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JP2005204307A - 通信システムにおける干渉及び雑音推定装置及びその方法 - Google Patents

通信システムにおける干渉及び雑音推定装置及びその方法 Download PDF

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Abstract

【課題】 ＯＦＤＭ/ＯＦＤＭＡ/ＤＭＴシステムで干渉及び雑音信号のパワーを推定する装置及び方法を提供する。
【解決手段】 本発明によれば、複数の副搬送波に所定のパイロットシーケンスをエレメント別に相関させて出力する相関器と、前記相関器から出力された複数の副搬送波に対する相関値と少なくとも一つの隣接した副搬送波から求められる相関値との差を計算して出力する信号雑音算出部と、前記信号雑音算出部からの前記各副搬送波に対する相関値間の差から干渉及び雑音パワーを求める干渉及び雑音パワー算出部とを含む。
【選択図】 図２

Description

本発明は無線通信システムで受信性能の一尺度としてのＣＩＮＲ(Carrier to Interference and Noise Ratio)の推定に使用する干渉及び雑音推定装置及び方法とそのＣＩＮＲ推定装置及び方法に関する。
最近、直交周波数分割多重化(Orthogonal Frequency Division Multiplexing：ＯＦＤＭ)又は直交周波数分割多重接続(Orthogonal Frequency Division Multiple Access：ＯＦＤＭＡ)は複数の搬送波を用いてデータを伝送する方式として有/無線チャンネルで高速のデータ伝送のための方式として用いられる。ＯＦＤＭ/ＯＦＤＭＡは直列入力データを並列に変換し、その各々に対して相互直交性を有する多数の副搬送波(Sub-Carrier)、すなわち、サブチャンネル(Sub Channel)に変調して伝送する方式をいう。
このような直交周波数分割多重(ＯＦＤＭ)方式はディジタル/オーディオ放送、ディジタルＴＶ、無線近距離通信網(ＷＬＡＮ:Wireless Local Area Network)又は無線非同期伝送モード(ＷＡＴＭ:Wireless Asynchronous Transfer Mode)、固定又は移動広帯域無線接続(ＢＷＡ:Broadband wireless access)などのディジタル伝送技術に広範囲に適用されている。
前記ＯＦＤＭ方式はハードウェア的な複雑度により広く使用されなかったが、最近では高速フーリエ変換(ＦＦＴ:Fast Fourier Transform)及び逆高速フーリエ変換(ＩＦＦＴ:Inverse Fast Fourier Transform)を含む各種のディジタル信号処理技術の開発によって実現可能になった。前記ＯＦＤＭ方式は従来の周波数分割多重方式(ＦＤＭ:Frequency Division Multiplexing)と類似しているが、多数の副搬送波間の直交性を維持して伝送することにより、高速のデータを伝送するとき最適の伝送効率を得ることができる。また、前記ＯＦＤＭ方式はその周波数の効率がよく、多重経路フェーディング(Multi-path fading)にも強い特性を有する。さらに、前記ＯＦＤＭ方式は周波数スペクトルを重ねて使用することにより、周波数選択的フィーディングにも強く、保護区間を用いてシンボル間の干渉影響を減らす。したがって、ハードウェア的に等化器の構造を簡単に設計することができ、インパルス性雑音にも強いという長所がある。
このようなＯＦＤＭシステムでは、電力制御や適応変調/及びコーディングなどに必要なパラメータであるＣＩＮＲ(Carrier to Interference Noise Ratio)の測定が要求されうる。
前記ＯＦＤＭシステムに関連した従来の技術としては、米国登録特許第６,４５６,６５３号(“FAST AND ACCURATE SIGNAL-TO-NOISE RATIO ESTIMATION TECHNIQUE FOR OFDM SYSTEMS”)がある。前記米国特許は使用しないサブキャリア(sub-carriers)で雑音レベルを推定する方法を開示する。ＯＦＤＭシステムでは、送信器から伝送しようとするデータを高速逆フーリエ変換(ＩＦＦＴ)を通じて伝送する。この際、ＩＦＦＴのサイズがＮ ＦＦＴポイントであれば、Ｎ個のサブキャリアを使用し、Ｎ個の使用されないサブキャリアには０を送る。このように受信器の高速フーリエ変換過程を通じた信号のうち、Ｎ個の使用されたサブキャリアからはデータと雑音が混合して出力され、残りＮ個の使用されないサブキャリアからは雑音のみが出力される。前記米国特許では、残りＮ個の使用されないサブキャリアから雑音レベルを測定し、その値がデータに混合して出力される雑音レベルと同じであると仮定する。前記Ｎ個の使用されたサブキャリアから受信された電力レベルから前記雑音レベルを減算して純粋信号レベルを推定する。その結果、純粋信号レベルと雑音レベルとの比が所望のＳＮＲ推定値となる。
しかしながら、従来のＳＮＲ推定方法は使用しないサブキャリアの数が使用するサブキャリアの数に比べて非常に少ない場合、推定性能が酷く劣化する。また、同じ帯域を使用する他の使用者からの干渉信号は使用しないサブキャリアには入らないため、これを推定することができない。
したがって、本発明の目的は、ＯＦＤＭ/ＯＦＤＭＡ/ＤＭＴシステムでＣＩＮＲ、すなわち、信号対干渉及び雑音比の推定に使用する干渉及び雑音推定装置及び方法とそのＣＩＮＲ推定装置及び方法を提供することにある。
前記目的を達成するための本発明の一側面によれば、干渉及び雑音信号のパワーを推定する装置において、複数の副搬送波に所定のパイロットシーケンスをエレメント別に相関させて出力する相関器と、複数の副搬送波に対する相関値と少なくとも一つの隣接した副搬送波から求められる相関値との差を計算する雑音算出部と、前記雑音算出部からの前記各副搬送波に対する相関値間の差から雑音パワーを求める干渉及び雑音パワー算出部とを含むことを特徴とする。
本発明の他の側面によれば、通信システムで雑音信号のパワーを推定する方法において、複数の副搬送波に所定の基準シーケンスをエレメント別に相関させる過程と、前記複数の副搬送波に対する相関値と少なくとも一つの隣接した副搬送波から求められる相関値との差を計算する過程と、前記副搬送波に対する相関値間の差から雑音パワーを計算する過程とを含むことを特徴とする。
本発明の実施例は周波数上で交互に隣接した受信信号の副搬送波間の類似性によるチャンネル特性を用いて干渉及び雑音パワーを推定する。本発明の実施例による隣接副搬送波間の差で信号成分は相殺され、これに応じて干渉及び雑音成分のみが残る。
上述した差は雑音が存在する場合は雑音値で推定され、また、前記差は干渉と雑音が存在する場合は干渉及び雑音値で推定されうる。
本発明によれば、ＯＦＤＭ受信器は電力制御や適応変復調に必要なパラメータであるＣＩＮＲを正確に推定することができる。
以下、本発明の好ましい実施形態について添付図面を参照して詳細に説明する。下記の説明において、本発明の要旨のみを明瞭するために公知の機能又は構成に対する詳細な説明は省略する。
図１は、一般的なＯＦＤＭ送信器の構成を示したブロック図である。図１を参照すれば、ＯＦＤＭ送信器１００はパイロット/プリアンブル挿入器１２１、ＩＦＦＴ器１２３、並列/直列(Ｐ/Ｓ)変換器１２５、保護区間(Ｇ/Ｉ:Guard Interval)挿入器１２７、ＲＦ(radio frequency)処理器１３１及びアンテナ１３３を含む。パイロット/プリアンブル挿入器１２１は多数のサブチャンネル、直交周波数分割多重通信システムに設定されているパイロットシンボル及びプリアンブルを発生し、前記発生したパイロットシンボルを多数のサブチャンネル、すなわち、データシンボルに挿入する。ここで、パイロット副搬送波はチャンネル推定のためにデータシンボルを伝送するサブチャンネルに挿入される。パイロット副搬送波は直交周波数分割多重通信システムでその伝送位置が予め定義されている。また、前記発生したプリアンブルは一つのＯＦＤＭＡシンボルの形態でフレームの前方部に通常位置する。
本発明の好ましい実施例によれば、パイロット及びプリアンブルは基地局ごとに相異なるシーケンスを使用する。
ＩＦＦＴ器(逆高速フーリエ変換器)１２３は入力される複数のサブチャンネルに対して逆フーリエ変換を実行した後、並列/直列変換器１２５に出力する。並列/直列変換器１２５は入力された並列信号を直列信号に変換して保護区間挿入器１２７に出力する。保護区間挿入器１２７はＩＦＦＴ器１２３から出力したサブチャンネル間のシンボル干渉(ＩＳＩ:Inter Symbol Interference)などの影響を減少させるための保護区間を挿入した後、ＲＦ処理器１３１に出力する。ＲＦ処理器１３１は保護区間挿入器１２７から入力されるチャンネルデータをアンテナ１３３を通じて伝送する。
図２は、本発明のＣＩＮＲ推定器を含むＯＦＤＭ受信器の構成を示したブロック図である。図２を参照すれば、ＯＦＤＭ受信器２００はアンテナ２１１、ＲＦ処理器２１３、保護区間除去器２１５、直列/並列変換器２１７、ＦＦＴ器２１９、等化器２２１、チャンネル推定器２２３及びチャンネル品質情報(Channel Quality Information、以下、“ＣＱＩ”と称する)推定器２２５を含む。
ＲＦ処理器２１３はアンテナ２１１を通じて受信される無線チャンネルからチャンネルデータを保護区間除去器２１５に出力する。保護区間除去器２１５は受信されたチャンネルデータから保護区間を取り除く。直列/並列変換器２１７は保護区間の取り除かれた直列形態の情報データ及び剰余データに対して複数の並列形態のデータに変換して高速フーリエ変換器２１９に出力する。高速フーリエ変換器２１９は並列形態の情報データ及び剰余データをそれぞれ高速でフーリエ変換を行い、フーリエ変換されたデータを等化器２２１に出力する。等化器２２１はフーリエ変換された情報データ及び剰余データのチャンネルによる信号歪みを取り除き、信号歪みの取り除かれたデータを出力する。チャンネル推定器２２３は送受信のとき発生するチャンネルの劣化による周波数領域上における位相、振幅の歪みによるチャンネル状態を推定し、その歪みを補償する。さらに、ＣＱＩ推定器２２５はチャンネルの品質、すなわち、ＣＩＮＲを測定する。
本発明に応じてＯＦＤＭ送信器が基準信号(例えば、パイロット信号)に基づくディジタル信号を送信すれば、これを受信したＯＦＤＭ受信器は受信信号を用いてＣＩＮＲを推定する。具体的に本発明はＣＩＮＲを推定するために高速フーリエ変換過程後のパイロット信号を使用する。パイロット信号は所定のシーケンス(sequence)を備え、便宜上、ＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying)変調を使用すると仮定する。ここで、使用するパイロットシーケンスは“１”と“０”で構成される。“１”で表示される信号は複素数信号“１”、“０”で表示される信号は複素数信号“−１”として伝送されると仮定する。
本発明の好ましい実施例においては、前記基準信号をパイロット信号として例示したが、フレームの前方部に位置するプリアンブル、中間に位置するミドルアンブル(mid-amble)及び後端に位置するポストアンブル(post-amble)が存在する場合、その各々又はその組合せを用いることができる。
図３は、本発明によるＣＩＮＲ推定器の構成ブロック図を示した図である。
図３を参照すれば、ＣＩＮＲ推定器４００はＦＦＴ器２１９から出力されるパイロット信号を受信して信号パワー推定器４２０、干渉及び雑音パワー推定器４３０に出力する。信号パワー推定器４２０は受信信号のパワーを推定する。具体的に信号パワー推定器４２０はＦＦＴ器２１９から受信される信号の各副搬送波のパワーを求めた後、各副搬送波のパワーを合計して信号のパワーを求め、これを減算器４４０に出力する。
さらに、干渉及び雑音パワー推定器４３０は受信信号の干渉及び雑音パワーを推定する。本発明の実施例は受信信号の副搬送波と隣接した副搬送波のチャンネル特性が類似していることを用いて干渉及び雑音パワーを推定する。すなわち、本発明は隣接サブキャリア信号間の差を用いる。上述した方法を本発明の実施例では、便宜上、ＤＡＳＳ(Difference of Adjacent Sub-carrier Signal)方法という。
具体的に、干渉及び雑音パワー推定器４３０は受信信号の複数の副搬送波に所定のパイロットシーケンスをエレメント別に相関させて複数の副搬送波に対する相関値を求める。その後、干渉及び雑音パワー推定器４３０は各副搬送波に対する相関値と少なくとも一つの隣接した副搬送波から求められる相関値との差を計算する。この際、類似なチャンネル特性を示す隣接した副搬送波の個数はランダムに決定されうる。一般に、各副搬送波に対する隣接副搬送波は直ぐ隣接した副搬送波となり得る。すなわち、本発明が適用される通信システムの特性に応じて副搬送波の個数を変更させうる。例えば、システムの具現をより簡単にするために、各副搬送波に直ぐ隣接した一つの副搬送波のみを使用できる。また、各副搬送波に対して相異なる個数の隣接副搬送波を使用することもできる。
隣接した各副搬送波はほぼ同じチャンネル特性を有するため、相関値間の差で信号成分は相殺され、干渉及び雑音成分のみが残る。干渉及び雑音パワー推定器４３０は各干渉及び雑音成分から干渉及び雑音信号パワーを求め、これを減算器４４０に出力する。減算器４４０は信号パワー推定器４２０による信号パワーから干渉及び雑音パワー推定器４３０による干渉及び雑音パワーを減算し、干渉及び雑音を取り除いた純粋信号のパワーを求める。
さらに、逆数生成器４５０は干渉及び雑音パワー推定器４３０による干渉及び雑音パワー値の逆数を生成して掛け算器４６０に提供する。掛け算器４６０は全体受信パワーから全体干渉及び雑音パワーを減算した値を全体干渉及び雑音パワーで割り算してＣＩＮＲ推定値を計算する。すなわち、純粋信号パワーの推定値と干渉及び雑音パワーの推定値との比がＣＩＮＲの推定値となる。
一方、本発明は受信されたパイロット信号の副搬送波信号に応じてＣＩＮＲの推定に使用する三種のパイロットシーケンス位置パターンを含み、これを図４Ａ乃至４Ｃを参照して説明する。
図４Ａ乃至図４Ｃは、本発明の第１乃至第３の実施例によるＣＩＮＲ推定方式を説明するための図である。まず、図４Ａを参照すれば、本発明の第１の実施例は一つのＯＦＤＭシンボル期間にＮ個の副搬送波信号からなるパイロット信号及び/又はプリアンブル信号を使用する。図４Ａに示したように、一つのＯＦＤＭシンボル期間には同じ時間領域上の複数の副搬送波が存在する。本発明の第１の実施例は同じ時間領域上の副搬送波のチャンネル特性がその隣接副搬送波のチャンネル特性と類似していることを用いる。したがって、本発明の第１の実施例によれば、ＣＩＮＲ推定器４００はＦＦＴ器２１９から出力されるパイロット及び/又はプリアンブル信号の副搬送波のうち、同じ時間領域及び相異なる周波数領域を有する複数の副搬送波を用いる。
本発明の第２の実施例は複数のＯＦＤＭシンボル期間にＮ個の副搬送波信号からなるパイロット信号又はプリアンブル信号を使用する。図４Ｂに示したように、複数のＯＦＤＭシンボル期間に同じ周波数領域上の複数の副搬送波が存在する。本発明の第２実施例は同じ周波数領域上の副搬送波のチャンネル特性がその隣接副搬送波のチャンネル特性と類似していることを用いる。したがって、本発明の第２の実施例によれば、ＣＩＮＲ推定器４００はＦＦＴ器２１９から出力されるパイロット及び/又はプリアンブル信号の副搬送波で同じ周波数領域及び相異なる時間領域を有する複数の副搬送波を用いる。
一方、本発明による第３の実施例は受信されたパイロット信号から相異なる周波数領域及び相異なる時間領域の副搬送波を含む所定のデータ領域内でＮ個の副搬送波信号からなるパイロット信号又はプリアンブル信号を使用する。すなわち、第３の実施例では所定のデータ領域からＣＩＮＲの推定に使用する複数の副搬送波信号がランダムに選択される。この際、各副搬送波とその隣接した副搬送波の相関係数はパイロット副搬送波の順序を適宜に選択して可能な限り“１”に近く決定される。本発明の第３実施例は所定のデータ領域で図４Ｃに示したように距離の近い副搬送波のチャンネル特性がその隣接した副搬送波のチャンネル特性と類似していることを用いる。したがって、本発明の第３の実施例によれば、ＣＩＮＲ推定器４００はＦＦＴ器２１９から出力されるパイロット及び/又はプリアンブル信号の副搬送波からなる所定のデータ領域からランダムに選択される副搬送波を用いる。
図５は、本発明の一実施例による干渉及び雑音パワー推定器４３０のブロック構成を示した図である。図５を参照すれば、干渉及び雑音パワー推定器４３０は基準信号選択部５１０、相関器５２０、信号雑音算出部５３０及び干渉及び雑音パワー算出部５４０を含む。基準信号選択部５１０は本発明の第１乃至第３の実施例に応じてＣＩＮＲの推定に使用する複数の副搬送波を選択する。
以下、パイロットやプリアンブル信号を前記ＣＩＮＲの推定に使用する複数の副搬送波として説明する。しかしながら、本発明は本実施例に限定されず、設定信号は送信器と受信器との間に定義された基準信号として十分である。
パイロット信号選択部５１０は第１の実施例に応じて受信されるパイロット信号又はプリアンブルの副搬送波のうち、同じ時間領域及び相異なる周波数領域を有する複数の副搬送波を選択する。パイロット信号選択部５１０は第２の実施例に応じてパイロット信号の副搬送波のうち、同じ周波数領域及び相異なる時間領域を有する複数の副搬送波を選択する。パイロット信号選択部５１０は第３の実施例に応じて受信されたパイロット信号から相異なる周波数領域及び相異なる時間領域の副搬送波を含む所定のデータ領域でランダムに複数の副搬送波を選択する。この場合、上述したように、本発明の好ましい実施例では各副搬送波とその隣接した副搬送波は相関係数が１に近く決定されるが、本発明はこれに限定されない。
上述したように、パイロット信号選択部５１０はＣＩＮＲの推定に使用する複数の副搬送波信号を選択して相関器５２０に出力する。相関器５２０はパイロット信号選択部５１０からの複数の副搬送波に所定のパイロットシーケンスをエレメント別に相関させて複数の副搬送波に対する相関値を求め、信号雑音算出部５３０に出力する。信号雑音算出部５３０は相関器５２０から出力される複数の副搬送波に対する相関値と少なくとも一つの隣接した副搬送波から求められる相関値との差を計算する。この際、信号雑音算出部５３０は各副搬送波に対して隣接した副搬送波の個数に応じて適宜な動作を行う。その結果、信号成分は相殺され、雑音成分のみが残る。このように求められた各副搬送波に対する雑音成分は干渉及び雑音パワー算出部５４０に出力され、干渉及び雑音パワー算出部５４０は各副搬送波に対する雑音成分を二乗して雑音信号パワーを求める。
図６は、本発明の一実施例による干渉及び雑音パワーの推定のための制御過程を示した流れ図である。図６を参照すれば、干渉及び雑音パワー推定器４３０はステップ６１０で前記ＣＩＮＲの推定に使用する複数の副搬送波信号を選択する。前記干渉及び雑音パワー推定器４３０はステップ６２０で複数の副搬送波に所定のパイロット及び/又はプリアンブルシーケンスをエレメント別に相関させる。その後、前記干渉及び雑音パワー推定器４３０はステップ６３０で複数の副搬送波に対する相関値と少なくとも一つの隣接した副搬送波から求められる相関値との差を計算して信号雑音を算出する。その後、干渉及び雑音パワー推定器４３０はステップ６４０で各副搬送波に対する干渉及び雑音成分から干渉及び雑音信号パワーを求める。
図７は、本発明の一実施例によるＣＩＮＲ推定器の構成を示した図である。本発明の一実施例によるＣＩＮＲ推定器は一つのＯＦＤＭシンボル期間にＮ個の副搬送波信号からなるパイロット信号を使用し、各副搬送波に対して直ぐ隣接した二つの副搬送波を使用する。しかしながら、本発明が前記実施例に限定されないということは当該技術分野における通常知識を持つ者には明らかである。
図７に示したように、ＣＩＮＲ推定器４００は信号パワー推定器４２０及び干渉及び雑音パワー推定器４３０を含む。前記干渉及び雑音パワー推定器４３０はＦＦＴ器２１９のＮ個の出力端からＮ個のパイロット信号を受信する。本実施例で干渉及び雑音パワー推定器４３０はＦＦＴ器２１９から出力されるＮ個の信号を使用するため、図５に示したパイロット信号選択部５１０が必要でない。しかしながら、ＣＩＮＲ推定器４００は本発明が適用される通信システムの特性に応じてパイロット信号を選択するためのパイロット信号選択部を含むことができる。
送信された信号のうち、ＩＦＦＴ入力のｋ番目の信号をｘｋとし、受信された信号のうち、ＦＦＴ出力のｋ番目の信号をｙｋとする。ここで、パイロット信号はＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying)変調を使用すると仮定すれば、便宜上、ｘｋ＝１又は-１(ｋ=１,２，...,Ｎ)を使用する。また、ｘｋとｙｋとの間のチャンネル特性をＨｋ、雑音をｎｋとすれば、受信信号は数１のように表現できる。
Figure 2005204307
ここで、ｘkは所定のパイロットシーケンスなので、その値を受信器が認知しており、ｙkは測定から得られる値である。他の送信器からの干渉は雑音としてモデリングされ、雑音に統合されたものとして仮定する。このような仮定は他の送信器からのパイロットシーケンスが該当送信器に対して直交すれば、維持する。以下、“雑音”は“干渉及び雑音”を示す。
推定しようとするＣＩＮＲは数２のように定義される。数２において、分子は雑音を除いた純粋な受信信号のパワーの和であり、分母は雑音信号のパワーの和である。
Figure 2005204307
本実施例で受信された信号から雑音成分を分離するために数３のようにＦk値を定義する。前記Ｆk値は雑音成分の推定に使用する計算の中間過程の値である。
Figure 2005204307
具体的に、図７に示したように、Ｎ個の掛け算器３１０-１〜３１０-ＮはＦＦＴ器２１９からのＮ個の出力にそれぞれ送信された信号、すなわち、所定のシーケンスを掛け算する。したがって、送信側で１と−１を伝送した場合、同じ条件が使用される。前記Ｎ個の掛け算器３１０-１〜３１０-Ｎは図５の相関器５２０に対応する。
さらに、Ｎ個の掛け算器３１０-１〜３１０-Ｎからの出力はそれぞれＮ個の加算器３２０-１〜３２０-Ｎの正の端子に入力され、Ｎ個の加算器３２０-１〜３２０-Ｎの負の端子には隣接した副搬送波に対するＮ個の掛け算器３１０-１〜３１０-Ｎからの出力が入力される。
したがって、Ｎ個の加算器３２０-１〜３２０-Ｎからの出力は各副搬送波から求められる値と隣接した副搬送波から求められる値との差となり、これにより、信号成分は相殺され、雑音成分のみが残る。前記Ｎ個の加算器３２０-１〜３２０-Ｎは図５の信号雑音算出部５３０に対応する。
一方、図７に示したように、Ｎ個の信号のうち、一番目の信号ｙ1に隣接している信号は一つのｙ2信号であり、最後の信号ｙNに隣接している信号は一つのｙN-1信号である。前記一番目及び最後の信号を除いた残り信号に隣接している信号の個数は２である。例えば、ｙk信号はｙk−１とｙk＋２の二つの隣接信号を有する。したがって、Ｎ個の信号のうち、一番目の信号ｙ1又は最後の信号ｙNは各副搬送波の出力にそれぞれ送信された信号ｘ1又はｘＮを掛け算した値から、隣接副搬送波の出力に送信された信号を掛け算した値を減算する。さらに、残り信号、例えば、ｙｋは副搬送波の出力に送信された信号ｘｋを掛け算した値を２倍とし、一つの隣接副搬送波信号ｙk-1に関連して送信された信号ｘk-1を掛け算した値と、他の隣接副搬送波信号ｙk+1に関連して送信された信号ｘk+1を掛け算した値をそれぞれ減算する。
これにより、Ｆ1〜ＦＮの結果値は信号成分が相殺され、雑音成分のみが残る。
前記数３の各Ｆ1〜ＦＮのｙkに数１を代入すれば、信号及び雑音成分に応じて数４のようになる。
Figure 2005204307
数４で、括弧以前の項が信号成分であり、括弧内の値が雑音成分である。また、隣接している副搬送波チャンネルがほとんど同じチャンネル特性を有すると仮定すれば、数５のように表示できる。
Figure 2005204307
数５によれば、数４に示した括弧以前の値は０となり、信号成分は相殺され、雑音成分のみが残る。前記雑音成分は数２に代入するために二乗され、雑音信号パワーが推定される。すなわち、数４で雑音成分を示す括弧の値を二乗すれば、Ｆkのパワーは次の数６の通りである。
Figure 2005204307
ここで、|Fk|2の和を計算するために、便宜上、Ｋkを次の数７のように定義する。
Figure 2005204307
前記数７を数６の|Fk|2に代入すれば、次の数８が得られる。
Figure 2005204307
ここで、二番目の項、すなわち、Ｋkの和はほぼ０に近い値となる。これは、パイロットシーケンスが一般的にＰＮシーケンスなので、１と−１が類似な分布を有し、各々の雑音成分の平均値が０として前記雑音成分が独立的なので、数９のようになるからである。
Figure 2005204307
数９を再び表現すれば、数１０のようになる。
Figure 2005204307
したがって、Ｎ個の信号のうち、一番目の信号ｙ1に対するＦ1及び最後の信号ｙＮに対するＦＮは二つの雑音成分を有するため、二乗して２で割り算を行い、残り信号に対する雑音成分Ｆｋは４個の|nk|2、一つの|nk-1|2及び一つの|nk+1|2を有するため、二乗して６で割り算を行う。このような動作は図７に示したようにＮ個の演算装置３３０-１〜３３０-Ｎによって行われる。また、全体雑音電力は加算器３４０で加算されて数１１のようになる。
Figure 2005204307
この際、数１１の括弧内の値とその後の項は式全体の値に比べて非常に小さくて無視可能な値なので、全体の雑音パワーは数１２を用いて推定できる。
Figure 2005204307
この際、数１２の一番目及び二番目の項は、Ｎが十分に大きければ、省略することができる。最後に、信号のパワーは数１３のようになる。
Figure 2005204307
全体受信信号のパワー|y1|2から|yN|2を合計した値から全体雑音パワーを減算すれば、干渉と雑音を取り除いた信号のパワーを求めることができる。これにより、Ｎ個の演算装置３３０-１〜３３０-Ｎと加算器３４０は図５の雑音パワー算出部５４０に対応する。
また、図７に示したように、ＦＦＴ器２１９からの出力信号はそれぞれ二乗演算器３６０-１〜３６０-Ｎを通じてそのパワーが計算される。前記二乗演算器３６０-１〜３６０-Ｎの出力は加算器３７０で加算されて全体受信信号のパワーが求められる。したがって、二乗演算器３６０-１〜３６０-Ｎ及び加算器３７０は図３の信号パワー推定器４２０に対応する。
数１３でのように、減算器４４０は全体受信信号のパワーから全体干渉及び雑音パワーを減算する。数１３の最後の項は無視可能なので、全体受信パワーから雑音のパワーを減算した値に近似されうる。最後に、ＣＩＮＲの推定値は数１４のように求めることができる。
Figure 2005204307
この全体受信パワーから全体雑音パワーを減算した値は掛け算器４６０で全体雑音パワーで割り算され、ＣＩＮＲ推定値が計算される。
上述した本発明のＣＩＮＲ推定器の一実施例は各副搬送波に対して直ぐ隣接している二つの副搬送波を隣接副搬送波として使用する。一般的に隣接副搬送波には任意の個数が使用されうる。前記数３を一般式で再び表現すれば、次の数１５のようになる。数１５で、Ｆkは信号の干渉及び雑音としての差であり、負でないＷlは左側隣接副搬送波の個数であり、負でないＷrは右側隣接副搬送波の個数であり、ＸkはＫ番目の基準信号であり、ｙkはＫ番目の受信信号である。
Figure 2005204307
これにより、雑音パワーを求めるための数１２を一般式で再び表現すれば、次の数１６の通りである。
Figure 2005204307
上述したように、本発明を適用したＣＩＮＲ推定器の性能は図８及び図９に示した。図８はＡＷＧＮ(Additive White Gaussian Noise)環境で本発明が適用されたＣＩＮＲ推定器の性能を示し、図９はＩＴＵ-Ｒ(International Telecommunication Union Radio communication Sector)のチャンネルモデル環境で本発明が適用されたＣＩＮＲ推定器の平均性能を示す。ここで、他の送信器からの干渉はＡＷＧＮでモデリングする。これは多数のランダム変数、すなわち、他の送信器からの干渉信号の和が中心極限定理(The Central Limit Theorem)によるガウス分布を示すからである。
シミュレーション環境は帯域幅１０MHz、２０４８ＦＦＴを使用し、パイロットシーケンスの長さは７７６である。１０００回の推定による平均、最大値、最小値及び標準偏差をそれぞれ示す。図８及び図９に示したように、本発明に応じて推定されたＣＩＮＲ値と実際のＣＩＮＲ値がほとんど一致することがわかる。
本発明によれば、ＯＦＤＭ受信器は電力制御や適応変復調などに必要なパラメータであるＣＩＮＲを正確に推定することができる。
以上、本発明を具体的な実施例について説明したが、各種の変形が本発明の範囲を逸脱しない限り可能である。また、前記本発明はＯＦＤＭシステムに適用する場合を説明したが、ＯＦＤＭＡシステム及びＤＭＴ技術にも適用することができる。
したがって、本発明の範囲は前記実施例に限定されず、特許請求の範囲とこれと均等なものにより定められるべきである。
一般的なＯＦＤＭ送信器の構成を示したブロック図。 本発明のＣＩＮＲ推定器を含むＯＦＤＭ受信器の構成を示したブロック図。 本発明によるＣＩＮＲ推定器の構成を示したブロック図。 本発明の第１の実施例によるＣＩＮＲ推定方式を説明するための図。 本発明の第２の実施例によるＣＩＮＲ推定方式を説明するための図。 本発明の第３の実施例によるＣＩＮＲ推定方式を説明するための図。 本発明の一実施例による干渉及び雑音パワー推定器４３０のブロック構成を示した図。 本発明の一実施例による干渉及び雑音パワーを推定するための制御流れ図。 本発明の一実施例によるＣＩＮＲ推定器の構成を示した図。 ＡＷＧＮ(Additive White Gaussian Noise)環境で本発明が適用されたＣＩＮＲ推定器の性能を示した図。 ＩＴＵ-Ｒのチャンネルモデル環境で本発明が適用されたＣＩＮＲ推定器の平均性能を示した図。
符号の説明
２００：ＯＦＤＭ受信器
２１１：アンテナ
２１３：ＲＦ処理器
２１５：保護区間除去器
２１７：直列/並列変換器
２１９：ＦＦＴ器
２２１：等化器
２２３：チャンネル推定器
２２５：ＣＱＩ推定器
４００：ＣＩＮＲ推定器
４２０：信号パワー推定器
４３０：干渉及び雑音パワー推定器
４４０：減算器
４５０：逆数生成器
４６０：掛け算器
５１０：パイロット信号選択部
５２０：相関器
５３０：信号雑音算出部
５４０：干渉及び雑音パワー算出部


Claims (33)

  1. 通信システムの雑音を推定する装置であって、
    複数の副搬送波に所定の基準シーケンスをエレメント別に相関させて出力する相関器と、
    前記相関器から出力される複数の副搬送波に対する各相関値と少なくとも一つの隣接した副搬送波から求められる相関値との差を計算して出力する信号雑音算出部と、を含むことを特徴とする雑音推定装置。
  2. 基準信号として使用する複数の副搬送波信号を選択して前記相関器に出力する基準シーケンス信号選択部をさらに含むことを特徴とする請求項１に記載の雑音推定装置。
  3. 前記基準シーケンス信号選択部は、パイロット、プリアンブル、ミドルアンブル及びポストアンブルのうち、少なくとも一つの副搬送波から、一つの同じ時間領域インデックスと相異なる周波数領域インデックスとを有する複数の副搬送波を選択することを特徴とする請求項２に記載の雑音推定装置。
  4. 前記基準シーケンス信号選択部は、パイロット、プリアンブル、ミドルアンブル及びポストアンブルのうち、少なくとも一つの副搬送波から、一つの同じ周波数領域インデックスと相異なる時間領域インデックスとを有する複数の副搬送波を選択することを特徴とする請求項２に記載の雑音推定装置。
  5. 前記基準シーケンス信号選択部は、パイロット、プリアンブル、ミドルアンブル及びポストアンブルのうち、少なくとも一つの副搬送波から、相異なる周波数領域インデックスと相異なる時間領域インデックスとを有する副搬送波を含む所定のデータ領域でランダムに複数の副搬送波を選択することを特徴とする請求項２に記載の雑音推定装置。
  6. 前記複数の副搬送波は隣接した副搬送波と高い相関係数を有するように選択されることを特徴とする請求項５に記載の雑音推定装置。
  7. 前記複数の副搬送波信号はＯＦＤＭＡ(Orthogonal Frequency Division Multiple Access)信号であることを特徴とする請求項５に記載の雑音推定装置。
  8. 前記複数の副搬送波信号はＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)信号であることを特徴とする請求項５に記載の雑音推定装置。
  9. 前記複数の副搬送波信号はＤＭＴ(Discrete Multi-tone Technology)信号であることを特徴とする請求項５に記載の雑音推定装置。
  10. 前記信号雑音算出部の差は、干渉及び雑音値のうち、少なくとも一つで推定されることを特徴とする請求項５に記載の雑音推定装置。
  11. 前記差のパワーを求める雑音パワー算出部をさらに含むことを特徴とする請求項１に記載の雑音推定装置。
  12. 通信システムで雑音のパワーを推定する方法であって、
    複数の副搬送波に所定の基準シーケンスをエレメント別に相関させる過程と、
    前記複数の副搬送波に対する各相関値と少なくとも一つの隣接した副搬送波から求められる相関値との差を計算する過程と、を含むことを特徴とする雑音パワー推定方法。
  13. パイロット、プリアンブル、ミドルアンブル及びポストアンブルのうち、少なくとも一つの副搬送波から、一つの同じ時間領域インデックスと相異なる周波数領域インデックスとを有する複数の副搬送波を選択する過程をさらに含むことを特徴とする請求項１２に記載の雑音パワー推定方法。
  14. パイロット及びプリアンブル信号のうち、少なくとも一つの副搬送波から、一つの同じ周波数領域インデックスと相異なる時間領域インデックスとを有する基準シーケンスを選択する過程をさらに含むことを特徴とする請求項１２に記載の雑音パワー推定方法。
  15. パイロット、プリアンブル、ミドルアンブル及びポストアンブルのうち、少なくとも一つの副搬送波から、相異なる周波数領域インデックスと相異なる時間領域インデックスとを有する副搬送波を含む所定のデータ領域でランダムに基準シーケンスを選択する過程をさらに含むことを特徴とする請求項１２に記載の雑音パワー推定方法。
  16. 前記基準シーケンスは隣接した副搬送波と高い相関係数を有するように選択されることを特徴とする請求項１５に記載の雑音パワー推定方法。
  17. 前記差は雑音及び干渉のうち、少なくとも一つであることを特徴とする請求項１２に記載の雑音パワー推定方法。
  18. 前記差のパワーを用いて雑音パワーを求める過程をさらに含むことを特徴とする請求項１２に記載の雑音パワー推定方法。
  19. ＣＩＮＲ(Carrier to interference and noise ratio)を推定する装置であって、
    受信信号から信号の全体パワーを測定する信号パワー推定器と、
    基準シーケンスと前記受信信号をエレメント別に相関させて複数の副搬送波に対する相関値を求め、各副搬送波に対する相関値と少なくとも一つの隣接した副搬送波から求められる相関値との差を計算し、前記差から干渉及び雑音パワーを推定する推定器と、
    前記信号パワー推定器から出力される信号パワー値と前記干渉及び雑音パワー推定器から出力される雑音値とを用いて純粋な信号パワー推定値と干渉及び雑音パワー推定値との比(ＣＩＮＲ)を推定するＣＩＮＲ推定器と、を含むことを特徴とする装置。
  20. 前記受信信号はＦＦＴ(fast Fourier transform)処理された信号であることを特徴とする請求項１９に記載の装置。
  21. 干渉及び雑音パワー推定器は、
    前記受信信号と基準シーケンスをエレメント別に相関させる相関器と、
    前記複数の各副搬送波に対する相関値と少なくとも一つの隣接した副搬送波から求められる相関値との差を計算する干渉及び雑音算出器と、
    前記相関値間の差からパワーを推定する干渉及び雑音パワー算出器と、を含むことを特徴とする請求項１９に記載の装置。
  22. 前記相関器は掛け算器であることを特徴とする請求項１９に記載の装置。
  23. 前記干渉及び雑音算出器は次の式を用いて計算を行うことを特徴とする請求項１９に記載の装置。
    Figure 2005204307
    ここで、Ｆkは信号の干渉及び雑音としての差であり、負でない(nonnegative)Ｗlは左側隣接副搬送波の個数であり、負でないＷrは右側隣接副搬送波の個数であり、ＸkはＫ番目の基準信号、ＹkはＫ番目の受信信号である。
  24. 前記干渉及び雑音パワー算出器は次の式を用いて計算を行うことを特徴とする請求項２３に記載の装置。
    Figure 2005204307
    ここで、
    Figure 2005204307
    は干渉及び雑音のパワーの和である。
  25. 前記ＣＩＮＲ推定器は次の式を用いることを特徴とする請求項２３に記載の装置。
    Figure 2005204307
    ここで、
    Figure 2005204307
    は受信信号のパワーの和である。
  26. 前記所定のパイロット、プリアンブル、ミドルアンブル及びポストアンブルのうち、少なくとも一つに応じて基準シーケンスを選択する選択器をさらに含むことを特徴とする請求項１９に記載の装置。
  27. ＣＩＮＲ(Carrier to interference and noise ratio)を推定する方法であって、
    受信信号から全体信号のパワーを測定する過程と、
    基準シーケンスと前記受信信号をエレメント別に相関させて複数の副搬送波に対する相関値を求める過程と、
    各副搬送波に対する相関値と少なくとも一つの隣接した副搬送波から求められる相関値との差を計算するが、前記差は該当副搬送波の干渉及び雑音値のうち、少なくとも一つである過程と、
    前記差を用いて前記干渉及び雑音のうち、少なくとも一つのパワーを推定する過程と、
    前記全体信号のパワー値と前記干渉及び雑音のパワーのうち、少なくとも一つとを用いて純粋な信号のパワー推定値と干渉及び雑音のパワー推定値との比(ＣＩＮＲ)を推定する過程と、を含むことを特徴とするＣＩＮＲ推定方法。
  28. 前記受信信号はＦＦＴ処理された信号であることを特徴とする請求項２７に記載の方法。
  29. 前記相関値の計算過程では、前記受信信号と基準信号を掛け算することにより相関値を計算することを特徴とする請求項２７に記載の方法。
  30. 前記差を計算する過程は次の式を用いることを特徴とする請求項２７に記載の方法。
    Figure 2005204307
    ここで、Ｆkは信号の干渉及び雑音としての差であり、負でないＷlは左側隣接副搬送波の個数であり、負でないＷrは右側隣接副搬送波の個数であり、ＸkはＫ番目の基準信号であり、ＹkはＫ番目の受信信号である。
  31. 前記干渉及び雑音のうち、少なくとも一つのパワー推定過程は次の式を用いることを特徴とする請求項３０に記載の方法。
    Figure 2005204307
    ここで、
    Figure 2005204307
    は干渉及び雑音のパワーの和である。
  32. 前記ＣＩＮＲ推定過程は次の式を用いることを特徴とする請求項３１に記載の方法。
    Figure 2005204307
    ここで、
    Figure 2005204307
    は受信信号のパワーの和である。
  33. 前記所定のパイロット、プリアンブル、ミドルアンブル及びポストアンブルのうち、少なくとも一つに応じて基準シーケンスを選択する過程をさらに含むことを特徴とする請求項２７に記載の方法。


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