KR20010101332A

KR20010101332A - 일정 엔벨로프 변조 통신 시스템

Info

Publication number: KR20010101332A
Application number: KR1020017008368A
Authority: KR
Inventors: 하워드 엘. 레스니코프; 마크 타이거맨
Original assignee: 추후제출; 퓨쳐웨이브, 인코포레이티드
Priority date: 1998-12-30
Filing date: 1999-12-22
Publication date: 2001-11-14
Also published as: WO2000041372A2; US6553080B2; US6298099B1; EP1145516A2; WO2000041372A3; AU2214200A; US20010005404A1; EP1145516A3; JP2003525534A

Abstract

동시에 전송되는 심벌들을 나타내는 위상폼을 가지는 위상-변조된 캐리어를 전송하기 위해 제공되는 연속적 위상 변조를 위한 통신 시스템 및 방법. 상기 위상 변조된 신호의 위상폼은 편이-쌍직교 함수들의 합이고, 상기 합들의 각 항들은 오버래핑 심벌들 중 하나에 의해 가중된다. 상기 통신 시스템 및 방법은 특정 심벌에 상응하는 전송 필터 함수에 대해 편이-쌍직교 하는 수신 필터 함수를 선택함으로써 동시에 전송되는 심벌들로부터 특정 심벌의 복원을 위한 완전 응답 복조를 제공한다. 그리고 나서 상기 통신 시스템 및 방법은 특정 심벌이 전송되는 시간 간격동안에 대한 적분에 의해 상기 특정 심벌과 상응하지 않는 전송 필터 함수들을 제거한다. 이를 통해 특정 심벌을 동시에 전송되는 다른 심벌들로부터 분리한다.

Description

일정 엔벨로프 변조 통신 시스템{CONSTANT ENVELOPE MODULATION COMMUNICATION SYSTEM}

잡음 채널(noisy channel)을 통해 심벌들을 전송할 때, 각 심벌들을 전송하는데 사용되는 전력 및 상기 심벌을 전송하는데 요구되는 시간 또는 대역폭의 길이 사이에는 고유한 트래이드오프(tradeoff)가 존재한다. 이러한 트래이드오프는 도1의 통신 효율 평면에서 제시되고, 여기서 수평축은 잡음 전력 스펙트럴 밀도에 대한 비트당 전력비(E_b/N_o)이고 수직축은 대역폭에 대한 통신 속도의 비(bits/sec/Hz)이다. 샤논 한계(Shannon limit)는 E_b/N_o가 변화할 때 데이타를 전송하는 채널의 이론적 최대 용량을 나타낸다. 도1을 관찰해보면 정보 전송을 위해 더 많은 전력을 사용하면, 채널을 통해 정보는 더욱 빠르게 전송된다는 것이 명백하다.

도1의 다소 추상적인 트래이드오프는 송신자(speaker)가 정보, 예를 들면 전화 번호를 잡음이 있는 방을 가로질러 청취자(listener)에게 전송하는 경우를 고려함으로써 쉽게 이해될 수 있다. 상기 경우에 하나의 접근 방법은 잡음이 있는 방에 대해서 청취자가 번호를 알아들을 수 있게 송신자가 큰소리로 이야기하는 것이다. 이러한 방법을 사용하여, 송신자는 매우 짧은 시간에 모든 전화 번호를 통신할 수 있다.

또 다른 접근 방법은 송신자가 작은 소리로 말하되 각 음절의 전달을 연장하는 것이다. 송신자가 이런 방법을 이용하여 메세지를 전달할 때, 청취자는 충분히 긴 통합 간격에 대해서 수신된 신호와 잡음을 통합함으로써 송신자의 메세지를 효과적으로 필터링하여 배경 잡음으로부터 송신자의 강조된 드론(drone)을 골라낸다. 이러한 두번째 접근 방법의 단점은 완전한 전화 번호를 전송하는데 많은 시간이 소요된다는 것이다.

도1에서, 방을 가로질러 전화번호를 외치는 송신자는 통신 효율 평면의 오른쪽 방향으로 동작한다. 결과적으로 송신자는 고보드율(high baud rate)에서 동작할 수 있고, 이에 따라 모든 전화번호를 매우 빠르게 전송할 수 있다. 대조적으로, 전화번호를 작은 소리로 이야기하는 송신자는 통신 효율 평면의 왼쪽 방향으로 동작하고 따라서 샤논 한계에 의해 제한되어 저보드율에서 동작하고 이에 따라 모든 전화번호를 느리게 전송한다.

모든 통신 시스템은 도1의 통신 효율 평면의 동작점에 의해 특징 지워질 수 있다. 통신 시스템 설계의 목적중의 하나는 이러한 동작점을 가능한 한 샤논의 한계에 근접하게 위치시키는 것이다. 대역폭이 제한된 곳에서, 고전력 시스템을 이용하여 샤논의 한계에 접근할 수 있다. 이러한 시스템은 근접 에러가 없는 전송을 위해 넓은 대역폭을 요하지 않는다. 이와는 달리 전력이 제한된 곳에서, 넓은 대역폭에 대해 저전력 시스템을 사용함으로써 샤논 한계 근접할 수 있다.

무선 통신 시스템에서, 수신측 방향의 전력 이용가능성은 전송기 전력 정격 및 안테나 이득에 의해 제한된다. 대역폭의 이용가능성은 가능한 한 많은 채널과 이용 가능한 스펙트럼을 공유할 수 있는지 여부 및 FCC 정부 및 국제 규제에 의해 제한된다. 결과적으로, 무선 통신 시스템에서 전력 및 대역폭은 제한된 자원이다.

게다가, 상이한 심벌들이 상이한 전력 레벨에서 캐리어들에 대해 변조되는 통신 시스템은 최하위 전력 레벨로 표현되는 심벌들을 가질 것 이다. 이러한 심벌들은 평균 전력보다 낫은 전력 레벨에서 전송되기 때문에, 평균 전력보다 높은 전력으로 표현된 심벌보다 잡음에 의한 신호왜곡에 민감하다. 결과적으로, 메세지 전송과 관련된 에러율은 메세지의 내용에 의존한다. 원하는 수준으로 에러율을 줄이기 위해서 이러한 심벌들에 대해 높은 평균 전력이 요구된다.

일반적으로 좀 더 효율적인 클래스C 연산 증폭기를 사용하는 위성 통신 시스템과 같은 많은 무선 시스템들에 대해 고정 전력 신호들이 선호된다. 이들은 포화 상태 또는 포화상태를 초과하여 동작하는 비선형 증폭기들이기 때문에, 고정 진폭이 아닌 웨이프폼은 이러한 증폭기를 지날 때 큰 왜곡을 겪는다.

고정 전력 전송은 캐리어 웨이브의 주파수 또는 위상을 변조함으로써 달성될 수 있다. 이 둘 중에서, 위상 변조가 큰 대역폭 효율성으로 인해 위성 통신 시스템에 적합하다. 이러한 큰 대역폭 효율성의 이유는 주파수 변조 시스템의 동작을 고려함으로써 쉽게 이해될 수 있다.

주파수 편이 방식(FSK)과 같은 주파수 변조 시스템에서, 각 심벌들은 특정주파수에 상응한다. 두개의 심벌들이 매우 근접한 두개의 주파수에 상응하게 되면, 통신 채널에서의 잡음으로 인해 변조 에러의 확률이 높아지게 된다. 이러한 에러의 확률을 줄이기 위해서 상기 두개의 주파수들 사이의 차이가 채널 대역폭에 비례하는 어떤 고정된 양을 초과해야만 한다. 신호 속도의 증가는 사용되는 주파수들의 수의 증가를 수반한다. 물론 이는 대역폭을 소모한다.

기존의 위상 변조 시스템에서, 각 심벌들은 단일 주파수를 갖는 캐리어와 연관된 특정 위상각에 상응한다. 결과적으로, 복수 주파수들을 필요로 함이 없이 많은 심벌들이 전송될 수 있다. 따라서 위상 변조 시스템은 대역폭이 중요한 위성 통신 시스템과 같은 응용에 있어서 특히 적합하다.

가장 단순한 형태에서, 위상 변조 시스템은 제1 시간 간격동안 제1 심벌을 대표하는 고정된 위상각을 가지는 캐리어를 전송함으로써 동작한다. 이러한 응용에서, 캐리어의 "위상각"은 캐리어의 실수 부분에 대한 캐리어의 허수부분의 비율의 아크탄젠트 주요 브랜치를 말한다. 제2 시간 간격동안 제2 심벌(제1 심벌과 반드시 다를 필요는 없음)에 상응하는 고정된 위상각을 가지고 캐리어를 전송한다. 그리고 나서 상기 시스템은 제2 시간 간격동안 제2 위상각에서 동작한다. 메세지를 구성하는 모든 심벌들이 전송될 때까지 상기 시스템은 상기 방식으로 계속 동작한다. 따라서 이 시스템에 대해서 시간의 함수로 고려된 위상(이하에서 "위상폼"으로 언급됨)은 도2의 위상 실린더에서 제시된 것처럼 시간에서 불연속적 경로를 따른다.

위상 변조를 운영하는 이전 방법의 단점은 각 시간 간격동안 오직 하나의 심벌만이 전송되기 때문에(즉, 시간에서 정보 심벌들이 오버랩하지 않음), 시그널링 속도를 유지하면서 할당된 대역폭 내에 스펙트럴 에너지가 집중될 수 있도록 위상폼을 효율적으로 형성하는 것이 불가능하다. 비-오버래핑 위상 심벌들을 사용하는 시스템들에서, 일반적으로 심벌들은 각 심벌 전송 간격동안 일정하게 유지되는 위상들이다. 예를 들면, PSK는 고정 위상 심벌들을 사용한다.

불행하게도, 고정값들을 가지는 위상폼 심벌들은 다른 심벌들이 뒤이을 때마다 불연속을 야기시키고, 이러한 불연속은 에너지가 인접한 채널들로 유출되어 인접채널의 간섭을 야기시킨다. 연속적 비-오버래핑 심벌들 각각의 시간이 에너지 집중을 개선하고 인접 채널의 간섭을 감소시키기 위해서 증가되면, 시그널링 속도가 감소된다.

상기 단점을 극복하기 위한 또 다른 방법은 특정 심벌을 전송하는데 필요로 하는 시간 간격을 증가시키고 또한 두개 또는 그 이상의 심벌들의 일부가 각 시간 간격동안 전송되도록 하는 것이다. 이러한 타입의 위상 변조는 도3을 참조하여 잘 이해된다. 도3은 수직축상에 특정 위상각에 의해 각각 표현된 6개 심벌들의 전송을 제시하고, 그 각각은 전송을 위해 3개의 시간 간격(△T)을 필요로 한다.

도3에서 제시되듯이, 제1 심벌의 전송은 t=0에서 개시된다. 제1 심벌 주기의 전송이 완전히 끝나기 전인 제1 클록 주기의 끝에서(t=△T(△T=1)) 제2 심벌의 전송이 개시된다. 제1 또는 제2 심벌이 완전히 전송되기 전인 제2 클록 주기의 끝에서(t=2△T) 제3 심벌의 전송이 개시된다. 따라서, 제3 클록 주기동안(t=2△T 및 t=3△T 사이) 3개의 심벌들이 동시에 전송된다. 3개를 초과하는 심벌들이 동시에전송되는 일은 없기 때문에, 도3과 같이 동작하는 위상 변조 시스템은 3개의 "변조 잠복(latency)"을 가지고 있다고 언급된다.

도3을 보면 높은 잠복을 가진 위상 변조 시스템은 제1 심벌의 기간과 동일한 최초 잠복 기간 후에 각 심볼이 전송하는데 더 긴 시간이 걸린다는 사실에도 불구하고 1의 잠복을 가지는 위상 변조 시스템과 동일한 속도로 심벌들 세트를 전송할 수 있음이 명백하다. 시간에 따라 연속적으로 변화하는 위상폼 심벌들을 선택함으로써 도3에 제시된 방식으로의 오버래핑 심벌들 전송이 도2의 위상 실린더에 제시된 불연속을 제거할 수 있는지는 불명확하다. 각 심벌들이 연속적이고, 인접 심벌들 사이의 경계들이 또한 연속적이라면, 시간상에서 임의적으로 오버랩된 심벌들의 모든 선형 조합들은 연속적이 된다. 고-주파수 에너지를 인접 채널들로 분산시키는 것은 이러한 위상폼에서의 불연속이기 때문에, 도3에 제시된 위상 변조(종종 "연속적 위상 변조"로 언급됨)는 신호 에너지를 할당된 대역폭에 한정시킬 수 있다.

두개 또는 그 이상의 오버래핑 위상폼 심벌들의 에너지는 혼합되기 때문에, 기존의 복조기들은 어떤 특정 위상폼 심벌들과 연관된 에너지를 쉽게 분리할 수 없다. "국부적 응답" 시스템으로 언급되는 이러한 시스템 타입들에서, 복조기에 이용 가능한 심벌당 에너지는 감소된다. 이러한 감소된 심벌 에너지를 보상하기 위해서, 비터비 디코더와 같은 시퀀스 복조기들이 상기 심벌들을 복원하기 위해서 사용된다. 불행하게도, 이러한 시퀀스 복조기들의 사용은 심벌들을 복원하기 위해서 복조기에 의해 동시에 처리되는 심벌들의 수에 따라 지수적으로 증가하는 계산 비용을 수반한다.

이론적으로 위상폼이 시간-편이된 sinc 함수(sinc(x)=sin(x)/x)들의 선형 조합이고 상기 편이된 sinc 함수들의 계수들이 알려진 정보 심벌들의 함수들이라면 위상폼을 구성하는 각 오버래핑 심벌들을 분리할 수 있다. 일시적으로 편이된 sinc 함수들은 서로 직교하기 때문에, 이론적으로 특정 심벌과 연관된 모든 에너지를 복원하고 심벌들과 연관된 sinc 함수에 상응하는 정합 필터를 사용하여 위상폼을 복조함으로써 "완전 응답" 복조를 달성하는 것이 가능하다. 그러나 이러한 과정들은 sinc 함수가 무한한 기간을 가지고 있기 때문에 실질적으로 불가능하다.

따라서 실질적으로 실현 가능한 완전 응답 연속 위상 변조를 달성하는 시스템들 및 방법들을 제공하는 것이 바람직하다.

본 발명은 무선 통신 시스템, 특히 연속적 위상 변조 방법 및 시스템에 관한 것이다.

도1은 대역폭 효율 평면에서 샤논 한계를 보여주는 도이다.

도2는 기존의 위상 변조 시스템으로부터 불연속 위상폼이 그려지는 위상 실린더를 보여주는 복소수 베이스밴드를 보여주는 도이다.

도3은 전송을 위해 각각 3개의 클록 주기들을 필요로 하는 6개의 심벌들 전송을 보여주는 변조 잠복의 개념을 보여주는 도이다.

도4는 본 발명의 원리를 구현하는 일반적 통신 시스템의 보여주는 도이다.

도5는 도4에 제시된 전송기의 요소를 보여주는 도이다.

도6은 m 개의 클록 주기들이 경과한 후에 도5의 전송기 내의 다양한 지점에 존재하는 신호들을 보여주는 도이다.

도7은 변조 잠복이 3인 도1의 통신 시스템에 대한 대표적인 필터 함수들을 보여주는 도이다.

도8은 도4에 제시된 수신기의 구조를 보여주는 도이다.

도9는 도8에 제시된 제1 심벌 디코더의 구조를 보여주는 도이다.

도10은 도8에 제시된 제2 심벌 디코더의 구조를 보여주는 도이다.

본 발명에 따른 통신 시스템 및 방법에 있어서, 정보 심벌들의 시퀀스는 위상-변조된 캐리어의 위상폼에서 인코딩되어, 그에 기해 위상-변조된 신호를 발생시킨다. 이런 위상-변조된 신호는 선택된 심벌 전송 기간동안 전송된 선택된 심벌을 나타내고, 적어도 2개의 심벌들이 동시에 상기 기간동안 전송된다. 위상-변조된 신호의 위상폼은 한정된 기간을 가지는 전송-필터 응답들의 조합을 계산함으로써 발생된다. 상기 전송-필터 응답들의 조합은 선택된 심벌들에 의해 가중된 선택된 전송-필터 응답을 포함한다.

선택된 심벌들의 복원은 위상폼을 획득하기 위해 위상-변조된 신호를 우선 복조함으로써 수신단에서 수행된다. 그리고 나서 상기 수신기는 상기 선택된 전송-필터 응답에 상응하는 수신-필터 응답을 가지고 위상폼을 필터링한다. 이는상기 수신-필터 응답에 의해 가중된 전송-필터 응답의 조합을 나타내는 가중된 출력을 발생시킨다. 마지막으로 상기 수신기는 전송 기간에 대해 상기 가중된 출력 값들을 축적한다. 이러한 축적 과정은 아날로그 시스템에 대해서는 적분기에 의해, 디지탈 시스템에 대해서는 합산기에 의해 수행된다. 상기 축적 과정의 결과는 동시에 전송되는 적어도 2개의 오버래핑 심벌들로 부터 분리된 선택된 심벌을 나타내는 신호이다.

상기 수신 필터 응답들은 전송-필터 응답들에 대해 편이-쌍직교(shift-biothogonal)가 되도록 선택된다. 수신 -필터 응답이 상응하는 전송기-필터 응답과 동일하면, 상기 편이-쌍직교 수신 필터 응답들은 편이-직교되고 전송기-필터 및 이에 상응하는 수신기-필터는 매치 필터쌍이 된다. 어떤 경우이든 전송 기간동안 가중된 출력값들의 축적은 선택된 심벌들을 제외한 심벌들에 상응하는 가중 출력 성분들을 제거하게 된다. 따라서 상기 축적 과정의 결과는 선택된 심벌만을 나타낸다. 이러한 방식으로, 본 발명에 따른 시스템 및 방법은 위상폼에 존재하는 혼합된 심벌들에서 선택된 심벌을 분리하게 된다.

본 발명에 따른 통신 시스템 및 방법의 작동은 신호의 종류에 의존하고 아날로그 또는 디지탈 캐리어들 및 아날로그 또는 디지탈 위상폼과 결합하여 구현될 수 있다. 중요한 것은 관심의 대상이 되는 심벌을 제외한 심벌들에 상응하는 위상폼 성분들이 축적 과정에서 제거될 수 있도록 전송-필터 함수들 및 수신- 필터 함수들이 선택되어야 한다는 것이다.

본 발명에 따른 통신 시스템 및 방법의 제2 실시예에서, 복원되는 심벌 및적어도 2개의 다른 심벌들이 동시에 전송된다. 이러한 제2 실시예는 수신-필터 함수가 전송-필터 함수에 정합되거나 또는 편이-직교되는 추가적인 특성을 가지도록 선택되는 것을 제외하고는 제1 실시예와 동일하다.

본 발명의 상기 및 다른 목적, 특징, 장점들은 아래의 도면을 참조하여 상세히 기술될 것이다.

도4를 보면, 본 발명의 원리를 구현하는 통신 시스템(10)은 전송기(12) 및 통신 채널(도4에서는 잡음 소스(15))에 의해 분리되는 수신기(14)를 포함한다.

본 발명에 따른 통신 시스템(10)에서, 전송기(12)는 심벌 시퀀스로 인코딩된 위상폼을 가지는 위상-변조된 웨이브를 형성하고 전송한다. △T초 기간을 갖는 클록 주기에 의해 분리된 연속적인 시간의 순간에서, 전송기는 새로운 정보 심벌의 전송을 시작한다. 각 심벌은 전송을 위해 g 클록 주기들을 필요로 한다. 따라서 g는 시스템의 "변조 잠복" 또는 간단하게 "잠복"으로 언급된다. 어느 순간에서도, 상기 위상폼은 상기 시스템의 변조 잠복 만큼의 심벌들을 나타낼 수 있다. 그리고 나서 상기 수신기(14)는 상기 위상-변조된 웨이브를 복조하고 위상폼에서 인코딩된 심벌들을 복원한다.

상기 통신 시스템의 구조 및 동작의 설명 및 이해를 돕기 위해서, 상기 전송기(12)와 수신기(14)의 구조 및 동작은 개별적인 그림들을 참조하여 설명된다. 전송기(12)의 구조 및 동작은 도5-7에서 논의되고, 수신기(14)의 구조 및 동작은 도8-10에서 논의된다.

전송기

도5를 보면, 본 발명의 원리를 구현하는 전송기(12)는 복수의 전송 편이-쌍직교 함수 발생기(14a-g) 및 복수의 전송 믹서(16a-g)를 포함한다. 상기 전송 편이-쌍직교 함수 발생기(14a-g) 및 전송 믹서(16a-g)의 수는 적어도 변조 잠복(g)과동일하다. 입력 이진 디지탈 정보 스트림(τ₀,τ₁....τ_k)은 수치 정보 심벌들 스트림(τ₀,τ₁,τ₂....τ_g-1)로 변환된다. 이러한 수치값들은 전송기(12)에 의해 전송되고, 수신기에 의해 복원된다. 후-처리 공정은 상기 수치 심벌들을 이진 디지탈 정보 스트림으로 재전환한다.

상기 입력 심벌 스트림(τ₀,τ₁,τ₂....τ_g-1)은 복수의 디멀티플렉스된 스트림들(18a-g)로 디멀티플렉스되고, 그 각각은 상응하는 전송 믹서(16a-g)로 전송된다. 제1 디멀티플렉스된 스트림(18a)으로 부터 제1 심벌(τ₀)이 제1 믹서(16a)에 제공된다. 제1 믹서(16a)의 결과 출력은 τ₀L₀이다. 하나의 심벌 개시 주기(x=△T)후에, 제2 디멀티플렉서된 스트림(18b)으로부터의 제2 심벌(τ₁)이 제2 믹서(16b)에 제공된다. 이러한 과정은 g번째 심벌(τ_g-1)이 g번째 전송 믹서에 제공될 때까지 계속된다. 상기 과정은 (g+1)번째 심벌을 가지고 반복되면, 제1 디멀티플렉서된 스트림(18a)으로부터의 심벌(τ_g)은 제1 믹서(16a)의 입력에 제공된다. 이러한 전송 믹서들(16a-g)의 믹서 출력들(20a-g)은 필터링된 심벌들을 나타내는 (g+1)개의 신호들이다. 전송-믹서 출력들(20a-g)은 전송 축적기(22)의 상응하는 입력들(21a-g)에 연결된다. 전송 축적기(22)는 필터링된 심벌들의 오버래핑 합을 제공하는 전송-축적기 출력(24)을 가지고 있다. 그리고 나서, 위상 변조기(26)는 전송-축적기 출력(24)에 제공된 신호를 캐리어 웨이브의 위상에서 인코딩한다. 그리고 나서 축적기 출력(24)에 제공된 신호에 의해 위상 변조된 이러한 캐리어 웨이브는 통신 채널(15)로 들어간다.

도6은 m개의 클록 주기들이 경과한 후에 도5의 전송기(12)의 다양한 입력들 및 출력들에 제공된 신호들을 보여준다. 전송되는 메세지에서 정보 비트들의 공지된 수치 함수인 g개의 심벌들(τ_k, k=m,m+1....m+g-1)은 클록 주기(m+1)에서 전송되고, 즉 심벌들(τ_m,τ_m+1.....τ_m+g+1)은 전송 믹서들(16a-g)의 심벌 입력들(19a-g)에 제공된다. 그리고 나서 전송-필터 발생기들(18a-g)은 상응하는 전송-필터 함수들(L_m(x),L_m+1(x).....L_m+g-1(x))을 발생시킨다. 이러한 전송-필터 함수들은 상응하는 전송 믹서들(16a-g)의 필터 입력들에 제공된다. 도7에 제시된 예시들을 표현하는 이러한 전송-필터 함수들은 바람직하게는 컴팩트 지원(compact support)을 갖는 일시적으로 편이된 편이-쌍직교 웨이블릭(wavelet) 기본 함수들이 되도록 선택된다. 각 믹서(16a-g)는 상응하는 심벌로 전송-필터 함수를 혼합한다. 따라서, 각 전송 믹서(16a-g)의 출력은 전송되는 대응 심벌에 의해 가중된 크기를 갖는 편이-쌍직교 웨이블릭 함수(τ_iL_i(x))이다.

당업자는 전송 필터 발생기(14a-g) 및 전송 믹서들이 직접 하드웨어에서 또는 컴퓨터 시스템에 제공된 적합한 소프트웨어 명령들에 의해 구현될 수 있다는 것을 잘 이해할 것이다.

간략화를 위해, 하기에서 x=t/△T 로 둔다. 도7에서, 각 전송 필터 함수(L_i(x))는 바람직하게는 상응하는 심벌(τ_i)이 전송되는 클록 주기동안만 제로가 되지 않도록 시간((x))에서 편이된다. 주어진 심벌을 전송하는데 g 클록 주기들 시간이 걸리기 때문에, 각 전송-필터 함수는 g 클록 주기들 동안만 제로가 아니다. 도7에 제시된 필터 함수들에 대해서, 변조 잠복은 3이다. 따라서, L_m(x)는 t=m△T 및 t=(m+3)△T 사이의 클록주기들 동안만 제로가 아니다. 유사하게, L_m+1(x)는 t=(m+1)△T 및 t=(m+4)△T 사이의 클록주기들 동안만 제로가 아니다.

도6에 제시되듯이, 전송-축적기(22)는 전송-축적기 출력(24)에서 편이된 웨이블릿 기본 함수의 가중 합을 나타내는 위상폼을 제공한다;

그리고 나서, 위상 변조기(26)는 전송 축적기 출력으로부터의 신호를 캐리어 exp(iωx)에서 인코딩한다. 따라서 위상 변조기(26)의 출력(32)에 제공된 신호는 가중 및 현재 전송되는 심벌들에 상응하는 일시적-편이된 웨이블릿 기본 함수들의 합에 의해 변조된 시간-변이 위상을 가지는 웨이브이다;

도5-7은 본 발명의 원리에 따라 동작하는 전송기(12)가 각 클록 간격을 가지고 새로운 심벌의 전송을 시작함을 보여준다. 각 심벌의 전송은 수개의 클록 간격을 필요로 하기 때문에, 어떤 클록 간격동안 각각 상이한 전송단계에서 전송되는 수개의 심벌들이 존재할 수 있다. 전송기(12)는 심벌이 전송되는 클록 주기에서만 제로가 아닌 전송-필터 함수와 심벌을 혼합하여 각 심벌을 가중한다. 그리고 나서, 전송기(12)는 전송-필터가 제로가 아닌 클록주기 동안에 대해 합계를 계산한다. 그리고 나서, 이 합 또는 적분은 캐리어 웨이브의 위상을 변조하는데 사용된다.

수신기

도8을 보면, 본 발명의 원리를 구현하는 수신기(14)는 위상 변조된 신호로부터 위상폼

을 복원하기 위해 위상 복조기(32)를 포함한다. 위상폼을 복원하는 상기 공정은 잡음-억제를 위한 기존의 신호 처리 기술들을 포함할 수 있다. 이러한 기능들은 위상 복조기(32) 내의 알려진 서브시스템들에 의해 수행된다.

위상 복조기(32)는 복수 심벌 디코더들(34a-g) 각각의 위상폼 입력들(33a-g)에 연결된다. 따라서 각 심벌 디코더에 제공된 위상폼은 위상항들의 유한합이고, 그 각각은 전송되는 심벌들 중 하나에 의해 가중된 일시적으로-편이된 웨이블릿 기본 함수이다. 각 심벌 디코더(34a-g)의 목적은 위상폼으로부터 성분 위상항들 중 하나를 분리하는 것이다. 따라서 심벌 디코더(34a-g)의 각 출력은 위상폼의 성분 위상항들 중 하나와 관련된 심벌이다. 어떤 순간에 위상폼에 존재하는 위상항들의 수 및 그에 따른 심벌들의 수는 변조 잠복보다 작기 때문에, 심벌 디코더(34a-g)의 수는 변조 잠복보다 클 필요가 없다.

도8을 보면, 제1 심벌 디코더(34a)만이 출력을 가지고 있는 것으로 보여진다. 이는 모든 심벌 디코더들이 동시에 출력 준비를 가지지는 않는다는 것을 암시한다. 그 이유는 각 심벌들이 전송을 위해 수개의 클록 간격들을 필요로 하기 때문이다. 따라서, 수신기가 심벌(τ_i+1)의 전송을 시작하기 전에 심벌(τ_i)의 전송을 시작하면, 심벌(τ_i+1) 추출을 담당하는 심벌 디코더가 추출 처리를 완료하기 전에 심벌(τ_i) 추출을 담당하는 심벌 디코더가 그 추출 처리를 완료할 것이라는 것이 예상된다.

심벌 디코더들(34a-g) 모두는 기본적으로 동일한 방식으로 동작하기 때문에, 도9에 상세히 제시된 제1 심벌 디코더(34a)의 동작을 상세히 고려하는 것이 바람직하다.

당업자는 예시된 복조기(32) 및 심벌 디코더들(34a-g)이 직접적으로 하드웨어로 또는 컴퓨터 시스템에 제공된 적합한 소프트웨어 명령들에 의해 구현될 수 있다는 것을 잘 이해할 것이다.

도9를 보면, 제1 심벌 디코더(34a)는 수신 믹서(35a) 및 수신-필터 발생기(36a)를 포함한다. 수신 믹서(35a)는 위상 복조기(32)와 연결되는 위상폼 단자(33a), 수신-필터 발생기(36a)와 연결되는 수신-필터 입력 단자(38a) 및 수신-믹서 출력 단자(40a)를 가지고 있다.

동작 과정에서, 수신 필터 발생기(36a)는 수신 필터 함수(R_m(x))를 발생시키고 수신 필터 함수를 수신 믹서(35a)의 수신-필터 입력 단자(38a)에 위치시킨다.따라서 수신 믹서(35a)를 떠나는 신호는

이고, 여기서 x=t/△T 는 전송기에서 논의된 바와 같다. 수신-필터 함수(R_m(x))는 곱(R_m(x)L_n(x))의 적분이 n=m 인 경우에만 제로가 되지 않도록 선택된다. 결과적으로, 수신-필터 입력 단자(33a)에 존재하는 신호로부터 심벌(τ_m)을 추출하기 위해 적절한 시간 간격에 대해 단지 적분만을 행하면 된다. L_i(x) 각각은 콤팩트 지원을 가지고 있기 때문에, 상기 합의 각 항들 및 상기 합 그 자체는 유한한 간격에 대해서 제로가 아니다. 적분을 위한 상기 적절한 시간 간격은 바로 이 유한한 간격이다.

상술한 특성을 가지는 필터쌍은

인 편이-쌍직교 필터쌍이 될 수 있고, 또는

인 편이-직교 필터들이 될 수 있다. 이와는 달리, 본 발명에 따른 방법 및 시스템에 사용하기에 적합한 필터쌍은 추가적인 특성들

및

을 가지는 것으로 정의된 쌍직교 필터가 될 수 있다. R(x)=L(x)인 경우에, 전송기 및 수신기 필터들은 매치필터들이다.

수신 믹서(35a)를 떠나는 신호는 수신 축적기(44a)의 신호 입력 단자에 제공된다. 신호 입력 단자뿐만 아니라, 수신 축적기(44a)는 축적량이 위치하는 수신 축적기 출력 단자(46a) 및 수신 축적기(44a)에 제어 신호를 제공하는 관련 제어기(48a)를 포함한다. 이러한 제어 신호들은 언제 축적을 시작하는지, 얼마나 오래 축적이 발생하는지, 및 언제 축적량을 수신 축적 출력 단자(46a)에 위치시키는지를 결정한다.

수신 축적기(44a)는 통신 시스템(10)이 아날로그인지 디지탈인지에 따라 합산기 또는 적분기로 동작할 수 있다. 상기 관련 제어기(48a)는 신호 입력 단자에 존재하는 신호의 적분 또는 합산을 위한 적절한 시간 간격을 선택한다. 따라서, 수신 축적기(44a) 및 관련 제어기(48a)는 유한 선택 시간 간격동안 합산 또는 적분을 나타내는 신호를 수신 축적기 출력 단자(46a)위에 위치시키도록 협력한다.

특정 심벌을 복원하기 위해서, 수신 축적기(44a)는 제1 심벌에 상응하는 위상항이 위상폼의 성분 중 하나가 될 때 적분 처리를 시작한다. 수신 축적기(44a)에 의해 수행되는 상기 적분 처리는 심벌에 상응하는 위상항이 위상폼의 성분들 중 하나로 남아있는 간격동안 지속된다. 위상폼이 성분으로서 특정 심벌에 상응하는 위상항을 가지고 있지 않게 되면, 상기 적분 처리는 중단되고, 심벌에 상응하는 위상항은 수신 축적기 출력 단자(46a)에 제공된다.

수신 필터 함수 및 전송 필터 함수의 선택에 따라, 수신 축적기 출력단자(46a)에서의 신호는 스케일링될 필요도 있다. 이는 신호를 곱셈기(47a) 내로 공급하고 스케일링 레지스터(49a)의 적합한 상수에 의해 스케일링함으로써 달성된다. 스케일링 레지스터(49a)에 저장된 값은 미리 선택되거나 또는 룩-업 테이블로부터 획득될 수 있다.

수신 필터 발생기(36a)에 의해 발생되는 필터 함수 및 수신 축적 제어기(48a)에 의해 제공되는 축적 시작 시간과 정지 시간의 차이를 제외하고, 나머지 심벌 디코더들(34b-g)은 제1 심벌 디코더(34a)와 동일한 방식으로 동작한다.

도10에 제시되듯이, 제2 심벌 디코더(34b)는 제1 심벌 디코더와 같이 수신 믹서(35b) 및 수신 필터 발생기(36b)를 포함한다. 수신 믹서(35b)는 위상 복조기와 연결되는 위상폼 단자(33b), 수신 필터 발생기(36b)에 연결되는 수신 필터 입력 단자(38b), 및 수신 믹서 출력 단자(40b)를 가지고 있다.

동작 과정에서, 상기 수신 필터 발생기(36b)는 상이한 수신 필터 함수(R_m+1(x))를 수신 믹서(34b)의 수신 필터 입력 단자(38b)에 위치시킨다. 출력 단자에 존재하는 신호는 따라서 다음과 같다;

제2 심벌 디코더(34b)에 대한 수신 필터 함수(R_m+1(x))는 곱(R_m+1(x)L_n(x))의 적분이 n=m+1 인 경우에만 제로가 안되도록 선택된다. 수신 필터 함수는 R_m(x)의 시간 편이된 버젼이 될 수도 있지만, 상술한 조건을 만족하는 어떤 함수들도 가능하다.결과적으로, 수신 필터 입력 단자(33b)에 존재하는 신호로부터 심벌(τ_m+1)을 추출하기 위해서, 단지 적절한 시간 간격에 대해 적분만을 행하면 된다. L_i(x) 각각은 컴팩트 지원을 가지고 있기 때문에, 상기 합의 각 항들 및 그에 따른 합 그 자체는 유한한 간격에 대해 제로가 아니다. 적분을 위한 상기 적적한 시간 간격이 바로 유한한 간격이다. 그러나 이러한 유한한 시간 간격의 시작 및 중지 시간은 제1 심벌 디코더(34a)의 그것들과는 다르다.

제1 심벌 디코더(34a)의 경우에서처럼, 수신 믹서(35b)를 떠나는 신호는 수신 축적기(44b)의 신호 입력 단자로 제공된다. 신호 입력 단자뿐만 아니라, 상기 수신 축적기(44b)는 축적량이 위치하는 수신 축적기 출력 단자(46b) 및 수신 축적기(44b)에 제어 신호를 제공하는 관련 제어기(48b)를 포함한다. 이러한 제어 신호들은 언제 축적을 시작하는지, 얼마 동안 축적이 발생하는지, 및 축적량을 언제 수신 축적기 출력 단자(46b)에 위치시킬 것인지를 결정한다.

수신 축적기(44b)는 통신 시스템(10)이 아날로그인지 디지탈인지에 따라 합산기 또는 적분기로서 동작한다. 관련 제어기(48b)는 신호 입력 단자에 존재하는 신호를 적분 또는 합산하는 적절한 시간 간격을 선택한다. 이러한 시간 간격은 일반적으로 제1 심벌 디코더(34a)에서 사용되는 시간 간격에 비해 하나의 시간 간격만큼 지연된다. 따라서 수신 축적기(44b) 및 관련 제어기(48b)는 유한 선택 시간 간격에 대해 합산 및 적분을 나타내는 신호를 수신 축적기 출력 단자(46b)에 위치시키도록 협력한다.

심벌(τ_m+1)을 복원하기 위해서, 수신 축적기(44b)는 τ_m+1에 상응하는 위상항이 처음으로 위상폼의 성분이 될 때 적분 처리를 시작한다. 수신 축적기(44b)에 의해 수행되는 상기 적분 처리는 τ_m+1에 상응하는 위상항이 위상폼의 성분들 중 하나로 잔류하는 동안 지속된다. 위상폼이 그 성분으로서 τ_m+1에 상응하는 위상항을 더 이상 가지고 있지 않으면, 적분 처리는 중단되고, τ_m+1에 상응하는 위상항은 수신 축적기 출력 단자(46b)에 제공된다.

본 발명의 동작은 필터 함수의 적절한 선택에 의존하고 통신 시스템이 디지탈인지 아날로그인지에는 의존하지 않는다는 것을 당업자는 잘 이해할 것이다. 따라서 하기 청구범위의 영역은 디지탈 및 아날로그 통신 시스템 모두를 포함한다.

Claims

선택된 심벌 및 상기 선택된 심벌과의 일시적 오버랩을 가지고 있는 적어도 두개의 추가적인 심벌들을 나타내는 위상폼(phaseform)을 가지고 있는 위상-변조된 캐리어로부터 선택된 심벌을 추출하는 방법으로서, 상기 선택된 심벌은 선택된 심벌 전송 간격동안 전송되고, 상기 위상폼은 유한한 기간을 가지는 전송-필터 응답들의 조합을 계산(evaluate)함으로써 발생되고, 상기 조합은 상기 선택된 심벌에 의해 선택된 전송-필터 응답을 가중함으로써 발생된 제1 요소를 포함하며, 상기 방법은

상기 선택된 전송-필터 응답에 상응하는 수신-필터 응답을 제공하는 단계;

상기 수신-필터 응답을 가지고 상기 위상폼을 필터링하여, 수신-필터 응답에 의해 가중된 전송-필터 응답들의 조합을 나타내는 가중 출력을 발생시키는 단계; 및

전송 간격동안 상기 가중 출력을 축적하여, 상기 선택된 심벌을 나타내는 신호를 발생시키는 단계를 포함하는 선택 심벌 추출 방법.
제1항에 있어서,

디지탈 신호인 상기 위상-변조된 캐리어를 선택하는 단계를 추가로 포함하는 선택 심벌 추출 방법.
제1항에 있어서,

아날로그 신호인 상기 위상-변조된 캐리어를 선택하는 단계를 추가로 포함하는 선택 심벌 추출 방법.
제1항에 있어서,

디지탈 신호인 상기 위상폼을 선택하는 단계를 추가로 포함하는 선택 심벌 추출 방법.
제1항에 있어서,

아날로그 신호인 상기 위상폼을 선택하는 단계를 추가로 포함하는 선택 심벌 추출 방법.
제1항에 있어서,

수신-필터 응답을 제공하는 상기 단계는 상기 선택된 전송-필터 응답에 대해 편이-직교(shift-orthogonal)인 수신 필터 응답을 선택하는 단계를 포함하는 선택 심벌 추출 방법.
제1항에 있어서,

수신-필터 응답을 제공하는 상기 단계는 상기 선택된 전송-필터 응답에 대해 편이-쌍직교(shift-biorthogonal)인 수신-필터 응답을 선택하는 단계를 포함하는선택 심벌 추출 방법.
제1항에 있어서,

전송 간격에 대해 가중 출력을 축적하는 상기 단계는 상기 전송 간격의 복수의 시간들 각각에서 상기 가중 출력을 합산하는 단계를 포함하는 선택 심벌 추출 방법.
제1항에 있어서,

전송 간격에 대해 가중 출력을 축적하는 상기 단계는 전송 간격동안 상기 가중 출력을 적분하는 단계를 포함하는 선택 심벌 추출 방법.
선택된 심벌 및 상기 선택된 심벌과의 일시적 오버랩을 가지고 있는 적어도 한개의 추가적인 심벌들을 나타내는 위상폼(phaseform)을 가지고 있는 위상-변조된 캐리어로부터 선택된 심벌을 추출하는 방법으로서, 상기 선택된 심벌은 선택된 심벌 전송 간격동안 전송되고, 상기 위상폼은 전송-필터 응답들의 조합을 계산(evaluate)함으로써 발생되고, 상기 조합은 상기 선택된 심벌에 의해 선택된 전송-필터 응답을 가중함으로써 발생된 제1 요소를 포함하며, 상기 방법은

상기 선택된 전송-필터 응답에 정합되는 수신-필터 응답을 제공하는 단계;

상기 선택된 수신-필터 응답을 가지고 상기 위상폼을 필터링하여, 선택된 수신-필터 응답에 의해 가중된 전송-필터 응답들의 조합을 나타내는 가중 출력을 발생시키는 단계; 및

전송 간격동안 상기 가중 출력을 축적하여, 선택된 심벌을 나타내는 신호를 발생시키는 단계를 포함하는 선택 심벌 추출 방법.
제1 심벌 및 상기 제1 심벌과의 일시적 오버랩을 가지는 적어도 2개의 추가적인 심벌들 위에서 인코딩함으로써 캐리어의 위상폼을 변조하는 방법으로서, 상기 방법은

전송-필터 응답들의 조합을 계산하는 단계로서, 상기 전송-필터 응답들 각각은 유한한 기간을 가지며, 상기 조합은 제1 심벌에 의해 제1 전송 필터 응답을 가중함으로써 형성된 제1 요소를 포함하며, 상기 제1 전송 필터 응답은 제1 수신 필터-응답에 상응하도록 선택되는 단계; 및

상기 전송 필터 응답들의 조합을 가지고 상기 캐리어의 위상폼을 변조하는 단계를 포함하는 변조 방법.
캐리어 신호의 위상 요소에서 제1 심벌 및 제2 심벌을 인코딩하는 방법으로서, 제1 심벌은 제1 간격동안 전송되고, 제2 심벌은 제1 간격과 부분적으로 오버랩되는 제2 간격동안 전송되며, 상기 방법은

제1 간격에서 유한한 기간을 갖는 제1 전송 필터 함수로 상기 제1 심벌을 필터링하여 제1 가중 신호를 발생시키는 단계;

상기 제1 간격과 부분적으로 오버랩되는 제2 간격에서 유한한 기간을 갖는제2 전송 필터 함수로 상기 제2 심벌을 필터링하여 제2 가중 신호를 발생시키는 단계;

적어도 상기 제1 가중 신호 및 제2 가중 신호에 기초하여 변조량을 발생시키는 단계; 및

상기 변조량에 기초하여 상기 캐리어 신호의 위상 요소를 변조하는 단계를 포함하는 인코딩 방법.
제12항에 있어서,

상기 변조량을 발생시키는 단계는 상기 제1 가중 신호 및 제2 가중 신호를 합산하는 단계를 포함하는 인코딩 방법.
제12항에 있어서,

상기 캐리어 신호의 위상 요소를 변조하는 상기 단계는 상기 변조량과 동일한 위상 요소를 선택하는 단계를 포함하는 인코딩 방법.
선택된 심벌 및 상기 선택된 심벌과의 일시적 오버랩을 가지는 적어도 두개의 추가적인 심벌들을 나타내는 위상폼을 가지는 위상-변조된 캐리어로부터 선택된 심벌을 추출하는 수신기로서, 상기 선택된 심벌은 선택된 심벌 전송 간격동안 전송되고, 상기 위상폼은 유한한 기간을 가지는 전송-필터 응답들의 조합을 계산함으로써 발생되며, 상기 조합은 상기 선택된 심벌에 의해 선택된 전송 필터 응답을 가중함으로써 발생된 제1 요소를 포함하고, 상기 수신기는

상기 위상-변조된 캐리어로부터 위상폼을 복원하는 복조기;

상기 선택된 전송-필터 응답에 상응하는 수신 필터 응답을 발생시키기 위해 상기 복조기와 통신하는 수신 필터 발생기;

상기 수신 필터 응답을 가지고 상기 위상폼을 필터링하기 위해 상기 복조기 및 상기 수신 필터 발생기와 통신하는 믹서로서, 상기 수신 필터 응답에 의해 가중된 전송 필터 응답들의 조합을 나타내는 가중 출력을 발생시키는 믹서; 및

상기 믹서와 통신하고 전송 간격에 대해 상기 가중 출력을 축적하여 상기 선택된 심벌을 나타내는 신호를 발생시키는 축적기를 포함하는 수신기.
제15항에 있어서,

상기 수신 필터 발생기는 상기 선택된 전송 필터 응답에 대해 편이-직교(shift-orthogonal)하는 수신 필터 응답을 발생시키는 수신기.
제15항에 있어서,

상기 수신 필터 발생기는 상기 선택된 전송 필터 응답에 대해 편이-오소노말(shift-orthonormal)한 수신 필터 응답을 발생시키는 수신기.
제15항에 있어서,

상기 수신 필터 발생기는 상기 선택된 전송 필터 응답에 대해편이-쌍직교(shift-biorthogonal)하는 수신 필터 응답을 발생시키는 수신기.
제15항에 있어서,

상기 축적기는 전송 간격의 복수의 각 시간에서 가중 출력을 합산하는 수신기.
제15항에 있어서,

상기 축적기는 전송 간격동안 가중 출력을 적분하는 수신기.
캐리어 신호의 위상 요소에서 제1 심벌 및 제2 심벌을 인코딩하기 위한 전송기로서, 상기 제1 심벌은 제1 간격동안 전송되고, 제2 심벌은 상기 제1 간격과 부분적으로 오버랩되는 제2 간격동안 전송되며, 상기 전송기는

제1 간격에서 유한한 기간을 가지는 제1 전송 필터 응답을 발생시키는 제1 전송 필터 응답 발생기;

상기 제1 전송 필터 응답 및 제1 심벌을 수신하도록 연결되어 제1 가중 신호를 발생시키는 제1 믹서(mixer);

상기 제1 간격과 부분적으로 오버랩되는 제2 간격에서 유한한 기간을 가지는 제2 전송 필터 응답을 발생시키기 위한 제2 전송 필터 응답 발생기;

제2 전송 필터 응답 및 제2 심벌을 수신하도록 연결되어 제2 가중 신호를 발생시키는 제2 믹서;

적어도 제1 가중 신호 및 제2 가중 신호를 기초로 하여 변조량을 발생시키기 위해 적어도 제1 믹서 및 제2 믹서와 통신하는 결합기(combiner); 및

상기 변조량에 기초하여 캐리어 신호의 위상 요소를 변조하기 위해 상기 결합기와 통신하는 위상 변조기를 포함하는 전송기.
제21항에 있어서,

상기 결합기는 제1 가중 신호 및 제2 가중 신호를 합산하는 전송기.
제21항에 있어서,

상기 위상 변조기는 캐리어 신호의 위상 요소를 상기 변조량과 동일하도록 설정하는 전송기.
제21항에 있어서,

상기 제1 및 제2 전송 필터 응답 발생기는 수신기에서 수신 필터 발생기에 의해 발생되는 상응하는 제1 및 제2 수신 필터 응답에 대해 편이-직교하는 제1 및 제2 전송 필터 응답을 발생시키는 전송기.