CN102170417B - 延迟时间计算单元和方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了延迟时间计算单元和方法。延迟时间计算单元用于计算延迟波在多载波传播路径中由多路径影响引起的延迟时间，其包括：相关装置，通过使用接收信号所包含的已知模式找到相关；功率计算装置，用于计算接收信号的功率；归一化装置，根据所计算的功率归一化相关结果；定时装置，用于将归一化的相关结果和规定的阈值相比较，并根据该比较对最大延迟时间进行定时。

Description

延迟时间计算单元和方法

本申请是2004年6月7日递交的、名称为“多载波传输的无线通信系统、接收器及方法、发送器及方法及计算延迟时间的设备和方法”的发明专利申请No.200480010446.7的分案申请。

技术领域

本发明涉及在多路环境，例如反射波、延迟波和直线波同时传播的室内进行多载波传输的一种无线通信系统、接收器、接收方法、发送器、发送方法及计算延迟时间的设备和方法。特别地，本发明涉及为了解决延迟失真通过将要发送的数据分配给不同频率的载体进行多载体传输的一种无线通信系统、接收器、接收方法、发送器、发送方法及计算延迟时间的设备和方法。

更特别地，本发明涉及为了防止符号间干扰通过在要发送的符号间提供保护间隔进行多载波传输的一种无线通信系统、接收器、接收方法、发送器、发送方法和计算延迟时间的设备和方法。而且，本发明涉及为了防止符号间和载波间干扰，在不增加传输功率的情况下通过在要发送的符号间提供保护间隔期间进行多载波传输的一种无线通信系统、接收器、接收方法、发送器、发送方法和计算延迟时间的设备和方法。

背景技术

随着计算机性能的持续增长，我们愈发倾向于将计算机连接成LAN(局域网)以共享数据、信息和文件并交换数据、信息和邮件。

在传统LAN中，计算机通过光纤电缆、同轴电缆和双绞线电缆相连接。因此，这样的传统LAN需要对这些电缆进行复杂的配线。相应地，也无法轻易的构建它。此外，由于其组成设备的移动范围受到电缆长度的限制，因此这样的传统LAN并不很方便。

无线LAN已经引起了相当的关注，由于不使用电缆连接，其组成设备，如个人电脑，可以相对方便的移动。

由于近来无线LAN操作速度的提高和成本的下降，其需求明显增长。此外，还需考虑专用网(PAN)的介入。PAN是一种在我们周围的电子设备组成的小规模无线网络。

如果在房间中构建无线网络，就创建了一个多路环境，其中每个接收器同时接收直线波，反射波和延迟波。多路传输导致了延迟失真(频率选择性衰落)，这将导致通信中的错误和信号间干扰。

一个防止延迟失真的方法是多载波传输系统。根据该系统，数据被分配给两个或多个具有不同频率的载波进行传输。因此，每个载波都是窄带宽，每个载波受频率选择性衰落的影响都较小。

例如，在IEEE802.11a，一种无线LAN标准，中采用的系统为OFDM(正交频分复用)系统，它是一种多载波传输系统。根据此系统，载波的频率被设置为彼此成直角。串行发射的数据在每个符号周期，或循环经过低于数据传输频率的串行-并行转换并被输出。输出信号被分配给载波。每个载波的信号经过放大和相调制。载波的信号经过反FFT后成为时间轴信号，这些载波在频率轴上彼此成直角，发送所述信号。接收的信号经过FFT后成为频率轴信号。每个载波的信号经过与上述载波信号调制相对应的解调制。载波信号经过并行-串行转换成为串行信号。

根据OFDM传输系统，可以通过使用两个或更多彼此成直角的子载波增加符号的长度。因此，OFDM传输系统适合多路传输。然而，其存在的一个问题是，如果存在多路成分，延迟波将干扰下一个符号，从而导致符号间干扰。此外，在子载波之间也会发生干扰(载波间干扰)，从而使接收特性恶化。

另一方面，一种可行的方法是在要发送的符号间提供保护间隔，从而防止信号间干扰。即，在要发送的符号间插入保护信号，例如与规定的保护间隔或保护带宽的尺寸和次数相一致的保护间隔或保护带宽。

在每个保护间隔期间内重复地传输一部分待传输的信号也是常见的(例如，参见非专利文献1)。通过在保护间隔期间内插入重复性信号，尺寸小于保护间隔的多路传播(多个反射波传播)可以被吸收，且子载波间的干扰可被防止。由此防止了接收质量的严重恶化。此外，在保护间隔之间插入重复性信号可以带来若干好处，例如对于符号的次数和周期，或循环的同步。如果重复性信号没有被插入保护间隔，比特误差率降低(例如，参见非专利文献2)。

另一方面，如果一个重复性信号被插入了保护间隔期间，接收器将删除这个重复性信号。相应地，在接收器端被发送的重复性信号并不计算在信号功率之内。因此，插入重复性信号导致了传输所需的电功率的增加。

此外，插入重复性信号将导致待传输的符号长度的增加。相应地，载波间干扰将会发生，从而增加了传输每个频率单元所需的电功率。如果传输每个频率单位所需的电功率受到法律限制，则必须事先使传输功率降低上述增量，从而导致信噪比率恶化。

为了节省电功率，可以在保护间隔内插入一个空信号而非重复性信号。此时，可以通过诸如使用均衡器解决比特误差率降低的问题(例如，参见非专利文献3和4)。然而，此时均衡器的采用导致了系统电路的复杂度和系统成本的增加。

[非专利文献1]

M.Shiomi等人所著“DigitalBroadcasting”(Ohmsha1998)。

[非专利文献2]

R.Morrison等人所著“OntheUseofaCyclicExtensioninOFDM”(0-7803-7005-8/$10.00IEEE，2001)。

[非专利文献3]

S.Barbarossa等人所著“PerformanceAnalysisofaDeterministicChannelEstimatorforBlockTransmissionSystemswithNullGuardIntervals”。

[非专利文献4]

B.Muquet等人所著“CyclicPrefixingorZeroPaddingforWirelessMulticarrierTransmission”(IEEETRANSACTIONSONCOMMUNICATIONS，VOL.50，NO.12，DECEMBER2002)。

发明内容

本发明的一个目的是为多路环境中的多载波传输提供一种无线通信系统、接收器、接收方法、发送器、发送方法及计算延迟时间的设备和方法，通过将待传输数据分配给不同频率载波而解决延迟失真。

本发明进一步的目的是为多载波传输提供一种无线通信系统、接收器、接收方法、发送器、发送方法及计算延迟时间的设备和方法，通过在信号间传输保护间隔来防止信号间干扰。

本发明的另一个目的是为多载波传输提供一种无线通信系统、接收器、接收方法、发送器、发送方法及计算延迟时间的设备和方法，通过提供不增加传输功率的保护间隔周期以防止信号间和载波间干扰。

在这种情况下提出了本发明。本发明的一个方面是针对本发明的无线通信系统，发送器发送一个多载波信号，其保护间隔包括空信号；接收器通过利用所述有效符号之后的信号分量对在每个有效符号的符号头的信号分量进行波形整形。

说明书中的“系统”一词指通过逻辑上的组装多个设备(或实现特定功能的功能模块)而形成的东西。这些设备和功能模块可以是也可以不是单个的物件。

根据本发明的无线通信系统的另一方面，发送器通过使用空信号提供保护间隔期间以节省传输功率并防止信噪比率变坏。另一方面，每个接收符号的符号头的延迟波导致高频波的发生并使得载波相互干扰。相应地，接收器将接收信号的每个有效符号之后的分量添加到位于所述有效符号的符号头处的延迟波分量上。作为这种添加的结果，延迟波分量和所添加的分量在波形上变得连续，且子载波不再相互干扰。

在此方面，接收器可以将接收信号的每个有效符号之后的保护间隔期间添加到所述有效符号的符号头以对所述有效符号的符号头进行波形整形，或者接收器可以将每个有效符号结束处延续到下一个保护间隔的延迟波分量添加到所述有效符号的符号头处以对所述有效符号的符号头进行波形整形。

在此方面，如果一个完整的保护间隔被插入到在前的有效符号的符号头处，保护间隔中的噪声分量也将被添加到有效符号的符号头处从而增加了噪声功率。相应地，接收器将从每个有效符号结束处延续到下一个保护间隔的延迟波分量从随后的保护间隔中提取出来，并且仅将延迟波分量添加到所述有效符号的符号头处。因此，添加到每个接收符号的噪声分量可以被最小化，且接收信号的信噪比可以得到提升。

在此方面，波形整形部分的长度可以与从前同步中检测到的接收功率相一致的确定。一种好的做法是如果前同步的接收功率大则拉长波形整形部分，如果前同步的接收功率小则缩短波形整形部分。这是因为，如果前同步的接收功率小，则延迟波部分中的噪声分量的比率大，由此，波形整形的影响不会很大。反之，信号质量将变坏。

在此方面，可以为接收器提供一种基于接收信号来估算传播路径的装置，并提供一种基于估算传播路径得到的最大延迟时间来确定从每个有效符号的结束处延续到后面的保护间隔的延迟波分量的装置。发送器向每个子载波或每几个子载波插入一个已知模式的指示信号；因此，接收器可以根据傅立叶变化之后的频率轴信号估算传播路径并找到最大延迟时间。

在此方面，接收器可以使用包括在接收信号中的诸如一个前同步的一个已知模式作为参考符号去找到相关，计算接收信号的电功率，基于所计算的电功率归一化相关结果，通过将归一化后的相关结果与一个规定的阈值做比较确定最大延迟时间，并基于这个最大延迟时间确定延迟波分量。

在此方面，接收器可以通过利用接收信号中的一个已知模式找到相关，计算接收信号的电功率，通过将功率的计算结果和一个规定的阈值相乘并将相关结果与这个乘积比较来确定最大延迟时间，并基于这个最大延迟时间确定延迟波分量。此例中，对归一化的除法可以被阈值的乘法所替代。乘法器的电路比除法器的要简单，因此，使用乘法器替代除法器可以降低通信系统的成本。

在此方面，相关装置可以利用互相关找到一个参考符号和接收符号之间的相关，可以利用自相关找到接收信号中重复出现的已知模式之间的相关，并利用限制器通过将接收信号变为二进制找到相关。

在此方面，通过利用两个或更多的参考符号进行相关处理，相关部分被增长并且相关装置的灵敏性也提高了。

在此方面，发送器端可以在将要发送的符号间的保护间隔内根据具体情况插入重复性信号或空信号。特别地，重复性信号在前同步的发送过程中被插入保护间隔，空信号在数据的发送过程中被插入保护间隔。

在此方面，由于重复性信号只在前同步被发送时被插入保护间隔期间，如果接收器通过自相关进行同步将使同步更为准确的完成。另一方面，空信号在数据发送过程中被插入保护间隔，因此，可以节省传输功率且可以防止载波之间的相互干扰。

根据本发明的上述各方面，提供了为防止符号间干扰而在符号间提供保护间隔进行多载波传输的一种无线通信系统，一种接收器，一种接收方法，一种发送器，一种发送方法，及计算延迟时间的设备和方法。

根据本发明的上述各方面，提供了为防止符号间和载波间干扰而在不增加传输功率的情况下在将要发送的符号间提供保护间隔期间进行多载波传输的一种无线通信系统，一种接收器，一种接收方法，一种发送器，一种发送方法，及计算延迟时间的设备和方法。

根据本发明的上述各方面，可以通过在保护间隔内插入空信号降低传输所需的能量。此外，由于在保护间隔内没有使用重复性信号，防止了接收信号的频谱摆动且峰值也被减小；相应地，可以降低单位频率的传输功率。

根据本发明的上述各方面，通过将每个保护间隔内发生的多路分量添加到在先的接收信号的有效符号的符号头处，可以防止载波间干扰。如果多路径的最大延迟时间小于保护间隔，延迟波分量单独地被添加到有效符号的符号头以降低将被添加到符号头的噪声分量，并提高信噪比率。此外，根据本发明，多路分量可以从接收符号中被准确的提取出来；因此，可以降低解调制效果变坏的程度并保证良好的通信。

本发明的其它目的、特征和优点将通过下面描述的实施例和附图变得更加清楚。

附图说明

图1是根据本发明的一个实施例的OFDM发送器的方框图；

图2是被发送的信号的示意图；

图3是被发送的前同步的示意图；

图4是根据本发明的一个实施例的OFDM接收器的方框图；

图5是波形整形部分23的示意图；

图6示出了当一个完整的保护间隔被加入符号时噪声所增加的电功率的问题；

图7示出了当一个完整的保护间隔被加入符号时噪声所增加的电功率的问题；

图8示出了当一个完整的保护间隔被加入符号时噪声所增加的电功率的问题；

图9是根据传播路径情况提高接收信号信噪比率的OFDM接收器的方框图；

图10是图9中的波形整形部分23的示意图；

图11示出了当保护间隔为20％时频率轴上的传输功率；

图12是图11所示传输功率的放大视图；

图13是多路环境中延迟波频谱的示意图；

图14示出了通过比较前同步的接收信号的相关输出和一个规定的阈值TH来找到与最大延迟时间基本相等的一个延迟时间T2的机制；

图15示出了通过采用参考符号进行相关处理的机制；

图16示出了通过采用两个或多个参考符号进行相关处理的机制；

图17是根据传播路径情况提高接收信号信噪比率的OFDM接收器的另一个方框图；

图18是延迟时间估算部分29的一个方框图；

图19是延迟时间估算部分29的另一个方框图；

图20是相关电路31内部构造的一个方框图；

图21是相关电路31内部构造的另一个方框图；

图22仍然是相关电路31内部构造的再一个方框图；

图23示出了通过相关数值输出和由阈值比较部分34和定时部分35进行的阈值比较进行最大延迟时间的定时处理的例子。

图24示出了另一个通过相关数值输出和由阈值比较部分34和定时部分35进行的阈值比较进行最大延迟时间的定时处理的例子。

具体实施方式

通过参考附图，下面将描述本发明的一个实施例。

本发明涉及一种采用OFDM系统的通信系统，它是一种能够提高无线传输速率和质量的技术。OFDM系统是一种多载波传输系统。OFDM系统的载波频率被设置为使载波在符号部分中彼此之间成直角。高速信号被分隔为各个分部并且信号分部被分配给许多子载波并被发送出去；因此，每个子载波的传输速率很低并且传输很少受延迟波的影响。

图1是本发明的通信系统的一个组成部分，即OFDM发送器的方框图，它包括编码器11，调制器12，串/并行转换器13，IFFT14，并/串行转换器15和一个保护间隔插入部分16。

编码器11对将要发送的数据进行带有误差校正码的编码。调制器12根据包括调制次数在内的调制信息对数据进行调制，其中调制信息由使用例如QPSK系统的传输控制器109提供。QPSK(正交相移键控)系统是一种相位调制系统，属于一种数字调制系统。根据QPSK系统，通过匹配(0，0)为“0”相位，(0，1)为“π/2”相位，(1，0)为“π”相位，(1，1)为“π/3”相位发送一个信号。

在对将要发送的数据进行调制之后，可以依据导频符号插入的模式和次数将一个已知的数据序列插入到调制后的符号序列中作为引导符号。每个子载波或每几个子载波插入一个已知模式的引导信号。

串/并行转换器13根据并行载波的数量和次数将经过调制的串行信号分部转换为并行信号分部。

IFFT14和并/串行转换器15根据规定的FFT的大小和次数进行逆傅立叶变换，并将并行信号分部转换为时间轴信号分部，在相位轴上载波之间互成直角。

当等于后一个OFDM符号的信号分部被发送后，保护/间隔插入部分16将其输出从并/串行转换器15的一端切换为“0”信号(例如，地面)的一端，并发送一个与保护间隔时间长度相等的空信号。保护间隔插入部分16仅当一个前同步被发送时(或仅在规定的期间中)可以插入保护间隔，每个保护间隔包括一个重复性信号。

图2是被发送的信号的示意图。如图2所示，空信号被插入OFDM符号之间作为保护间隔。保护间隔的长度由传播路径的情况决定，即，影响解调制的延迟波的最大延迟时间(该延迟时间短于保护间隔)。通过令保护间隔长于延迟波的最大延迟时间可以避免符号之间的干扰。

在这个实施例中，如前所述，通过使用一个空信号作为保护间隔，可以节省传输功率并防止信噪比率变坏。此外，由于在传输数据的时间周期使用空信号作为保护间隔，可以使用所节省的传输能量进行更为高效的传输。

如果在接收器端通过使用一个由已知模式构成的前同步进行基于自相关的同步过程，则为了完成准确的同步，仅当一个前同步被发送时可以在符号间插入一个重复性信号，且当一个数据信号被发送时可以在符号间插入一个包括空信号的保护间隔(如图3所示)。

图4是OFDM接收器的方框图，它是本发明的通信系统的一个组成部分。它包括同步检测部分21，串/并行转换器22，波形整形部分23，FFT24，并/串行转换器25，解调器26和解码器27。

通过使用前同步，同步检测部分21从在传播路径中经受多路衰减的接收信号中提取出关于同步的信息。为了完成精确的同步，发送器仅在一个前同步被发送时将重复性信号插入保护间隔期间。

串/并行转换器22根据关于同步的信息将接收到的信号或串行数据转换为用于并行载波的并行数据。

波形整形部分23通过使用该符号后续的保护间隔或者从这个接收信号的有效符号结束处延续到下一个保护间隔的延迟波分量对一个有效符号的符号头进行波形整形。波形整形部分23的工作将在后面进行详细描述。

FFT24在一个符号长度内对数据进行傅立叶变换，且并/串行转换器25将时间轴上的数据转换为频率轴上的数据并从子载波中提取数据。解调器26依据QPSK系统或类似系统对提取出的数据进行解调制。解码器27对带有误差校正码的数据进行解码。这样得到的接收数据被通信协议的上层进行了处理。

图5是波形整形部分23工作的示意图。波形整形部分23对每一个接收符号的符号头进行波形整形，其方法是将后续的包括从所述接收符号的有效符号的结束处延续的延迟波的保护间隔应用到所述接收符号的符号头处。

如图5所示，一个接收符号501的符号头503在延迟波的影响下变形。如果所有延迟波都位于后续的在传输时插入了一个空信号的保护间隔之中，则延迟波不干扰下一个符号。因此，不会发生符号间干扰。另一方面，如果需要进行傅立叶变换的部分(FFT窗口)位于一个接受符号之外并且进行了傅立叶变换，则子载波间干扰将在多路径的影响下发生，因此，接收特性将会相当程度地变坏。

相应地，波形整形部分23一个包括从接收符号501的结束处延续的延迟波分量502的保护间隔添加到接收符号501的符号头503。由此，接收符号的符号头的延迟波分量503和所添加的保护间隔502在波形上是连续的；因此，子载波间干扰不会发生。

另一方面，如果整个保护间隔被添加到如图5所示的在先接收的符号中，则保护间隔中的噪声也被添加到了接收符号中，这造成了噪声电功率增加的问题。这个问题将参考图6在后面进行讨论。

如图6所示，多载波传输的一个正常的信号包括长度为T_e的传输符号和位于符号之间的长度为T_g的空信号保护间隔。正常的信号通过一个多路环境中的传播路径传输的，并且最大延迟时间为T_d的延迟波或噪声将到达接收端。此外，接收器硬件产生噪声。因此，接收信号是发送信号和延迟波以及噪声的重叠。

如上面参考图5所述，如果一个有效符号后面的长度在T₂之内的接收信号的一部分被添加到了有效符号的符号头，则从有效符号的结束处延续的延迟波分量被添加到位于有效符号符号头的延迟波分量，因此，接收信号的波形变得连续。

无需将噪声分量同延迟波分量一起提取出来。如果噪声分量被添加到了有效符号的符号头，接收信号的信噪比率将变坏。噪声分量部分不能与有效符号符号头的波形恢复处理相分离，而其它部分可以。即，如图7所示，可以通过精确地找到最大延迟时间T_d并使T₂近似于T_d来去除超过最大延迟时间T_d的噪声分量部分。

如上所述，将一个完整的保护间隔插入到在先的有效符号中的一个误差因素是将噪声添加到了有效符号中。另一个误差因素是FFT窗口的位置分裂。即，由于FFT窗口的分裂使得正相位的信号分量被作为噪声添加到了信号分量缺失的部分。

在有效符号上添加噪声的问题可以通过在发送器端利用剩余电功率得到解决。在传统传输系统将重复性型号插入保护间隔的情况下，传输功率被保护间隔提升。而在本发明的通信系统中，由于通过不发送重复性信号可以节省电功率并且通过利用节省的功率提高将要发送的符号的信号功率从而可以在接收端由相同的传输功率得到相同的信噪比率(如前所述)。因此，通过在发送器端设计这样的策略可以去除解码的差异。

上述问题可以通过根据造成延迟波的传播路径的情况提升接收信号的信噪比率得到解决。如果从有效符号结束处延续的延迟波分量被从保护间隔中提取出来且只有延迟波分量被添加到有效符号的符号头而非整个保护间隔被添加到有效符号的符号头，则添加到的有效符号符号头处的噪声分量可以被最小化且接收信号的信噪比率可以被提高。一个传播路径的延迟波分量可以从通过对传播路径的估算找到的最大延迟时间中被确定。

波形整形部分的长度可以由从前同步或类似信号中检测的接收功率规定。如果前同步的接收功率大则可以延长波形整形部分，如果前同步的接收功率小则可以缩短波形整形部分，因为如果前同步的接收功率小，则延迟波部分中的噪声分量的比率就大，因此，波形整形部分的效果不会太大。反之，信号质量将会变坏。

图9是用于根据传输路径的情况提高接收信号信噪比率的OFDM接收器的方框图。图9的接收器与图4的接收器不同之处在于，前者在FFT24和并/串行转换器25之间有一个传播路径估计部分28。

一个由已知模式构成的导频信号被插入到每个载波或每几个子载波中。传播路径估计部分28根据傅立叶变换后频率轴上的OFDM信号估计传播路径并找到最大延迟时间。

最大延迟时间被送回到波形整形部分23，所述波形整形部分23根据最大延迟时间确定从有效符号结束处延续到保护间隔内的延迟波分量，并将延迟波分量添加到有效符号的符号头。

图10是波形整形部分23工作的一个示意图。如前所述，为了将延迟波分量添加到符号中保护间隔被添加到符号中。相应地，只需要在延迟波存在的部分进行添加。波形整形部分23仅将从接收信号的有效符号701结束处延续到保护间隔中的部分702添加到有效符号701的符号头703。

这样，位于接收符号符号头的延迟波分量703和保护间隔中的延迟波分量702在波形上变的连续。相应地，子载波间干扰不会发生，将被添加到接收符号中的噪声分量被最小化，且接收信号的信噪比率被提高。

如前所述，通过在保护间隔内插入空信号而非重复性信号，符号间干扰和载波间的干扰可以被避免，且依赖传播路径的情况，接收信号的信噪比率可以被提高。下面将描述本发明的通信系统的另一个优点。

图11示出了当保护间隔为20％时频率轴上的传输功率。在传统系统中，重复性信号的插入延长了符号的长度。相应地，会发生载波间干扰且每个单位频率的传输功率将增加。

在本发明的通信系统中，不会发生载波间干扰。因此，可以防止传输功率的增加。

图12是图11所示的传输功率的一个放大视图。如图12所示，本发明的通信系统的传输功率的峰值与传统系统相比降低了约1.1dB。因此，当单位频率的传输功率被限定时，本发明的通信系统可以进行信号传输而不浪费传输功率。

前同步(或者来自发送器的一个已知模式的信号)的相关输出可以被用来在接收器端找到最大延迟时间T_d。

图13是在例如房间的多路环境中的延迟波频谱的示意图。如图13所示，强延迟波(2)和(3)跟随首先到来的波(1)并且大量的延迟波(4)跟在后面，尽管它很弱。这样的一个延迟波频谱被作为一个传递函数，对其及时求卷积形成接收信号。

如图14所示，通过比较前同步接收信号的相关输出和规定的阈值TH可以找到一个与最大延迟时间基本相等的延迟时间T₂。而后，一个与有效符号之后的适当延迟时间T₂相对应的信号分量被分割并添加到有效符号的符号头。作为结果，延迟波分量在波形上变得连续。而且，不必要的待添加的噪声分量可以被最小化。

如图15所示，在传统传输数据帧的符号头，一个已知模式的前同步被添加，其目的通常是用于获得同步所需的信息或其它目的。这个前同步通过加入两个或多个参考符号形成，例如，每个参考符号可以由128个样本构成。例如，通过利用一个参考符号进行相关处理，可以估计适当的延迟时间T₂。由于度量可以与带宽一一对应，如果带宽为1.5GHz，样本数量为128，则分辨率为0.67纳秒且有效符号的长度为85.3纳秒。做为选择，如图16所示，通过使处理过程利用两个或多个参考符号，相关部分可以增长并且装置对于相关的敏感度可以被提高。

图17是一个OFDM接收器的方框图，其中一个适当的延迟时间T₂被计算，T₂是被一个前同步的相关输出对有效符号后的一个信号分量进行分割得到的，并将其添加到有效符号的符号头，由此提高接收信号的信噪比率。图17的OFDM接收器与图9的接收器不同之处在于，它在FFT24之后添加了一个延迟时间估计部分29。

一个由已知模式构成的导频信号被插入来自发送器的每个子载波或者每几个子载波。延迟时间估计部分29可以根据傅立叶变换之后频率轴上的OFDM信号估计传播路径并找到适当的延迟时间T₂。

这里获得的延迟时间T₂被送回到波形整形部分23。波形整形部分23将在每个有效符号结束后延续的保护间隔的延迟波分量切割以使其等于延迟时间T₂，并将其添加到有效符号的符号头。

图18是延迟时间估计部分29的方框图。图18的延迟时间估计部分29包括相关电路31，功率计算部分32，归一化部分33，阈值比较部分34和定时部分35。

相关电路31通过使用包含在一个接收信号内的已知模式找到相关。计算相关的方法将在后面介绍。功率计算部分32计算接收信号的电功率。归一化部分33根据计算所得的电功率对相关结果进行归一化。阈值比较单元34将归一化后的相关结果与一个规定的阈值进行比较。而后定时部分35根据与阈值的比较，为包含在接收波中的延迟波的最大延迟时间计时。用于对接收波的相关输出和阈值进行比较的方法将在后面介绍。

图19是延迟时间估计部分29的另一个方框图。图19的延迟时间估计部分29包括相关电路31，阈值乘法部分36，比较部分37和定时部分35。

相关电路31通过使用包含在接收信号内的已知模式找到相关。功率计算部分32计算接收信号的电功率。阈值乘法部分36在所计算的功率上乘以一个规定的阈值。比较部分37对相关结果与这个乘积进行比较。而后，定时部分35根据这个比较对最大延迟延迟计时。这样，用于归一化的除法被阈值的乘法所取代。乘法的电路比除法的电路简单，因此，通过使用乘法器而非除法器，可以降低通信系统的成本。

图20是示出相关电路31一个内部构造的方框图。在图20的例子中，参考符号部分由k个已知模式的样本h₀-h_k-1组成。图20的相关电路31包括：保存着在时间序列上一个接一个输入的k个样本的移位寄存器41，保存参考符号的参考符号保存部分42，将样本中每一个在时间序列上与接收符号对应的样本与另一个样本相乘的k乘法器43，使用所述乘法的输出找到I轴信号和Q轴信号的平方和的加法器44，以及输出该结果作为相关数值的绝对值电路45。由绝对值电路45得到的平方和作为预先保存的参考符号和接收参考符号之间的相关的数值被输出。

图21是相关电路31另一个内部构造的方框图。在图21的例子中，一个参考符号部分由k个已知模式的样本h₀-h_k-1组成，发送器按照规定的次数重复的发出相同的参考符号。图21的相关电路31包括：保存着在时间序列上一个接一个输入的k个样本的移位寄存器41A和41B，将样本中每一个在时间序列上与接收符号对应的样本与另一个样本相乘的k乘法器43，使用所述乘法的输出找到I轴信号和Q轴信号的平方和的加法器44以及输出该结果作为相关数值的绝对值电路45。因此，可以找到自相关，其中接收信号中重复出现的已知模式与另一个相关。

图22还是相关电路31的另一个内部构造的方框图。在图22的例子中，参考符号部分由k个已知模式的样本h₀-h_k-1组成。图22的相关电路31包括：对接收信号进行归一化的限幅器46，保存归一化后的时间序列上的k个接收符号的移位寄存器41，保存k个参考符号的参考符号保存部分42，将样本中每一个在时间序列上与接收符号对应的样本与另一个样本相乘的k乘法器43，使用所述乘法的输出找到I轴信号和Q轴信号的平方和的加法器44，以及输出结果作为相关数值的绝对值电路45。由绝对值电路45得到的平方和作为预先保存的参考符号和接收参考符号之间的相关的数值被输出。图22的相关电路31可以提供包括图18的功率计算和归一化的相关数值输出。

图23示出了通过相关数值输出和由阈值比较部分34和定时部分35进行的阈值比较进行最大延迟时间的定时处理的例子。如图23所示，相关数值输出与阈值TH进行比较，相关数值超过了阈值TH的时间期间T₂被估计为延迟时间。

图24示出了另一个通过相关数值输出和由阈值比较部分34和定时部分35进行的阈值比较进行最大延迟时间的定时处理的例子。在图24所示的例子中，相关数值输出与两个阈值TH₁和TH₂进行比较。对于阈值TH₁，相关数值输出的峰值被作为FFT定时。另一个阈值TH₂用来检测最大延迟时间。从相关数值输出超出阈值TH₁的点到它变成阈值TH₂的点的期间被估计为延迟时间T₂。

可以通过将估计的延迟时间乘以规定的相关因子得到延迟时间T₂。可选择的，也可以添加一个规定的时间偏移量得到延迟时间T₂。

上面已经通过参照具体实施例对本发明进行了描述。但是，本领域的技术人员应该理解在不背离本发明的精髓和范围的情况下可以对实施例进行各种改变和修改。也就是说，本发明通过实施例的形式被公开。说明书中的内容不能被狭义的解释。本发明的精髓和范围应该由所附的权利要求书进行限定。

Claims (20)

1.一种延迟时间计算单元，用于计算延迟波在多载波传播路径中由多路径影响引起的延迟时间，所述延迟时间计算单元包括：

相关装置，通过使用接收信号所包含的已知模式的前同步的参考符号找到相关；

功率计算装置，用于计算接收信号的功率；

归一化装置，根据所计算的功率归一化相关结果；

定时装置，用于将归一化的相关结果和规定的阈值相比较，并根据该比较对最大延迟时间进行定时，

其中，根据所述最大延迟时间确定的所述接收信号的有效符号之后的延迟波分量被分割并添加到所述有效符号的符号头。

2.根据权利要求1的延迟时间计算单元，其中所述相关装置包括互相关装置，用于将事先保存的参考符号和接收的参考符号互相关。

3.根据权利要求1的延迟时间计算单元，其中所述相关装置包括自相关装置，用于将接收信号中的重复出现的参考符号的每一个与另一个参考符号自相关。

4.根据权利要求1的延迟时间计算单元，其中所述相关装置包括限幅器装置，通过将接收信号二进制化找到相关。

5.根据权利要求1的延迟时间计算单元，其中所述相关装置通过使用两个或多个参考符号进行相关处理。

6.一种延迟时间计算单元，用于计算延迟波在多载波传播路径中由多路径影响引起的延迟时间，所述延迟时间计算单元包括：

相关装置，通过使用接收信号所包含的已知模式的前同步的参考符号找到相关；

功率计算装置，用于计算接收信号的功率；

阈值乘法装置，用于将所计算的功率乘以规定的阈值；以及

定时装置，用于将相关结果与阈值乘法的结果相比较，并根据该比较对最大延迟时间进行定时，

其中，根据所述最大延迟时间确定的所述接收信号的有效符号之后的延迟波分量被分割并添加到所述有效符号的符号头。

7.根据权利要求6的延迟时间计算单元，其中所述相关装置包括互相关装置，用于将事先保存的参考符号和接收的参考符号互相关。

8.根据权利要求6的延迟时间计算单元，其中所述相关装置包括自相关装置，用于将接收信号中的重复出现的参考符号的每一个与另一个参考符号自相关。

9.根据权利要求6的延迟时间计算单元，其中所述相关装置包括限幅器装置，通过将接收信号二进制化找到相关。

10.根据权利要求6的延迟时间计算单元，其中所述相关装置通过使用两个或多个参考符号进行相关处理。

11.一种延迟时间计算方法，用于计算延迟波在多载波传播路径中由多路径的影响造成的延迟时间，所述方法包括：

相关步骤，通过使用接收信号所包含的已知模式的前同步的参考符号找到相关；

功率计算步骤，用于计算接收信号的功率；

归一化步骤，根据所计算的功率归一化相关结果；

定时步骤，用于将经过归一化的相关结果和规定的阈值相比较，并根据该比较对最大延迟时间进行定时，

其中，根据所述最大延迟时间确定的所述接收信号的有效符号之后的延迟波分量被分割并添加到所述有效符号的符号头。

12.根据权利要求11的延迟时间计算方法，其中在所述相关步骤中将事先保存的参考符号和接收到的参考符号互相关。

13.根据权利要求11的延迟时间计算方法，其中在所述相关步骤中将接收信号中的重复出现的参考符号的每一个与另一个参考符号自相关。

14.根据权利要求11的延迟时间计算方法，其中在所述相关步骤中通过将接收信号二进制化找到相关。

15.根据权利要求11的延迟时间计算方法，其中在所述相关步骤中通过使用两个或多个参考符号进行相关处理。

16.一种延迟时间计算方法，用于计算延迟波在多载波传播路径中由多路径的影响造成的延迟时间，所述方法包括：

相关步骤，通过使用接收信号所包含的已知模式的前同步的参考符号找到相关；

功率计算步骤，用于计算接收信号的功率；

阈值乘法步骤，用于将所计算的功率乘以规定的阈值；和

定时步骤，用于将相关结果和阈值乘法的结果相比较，并根据该比较对最大延迟时间进行定时，

其中，根据所述最大延迟时间确定的所述接收信号的有效符号之后的延迟波分量被分割并添加到所述有效符号的符号头。

17.根据权利要求16的延迟时间计算方法，其中在所述相关步骤中将事先保存的参考符号和接收到的参考符号互相关。

18.根据权利要求16的延迟时间计算方法，其中在所述相关步骤中将接收信号中的重复出现的参考符号的每一个与另一个参考符号自相关。

19.根据权利要求16的延迟时间计算方法，其中在所述相关步骤中通过将接收信号二进制化找到相关。

20.根据权利要求16的延迟时间计算方法，其中在所述相关步骤中通过使用两个或多个参考符号进行相关处理。