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KR100557877B1 - 채널 추정 장치 및 방법 그리고 그것을 이용한 직교 주파수 분할 다중 시스템 - Google Patents

채널 추정 장치 및 방법 그리고 그것을 이용한 직교 주파수 분할 다중 시스템 Download PDF

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KR100557877B1
KR100557877B1 KR1019990013568A KR19990013568A KR100557877B1 KR 100557877 B1 KR100557877 B1 KR 100557877B1 KR 1019990013568 A KR1019990013568 A KR 1019990013568A KR 19990013568 A KR19990013568 A KR 19990013568A KR 100557877 B1 KR100557877 B1 KR 100557877B1
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pilot
variance
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noise
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김대진
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전남대학교산학협력단
엘지전자 주식회사
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Abstract

본 발명은 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 전송 방식을 사용하는 디지털 지상파 텔레비젼 방송의 수신을 위한 채널 추정 장치 및 방법 그리고 그것을 이용한 OFDM 시스템에 관한 것으로서, 특히 수신 신호에서 추출한 파일롯 신호로부터 이동성 분산을 계산한 후 사전 채널 보상을 거친 잡음 분산과 비교하여 채널의 시변 특성 영향이 무시될 수 있는 심볼의 수를 결정하고 결정된 심볼내에 있는 파일롯 신호의 샘플 평균을 선형 보간하여 신호 보상을 함으로써, 잡음의 영향을 줄여 채널 보상 이후의 출력 SNR이 최대가 되도록 한다.
OFDM

Description

채널 추정 장치 및 방법 그리고 그것을 이용한 직교 주파수 분할 다중 시스템{APPARATUS AND METHOD FOR CHANNEL ESTIMATING AND OFDM SYSTEM FOR THE SAME}
도 1은 일반적인 DVB-T 수신기의 전체 구성 블록도
도 2는 DVB-T 표준의 2k 모드 프레임 구조에서 액티브 캐리어에 삽입되는 파일롯 신호의 전송 상태를 보인 도면
도 3은 본 발명에 따른 OFDM 시스템의 채널 추정 장치의 구성 블록도
도 4는 본 발명의 실시예인 Rayleigh 채널 모델에서 구한 이동성 분산과 잡음 분산과의 관계를 보인 그래프
도 5는 본 발명의 실시예인 Rayleigh 채널 모델에서 심볼 수에 따른 출력 SNR을 나타낸 그래프
도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
204 : FFT부 206 : 신호 정정부
301 : 파일롯 추출부 302 : 이동성 추정부
302-1 : 잡음 분산 계산부 302-2 : 이동성 분산 계산부
302-3 : 비교기 303 : 파일롯 신호 샘플 평균부
304 : 리니어 보간부
본 발명은 다중 캐리어를 사용하는 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing ; OFDM) 시스템에 관한 것으로서, 특히 OFDM 전송 방식의 디지털 TV 수신체에서 이동성 정도 또는, 채널의 변화 정도를 추정해내는 채널 추정 장치 및 방법 그리고 그것을 이용한 OFDM 시스템에 관한 것이다.
일반적으로, OFDM 전송 시스템은 하나의 캐리어를 이용하여 데이터를 전송하는 싱글 캐리어 방식과는 달리 서로 직교성을 갖는 여러 개의 캐리어를 이용하여 데이터를 전송하는 멀티 캐리어 전송 방식이다. 즉, 각각의 데이터 심볼의 주파수 스펙트럼이 전체 유효 대역폭을 전부 차지하는 전통적인 직렬 데이터 전송 시스템과는 달리 OFDM 전송 방식은 전체 신호 주파수 대역을 N 개의 중첩되지 않는 부채널로 나누어 병렬로 동시에 데이터를 전송한다. 이때, 각 캐리어는 밴드폭(Bandwidth)이 매우 적어서 채널의 변화에 의한 영향을 받지만 전체 주파수 대역으로 보면 다중 간섭 채널의 경우 전송되는 각각의 캐리어들은 채널의 영향을 받아 진폭만 줄어들 뿐이어서 충분히 복구 가능하다. 그 특징으로 인하여 지상파의 채널 특성 중 크게 문제가 되는 다중 경로 채널 등에 강한 장점이 있다.
또한, 데이터 전송의 시간 영역에서 채널의 지연 확산을 초과하는 유효 심볼 주기의 뒷단을 해당 유효 심볼의 앞단에 반복 삽입(cyclic prefix)하여 보호구간(Guard Interval)으로 사용하면 채널 상에서 겪게 되는 심볼간 간섭(inter symbol interference ; ISI)을 방지할 수 있을 뿐만 아니라 수신단에서 단일 탭 등 화기로 간단하게 채널 등화를 할 수 있다.
이러한 OFDM 전송 방식은 최근에 고속 무선 데이터 전송 방식으로 높은 관심 속에서 연구되고 있다.
그리고, 디지털 지상파 방송뿐만 아니라 멀티미디어 무선 서비스와 같이 이동 무선 채널을 통한 고속의 데이터 전송 속도를 요구하는 OFDM 시스템에서는 QAM(quadrature amplitude modulation)과 같은 다중 진폭 변조 구조를 사용한다.
이때, 이동 무선 채널에서의 다중 진폭 변조 구조는 동적인 채널 추정을 통한 채널 왜곡의 보상을 필요로 한다.
따라서, 데이터 전송율을 높게 유지하면서 효율적으로 OFDM 채널 추정을 수행하기 위한 파일롯 신호의 선택에 대한 연구뿐만 아니라, 파일롯 신호를 시간 영역에서 샘플 평균을 취하여 채널 전달 함수를 구하는 방법, 파일롯 신호의 평균 제곱 오차(MMSE/LMMSE)를 이용하여 주파수 영역에서 채널의 특성을 추정하여 신호의 보상에 적용하는 방법 등 OFDM 채널 추정 기법에 대한 다양한 연구 결과가 제안되고 있다.
그러나, 이러한 연구 결과는 채널 환경의 고려에 있어 시간 불변이거나 아주 느린 페이딩 채널만을 염두에 둔 것이다.
즉, 시간 불변 또는 아주 느린 페이딩(fading) 채널에서는 연속적인 다수의 심볼내에 존재하는 파일롯 신호들을 시간 영역에서 평균하면 잡음의 영향을 현저하게 줄일 수 있는 반면, 시간적인 변화가 많은 빠른 페이딩 채널에서는 다수의 심볼을 사용하면 채널의 시변 특성으로 인하여 심각한 채널 추정 오류가 발생된다.
그러므로, 실제적인 다양한 조건의 채널 환경에 따라 적응적으로 최적의 채널 추정을 수행하기 위해서는 해당 채널의 시변 특성을 정확히 판단해 내는 구조가 요구된다.
예를 들어, VHF(54~216MHz) 또는 UHF(470~890MHz)의 주파수 영역을 사용하는 디지털 지상파 방송 시스템의 경우 이동체 수신(일 예로, 차안에 설치된 TV)을 고려할 때 실질적인 방송 채널은 시간 변화적이다. 그리고, 이러한 시간 변화적인 채널은 OFDM 심볼에 캐리어간 간섭(intercarrier interference ; ICI)에 의한 왜곡을 주게 된다.
즉, 파일롯 신호를 이용하는 채널 추정에 있어 상기 ICI와 부가성 백색 가우시안 잡음(additive white gaussian noise ; AWGN)은 정확한 채널 추정을 방해하는 심각한 요인으로 작용한다.
따라서, 채널의 시변 특성에 의한 간섭과 잡음이 어느 정도인지를 알아내면 좀 더 정확한 채널 추정을 할 수 있다.
도 1은 일반적인 OFDM 송수신 시스템의 구성 블록도로서, 유럽 디지털 지상파 텔레비젼의 표준인 DVB-T(digital video broadcasting-terrestrial) 규격의 서브캐리어(subcarrier) 개수가 1705개인 2k 모드를 기준으로 설명하는데 이는 서브캐리어 개수가 6817개인 8k 모드에서도 그대로 적용될 수 있다.
즉, 송신측의 신호 매핑부(101)는 바이너리 소스가 발생하면 변조 방법에 따라 전송할 데이터(즉, 바이너리 소스)를 매핑하는데, 통상 QAM(Quadrature Amplitude Modulation)이라는 방식으로 매핑하며, 이때 주로 사용되는 변조 방식은 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), 16-QAM, 64-QAM 등이 있다.
그리고, 상기 신호 매핑부(101)에서 매핑된 데이터는 직/병렬(Serial/Parallel ; S/P) 변환부(102)에서 병렬로 변환되고 파일롯 삽입부(103)에서 파일롯이 삽입된다.
즉, OFDM 전송 시스템의 송신측에서는 수신측의 복조를 돕기 위해 수신측에 알려진 값을 갖는 파일롯 신호를 전송하려는 데이터 사이사이에 삽입하여 전송한다. 이때, 유럽 DVB-T 표준에 따르면 2K 모드의 경우 OFDM 심볼당 45개의 연속형 파일롯(continual pilot)이 모든 심볼마다 즉, 시간축상으로는 동일 서브캐리어 위치에 존재한다. 그러나, 주파수 축상으로의 간격은 규칙성이 없이 랜덤하다. 그리고, 분산형 파일롯(scattered pilot)의 위치는 주파수 축상에서 보면 12개의 캐리어마다 삽입이 되어 있고 시간축상으로는 4개의 심볼마다 삽입되어 있다. 즉, 4개 심볼을 주기로 삽입의 규칙성이 반복된다.
이때, 파일롯 삽입 위치 선정에 대한 다양한 연구 결과가 있는데, 도 2는 그중 한 예를 나타낸 DVB-T의 OFDM 프레임 구조로서, 검은 부분은 연속형 파일롯의 위치를 나타내고, 빗금친 부분은 분산형 파일롯의 위치를 나타내며, 흰 부분은 액티브 캐리어 즉, 전송하려는 데이터 부분을 나타낸다. 여기서, 상기 검은 부분은 연속형 파일롯과 분산형 파일롯이 겹칠수도 있다.
그리고, 상기와 같이 파일롯이 삽입된 데이터는 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform ; IFFT)부(104)로 출력되어 IFFT되는데, 이때 시간 영역 샘플 x(n)은 다음의 수학식 1과 같다.
Figure 111999003540923-pat00001
, n = 0, 1, ..., N-1
여기서, N은 서브캐리어의 개수이다.
그리고, IFFT된 데이터는 심볼간 간섭을 방지하기 위하여 보호구간 삽입부(105)로 입력되어 채널상의 지연 확산보다 길게 보호구간(guard interval)이 삽입된 후에 P/S부(106)에서 직렬로 변환되고 아날로그/디지털(Analog/Digital ; D/A) 변환부(107)에서 아날로그로 변환된 후 다중경로 페이딩 채널을 통해 전송된다.
상기와 같이 전송 채널을 통과한 데이터는 수신측의 A/D 변환부(201)에서 디지털로 변환되고 다시 S/P부(202)에서 병렬로 변환된 후 하기의 수학식 2와 같이 보호 구간 제거부(203)로 출력된다.
yg(n) = xg(n)*h(n)+w(n)
여기서, h(n)은 전송 채널의 임펄스 응답이고, w(n)은 전송 채널을 통해 수신되는 신호에 포함되는 AWGN이며, *는 리니어(linear) 콘볼루션을 의미하고, 아래첨자 g는 보호구간을 포함하고 있음을 나타낸다.
따라서, 상기 보호 구간 제거부(203)에서 보호구간을 제거하면 하기의 수학식 3과 같은 형태가 된다.
y(n)= x(n)*h(n)+w(n)
이때, 채널의 영향을 파악하는 채널 추정 기법을 위해서는 전송 채널의 임펄스 응답을 자세히 살펴 볼 필요가 있다.
즉, 채널의 임펄스 응답은 다음과 수학식 4와 같이 표현될 수 있다.
Figure 111999003540923-pat00002
여기서, M은 전파 경로의 수이고, hm은 진폭 감쇠를 나타내며, τm은 m 번째 전파 경로의 시간 지연, 그리고 θm은 위상천이를 나타낸다.
따라서, 송신측에서의 보호구간의 삽입은 τm중에 최대 시간 지연을 갖는 τmax보다 길게 삽입되어야 한다.
그리고, 상기 보호 구간 제거부(203)에서 보호 구간이 제거된 데이터는 FFT부(204)에서 FFT 변환 작용을 거쳐 채널 추정부(205)와 신호 정정부(206)로 출력된다.
이때, 보호구간이 제거된 수신 신호 y(n)에서 FFT 변환 작용을 거친 l번째 OFDM 심볼의 신호열은 상기 수학식 3의 주파수 영역 특성으로 나타낼 수 있기 때문에 이는 다시 하기의 수학식 5와 같이 표현할 수 있다.
Y(l, k)=X(l,k)H(l,k)+W(l,k)
여기서, (l, k)는 l번째 OFDM 심볼의 k번째 서브캐리어를 나타낸다.
따라서, 유럽 DVB-T 표준에서와 같은 OFDM 프레임 구조에서는 상기 수학식 5를 이용하여 주파수 영역에서의 간단한 채널 보상을 수행할 수 있다.
즉, 상기와 같은 프레임 구조의 전송에서 채널 추정부(205)는 FFT된 신호로부터 알려진 서브 캐리어 위치에 존재하는 파일롯 신호를 추출한 후 이미 알고 있는 기준 파일롯 신호와의 비교를 통해 파일롯 신호에 대한 채널 전달 함수를 구할 수 있다.
그리고 나서, 전송된 정보 데이터에 대한 채널의 영향을 파악하기 위해서는 파일롯 신호의 채널 전달 함수에 주파수 축으로 선형 보간 방법을 수행하여 전체 데이터에 대한 채널 전달 함수(
Figure 111999003540923-pat00003
)를 추정한다.
따라서, 신호 정정부(206)는 수신된 신호열 즉, FFT된 데이터(Y(k))를 추정된 채널 전달 함수로 나누어줌으로써 전송된 데이터 샘플을 복원해 낼 수 있다. 즉, 상기 FFT된 신호를 채널 임펄스 응답으로 나누어 채널에 의해 왜곡된 캐리어를 보상할 수 있다.
그리고, 그 관계는 하기의 수학식 6과 같다.
Figure 111999003540923-pat00004
여기서
Figure 111999003540923-pat00005
(l, k)는 H(l,k)에 대해 추정된 채널 전달 함수이다.
이렇게 상기 신호 정정부(206)에서 보상된 신호는 P/S부(207)를 거쳐 신호 디매핑부(208)에서 디맵핑된 후에 이진 데이터의 형태로 복호화된다.
이때, 상기 수학식 6에서 보면
Figure 111999003540923-pat00006
(l, k)가 분모에 있기 때문에 보다 정확한 채널 전달 함수의 추정이 실제 전송된 신호열에 근접한 값을 구하는데 중요한 역할을 한다는 것을 알 수 있다.
즉, 도 2의 OFDM 프레임 구조에서 보듯이 유럽 DVB-T 표준에서는 각 심볼마다 파일롯 신호의 삽입 위치가 다르면서 4개 심볼을 주기로 규칙성이 반복되기 때문에 채널의 시변 특성이 작은 느린 페이딩 채널의 경우 즉, 시간에 따른 채널 환경의 변화가 없는 경우에는 상기된 도 1과 같이 해당 심볼 앞뒤에 있는 여러개 심볼내에 있는 파일롯 신호들의 샘플 평균을 구함에 의해 잡음 영향이 크게 줄어든 더욱 정확한 채널 영향을 추정할 수 있다.
그러나, 이동체 수신의 경우 수신체의 이동에 따른 채널 환경의 시변 특성 때문에 다수의 심볼을 사용한 채널 보상은 오히려 복조기의 SNR 성능을 저하시킨다. 즉, 이동체 수신과 같은 시간적인 변화가 많은 빠른 페이딩 채널에서는 다수의 심볼을 사용하면 잡음의 영향은 줄어들지만 시변 채널 영향이 오히려 크게 증가해 채널 추정이 잘못되게 된다.
이와 같이 전송 채널상의 다중 경로가 시간 변화적인 특성을 가진다면 상기된 도 1의 고정적인 채널 추정 방식을 적용해서는 안된다.
본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 것으로서, 본 발명의 목적은 시간 변화적인 채널 특성을 추적할 수 있는 동적인 채널 추정 장치 및 방법 그리고 그것을 이용한 OFDM 시스템을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 채널의 시변 특성을 파악하여 채널의 시변 특성을 무시할 수 있는 심볼의 수를 결정하고 결정된 심볼내에 있는 파일롯 신호로부터 채널 전달 함수를 추정함으로써, 잡음의 영향을 줄여 채널 보상 이후의 출력 신호대잡음비(Signal to Noise Ratio ; SNR)가 최대가 되도록 하는 채널 추정 장치 및 방법 그리고 그것을 이용한 OFDM 시스템을 제공함에 있다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 OFDM 시스템의 채널 추정 장치는, 이동성 추정부를 이용하여 추출된 파일롯 신호의 분산 정도를 판단함에 의해 채널의 시변 특성의 영향을 무시할 수 있는 심볼의 수를 결정하고 결정된 심볼 내에 있는 파일롯 신호들의 샘플 평균을 리니어 보간하여 신호 보상을 하는데 있다.
상기 이동성 추정부는 상기 파일롯 신호 중에서 연속형 파일롯의 분산을 계산하는 이동성 분산 계산부와, 상기 파일롯 신호 중에서 분산형 파일롯만을 선택하여 리니어 보간을 통한 사전 채널 보상을 수행한 후 보상된 신호로부터 연속형 파일롯에 섞인 잡음의 분산을 계산하는 잡음 분산 계산부와, 상기 이동성 분산 계산부에서 구한 이동성 분산과 잡음 분산 계산부에서 구한 잡음 분산과의 비교를 통해 채널의 시변 특성을 무시할 수 있는 심볼들의 수를 결정하는 비교부로 구성되는 것 을 특징으로 한다.
상기 이동성 분산 계산부는 하나의 OFDM 심볼내에 포함된 연속형 파일롯 각각에 대해 시간 영역에서 분산을 구한 후에 평균을 취하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따른 채널 추정 방법은,
(a) FFT된 신호와 파일롯 신호를 입력받아 파일롯 위치에서의 잡음 분산과 이동성 분산을 각각 계산한 후 두 분산의 비교를 통해 채널의 시변 특성을 무시할 수 있는 심볼의 수를 결정하는 단계;
(b) 상기 (a) 단계에서 결정된 수만큼의 심볼 내에 존재하는 파일롯 신호의 샘플 평균을 구하는 단계;
(c) 상기 파일롯 신호의 샘플 평균을 시간축과 주파수축으로 각각 리니어 보간하는 단계; 그리고
(d) 상기 FFT된 신호를 상기 (c) 단계에서 리니어 보간된 신호로 나누어 채널에 의해 왜곡된 캐리어를 보상하는 단계를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 한다.
상기 (a) 단계는 하나의 OFDM 심볼내에 포함된 모든 연속형 파일롯 각각에 대해 시간 영역에서 분산을 구한 후에 평균을 취하여 파일롯 신호의 이동성 분산을 계산하는 단계와, 상기 파일롯 신호 중에서 분산형 파일롯만을 선택하여 리니어 보간을 통한 사전 채널 보상을 수행한 후 보상된 신호로부터 연속형 파일롯에 섞인 잡음의 분산을 계산하는 단계와, 상기 단계에서 구한 이동성 분산과 잡음 분산과의 비교를 통해 채널의 시변 특성을 무시할 수 있는 심볼들의 수를 결정하는 단계로 이루어지는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따른 OFDM 시스템은, 전송 채널을 통해 수신된 직교 주파수 분할 다중(OFDM)된 신호에 대해 디지털화하고 송신측에서 삽입한 보호 구간을 제거한 후 FFT 변환하는 수신 신호 처리부; 상기 FFT된 신호로부터 알려진 서브 캐리어 위치에 존재하는 파일롯 신호를 추출하는 파일롯 추출부; 상기 FFT된 신호와 파일롯 신호를 입력받아 파일롯 위치에서의 잡음 분산과 이동성 분산을 각각 계산한 후 두 분산의 비교를 통해 채널의 시변 특성을 무시할 수 있는 심볼의 수를 결정하는 이동성 추정부; 상기 이동성 추정부에서 결정된 수만큼의 심볼내에 존재하는 파일롯 신호의 샘플 평균을 리니어 보간하여 신호 보상하는 신호 보상부; 그리고 상기 FFT된 신호를 상기 신호 보상부의 출력으로 나누어 채널에 의해 왜곡된 캐리어를 보상하는 신호 정정부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 다른 목적, 특징 및 잇점들은 첨부한 도면을 참조한 실시예들의 상세한 설명을 통해 명백해질 것이다.
삭제
이하, 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부도면을 참조하여 상세히 설명한다.
본 발명은 채널의 시변 특성을 적응적으로 판단하여 최대 출력 SNR을 유지할 수 있도록 채널 추정에 사용하는 심볼의 수를 결정하는데 있다.
이를 실현하기 위한 본 발명에 따른 OFDM 시스템의 채널 추정 장치는 도 3에 도시되어 있다.
도 3을 보면, FFT된 데이터로부터 파일롯 신호를 추출하는 파일롯 추출부(301), 상기 추출된 파일롯 신호로부터 이동성 분산(mobility variance)을 계산한 후 사전 채널 보상을 거친 잡음 분산(noise variance)과의 비교를 통해 최종 채널보상에 적용할 심볼의 수를 결정하는 이동성 추정부(302), 상기 이동성 추정부(302)에서 결정된 심볼들 내에 있는 파일롯 신호를 샘플 평균하는 파일롯 신호 샘플 평균부(303), 및 상기 샘플 평균된 신호를 리니어 보간하여 신호 정정부(206)로 출력하는 리니어 보간부(304)로 구성된다.
상기 이동성 추정부(302)는 추출된 파일롯 신호중에서 분산형 파일롯만을 선택하여 선형 보간을 통한 사전 채널 보상을 수행한 후 보상된 신호로부터 연속형 파일롯에 섞인 잡음의 분산을 계산하는 잡음 분산 계산부(302-1), 상기 추출된 파 일롯 신호 중에서 매 심볼마다 같은 서브캐리어 위치에 삽입되어 있는 연속형 파일롯의 분산을 계산하는 이동성 분산 계산부(302-2), 및 상기 잡음 분산 계산부(302-1)에서 구한 잡음 분산과 이동성 분산 계산부(302-2)에서 구한 이동성 분산과의 비교를 통해 채널의 시변 특성을 무시할 수 있는 심볼들의 수를 결정하는 비교기(302-3)로 구성된다.
이와 같이 구성된 본 발명에서 파일롯 추출부(301)는 FFT 변환을 거친 수신 신호열 즉, FFT된 신호에 포함된 파일롯 신호를 추출하여 잡음 분산 계산부(302-1)와 이동성 분산 계산부(302-2)로 출력한다.
상기 이동성 분산 계산부(302-2)에서는 추출된 파일롯 신호 중에서 매 심볼마다 같은 서브캐리어 위치에 삽입되어 있는 연속형 파일롯의 분산을 계산한다.
만일, 고정 수신체의 경우 채널이 시간 불변적이므로 채널의 영향이 AWGN에 의한 잡음 성분만 고려되기 때문에 이동성 분산은 거의 일정한 값을 갖게 된다. 이동선 분산이 일정한 값을 갖게 되는 경우, 즉 고정 안테나의 경우 채널 추정에 사용할 심볼의 수를 많이 사용하면 많이 사용할수록 잡음의 영향을 대폭적으로 줄일 수 있다.
그러나, 수신체가 이동하는 경우 채널의 시변 특성으로 인해 이동성 분산 계산에 사용되는 심볼의 수가 많아질수록 잡음의 영향은 줄어들지만 이동성 분산은 커지게 된다. 분산이 크다는 것은 채널의 왜곡의 정도가 크다는 것을 의미한다.
본 발명에서는 보다 더 정확한 이동성 분산의 계산을 위하여 45개의 연속형 파일롯 각각을 시간 영역에서 분산을 구한 후에 다시 45개에 대해 평균을 취하는 구조를 사용한다.
이동성 분산을
Figure 111999003540923-pat00007
으로 정의하고 다음의 수학식 7과 같이 표현할 수 있다.
Figure 112004015679376-pat00008
, Nl = 2, 3, ..., lmax
여기서, Y(l, kc)는 l번째 심볼의 kc번째 서브캐리어 위치에서 수신된 연속형 파일롯 신호이고, μk는 Y(l, kc)의 평균값이다.
또한, 연속형 파일롯 만을 고려하기 때문에 kc는 45개의 정해진 위치만을 나타내고, Nl은 사용되는 심볼의 수인데 수학식 7은 시간 영역에서의 분산을 구하는 연산을 선행하기 때문에 하나의 심볼에 대한 분산은 의미가 없다.
따라서, Nl은 두 개 이상의 심볼에 대한 연산부터 고려하며, lmax는 실제 구현의 복잡도와 채널의 시변 특성 파악의 정확성 사이의 절충을 만족하도록 선택되어져야 한다.
여기서, 상기 이동성 분산 계산부(302-2)는 다른 예로, 연속형 파일롯과 분산형 파일롯으로부터 이동성 분산을 계산할 수도 있다.
이때, 이동성 분산이 포함하는 시변 다중 경로에 의한 잡음 성분의 정도를 판단하기 위하여 잡음 분산 계산부(302-1)는 판단 기준에 해당하는 잡음 분산을 계산한다.
이를 위해 상기 잡음 분산 계산부(302-1)는 먼저 추출된 파일롯 신호 중에서 분산형 파일롯만을 선택하여 선형 보간을 통한 사전채널 전달 함수를 구하여 사전 채널 보상을 수행한다.
여기서 구한 보상된 신호로부터 연속형 파일롯에 섞인 잡음의 분산을 구할 수 있는데,
Figure 111999003540923-pat00009
으로 표현하면 다음의 수학식 8과 같다.
Figure 112004015679376-pat00010
, Nl = 1, 2,..., lmax
여기서, N(l, kc)는 사전 채널 보상된 연속형 파일롯에 섞인 잡음이고, μN은 N(l, kc)의 평균값이며 여기서의 kc 역시 45개의 연속형 파일롯의 정해진 위치만을 나타낸다.
이때, 상기 잡음 성분 N(l, kc)는 다음의 수학식 9와 같다.
Figure 111999003540923-pat00011
Figure 111999003540923-pat00012
여기서
Figure 111999003540923-pat00013
는 분산형 파일롯만을 선택하여 선형보간을 통해 추정한 채널 전달 함수이고, Pc는 송신단에서 미리 삽입한 알려진 연속형 파일롯 값이다.
상기 수학식 9에서
Figure 111999003540923-pat00014
에서 추정 오류가 없다면 N(l, kc)는 순수한 잡음만을 나타낸다.
이때, 상기 잡음 분산 계산부(302-1)에서 사전 채널 보상을 수행한 후 보상된 신호로부터 연속형 파일롯에 섞인 잡음의 분산을 계산하는 것은 시스템의 신뢰도를 높이기 위한 것이며, 다른 예로 사전 채널 보상을 거치지 않은 연속형 파일롯 또는 연속형 파일롯과 분산형 파일롯으로부터 잡음 분산을 계산할 수도 있다.
그리고, 상기 수학식 8과 9로부터 구한 잡음 분산은 채널의 시변 영향을 무시하고 샘플 평균을 취할 수 있는 심볼의 수를 찾아내는 기준이 되며, 비교기(302-3)는 상기 이동성 분산(
Figure 111999003540923-pat00015
)과 잡음 분산(
Figure 111999003540923-pat00016
)을 비교하여 해당 채널 환경에 적합한 최적의 심볼 수를 판단한다.
따라서, 상기 이동성 추정부(302)가 결정한 수만큼의 심볼내에 존재하는 파일롯 신호의 샘플 평균을 취한 후 선형 보간하여 신호 보상을 하게 되면 출력 SNR이 해당 채널 환경에서의 최대 출력 SNR이다.
즉, 상기 파일롯 신호 샘플 평균부(303)는 이동성 추정부(302)가 결정한 수만큼의 심볼내에 존재하는 파일롯 신호의 샘플 평균을 취하여 주파수 특성을 추출한 후 리니어 보간부(304)로 출력하고, 상기 리니어 보간부(304)는 이를 시간축과 주파수축으로 각각 리니어 보간하여 전(total) 서브캐리어에서의 주파수 특성을 추출한다. 즉, 상기 파일롯 신호 샘플 평균부(303)의 출력은 파일롯 위치에서의 주파수 특성이므로 실제 데이터 위치에서의 주파수 특성도 구해야 한다. 이를 위해 상 기 리니어 보간부(304)는 이미 알고있는 파일롯 신호로부터 보간에 의해 우리가 실제 알고자 하는 필요한 액티브 캐리어의 채널 특성을 유추한다.
이때, 상기 리니어 보간부(304)는 일 예로, 우선 시간축상으로 보간을 행한 후 다시 주파수 축상으로 보간을 행할 수 있다. 여기서, 먼저 시간축 상으로 보간을 행하는 이유는 시간축 상으로 먼저 보간을 행하게 되면 주파수축 상으로는 파일롯이 12개 캐리어마다 존재하는 것이 아니라 3개마다 존재하는 결과가 되므로 주파수 축상의 파일롯 캐리어 거리가 3분의 1로 줄어드는 효과를 기대할 수 있다.
그리고, 신호 정정부(206)는 FFT된 신호에 상기 리니어 보간부(304)의 출력을 적용하여 채널에 의해 왜곡된 캐리어를 보상한다. 일 예로, FFT된 신호를 상기 리니어 보간부(304)의 출력으로 나누어 채널에 의해 왜곡된 캐리어를 보상할 수 있다.
이때, 상기 이동성 추정부(302)가 이동성 분산과 잡음 분산을 비교하여 해당 채널 환경에 적합한 최적의 심볼 수를 판단하는 과정은 다음과 같다.
즉, 본 발명에 따른 채널 추정 장치를 시변 다중 경로에 적용한 컴퓨터 전산 모의 실험 결과를 통해 해당 채널 환경에 적합한 최적의 심볼 수를 판단하는 과정을 설명한다.
이를 위해 본 발명은 DVB-T 표준의 2k 모드 프레임 구조를 사용하고, 변조 방식은 64-QAM을 사용하며, 파일롯 신호의 삽입 위치는 도 2와 같다.
그리고, 데이터 흐름을 10비트로 할당하고, 송신단과 수신단에서의 반송파와 심볼 타이밍은 동기가 이루어졌다고 가정한다.
이때, 모의 실험에 사용한 채널 모델은 GSM 권고안 05.05의 Rayleigh 채널이며, 하기의 표 1에 채널 모델에 해당하는 주요 특징을 나타내고 있다.
경로 크기
Figure 111999003540923-pat00017
위상		 시간 지연 시간 변화량 (degrees/sec)
1 0.50
Figure 111999003540923-pat00018
30°		 0.0㎲ None
2 1.00
Figure 111999003540923-pat00019
0°		 0.1㎲ None
3 0.63
Figure 111999003540923-pat00020
140°		 0.2㎲ -198°/sec
4 0.25
Figure 111999003540923-pat00021
60°		 0.3㎲ 238°/sec
5 0.16
Figure 111999003540923-pat00022
180°		 0.4㎲ 278°/sec
6 0.10
Figure 111999003540923-pat00023
220°		 0.5㎲ -218°/sec
본 발명에서는 표 1에서 보듯이 시간 변화량 항목을 추가하여 위상의 변화를 통한 시간 변화적인 채널 환경을 구현하고 있다.
그리고, 상기된 표 1의 rayleigh 채널 모델에서 최대 시간 변화량을 가지는 경로 5의 경우는 초당 278°의 위상 변화를 일으키는데, 이것은 100개의 OFDM 심볼당 70°의 위상 변화를 가져오는 비율이다. 또한, 전송 채널상에 부가한 백색 가우시안 잡음은 C/N이 20.1 dB가 되도록 하였다.
이때, 시간에 따른 변화가 없는 다중 경로 채널에서는 이동성 분산이 거의 일정한 값을 갖게 되고, 이때 채널 추정에 사용될 심볼의 수는 평균을 취함에 따른 잡음 제거 효과와 메모리 크기를 고려하여 대략 한 프레임인 68개 정도로 결정될 수 있다.
따라서, 시변 다중 경로 채널에서는 대략 50개 이내의 심볼이 사용되는데, 여기서는 이동성 분산과 잡음 분산을 구하기 위해 하나의 프레임에 해당하는 68개 심볼까지 사용하고 있다. 즉, 상기 수학식 7과 8에서의 lmax를 68로 고려한다는 의 미이며. 이것은 채널의 시변 특성을 파악하는데 충분한 심볼 개수이다.
상기와 같은 조건에서 모의 실험을 수행한 결과로 얻어낸 이동성 분산과 잡음 분산을 도 4에 도시하고 있다. 이때, 본 발명에서 제안하는 채널 추정 기법의 성능 평가를 위한 판단 기준으로 채널의 영향을 보상한 신호의 출력 SNR을 적용한다.
도 5는 Rayleigh 채널 모델에 대하여 출력 SNR을 나타낸 것이며, 여기서 가로축은 파일롯 신호에 대해 샘플 평균을 취하는 심볼의 수를 나타낸다.
즉, 도 4를 보면 시간에 따른 채널의 변화 특성은 동일한 값으로 전송된 연속형 파일롯 신호에 왜곡을 주기 때문에 분산을 구하는데 사용하는 심볼의 수가 증가할수록 이동성 분산의 값은 계속적으로 커지게 되는 반면, 잡음 분산은 사전 채널 보상을 거친 신호에서 연속형 파일롯에 섞인 작음에 대한 분산이므로 시간 변화적인 요소가 미치는 영향이 감소되어 AWGN에 의한 잡음의 영향에 기인한 값만을 나타낸다.
따라서, 이동성 분산과 잡음 분산이 만나는 지점에서 해당하는 심볼의 수가 채널의 시변 특성 영향이 무시될 수 있는 시간 구간이다.
그러므로, 상기 이동성 추정부(302)의 비교기(302-3)는 Rayleigh 채널에 대해 20개 심볼이 채널의 시변 특성을 무시할 수 있는 최대 심볼 개수임을 판단하여 20개 심볼을 사용하여 파일롯 신호의 샘플 평균을 취하도록 결정한다.
즉, 도 4, 도 5에서 보면 이동성 분산과 잡음 분산이 만나는 지점에 해당하는 20개 심볼을 적용하여 채널 전달 함수를 추정한 후 보상된 신호가 출력 SNR 14.8dB로써 가장 우수함을 보이고 있다. 이는 채널의 시변 특성 영향이 무시될 수 있는 시간 영역 내에 해당하는 심볼까지는 그 심볼의 수 만큼에 존재하는 파일롯 신호의 샘플 평균을 취하여 보상 신호의 출력 SNR을 높일 수 있음을 의미한다.
그러나 그 보다 더 많은 수의 심볼은 사용하면 채널의 시변 특성 때문에 오히려 수신 신호의 왜곡이 커져서 출력 SNR의 성능 저하를 가져온다. 즉, 파일롯 신호의 샘플 평균을 이용하는 채널 추정 알고리즘에서는 채널 전달 함수를 추정해 내기 위해 사용하는 심볼의 수를 채널 환경에 맞게 선택하는 것이 가장 중요하다.
따라서, 고속의 이동체가 겪게되는 다양한 시변 다중 경로 페이딩 채널에 대해서 제안된 본 발명의 채널 추정 장치가 해당 채널 환경에 적합한 최적의 채널 전달 함수를 추정하여 채널 보상 이후의 복조기 SNR 성능을 최대로 유지함을 전산 모의 실험을 통해 확인할 수 있다.
이상에서와 같이 본 발명에 따른 OFDM 전송 방식을 사용하는 디지털 지상파 텔레비젼 방송의 수신을 위한 디지털 TV 수신기의 채널 추정 장치 및 방법 그리고 그것을 이용한 OFDM 시스템에 의하면, 수신신호에서 추출한 파일롯 신호로부터 이동성 분산를 찾아 사전 채널 보상을 거친 잡음 분산과 비교함에 의해 채널의 시변 특성의 영향이 무시될 수 있는 심볼의 수를 결정하고 결정된 심볼내에 있는 파일롯 신호로부터 채널 전달 함수를 추정해 냄으로써, 잡음의 영향을 줄여 채널 보상 이후의 출력 SNR이 최대가 되므로 최적의 채널 추정이 이루어지는 효과가 있다.

Claims (30)

  1. 수신된 파일롯 신호의 샘플 평균을 취하여 채널 전달 함수를 구한 후 고속 푸리에 변환(FFT)된 신호에 적용하여 채널에 의해 왜곡된 신호를 보상하는 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 시스템의 채널 추정 장치에 있어서,
    상기 FFT된 신호와 파일롯 신호를 입력받아 상기 파일롯 위치에서의 잡음 분산과 이동성 분산을 각각 계산한 후 두 분산의 비교를 통해 채널의 시변 특성을 무시할 수 있는 심볼의 수를 결정하는 이동성 추정부와,
    상기 이동성 추정부에서 결정된 수만큼의 심볼내에 존재하는 파일롯 신호의 샘플 평균을 리니어 보간하여 신호 보상하는 신호 보상부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 시스템의 채널 추정 장치.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 이동성 추정부는
    상기 파일롯 신호의 이동성 분산을 계산하는 이동성 분산 계산부와,
    상기 파일롯 신호 중에서 분산형 파일롯만을 선택하여 보간을 통한 사전 채널 보상을 수행한 후 보상된 신호로부터 연속형 파일롯에 섞인 잡음의 분산을 계산하는 잡음 분산 계산부와,
    상기 이동성 분산 계산부에서 구한 이동성 분산과 잡음 분산 계산부에서 구한 잡음 분산과의 비교를 통해 채널의 시변 특성을 무시할 수 있는 심볼들의 수를 결정하는 비교부로 구성되는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 시스템의 채널 추정 장치.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 이동성 분산 계산부는
    하나의 OFDM 심볼내에 포함된 모든 연속형 파일롯 각각에 대해 시간 영역에서 분산을 구한 후에 평균을 취하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 시스템의 채널 추정 장치.
  4. 제 2 항에 있어서, 상기 이동성 분산 계산부는
    하나의 OFDM 심볼내의 포함된 연속형 파일롯과 분산형 파일롯 각각에 대해 시간 영역에서 분산을 구한 후에 평균을 취하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 시스템의 채널 추정 장치.
  5. 제 2 항에 있어서,
    상기 잡음 분산 계산부에서 구한 파일롯에 섞인 잡음의 분산(
    Figure 112004015679376-pat00035
    )은 다음의 식으로 표시 가능한 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 시스템의 채널 추정 장치.
    Figure 112004015679376-pat00036
    , Nl = 1, 2,..., lmax
    여기서, N(l, kc)는 사전 채널 보상된 연속형 파일롯에 섞인 잡음이고, μN은 N(l, kc)의 평균값이며, kc는 연속형 파일롯의 정해진 위치를 나타냄.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 잡음 분산 계산부의 잡음 성분 N(l, kc)은 다음의 식으로 표시 가능한 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 시스템의 채널 추정 장치.
    Figure 112004015679376-pat00037
    여기서, Y(l, kc)는 l번째 심볼의 kc번째 서브캐리어 위치에서 수신된 연속형 파일롯 신호이고,
    Figure 112004015679376-pat00038
    는 분산형 파일롯만을 선택하여 선형보간을 통해 추정한 채널 전달 함수이며, Pc는 송신단에서 미리 삽입한 알려진 연속형 파일롯 값임.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 채널 전달 함수
    Figure 112004015679376-pat00039
    에서 추정 오류가 없다면 잡음 성분 N(l, kc)은 순수한 잡음만을 나타내는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 시스템의 채널 추정 장치.
  8. 제 2 항에 있어서, 상기 잡음 분산 계산부는
    상기 파일롯 신호 중에서 선택된 분산형 파일롯에 대해 선형 보간을 수행하여 사전채널 전달 함수를 구하여 사전 채널 보상을 수행하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 시스템의 채널 추정 장치.
  9. 제 2 항에 있어서, 상기 잡음 분산 계산부는
    상기 파일롯 신호 중에서 연속형 파일롯만을 선택한 후 사전 채널 보상 없이 잡음의 분산을 계산하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 시스템의 채널 추정 장치.
  10. 제 2 항에 있어서, 상기 잡음 분산 계산부는
    상기 파일롯 신호 중에서 연속형 파일롯과 분산형 파일롯을 선택한 후 사전 채널 보상 없이 잡음의 분산을 계산하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 시스템의 채널 추정 장치.
  11. 제 2 항에 있어서, 상기 이동성 분산 계산부는
    하나의 OFDM 심볼 내에 포함된 45개의 연속형 파일롯 각각에 대해 시간 영역에서 분산을 구한 후에 평균을 취하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 시스템의 채널 추정 장치.
  12. 제 11 항에 있어서, 상기 이동성 분산 계산부는
    다음의 식을 적용하여 이동성 분산
    Figure 112004015679376-pat00040
    을 구하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 시스템의 채널 추정 장치.
    Figure 112004015679376-pat00041
    , Nl = 2, 3, ..., lmax
    여기서, Y(l, kc)는 l번째 심볼의 kc번째 서브캐리어 위치에서 수신된 연속형 파일롯 신호, μk는 Y(l, kc)의 평균값, kc는 45개의 정해진 위치, Nl은 사용되는 심볼의 수임.
  13. 제 1 항에 있어서, 상기 신호 보상부는
    상기 이동성 추정부에서 결정된 수만큼의 심볼내에 존재하는 파일롯 신호의 샘플 평균을 취하여 출력하는 파일롯 신호 샘플 평균부와,
    상기 파일롯 신호 샘플 평균부의 출력을 시간축과 주파수축으로 각각 리니어 보간하여 전(total) 서브 캐리어에서의 주파수 특성을 추출하는 리니어 보간부로 구성되는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 시스템의 채널 추정 장치.
  14. 전송 채널을 통해 수신된 직교 주파수 분할 다중(OFDM)된 신호에 대해 디지털화하고 송신측에서 삽입한 보호 구간을 제거한 후 FFT 변환하는 수신 신호 처리부;
    상기 FFT된 신호로부터 알려진 서브 캐리어 위치에 존재하는 파일롯 신호를 추출하는 파일롯 추출부;
    상기 FFT된 신호와 파일롯 신호를 입력받아 파일롯 위치에서의 잡음 분산과 이동성 분산을 각각 계산한 후 두 분산의 비교를 통해 채널의 시변 특성을 무시할 수 있는 심볼의 수를 결정하는 이동성 추정부;
    상기 이동성 추정부에서 결정된 수만큼의 심볼내에 존재하는 파일롯 신호의 샘플 평균을 리니어 보간하여 신호 보상하는 신호 보상부; 그리고
    상기 FFT된 신호를 상기 신호 보상부의 출력으로 나누어 채널에 의해 왜곡된 캐리어를 보상하는 신호 정정부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 시스템.
  15. 제 14 항에 있어서, 상기 이동성 추정부는
    상기 파일롯 신호의 이동성 분산을 계산하는 이동성 분산 계산부와,
    상기 파일롯 신호 중에서 분산형 파일롯만을 선택하여 리니어 보간을 통한 사전 채널 보상을 수행한 후 보상된 신호로부터 연속형 파일롯에 섞인 잡음의 분산을 계산하는 잡음 분산 계산부와,
    상기 이동성 분산 계산부에서 구한 이동성 분산과 잡음 분산 계산부에서 구한 잡음 분산과의 비교를 통해 채널의 시변 특성을 무시할 수 있는 심볼들의 수를 결정하는 비교부로 구성되는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 시스템.
  16. 제 15 항에 있어서, 상기 이동성 분산 계산부는
    하나의 OFDM 심볼내에 포함된 모든 연속형 파일롯 각각에 대해 시간 영역에서 분산을 구한 후에 평균을 취하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 시스템.
  17. 제 15 항에 있어서, 상기 이동성 분산 계산부는
    하나의 OFDM 심볼 내에 포함된 45개의 연속형 파일롯 각각에 대해 시간 영역에서 분산을 구한 후에 평균을 취하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 시스템.
  18. 제 17 항에 있어서, 상기 이동성 분산 계산부는
    다음의 식을 적용하여 이동성 분산
    Figure 112004015679376-pat00042
    을 구하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 시스템.
    Figure 112004015679376-pat00043
    , Nl = 2, 3, ..., lmax
    여기서, Y(l, kc)는 l번째 심볼의 kc번째 서브캐리어 위치에서 수신된 연속형 파일롯 신호, μk는 Y(l, kc)의 평균값, kc는 45개의 정해진 위치, Nl은 사용되는 심볼의 수임.
  19. 제 15 항에 있어서, 상기 이동성 분산 계산부는
    하나의 OFDM 심볼내의 포함된 연속형 파일롯과 분산형 파일롯 각각에 대해 시간 영역에서 분산을 구한 후에 평균을 취하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 시스템.
  20. 제 15 항에 있어서,
    상기 잡음 분산 계산부에서 구한 파일롯에 섞인 잡음의 분산(
    Figure 112004015679376-pat00044
    )은 다음의 식으로 표시 가능한 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 시스템.
    Figure 112004015679376-pat00045
    , Nl = 1, 2,..., lmax
    여기서, N(l, kc)는 사전 채널 보상된 연속형 파일롯에 섞인 잡음이고, μN은 N(l, kc)의 평균값이며, kc는 연속형 파일롯의 정해진 위치를 나타냄.
  21. 제 20 항에 있어서,
    상기 잡음 분산 계산부의 잡음 성분 N(l, kc)은 다음의 식으로 표시 가능한 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 시스템.
    Figure 112004015679376-pat00046
    Figure 112004015679376-pat00047
    여기서, Y(l, kc)는 l번째 심볼의 kc번째 서브캐리어 위치에서 수신된 연속형 파일롯 신호이고,
    Figure 112004015679376-pat00048
    는 분산형 파일롯만을 선택하여 선형보간을 통해 추정한 채널 전달 함수이며, Pc는 송신단에서 미리 삽입한 알려진 연속형 파일롯 값임.
  22. 제 21 항에 있어서,
    상기 채널 전달 함수
    Figure 112004015679376-pat00049
    에서 추정 오류가 없다면 잡음 성분 N(l, kc)은 순수한 잡음만을 나타내는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 시스템.
  23. 제 15 항에 있어서, 상기 잡음 분산 계산부는
    상기 파일롯 신호 중에서 연속형 파일롯만을 선택한 후 사전 채널 보상 없이 잡음의 분산을 계산하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 시스템.
  24. 제 15 항에 있어서, 상기 잡음 분산 계산부는
    상기 파일롯 신호 중에서 연속형 파일롯과 분산형 파일롯을 선택한 후 사전 채널 보상 없이 잡음의 분산을 계산하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 시스템.
  25. 제 14 항에 있어서, 상기 신호 보상부는
    상기 이동성 추정부에서 결정된 수만큼의 심볼내에 존재하는 파일롯 신호의 샘플 평균을 시간축 상으로 리니어 보간한 후 다시 주파수축 상으로 리니어 보간하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 시스템.
  26. 수신된 파일롯 신호의 샘플 평균을 취하여 채널 전달 함수를 구한 후 고속 푸리에 변환(FFT)된 신호에 적용하여 채널에 의해 왜곡된 신호를 보상하는 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 시스템의 채널 추정 방법에 있어서,
    (a) 상기 FFT된 신호와 파일롯 신호를 입력받아 파일롯 위치에서의 잡음 분산과 이동성 분산을 각각 계산한 후 두 분산의 비교를 통해 채널의 시변 특성을 무시할 수 있는 심볼의 수를 결정하는 단계;
    (b) 상기 (a) 단계에서 결정된 수만큼의 심볼 내에 존재하는 파일롯 신호의 샘플 평균을 구하는 단계;
    (c) 상기 파일롯 신호의 샘플 평균을 시간축과 주파수축으로 각각 리니어 보간하는 단계; 그리고
    (d) 상기 FFT된 신호를 상기 (c) 단계에서 리니어 보간된 신호로 나누어 채널에 의해 왜곡된 캐리어를 보상하는 단계를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 시스템의 채널 추정 방법.
  27. 제 26 항에 있어서, 상기 (a) 단계는
    하나의 OFDM 심볼내에 포함된 모든 연속형 파일롯 각각에 대해 시간 영역에서 분산을 구한 후에 평균을 취하여 파일롯 신호의 이동성 분산을 계산하는 단계와,
    상기 파일롯 신호 중에서 분산형 파일롯만을 선택하여 리니어 보간을 통한 사전 채널 보상을 수행한 후 보상된 신호로부터 연속형 파일롯에 섞인 잡음의 분산을 계산하는 단계와,
    상기 단계에서 구한 이동성 분산과 잡음 분산과의 비교를 통해 채널의 시변 특성을 무시할 수 있는 심볼들의 수를 결정하는 단계로 이루어지는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 시스템의 채널 추정 방법.
  28. 제 27 항에 있어서, 상기 이동성 분산 단계는
    다음의 식을 적용하여 이동성 분산
    Figure 112004015679376-pat00050
    을 구하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 시스템의 채널 추정 방법.
    Figure 112004015679376-pat00051
    , Nl = 2, 3, ..., lmax
    여기서, Y(l, kc)는 l번째 심볼의 kc번째 서브캐리어 위치에서 수신된 연속형 파일롯 신호, μk는 Y(l, kc)의 평균값, kc는 45개의 정해진 위치, Nl은 사용되는 심볼의 수임.
  29. 제 27 항에 있어서, 상기 잡음 분산 단계는
    파일롯에 섞인 잡음의 분산(
    Figure 112004015679376-pat00052
    )은 다음의 식으로 표시 가능한 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 시스템의 채널 추정 방법.
    Figure 112004015679376-pat00053
    , Nl = 1, 2,..., lmax
    여기서, N(l, kc)는 사전 채널 보상된 연속형 파일롯에 섞인 잡음이고, μN은 N(l, kc)의 평균값이며, kc는 연속형 파일롯의 정해진 위치를 나타냄.
  30. 제 29 항에 있어서,
    상기 잡음 성분 N(l, kc)은 다음의 식으로 표시 가능한 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 시스템의 채널 추정 방법.
    Figure 112004015679376-pat00054
    Figure 112004015679376-pat00055
    여기서, Y(l, kc)는 l번째 심볼의 kc번째 서브캐리어 위치에서 수신된 연속형 파일롯 신호이고,
    Figure 112004015679376-pat00056
    는 분산형 파일롯만을 선택하여 선형보간을 통해 추정한 채널 전달 함수이며, Pc는 송신단에서 미리 삽입한 알려진 연속형 파일롯 값임.
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