また、上述の実施の形態１によるレーダ装置では、式（８）の変数η= １の場合の実施例について説明したが、これに限られるものではなく、０＜η≦１においてビデオ信号スペクトルのサイドローブ等の帯域外の成分を強調し、等価的に信号帯域を広げる働きを有し、同様の作用効果を奏する。また、上述の実施の形態１によるレーダ装置は、式（８）の変数η= ０と設定することで、ウィーナーフィルタが整合フィルタとなり、通常の合成帯域処理を用いるパルスレーダとして機能させることも可能である。また、上述の実施の形態１によるレーダ装置は、パルス数Nを１とすることで、すなわち合成帯域数を１とすることで、通常のパルスレーダとして機能させることももちろん可能である。

実施の形態２．
この発明の実施の形態２によるレーダ装置は、実施の形態１の変形例であり、ウィーナーフィルタ処理を行った後に、ヌル点内挿処理を行うようにするものである。

図９は、この発明の実施の形態２によるレーダ装置を示す構成図である。なお、各図において、同一符号は同一または相当部分を示す。図９において、フィルタ処理器Ｂ１３と合成帯域処理器１４との間に、ヌル点内挿処理器１７を配置するようにした構成を除き、図４に示した実施の形態１によるレーダ装置と同様の構成であり、その同様の構成と、それによる同様の動作については説明を省略する。

次に動作について説明する。図１０は、N_o = ４の場合の（ａ）目標信号スペクトル、（ｂ）ウィーナーフィルタ特性（η = １）、（ｃ）ウィーナーフィルタ処理後の目標信号スペクトルを示す模式図である。図１０に示すように、フィルタ処理器Ｂ１３におけるウィーナーフィルタ処理によれば、周波数領域において目標信号のサイドローブ成分等が強調されるが、目標信号スペクトルが０の値をとるヌル点は強調されない。そのため、ウィーナーフィルタ処理後の時間領域での目標信号には不要ピークが生じる場合がある。このため、ヌル点内挿処理器１７は、ウィーナーフィルタ処理が行われたビデオ信号の周波数領域におけるヌル点の影響を低減し不要ピークを抑圧する処理を行う。このようなヌル点の影響を低減し不要ピークを抑圧する処理として、ヌル点内挿処理器１７は、例えば以下のヌル点内挿処理を行う。

周波数領域におけるウィーナーフィルタ処理後のビデオ信号をD[k]、ヌル点に相当するkをk_nと定義する。但し、kは整数である。k_nは、パルス信号の周波数スペクトルより既知である。ヌル点の前後のデータを用い内挿処理を行い、D[k_n]を推定する。D'[k_n]をD[k_n]の推定値と定義すると、ヌル点内挿処理器１７によるヌル点内挿処理では、例えば、前後のデータを用いて式（９）によりD'[k_n]を求める。

あるいは、式（１０）によりD'[k_n]を求めても良い。

図１１に示すように、ヌル点内挿処理器１７は、上述のように求めた白抜き丸で示すD'[k_n]を、黒丸で示すD[k_n]に代入し、ウィーナーフィルタ処理およびヌル点内挿処理が行われたビデオ信号を、合成帯域処理器１４に出力する。

この発明の実施の形態２によるレーダ装置においては、このようにステップ周波数が高く、従来の合成帯域処理では距離計測結果に曖昧性が生じるような場合でも、実施の形態１と同様のウィーナーフィルタ処理を用いることにより曖昧なく距離計測を行うことが可能となるという作用効果を奏する。ひいては、全パルスを送信する時間に制限がある場合においても、ステップ周波数を高く設定することが可能となるため、距離分解能が向上する。また、実施の形態２のヌル点内挿処理を用いることによりスペクトルのヌル点の影響による不要ピークを抑圧することが可能となるという作用効果も奏する。

実施の形態３．
この発明の実施の形態３によるレーダ装置は、実施の形態１の変形例であり、ウィーナーフィルタ処理を行う前に、０詰め処理を行うようにするものである。

図１２は、この発明の実施の形態３によるレーダ装置を示す構成図である。なお、各図において、同一符号は同一または相当部分を示す。図１２において、ビデオ信号保存装置２１とフィルタ処理器Ｂ１３との間に、０詰め処理器１８を配置するようにした構成を除き、図４に示した実施の形態１によるレーダ装置と同様の構成であり、その同様の構成と、それによる同様の動作については説明を省略する。

次に動作について説明する。図１３、１４は、N_o = ４の場合の０詰め処理前後の（ａ）パルス信号（時間領域）、（ｂ）パルス信号（周波数領域）を示す模式図である。０詰め処理器１８は、パルス繰り返し周期T_PRI毎にビデオ信号の後ろに０を詰める処理を行う。Ａ／Ｄ変換機１２ａ、１２ｂのサンプリング周波数はN_o/Tである。そのため、パルス繰返し周期T_PRI内にサンプル点はN_oT_PRI/T個存在する。パルス繰り返し周期T_PRI内のビデオ信号を離散フーリエ変換した場合、全サンプル点中スペクトルのヌル点はN_o個であるため、図１３に示すように、全サンプル点N_oT_PRI/T個中ヌル点の割合は、T/T_PRIで表され、図１３の場合は1/3である。

図１４に示すように、黒丸で示すパルス繰り返し周期T_PRI内のビデオ信号の後ろに、白抜き丸で示すN_zero個の０を詰める。但し、図１４ではN_zero = N_oT_PRI/T = 12個である。このようにすることで、パルス繰返し周期T_PRI内にサンプル点はN_zero + N_oT_PRI/T個となる。パルス繰り返し周期T_PRI内のビデオ信号を離散フーリエ変換した場合、全サンプル点中スペクトルのヌル点はN_o個のままであるため、図１４に示すように、全サンプル点N_zero + N_oT_PRI/T個中ヌル点の割合は、N_oT/（TN_zero + N_oT_PRI）で表され、図１４の場合は1/6となり、スペクトルのヌル点の割合が小さくなる。このため、ヌル点の影響を低減し不要ピークを抑圧することができる。

この発明の実施の形態３によるレーダ装置においては、このようにステップ周波数が高く、従来の合成帯域処理では距離計測結果に曖昧性が生じるような場合でも、実施の形態１と同様のウィーナーフィルタ処理を用いることにより曖昧なく距離計測を行うことが可能となるという作用効果を奏する。ひいては、全パルスを送信する時間に制限がある場合においても、ステップ周波数を高く設定することが可能となるため、距離分解能が向上する。また、実施の形態３の０詰め処理を用いることによりスペクトルのヌル点の影響による不要ピークを抑圧することが可能となるという作用効果も奏する。

実施の形態４．
この発明の実施の形態４によるレーダ装置は、実施の形態１の変形例であり、ウィーナーフィルタ処理を行う前に、周波数シフト処理を行うようにするものである。

図１５は、この発明の実施の形態４によるレーダ装置を示す構成図である。なお、各図において、同一符号は同一または相当部分を示す。図１５において、ビデオ信号保存装置２１とフィルタ処理器Ｂ１３との間に、周波数シフト処理器１９を配置するようにした構成を除き、図４に示した実施の形態１によるレーダ装置と同様の構成であり、その同様の構成と、それによる同様の動作については説明を省略する。

次に動作について説明する。図１６は、（ａ）周波数シフト前のパルス信号（時間領域）、（ｂ）周波数シフト後のパルス信号（周波数領域）を示す模式図である。図１６において、周波数シフト処理器１９は、ビデオ信号の周波数を変換し、周波数領域でのスペクトルのヌル点の位置をずらす処理を行う。nパルス目のパルス繰返し周期T_PRI内のビデオ信号をv_n[i]と定義する。但しiはレンジビン番号でありi=0,1,・・・, N_oT_PRI/T-1である。周波数シフト量をN_shiftとすると、周波数変換は式（１１）で表される。

ここで、シフト量N_shiftは、例えば、周波数領域のサンプル点間隔の半分に相当するT/2N_oT_PRIの整数倍に設定する。なお、T/2N_oT_PRIはパルス繰返し周期T_PRIの逆数の半分に相当する。図１６の例では、T/2N_oT_PRIの１倍に相当する。

次に、フィルタ処理器Ｂ１３は、ウィーナーフィルタ処理が行われる。ただし、周波数シフト処理器１９において、周波数シフトした分をウィーナーフィルタに考慮したフィルタ処理が行われる。

この発明の実施の形態４によるレーダ装置においては、このようにステップ周波数が高く、従来の合成帯域処理では距離計測結果に曖昧性が生じるような場合でも、実施の形態１と同様のウィーナーフィルタ処理を用いることにより曖昧なく距離計測を行うことが可能となるという作用効果を奏する。ひいては、全パルスを送信する時間に制限がある場合においても、ステップ周波数を高く設定することが可能となるため、距離分解能が向上する。また、実施の形態４の周波数シフト処理を用い、サンプル点をヌル点からずらすことにより、スペクトルのヌル点の影響による不要ピークを抑圧することが可能となるという作用効果も奏する。

なお、実施の形態２で説明したヌル点内挿処理器１７、実施の形態３で説明した０詰め処理器１８、実施の形態４で説明した周波数シフト処理器１９を図１７（ａ）〜（ｄ）に示すように構成し、スペクトルのヌル点の影響を低減することもできる。なお、図１７は、図４に示した実施の形態１におけるビデオ信号保存装置２１以降の構成を示している。また、図１７において、（ａ）は、０詰め処理器１８と周波数シフト処理器１９を併用した場合、（ｂ）は０詰め処理器１８とヌル点内挿処理器１７を併用した場合、（ｃ）はヌル点内挿処理器１７と周波数シフト処理器１９を併用した場合、（ｄ）はヌル点内挿処理器１７、０詰め処理器１８、周波数シフト処理器１９を併用した場合を示している。なお、図１７の（ａ）と（ｄ）における０詰め処理器１８と周波数シフト処理器１９の順番は逆でも可能である。これにより、スペクトルのヌル点の影響による不要ピークを抑圧することが可能となるという作用効果を奏する。

実施の形態５．
この発明の実施の形態５によるレーダ装置は、実施の形態１の変形例であり、フィルタパラメータ演算処理によるフィルタパラメータを用いてウィーナーフィルタ処理を行うようにするものである。

図１８は、この発明の実施の形態５によるレーダ装置を示す構成図である。なお、各図において、同一符号は同一または相当部分を示す。図１８において、フィルタ処理器Ｂ１３に接続するようにフィルタパラメータ演算処理器２０を追加した構成を除き、図４に示した実施の形態１によるレーダ装置と同様の構成であり、その同様の構成と、それによる同様の動作については説明を省略する。

次に動作について説明する。レーダにおいて、目標以外からの反射信号、例えば海面からの反射信号をクラッタと呼び、その強度は距離分解能に逆比例する。つまり、距離分解能が高いほどクラッタ強度は低くなる。

ウィーナーフィルタは、フィルタパラメータη=０のとき、ＳＮＲが最大になる整合フィルタとなる。しかし、上述の［発明が解決しようとする課題］欄の記載に関する詳細な説明で述べたように、ステップ周波数Δfがパルス信号帯域より高い場合、距離折り返しが生じるため、信号対クラッタ電力比（ＳＣＲ）は改善しない。一方、フィルタパラメータη=１のとき、距離折り返し無く距離分解能が向上するためＳＣＲが改善するが、整合フィルタに比べてＳＮＲが劣化する。

レーダの検出性能は、信号対雑音クラッタ電力比（ＳＮＣＲ）で決定される。そのため、フィルタパラメータ演算処理器２０は、ＳＮＣＲを最大にするフィルタパラメータη_optを求め、この求めたη_optをフィルタ処理器Ｂ１３に出力する。フィルタ処理器Ｂ１３では、η_optを式（８）のηとして用いてウィーナーフィルタ処理を行う。以後、η_optの求め方について説明する。

１パルスあたりの信号電力をS_P、雑音電力をN_P、クラッタ電力をC_Pと定義する。Nパルスを用いた合成帯域処理後の信号電力はN²S_P、雑音電力はNN_P、クラッタ電力はN²C_Pとなるため、ＳＮＣＲはNS_P/(N_P + NC_P)となる。また、ウィーナーフィルタのフィルタパラメータηによる雑音電力の増加を表わす関数をg(η)、クラッタ電力の減少を表す関数をh(η)と定義すると、ウィーナーフィルタ処理を適用した後のＳＮＣＲは、式（１２）で表される。

式（１２）は相加相乗平均の関係式より式（１３）を満たす。

等号成立条件は、式（１４）である。

x(η) = g(η)/h(η)、x^-1(η)をx(η)の逆関数と定義すると、η_optは式（１５）で表される。

x(η)はウィーナーフィルタ特性の式（８）およびオーバーサンプリング数N_ｏから求めることができる。また、式（１５）中のNC_P/N_Pは従来の合成帯域処理後のクラッタ対雑音電力比（ＣＮＲ）である。このＣＮＲは事前に計測することが可能であり、η_optを求めてＳＮＣＲを最大にすることが可能となる。

この発明の実施の形態５によるレーダ装置においては、このようにステップ周波数が高く、従来の合成帯域処理では距離計測結果に曖昧性が生じるような場合でも、実施の形態１と同様のウィーナーフィルタ処理を用いることにより曖昧なく距離計測を行うことが可能となるという作用効果を奏する。ひいては、全パルスを送信する時間に制限がある場合においても、ステップ周波数を高く設定することが可能となるため、距離分解能が向上する。また、実施の形態５のフィルタパラメータ演算処理を用いることにより信号対雑音クラッタ電力比を最大にすることができるという作用効果も奏する。
用効果を奏する。

なお、フィルタパラメータ演算処理器２０は、実施の形態２〜４の構成に追加し、フィルタパラメータ演算処理器２０の出力であるη_optを、実施の形態２〜４のフィルタ処理器Ｂ１３に出力するようにしても良い。

また、上述の実施の形態５によるレーダ装置においては、フィルタパラメータ演算処理器２０がＳＮＣＲを最大にするフィルタパラメータを求めるようにしたので、ＳＮＣＲの改善効果を最大に高めることができ、好適であるものの、これに限られるものではなく、フィルタパラメータ演算処理器２０がＳＮＣＲを実使用上望ましい所定の値以上にするフィルタパラメータを求めるようにしても良く、同様の作用効果を奏する。

実施の形態６．
この発明の実施の形態６によるレーダ装置は、実施の形態５の変形例であり、雑音・クラッタ電力推定処理およびフィルタパラメータ演算処理によるフィルタパラメータを用いてウィーナーフィルタ処理を行うようにするものである。

図１９は、この発明の実施の形態６によるレーダ装置を示す構成図である。なお、各図において、同一符号は同一または相当部分を示す。図１９において、合成帯域処理器１４、包絡線検波器１５、フィルタパラメータ演算処理器２０に接続するように雑音・クラッタ電力推定処理器２１を追加した構成を除き、図１８に示した実施の形態５によるレーダ装置と同様の構成であり、その同様の構成と、それによる同様の動作については説明を省略する。

次に動作について説明する。フィルタパラメータ演算処理器２０において、ＣＮＲを適宜観測し、最適フィルタパラメータη_optを適応的に決定するようにしてもよい。例えば、図１９に示す雑音・クラッタ電力推定処理器２２において、合成帯域処理器１４の処理結果から雑音電力、クラッタ電力を推定し、ＣＮＲをフィルタパラメータ演算処理器２０に出力する。

雑音電力を求める際、雑音・クラッタ電力推定処理器２２は、送信機４の出力を止めた状態で、合成帯域処理器１４の処理結果から雑音電力を求める。あるいは、雑音電力は、受信機雑音指数、ボルツマン定数、受信機温度、フィルタ帯域の積で決定されるので、受信機雑音指数、ボルツマン定数、受信機温度、フィルタ帯域の積から求めるようにしても良い。

クラッタ電力を推定する際、雑音・クラッタ電力推定処理器２２は、電波照射方向に目標が存在しない場合に合成帯域処理器１４の処理結果からクラッタ電力を推定する。あるいは、包絡線検波器１５で検出された目標を合成帯域処理器１４の処理結果から除いたデータからクラッタ電力を推定するようにしても良い。

この発明の実施の形態６によるレーダ装置においては、このようにステップ周波数が高く、従来の合成帯域処理では距離計測結果に曖昧性が生じるような場合でも、実施の形態１と同様のウィーナーフィルタ処理を用いることにより曖昧なく距離計測を行うことが可能となるという作用効果を奏する。ひいては、全パルスを送信する時間に制限がある場合においても、ステップ周波数を高く設定することが可能となるため、距離分解能が向上する。また、実施の形態６の雑音・クラッタ電力推定処理およびフィルタパラメータ演算処理を用いることにより信号対雑音クラッタ電力比を最大にすることができるという作用効果も奏する。

なお、フィルタパラメータ演算処理器２０および雑音・クラッタ電力推定処理器２２は、実施の形態２〜４の構成に追加し、雑音・クラッタ電力推定処理器２２の出力であるＣＮＲを、実施の形態２〜４の構成に追加したフィルタパラメータ演算処理器２０に出力するようにしても良い。

また、上述の実施の形態５、６によるレーダ装置において、距離計測条件に応じて、フィルタパラメータ演算処理器２０が式（８）の変数ηを０≦η≦１の範囲で可変させ、フィルタ処理器Ｂ１３に出力し設定するようにすることも可能である。例えば、クラッタ電力は十分に小さく距離分解能は要求されずＳＮＲを最大にしたい距離計測条件ではη＝０と設定し、クラッタ電力は十分に小さく距離分解能を最大にしたい距離計測条件ではη＝１と設定し、ＳＮＣＲを最大にしたい距離計測条件ではη＝η_optと設定し、あるいは、距離分解能、ＳＮＲおよび／またはＳＮＣＲ等に応じて０≦η≦１の範囲内で設定するようにしても良い。これにより、例えば計測環境の変化に適応して、好適なレーダの諸元を柔軟に実現することができるという作用効果を奏する。このとき、パルス数Nを１とすることで、すなわち合成帯域数を１とすることで、通常のパルスレーダとして機能させることももちろん可能である。

１ 任意周波数発振器
２ 基準中間周波数信号発振器
３ａ、３ｂ 周波数変換機
４ 送信機
５ 送受切替器
６ アンテナ
７ 増幅器
８ 分配器
９ａ、９ｂ 位相検波器
１０ ９０度ハイブリッド器
１１ａ、１１ｂ フィルタ処理器Ａ
１２ａ、１２ｂ Ａ／Ｄ変換器
１３ フィルタ処理器Ｂ
１４ 合成帯域処理器
１５ 包絡線検波器
１６ 追尾処理器
１７ ヌル点内挿処理器
１８ ０詰め処理器
１９ 周波数シフト処理器
２０ フィルタパラメータ演算処理器
２１ ビデオ信号保存装置
２２ 雑音・クラッタ電力推定処理器

Claims (9)

1. ステップ周波数ずつ周波数が異なる受信パルス信号に基づく合成帯域処理により距離計測を行うレーダ装置であって、
   前記ステップ周波数よりも小さい周波数帯域を有する前記受信パルス信号のスペクトルの帯域外の成分を強調することによって、前記受信パルス信号の信号帯域を前記ステップ周波数以上の周波数帯域に広げる帯域外成分強調フィルタ処理を行うフィルタ処理器
   を備えたことを特徴とするレーダ装置。
2. 前記受信パルス信号のもつ周波数帯域に対応するサンプリングレートの２以上の整数倍のサンプリングレートで前記受信パルス信号をオーバサンプリングするＡ／Ｄ変換器を備えた
   ことを特徴とする請求項１に記載のレーダ装置。
3. Ｗ（ｆ）を前記帯域外成分強調フィルタ処理の周波数特性とし、Ｓ（ｆ）を前記受信パルス信号のスペクトルとし、Ｋを規格化定数とし、ηをフィルタパラメータとし、Ｓ＊（ｆ）をＳ（ｆ）の複素共役とするとき、
   Ｗ（ｆ） ＝ Ｋ・Ｓ＊（ｆ）／{（１−η）＋η・｜Ｓ（ｆ）｜２}、０＜η≦１
   で表されることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のレーダ装置。
4. 前記帯域外成分強調フィルタ処理が行われた前記受信パルス信号のスペクトルのヌル点を前後のデータから内挿するヌル点内挿処理を行うヌル点内挿処理器と、
   を備えたことを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれか１項に記載のレーダ装置。
5. 前記帯域外成分強調フィルタ処理が行われる前記受信パルス信号の後ろに０を詰める０詰め処理を行う０詰め処理器と、
   を備えたことを特徴とする請求項１〜請求項４のいずれか１項に記載のレーダ装置。
6. 前記帯域外成分強調フィルタ処理が行われる前記受信パルス信号の周波数を周波数領域でのサンプル点がヌル点からずれるようにシフトさせる周波数シフト処理を行う周波数シフト処理器と、
   を備えたことを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれか１項に記載のレーダ装置。
7. 信号対雑音クラッタ電力比に基づいて前記帯域外成分強調フィルタ処理で用いるフィルタパラメータを演算により求め、この求めたフィルタパラメータを前記フィルタ処理器に設定するフィルタパラメータ演算処理器と、
   を備えたことを特徴とする請求項１〜請求項６のいずれか１項に記載のレーダ装置。
8. 前記フィルタパラメータを求める演算で用いる雑音電力およびクラッタ電力を推定する雑音・クラッタ電力推定処理を行う雑音・クラッタ電力推定処理器と、
   を備えたことを特徴とする請求項７に記載のレーダ装置。
9. ステップ周波数ずつ周波数が異なる受信パルス信号に基づく合成帯域処理により距離計測を行うレーダ装置であって、
   前記合成帯域処理が行われる前記受信パルス信号のスペクトルの帯域外の成分を強調する帯域外成分強調フィルタ処理を行うフィルタ処理器と、
   前記帯域外成分強調フィルタ処理が行われた前記受信パルス信号のスペクトルのヌル点を前後のデータから内挿するヌル点内挿処理を行うヌル点内挿処理器と、
   を備えたことを特徴とするレーダ装置。

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