JP2010016913A - 送信装置及び送信方法、並びに遅延時間算出装置及び遅延時間算出方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ガード・インターバル区間に繰り返し信号を挿入しないでマルチキャリア伝送を行なう。
【解決手段】送信側では、ガード・インターバル区間をヌル信号で構成することにより、送信電力を節約するとともに、ＳＮ比の劣化を防止する。受信シンボルの先頭における遅延波部分は、高調波を発生する原因となりキャリア間干渉を引き起こす。受信側では、受信シンボルの終端部分を受信シンボルの先頭の遅延波成分に加算処理する。受信シンボルの先頭の遅延波成分と加算されたガード・インターバル部分の信号波形が連続となり、サブキャリア間の干渉がなくなる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、室内などの直接波以外に複数の反射波・遅延波が伝搬されるマルチパス環境で適用されるマルチキャリア伝送を行なう無線通信システム、受信装置及び受信方法、送信装置及び送信方法、並びに遅延時間算出装置及び遅延時間算出方法に係り、特に、遅延ひずみ対策のために送信データを周波数の異なる複数のキャリアに分配してマルチキャリア伝送を行なうマルチキャリア伝送を行なう無線通信システム、受信装置及び受信方法、送信装置及び送信方法、並びに遅延時間算出装置及び遅延時間算出方法に関する。

さらに詳しくは、本発明は、シンボル間干渉をなくすために送信シンボル間にガード・インターバルを設けてマルチキャリア伝送を行なう無線通信システム、受信装置及び受信方法、送信装置及び送信方法、並びに遅延時間算出装置及び遅延時間算出方法に係り、特に、キャリア間干渉を防止するために送信電力を増大しないガード・インターバル区間を構成するとともにシンボル間干渉を防ぐマルチキャリア伝送を行なう無線通信システム、受信装置及び受信方法、送信装置及び送信方法、並びに遅延時間算出装置及び遅延時間算出方法に関する。

コンピュータの高機能化に伴い、複数のコンピュータを接続してＬＡＮ（ＬｏｃａｌＡｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）を構成し、ファイルやデータなどの情報の共有化や、あるいはプリンタなどの周辺機器の共有化を図ったり、電子メールやデータの転送などの情報の交換をしたりすることが盛んに行なわれている。

従来のＬＡＮでは、光ファイバーや同軸ケーブル、あるいはツイストペア・ケーブルを用いて、有線で各コンピュータが接続されている。ところが、このような有線によるＬＡＮでは、接続のための工事が必要であり、手軽にＬＡＮを構築することが難しいとともに、ケーブルが煩雑になる。また、ＬＡＮ構築後も、機器の移動範囲がケーブル長によって制限されるため、不便であった。

そこで、従来の有線方式によるＬＡＮの配線からユーザを解放するシステムとして、無線ＬＡＮが注目されている。この種の無線ＬＡＮによれば、オフィスなどの作業空間において、有線ケーブルの大半を省略することができるので、パーソナル・コンピュータ（ＰＣ）などの通信端末を比較的容易に移動させることができる。

近年では、無線ＬＡＮシステムの高速化、低価格化に伴い、その需要が著しく増加してきている。特に最近では、人の身の回りに存在する複数の電子機器間で小規模な無線ネットワークを構築して情報通信を行なうために、パーソナル・エリア・ネットワーク（ＰＡＮ）の導入の検討が行なわれている。

ところで、室内で無線ネットワークを構築した場合、受信装置では直接波と複数の反射波・遅延波の重ね合わせを受信するというマルチパス環境が形成される。マルチパスにより遅延ひずみ（又は、周波数選択性フェージング）が生じ、通信に誤りが引き起こされる。そして、遅延ひずみに起因するシンボル間干渉が生じる。

遅延ひずみ対策の１つとして、マルチキャリア（多重搬送波）伝送方式を挙げることができる。マルチキャリア伝送方式では、送信データを周波数の異なる複数のキャリアに分配して伝送するので、各キャリアの帯域が狭帯域となり、周波数選択性フェージングの影響を受け難くなる。

例えば、無線ＬＡＮ規格の１つであるＩＥＥＥ８０２．１１ａでは、マルチキャリア伝送方式の１つであるＯＦＤＭ（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）方式を採用している。ＯＦＤＭ方式では、各キャリアがシンボル区間内で相互に直交するように各キャリアの周波数が設定されている。情報伝送時には、シリアルで送られてきた情報を情報伝送レートより遅いシンボル周期毎にシリアル／パラレル変換して出力される複数のデータを各キャリアに割り当ててキャリア毎に振幅及び位相の変調を行ない、その複数キャリアについて逆ＦＦＴを行なうことで周波数軸での各キャリアの直交性を保持したまま時間軸の信号に変換して送信する。また、受信時はこの逆の操作、すなわちＦＦＴを行なって時間軸の信号を周波数軸の信号に変換して各キャリアについてそれぞれの変調方式に対応した復調を行い、パラレル／シリアル変換して元のシリアル信号で送られた情報を再生するといったことで行なわれる。

ＯＦＤＭ伝送方式は、複数の直交するサブキャリアを用いることでシンボル長を長くすることが可能であり、マルチパスに強い方式である．しかし、マルチパス成分があると、遅延波が次のシンボルにかかり、シンボル間干渉が生じるという問題がある。また、サブキャリア間の干渉（キャリア間干渉）も生じるため受信特性が劣化する。

これに対し、送信シンボル間にガード・インターバルを設け、シンボル間干渉をなくすという方法が従来から用いられている。すなわち、所定のガード・インターバル・サイズ、ガード・バンド・サイズ、及びタイミングに従って、ガード・インターバルやガード・バンドなどのガード信号を送信シンボル毎に挿入する。

また、ガード・インターバル区間に送信信号の一部を繰り返し伝送することが一般的に行なわれている（例えば、非特許文献１を参照のこと）。このようにガード・インターバル区間に繰り返し信号を挿入することによって、ガード・インターバル・サイズ以下のマルチパス伝搬（多重反射電波伝搬）を吸収して、サブキャリア間の干渉を除去し、受信品質の致命的な劣化を防止することができる。また、ガード・インターバルに繰り返し信号を用いることで、シンボル・タイミングや周波数の同期が行なうことができるなどの利点もある。逆に、ガード・インターバルに繰り返し信号を挿入しない場合、ビット・エラー率が低下してしまう（例えば、非特許文献２を参照のこと）。

しかしながら、ガード・インターバル区間に繰り返し信号を挿入した場合、このような繰り返し部分は受信機において取り除かれるため、言い換えれば受信機において信号電力として寄与しない。したがって、繰り返し信号を挿入することで送信電力が大きくなるという欠点がある。

また、繰り返し信号の挿入により送信シンボル長が長くなるため、送信信号ではキャリア間干渉が生じるという問題が起きる。このキャリア間干渉によって単位周波数当たりの送信電力が高くなる。単位周波数当たりの送信電力に法律によって制限がある場合には、この分だけ送信電力を下げる必要があり、ＳＮ比の劣化につながる。

例えば、送信電力の節減のために、繰り返し信号に代えてヌル信号をガード・インターバルに挿入するということも考えられる。この場合、例えば等化器を用いることによって、ビット・エラー率の低下の問題を解決することができる（例えば、非特許文献３並びに非特許文献４を参照のこと）。しかしながら、この場合の等化器は回路構成が複雑となり、装置コストの増大を招来する。

塩見正外著「ディジタル放送」（株式会社オーム社、１９９８） Ｒ．Ｍｏｒｒｉｓｏｎ外著"Ｏｎ ｔｈｅ Ｕｓｅ ｏｆ ａ Ｃｙｃｌｉｃ Ｅｘｔｅｎｓｉｏｎ ｉｎ ＯＦＤＭ"（０−７８０３−７００５−８／＄１０．００ ＩＥＥＥ，２００１） Ｓ．Ｂａｒｂａｒｏｓｓａ外著"Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ Ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ ａ Ｄｅｔｅｒｍｉｎｉｓｔｉｃ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｏｒ ｆｏｒ Ｂｌｏｃｋ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ Ｗｉｔｈ Ｎｕｌｌ Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌｓ" Ｂ．Ｍｕｑｕｅｔ外著"Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘｉｎｇ ｏｒ Ｚｅｏｒ Ｐａｄｄｉｎｇ ｆｏｒ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｍｕｌｔｉｃａｒｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｓ？"（ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ， ＶＯＬ．５０， ＮＯ．１２， ＤＥＣＥＭＢＥＲ２００２）

本発明の目的は、マルチパス環境下において、遅延ひずみ対策のために送信データを周波数の異なる複数のキャリアに分配してマルチキャリア伝送を好適に行なうことができる、優れた無線通信システム、受信装置及び受信方法、並びに送信装置及び送信方法、遅延時間算出装置及び遅延時間算出方法を提供することにある。

本発明のさらなる目的は、シンボル間干渉をなくすために送信シンボル間にガード・インターバルを設けてマルチキャリア伝送を行なう、優れた無線通信システム、受信装置及び受信方法、並びに送信装置及び送信方法、遅延時間算出装置及び遅延時間算出方法を提供することにある。

本発明のさらなる目的は、キャリア間干渉を防止するために送信電力を増大しないガード・インターバル区間を構成するとともにシンボル間干渉を防ぐことができる、優れた無線通信システム、受信装置及び受信方法、並びに送信装置及び送信方法、遅延時間算出装置及び遅延時間算出方法を提供することにある。

本発明は、上記課題を参酌してなされたものであり、マルチキャリア伝送を行なう無線通信システムであって、
送信側では、ガード・インターバル区間がヌル信号で構成されるマルチキャリア信号を送出し、
受信側では、受信信号の有効シンボル以降の信号成分を利用して有効シンボルの先頭の信号成分を波形整形する、
ことを特徴とする無線通信システムである。

但し、ここで言う「システム」とは、複数の装置（又は特定の機能を実現する機能モジュール）が論理的に集合した物のことを言い、各装置や機能モジュールが単一の筐体内にあるか否かは特に問わない。

本発明に係る無線通信システムによれば、送信側では、ガード・インターバル区間をヌル信号で構成することにより、送信電力を節約するとともに、ＳＮ比の劣化（前述）を防止することができる。一方、受信シンボルの先頭における遅延波部分は、高調波を発生する原因となりキャリア間干渉を引き起こす。そこで、受信側では、受信信号の有効シンボル以降の成分を有効シンボルの先頭の遅延波成分に加算処理するようにした。このようにすることによって、受信シンボルの先頭の遅延波成分と加算されたガード・インターバル部分の信号波形が連続となり、サブキャリア間の干渉がなくなる。

ここで、受信側では、受信信号の有効シンボルに続くガード・インターバル区間を有効シンボルの先頭部分に加算して波形整形するようにしてもよい。あるいは、受信信号の有効シンボルの終端からガード・インターバルにはみ出した遅延波部分を受信シンボルの先頭部分に加算して波形整形するようにしてもよい。

ガード・インターバル全体を有効シンボルに加算すると、ガード・インターバル部分の雑音もそのまま加算されることになるので、雑音電力が増加する。そこで、ガード・インターバル全体を受信シンボルにそのまま加算するのではなく、ガード・インターバルのうち受信シンボルの終端からはみ出ている遅延波成分を取り出して、この部分だけを受信シンボルの先頭に加算するようにする。後者の場合、受信シンボルに加算される雑音成分を最低限に抑えることができ、受信ＳＮ比を向上させることができる。

ここで、波形整形を行なう区間に関しては、例えばプリアンブル信号から検出される受信電力に応じてその区間の長さを規定することができる。具体的には、プリアンブルの受信電力が大きいときは波形整形を行なう区間を長くし、小さいときは波形整形を行なう区間を短くするのが望ましい。これは、プリアンブルの受信電力が小さいときは、遅延波区間には雑音成分の割合が大きいため、波形整形の効果があまり望めず、かえって信号品質を劣化させる場合があるからである。

また、受信機は、受信信号に基づいて伝搬路を推定する伝搬路推定手段と、該伝搬路推定により求められた最大遅延時間に基づいて受信シンボルの終端からガード・インターバルにはみ出した遅延波部分を特定する遅延波成分特定手段とを備え、受信信号の有効シンボル以降の遅延波成分をより正確に取り出すようにしてもよい。送信側ではサブキャリア毎あるいはサブキャリア数本の間隔で、既知パターンからなるパイロット信号が挿入されているので、例えばフーリエ変換後の周波数軸上に並んだ信号から伝搬路を推定し、最大遅延時間を得ることができる。

あるいは、受信信号に含まれるプリアンブルなどの既知パターンを参照シンボルとして利用して相関を求めるとともに、受信信号の電力を計算し、算出された電力に基づいて相関結果を正規化し、正規化された相関結果と所定の閾値を比較することにより最大遅延時間を計時し、これに基づいて遅延波成分を特定することができる。

あるいは、受信信号に含まれる既知パターンを利用して相関を求めるとともに、 受信信号の電力を計算し、さらに算出された電力に対し所定の閾値を乗算して、 相関結果と閾値乗算結果を比較することにより最大遅延時間を計時し、これに基づいて遅延波成分を特定することができる。この場合、正規化のための割り算処理を閾値の乗算に置き換えることができる。割算器に比し乗算器は比較的簡単な回路構成で実装することができるので、装置コストを低減させることができる。

相関手段は、例えば、あらかじめ保持する参照シンボルと受信した参照シンボルとを相互に相関をとる相互相関、受信信号中に繰り返し出現する既知パターン同士の相関をとる自己相関、受信信号を２値化して相関をとるリミッタなどのより構成することができる。

また、相関手段は、複数の参照シンボル用いて相関処理を行なうことで、相関区間を長くして感度を向上させることができる。

また、送信側では、送信シンボル毎のガード・インターバルに、場合に応じて繰り返し信号又はヌル信号のいずれか一方を挿入するようにしてもよい。より具体的には、プリアンブル信号送信時には送信シンボル毎に繰り返し信号で構成されるガード・インターバルを挿入し、データ送信時には送信シンボル毎にヌル信号で構成されるガード・インターバルを挿入するようにする。

プリアンブル信号の送信時のみ、従来通りガード・インターバル区間に繰り返し信号が挿入されているので、受信側において自己相関による同期処理を行なう場合には、より正確に同期を獲得することができる。一方、データ送信時には、ヌル信号からなるガード・インターバルを挿入するので、送信側では送信電力を節減するとともに、キャリア間干渉の問題を解消することができる。

本発明によれば、シンボル間干渉をなくすために送信シンボル間にガード・インターバルを設けてマルチキャリア伝送を行なう、優れた無線通信システム、受信装置及び受信方法、並びに送信装置及び送信方法、遅延時間算出装置及び遅延時間算出方法を提供することができる。

また、本発明によれば、キャリア間干渉を防止するために送信電力を増大しないガード・インターバル区間を構成するとともにシンボル間干渉を防ぐことができる、優れた無線通信システム、受信装置及び受信方法、並びに送信装置及び送信方法、遅延時間算出装置及び遅延時間算出方法を提供することができる。

本発明によれば、送信側では、ガード・インターバルにヌル信号を挿入することで、送信エネルギを減らすことが可能となる。また、ガード・インターバルに繰り返し信号を用いないため、送信信号のスペクトルのがたつきがなくなり、ピークが小さくなる。したがって、単位周波数当たりの送信電力を抑えることができる。

また、本発明によれば、受信側では、ガード・インターバル部分に生じたマルチパス成分をシンボルの先頭に加算することで、キャリア間干渉をなくすことができる。マルチパスの最大遅延時間がガード・インターバル区間より小さい場合には、最大遅延時間分だけシンボルの先頭に加算することで、加算される雑音電力を減らすことができ、受信ＳＮ比が向上する。また、本発明によれば、受信器側では受信シンボルからマルチパス成分をより正確に切り出すことができるので、復調性能の劣化を抑え、良好な通信を確保することができる。

本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。

図１は、本発明の実施に供されるＯＦＤＭ送信装置の機能構成を模式的に示した図である。 図２は、送信信号の構成を模式的に示した図である。 図３は、プリアンブル信号送信時における送信信号の構成を模式的に示した図である。 図４は、本発明の実施に供されるＯＦＤＭ受信装置の機能構成を模式的に示した図である。 図５は、波形整形部２３における動作特性を模式的に示した図である。 図６は、ガード・インターバル全体をシンボルに加算したときの雑音電力増加の問題を示した図である。 図７は、ガード・インターバル全体をシンボルに加算したときの雑音電力増加の問題を示した図である。 図８は、ガード・インターバル全体をシンボルに加算したときの雑音電力増加の問題を示した図である。 図９は、伝搬路状況に応じて受信ＳＮ比を改善するＯＦＤＭ受信装置の機能構成の一例を模式的に示した図である。 図１０は、図９に示したＯＦＤＭ受信装置の波形整形部２３における動作特性を模式的に示した図である。 図１１は、ガード・インターバルを２０％とした場合の周波数軸上の送信電力を示した図である。 図１２は、図１１の拡大図である。 図１３は、マルチパス環境における遅延波スペクトルの構成例を示した図である。 図１４は、プリアンブルの受信信号の相関出力を所定の閾値ＴＨと比較することにより、最大遅延時間にほぼ等しい遅延時間Ｔ2を割り出す仕組みを説明するための図である。 図１５は、参照シンボル１個を用いて相関処理を行なう仕組みを説明するための図である。 図１６は、複数の参照シンボルを用いて相関処理を行なう仕組みを説明するための図である。 図１７は、伝搬路状況に応じて受信ＳＮ比を改善するＯＦＤＭ受信装置の機能構成についての他の例を模式的に示した図である。 図１８は、遅延時間推定部２９の構成例を示した図である。 図１９は、遅延時間推定部２９の他の構成例を示した図である。 図２０は、相関回路３１の内部構成例を示した図である。 図２１は、相関回路３１の他の内部構成例を示した図である。 図２２は、相関回路３１の他の内部構成例を示した図である。 図２３は、閾値比較部３４と計時部３５による相関値出力と閾値比較による最大遅延時間の計時処理の例を示した図である。 図２４は、閾値比較部３４と計時部３５による相関値出力と閾値比較による最大遅延時間の計時処理についての他の例を示した図である。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。

本発明は、無線伝送の高速化・高品質化を実現する技術として期待されているＯＦＤＭ方式を採用した通信システムに関する。ＯＦＤＭ方式は、マルチキャリア伝送方式の一種で、各キャリアがシンボル区間内で相互に直交するように各キャリアの周波数が設定される。高速信号を多数のサブキャリアに分割して送信する結果、サブキャリア単体での伝送速度は低速になるため、遅延波の干渉に対して強くなる。

図１には、本発明の実施に供されるＯＦＤＭ送信装置の機能構成を模式的に示している。同図に示すように、ＯＦＤＭ送信装置は、符号器１１と、変調器１２と、シリアル・パラレル変換器１３と、ＩＦＦＴ１４と、パラレル・シリアル変換器１５と、ガード・インターバル挿入部１６とを備えている。

符号器１１は、送信データを誤り訂正符号で符号化する。変調部１２は、送信データを入力すると、送信制御部１０９から供給される変調情報とタイミングに従って、例えばＱＰＳＫ方式により変調を行なう。ここで、ＱＰＳＫ（ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＰｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）は、デジタル変調方式としての位相変調方式の１つであり、０相に（０，０）、π／２相に（０，１）、π相に（１，０）、３／π相に（１，１）を対応させて伝送する。

送信データの変調処理を行なった時点で、パイロット・シンボル挿入パターン並びにタイミングに従って、既知のデータ系列をパイロット・シンボルとして変調シンボル系列に挿入するようにしてもよい。サブキャリア毎あるいはサブキャリア数本の間隔で、既知パターンからなるパイロット信号が挿入される。

シリアル・パラレル変換器１３は、変調されたシリアル形式の信号を、並列キャリア数並びにタイミングに従って、並列キャリア数分のパラレル・データに変換してまとめる。

ＩＦＦＴ１４及びパラレル・シリアル変換器１５では、所定のＦＦＴサイズ並びにタイミングに従ってＦＦＴサイズ分の逆フーリエ変換を行ない、周波数軸での各キャリアの直交性を保持したまま時間軸の信号に変換する。

ガード・インターバル挿入部１６は、１ＯＦＤＭシンボル分の信号が送信された後、その出力をパラレル・シリアル変換器１５側から“０”信号（例えばグランド）側に切り替え、ガード・インターバルに相当する時間だけヌル信号を送信する。但し、プリアンブル信号の送出時のみ（あるいはその他の所定の期間だけ）、ガード・インターバル挿入部１６は、繰り返し信号からなるガード・インターバルを挿入するようにしてもよい。

図２には、送信信号の構成を模式的に示している。図示の通り、ＯＦＤＭシンボルの１シンボル毎に、ガード・インターバルとしてヌル信号が挿入されている。ガード・インターバルの時間幅は、伝搬路の状況、すなわち復調に影響を及ぼす遅延波の最大遅延時間によって決定される（遅延時間はガード・インターバル内に収まる）。遅延波の最大遅延時間よりもガード・インターバルを大きくすることで、シンボル間干渉を防ぐことができる。

本実施形態では、このようにガード・インターバル区間をヌル信号で構成することにより、送信電力を節約するとともに、ＳＮ比の劣化（前述）を防止することができる。また、ガード・インターバル区間をヌル信号とすることにより余剰となった送信電力を送信シンボル期間に充当することによって、より効率的な送信動作を行なうこともできる。

但し、受信側において、既知パターンからなるプリアンブル信号を用いて自己相関による同期処理を行なう場合には、正確に同期を獲得するために、プリアンブル信号の送信時のみ、従来通りガード・インターバル区間に繰り返し信号を挿入し（図３を参照のこと）、データ送信時にヌル信号からなるガード・インターバルを挿入するようにしてもよい。

また、図４には、本発明の実施に供されるＯＦＤＭ受信装置の機能構成を模式的に示している。同図に示すように、ＯＦＤＭ受信装置は、同期検出部２１と、シリアル・パラレル変換器２２と、波形整形部２３と、ＦＦＴ２４と、パラレル・シリアル変換器２５と、復調部２６と、復号部２７で構成される。

伝搬路でマルチパス・フェーディングを受けた受信信号から、同期検出部２１によって同期タイミングが検出される。同期検出部２１はプリアンブル信号を用いて同期を検出する。送信側からは、プリアンブル信号の送出時のみガード・インターバル区間に繰り返し信号を挿入することによって、より高精度に同期を獲得することができる。

シリアル・パラレル変換器２２は、検出された同期タイミングに従って、シリアル・データとしての受信信号を並列キャリア数分のパラレル・データに変換してまとめる。ここでは、シンボル長とガード・インターバルを含んだ範囲の信号がまとめられる。

次に、波形整形部２３では、ガード・インターバル部分又は受信信号の有効シンボルからガード・インターバル部分にはみ出た遅延波成分を利用して、有効シンボルの先頭部分についての波形の整形処理が行なわれる。波形整形部２３の詳細な動作については後述する。

ＦＦＴ２４によってシンボル長分の信号をフーリエ変換し、パラレル・シリアル変換器２５によって時間軸の信号を周波数軸の信号に変換し、各サブキャリアの信号を取り出す。そして、サブキャリア信号は、復調器２６により例えばＱＰＳＫ復調し、復号器２７により誤り訂正符号で復号した後、受信データとなり、通信プロトコルの上位層によって処理される。

図５には、波形整形部２３における動作特性を模式的に示している。波形整形部２３は、受信信号の有効シンボルの終端からはみ出した遅延波部分を含むガード・インターバルを受信シンボルの先頭部分に適用して波形整形する。

受信シンボル５０１の先頭部分５０３は、伝搬路のマルチパスにより遅延波の影響を受けて、同図に示すように歪んだ形となる。ここで、遅延波が送信時にヌル信号が挿入されたガード・インターバル内に収まる場合、遅延波は次のシンボルにかからないので、シンボル間干渉は生じない。ところが、受信シンボルからそのままフーリエ変換を適用する範囲（ＦＦＴウィンドウ）を取り出してフーリエ変換を行なうと、マルチパスの影響によってサブキャリア間の干渉が生じ、受信特性が大きく劣化する。

そこで、波形整形部２３は、受信シンボルの終端からはみ出ている遅延波成分５０２を含むガード・インターバルを受信シンボルの先頭部分５０１に加算する。このようにして、受信シンボルの先頭部分の遅延波成分５０３と加算されたガード・インターバル部分５０２の信号波形は連続となるので、サブキャリア間の干渉がなくなる。

一方、図５に示したようにガード・インターバル全体をシンボルに加算すると、ガード・インターバル部分の雑音もそのまま加算されることになるので、雑音電力が増加するという問題がある。この問題について、図６を参照しながら考察してみる。

同図に示すように、正規のマルチキャリア送信信号は、長さＴ_eの送信シンボル毎にヌル信号からなる長さＴ_gのガード・インターバルが挿入して構成されている。これをマルチパス環境からなる伝搬路を経ると、受信側では最大遅延時間Ｔ_dの遅延波すなわち雑音波が到来する。さらに受信機ハードウェアなどの影響による雑音成分が生じ、送信信号に遅延波と雑音を重畳したものが受信信号となる。

ここで、図５を参照しながら説明したように、有効シンボル以降の長さＴ₂だけの受信信号を切り出して有効シンボルの先頭に加算した場合、有効シンボル以降にはみ出した遅延波成分は、有効シンボルの先頭部分の遅延波成分と加算されることにより信号波形を連続にする効果がある。

これに対し、遅延波成分とともに切り出された雑音成分は余計なものであり、有効シンボルの先頭に加算すると、受信信号のＳＮ比を徒に劣化させる。この余計に加算される雑音成分は、有効シンボルの先端部分の波形整形処理と分離できない部分と、分離可能な部分の２つに分類される。すなわち、図７に示すように、最大遅延時間Ｔ_dを越える部分に関しては、最大遅延時間Ｔ_dをより高精度に求め、Ｔ₂をＴ_dに近づけることにより、除去することが可能な雑音である。

なお、ガード・インターバル全体をシンボルに加算することに伴う誤差要因として、雑音が有効シンボルに加算されること以外に、ＦＦＴウィンドウのずれを挙げることができる（図８を参照のこと）。すなわち、ＦＦＴウィンドウのずれにより信号がなくなった部分には、信号の逆位相の信号が雑音として加算されることになる。

このような雑音加算の問題を解決する１つの方法として、送信側における余剰の送信電力を活用することが考えられる。繰り返し信号をガード・インターバルに挿入する従来の送信信号では、ガード・インターバル分だけ信号電力が増加していた。したがって、繰り返し信号で余計に送信していた電力を、本方式において送信シンボルの信号電力の増加に充当することによって（前述）、同じ送信電力で同じ受信ＳＮ比にすることができる。つまり、送信側の工夫により、受信側では復号性能に差異はなくなる。

また、問題解決の他の方法として、遅延波を生じさせる伝搬路状況に応じて受信ＳＮ比を改善することが考えられる。ガード・インターバル全体を受信信号の有効シンボルの先頭にそのまま加算するのではなく、ガード・インターバルのうち有効シンボルの終端からはみ出ている遅延波成分を取り出して、この部分だけを有効シンボルの先頭に加算するようにする。この結果、受信信号の有効シンボルに加算される雑音成分を最低限に抑えることができ、受信ＳＮ比を向上させることができる。このような遅延波成分は、伝搬路推定により求められる最大遅延時間より特定することができる。

波形整形を行なう区間に関しては、例えばプリアンブル信号から検出される受信電力に応じてその区間の長さを規定することができる。具体的には、プリアンブルの受信電力が大きいときは波形整形を行なう区間を長くし、小さいときは波形整形を行なう区間を短くするのが望ましい。これは、プリアンブルの受信電力が小さいときは、遅延波区間には雑音成分の割合が大きいため、波形整形の効果があまり望めず、かえって信号品質を劣化させる場合があるからである。

図９には、伝搬路状況に応じて受信ＳＮ比を改善するＯＦＤＭ受信装置の機能構成の一例を模式的に示している。図示のＯＦＤＭ受信装置は、ＦＦＴ２４の後段に伝搬路推定部２８が配設されている点で、図４に示した機能構成とは相違する。

送信側から送られてくるサブキャリア毎あるいはサブキャリア数本の間隔で、既知パターンからなるパイロット信号が挿入されている。伝搬路推定部２８は、フーリエ変換後の周波数軸上に並んだＯＦＤＭ信号に基づいて伝搬路の推定を行ない、最大遅延時間を得ることができる。

ここで得られた最大遅延時間は波形整形部２３に帰還される。波形整形部２３では、最大遅延時間に従って、ガード・インターバルのうち有効シンボルの終端からはみ出ている遅延波成分を特定し、この部分だけを有効シンボルの先頭に加算するようにする。

図１０には、この場合における波形整形部２３における動作特性を模式的に示している。既に述べたように、ガード・インターバル部分を加算するのは、ガード・インターバル部分にはみ出した遅延波成分をシンボルに加算するためであり、加算に必要なのは遅延波の存在する部分だけで良い。つまり、受信信号の有効シンボル７０１の終端からガード・インターバルにはみ出した部分７０２だけを有効シンボル７０１の先頭部分７０３に加算すればよい。

このような信号の加算処理によって、受信シンボルの先頭部分の遅延波成分７０３と加算されたガード・インターバル部分７０２の信号波形は連続となりサブキャリア間の干渉がなくなるとともに、受信シンボルに加算される雑音成分も最低限となり、受信ＳＮ比が向上する。

以上より、従来方式で繰り返し信号を用いていたガード・インターバルにヌル信号を挿入することで，シンボル間干渉及びキャリア間干渉をなくすことができること、また、伝搬路状況によっては受信ＳＮ比が改善されることを示してきた。さらに、本方式を用いることで周波数単位の送信電力を下げることが可能であることを以下に説明する。

図１１には、ガード・インターバルを２０％とした場合の周波数軸上の送信電力を示している。従来方式では、繰り返し信号を挿入することでシンボル長が長くなるため、送信信号にキャリア間干渉が発生する。このため、周波数単位の送信電力が増加する。

これに対し、ヌル信号をガード・インターバルとして挿入した本方式では、送信信号においてもキャリア間干渉がないため、送信電力の増加を防ぐことができる。

図１２にはその拡大図を示している。本方式は従来方式よりピーク電力が約１．１ｄＢだけ少ないことが分かる。単位周波数当たりの送信電力が制限される場合において、本方式は無駄のない送信ができることが分かる。

また、受信機側で最大遅延時間Ｔ_dを得る方法として、プリアンブル（若しくは送信機から送られてくる既知パターンの信号）の相関出力を用いる方法が挙げられる。

図１３には、室内などのマルチパス環境における遅延波スペクトルの構成例を示している。図示の通り、第一到来波（１）の後に、強力な遅延波（２）、（３）が続き、さらに弱いながらも多数の遅延波（４）が続く。このような遅延波スペクトルは、伝達関数とみなされ、時間的に畳み込まれて受信信号をなす。

図１４に示すように、プリアンブルの受信信号の相関出力を所定の閾値ＴＨと比較することにより、最大遅延時間にほぼ等しい遅延時間Ｔ₂を割り出す。そして、有効シンボル以降の適切な遅延時間Ｔ₂分だけの信号成分を切り出して、有効シンボルの先頭に加算する。この結果、遅延波成分の信号波形は連続的になる。また、不要な雑音成分の加算を極力抑制することができる。

図１５に示すように、通常の送信データ・フレームの先頭には、一般に、同期獲得やその他の目的のために既知パターンからなるプリアンブルが付加されている。このプリアンブルは、例えば１２８サンプルからなる参照シンボルを複数連結して構成される。例えば参照シンボル１個を用いて相関処理を行なうことで、適当な遅延時間Ｔ₂を見積もることができる。帯域幅分の１で測定が可能であることから、帯域幅を１．５ＧＨｚ、サンプル数を１２８とすれば、分解能は０．６７ナノ秒、有効シンボル長は８５．３ナノ秒となる。あるいは、図１６に示すように複数の参照シンボルを用いて相関処理を行なうことにより、相関区間を長くとり、感度を向上させることができる。

図１７には、プリアンブル信号の相関出力により有効シンボル以降の信号成分を切り出す適切な遅延時間Ｔ₂を求めた後、これを有効シンボルの先頭に加算することにより受信ＳＮ比を改善するＯＦＤＭ受信装置の機能構成の一例を模式的に示している。図示のＯＦＤＭ受信装置は、ＦＦＴ２４の後段に遅延時間推定部２９が配設されている点で、図９に示した機能構成とは相違する。

送信側から送られてくるサブキャリア毎あるいはサブキャリア数本の間隔で、既知パターンからなるパイロット信号が挿入されている。遅延時間推定部２９は、フーリエ変換後の周波数軸上に並んだＯＦＤＭ信号に基づいて伝搬路の推定を行ない、適当な遅延時間Ｔ₂を得ることができる。

ここで得られた遅延時間Ｔ₂は波形整形部２３に帰還される。波形整形部２３では、遅延時間Ｔ₂に従って、ガード・インターバルのうち有効シンボルの終端からはみ出ている遅延時間Ｔ₂分だけの遅延波成分を切り出し、有効シンボルの先頭に加算するようにする。

図１８には、遅延時間推定部２９の構成例を示している。同図に示す遅延時間推定部２９は、相関回路３１と、電力計算部３２と、正規化部３３と、閾値比較部３４と、計時部３５で構成される。

相関回路３１は、受信信号に含まれる既知パターンを利用して相関を求める。相関の計算方法については後述に譲る。電力計算部３２は、受信信号の電力を計算する。正規化部３３は、算出された電力に基づいて相関結果を正規化する。閾値比較部３４は、正規化された相関結果と所定の閾値を比較する。そして、計時部３５は、閾値との比較結果に基づいて、受信波に含まれる遅延波の最大遅延時間を計時する。受信波の相関出力と閾値との比較方法については、後述に譲る。

また、図１９には、遅延時間推定部２９についての他の構成例を図解している。同図に示す遅延時間推定部２９は、相関回路３１と、閾値乗算部３６と、比較部３７と、計時部３５で構成される。

相関回路３１は、受信信号に含まれる既知パターンを利用して相関を求める。電力計算部３２は、受信信号の電力を計算する。閾値乗算部３６は、算出された電力に対し所定の閾値を乗算する。比較部３７は、相関結果と閾値乗算結果を比較する。そして、計時部３５は、この比較結果に基づいて最大遅延時間を計時する。この場合、正規化のための割り算処理を閾値の乗算に置き換えることができる。割算器に比し乗算器は比較的簡単な回路構成で実装することができるので、装置コストを低減させることができる。

図２０には、相関回路３１の内部構成例を示している。図示の例では参照シンボル区間は既知パターンからなるｈ₀〜ｈ_k-1の既知パターンからなるｋ個のサンプルで構成されている。同図に示す相関回路３１は、順次入力されるｋ個のサンプルを時系列的に保持するシフト・レジスタ４１と、参照シンボルを保持する参照シンボル保持部４２と、受信シンボルと時系列的に対応するサンプル同士の掛け算を行なうｋ個の乗算器４３と、これらの乗算出力によりＩ軸信号及びＱ軸信号の２乗の和を求める合算器４４と、相関値として出力する絶対値回路４５で構成される。そして、絶対値回路４５によって得られる２乗和が、あらかじめ保持する参照シンボルと受信した参照シンボルとの相関値として出力される。

また、図２１には、相関回路３１の他の内部構成例を示している。図示の例では参照シンボル区間は既知パターンからなるｈ₀〜ｈ_k-1のｋ個のサンプルで構成され、送信側からは同じ参照シンボルが所定回数だけ繰り返し送られてくるものとする。同図に示す相関回路３１は、順次入力される受信シンボルを時系列的に保持するシフト・レジスタ４１Ａ及びシフト・レジスタ４１Ｂと、時系列的に対応するサンプル同士の掛け算を行なうｋ個の乗算器４３と、この乗算出力によりＩ軸信号及びＱ軸信号の２乗の和を求める合算器４４と、相関値として出力する絶対値回路４５で構成される。したがって、受信信号中に繰り返し出現する既知パターン同士の相関をとる自己相関を得ることができる。

また、図２２には、相関回路３１の他の内部構成例を示している。図示の例では参照シンボル区間は既知パターンからなるｈ₀〜ｈ_k-1のｋ個のサンプルで構成されている。同図に示す相関回路３１は、受信信号を正規化するリミッタ４６と、正規化されたｋ個の受信シンボルを時系列的に保持するシフト・レジスタ４１と、ｋ個の参照シンボルを保持する参照シンボル保持部４２と、受信シンボルと時系列的に対応するサンプル同士の掛け算を行なうｋ個の乗算器４３と、この乗算出力によりＩ軸信号及びＱ軸信号の２乗の和を求める合算器４４と、相関値として出力する絶対値回路４５で構成される。そして、絶対値回路４５によって得られる２乗和が、あらかじめ保持する参照シンボルと受信した参照シンボルとの相関値として出力される。図示の相関回路３１によれば、図１８中の電力計算と正規化処理を含んだ相関値出力を得ることができる。

図２３には、閾値比較部３４と計時部３５による相関値出力と閾値比較による最大遅延時間の計時処理の例を示している。同図に示すように、相関値出力と閾値ＴＨが比較され、相関値が閾値ＴＨを越える期間Ｔ₂が遅延時間として推定される。

また、図２４には、閾値比較部３４と計時部３５による相関値出力と閾値比較による最大遅延時間の計時処理についての他の例を示している。同図に示す例では、相関値出力と２つの閾値ＴＨ１及びＴＨ２が比較される。一方の閾値ＴＨ１は相関値出力のピーク値をＦＦＴタイミングとして使用され、他方の閾値ＴＨ２は最大遅延の検出に使用され、相関値出力が閾値ＴＨ１を越えてから閾値ＴＨ２を下回るまでの期間が遅延時間Ｔ₂として推定される。

以上述べたように推定した遅延時間に対して所定の補正係数を乗じた値をもって遅延時間Ｔ₂としてもよい。あるいは、所定のオフセット時間を加算補正した値をもって遅延時間Ｔ₂としてもよい。

［追補］
以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。すなわち、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、特許請求の範囲の記載を参酌すべきである。

１１…符号器
１２…変調器
１３…シリアル・パラレル変換器
１４…ＩＦＦＴ
１５…パラレル・シリアル変換器
１６…ガード・インターバル挿入部
２１…同期検出部
２２…シリアル・パラレル変換器
２３…波形整形部
２４…ＦＦＴ
２５…パラレル・シリアル変換器
２６…復調部
２７…復号部
２８…伝搬路推定部
２９…遅延時間推定部
３１…相関回路
３２…電力計算部
３３…正規化部
３４…閾値比較部
３５…計時部
３６…閾値乗算部
４１…シフト・レジスタ
４２…参照シンボル保持部
４３…乗算器
４４…合算器
４５…絶対値回路
４６…リミッタ

Claims (12)

1. マルチキャリア信号を送信する送信装置であって、
   送信シンボル毎のガード・インターバルに、場合に応じて繰り返し信号又はヌル信号のいずれか一方を挿入する、
   ことを特徴とする送信装置。
2. マルチキャリア信号を送信する送信装置であって、
   送信データを符号化・変調する信号処理手段と、
   該変調された信号を並列キャリア数分のパラレル・データに変換するシリアル・パラレル変換手段と、
   該パラレル・データを所定のＦＦＴサイズ並びにタイミングに従ってＦＦＴサイズ分の逆フーリエ変換を行ない、時間軸の信号に変換する逆フーリエ変換手段と、
   送信シンボル毎のガード・インターバルに、場合に応じて繰り返し信号又はヌル信号のいずれか一方を挿入するガード・インターバル挿入手段と、
   を具備することを特徴とする送信装置。
3. プリアンブル信号に続いてデータを送信し、
   プリアンブル信号送信時には送信シンボル毎に繰り返し信号で構成されるガード・インターバルを挿入し、データ送信時には送信シンボル毎にヌル信号で構成されるガード・インターバルを挿入する、
   ことを特徴とする請求項１又２のいずれかに記載の送信装置。
4. マルチキャリア信号を送信する送信方法であって、
   場合に応じて送信シンボル毎のガード・インターバルに繰り返し信号又はヌル信号のいずれか一方を挿入する、
   ことを特徴とする送信方法。
5. マルチキャリア信号を送信する送信方法であって、
   送信データを符号化・変調する信号処理ステップと、
   該変調された信号を並列キャリア数分のパラレル・データに変換するシリアル・パラレル変換ステップと、
   該パラレル・データを所定のＦＦＴサイズ並びにタイミングに従ってＦＦＴサイズ分の逆フーリエ変換を行ない、時間軸の信号に変換する逆フーリエ変換ステップと、
   送信シンボル毎のガード・インターバルに場合に応じて繰り返し信号又はヌル信号のいずれか一方を挿入するガード・インターバル挿入ステップと、
   を有することを特徴とする送信方法。
6. マルチキャリア伝送路におけるマルチパスの影響による遅延波の遅延時間を算出する遅延時間算出装置であって、
   受信信号に含まれる既知パターンを利用して相関を求める相関手段と、
   受信信号の電力を計算する電力計算手段と、
   算出された電力に基づいて相関結果を正規化する正規化手段と、
   正規化された相関結果と所定の閾値を比較し、該比較結果に基づいて最大遅延時間を計時する計時手段と、
   を具備することを特徴とする遅延時間算出装置。
7. マルチキャリア伝送路におけるマルチパスの影響による遅延波の遅延時間を算出する遅延時間算出装置であって、
   受信信号に含まれる既知パターンを利用して相関を求める相関手段と、
   受信信号の電力を計算する電力計算手段と、
   算出された電力に対し所定の閾値を乗算する閾値乗算手段と、
   相関結果と閾値乗算結果を比較し、該比較結果に基づいて最大遅延時間を計時する計時手段と、
   を具備することを特徴とする遅延時間算出装置。
8. 前記相関手段は、あらかじめ保持する参照シンボルと受信した参照シンボルとを相互に相関をとる相互相関手段により構成される、
   ことを特徴とする請求項６又は７のいずれかに記載の遅延時間算出装置。
9. 前記相関手段は、受信信号中に繰り返し出現する参照シンボル同士の相関をとる自己相関手段により構成される、
   ことを特徴とする請求項６又は７のいずれかに記載の遅延時間算出装置。
10. 前記相関手段は、受信信号を２値化して相関をとるリミッタ手段により構成される、
    ことを特徴とする請求項６又は７のいずれかに記載の遅延時間算出装置。
11. 前記相関手段は、複数の参照シンボル用いて相関処理を行なう、
    ことを特徴とする請求項６又は７のいずれかに記載の遅延時間算出装置。
12. マルチキャリア伝送路におけるマルチパスの影響による遅延波の遅延時間を算出する遅延時間算出方法であって、
    受信信号に含まれる既知パターンを利用して相関を求める相関ステップと、
    受信信号の電力を計算する電力計算ステップと、
    算出された電力に基づいて相関結果を正規化する正規化ステップと、
    正規化された相関結果と所定の閾値を比較し、該比較結果に基づいて最大遅延時間を計時する計時ステップと、
    を有することを特徴とする遅延時間算出方法。
    

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