JP2007212245A - パルスレーダ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】目標との間の相対速度が０でない場合に、１回の高分解能の測距結果を得るために必要な信号送信時間間隔を、本来検出すべき目標までの距離に適用できる範囲で短くした上で高精度に目標までの相対距離を検出する。
【解決手段】所定の周波数間隔ずつ変化する送信パルス列Ａ、Ｂを時分割で目標方向へ送信することにより得られた受信信号から、パルス列Ａに対応する複素ディジタルビデオ信号Ａおよびパルス列Ｂに対応する複素ディジタルビデオ信号Ｂを生成し、複素ディジタルビデオ信号Ａおよび複素ディジタルビデオ信号Ｂの虚部の符号を反転した複素共役ディジタルビデオ信号Ｂを乗算して相対速度計測用複素信号を生成する複素乗算手段１７と、相対速度計測用複素信号の周波数スペクトルを求める周波数スペクトル分析手段１８と、周波数スペクトルを用いて目標との相対速度を求める相対速度計測手段１９とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、目標との相対速度が０でない場合においても、合成帯域処理によって、正しい高距離分解能の測距を行うパルスレーダ装置に関する。

従来のパルスレーダ装置において、パルスレーダ装置と目標との間の相対速度が０でない場合に合成帯域処理を行うためには、合成帯域モードと相対速度計測モードを設け、相対速度計測モードで計測した相対速度を用いて、合成帯域モードで取得した信号に対して相対速度補正を行った後の合成帯域処理を行うものがある（例えば、特許文献１参照）。また、合成帯域処理に関する先行技術文献としては、非特許文献１がある。

特許第３７０９６９８号公報（第５頁、図１） Donald R.Wehner著「High-Resolution Radar」、Second Edition、Artech House、Chapter 5、第１９７頁〜第２３７頁

しかしながら、従来技術には以下の課題がある。図６は、従来のパルスレーダ装置における送信パルスを示した図である。合成帯域処理を用いたパルスレーダ装置では、送信時に、図６に示すように、Ｎ個の送信パルスＳｔ_０〜Ｓｔ_Ｎ−１に対して、パルス毎に送信周波数をｆ_０〜ｆ_Ｎ−１まで周波数ステップ間隔Δｆ毎に変化させる。

受信時に、目標から反射してきた各受信信号を、レンジゲートによってレンジビン毎に分割して受信し、送信パルスと同じ周波数、同じ初期位相の局部発振信号でダウンコンバートして、Ｉ成分ビデオ信号、Ｑ成分ビデオ信号を生成する。さらに、同じレンジビンのＮ個のＩ成分ビデオ信号、Ｑ成分ビデオ信号を逆フーリエ変換することによって帯域を合成し、各レンジビン内の高分解能相対距離を得ることができる。

図７は、従来のパルスレーダ装置における受信信号強度の状態を示した図である。パルスレーダ装置と目標との相対速度が０でない場合には、この相対速度の影響により、相対距離Ｒ_０が正確に求まらない問題がある。すなわち、相対速度が０でない場合には、合成帯域処理によって距離分解能ΔＲの高距離分解能化して得られたパルスレーダ装置と目標との相対距離は、基準の時刻のパルスレーダ装置と目標との相対距離Ｒ_０と異なる距離を示すこととなる。

図７において、Ｓｒｐは、目標との相対速度が０のときの目標からの反射信号を示しており、Ｓｒｐ’は、目標との相対速度が０でないときの目標からの反射信号を示している。相対速度が０の場合には、反射信号Ｓｒｐから相対距離Ｒ_０を求めることができるが、相対速度が０でない場合には、反射信号Ｓｒｐ’から相対距離Ｒ_０を求めることができないこととなる。

その解決策として、特許文献１に記載されている従来技術では、合成帯域モードと相対速度計測モードを設け、相対速度計測モードで計測した相対速度を用いて、合成帯域モードで取得した信号に対して相対速度補正を行った後に合成帯域処理を行い、高分解能測距結果を得ている。

そのため、１回の高分解能測距結果を得るために、相対速度計測モードによる観測時間と合成帯域モードによる観測時間の両方が必要になる。さらに、相対速度計測モードと合成帯域モードのそれぞれの処理に別々の受信信号を用いるため、相対速度変化の大きい目標に対しては、相対速度補正の精度が劣化するという問題点があった。

一方、合成帯域処理において、あいまいさ（アンビギュイティ）なく測距可能な最大の計測距離Ｒ_ｍａｘは、周波数ステップ間隔Δｆを用いて次式（１）で表される。

ただし、ｃは光速を表す。一方、１レンジビンの距離範囲Ｒ_ｂｉｎは、送信パルス幅Ｔ_ｐを用いて次式（２）で表される。

よって、合成帯域処理によって、１レンジビンの距離範囲Ｒ_ｂｉｎ内をあいまいさなく高距離分解能化するためには、あいまいさなく測距可能な最大の距離Ｒ_ｍａｘを１レンジビンの距離範囲Ｒ_ｂｉｎ以上にする必要がある。よって、周波数ステップ幅Δｆと、送信パルス幅Ｔ_ｐは、次式（３）の関係となるように設定する必要がある。

よって、周波数ステップ幅Δｆは、最大でも、送信パルス幅Ｔ_ｐの逆数の値となる。また、目標反射信号対雑音電力を最大にするためには、受信機最終段のマッチドフィルターの３ｄＢＤｏｗｎ帯域幅を送信パルス幅の逆数の１．２倍とすることが望ましい。よって、周波数ステップ幅Δｆを送信パルス幅Ｔ_ｐの逆数とした場合、受信機の最終段の帯域Ｂ_ｒｘは、次式（４）で表される。

図８は、従来のパルスレーダ装置における受信機最終段のマッチドフィルター特性を示す図であり、中心周波数を０とした特性を示している。また、図９は、従来のパルスレーダ装置における２通りの距離（Ｒ_１、Ｒ_２）からの受信パルスのタイミングを示した図である。

図９（ａ）は、目標までの距離がＲ_１のときに、送信パルスと同一のパルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ内に、送信パルスに対応する受信パルスを受信している場合を示している。また、図９（ｂ）は、目標までの距離がＲ_２のときに、送信パルスの次のパルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ内に、送信パルスに対応する受信パルスを受信している場合を示している。

さらに、図１０は、従来のパルスレーダ装置における図９に対応したマッチドフィルター特性を示す図である。図１０（ａ）は、図９（ａ）の受信パルスのパターンに対応するマッチドフィルター特性を示している。また、図１０（ｂ）は、図９（ｂ）の受信パルスのパターンに対応するマッチドフィルター特性を示している。

パルス毎に送信周波数をｆ_０からｆ_Ｎ−１まで一定の周波数ステップ間隔Δｆ毎に変化させた場合、図９（ａ）に示すように、目標との相対距離が、次式（５）に示すパルス繰り返し周期に相当する距離Ｒ_ｐｒｉより短い距離Ｒ_１のときには、必ず受信パルスの周波数と局部発振信号の周波数が一致する。

例えば、周波数ｆ_０の受信パルスは、周波数ｆ_０の局部発振信号でダウンコンバートすることとなり、生成したビデオ信号の中心周波数は０となり、３ｄＢＤｏｗｎの帯域幅Ｂ_ｖは次式（６）で表される値となる。

そのため、受信パルスのスペクトルとマッチドフィルター形状とは、周波数軸上では、図１０（ａ）に示すようになり、マッチドフィルターを受信パルスが通過する関係を有し、受信パルスを正確に抽出できる。

しかし、図９（ｂ）に示すように、例えば、目標との相対距離がＲ_１よりパルス繰り返し周期に相当する距離Ｒ_ｐｒｉだけ長いＲ_２のときには、周波数ｆ_１の局部発振信号のところに周波数ｆ_０の受信パルスが帰ってくることになる。そのため、周波数ｆ_０の受信パルスをｆ_１の局部発振信号でダウンコンバートすることになり、生成したビデオ信号に−Δｆの周波数成分が生じる。

このことは、周波数軸上で、図１０（ｂ）に示すように、マッチドフィルターに対して−Δｆだけ周波数がシフトした受信パルスのスペクトルが入力されることとなる。よって、図１０（ｂ）に示す受信パルスのスペクトルの内、斜線で示した成分がマッチドフィルターを通過していくこととなる。

そのため、送信パルス毎の初期位相が等間隔に変化している場合、合成帯域処理を行うと、受信信号強度はある程度劣化するが、相対距離がＲ_２の目標についても、あたかも、相対距離がＲ_２よりパルス繰り返し周期に相当する距離Ｒ_ｐｒｉだけ短い距離Ｒ_１に存在するように測距を行う。

このことは、本来目標がいない相対距離に目標がいると誤測距する危険性があることを示す。また、地面からの反射等のように、パルス繰り返し周期に相当する距離Ｒ_ｐｒｉより遠くにある反射物からの受信信号強度が非常に大きい場合、パルス繰り返し周期に相当する距離Ｒ_ｐｒｉより近い目標が、パルス繰り返し周期に相当する距離Ｒ_ｐｒｉより遠くにある反射物からの受信信号に埋もれて、検出ができなくなるという問題が生じる。

本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、パルスレーダ装置と目標との間の相対速度が０でない場合にも、１回の高分解能の測距結果を得るために必要な信号送信時間間隔を、本来検出すべき目標までの距離に適用できる範囲で短くした上で、高精度に目標までの相対距離を検出することができるパルスレーダ装置を得ることを目的とする。

本発明に係るパルスレーダ装置は、パルス繰り返し周期毎に送信周波数が所定の周波数間隔ずつ変化する送信パルス列Ａ、およびパルス列Ａと同じパルス数で送信周波数が所定の周波数間隔ずつ変化するパルス列Ｂを時分割で目標方向へ送信し、パルス繰り返し周期毎に得られる反射信号を受信してＩ成分ビデオ信号およびＱ成分ビデオ信号を生成するパルスレーダ装置であって、パルス列Ａの送信信号に対する受信信号から得られた同じレンジビン番号のＩ成分ビデオ信号を実部、Ｑ成分ビデオ信号を虚部とした複素ディジタルビデオ信号Ａ、およびパルス列Ｂの送信信号に対する受信信号から得られた同じレンジビン番号のＩ成分ビデオ信号を実部、Ｑ成分ビデオ信号を虚部とした複素ディジタルビデオ信号Ｂを生成し、複素ディジタルビデオ信号Ａと複素ディジタルビデオ信号Ｂの虚部の符号を反転した複素共役ディジタルビデオ信号Ｂとを乗算して相対速度計測用複素信号を生成する複素乗算手段と、相対速度計測用複素信号の周波数スペクトルを求める周波数スペクトル分析手段と、周波数スペクトルを用いて目標との相対速度を求める相対速度計測手段とを備えるものである。

本発明によれば、所定の条件を満たす複数のパルス列からなる送信信号を用いることにより、同じ受信信号に基づいて相対速度の検出を行うことができ、パルスレーダ装置と目標との間の相対速度が０でない場合にも、１回の高分解能の測距結果を得るために必要な信号送信時間間隔を、本来検出すべき目標までの距離に適用できる範囲で短くした上で、高精度に目標までの相対距離を検出することができるパルスレーダ装置を得ることができる。

以下、本発明のパルスレーダ装置の好適な実施の形態につき図面を用いて説明する。
本発明のパルスレーダ装置は、同一の受信信号を用いて、目標との相対速度計測、および相対速度補正後の合成帯域処理による目標との高分解能相対距離計測を行うことによって、相対速度補正の精度の向上と、１回の合成帯域処理による目標との高分解能相対距離を得るために必要な受信信号観測時間の短縮化の両立を図り、さらに、パルス繰り返し周期に相当する距離より遠い距離にある物体からの反射信号の抑圧を図ることができる。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１におけるパルスレーダ装置の構成図である。図１を用いて、各構成要素の機能について説明する。タイミング発生器１は、パルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉの間隔で、タイミング信号を発生する。このタイミング信号は、周波数シンセサイザ２では周波数切替信号として使用され、パルス変調器７ではパルス変調信号として使用され、送受切替器９では送受切替信号として使用される。

一方、周波数設定器３は、同じＮ個からなる２つのパルス列Ａ、Ｂの周波数の順番を、以下に示す条件を満たすように設定し、その周波数の順番を周波数シンセサイザ２へ出力する。
（条件１）パルス列Ａ、Ｂとも周波数間隔は同じとする。
（条件２）パルス列Ａ、Ｂ間で同じ順番の周波数の差は全て同じとする。

図２は、本発明の実施の形態１におけるパルス列Ａ、Ｂの一例を示した図であり、上述の条件１、２に基づいて設定されたものである。図２においては、Ｎを１６、パルス列Ａの周波数間隔およびパルス列Ｂの周波数間隔を、それぞれ周波数ステップ間隔Δｆの２倍である２Δｆとし、Ａ、Ｂ間の同じ番号の周波数差をΔｆとした場合を示している。

周波数シンセサイザ２は、タイミング発生器１からのタイミング信号（周波数切替信号に相当）によって、周波数設定器３から入力されたパルス列Ａ、Ｂの各順番に従って、交互にパルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ毎に周波数を生成し、分配器４ａに出力する。より具体的には、まずパルス列Ａのｆ_０、ｆ_２、・・・、ｆ_３０を出力し、続いてパルス列Ｂのｆ_１、ｆ_３、・・・、ｆ_３１を出力し、このような３２個からなる出力を繰り返すこととなる。

条件１、２に基づいて図２に示すようにパルス列Ａ、Ｂの周波数を設定することによって、相対距離がＲ_１よりパルス繰り返し周期に相当する距離Ｒ_ｐｒｉだけ長いＲ_２のところからの反射信号（すなわち、本来検出したい目標以外からの反射信号）は、周波数ｆ_２の局部発振信号のところに周波数ｆ_０の受信パルスとして帰ってくることになる。そのため、周波数ｆ_０の受信パルスをｆ_２の局部発振信号でダウンコンバートすることになり、生成したビデオ信号に−２Δｆの周波数成分が生じる。また、パルス列Ａとパルス列Ｂの境界では、さらに大きい２９Δｆの周波数成分が生じる。

図３は、本発明の実施の形態１における図２のパルス列に対応したマッチドフィルターの説明図である。Ｒ_２からの受信信号をダウンコンバートすることにより生成されたビデオ信号に−２Δｆの周波数成分が生じることは、周波数軸上で、図３に示すように、マッチドフィルターに−２Δｆだけ周波数がシフトした受信パルスのスペクトルが入力されることとなる。

従って、このように受信パルスのスペクトルの周波数が−２Δｆだけシフトしている場合には、受信パルスが、マッチドフィルターを通過していくことはなくなる。この結果、相対距離がパルス繰り返し周期に相当する距離Ｒ_ｐｒｉより長い目標からの反射信号は、マッチドフィルターを通過することなく、その後の合成帯域処理に影響を及ぼさなくなり、誤検出を防止することができる。

分配器４ａは、周波数シンセサイザ２からの入力信号を２分し、一方を送信信号生成用の局部発振信号として周波数変換器６ａに出力し、もう一方を中間周波数信号生成用の局部発振信号として、周波数変換器６ｂに出力する。

基準中間周波数信号生成器５は、基準中間周波数信号を生成する。周波数変換器６ａは、分配器４ａからの局部発振信号の周波数と、基準中間周波数信号生成器５で生成された基準中間周波数信号の周波数との和の周波数の送信キャリア信号を生成する。

パルス変調器７は、周波数変換器６ａで生成された送信キャリア信号に対して、タイミング発生器１からのタイミング信号（パルス変調信号に相当）によって、パルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ毎に、予め定めたパルス幅Ｔ_ｐのパルス変調を行う。電力増幅器８は、パルス変調器７の出力信号を取り込み、電力増幅を行う。

送受切替器９は、タイミング発生器１からのタイミング信号（送受切替信号に相当）によって、パルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ毎に、予め定めた時間間隔で、電力増幅器８からの入力信号を出力する。アンテナ１０は、送受切替器９からの入力信号を、送信信号として空間へ放射する。

送信信号は、目標１１、および背景に反射し、反射信号となってアンテナ１０で受信され、送受切替器９に出力される。送受切替器９は、タイミング発生器１からのタイミング信号（送受切替信号に相当）によって、パルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ毎に、予め定めた時間間隔で、アンテナ１０からの入力信号を周波数変換器６ｂに出力する。

また、周波数変換器６ｂには、中間周波数信号の生成用として、分配器４ａからの局部発振信号も入力される。そして、周波数変換器６ｂは、受信信号の周波数と局部発振信号の周波数との差の周波数である中間周波数信号を生成し、中間周波数増幅器１２へ出力する。

中間周波数増幅器１２は、中間周波数信号の電力の増幅を行い、その結果を分配器４ｂに出力する。分配器４ｂは、中間周波数増幅器１２で増幅された中間周波数信号を２分し、それぞれを位相検波器１４ａ、１４ｂに出力する。

一方、９０度ハイブリッド器１３は、基準中間周波数信号生成器５で生成された基準中間周波数信号を、９０度の位相差を持った２つの信号に分離し、位相検波器１４ａ、１４ｂに出力する。位相検波器１４ａ、１４ｂは、分配器４ｂからの入力信号、および９０度ハイブリッド器１３からの入力信号から、中間周波数信号の周波数と基準中間周波数信号の周波数との差の周波数を持ち、互いに９０度の位相差を持つＩ成分、Ｑ成分のビデオ信号（以下、Ｉ、Ｑビデオ信号と称す）を生成する。

生成されたＩ、Ｑビデオ信号は、サンプリング周波数が１／Ｔ_ｐ（送信パルス幅Ｔ_ｐの逆数に相当）のＡ／Ｄ変換器１５ａ、１５ｂに入力され、送信パルス幅Ｔ_ｐと同じ間隔のレンジビン毎のディジタルＩ、Ｑビデオ信号に変換され、ビデオ信号保存用メモリ１６に記憶される。ビデオ信号保存用メモリ１６は、パルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉの２Ｎ倍の時間間隔のすべてのレンジビン番号のディジタルＩビデオ信号を実部、ディジタルＱビデオ信号を虚部とした複素ディジタルビデオ信号を保存する。

複素乗算器１７は、ビデオ信号保存用メモリ１６から、周波数シンセサイザ２で生成されたパルス列Ａに含まれる周波数の異なるＮ個の送信パルスに対する受信信号から得られた同じレンジビン番号の複素ディジタルビデオ信号Ａを取り出す。

さらに、複素乗算器１７は、ビデオ信号保存用メモリ１６から、周波数シンセサイザ２で生成されたパルス列Ｂに含まれる周波数の異なるＮ個の送信パルスに対する受信信号から得られた同じレンジビン番号の複素ディジタルビデオ信号Ｂを取り出す。

そして、複素乗算器１７は、それぞれＮ個からなる複素ディジタルビデオ信号Ａおよび複素ディジタルビデオ信号Ｂの虚部の符号を反転させた複素共役ディジタルビデオ信号Ｂを同じ番号同士で乗算することによって、Ｎ個の相対速度計測用複素ディジタル信号（Ｘ（０）〜Ｘ（Ｎ−１））を生成する。図４は、本発明の実施の形態１における複素乗算器１７により生成される相対速度計測用複素ディジタル信号の説明図である。さらに、複素乗算器１７は、生成したＮ個の相対速度計測用複素ディジタル信号を周波数スペクトル分析器１８に出力する。

パルスレーダ装置と目標との相対速度がｖの場合の複素ディジタルビデオ信号Ａに相当するＶ_Ａ（ｎ）（ｎ＝０、１、・・・、Ｎ−１）と、複素ディジタルビデオ信号Ｂに相当するＶ_Ｂ（ｎ）（ｎ＝０、１、・・・、Ｎ−１）は、それぞれ次式（７）（８）で表される。

ただし、Ｉは、複素ディジタルビデオ信号の振幅を表し、ここでは、複素ディジタルビデオ信号Ａ、複素ディジタルビデオ信号Ｂ共に、全てのｎに対して、同じ値としている。よって、複素ディジタルビデオ信号Ａに相当するＶ_Ａ（ｎ）と、複素ディジタルビデオ信号Ｂの虚部の符号を反転させた複素共役ディジタルビデオ信号Ｂに相当するＶ_Ｂ ^＊（ｎ）に対して、図４に示す処理を行った場合、その出力信号である相対速度計測用複素ディジタル信号Ｘ（ｎ）（ｎ＝０、１、・・・Ｎ−１）は、次式（９）で表される。

ただし、Ｖ_Ｂ ^＊（ｎ）の「＊」、は複素共役を示す。

上式（９）で表される相対速度計測用複素ディジタル信号Ｘ（ｎ）（ｎ＝０、１、・・・、Ｎ−１）に対して、周波数スペクトル分析を行った場合、第１項ｅｘｐ（−ｊ２πｆ_０（２ｖ／ｃ）ＮＴ_ｐｒｉ）、第２項ｅｘｐ（−ｊ２πΔｆ（−２Ｒ_０／ｃ））、第３項ｅｘｐ（−ｊ２πＮΔｆ（２ｖ／ｃ）Ｔ_ｐｒｉ）は、それぞれ、変数ｎには関係のない項なので、これらは初期位相としてしか影響しない。

一方、第４項ｅｘｐ（−ｊ２π（２Ｎ−１）Δｆ（２ｖ／ｃ）ｎＴ_ｐｒｉ）は、送信キャリア周波数が（２Ｎ−１）Δｆの信号に対するドップラ周波数を表す。周波数スペクトル分析方法として逆フーリエ変換を用いた場合、上式（９）で表される相対速度計測用複素ディジタル信号Ｘ（ｎ）に対してＮ点で逆フーリエ変換した信号、すなわち、相対速度計測用複素ディジタル信号の周波数スペクトルＰ_Ｘ（ｋ’）は、下式（１０）で表される。

周波数スペクトル分析器１８は、上述のように、逆フーリエ変換を用いて、複素乗算器１７からの相対速度計測用複素ディジタル信号の周波数スペクトルを求め、その結果を相対速度計測器１９に出力する。

上式（１０）より、下式（１１）が成り立つときに、Ｐ_Ｘ（ｋ′）の絶対値として求められる振幅値（強度）がピーク値となることがわかる。

Ｐ_Ｘ（ｋ′）の振幅値が最大値をとるｋ′の値をｋ_ｐとすると、ｋ_ｐを求めることにより、下式（１２）を用いて、パルスレーダ装置と目標との相対速度ｖを求めることができる。

相対速度計測器１９は、上述のように、周波数スペクトル分析器１８からの相対速度計測用複素ディジタル信号の周波数スペクトルの振幅値のピーク信号を検出することにより目標との相対速度を求め、その結果を相対速度補正器２０に出力する。

相対速度補正器２０は、相対速度計測器１９で求めた目標との相対速度をｖ_ｃａｌとして、下式（１３）（１４）で表される相対速度補正量Ｚ_Ａ（ｎ）、Ｚ_Ｒ（ｎ）を求める。

さらに、相対速度補正器２０は、目標との相対速度計測のために複素乗算器１７で用いたものと同じ複素ディジタルビデオ信号Ａと複素ディジタルビデオ信号Ｂをビデオ信号保存用メモリ１６から取り出し、下式（１５）、（１６）で示す相対速度の補正を行い、それぞれに対する相対速度補正後の複素ディジタルビデオ信号Ｖ_ｃＡ（ｎ）、Ｖ_ｃＢ（ｎ）を求める。

そして、相対速度補正器２０は、求めた相対速度補正後の複素ディジタルビデオ信号Ｖ_ｃＡ（ｎ）、Ｖ_ｃＢ（ｎ）を並び替え器２１に出力する。並び替え器２１は、相対速度補正後の複素ディジタルビデオ信号Ｖ_ｃＡ（ｎ）、Ｖ_ｃＢ（ｎ）の両方を合わせた信号に対して、対応する送信周波数が昇順、あるいは降順になるように並び替え、並び替え後の複素ディジタルビデオ信号を生成し、合成帯域器２２に出力する。

すなわち、並び替え器２１は、先の図２を例にすれば、パルス列Ａとパルス列Ｂを交互に取り出し、周波数番号がｆ０、ｆ１、・・・、ｆ３１の順番となるように並べ替えることにより、並び替え後の複素ディジタルビデオ信号を生成する。

合成帯域器２２は、並び替え器２１から入力された並び替え後の複素ディジタルビデオ信号を逆フーリエ変換することによって、帯域の合成を行い、パルス幅Ｔ_ｐ以下の距離分解能ΔＲを持つ複素信号を生成し、その結果を包絡線検波器２３に出力する。包絡線検波器２３は、合成帯域器２２から入力されるすべての複素信号の振幅値を求め、合成帯域処理による高距離分解能相対距離計測結果として、表示器２４に出力する。表示器２４は、包絡線検波器２３からの入力信号を表示する。

以上のように、実施の形態１によれば、パルスレーダ装置と目標との間の相対速度が０でない場合に、所定の条件を満たす複数のパルス列からなる送信信号を用いることにより、送信信号に対応した受信結果から相対速度計測用複素信号を算出して相対速度を容易に求めることが可能となる。

さらに、相対速度を算出するために使用したものと同じ受信結果に対して、相対速度による補正を施し、相対速度の補正後の受信結果に基づいて合成帯域処理を行うことにより目標までの測距結果を求めることができる。これにより、パルスレーダ装置と目標との間の相対速度が０でない場合にも、相対速度の影響により測距結果を間違うことがなく、高分解能相対距離計測結果を得ることができる。

さらに、隣同士の送信信号の周波数差を周波数ステップ間隔の２倍以上に設定することにより、パルス繰り返し周期に相当する距離Ｒ_ｐｒｉより遠い目標からの反射信号を除去することができる。これにより、パルス繰り返し周期に相当する距離Ｒ_ｐｒｉより近いところにある検出すべき本来の目標の誤検出あるいは未検出を防ぐことができる。

さらに、相対速度の影響による相対距離計測結果の劣化を防止することができ、パルス繰り返し周期に相当する距離Ｒ_ｐｒｉより遠い目標からの反射信号を除去することができることにより、パルスレーダ装置と目標との間の相対速度が０でない場合にも、１回の高分解能の測距結果を得るために必要な信号送信時間間隔を、本来検出すべき目標までの距離に適用できる範囲で短くした上で、高精度に目標までの相対距離を検出することができるパルスレーダ装置を得ることが可能となる。

実施の形態２．
図５は、本発明の実施の形態２におけるパルスレーダ装置の構成図である。図５における本実施の形態２のパルスレーダ装置は、図１における実施の形態１のパルスレーダ装置と比較すると、包絡線検波器２３の後段に加算器（加算手段）２５がさらに設けられている点と、並べ替え器２１がない点が異なっている。

次に、本実施の形態２におけるパルスレーダ装置の動作について、実施の形態１と異なる構成を中心に説明する。図５において、相対速度補正器２０までの動作は、先の実施の形態１の動作と同様である。相対速度補正器２０で求めた相対速度補正後の複素ディジタルビデオ信号Ｖ_ｃＡ（ｎ）、Ｖ_ｃＢ（ｎ）は、合成帯域器２２に出力される。

合成帯域器２２は、相対速度補正器２０から入力された相対速度補正後の複素ディジタルビデオ信号Ｖ_ｃＡ（ｎ）、Ｖ_ｃＢ（ｎ）のそれぞれを逆フーリエ変換することによって、帯域の合成を行い、パルス幅Ｔ_ｐ以下の距離分解能ΔＲを持つ複素信号を生成し、その結果を包絡線検波器２３に出力する。包絡線検波器２３では、合成帯域器２２から入力されるそれぞれの合成帯域結果である複素信号の振幅値を求め、加算器２５に出力する。

加算器２５は、包絡線検波器２３からのそれぞれの合成帯域結果の振幅値を同じレンジビン同士で加算し、その結果を合成帯域処理による高距離分解能相対距離計測結果として、表示器２４に出力する。表示器２４は、包絡線検波器２３からの入力信号を表示する。

以上のように、実施の形態２によれば、複数のパルス列に対応したそれぞれの合成帯域処理の後に、同じレンジビン同士の加算処理を行うことによっても、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。

なお、上述の実施の形態においては、２組のパルス列Ａ、Ｂを用いる場合について説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。例えば、４組のパルス列Ａ〜Ｄを用い、同じパルス列内の隣同士の周波数差をΔｆの４倍とし、パルス列ＡとＢ、ＢとＣ、ＣとＤの同じ順番の周波数差をΔｆとしてもよい。この場合には、演算処理量は増えるものの、隣同士の周波数差が４Δｆであることから、マッチドフィルターによる不要信号の除去効果を高めることが可能となる。

本発明の実施の形態１におけるパルスレーダ装置の構成図である。 本発明の実施の形態１におけるパルス列Ａ、Ｂの一例を示した図である。 本発明の実施の形態１における図２のパルス列に対応したマッチドフィルターの説明図である。 本発明の実施の形態１における複素乗算器により生成される相対速度計測用複素ディジタル信号の説明図である。 本発明の実施の形態２におけるパルスレーダ装置の構成図である。 従来のパルスレーダ装置における送信パルスを示した図である。 従来のパルスレーダ装置における受信信号強度の状態を示した図である。 従来のパルスレーダ装置における受信機最終段のマッチドフィルター特性を示す図である。 従来のパルスレーダ装置における２通りの距離からの受信パルスのタイミングを示した図である。 従来のパルスレーダ装置における図９に対応したマッチドフィルター特性を示す図である。

符号の説明

１ タイミング発生器、２ 周波数シンセサイザ、３ 周波数設定器、４ａ、４ｂ 分配器、５ 基準中間周波数信号生成器、６ａ、６ｂ 周波数変換器、７ パルス変調器、８ 電力増幅器、９ 送受切替器、１０ アンテナ、１１ 目標、１２ 中間周波数増幅器、１３ ９０度ハイブリッド器、１４ａ、１４ｂ 位相検波器、１５ａ、１５ｂ Ａ／Ｄ変換器、１６ ビデオ信号保存用メモリ、１７ 複素乗算器（複素乗算手段）、１８ 周波数スペクトル分析器（周波数スペクトル分析手段）、１９ 相対速度計測器（相対速度計測手段）、２０ 相対速度補正器（相対速度補正手段）、２１ 並び替え器（並び替え手段）、２２ 合成帯域器（合成帯域手段）、２３ 包絡線検波器、２４ 表示器、２５ 加算器（加算手段）。

Claims (4)

1. パルス繰り返し周期毎に送信周波数が所定の周波数間隔ずつ変化する送信パルス列Ａ、および前記パルス列Ａと同じパルス数で送信周波数が所定の周波数間隔ずつ変化するパルス列Ｂを時分割で目標方向へ送信し、パルス繰り返し周期毎に得られる反射信号を受信してＩ成分ビデオ信号およびＱ成分ビデオ信号を生成するパルスレーダ装置であって、
   前記パルス列Ａの送信信号に対する受信信号から得られた同じレンジビン番号のＩ成分ビデオ信号を実部、Ｑ成分ビデオ信号を虚部とした複素ディジタルビデオ信号Ａ、および前記パルス列Ｂの送信信号に対する受信信号から得られた同じレンジビン番号のＩ成分ビデオ信号を実部、Ｑ成分ビデオ信号を虚部とした複素ディジタルビデオ信号Ｂを生成し、前記複素ディジタルビデオ信号Ａと前記複素ディジタルビデオ信号Ｂの虚部の符号を反転した複素共役ディジタルビデオ信号Ｂとを乗算して相対速度計測用複素信号を生成する複素乗算手段と、
   前記相対速度計測用複素信号の周波数スペクトルを求める周波数スペクトル分析手段と、
   前記周波数スペクトルを用いて前記目標との相対速度を求める相対速度計測手段と
   を備えたことを特徴とするパルスレーダ装置。
2. 請求項１に記載のパルスレーダ装置において、
   前記パルス列Ａと前記パルス列Ｂとの間で、同じ順番のパルスの送信周波数の差を一定にする周波数設定手段をさらに備えたことを特徴とするパルスレーダ装置。
3. 請求項１または２に記載のパルスレーダ装置において、
   前記複素乗算手段で前記相対速度計測用複素信号を生成するために用いた前記複素ディジタルビデオ信号Ａおよび前記複素ディジタルビデオ信号Ｂに対して、前記相対速度計測手段で算出された相対速度を用いた補正を行い、相対速度補正後の複素ディジタルビデオ信号Ａおよび相対速度補正後の複素ディジタルビデオ信号Ｂを生成する相対速度補正手段と、
   前記相対速度補正手段により生成された前記相対速度補正後の複素ディジタルビデオ信号Ａおよび前記相対速度補正後の複素ディジタルビデオ信号Ｂの両方を合わせた信号に対して、対応する送信周波数が昇順あるいは降順になるように並び替えた複素ディジタルビデオ信号を生成する並び替え手段と、
   前記並べ替え手段で生成された前記複素ディジタルビデオ信号を用いて帯域の合成を行い、所定の分解能で前記目標との相対距離を得る合成帯域手段と
   をさらに備えたことを特徴とするパルスレーダ装置。
4. 請求項１または２に記載のパルスレーダ装置において、
   前記複素乗算手段で前記相対速度計測用複素信号を生成するために用いた前記複素ディジタルビデオ信号Ａおよび前記複素ディジタルビデオ信号Ｂに対して、前記相対速度計測手段で算出された相対速度を用いた補正を行い、相対速度補正後の複素ディジタルビデオ信号Ａおよび相対速度補正後の複素ディジタルビデオ信号Ｂを生成する相対速度補正手段と、
   前記相対速度補正手段で生成された前記相対速度補正後の複素ディジタルビデオ信号Ａおよび前記相対速度補正後の複素ディジタルビデオ信号Ｂのそれぞれを用いて帯域の合成を行い、それぞれの合成帯域後の信号を生成する合成帯域手段と
   前記複素ディジタルビデオ信号Ａを用いた合成帯域後の信号、および前記複素ディジタルビデオ信号Ｂを用いた合成帯域後の信号を加算して、所定の分解能で前記目標との相対距離を算出する加算手段と
   をさらに備えたことを特徴とするパルスレーダ装置。
   

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