ES2154621T3

ES2154621T3 - Metodo y sistema de espectro ensanchado.

Info

Publication number: ES2154621T3
Application number: ES00114940T
Authority: ES
Inventors: Gary R. Lomp
Original assignee: InterDigital Technology Corp
Current assignee: InterDigital Technology Corp
Priority date: 1995-01-04
Filing date: 1995-12-22
Publication date: 2005-11-01
Anticipated expiration: 2015-12-22
Also published as: US7697643B2; DE1041727T1; EP1041728A3; JP2009153199A; US8824523B2; US5673286A; US20140023117A1; EP0801856A1; EP0801856A4; DK1041727T3; US20100150207A1; AU4529796A; DE69534149T2; FI972241A0; US7961822B2; ATE220486T1; EP1043844A3; PT801856E; FI125863B; EP2264911B1

Abstract

Un dispositivo de amplio espectro, de ancho de banda variable, para uso con un transmisor, para generar una señal de amplio espectro que tiene un ancho de banda amplio, que utiliza una señal de secuencia de corte que tiene una velocidad de corte, donde la velocidad de corte es menor que el ancho de banda amplia, comprendiendo dicho dispositivo de amplio espectro, de ancho de banda variable: - un generador de secuencia de corte para generar la señal de secuencia de corte con la velocidad de corte; - medios acoplados a dicho generador de secuencia de corte, para procesamiento de amplio espectro de una señal de datos con la señal de secuencia de corte, para generar la señal de datos amplia; - un generador de impulsos, acoplado a dichos medios de procesamiento de amplio espectro, sensible a cada corte en la señal de datos amplia, para generar una señal de impulso; y - un filtro, acoplado a dicho generador de impulsos, sensible a cada señal de impulso, para filtrar un espectro de cada señal de impulso con la anchura de banda amplia.

Description

Método y sistema de espectro ensanchado.

Antecedentes de la invención

Esta invención se refiere a comunicaciones de espectro expandido, y más particularmente a un procesador de caminos múltiples, un dispositivo de anchura de banda variable, y un sistema de control de potencia.

Descripción de la técnica correspondiente

La modulación de espectro expandido proporciona medios para comunicaciones en los que una señal de espectro expandido ocupa una anchura de banda superior a la anchura de banda necesaria para enviar la misma información. La expansión de banda se lleva a cabo mediante modulación de una señal de datos o información con una señal de secuencia de fragmentación, que es independiente de una señal de datos o información. La señal de datos o información puede proceder de un dispositivo de datos, tal como un ordenador, o de un dispositivo analógico que da salida a una señal analógica que ha sido digitalizada en una señal de datos o información, tal como voz o vídeo. La señal de secuencia de fragmentación es generada mediante un código de fragmento, en el que la duración del tiempo T_{c} de cada fragmento es sustancialmente menor que un bitio de datos o símbolo de datos. Una recepción sincronizada de la señal de datos de información con la señal de secuencia de fragmentación en un receptor es utilizada para desexpandir la señal de espectro expandido, y recuperar subsiguientemente los datos de la señal de espectro expandido.

La modulación de espectro expandido ofrece muchas ventajas como sistema de comunicaciones para un medio ambiental urbano o de oficinas. Estas ventajas incluyen la reducción de la interferencia intencionada o no intencionada, el combate de los problemas de las trayectorias múltiples, y la de proporcionar acceso múltiple a sistemas de comunicaciones compartidos por usuarios múltiples. Comercialmente, estas aplicaciones incluyen, aunque sin limitarse a ellas, redes de área local para ordenadores, y redes de comunicaciones personales para teléfonos, así como otras aplicaciones de datos.

Una red de comunicaciones celulares que utiliza modulación de espectro expandido para comunicación entre una estación de base y una multiplicidad de usuarios, requiere el control del nivel de potencia de una estación de usuario móvil particular. Dentro de una célula particular, puede ser requerido que una estación móvil cerca de la estación de base de la célula transmita con un nivel de potencia inferior al requerido cuando la estación móvil está cerca del perímetro exterior de la célula. Este ajuste en el nivel de potencia se hace para asegurar que un nivel de potencia constante sea recibido en la estación de base desde cada estación móvil.

En una primera zona geográfica, tal como un medio ambiental urbano, la arquitectura celular puede tener células pequeñas, en las que las respectivas estaciones de base están próximas entre sí, lo que requiere un nivel de potencia bajo desde cada usuario móvil. En una segunda zona geográfica, tal como un medio rural, la arquitectura celular puede tener células grandes en las que las respectivas estaciones de base están separadas entre sí, lo que requiere un nivel de potencia relativamente alto desde cada usuario móvil. Un usuario móvil que se desplace desde la primera zona geográfica a la segunda, ajusta típicamente el nivel de potencia de su transmisor con objeto de hacer frente a los requerimientos de esa zona geográfica particular. Si dichos ajustes no se hacen, un usuario móvil que se desplace desde una zona escasamente poblada con células mayores, que utiliza el nivel de potencia relativamente más alto con su transmisor de espectro expandido, a una zona densamente poblada con muchas células pequeñas, sin reducir el nivel de potencia original de su transmisor de espectro expandido, producirá una indeseable interferencia dentro de la célula más pequeña a la que se ha desplazado, y/o a las células adyacentes. Igualmente, si un usuario móvil se sitúa tras un edificio, y tiene su señal a la estación de base bloqueada por dicho edificio, tendrá que aumentar el nivel de su potencia. Estos ajustes pueden ser hechos rápidamente, con un alto margen dinámico y de manera que se asegure un nivel de potencia recibida casi constante con error medio cuadrático y desviaciones de cresta bajos con respecto al nivel constante.

La Solicitud de Patente Europea EP-A-0 505 771 describe un sistema de comunicaciones por satélite en el que se proporciona una señal de espectro expandido con un espectro destinado a maximizar la salida de potencia recibida de un satélite, al tiempo que se adapta al límite requerido de densidad de potencia de salida. En la conformación del espectro se emplea un filtro para filtrar ña señal de espectro expandido que contiene los datos para la transmisión. La Solicitud de Patente Europea EP-A-0 263 687 describe un sistema de comunicaciones de espectro expandido en el que se inserta un filtro en la sección de salida de un transmisor.

Sumario de la invención

La presente invención proporciona un dispositivo de espectro expandido de anchura de banda variable para uso con un transmisor, para generar una señal de espectro expandido de acuerdo con la reivindicación 1, y un método de espectro expandido de anchura de banda variable para uso con un transmisor de acuerdo con la reivindicación 6. Otros aspectos de la invención se exponen según las reivindicaciones dependientes.

Breve descripción de los dibujos

Los dibujos que se acompañan, que se incorporan y constituyen una parte de la memoria descriptiva, ilustran realizaciones preferidas de la invención, y junto con la descripción sirven para explicar los principios de ella.

- la fig. 1 ilustra la respuesta de impulso de canal que da lugar a varias señales de caminos múltiples;

- la fig. 2 ilustra las condiciones que conducen a dos grupos de varias señales de caminos múltiples;

- la fig. 3 es un diagrama de bloques de un procesador de caminos múltiples que utiliza dos juegos de correlacionadores para desexpandir una señal de espectro expandida recibida como dos grupos de señales de espectro expandidas;

- la fig. 4 es un diagrama de bloques para generar señales de secuencia de fragmentación con retardos;

- la fig. 5 es un modelo de línea de retardo gradual de un canal de comunicaciones;

- la fig. 6 es un diagrama de bloques de un correlacionador:

- la fig. 7 es un diagrama de función de autocorrelación generada desde el correlacionador de la fig. 6;

- la fig. 8 es un diagrama de bloques para el seguimiento de una señal recibida;

- la fig. 9 es un diagrama de bloques para combinar una señal de prueba procedente de una señal de espectro expandida recibida;

- la fig. 10 es un diagrama de bloques para seguir una señal de prueba incorporada a un canal piloto de una señal de espectro expandido;

- la fig. 11 ilustra una correlación transversal entre una señal recibida y una señal de secuencia de fragmentación referenciada, en función del retardo referenciado;

- la fig. 12 ilustra el centro de gravedad de la función de correlación transversal de la fig. 11;

- la fig. 13 es un diagrama de bloques de un procesador de caminos múltiples que utiliza dos juegos de filtros coincidentes para desexpandir una señal de espectro expandida recibida como dos grupos de señales de espectro expandido;

- la fig. 14 es un diagrama de bloques de un procesador de caminos múltiples que utiliza tres juegos de correlacionadores para desexpandir un señal de espectro expandida recibida como tres grupos de señales de espectro expandido;

- la fig. 15 es un diagrama de bloques de un procesador de caminos múltiples que utiliza tres filtros coincidentes para desexpandir una señal de espectro expandido recibida como tres grupos de señales de espectro expandido;

- la fig. 16 es un diagrama de bloques de un dispositivo de espectro expandido de anchura de banda variable;

- la fig. 17 ilustra los fragmentación de una señal de datos expandidos:

- la fig. 18 ilustra las señales de impulso correspondientes a los fragmentación de la señal de datos expandidos de la fig. 17;

- la fig. 19 es un diagrama de bloques alternativo del dispositivo de espectro expandido de anchura de banda variable de la fig. 16;

- la fig. 20 es un esquema de bloques de una estación de base;

- la fig. 21 es un esquema de bloques de una estación móvil;

- la fig. 22 ilustra un ajuste de potencia no lineal;

- la fig. 23 ilustra un ajuste de potencia lineal y no lineal;

- la fig. 24 ilustra los desvanecimientos durante la transmisión de señales múltiples de potencia equivalente, recibidas en la estación de base;

- la fig. 25 ilustra una señal de control de potencia adaptable, de potencia de radiodifusión para un algoritmo de paso fijo;

- la fig. 26 ilustra la potencia de salida desexpandida para un algoritmo de paso fijo;

- la fig. 27 ilustra una señal de control de potencia adaptable de potencia de radiodifusión, para un algoritmo de paso variable; y

- la fig. 28 ilustra la potencia de salida desexpandida para un algoritmo de paso variable.

Descripción detallada de las realizaciones preferidas

Seguidamente se hace referencia en detalle a las realizaciones de la invención ahora preferidas, ejemplos de las cuales se ilustran en los dibujos que se acompañan, en los que con las mismas referencias numéricas se indican elementos similares en todas ellas.

En un ambiente de caminos múltiples, una señal de espectro expandido se refleja desde superficies múltiples, tales como edificios, y se supone que genera una multiplicidad de señales de espectro expandido. Dicha multiplicidad de señales de espectro expandido aparece típicamente en una pluralidad de grupos de señales de espectro expandido y cada grupo de ellas tiene una pluralidad de dichas señales. La pluralidad de grupos de las citadas señales de espectro expandido son el resultado de la señal de espectro expandido reflejada en un medio ambiental de caminos múltiples.

Se proporciona un procesador de caminos múltiples para el seguimiento de una señal de espectro expandido que llega en una pluralidad de grupos. El procesador de caminos múltiples incluye una primera pluralidad de correlacionadores, una segunda pluralidad de correlacionadores, un primer sumador, un segundo sumador, y un dispositivo selector o un dispositivo combinador. El primer sumador está acoplado entre la primera pluralidad de correlacionadores y el dispositivo selector o el dispositivo combinador. El segundo sumador está acoplado entre la segunda pluralidad de correlacionadores y el dispositivo selector o el dispositivo combinador.

La primera pluralidad de correlacionadores desexpande una primera pluralidad de señales de espectro expandido dentro de un primer grupo, para generar una primera pluralidad de señales desexpandidas. El primer sumador añade o combina la primera pluralidad de señales desexpandidas para generar una primera señal combinada-desexpandida.

La segunda pluralidad de correlacionadores desexpande una segunda pluralidad de señales de espectro expandido dentro de un segundo grupo, para generar una segunda pluralidad de señales desexpandidas. El segundo sumador suma o combina la segunda pluralidad de señales desexpandidas para generar una segunda señal combinada desexpandida.

El dispositivo selector selecciona la primera señal desexpandida combinada o la segunda señal desexpandida combinada A la señal desexpandida combinada seleccionada se le da salida desde el dispositivo de decisión como una señal de salida desexpandida. Alternativamente, el dispositivo combinador puede combinar o añadir la primera señal desexpandida-combinada a la segunda señal desexpandida combinada, para generar la señal desexpandida de salida.

La presente invención proporciona un dispositivo de espectro expandido de anchura de banda variable para uso con un transmisor de espectro expandido. El dispositivo de espectro expandido de anchura de banda variable genera una señal de espectro expandido que tiene una anchura de banda expandida. El dispositivo de espectro expandido de anchura de banda variable utiliza una señal de secuencia de fragmentación que tiene un cierto régimen de fragmentación, cuyo régimen es menor que la anchura de banda expandida. El dispositivo de espectro expandido de anchura de banda variable incluye un generador de secuencia de fragmentación, medios de tratamiento de espectro expandido, un generador de impulsos, y un filtro. Los medios de tratamiento de espectro expandido están acoplados al generador de secuencia de fragmentación. El generador de impulsos está acoplado a los medios de tratamiento de espectro expandido. El filtro está acoplado al generador de impulsos.

El generador de secuencia de fragmentación genera una señal de secuencia de fragmentación con un cierto régimen de fragmentación. Los medios de tratamiento de espectro expandido tratan una señal de datos con la señal de secuencia de fragmentación para generar una señal de datos expandidos. El generador de impulsos, que responde a cada fragmentación en la señal de datos expandidos genera una señal de impulsos. El filtro filtra un espectro de cada señal de impulsos con la anchura de banda expandida.

Los medios de tratamiento de espectro expandido pueden ser materializados como una puerta O EXCLUSIVA, un dispositivo producido, u otro dispositivo como es bien conocido en la técnica del tratamiento de señales de datos de espectro expandido con señales de secuencia de fragmentación. El filtro puede incluir un filtro de anchura de banda variable. Dicho filtro de anchura de banda variable puede ser utilizado para variar o ajustar la anchura de banda expandida del espectro por cada señal de impulsos. De acuerdo con ello, puede ser diseñada una señal de espectro expandido que tenga la anchura de banda elegida, en base a la anchura de banda del filtro de anchura de banda elegida. La anchura de banda puede ser variable o ajustable, como se precise según los requerimientos de un sistema particular. Como se utiliza en esta patente, una anchura de banda variable es aquélla que es capaz de variar de acuerdo con las condiciones de tiempo u otros requerimientos de un sistema particular. Una anchura de banda ajustable sería similar a una anchura de banda variable, pero es utilizada para referirse a una anchura de banda que pueda ser ajustada para permanecer en un ajuste elegido.

La estación de base incluye medios de control de ganancia automáticos (AGC), medios correlacionadores de base, medios comparadores, medios de potencia, medios de transmisión, y una antena. Los medios correlacionadores de base están acoplados a los medios de AGC. Los medios de potencia están acoplados a los medios correlacionadores de base y a los medios comparadores. Los medios comparadores están acoplados a los medios de potencia. La antena está acoplada a los medios de transmisión.

Cada estación móvil incluye medios desexpandidores y medios de ganancia variable.

Una señal recibida es definida aquí como que incluye la primera señal de espectro expandido y una señal de interferencia. La señal de interferencia es definida aquí como que incluye ruido y/u otras señales de espectro expandido, y/u otras señales indeseables que son coexistentes en frecuencia con la primera señal de espectro expandido.

Por cada señal recibida, los medios AGC generan una señal de salida AGC. Los medios correlacionadores de base desexpanden la señal de salida AGC. Los medios de potencia tratan la señal de salida AGC desexpandida y generan un nivel de potencia recibida. Los medios comparadores generan una señal de potencia mandada por comparación del nivel de potencia recibida con un nivel de umbral. La señal de potencia mandada puede ser una señal de datos analógicos o digitales multiplexada con bitios de datos de información. Los medios transmisores de la estación de base transmiten la señal de orden de potencia como la segunda señal de espectro expandido, o como una señal de datos multiplexados con los bitios de datos de información.

En cada estación móvil, los medios de desexpansión desexpanden la señal de potencia mandada de la segunda señal de espectro expandido como señal de ajuste de potencia. Los medios de ganancia variable utilizan la señal de ajuste de potencia como una base para el ajuste del nivel de potencia del transmisor de la primera señal de espectro expandido transmitida desde el transmisor de la estación móvil. El nivel de potencia del transmisor puede ser ajustado de modo lineal o no lineal.

Procesador de caminos múltiples

En un ambiente de caminos múltiples, una señal se refleja desde varios edificios u otras estructuras. Los reflejos múltiples desde los diversos edificios pueden dar por resultado varias señales. o varios grupos de ellas, que llegan al receptor. La fig. 1 ilustra una señal que llega en tiempo como varias señales. La fig. 2 ilustra una señal que llega en tiempo como dos grupos de varias señales. Las señales múltiples que llegan al receptor por lo general no llegan con expansión uniforme en el tiempo. Por tanto, en un ambiente de caminos múltiples, una señal recibida r(t) puede incluir dos o más grupos de señales de espectro expandido.

En el ambiente de caminos múltiples, se supone que una señal de espectro expandido genera una pluralidad de grupos de señales de espectro expandido, y cada grupo tiene una pluralidad de señales de espectro expandido. La pluralidad de grupos es el resultado de la señal de espectro expandido que se refleja en un ambiente de caminos múltiples. Como medio para responder y tratar esta pluralidad de grupos, el procesador de caminos múltiples es una mejora con respecto a un sistema receptor de espectro expandido.

En el ejemplo de disposición mostrado en la fig. 3, se muestra un procesador de caminos múltiples para seguir una señal de espectro expandido. El procesador de caminos múltiples es utilizado como parte de un sistema receptor de espectro expandido.

El procesador de caminos múltiples incluye primeros medios de desexpansión, segundos medios de desexpansión, primeros medios de combinación, segundos medios de combinación, y medios selectores o de combinación de salida. Los primeros medios de combinación están acoplados entre los primeros medios de desexpansión y los medios selectores o señal de combinación de salida. los segundos medios de combinación están acoplados entre los segundos medios de desexpansión y los medios de selección o medios de combinación y salida.

Los primeros medios de desexpansión desexpanden una señal recibida que tiene una primera pluralidad de señales de espectro expandido dentro de un primer grupo. Los primeros medios de desexpansión generan así una primera pluralidad de señales desexpandidas. Los primeros medios de combinación combinan, o suman juntos, la primera pluralidad de señales desexpandidas para generar una primera señal combinada y desexpandida.

Los segundos medios de desexpansión desexpanden la señal recibida que tiene una segunda pluralidad de señales de espectro expandido dentro de un segundo grupo. Los segundos medios de desexpansión general una segunda pluralidad de señales desexpandidas. Los segundos medios de combinación combinan, o suman juntos, la segunda pluralidad de señales desexpandidas como segunda señal desexpandida y combinada.

Los medios de selección seleccionan la primera señal desexpandida combinada o la segunda señal desexpandida combinada. A la señal desexpandida combinada seleccionada se le da salida desde los medios de selección como una señal desexpandida de salida. Los medios de selección pueden actuar en respuesta a la señal de fuerza mayor de la primera señal desexpandida combinada y a la segunda señal desexpandida combinada, al menor error medio cuadrático, a la mayor posibilidad, o a otro criterio de selección. Alternativamente, con el uso de los medios de combinación de salida en lugar de los medios de selección, las salidas de los primeros medios de combinación y de los segundos medios de combinación pueden ser combinadas coherentemente o sumadas juntos, después de una ponderación adecuada.

Como se muestra en la fig. 3, los primeros medios de desexpansión pueden incluir una primera pluralidad de correlacionadores para desexpandir, respectivamente, la primera pluralidad de señales de espectro expandido. La primera pluralidad de correlacionadores es ilustrada, a título de ejemplo, como primer multiplicador 111, segundo multiplicador 112, tercer multiplicador 113, primer filtro 121. segundo filtro 122, tercer filtro 123, primera señal de secuencia de fragmentación g(t), segunda señal de secuencia de fragmentación g(t-T_{0}). y tercera señal de secuencia de fragmentación g(t-2T_{0}). La segunda señal de secuencia de fragmentación g(t-T_{0}) y la tercera señal de secuencia de fragmentación g(t-2T_{0}) son iguales que la primera señal de secuencia de fragmentación g(t), pero retardadas un tiempo T_{0} y un tiempo 2T_{0}, respectivamente. El retardo entre cada señal de secuencia de fragmentación es, preferiblemente, un retardo fijo T_{0}.

En la entrada es recibida la señal r(t). El primer multiplicador 111 está acoplado entre la entrada y el primer filtro 121, y a una fuente de la primera señal g(t) de secuencia de fragmentación. El segundo multiplicador 112 está acoplado entre la entrada y el segundo filtro 122, y a una fuente de la segunda señal g(t-T_{0}) de secuencia de fragmentación. El tercer multiplicador 113 está acoplado entre la entrada y el tercer filtro 123, y a una fuente de la tercera señal g(t-2T_{0}) de secuencia de fragmentación. Las salidas del primer filtro 121, del segundo filtro 122, y del tercer filtro 123, están acopladas al primer sumador 120.

Circuitos y aparatos son bien conocidos en la técnica para generar señales de secuencia de fragmentación con varios retardos. Con referencia a la fig. 4, un generador 401 de secuencia de fragmentación está acoplado a un oscilador de tensión controlada 402 y a una pluralidad de dispositivos de retardo 403, 404, 405, 406. El oscilador de tensión controlada recibe una señal de retardo de grupo. Dicha señal de retardo de grupo corresponde al retardo de tiempo que el grupo de señales de secuencia de fragmentación utilizó para desexpandir un grupo particular de señales recibidas. El oscilador de tensión controlada 402 genera una señal de oscilador. El generador 401 de secuencia de fragmentación genera la primera señal de secuencia de fragmentación g(t) procedente de la señal del oscilador, con una posición inicial de la primera señal de secuencia de fragmentación g(t) determinada a partir de la señal de retardo de grupo. La primera señal g(t) de secuencia de fragmentación es retardada por la pluralidad de dispositivos de retardo 403. 404, 405, 406, para generar la segunda señal de secuencia de fragmentación g(t-T_{0}), la tercera señal de secuencia de fragmentación g(t-2T_{0}), la cuarta señal de secuencia de fragmentación g(t-3T_{0-}), etc. Por tanto, la segunda señal de secuencia de fragmentación g(t-T_{0}) y la tercera señal de secuencia de fragmentación g(t-2T_{0}) pueden ser generadas como versiones retardadas de la primera señal de secuencia de fragmentación g(t). Adicionalmente, el circuito de adquisición y seguimiento es parte del circuito receptor para adquirir una señal de secuencia de fragmentación particular incorporada a una señal de espectro expandido recibida.

Opcionalmente, el procesador de caminos múltiples de la fig. 3 puede incluir un primer dispositivo de ponderación 131, un segundo dispositivo de ponderación 132, y un tercer dispositivo de ponderación 133. El primer dispositivo de ponderación 131 está acoplado a la salida del primer filtro 121, y a una fuente de una primera señal de ponderación W_{1}. El segundo dispositivo de ponderación 132 está acoplado a la salida del segundo filtro 122, y a una fuente de la segunda señal de ponderación W_{2}. El tercer dispositivo de ponderación 133 está acoplado a la salida del tercer filtro 123 y a una fuente de la tercera señal de ponderación W_{3}.. La primera señal de ponderación W_{1}, la segunda señal de ponderación W_{2}, y la tercera señal de ponderación W_{3} son opcionales, y pueden estar presentes dentro del primer dispositivo de ponderación 131, del segundo dispositivo de ponderación 132, y del tercer dispositivo de ponderación 133, respectivamente. De manera alternativa, la primera señal de ponderación W_{1}, la segunda señal de ponderación W_{2}, y la tercera señal de ponderación W_{3}, pueden ser controladas por un procesador u otro circuito de control. Las salidas del primer filtro121, del segundo filtro 122, y del tercer filtro 123, están acopladas a través del primer dispositivo de ponderación 131, del segundo dispositivo de ponderación 132, y del tercer dispositivo de ponderación 133, respectivamente, al primer sumador 120.

De igual modo, los segundos medios de desexpansión pueden incluir una segunda pluralidad de correlacionadores para desexpandir la segunda pluralidad de señales de espectro expandido. Dicha segunda pluralidad de correlacionadores es ilustrada, como ejemplo, como cuarto multiplicador 114, quinto multiplicador 115, sexto multiplicador 116, cuarto filtro 124, quinto filtro 125, sexto filtro 126, cuarta señal de secuencia de fragmentación g(t-T_{D1}), quinta señal de secuencia de fragmentación g(t-T_{0}-T_{D1}), y sexta señal de secuencia de fragmentación g(t-2T_{0}-T_{D1}). El cuarto multiplicador 114 está acoplado entre la entrada y el cuarto filtro 124, y una fuente de la cuarta señal de secuencia de fragmentación g(t-T_{D1}). El quinto multiplicador 115 está acoplado entre la entrada y el quinto filtro 125 y una fuente de la quinta señal de secuencia de fragmentación g(t-T_{0}-T_{D1}). El sexto multiplicador está acoplado entre la entrada y el sexto filtro 126, y una fuente de la sexta señal de secuencia de fragmentación g(t-2T_{0}-T_{D1}). La cuarta señal de secuencia de fragmentación g(t-T_{D1}), la quinta señal de secuencia de fragmentación g(t-T_{0}-T_{D1}), y la sexta señal de secuencia de fragmentación g(t-2T_{0}-T_{D1}). son iguales a la primera señal de secuencia de fragmentación, pero retardadas el tiempo T_{D1}. el tiempo T_{0}+T_{D1}, y el tiempo 2T_{0}+T_{D1}, respectivamente. La segunda pluralidad de correlacionadores genera así la segunda pluralidad de señales desexpandidas. Las salidas del cuarto filtro 124, del quinto filtro 125, y del sexto filtro 126, están acopladas al segundo sumador 130.

En la salida del cuarto filtro 124, del quinto filtro 125, y del sexto filtro 126, puede haber opcionalmente un cuarto dispositivo ponderador 134, un quinto dispositivo ponderador 135, y un sexto dispositivo ponderador 136. Dichos dispositivos ponderadores cuatro 134, quinto 135, y sexto 136, están acoplados a una fuente que genera una cuarta señal de ponderación W_{4}, una quinta señal de ponderación W_{5}. y una sexta señal de ponderación W_{6}, respectivamente. Dichas señales de ponderación cuarta, W_{4}, quinta W_{5}. y sexta W_{6}, son opcionales, y pueden ser prefijadas dentro de los dispositivos de ponderación cuarto 134, quinto 135, y sexto 136, respectivamente. Alternativamente, las señales de ponderación cuarta W_{4}. quinta W_{5}, y sexta W_{6}, pueden ser controladas por un procesador u otro circuito de control. Las salidas de los filtros cuarto 124, quinto 125, y sexto 126 están acopladas a través de los dispositivos de ponderación cuarto 134, quinto 135, y sexto 136, respectivamente, al segundo sumador 130. Las salidas del primer sumador 129 y del segundo sumador 130 están acopladas al dispositivo de decisión 150. Dicho dispositivo de decisión 150 puede ser un selector o un combinador.

Los dispositivos de ponderación pueden ser materializados como circuitos de amplificación o de atenuación, que cambian la magnitud y la fase. Los circuitos de amplificación o de atenuación pueden ser puestos en práctica con dispositivos analógicos o con circuitos digitales. El circuito de amplificación o el de atenuación pueden ser ajustables, con la ganancia del circuito amplificador o del de atenuación controlada por la señal de ponderación. El uso de una señal de ponderación con un dispositivo de ponderación particular es opcional. Un dispositivo de ponderación particular puede estar diseñado con un valor fijo o una cuantía preestablecida, tal como una cuantía fija de ganancia del amplificador.

La fig. 5 es un modelo de línea con retardo ajustable de un canal de comunicaciones. Una señal s(t) que penetra en el canal de comunicaciones para a través de una pluralidad de retardadores 411, 412, 413, 414, modelados con un tiempo T_{0}. La señal s(t), por cada retardador, es atenuada 416, 417, 418 o una pluralidad de factores complejos de atenuación h^{n} y el sumador 419. La salida procedente del sumador 419 es la salida procedente del canal de comunicaciones.

Un canal de comunicaciones dado tiene una respuesta de frecuencia que es la transformada de Fourier de la respuesta de impulso.

H \ (f) = \sum\limits^{N}_{i=1} a_{i} \ e^{-j \ 2 \ \pi \ \tau_{i}}

donde a_{i} representa las ganancias complejas de los caminos múltiples del canal de comunicaciones, y \tau_{i} representa los retardos de los caminos múltiples del canal de comunicaciones.

Consideremos la respuesta de frecuencia del canal de comunicaciones H_{c} (f). Dicha respuesta tiene una banda de interés, B. Después, esta banda de interés es fija. y la respuesta de frecuencia del canal de comunicaciones H_{c} (f) es la función de filtro de paso bajo equivalente. La respuesta de frecuencia del canal de comunicaciones se expande en la serie Fourier como

H_{c} \ (f) = \sum h_{n} \ e^{-j \ n \ 2 \ \pi \ f / B}

donde h_{n} representa coeficientes de Fourier. Este es un modelo de línea con retardo ajustable del canal de comunicaciones para la que el receptor de la fig. 3 actúa como filtro de coincidencia cuando T_{0} = 1 / B, y los valores W_{n} se establecen para el conjugado complejo de los valores h_{n}. Es decir, que W_{n} = h_{n}.

Preferiblemente, cada correlacionador de la primera pluralidad de ellos se desexpande con una señal g(t) de secuencia de fragmentación que tiene un retardo de tiempo diferente a cada retardo de tiempo de la señal de secuencia de fragmentación utilizada, respectivamente, con cada uno de los otros correlacionadores de la primera pluralidad de ellos. Dicha primera pluralidad de correlacionadores utiliza unas señales de secuencia de fragmentación G(t), g(t-T_{0}), g(t-2T_{0}), donde T_{0} es el retardo de tiempo entre las señales de secuencia de fragmentación. El retardo de tiempo T_{0} puede ser el mismo o diferente entre cada señal de secuencia de fragmentación. Con fines ilustrativos se supone que el retardo de tiempo T_{0} es el mismo.

De igual modo, cada correlacionador de la segunda pluralidad de ellos desexpande con una señal de secuencia de fragmentación que tiene un retardo de tiempo diferente de cada retardo de tiempo de cada una de las otras señales de secuencia de fragmentación utilizada, respectivamente, con cada uno de los otros correlacionadores de la segunda pluralidad de ellos. Igualmente, cada correlacionador de dicha segunda pluralidad de ellos desexpande con una señal de secuencia de fragmentación que tiene un retardo de tiempo T_{D1} diferente de cada retardo de tiempo de cada señal de secuencia de fragmentación utilizada con cada correlacionador respectivo de la primera pluralidad de correlacionadores. Por tanto, la segunda pluralidad de correlacionadores utiliza señales de secuencia de fragmentación g(t-T_{D1}), g(t-T_{0}-T_{D1}), g(t-2T_{0}-T_{D1}), en las que el retardo de tiempo T_{D1} es el retardo de tiempo entre la primera pluralidad de correlaciones y la segunda pluralidad de los mismos. El retardo de tiempo T_{D1} es también aproximadamente el mismo retardo de tiempo que entre el primer grupo recibido de señales de espectro expandido y el segundo grupo recibido de señales de espectro expandido.

La fig. 6 ilustra un correlacionador en el que una señal de entrada s(t) es multiplicada por el multiplicador 674 por una versión retardada de la señal de entrada s(t-T). El producto de las dos señales es filtrado por el filtro 675, y la salida es la función de autocorrelación R(T). Dicha función de autocorrelación R(T) para una señal de entrada s(t) de onda cuadrada se muestra en la fig. 7. En un tiempo de fragmento T_{c}, la función de correlación R(T) es maximizada cuando los puntos A y B son de igual amplitud. Un circuito, bien conocido en la técnica para efectuar esta función se muestra en la fig. 8. En dicha fig. 8, la señal desexpandida s(t) es retardada por la mitad de un tiempo de fragmento T_{c}/2 y es adelantada en dicha mitad de tiempo fragmento T_{c}/2. Cada una de las tres señales es multiplicada por la señal recibida r(t). Las salidas de las señales retardada y multiplicada hacia adelante son filtradas, y luego detectadas en amplitud. Las dos señales filtradas son combinadas por resta de la versión retardada de la versión adelantada, y la diferencia o señal de error es utilizada para ajustar la temporización de la señal de secuencia de fragmentación utilizada para desexpandir de señal s(t). De acuerdo con ello, si la versión retardada fuese por delante de la adelantada, la señal de secuencia de fragmentación para la señal desexpandida s(t) sería retardada. De igual modo, si la versión adelantada fuese por delante de la versión retardada, entonces la señal de secuencia de fragmentación para desexpandir la señal s(t) sería avanzada. Estas técnicas son bien conocidas.

Una técnica similar es utilizada para la estimación de una señal indicadora procedente de una señal recibida r(t), que ha pasado a través de un medio ambiental de caminos múltiples. Con referencia a la fig. 9, la parte inferior del diagrama muestra correlacionadores correspondientes a los correlacionadores mostrados previamente en la fig. 3. La parte superior del diagrama muestra la señal recibida tratada por versiones retardadas de la señal indicadora de secuencia de fragmentación g_{p}(t). En la fig. 9, la señal recibida r(t) es multiplicada por la señal indicadora g_{p}(t), y una pluralidad de versiones retardadas de la señal indicadora g_{p}(t-T_{0}), . . ., g_{p}(t-kT_{0}) por una pluralidad de multiplicadores 661, 651, 641. Las salidas de la pluralidad de multiplicadores 661, 651, 641 son filtradas por una pluralidad de filtros 662, 652, 642, respectivamente. Las salidas de la pluralidad de filtros 662, 652, 642, son multiplicadas por una segunda pluralidad de multiplicadores 663, 653, 643, y son filtradas respectivamente por una segunda pluralidad de filtros 664, 654, 644. Las salidas de la segunda pluralidad de filtros 664, 654, 644 son tratadas a través de una pluralidad de dispositivos conjugados complejos 665, 655, 645. Las salidas de la pluralidad de dispositivos conjugados complejos 665, 655, 645 son la pluralidad de valores W_{1}, W_{2}, W_{k}, respectivamente. La pluralidad de valores son multiplicados por la salida de la primera pluralidad de filtros 662, 652, 642, por una tercera pluralidad de multiplicadores 666, 656, 646, y luego combinados por el combinador 667. En la salida del combinador 667 hay una señal indicadora de desexpansión combinada.

Cada una de la segunda pluralidad de filtros indicadores 664, 654, 644 tiene una anchura de banda que es aproximadamente igual a la anchura de banda de atenuación. Esta anchura de banda es típicamente muy estrecha, y puede ser del orden de varios cientos de Hertzs.

Con referencia a la fig. 10, la salida del combinador 667 es multiplicada por un cuarto multiplicador 68, y es pasada a través de un dispositivo imaginario 669 para determinar el componente imaginario de la señal compleja procedente del cuarto multiplicador 668. La salida del dispositivo imaginario 669 pasa a través de un filtro de bucle 672 a un oscilador 673 de tensión controlada o a un oscilador controlado numéricamente (NCO). La salida del oscilador 673 de tensión controlada pasa al cuarto multiplicador 668 y a cada uno de la segunda pluralidad de multiplicadores 663, 653, 643.

Con referencia a la fig. 11, los circuitos expuestos pueden generar una función de correlación transversal entre la señal recibida y una señal indicadora de fragmentación referenciada, como una función del retardo referenciado, o desfase. Como se muestra en la fig. 11, estos puntos de correlación transversal pueden tener un centro de gravedad. El centro de gravedad es determinado cuando la masa izquierda es igual a la masa derecha de la función de correlación, como se muestra en la fig. 12. Un circuito similar al mostrado en la fig. 8, acoplado a la salida del cuarto multiplicador 68, puede ser utilizado para alinear una señal de secuencia de fragmentación del canal indicador.

Como realización alternativa, y como se muestra en la fig. 13, los primeros medios de desexpansión pueden incluir una primera pluralidad de filtros coincidentes para desexpandir la señal recibida r(t), que tiene la primera pluralidad de señales de espectro expandido. En la salida de la primera pluralidad de filtros coincidentes está la primera pluralidad de señales desexpandidas. Cada filtro coincidente de la primera pluralidad de ellos tiene una respuesta de impulso h(t), h(t-T_{0}), h(t-2T_{0}), etc., con un retardo de tiempo T_{0} desplazado de los otros filtros coincidentes. Con referencia a la fig. 13, como ejemplo, un primer filtro coincidente 141 está acoplado entre la entrada y a través del primer dispositivo de ponderación 131, al primer sumador 120. Un segundo filtro coincidente 142 está acoplado entre la entrada y a través del segundo dispositivo de ponderación 132 al primer sumador 120. Un tercer filtro coincidente 143 está acoplado entre la entrada y a través del tercer dispositivo de ponderación 133 al primer sumador 120. Como se ha mencionado anteriormente, el primer dispositivo de ponderación 131, el segundo dispositivo de ponderación 132, y el tercer dispositivo de ponderación 133, son opcionales. Dichos dispositivos de ponderación primero 131, segundo 132, y tercero 133 están conectados en general a una fuente de la primera señal de ponderación W_{1}, de la segunda señal de ponderación W_{2}, y de la tercera señal de ponderación W_{3}, respectivamente. La primera pluralidad de filtros coincidentes genera la primera pluralidad de señales desexpandidas.

De igual modo, los segundos medios desexpandidores pueden incluir una segunda pluralidad de filtros coincidentes, para desexpandir la señal recibida r(t) que tiene la segunda pluralidad de señales de espectro expandido. De acuerdo con ello, en la salida de la segunda pluralidad de filtros coincidentes está la segunda pluralidad de señales desexpandidas. Cada filtro coincidente de la segunda pluralidad de ellos tiene una respuesta de impulso, h(t-T_{D1}), h(t-T_{0}-T_{D1}), h(t-2T_{0}-T_{D1}), etc., con un retardo de tiempo T_{0} desviado de los otros filtros coincidentes, y con un retardo de tiempo T_{D1}desviado de la primera pluralidad de filtros coincidentes. Un cuarto filtro coincidente 144 está acoplado entre la entrada y a través del cuarto dispositivo de ponderación 134 hacia el segundo sumador 130. Un quinto filtro coincidente 145 está acoplado entre la entrada, y a través del quinto dispositivo de ponderación 135 al segundo sumador 130. Un sexto filtro coincidente 146 está acoplado entre la entrada y a través del sexto dispositivo de ponderación 136 al segundo sumador 130. Como antes se ha dicho, el cuarto dispositivo de ponderación 134, el quinto dispositivo de ponderación 135, y el sexto dispositivo de ponderación 136, son opcionales. Los dispositivos de ponderación cuarto 134, quinto 135, y sexto 136 están acoplados, respectivamente, a una fuente para generar la cuarta señal de ponderación W_{4}, la quinta señal de ponderación W_{5.} y la sexta señal de ponderación W_{6.} Igualmente, como en la realización de correlacionador, el primer sumador 120 y el segundo sumador 130 están acoplados al dispositivo de decisión 150. Este dispositivo 150 puede ser materializado como un selector o un combinador.

Las señales de espectro expandido desexpandidas situadas dentro de un tercer grupo pueden estar incluidas. De acuerdo con ello, pueden estar incluidos terceros medios de desexpansión y terceros medios combinadores.. Los terceros medios combinadores están acoplados entre los terceros medios desexpandidores y los medios selectores.

Como se muestra en la fig. 14, los terceros medios de desexpansión desexpansionan la señal recibida r(t) como tercera pluralidad de señales de espectro expandido dentro de un tercer grupo. De acuerdo con ello, los terceros medios de desexpansión generan una tercera pluralidad de señales desexpandidas. Los terceros medios combinadores combinan la tercera pluralidad de señales desexpandidas como una tercera señal desexpandida combinada. Los medios selectores seleccionan una de las señales desexpandidas combinada, la primera, la segunda, o la tercera. La salida de los medios selectores es la señal desexpandida de salida.

Como se muestra en la fig. 14, los terceros medios desexpandidos pueden incluir una tercera pluralidad de correlacionadores para desexpandir la tercera pluralidad de señales de espectro expandido. Dicha tercera pluralidad de correlacionadores se ilustra, como ejemplo, con unos multiplicadores séptimo 117, octavo 118, y noveno 119, unos filtros séptimo 127, octavo 128, y noveno 129, y una fuente para generar las señales de secuencia de fragmentación séptima (t-T_{D2}), octava g(t-T_{0}-T_{D2}), y novena g(t-2T_{0}-T_{D2}). El séptimo multiplicador 117 está acoplado entre la entrada y el séptimo filtro 127. El octavo multiplicador 118 está acoplado entre la entrada y el octavo filtro 128. El noveno multiplicador 119 está acoplado entre la entrada y el noveno filtro 129. Los multiplicadores séptimo 117, octavo 118, y noveno 119, están acoplados a la fuente para generar las señales de secuencia de fragmentación séptima, octava, y novena, respectivamente. Opcionalmente, en la salida de los filtros séptimo 127, octavo 128, y noveno 129, pueden estar, respectivamente, los dispositivos de ponderación séptimo 137, octavo 128, y noveno 139. De acuerdo con ello, la salida del séptimo filtro 127 está acoplada a través del séptimo dispositivo de ponderación 137 al tercer sumador 140. La salida del octavo filtro 128 está acoplada a través del octavo dispositivo de ponderación 138 al tercer sumador 140. La salida del noveno multiplicador 129 está acoplada a través del noveno dispositivo de ponderación 139 al tercer sumador 140. El tercer sumador está acoplado al dispositivo de decisión 180. En la salida de la tercera pluralidad de correlacionadores está la tercera pluralidad de señales desexpandidas, respectivamente.

Preferiblemente, cada correlacionador de la tercera pluralidad de correlacionadores desexpande con una señal de secuencia de fragmentación g(t-T_{D2}), g(t-T_{0}-T_{D2}), g(t-2T_{0}-T_{D2}), que tiene un retardo de tiempo T_{0} diferente de cada retardo de tiempo de cada señal de secuencia de fragmentación utilizada con otros correlacionadores de la tercera pluralidad de ellos. Igualmente, cada correlacionador de la tercera pluralidad de correlacionadores desexpande con una señal de secuencia de fragmentación que tiene un retardo de tiempo diferente de cada retardo de tiempo de cada señal de secuencia de fragmentación utilizada, respectivamente, con cada correlacionador de la segunda pluralidad de ellos. Igualmente, cada correlacionador de la tercera pluralidad de correlacionadores desexpande con una señal de secuencia de fragmentación que tiene un retardo de tiempo 2T_{D} diferente de cada señal de secuencia de fragmentación utilizada con cada correlacionador de la primera pluralidad de ellos.

Alternativamente, los terceros medios de desexpansión pueden incluir, como se muestra en la fig. 15, una tercera pluralidad de filtros coincidentes para desexpandir la tercera pluralidad de señales de espectro expandido. Dicha tercera pluralidad de filtros coincidentes incluye un séptimo 147, un octavo 148, y un noveno 149 filtro coincidente. El séptimo filtro coincidente está acoplado entre la entrada y a través del séptimo dispositivo de ponderación 137 al tercer sumador 140. El octavo filtro coincidente 148 está acoplado entre la entrada y a través del octavo dispositivo de ponderación 138 al tercer sumador 140. El noveno filtro coincidente 140 está acoplado entre la entrada y a través del noveno dispositivo de ponderación 139 al tercer sumador 140. El tercer sumador 140 está acoplado al dispositivo de decisión 150. En la salida de la tercera pluralidad de filtros coincidentes está la tercera pluralidad de señales desexpandidas.

Pueden estar incluidos cuartos medios de desexpansión y cuartos medios de combinación, con estos últimos acoplados entre los cuartos medios de desexpansión y los medios de selección. Los cuartos medios de desexpansión desexpanderían una cuarta pluralidad de señales de espectro expandido dentro de un cuarto grupo. La salida de los cuartos medios de desexpansión sería una cuarta pluralidad de señales desexpandidas. Los cuartos medios de combinación combinarían la cuarta pluralidad de señales desexpandidas como una cuarta señal desexpandida combinada. Los medios de selección seleccionan una de las señales desexpandidas combinadas primera, segunda, tercera, o cuarta, como señal desexpandida de salida.

De modo similar, los cuartos medios de desexpansión incluyen una cuarta pluralidad de correlacionadores, o una cuarta pluralidad de filtros coincidentes, para generar la cuarta pluralidad de señales desexpandidas. Cada correlacionador de la cuarta pluralidad de ellos desexpande con una señal de secuencia de fragmentación que tiene un retardo de tiempo diferente de cada retardo de tiempo de cada señal de secuencia de fragmentación utilizada, respectivamente, con otros correlacionadores de la cuarta pluralidad de ellos. Igualmente la señal de secuencia de fragmentación será diferente de las señales de secuencia de fragmentación utilizadas con cada correlacionador de la tercera pluralidad de ellos, de cada señal de secuencia de fragmentación utilizada con cada correlacionador de la segunda pluralidad de ellos, y de cada señal de secuencia de fragmentación utilizada con cada correlacionador de la primera pluralidad de ellos. En base a esta exposición, una persona experta en esta técnica apreciará fácilmente cómo extender el concepto a un quinto grupo de señales de espectro expandido. o más en general, a una pluralidad de grupos de señales de espectro expandido.

Cada uno de los filtros coincidentes puede ser obtenido con el uso de dispositivos de onda acústica superficial (SAW), filtro coincidentes digitales, o materializado en una aplicación de microplaqueta de circuito integrado específico (ASIC), o una microplaqueta de procesador de señal digital (DSP). El diseño de filtros coincidentes con el uso de estos dispositivos es bien conocido en esta técnica.

Un procesador de caminos múltiples puede singularizar caminos individuales a partir de un grupo de rayos. El valor para cada dispositivo de ponderación es calculado por juegos de correlacionadores, y con un código de referencia es posible seguir la señal de secuencia de fragmentación en cada rayo.

Alternativamente, un método que utilice un procesador de caminos múltiples puede ser empleado para el seguimiento de una señal de espectro expandido dentro de una pluralidad de grupos. El método comprende las operaciones de desexpandir la señal r(t) recibida como la primera pluralidad de señales de espectro expandido dentro de un primer grupo, para generar una primera pluralidad de señales desexpandidas. La primera pluralidad de señales desexpandidas son combinadas luego como primera señal desexpandida combinada. El método incluye desexpandir la señal r(t) recibida como una segunda pluralidad de señales de espectro expandido dentro de un segundo grupo, para generar una segunda pluralidad de señales desexpandidas. La segunda pluralidad de señales desexpandidas se combinaría como segunda señal desexpandida combinada. El método incluye seleccionar ya sea la primera o la segunda señal desexpandida combinada, como señal desexpandida de salida.

La operación de desexpandir la primera pluralidad de señales de espectro expandido puede incluir la operación de correlacionar o filtrar en coincidencia la primera pluralidad de señales de espectro expandido, con el uso de una primera pluralidad de correlacionadores o una primera pluralidad de filtros coincidentes, respectivamente. La operación de desexpandir la segunda pluralidad de señales de espectro expandido incluye la operación de correlacionar o filtrar en coincidencia la segunda pluralidad de señales de espectro expandido con el uso de una segunda pluralidad de correlacionadores o una segunda pluralidad de filtros de coincidencia, respectivamente.

El método puede incluir también la desexpansión de una tercera pluralidad de señales de espectro expandido dentro de un tercer grupo, para generar una tercera pluralidad de señales desexpandidas. Dicha tercera pluralidad de señales desexpandidas se combinaría como una tercera señal desexpandida combinada. La operación de selección incluiría también la selección de una de las señales desexpandidas combinadas primera, segunda, o tercera, como señal desexpandida de salida. De modo similar, la operación de desexpandir la tercera pluralidad de señales de espectro expandido puede incluir la operación de correlacionar o filtrar en coincidencia la tercera pluralidad de señales de espectro expandido con el uso de una tercera pluralidad de correlacionadores o una tercera pluralidad de filtros coincidentes, respectivamente.

La operación de desexpandir cada una de la primera pluralidad de señales de espectro expandido incluiría la operación de desexpandir con una señal de secuencia de fragmentación que tenga un retardo de tiempo diferente del de cada retardo de tiempo de cada señal de secuencia de fragmentación utilizada para desexpandir otras señales de espectro expandido de la primera pluralidad de éstas. De igual modo, la operación de desexpandir cada una de la segunda pluralidad de señales de espectro expandido incluiría la operación de desexpandir con una señal de secuencia de fragmentación que tenga un retardo de tiempo diferente de cada retardo de tiempo de cada señal de secuencia de fragmentación utilizada para desexpandir otras señales de espectro expandido de la segunda pluralidad de señales de espectro expandido. Igualmente, la operación de desexpandir cada una de la segunda pluralidad de señales de espectro expandido incluiría la operación de desexpandir con una señal de secuencia de fragmentación que tenga un retardo de tiempo diferente de cada retardo de tiempo de cada señal de secuencia de fragmentación utilizada para desexpandir otras señales de espectro expandido de la primera pluralidad de señales de espectro expandido.

En el caso de que el método incluya la operación de desexpandir una tercera pluralidad de señales de espectro expandido, dicho método incluiría las operaciones de desexpandir con una señal de secuencia de fragmentación que tenga un retardo de tiempo diferente por cada retardo de tiempo de cada señal de secuencia de fragmentación utilizada para desexpandir otras señales de espectro expandido de la tercera pluralidad de señales de espectro expandido. Igualmente, el retardo de tiempo sería diferente para cada señal de secuencia de fragmentación utilizada para desexpandir las señales de espectro expandido de la segunda pluralidad de éstas, y diferente de cada retardo de tiempo de cada señal de secuencia de fragmentación utilizada para desexpandir las señales de espectro expandido de la primera pluralidad de ellas.

El método puede ser extendido a una cuarta, quinta, o una pluralidad de grupos de señales de espectro expandido.

Filtro de anchura de banda variable

La presente invención incluye un dispositivo de espectro expandido de anchura de banda variable para uso con un transmisor de espectro expandido. El dispositivo de espectro expandido de anchura de banda variable genera una señal de espectro expandido que tiene una anchura de banda expandida, La expresión "anchura de banda expandida" aquí utilizada se refiere a la anchura de banda de la señal de espectro expandido transmitida. El dispositivo de espectro expandido de anchura de banda variable utiliza una señal de secuencia de fragmentación que tiene un régimen de fragmentación inferior a la anchura de banda expandida. La expresión "régimen de fragmentación" aquí utilizada indica la anchura de banda de la señal de secuencia de fragmentación.

El dispositivo de espectro expandido de anchura de banda variable incluye primeros medios generadores, segundos medios generadores, medios de tratamiento de espectro expandido, y medios filtrantes. Los medios de tratamiento de espectro expandido están acoplados a los primeros medios generadores. Los segundos medios generadores están acoplados entre los medios de tratamiento de espectro expandido y los medios filtrantes.

Los primeros medios generadores generan la señal de secuencia de fragmentación con el régimen de fragmentación. Los medios de tratamiento de espectro expandido tratan una señal de datos con la señal de secuencia de fragmentación, para generar una señal de datos expandidos. Los segundos medios generadores generan una señal de impulso en respuesta a cada fragmento de la señal de datos expandidos. Los medios filtrantes filtran el espectro de cada señal de impulso con un paso de banda igual a la anchura de banda expandida.

Como se muestra ilustrativamente en la fig. 16, los primeros medios generadores pueden estar materializados como generador 161 de secuencia de fragmentación, los segundos medios generadores pueden estar materializados como generador de impulsos 165, los medios de tratamiento de espectro expandido pueden estar materializados como un dispositivo producido 164 de puerta O-EXCLUSIVA, u otro dispositivo conocido por los expertos en la técnica para la mezcla de una señal de datos con una señal de secuencia de fragmentación, y los medios filtrantes pueden estar materializados como un filtro 166.

El dispositivo producido 164 está acoplado al generador 161 de secuencia de fragmentación. El generador 165 de impulsos está acoplado entre el dispositivo producido 164 y el filtro 166.

El generador 161 de secuencia de fragmentación genera la señal de secuencia de fragmentación con el régimen de fragmentación. El dispositivo producido 164 trata la señal de datos con la señal de secuencia de fragmentación, con lo que se genera una señal de datos expandidos como se muestra en la fig. 17. EL generador 165 de impulsos genera una señal de impulsos, como se muestra en la fig. 18, en respuesta a cada fragmento en la señal de datos expandidos mostrada en la fig. 17. Cada señal de impulsos de la fig. 18 tiene una anchura de banda de impulsos. La expresión "anchura de banda de impulsos" aquí utilizada indica la anchura de banda de la señal de impulsos. Aunque teóricamente, una señal de impulsos tiene una anchura de banda infinita, en la práctica la señal de impulsos tiene una anchura de banda que es mayor que la anchura de banda expandida.

El filtro 166 tiene una anchura de banda ajustada a la anchura de banda expandida. Por tanto, el filtro 166 filtra un espectro de cada señal de impulso de la señal de datos expandida con la anchura de banda expandida. El filtro 166 hace esto por cada señal de impulsos.

El filtro 166 incluye preferiblemente un filtro de anchura de banda variable. Dicho filtro puede ser utilizado para variar o ajustar la anchura de banda del espectro por cada señal de impulso. De acuerdo con ello, puede ser diseñada una señal de espectro expandido que tenga una anchura de banda elegida, basada en la anchura de banda del filtro de anchura de banda variable. La anchura de banda puede ser variable o ajustable, como se requiera para un sistema particular. Como se utiliza en esta patente, la anchura de banda variable es una que sea capaz de variar de acuerdo con las condiciones de tiempo, señales de fondo o interferencia, u otros requerimientos de un sistema particular, Una anchura de banda ajustable sería similar a una anchura de banda variable, pero es utilizada para referirse a una anchura de banda que pueda ser ajustada para permanecer en una disposición elegida.

Los primeros medios generadores, como se muestra en la fig. 19, pueden incluir un generador 161 de secuencia de fragmentación de dominio de frecuencia, y un dispositivo de transformada de Fourier inversa. El generador 161 de secuencia de fragmentación de dominio de frecuencia puede ser utilizado para generar una representación de dominio de frecuencia de una señal de secuencia de fragmentación. El dispositivo 162 de transformada de Fourier inversa transforma la representación de dominio de frecuencia de la señal de secuencia de fragmentación a la señal de secuencia de fragmentación.

Los primeros medios generadores pueden incluir también una memoria 163 para almacenar la señal de secuencia de fragmentación.

Una realización de la presente invención incluye también un método de espectro expandido de anchura de banda variable, para uso con un transmisor. El método incluye las operaciones de generar la señal de secuencia de fragmentación con el régimen de fragmentación y espectro expandido, tratando una señal de datos con la señal de secuencia de fragmentación para generar una señal de datos expandidos. Cada fragmento en la señal de espectro expandido es utilizado para generar una señal de impulso. Cada señal de impulso es filtrada con la anchura de banda expandida, para generar la señal de anchura de banda deseada.

Por tanto, el dispositivo de espectro expandido de anchura de banda variable utiliza un régimen de fragmentación inferior, pero proporciona una señal de anchura de banda mayor. La densidad espectral de potencia en la salida del filtro 166, o de la señal s(t) de datos expandidos y filtrados, es proporcional a la respuesta H(f) de frecuencia del
filtro.

PSD_{s \ (t)} = k \ |H \ (f)|^{2}

Por tanto, el filtro 166 controla la forma del espectro de la señal de datos expandida y filtrada.

La ganancia de tratamiento (PG) es la anchura de banda W de la señal de datos expandidos y filtrados, dividido por el régimen de fragmentación R_{b} de la señal de datos expandida y filtrada.

PG = W / R_{b}

La capacidad N de la señal de datos expandida y filtrada es

N \leq \frac{PG}{E_{b} / N_{0}} + 1

La capacidad no depende del régimen de fragmentación, sino de la anchura de banda.. Puede conseguirse un límite superior sobre la capacidad si el régimen de fragmentación es mayor que la anchura de banda, pero si el régimen fuese inferior se puede ahorrar consumo de potencia, es decir, el uso de un régimen de reloj inferior de CMOs, que determina el consumo de potencia.

Sistema de control de potencia adaptable

Se supone que una pluralidad de estaciones móviles trabajan en una red de comunicaciones celulares mediante el uso de modulación de espectro expandido. La red de comunicaciones celulares tiene una pluralidad de zonas geográficas, con una multiplicidad de células dentro de cada una de dichas zonas. El tamaño de las células en una primera zona geográfica puede diferir del tamaño de dichas células en una segunda zona geográfica. En una primera zona geográfica, tal como de ambiente urbano, la arquitectura celular puede tener un gran número de células, cada una de ellas de área pequeña, y en ellas se sitúan las correspondientes estaciones de base próximas entre sí. En una segunda zona geográfica, tal como de ambiente rural, la arquitectura celular puede tener un número más pequeño de células, cada una con un área mayor. Además, el tamaño de las células puede variar, incluso dentro de una zona geográfica especificada.

Puede requerirse que una estación móvil, mientras se halla en el ambiente urbano de la primera zona geográfica, transmita con un nivel de potencia inferior que cuando se halla en la segunda zona geográfica de ambiente rural. Este requerimiento podría ser debido a una disminución de la distancia de la estación móvil a la estación de base. Dentro de una célula particular, puede requerirse que una estación móvil cerca de la estación de base de la célula transmita con un nivel de potencia inferior al requerido cuando la estación móvil está cerca de un perímetro exterior de la célula. Este ajuste en el nivel de potencia es necesario para asegurar que un nivel de potencia constante sea recibido en la estación de base desde cada estación móvil.

Los trabajos de control de potencia adaptable por medición de la relación entre la señal recibida y el ruido (SNR) por cada usuario, y para hacer que la potencia transmitida por un usuario varíe de manera que haga que todas las SNR,s de los usuarios sean iguales a un valor común, que será el adecuado para una comunicación fiable si el número total de usuarios y la interferencia son inferiores a la capacidad del sistema. Aunque esto supone que todos los usuarios están obteniendo el mismo servicio, por ejemplo, datos de voz de 32 kbs, una característica del sistema descrito es que opciones de servicio diferentes son mantenidas para los usuarios solicitantes. Esto se hace mediante ajuste del valor de referencia para cada usuario independientemente.

Hay dos cuestiones que surgen cuando se trata el funcionamiento de base de un sistema de control de potencia adaptable. La primera es el valor común obtenido de la SNR frente a la carga y su coste para los transmisores, en términos de potencia transmitida, y la segunda es la estabilidad del sistema. La estabilidad se refiere a que una perturbación del sistema a partir de su estado en reposo, produce una reacción de dicho sistema para restablecer dicha condición de reposo. Es altamente deseable que exista sólo un punto de reposo, ya que de otro modo pueden producirse "vibraciones" u oscilaciones. La estabilidad debe ser tratada con cualquier sistema de control, pero en el caso presente la situación es algo complicada debido al hecho de que los usuarios se afectan entre sí, lo que hace que las variables de control, la potencia transmitida y las SNR,s resultantes se acoplen dinámicamente. El acoplamiento es evidente cuando se tiene en cuenta que todas las señales son tratadas por una función AGC común, que no discrimina las señales de usuarios individuales entre sí o de otras fuentes.

El esquema de control de potencia de una realización de la presente invención es un esquema de bucle cerrado. El sistema mide la potencia de salida del correlacionador para cada usuario, y compara el valor medido con un valor de referencia o establecido. Esta potencia medida incluye tanto el componente de señal deseado como la potencia o ruido indeseados.

El AGC mantiene la potencia total en cada correlacionador en el nivel preestablecido. Este nivel no varía como función de la acción del APC; es decir, que este papel del AGC es independiente del APC. Además, un aumento en la potencia recibida de cualquier usuario o subconjunto de usuarios será "atacado" por el AGC. Esto es posible debido a que la constante de tiempo AGC es menor que la constante de tiempo APC, es decir, que el AGC es más rápido que el APC. Dado que la potencia total disponible fuera del AGC es fija, un aumento en la porción debida a un usuario resulta a expensas de todos los demás usuarios. Aunque esto puede ir en contra de la estabilidad aparente del sistema, el sensor de AGC, que mide la señal de control AGC, y por tanto la potencia total recibida, hace que el sistema busque un estado de reposo correspondiente a la potencia mínima recibida por usuario. Se desea que la potencia transmitida sea minimizada debido a que esto reducirá al mínimo la interferencia entre células, y ahorrará potencia de batería. Un exceso de potencia del transmisor se disipará dentro del AGC si todos los usuarios transmiten potencia excesiva.

La puesta en práctica mostrada en las figuras ha de ser considerada como representativa. En particular, el método de control de potencia de transmisor a distancia por intermedio de atenuadores y amplificadores de ganancia variable es quizá redundante. Puede emplearse uno o ambos de estos medios, en función del campo (dinámico) de control requerido. Igualmente, el control puede ser efectuado en cualquiera de las frecuencias IF o RF.

A los fines de la exposición, una estación móvil dentro de una célula particular transmite una primera señal de espectro expandido, y la estación de base transmite una segunda señal de espectro expandido.

En la disposición del ejemplo mostrada en la fig. 20, se proporciona un esquema de bloques de una estación de base como parte de un sistema para control de potencia adaptable de un transmisor de espectro expandido.

La fig. 20 ilustra el sistema de control de potencia adaptable de la estación de base, con medios de control de ganancia automático (AGC), medios de potencia, medios comparadores, medios transmisores, y una antena. Los medios de AGC se muestran como un amplificador 228 de control de ganancia automático (AGC), los medios correlacionadores se muestran como un desexpandidor 231, y los medios de potencia se muestran como un dispositivo 233 medidor de potencia. Los medios comparadores se muestran como un comparador 239, y los medios transmisores se muestran como un amplificador 237 de potencia acoplado a la antena 226. Se ilustra también un modulador en delta 235 acoplado entre el comparador 239 y el amplificador de potencia 237.

El amplificador 228 de AGC está acoplado al desexpandidor 231. El dispositivo 233 de medición de potencia está acoplado a dicho desexpandidor 231. El comparador 239 está acoplado a la salida del dispositivo 233 de medición de potencia y al amplificador 228 de AGC. El multiplexor 234 está acoplado entre el comparador 239 y el amplificador de potencia 237. El modulador en delta 235 está acoplado entre el amplificador de potencia 237 y el multiplexor 234. Dicho amplificador de potencia 237 está acoplado a la antena 56.

Un nivel de umbral es utilizado por el comparador 239 como comparación para el nivel de potencia recibida medido por el dispositivo 233 medidor de potencia.

Para cada señal recibida, el amplificador de AGC 228 genera una señal de salida de AGC y una señal de control de AGC. La señal de salida de AGC es desexpandida para obtener la señal de un primer usuario que utiliza el desexpandidor 231. La señal de salida de AGC desexpandida procedente del desexpandidor 231 es combinada con la señal de control de AGC procedente del amplificador 228 de AGC, por medio del combinador 241. La señal de control de AGC procedente del amplificador 228 de AGC puede ser desplazada un nivel de desplazamiento S_{1} mediante el uso del combinador 242, y ponderada mediante el dispositivo ponderador 243. Dicho dispositivo ponderador 243 puede ser un amplificador o un atenuador.

El nivel de potencia recibido procedente del dispositivo de potencia 233 puede ser desplazado un nivel de desplazamiento S_{2} mediante el uso del combinador 244, y ponderado por el dispositivo ponderador 245. Dicho dispositivo ponderador 245 puede ser un amplificador o un atenuador. El combinador 241 combina la señal de control de AGC con la señal de nivel recibida, para generar un nivel de potencia recibida ajustada. El comparador 239 genera una señal de comparación comparando el nivel de potencia recibida ajustada con el nivel de umbral. La señal de comparación puede ser una señal de datos analógicos o digitales. La señal de comparación indica si la estación móvil ha de aumentar o disminuir su nivel de potencia. Si el nivel de potencia recibida ajustado es, superior al umbral, la señal de comparación envía entonces un mensaje a la estación móvil para disminuir su potencia del transmisor. Si el nivel de potencia recibido ajustado estuviese por debajo de dicho umbral, la señal de comparación envía entonces un mensaje a la estación móvil para aumentar su potencia del transmisor. La señal de comparación es convertida en señal de potencia ordenada por medio del modulador en delta 235.

La señal de potencia ordenada puede ser transmitida con la segunda señal de espectro expandido, o separada de ella. Por ejemplo, una señal de espectro expandido que emplee una primera secuencia de fragmento puede ser considerada como un primer canal de espectro expandido, y una señal que utilice una segunda secuencia de fragmento puede ser considerada como un segundo canal de espectro expandido. La señal de orden de potencia puede ser transmitida en el mismo canal de espectro expandido, es decir, en el primer canal de espectro expandido, como la segunda señal de espectro expandido, en cuyo caso la señal de orden de potencia es transmitida en un intervalo de tiempo diferente de aquél en que es transmitida la segunda señal de espectro expandido. Este formato permite que la estación móvil consiga sincronización con la primera secuencia, con el uso de la segunda señal de espectro expandido. La señal de orden de potencia puede ser transmitida también en un segundo canal de espectro expandido, diferente al de la segunda señal de espectro expandido. En este caso, la segunda señal de espectro expandido que tiene la señal de orden de potencia será adquirida por el segundo generador de secuencia de fragmentación, y el segundo dispositivo producido. La señal de orden de potencia puede ser división en tiempo multiplexada o división en frecuencia multiplexada con la segunda señal de espectro expandido.

Los medios correlacionadores de base se muestran en la fig. 20 como primer desexpandidor 231. Como ejemplo, el sistema puede tener los medios de correlacionador de base materializados como un dispositivo producido, un generador de secuencia de fragmentación, y un filtro de paso de banda. Alternativamente, los medios correlacionadores de base pueden materializarse como un filtro de coincidencia, tal como un dispositivo de onda acústica de superficie, o como un filtro digital adaptado, materializado en un procesador de señal digital. En general, los medios correlacionadores de base utilizan o están adaptados a la secuencia de fragmentación de la señal de espectro expandido que está siendo recibida. Los correlacionadores y filtros de coincidencia para la desexpansión de una señal de espectro expandido son bien conocidos en la técnica.

Típicamente, el circuito de AGC 228 está acoplado a un amplificador 227 de ruido bajo, a través de un aislador 225 a la antena 226. En la fig. 20, una pluralidad de desexpandidores, el desexpandidor 229 al desexpandidor 231, se muestran para desexpandir una pluralidad de canales de espectro expandido, que pueden ser recibidos desde una pluralidad de estaciones móviles. De igual modo, la salida de cada desexpandidor 229 a través del desexpandidor 231 está acoplada a una pluralidad de desmoduladores, ilustrados como el desmodulador 230 al desmodulador 232, respectivamente, para desmodular los datos procedentes de la señal de salida de AGC desexpandida. De acuerdo con ello, una pluralidad de salidas de datos están disponibles en la estación de base.

Para un canal de espectro expandido particular, el primer desexpandidor 231 se muestra acoplado al dispositivo de potencia 233 y al multiplexor 234. Dicho dispositivo de potencia 233 es típicamente un circuito de medición de potencia que trata la señal de salida de AGC desexpandida como nivel de potencia recibido. El dispositivo de potencia 233 podría incluir un circuito convertidor de analógico a digital para dar salida a un nivel digital de potencia recibido. Los medios comparadores, materializados como el circuito comparador 239, comparan el nivel de potencia recibido y tratado con un umbral. El multiplexor 234 está acoplado a la salida del dispositivo de potencia 233 a través del circuito comparador 239. El multiplexor 234 puede insertar bitios de encuadre apropiados, según se precise.

Los medios transmisores pueden ser materializados como un modulador de manipulación por desviación de fase en cuadratura (QPSK) o un modulador en delta 235 acoplado a un amplificador de potencia 237. En la fig. 20, la entrada al modulador en delta 235 tendrá típicamente la señal de orden de potencia procedente del dispositivo de potencia 233 multiplicada por los datos del canal enésimo k. Una pluralidad de canales de espectro expandido tendrán sus datos y las señales de orden de potencia apropiadas combinadas por el combinador 236 y amplificadas por el amplificador de potencia 237. La salida del amplificador de potencia 237 es acoplada a la antena 226 a través del aislador 125.

La señal de orden de potencia es transmitida periódicamente. El período T podría ser elegido para que sea de 250 microsegundos, con objeto de asegurar un error medio cuadrático bajo, así como un error de cresta bajo entre las señales instantáneas recibidas y la señal constante deseada.

Una estación móvil se muestra ilustrativamente en la fig. 21. Los medios de desexpansión móviles se ilustran como el desexpandidor 334, y los medios de ganancia variables se ilustran como un dispositivo 341 de ganancia variable. El dispositivo 341 de ganancia variable está acoplado entre el transmisor 342 y a través del aislador 336 a la antena 335. El desexpandidor 334 está acoplado al aislador 336 y al desmultiplexor 339. La salida del desexpandidor 334 está acoplada también a un desmodulador 340. El desexpandidor 334 puede ser materializado como un correlacionador apropiado o filtro de coincidencia, para la desexpansión del canal enésimo k. Puede ser utilizada una disposición adicional de circuitos, tal como amplificadores y filtros de radiofrecuencia (RF), o amplificadores y filtros de frecuencia intermedia (IF), como es bien conocido en la técnica.

Una segunda señal de espectro expandido recibida en la antena 335 pasa a través del aislador 336 al desexpandidor 334. Este desexpandidor 334 está adaptado a la secuencia de fragmentación del canal de espectro expandido deseada. La salida del desexpandidor 334 pasa a través del desmodulador 340 para desmodular los datos procedentes del canal de espectro expandido deseado. Adicionalmente, el desmultiplexor 339 desmultiplexa la señal de orden de potencia procedente de la señal desexpandida que sale del desexpandidor 334. La señal de orden de potencia excita el dispositivo 341 de ganancia variable.

Un dispositivo de decisión 345 y un acumulador 346 pueden estar acoplados entre el desmutiplexor 339 y el dispositivo 341 de ganancia variable. Un dispositivo 344 de algoritmo de paso progresivo está acoplado a la salida del dispositivo de decisión 345 y al acumulador 346.

El dispositivo 344 de algoritmo de paso progresivo almacena un algoritmo para ajustar el nivel de potencia del dispositivo 341 de ganancia variable. Un algoritmo no lineal que podría ser utilizado se muestra en la fig. 22. La fig. 23 compara un algoritmo no lineal con un algoritmo lineal de paso progresivo.

La señal de orden de potencia procedente del desmultiplexor 339 hace que el dispositivo de decisión 345 aumente o disminuya el nivel de potencia del dispositivo 341 de ganancia variable, en base al umbral del algoritmo de paso progresivo mostrado en la fig. 23. El acumulador sigue los niveles de potencia anteriores como medio para determinar los necesarios ajustes en el paso progresivo del nivel de potencia y proseguir con el algoritmo como se muestra en la fig. 23.

El dispositivo 341 de ganancia variable puede ser materializado como un amplificador de ganancia variable, un atenuador de ganancia variable, o cualquier dispositivo que ejecute la misma función que el dispositivo 341 de ganancia variable aquí descrito. Dicho dispositivo 341 aumenta o disminuye el nivel de potencia del transmisor de la estación alejada, en base a la señal de orden de potencia.

Como se muestra ilustrativamente en la fig. 20, un esquema de bloques de un circuito medidor de potencia incluye un eliminador de interferencia para uso con la estación de base. Como se muestra en dicha fig. 20, el amplificador 228 de AGC está conectado al desexpandidor 231, y la salida de éste está conectada al circuito 233 de medición de potencia. Adicionalmente, el amplificador de AGC 228 está conectado al combinador 236 a través del comparador 239.

Una señal recibida incluye una primera señal de espectro expandido con una potencia P_{C}, y las otras señales de entrada que son consideradas como señales de interferencia con potencia P_{J}, en la entrada al amplificador 228 de AGC de la fig. 20. La señal de interferencia puede proceder de una o más señales no deseables, ruido, señales de trayectoria múltiple, y cualquier otra fuente que sirva como señal de interferencia para la primera señal de espectro expandido. La señal recibida es normalizada por medio del amplificador 228 de AGC. Por tanto y como ejemplo, el amplificador 228 de AGC puede tener una salida de potencia, P_{C} + P_{J} = 1. La señal recibida y normalizada es desexpandida por el desexpandidor 231, para recibir una señal de usuario móvil particular. El generador de secuencia de fragmentación del desexpandidor 231 genera una señal de secuencia de fragmento, que utiliza la misma secuencia de fragmentación empleada por la primera señal de espectro expandido. Alternativamente, el filtro adaptado, si se utiliza, del desexpandidor 231, puede tener una respuesta de impulso adaptada a la misma secuencia de fragmentación utilizada por la primera señal de espectro expandido. La salida del desexpandidor 231 es la potencia normalizada de la primera señal de espectro expandido más la potencia normalizada de la señal de interfaz dividida por la ganancia de tratamiento, PG, del sistema de espectro expandido. El circuito 233 de medición de potencia genera un nivel de potencia recibida de la primera señal de espectro expandido. El comparador 239 trata la señal recibida desexpandida con la señal de control AGC, y da salida a la señal de control de potencia de la primera señal de espectro expandido. El nivel de potencia de la señal de interferencia es reducido por la ganancia del tratamiento, PG.

El comparador 239 trata la señal de control de AGC con la señal recibida, normalizada, y desexpandida, por multiplicación de las dos señales juntas, o por tratamiento logarítmico de la señal de control de AGC con la señal recibida desexpandida. En este último caso, es tomado el logaritmo de la potencia de la señal recibida, P_{C} + P_{J}, y es tomado el logaritmo de la señal recibida, normalizada y desexpandida. Los dos logaritmos son sumados para producir el nivel de potencia recibido.

Para que el sistema trabaje de manera efectiva, la señal desexpandida debe ser mantenida casi constante, e independiente de variaciones en las otras señales o de las obstrucciones. Una puesta en práctica preferida para llevar esto a cabo se muestra en el circuito de la fig. 20. La fig. 20 muestra un medio para determinar en la estación de base la potencia de la primera señal de espectro expandido, cuando la señal recibida incluye señales múltiples y ruido. Si el circuito de la fig. 20 no fue utilizado, entonces es posible que la señal de interferencia, que puede incluir ruido, señales de trayectoria múltiple, y otras señales indeseables, pueda elevar el nivel de potencia medido a la entrada del receptor de la estación de base, con lo que se suprime la primera señal de espectro expandido. El nivel de potencia indeseable medido puede hacer que la estación a distancia transmita más potencia de la requerida, lo que aumenta la cuantía de la potencia recibida en la estación de base.

Como antes se ha dicho, el sistema APC es de bucle cerrado. El bucle APC trabaja por generación de órdenes para aumentar o disminuir la potencia del transmisor a la velocidad actualizada. Esto es en realidad un procedimiento de cuantificación, que se hace para limitar la cuantía de la información que debe ser devuelta al transmisor alejado. La cuantía del aumento o disminución puede ser fijada con anterioridad, o puede adaptarse en respuesta a las características del canal, medidas localmente en el terminal alejado, el cual es controlado. En particular, el terminal alejado puede examinar la secuencia de las órdenes recibidas por él. Por ejemplo, una secuencia larga de órdenes de aumento implica que el paso progresivo puede ser aumentado. Un esquema típico aumenta el paso progresivo en una cantidad fija o un porcentaje fijo, siempre que dos bitios sucesivos sean iguales. Por ejemplo, el paso progresivo puede ser aumentado un 50% si dos bitios de una fila son iguales, y disminuido un 50% si son diferentes. Esto constituye un cambio bastante aproximado en el paso progresivo, y está destinado a ser adaptable a las variaciones locales o inmediatas en tiempo en la potencia transmitida requerida. Este procedimiento da por resultado una gran variación en el paso progresivo con el tiempo.

Un algoritmo de paso progresivo adaptable puede ser considerado también en un contexto diferente. Específicamente, el paso progresivo puede ser considerado casi constante, o que no responde a las variaciones localizadas en la potencia transmitida demandada, pero el valor puede ser ajustado automáticamente en base a las características globales de la acción de control inducido del canal. Por tanto, en un ambiente casi estático, debe ser utilizado un pequeño paso progresivo constante, mientras que en un ambiente móvil, el paso progresivo debe ser mayor.

El ajuste del nivel de potencia del transmisor de la estación alejada puede ser efectuado tanto linealmente como no linealmente. El siguiente algoritmo hará que el paso progresivo se fije en un valor constante próximo al óptimo. El receptor examina bitios APC sucesivos y aumenta el paso progresivo mediante el factor (1 + x) si están de acuerdo, y disminuye dicho paso progresivo en el factor (1 + x) si no lo están. Aquí, el parámetro x es pequeño (por ejemplo, x = 0,01). Aunque este procedimiento no permite una adaptación local (debido a que x es pequeño), dará por resultado una adaptación a las condiciones globales. Específicamente, si la corriente de bitios de APC transmitida presenta tendencia hacia acuerdo en bitios sucesivos (es decir, que son evidentes pasadas de 1,s o de 0,s) ello implica que el sistema no está siguiendo los cambios en las condiciones del canal (es decir, que el sistema es de velocidad lenta limitada), y el paso progresivo debe ser aumentado. Por otra parte, si bitios sucesivos tienden a ser opuestos, el sistema está tratando de "cazar" un valor entre dos valores excesivamente separados. Según la estadística, lo que se espera observar como óptimo son valores intermedios entre dichos extremos. Es decir, que la corriente de bitios APC es probable que contenga igualmente los patrones (0, 0), (0, 1), (1, 0), y (1, 1) en cualquier par de bitios sucesivos. El algoritmo anterior conduce el comportamiento del sistema hacia esto.

El algoritmo anterior (adaptación global) trabaja particularmente bien cuando el sistema emplea una velocidad de actualización amplia con relación a la dinámica del canal.

Como se ilustra en la fig. 23, por ejemplo, para aumentar el nivel de potencia con el uso de ajuste lineal, la potencia del transmisor es aumentada en incrementos regulares de un voltio, u otra unidad, según instruya la estación de base, hasta que el nivel de potencia recibido en dicha estación de base sea suficientemente fuerte. El ajuste lineal puede consumir tiempo si el ajuste de potencia necesario fuese sustancial.

Como se muestra en la fig. 22, para aumentar la potencia mediante uso de ajuste no lineal, la tensión del transmisor puede ser aumentada, como ejemplo, geométricamente hasta que la potencia transmitida sea superior al nivel deseado. La potencia del transmisor puede ser reducida entonces geométricamente hasta que la potencia transmitida esté por debajo del nivel deseado. Un procedimiento preferido es aumentar la tensión de paso progresivo según un factor de 1,5, y disminuir el paso progresivo según un factor de 0,5. Pueden ser utilizados otros algoritmos no lineales. Como se muestra en la fig. 23, este procedimiento se repite con disminución de los márgenes de error tanto en el exceso como en la insuficiencia de la potencia deseada, hasta obtener el nivel de señal deseado. El ajuste no lineal proporciona un tiempo de elevación y de descenso significativamente más rápido que el ajuste líneal, y puede ser preferible si la potencia ha de ser ajustada significativamente.

El sistema determina el estado de error (bitio APC) cada T secciones, siendo 1/T la velocidad de actualización del control. Dicha velocidad de actualización puede variar de 100 Hz, que es un valor bajo, a 100 kHz, que es bastante alto. La oportunidad de medir el estado de error del sistema surge con cada recepción de un nuevo símbolo. Por tanto, la velocidad de actualización puede ser igual a la del símbolo. Si dicha velocidad de actualización no es sostenida, es beneficioso hacer uso de las mediciones de error disponibles por combinación de ellas (o promediándolas) entre actualizaciones. Esto reduce al mínimo la posibilidad de efectuar un ajuste de potencia en la dirección errónea, lo que puede ocurrir debido a ruido en las propias señales de error.

La elección de una velocidad de actualización depende de factores distintos al funcionamiento de APC, a saber, la cuantía de la capacidad y método de asignación de dicha capacidad al transporte de los bitios de APC sobre el canal. En general, una actualización más rápida producirá una actuación superior, aunque la velocidad de actualización aumentada sea obtenida mediante el permiso de que los bitios de APC sean recibidos ocasionalmente con error. El trabajo a una velocidad de actualización de 1 kHz sin errores inducidos de canal, será menos efectivo que a una velocidad de actualización de 100 kHz con un régimen del 25% de errores. Esto se debe al comportamiento autocorrector del bucle de control. Una velocidad de actualización más rápida elimina el tiempo de espera del control, que es un fenómeno limitador clave del rendimiento.

Una estación de base de espectro expandido recibe todas las señales entrantes simultáneamente. Por tanto, si una señal fuese recibida con un nivel de potencia superior al de otras, entonces ese receptor de señal tiene una relación de señal-ruido más alta, y por tanto una proporción de errores de bitio menor. La estación de base asegura que cada estación móvil transmita con el nivel de potencia correcto, informando a la alejada cada 500 microsegundos, de si ha de aumentar o disminuir la potencia de la estación móvil.

La fig. 24 muestra una señal de desvanecimiento típica que es recibida en la estación de base junto con otras diez señales de desvanecimiento y ruido térmico independientes que tienen la misma potencia que una de las señales. Téngase en cuenta que la duración del desvanecimiento es aproximadamente de 5 milisegundos, lo que corresponde a una velocidad de un vehículo superior a 96 km por hora. Las figs. 25 y 26 ilustran los resultados obtenidos cuando se usa un algoritmo de control de potencia adaptable particular. En este caso, siempre que cambia la potencia de la señal recibida, la estación de base informa a la alejada, y ésta varía su potencia en \pm1 dB. La fig. 25 muestra la señal de control de potencia adaptable en la estación alejada. La fig. 26 muestra la potencia recibida en la estación de base. Nótese que el control de potencia adaptable sigue los desvanecimientos profundos, y como resultado se producen desvane-
cimientos de 9 dB. Este nivel de potencia reducido da por resultado un régimen de errores de bitio de 1,4 x 10^{-2}.

Para el mismo desvanecimiento de la fig. 24, se supone que se emplea un algoritmo de control de potencia adaptable diferente, como se muestra en las figs. 27 y 28. En este caso la tensión de control da por resultado que la unidad alejada cambia su potencia según un factor de 1,5 en la misma dirección, o según un factor de 0,5 en la dirección opuesta. En esta puesta en práctica particular, el paso progresivo mínimo fue de 0,25 dB, y el paso progresivo máximo fue de 4 dB. Nótese que el error se limita normalmente a \pm2 dB, y las disminuciones ocasionales en la potencia de 5 dB a 6 dB dan por resultado un BER \approx 8 x 10^{-4}, una mejora significativa en comparación con el algoritmo anterior. El uso de códigos de corrección de error intercalados y adelantados puede corregir por lo general cualesquiera errores que resulten en los descensos de potencia, observados raramente.

Durante el funcionamiento, una estación móvil de una celda puede transmitir la primera señal de espectro expandido sobre una base continua, o sobre una base periódica repetitiva. La estación de base dentro de la celda recibe la primera señal de espectro expandido. Dicha primera señal de espectro expandido recibida es adquirida y desexpandida con la señal de secuencia de fragmentación procedente del generador de secuencia de fragmentación y el dispositivo producido. La primera señal de espectro expandido desexpandida es filtrada a través de un filtro de paso de banda. La estación de base detecta la primera señal de espectro expandido desexpandida con el uso de un detector de envolvente, y mide o determina el nivel de potencia recibido de la primera señal de espectro expandido. La estación de base genera la señal de orden de potencia a partir del nivel de potencia recibido.

Se proporciona un método para el control automático de potencia de un transmisor de espectro expandido, para una estación móvil que trabaje en una red de comunicaciones celulares que utilice modulación de espectro expandido, cuya estación móvil transmite una primera señal de espectro expandido. Durante el uso, el método incluye la operación de recibir una señal, generar la señal de salida de AGC, desexpandir la señal de salida de AGC, tratar la señal de salida de AGC desexpandida para generar un nivel de potencia recibido, generar una señal de orden de potencia, transmitir la señal de orden de potencia como segunda señal de espectro expandido, desexpandir la señal de orden de potencia de la segunda señal de espectro expandido como señal de ajuste de potencia, y ajustar un nivel de potencia de la primera señal de espectro expandido.

La señal recibida incluye la primera señal de espectro expandido y la señal de interferencia, y es recibida en la estación de base. La señal de salida de AGC es generada en la estación de base y es desexpandida como señal de salida de AGC desexpandida. Dicha señal de salida de AGC desexpandida es tratada en la estación de base para generar un nivel de potencia recibido.

El nivel de potencia recibido es comparado con un umbral, y la comparación es utilizada para generar una señal de orden de potencia. Si el nivel de potencia recibida fuese mayor que el umbral, la señal de orden de potencia ordenaría a la estación móvil que redujese la potencia del transmisor. Si el nivel de potencia recibido fuese menor que el umbral, la señal de orden de potencia ordenaría a la estación móvil aumentar la potencia del transmisor.

La señal de orden de potencia es transmitida desde la estación de base a la estación móvil como segunda señal de espectro expandido. En respuesta a la recepción de la segunda señal de espectro expandido, la estación móvil desexpande la señal de orden de potencia como señal de ajuste de potencia. En función de si la señal de orden de potencia ordenaba a la estación móvil aumentar o disminuir la potencia del transmisor, dicha estación móvil, en respuesta a la señal de ajuste de potencia, aumenta o disminuye respectivamente el nivel de potencia del transmisor de la primera señal de espectro expandido.

El método puede incluir adicionalmente generar a partir de una señal recibida, una señal de salida de AGC, y desexpandir dicha señal de salida de AGC. La señal recibida incluye la primera señal de espectro expandido y una señal de interferencia. La señal recibida es tratada con la señal de salida de AGC desexpandida, para generar el nivel de potencia recibido. El método genera entonces una señal de comparación mediante la comparación del nivel de potencia recibido y el nivel de umbral. Mientras se transmite una segunda señal de espectro expandido, el método ajusta el nivel de potencia del transmisor de la primera señal de espectro expandido procedente del transmisor que utiliza la señal de ajuste de potencia.

Los expertos en la técnica apreciarán que pueden ser introducidas varias modificaciones en el sistema de espectro expandido y en el método de esta invención.

Claims

1. Un dispositivo de espectro expandido de anchura de banda variable para uso con un transmisor, para generar una señal de espectro expandido que tiene una anchura de banda expandida, con el uso de una señal de secuencia de fragmentación que tiene un cierto régimen de fragmentación, el cual es menor que la anchura de banda expandida, cuyo dispositivo de espectro expandido de anchura de banda variable comprende un generador (161) de secuencia de fragmentación para generar la señal de secuencia de fragmentación con el régimen de fragmentación; medios de tratamiento (163, 164) de espectro expandido acoplados a dicho generador (161) de secuencia de fragmentación para el tratamiento de una señal de datos de espectro expandido con la señal de secuencia de fragmentación, para generar una señal de datos expandidos; y un filtro (166) para filtrar un espectro de la anchura de banda expandida; cuyo dispositivo de espectro expandido de anchura de banda variable se caracteriza por:

- un generador de impulsos (165) acoplado a dichos medios (163, 164) de tratamiento de espectro expandido, que responde a cada fragmento en la señal de datos expandidos, para generar una señal de impulso; y

- dicho filtro (166) está acoplado al citado generador (165) de impulsos, y responde a cada señal de impulsos para filtrar un espectro de cada señal de impulsos con la anchura de banda expandida.

2. El dispositivo de espectro expandido de anchura de banda variable como se expone en la reivindicación 1, en el que dichos medios de tratamiento (163, 164) de espectro expandido incluyen una puerta O EXCLUSIVA para tratamiento de espectro expandido de la señal de datos con la señal de secuencia de fragmentación.

3. El dispositivo de espectro expandido de anchura de banda variable según se expone en la reivindicación 1, en el que dicho filtro (166) incluye un filtro de anchura de banda variable para variar la anchura de banda expandida, para filtrar el espectro de cada señal de impulso.

4. El dispositivo de espectro expandido de anchura de banda variable como se expone en la reivindicación 1, en el que dicho generador (161) de secuencia de fragmentación incluye:

- un generador (161) de secuencia de fragmentación de dominio de frecuencia, para generar una representación de dominio de frecuencia de la señal de secuencia de fragmentación; y

- un dispositivo (162) de transformada de Fourier inversa acoplada a dicho generador (161) de secuencia de fragmentación de dominio de frecuencia para transformar dicha representación de dominio de frecuencia de la señal de secuencia de fragmentación a la señal de frecuencia de fragmentación.

5. El dispositivo de espectro expandido de anchura de banda variable como se expone en la reivindicación 4, que comprende además una memoria (163) para almacenar la señal de secuencia de fragmentación.

6. Un método para generar una señal de espectro expandido de anchura de banda variable, cuyo método incluye las operaciones de;

- generar una señal de secuencia de fragmentación con un régimen de dicha fragmentación, cuyo régimen es inferior a la anchura de banda expandida; y

- tratar una señal de datos de espectro expandido con la señal de secuencia de fragmentación, para generar una señal de datos expandida, caracterizado porque:

- cada fragmento en la señal de espectro expandido es utilizado para generar una señal de impulso; y

- cada señal de impulso es filtrada con la anchura de banda expandida para generar la señal de anchura de banda deseada:

7. El método de la reivindicación 6, en el que el tratamiento de espectro expandido es efectuado con el uso de una puerta O EXCLUSIVA (164).

8. El método de la reivindicación 5, en el que la filtración es efectuada con el uso de un filtro (166) de anchura de banda variable.

9. El método de la reivindicación 6, en el que la generación de una señal de secuencia de fragmentación es efectuada mediante la generación de una representación de domino de frecuencia de la señal de secuencia de fragmentación, y la aplicación de una transformada de Fourier inversa para la transformación de la representación de dominio de frecuencia de la señal de secuencia de fragmentación en la señal de secuencia de fragmentación.

10. El método de la reivindicación 9, en el que la señal de secuencia de fragmentación es almacenada en una memoria (163).