KR100602518B1

KR100602518B1 - 직교주파수분할다중 통신 시스템의 채널 추정 방법 및 장치

Info

Publication number: KR100602518B1
Application number: KR1020040050794A
Authority: KR
Inventors: 서정욱; 전원기; 김동순; 위정욱; 백종호
Original assignee: 전자부품연구원
Priority date: 2004-06-30
Filing date: 2004-06-30
Publication date: 2006-07-19
Anticipated expiration: 2024-06-30
Also published as: KR20060001646A

Abstract

본 발명은 OFDM 통신 시스템의 채널 추정에 관한 것으로서, 수신된 OFDM 신호에 대하여 FFT 연산을 수행하는 단계와, 상기 FFT 연산 단계의 결과값에 대하여 파일롯 심볼을 이용하여 LS 기법으로 예비적으로 채널을 추정하는 단계와, 상기 예비적 채널 추정 결과에 대하여 IFFT 연산을 수행하여 CIR(Channel Impulse Response)의 추정값을 구하는 단계와, 상기 추정값에 소정의 진폭조정계수를 승산하는 단계와, 상기 승산 단계의 결과와 소정의 문턱값을 비교하는 단계와, 상기 승산 단계와 비교 단계를 통하여 상기 CIR 추정값의 정확성을 향상시키는 단계와, 상기 향상된 CIR 추정값을 FFT 연산에 의하여 채널 추정값으로 변환하는 단계를 포함하는 OFDM 통신 시스템의 채널 추정 방법 및 이를 구현한 채널 추정기를 제공한다.

OFDM, 채널 추정, 파일롯 심볼, STO, CIR

Description

직교주파수분할다중 통신 시스템의 채널 추정 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR CHANNEL ESTIMATION FOR OFDM BASED COMMUNICATION SYSTEMS}

도 1은 본 발명에 따르는 채널 추정기의 블록도

도 2는 Eb/N₀에 대한 진폭조정계수를 예시한 도면.

도 3은 Eb/N₀에 대한 문턱값을 예시한 도면.

도 4 내지 도 6은 본 발명에 따르는 채널 추정 기법과 종래 채널 추정 기법의 성능을 대비하기 위하여 도시한 도면.

<도면의 주요부분에 대한 부호의 설명>

100: 제1 FFT 연산기 110: 제1 파일롯 및 데이터 분리기

120: 파일롯 이용 LS 채널 추정기 130: 스케일러 및 제로 삽입기

140: IFFT 연산기 150: CIR 적응기

160: 제2 FFT 연산기 170: 제2 파일롯 및 데이터 분리기

180: 단일 탭 등화기

본 발명은 OFDM 통신 시스템에 관한 것으로서, 구체적으로는 페이딩의 영향과 심볼 타이밍 오프셋을 최소화하는 새로운 OFDM 채널 추정 기법에 관한 것이다.

OFDM은 통신 세션을 위해 할당된 주파수 대역폭을 복수의 협대역 주파수 부대역으로 분할하는 광대역 변조 방식으로서, 각 부대역은 무선 주파수(RF) 부반송파를 포함하며, 각 부반송파는 다른 부채널들 각각에 포함된 RF 부반송파에 대해 수학적으로 직교한다. 상기 부반송파들의 직교성은 그들의 개별 스펙트럼들이 다른 반송파들과의 간섭없이 중첩됨을 허용한다. 주파수 대역폭을 복수의 직교 부대역들로 분할함으로 말미암아 OFDM 방식은 높은 데이터 전송 속도와 매우 효율적인 대역폭 사용이 가능하다.

OFDM 방식은 전송하고자 하는 데이터를 먼저 M-QAM (M-ary quadrature amplitude modulation) 형태의 복소심벌(complex symbol)로 변환하고 복소심벌의 수열인 복소심벌열(complex symbol sequence)을 직병렬전환을 통해 다수의 병렬 복소심벌로 전환한 후 병렬 복소심벌들 각각을 구형파성형화(rectangular pulseshaping)하고 부반송파(sub-carrier)변조하는 다중반송파변조(Multi-Carrier Modulation) 방식이다. 다중반송파변조 방식에서는 부반송파변조된(sub-carrier modulated) 모든 병렬 복소 심볼들이 서로 직교 (orthogonal)하도록 부반송파 사이의 주파수 간격이 설정된다.

OFDM 방식을 사용하지 않고 무선 페이딩(fading) 채널을 통해 M-QAM 변조신호를 전송할 경우, 다중경로지연(multipath delay)에 의해 발생하는 채널의 지연확산(delay spread)이 변조신호의 심벌주기보다 크면, 심벌간상호간섭(inter-symbol interference)이 발생하여 수신단에서 올바른 신호복원이 불가능해진다. 따라서 랜덤한 지연확산을 보상하는 등화기(equalizer)를 사용해야 하지만, 등화기의 구현이 매우 복잡할 뿐만 아니라 수신단에서 입력잡음에 의한 전송성능의 열화가 커지는 단점이 있다.

반면, OFDM 방식을 이용하면 각 병렬 복소 심볼의 심벌 주기를 채널의 지연확산보다 훨씬 길게 할 수 있으므로 심벌간 상호간섭을 상대적으로 매우 작게 할 수 있다. 특히 보호구간(guard interval)을 지연확산보다 길게 설정함으로써 심벌간 상호간섭을 완전히 제거할 수 있는 장점이 있다. 물론 다중경로지연에 의한 랜덤한 지연확산을 보상하는 등화기를 구현할 필요가 없다. 따라서, OFDM 방식은 무선 페이딩 채널을 통한 데이터 전송에 매우 효과적이므로 현재 유럽의 지상파(terrestrial) 디지털 텔레비전 및 오디오 방송시스템에 대한 표준 전송방식으로 채택되어 있다. 또한 디지털가입자망(digital subscriber loop, DSL) 및 전력선통신(powerline communication) 등의 유선 채널을 통한 데이터 전송시스템 등에서도 선로망 환경에서 발생하는 다중경로 반사(multipath reflection)에 의한 전송성능 열화를 제거하는 데 많이 사용되고 있다.

OFDM 방식을 이용한 데이터 전송시스템의 송신단은 전송하고자 하는 데이터를 먼저 부호화데이터(coded data)로 바꾸는 채널부호화(channel encoding) 수단, 부호화데이터를 매핑기(mapper)를 통해 M-QAM, PSK(phase shift keying) 및 DPSK(differential PSK) 등 형태의 복소심벌로 변환하고 이를 직병렬전환을 통해 다수의 병렬 복소심벌로 전환한 후 각각의 병렬 복소심벌을 구형파성형화하고 부반 송파변조한 후 부반송파변조된 모든 신호들의 합을 반송파변조하는 변조 수단, 그리고 무선 및 유선 채널을 통해 반송파변조된 신호를 전송하기 위해 증폭기 및 안테나 등으로 구성되는 송신단채널정합 수단 등으로 구성된다. 수신단은 송신단과는 반대로 수신단채널정합 수단, 복조 수단 및 채널복호화(channel decoding) 수단 등으로 구성된다.

상기한 채널부호화 수단으로는 길쌈부호화(convolutional encoding), 블록부호화(block encoding), 터보부호화(turbo encoding) 등을 포함하는 다수의 방법 또는 그들의 적절한 조합이 이용된다. 상기한 송신단 변조 수단 중 다수의 병렬 복소심벌들의 구형파성형화 및 부반송파변조 수단은 표본화이론(sampling theorem)에 근거하여 IFFT(inverse fast Fourier transform)신호처리 수단으로 구현하며, 수신단에서의 역신호처리는 FFT(fast Fourier transform)신호처리 수단을 이용한다.

OFDM 방식을 이용한 데이터 전송시스템의 송신단에서 부호화데이터는 매핑기를 거쳐 복소심벌로 전환되며, 복소심벌은 주파수교직기(frequency interleaver) 및 수신단의 주파수역교직화기(frequency deinterleaver)에 의해 인접하는 복소심벌들이 서로 독립적인 페이딩 영향을 받게 된다. 따라서 수신단에서 복원된 부호화데이터는 군집성(burst) 형태의 손실로 인한 심각한 성능열화가 방지된다. 그러나, 페이딩에 의한 정보의 손실확률이 여전히 매우 높아 비페이딩 채널(unfaded channel)을 통한 데이터 전송에 비해 전송성능의 열화가 심한 단점이 있다.

한편, 단말기가 고속으로 이동하는 등과 같은 환경에서는 채널의 왜곡으로 인한 심볼간 간섭의 발생 문제가 심각하게 작용하여 이로 인하여 수신기의 등화기 가 복잡하게 된다. 따라서, 근래의 시스템들은 심볼간 간섭 문제를 일으키지 않는 CDMA 방식이나 OFDM 방식을 선호하고 있다. CDMA 방식은 딜레이 스프레드(delay spread)에 존재하는 다경로를 구분해 낼 수 있으며 OFDM 방식은 하나의 반송파를 여러 개의 부반송파로 나누어 심볼 구간이 딜레이 스프레드에 비해 길도록 함으로써 심볼간 간섭을 회피한다. 그러나, CDMA 나 OFDM 을 사용하는 경우라도 복잡한 등화기는 필요하지 않지만 채널에 의해서 신호가 왜곡되는 것을 보상해주는 단일 탭 등화기 형태의 채널추정(channel estimation) 및 채널보상(channel compensation)이 필요하다.

OFDM 시스템의 채널추정기법으로 많은 방식이 제안되었다. 채널 추정 알고리즘은 파일럿 심볼 이용 채널추정방법(pilot-symbol-aided channel estimation)과 결정지향 채널추정 방법 (decision-directed channel estimation) 의 두 종류로 대별할 수 있다. 파일럿 심볼 이용 채널추정방법은 데이터의 중간에 주기적으로 파일럿(pilot)이라고 불리는 약정된 신호를 보내어 이를 이용해서 채널추정을 하는 방법이고, 결정지향 채널추정 방법은 파일럿 심볼뿐만 아니라 일반 데이터를 같이 이용하여 채널추정 값의 잡음분산을 줄이는 방법이다. 두 알고리즘 모두 채널 추정 값의 잡음분산을 줄이기 위해서 상관관계가 높은 인접한 채널 값들을 이용하여 필터를 통과시켜 양질의 채널 추정 값을 얻는 데 유용하다.

구체적 연산 기법에서 대표적인 것은 LS(Least Square) 또는 LMMSE(Linear Minimum Mean Square Error) 채널추정기법이 있다. 이중에서 파일롯 부반송파 채널의 평균 제곱 오차(Mean Square Error; MSE)나 비트오율(Bit Error Rate; BER) 관 점에서 우수한 방식은 LMMSE 채널추정기법이다. LMMSE 채널추정기법에서는 채널의 자기상관함수와 수신 SNR을 알고 있다고 가정한다. 자기상관함수를 구하기 위해 몬테카를로(Monte-Carlo) 시뮬레이션을 사용하거나 지수분포/균등분포 등의 수학적인 모델을 사용한다. 이들의 MSE나 BER 성능을 비교해보면, 시뮬레이션으로 생성한 자기상관함수를 사용하는 것이 더 우수한 성능을 보인다. OFDM 송신기에서는 프리앰블(preamble)이나 데이터 심볼 사이에 등간격의 파일럿(pilot) 심볼을 삽입한 OFDM 심볼을 보내어 LMMSE 채널추정을 수행한다.

그런데, OFDM 수신기에서는 FFT 처리를 위해 OFDM 심볼을 동기화할 필요가 있고, 이때 페이딩의 영향 등으로 심볼 타이밍 오프셋(Symbol Timing Offset; STO)가 발생할 수 있다. 이것에 의한 반송파간 간섭(Inter-Carrier Interference; ICI)나 심볼간 간섭(Inter-Symbol Interference; ISI)가 수신기의 성능을 저하시킨다. 다시말해, STO의 영향으로 인해 시뮬레이션으로 생성한 자기상관함수를 사용하는 LMMSE 채널추정기법의 성능은 급격히 나빠진다.

전술한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위하여, 본 발명은 STO의 영향을 받지 않으면서도, 시뮬레이션으로 생성한 자기상관함수를 사용하는 LMMSE 채널추정기법과 유사한 성능을 보이는 신규하고 진보한 채널추정기법의 제공에 그 목적이 있다.

상기 기술적 과제를 달성하기 위하여, 본 발명에서는 기존의 자기상관함수를 이용하는 이산 푸리에 변환(Descrete Fourier Transform; DFT) 기반 채널 추정 기법을 변형시킨 새로운 채널추정기법을 제안한다. 본 발명의 핵식점 요지는 자기상관함수를 이용하지 않고, DFT 기반의 채널추정을 한다는 데 있으며, 본 명세서에서는 이를 CIR 적응화(Channel Impulse Response Adaptation) 기법이라 명명하고, CIR 적응화 기능을 수행하는 블록을 CIR 적응기(CIR Adapter)라고 명명하였다.

이하, 첨부 도면을 참조하여 본 발명의 구성에 대하여 상술한다.

도 1은 본 발명에 따르는 채널 추정 기법을 수행하는 구성 요소를 도시한 블록도이다. 본 발명은 송신기는 채널추정을 위해 파일럿 심볼을 삽입한 OFDM 심볼을 전송하고, OFDM 심볼은 다중경로 페이딩을 거쳐 수신기에 도달하며, 다중경로 페이딩의 채널모델은 알고 있다는 것을 기본 전제로 한다.

도 1에 도시된 바와 같이 본 발명의 채널 추정과 관련된 구성 요소는 제1 FFT 연산기(100), 제1 파일롯 및 데이터 분리기(Pilot & Data Decomposer)(110), 파일롯 심볼 이용 LS 채널 추정기(Pilot Least Square-Channel Estimation; Pilot LS-CE)(120), 스케일러 및 제로 삽입기((Scaled LS-CE & Zero Composer)(130), IFFT 연산기(140), CIR 적응기(CIR Adapter)(150), 제2 FFT 연산기(160), 제2 파일롯 및 데이터 분리기(Pilot & Data Decomposer)(170), 및 단일 탭 등화기(One-Tap Equalizer)(180)이다.

제1 FFT 연산기(100)는 송신측의 직교 변조기에서 사용된 상기 N 직교 함수들에 기초하여 송신된 정보를 복조하기 위하여 OFDM 심볼에 대해 FFT를 수행한다.

제1 파일롯 및 데이터 분리기(110)는 송신기에서 파일럿과 데이터를 배치한 위치를 안다는 전제하에, 후속의 처리를 위해 FFT에서 출력된 반송파 심볼에서 파일럿과 데이터를 분리한다.

파일롯 심볼 이용 LS 채널 추정기(120)는 파일롯 및 데이터 분리기(110)에 의하여 분리된 파일럿 심볼을 이용하여 LS 기법에 의해 파일럿 위치의 채널값을 추정한다.

스케일러 및 제로 삽입기(130)는 본 발명에서 새롭게 제안한 특징적 구성 요소로서, 파일롯 심볼 이용 LS 채널 추정기(120)으로부터의 파일럿 채널 추정값과 0을 적절한 위치에 배치하는 역할을 수행한다. 이때, 파일럿 채널계수는 IFFT 연산 후에도 동일한 에너지를 갖도록

를 곱해 진폭을 조정한다. 즉, 스케일링한다. 여기서 N는 총 반송파의 개수이며, N_SP는 파일럿 반송파의 개수이다. 또한, 0은 원래 데이터 심볼을 위해 사용되는 위치에 삽입한다. 기능적으로 스케일러 및 제로 삽입기(130)는 앞서 언급한 파일롯 및 데이터 분리기(110)와 반대의 역할을 수행한다.

IFFT 연산기(140)의 IFFT를 통해 CIR의 추정값을 얻을 수 있다. CIR 추정값의 위치가 CP(Cyclic Prefix)의 개수, N_CP 보다 큰 경우 추정값은 0이 된다

보다 작거나 같은 위치에 해당하는 추정값은 아래와 같이 벡터로 표현될 수 있다.

CIR 적응기는(CIR) 두 가지 과정을 처리한다. 첫 번째로, 수학식 1의 입력벡터

에 진폭조정계수(scaling coefficient), α를 곱하여 CIR의 진폭을 보다 정확히 추정한다. 진폭조정계수는 다음의 수학식 2로 표현되며 몬테카를로 시뮬레이션을 통해 구한다.

여기서, L은 채널의 경로(path)수 또는 탭(tap)수이고,

는 이상적인 CIR 값이고

는 CIR 적응기(150)가 처리하기 이전까지의 과정으로 구한 CIR 값이다. p 는 시스템의 샘플시간으로 정규화시킨 다중경로 페이딩 채널모델의 시간지연을 나타낸다.

도 2는 E_b/N₀에 대한 진폭조정계수를 일례를 예시한 도면으로서, 진폭조정계수는 E_b/N₀에 관계없이 거의 동일한 값을 갖게 됨을 알 수 있다. 진폭조정계수가 곱해진 벡터를 다음 식과 같이 나타낸다.

두 번째로, CIR 적응기(150)는 수학식 3의 벡터와 문턱값(threshold) β와 비교하여, 문턱값보다 작거나 같은 벡터의 원소값은 0으로 만든다. 이 과정을 통해 AWGN(Additive White Gaussian Noise)이나 ICI로 발생한 CIR 값을 제거한다. 문턱값은 다음의 수식처럼 표현되며, 몬테카를로 시뮬레이션을 통해 구한다.

여기서,

는 CIR Adapter전까지의 과정으로 구한 CIR 값 중 다중경로 페이딩 채널모델의 시간지연에 해당하지 않는 값으로 이루어진 벡터이다. 즉, AWGN이나 ICI로 발생한 CIR 값들을 나타낸다. 이 벡터의 원소 중 제일 큰 값과 진폭조정계수를 곱한 후 평균을 취하여 문턱값을 구한다. ε는 임의의 값을 갖는 보정계수이다. 도면 3은 E_b/N₀에 대한 문턱값의 일예를 도시되어 있다. 모델 A는 수학식 4에서 ε = 0일 때의 결과이다. 이것을 토대로 모델 B와 모델 C를 근사화 하였다.

CIR 적응기(150)의 출력은 다음 식과 같이 나타낼 수 있다.

CIR 적응기(150)으로부터의 출력에 대해, 제2 FFT 연산기(160)는 시간영역에서 추정한 CIR 값을 주파수 영역의 채널 추정값으로 변환하고, 제2 파일롯 및 데이터 분리기(170)을 통해 데이터 심볼의 위치에 해당하는 채널 추정값을 구별해낸다. 단일 탭 등화기(180)는 채널 추정값으로 수신된 데이터 심볼을 등화(equalization)한다.

본 발명에 따르는 채널 추정 기법의 효과를 확인하기 위하여 시뮬레이션을 수행하였다. 전술한 수학식에 기용된 기호 및 본 발명에 따른 채널 추정 기법이 성능을 알아보기 위한 시뮬레이션에 사용한 OFDM 시스템 파라미터, 채널모델, CIR Adapter 파라미터 등은 표 1 내지 표3에 정리하여 나타내었고, 시뮬레이션 결과는 도 3 내지 도 6에 도시하였다.

OFDM System Parameter	Value
N _SD : 데이터 부반송파의 수	1365
N _SP : 파일롯 부반송파의 수	683
N _CP : 순환프리픽스의 수	512
N: 부반송파의 총수	2048
B: 대역폭	20 MHz
T _S (=1/B): 샘플링 주기	50 ns

HT(Hilly Terrain) 채널 모델
Tap number	Relative time(us)	T _S -normalized sample time	Average relative power (dB)	Doppler spectrum
1	0.0	0	0.0	CLASS
2	0.2	4	-2.0	CLASS
3	0.4	8	-4.0	CLASS
4	0.6	12	-7.0	CLASS
5	15.0	300	-6.0	CLASS
6	17.2	344	-12.0	CLASS

CIR Adapter Parameter		Value
진폭조정계수(α)		1.73
임계값(β)	A	0.0708, 0.0497, 0.0362, 0.0252, 0.0180, 0.0131, 0.0100, 0.0076, 0.0063, 0.0053, 0.0049
	B	0.08, 0.07, 0.06, 0.05, 0.04, 0.03, 0.02, 0.01, 0.01, 0.01, 0.01
	C	0.09 0.08 0.07 0.06 0.05 0.04 0.03 0.02 0.01 0.01 0.01
	D	0.01
	E	0.08

도 3내지 도 6에서 PSA-CE (non-uniform)와 PSA-CE (uniform)은 기존의 파일럿 심볼을 이용한 주파수 영역 LMMSE 채널추정기법을 나타낸다. 'non-uniform'은 몬테카를로 시뮬레이션을 통해 구한 자기상관함수를, 'uniform'은 균등분포의 수학적인 모델을 통해 구한 자기상관함수를 의미한다. PSA-CE w/CIRA은 본 발명에 따르는 채널 추정 기법을 의미하며, A/B/C/D/E는 표 3에 나타낸 문턱값을 의미한다.

도 4 및 도 5는 각각 MSE와 BER 성능을 나타낸다. PSA-CE(non-uniform)의 성능이 제일 우수하고 PSA-CE(uniform)의 성능이 제일 나쁘다. PSA-CE w/CIRA는 사용하는 문턱값에 따라 그래프가 달리 나타나며, B를 사용하는 것이 제일 우수하다. 이 결과를 통해 제안한 방식이 PSA-CE(non-uniform)의 성능과 유사함을 알 수 있다.

도 6는 STO(10 샘플)가 존재할 때의 BER 성능이다. PSA-CE(non-uniform)의 경우 STO로 인해 시뮬레이션으로 구한 자기상관함수의 특성이 달라지기 때문에 성능이 급격히 저하된다. 반면, PSA-CE(uniform)와 제안한 방식은 STO의 영향을 거의 받지 않기 때문에 성능의 변화가 거의 없다.

이상 바람직한 실시예 및 첨부 도면을 참조하여 본 발명의 구성에 대하여 상세히 설명하였으나, 본 발명은 이에 한정되지 않고 다양한 변형과 변경이 가능함은 물론이다. 예컨대, 연산량을 줄이기 위해 스케일러 및 제로 삽입기를 사용하지 않고, 파일롯 이용 LS 채널 추정기(120)의 출력값을 그대로 IFFT 연산기(140)에 의하여 IFFT 하거나, 이 값의 뒤에 0를 삽입하여 IFFT를 수행할 경우에도 본 발명의 채널 추정 기법인 CIR 적응화 기법을 사용할 수 있다.

아울러, 도 1에 도시된 각 구성 요소는 각각이 별도의 하드웨어에서 구현될 수 있으나, 이와는 달리 한 구성 요소의 기능을 다른 구성 요소가 수행할 수도 있고, 단일의 프로세서에 모든 구성 요소의 기능이 소프트웨어적으로 구현될 수 있음은 자명하다.

따라서 본 발명의 보호 범위는 이하의 특허청구범위의 해석에 의하여 정하여져야 할 것이다.

이상 설명한 바와 같이, 본 발명에 따르면 다중경로 페이딩 채널과 STO에 강한 채널추정기법을 제공할 수 있다. 특히 본 발명의 채널 추정 기법은 진폭조정계수와 문턱값에 대한 메모리만 필요하기 때문에 자기상관함수를 사용하는 종래의 기 법에 비하여 시스템의 메모리를 적게 사용하며, 기존의 수신기 구성에서 CIR 적응기만을 추가하면 되므로 구현이 용이하다.

Claims

OFDM 통신 시스템의 채널 추정 방법에 있어서,

수신된 OFDM 신호에 대하여 FFT 연산을 수행하는 단계와,

상기 FFT 연산 단계의 결과값에 대하여 파일롯 심볼을 이용하여 LS 기법으로 예비적으로 채널을 추정하는 단계와,

상기 예비적 채널 추정 결과에 대하여 IFFT 연산을 수행하여 CIR(Channel Impulse Response)의 추정값을 구하는 단계와,

상기 추정값에 소정의 진폭조정계수를 승산하는 단계와,

상기 승산 단계의 결과와 소정의 문턱값을 비교하는 단계와,

상기 비교단계의 비교 결과, 문턱값보다 작거나 같은 결과값은 0으로 변환함으로써 상기 CIR 추정값의 정확성을 향상시키는 단계와,

상기 향상된 CIR 추정값을 FFT 연산에 의하여 채널 추정값으로 변환하는 단계

를 포함하는 OFDM 통신 시스템의 채널 추정 방법.
제1항에 있어서, 상기 소정의 진폭조정계수(α)는

(여기서, L은 채널의 경로(path)수 또는 탭(tap)수이고,
은 이상적인 CIR 값이고
는 CIR 적응기(150)가 처리하기 이전까지의 과정으로 구한 CIR 값이며, P 는 시스템의 샘플시간으로 정규화시킨 다중경로 페이딩 채널모델의 시간지연을 나타냄)

에 의하여 결정되는 것인 방법.
제1항에 있어서, 상기 소정의 문턱값(β)은

(여기서,
는 상기 IFFT 연산 단계에서 구한 CIR값 중 다중 경로 페이딩 채널의 시간지연에 해당하지 않는 값으로 이루어진 벡터값이고, ε은 임의의 보정 계수임)

에 의하여 결정되는 것인 방법.
제1항에 있어서, 상기 예비적 채널 추정 단계 이후에,

상기 예비적 채널 추정값이 상기 IFFT 연산 이후에도 동일한 에너지를 갖도록 진폭을 조정하는 단계를 더 포함하는 방법.
삭제
OFDM 통신 시스템의 채널 추정 장치에 있어서,

수신된 OFDM 신호에 대하여 FFT 연산을 수행하는 제1 FFT 연산 수단과,

상기 FFT 연산 단계의 결과값에 대하여 파일롯 심볼을 이용하여 LS 기법으로 예비적으로 채널을 추정하는 예비적 채널 추정 수단과,

상기 예비적 채널 추정 결과에 대하여 IFFT 연산을 수행하여 CIR(Channel Impulse Response)의 추정값을 구하는 IFFT 연산 수단과,

상기 추정값에 소정의 진폭조정계수를 승산하는 승산 수단과,

상기 승산 단계의 결과와 소정의 문턱값을 비교하고, 문턱값보다 작거나 같은 결과값은 0으로 변환함으로써 상기 CIR 추정값의 정확성을 향상시키는 비교 수단과,

상기 향상된 CIR 추정값을 FFT 연산에 의하여 채널 추정값으로 변환하는 제2 FFT 연산 수단

을 포함하는 OFDM 통신 시스템의 채널 추정기.
제6항에 있어서, 상기 예비적 채널 추정 수단으로부터의 예비적 채널 추정값이 상기 IFFT 연산 이후에도 동일한 에너지를 갖도록 진폭을 조정하는 진폭 조정 수단을 더 포함하는 채널 추정기.
삭제