JP4408446B2 - 低い信号対雑音比でｑａｍ信号を送信および受信する方法 - Google Patents

Description

現代の通信システムで使用されているＱＡＭ（直交振幅変調）信号（参考文献１（「最近の直交振幅変調、固定および無線通信の原理および用途（Modern Quadrature Amplitude Modulation. Principles and Applications Fixed and Wireless Communications）」Ｗｅｂｂ Ｗ．， Ｈａｎｚｏ Ｌ． Ｌｏｎｄｏｎ Ｐｅｎｔｅｃｈ Ｐｒｅｓｓ，ＩＥＥＥ ＰＲＥＳＳ−１９９４．１１５〜１２８頁））の送信および受信の多数の方法が公知である。このようなＱＡＭ信号の復調における電力損失は、
−搬送周波数の再生方法
−クロック周波数の再生方法
−隣接チャネルによる選択性
−通信チャネルの干渉特性またはパルス特性、により決まる。

このとき、復調限界、すなわち、搬送周波数の抽出ができなくなる時点におけるＳ／Ｎ比は、信号の生成方法およびこの生成信号からの搬送周波数の抽出方法によって決まる。

ＱＰＳＫ（４位相偏移変調）のような最近の方式の変調に関して、搬送周波数が抽出される時点におけるＳ／Ｎ比の限界は、３〜６ｄＢまたはＥ_ｂ／Ｎ_０の観点からいえば４．５〜５ｄＢ（３／４レートのViterbiアルゴリズムによる干渉安定符号化のレートに対して）であり、また８ＰＳＫ（８位相偏移変調）方式の変調に関して、復調限界はさらに大きく、約１０ｄＢである。この時点において、信号が低下して、その後に再度捕捉されるため、受信は不安定になる。

シャノン（Shannon）限界に到達するために、復調は、非符号化信号におけるＱＰＳＫ復調に関してＳ／Ｎ比＝４．８ｄＢですでに実行されている。符号化信号におけるＱＰＳＫ復調に関してＳ／Ｎ比のしきい値は（１／２の符号化率に対して０ｄＢ、符号化率１／３に対して−２．３ｄＢ、割符号化率１／４に対して−３．８ｄＢ）まで下げられる。

シャノン限界への到達を可能にする、干渉安定符号化、例えばターボ符号化の現在のシステムが公知である。障害となる要因は、信号の生成およびこの信号からの搬送周波数の抽出の方法と結び付けられる同期化方法が存在しない理由から、このような低Ｓ／Ｎ比で作動する復調器が存在しないことである。ＱＰＳＫ、８ＰＳＫ、１６ＱＡＭ等の変調方式を使用する信号スペクトル中には、搬送波の残余は存在せず、したがって、そのコヒーレントな波動が非線形変換とフィルタリングによって受信信号から抽出される。このような変換は、周波数増倍の方法であり、入力信号をＭ値に上げる（ＱＰＳＫに対して４値、８ＰＳＫに対して８値に）ことにより実現される。しかし、信号だけではなく雑音もそのレベルに上昇し、搬送波再生の限界を制限する。このとき、位相不確定性（phase ambiguity）が発生し、この不確定性の除去には相対符号化を信号に採用することが必要とされるが、このように相対符号化を採用することは追加の電力損失をもたらす。

データ送信および受信の提案された方法を用いて、復調限界を大きく低減させることができる。請求項１および２は、提案された方法を特徴付ける。請求項１で提示される第１方法に基づいて実現されるシステムは、本発明の請求項３に記載され、請求項２で提示される第２方法に基づいて実現されるシステムは本発明の請求項４に記載されている。本発明の特徴および利点は添付図面により示されている次の詳細な説明に詳細に提示されるであろう。

図１および図２は、それぞれ、以下に説明するデータ転送の第１方法を実装する装置のシステムの送信および受信部を示す。図１は入力ビットシーケンス１９から送信信号２１を生成する装置を示す。

ｆ_ｔに等しいクロック周波数２０（図５Ａのａ）を有する情報ビットシーケンス１９（図５Ａのｂ））がユニット１に入力される。このビットシーケンス１９は、ユニット１において、クロック周波数ｆ_ｔ／ｋを有するｍレベル（ここでは、ｍ＝２）のシーケンス（図５Ａのｃ）に変換される。ただし、ｋ＝ｌｏｇ_２ｍ（ｍ＝２、ｋ＝１）である。なお、ユニット１が受信するクロック周波数ｆ_ｔ／ｋは、ユニット２から入力される。ユニット４において、ｍレベルシーケンスが、短いパルスのｍレベルシーケンスに変換される（図５Ａのｄ）。この変換されたシーケンスは、ユニット６で短いパルスのシーケンスの奇数番目（図５Ａのｅ）に分離され、ユニット７で短いパルスのシーケンスの偶数番目（図５Ａのｆ）に分離される。これにより、第１および第２のチャネルをそれぞれ形成する。これに関して、相互に１８０°シフトされた、ユニット３からの出力のクロック周波数ｆ_ｔ／ｋの信号が使用される。次に、ユニット８によって、クロック周波数ｆ_ｔ／２ｋの信号から、信号Ｃｏｓ（ω_ｔｔ／４ｋ）（図５Ａのｇ）およびＳｉｎ（ω_ｔｔ／４ｋ）（図５Ａのｈ）が生成される。ただし、ω_ｔ＝２πｆ_ｔである。

ユニット６からの出力の第１チャネルのシーケンスは、ユニット９において、ユニット５により生成される一定成分と合計される。次に、ユニット１０において第１チャネルの信号が信号Ｃｏｓ（ω_ｔｔ／４ｋ）と乗算され（図５Ｂのｉ）、ユニット１１においてユニット７からの出力の第２チャネルの信号が信号Ｓｉｎ（ω_ｔｔ／４ｋ）と乗算される（図５Ｂのｊ）。これらの得られた信号は、それぞれユニット１２および１３において通過帯域エッジｆ_ｔ／４ｋを用いてフィルタリングされる（ユニット１２によりフィルタリングされた信号が図５Ｂのｋで、ユニット１３によりフィルタリングされた信号が図５Ｂのｌである）。ユニット１２の出力における第１チャネル信号中に、情報シーケンスにより生成される成分に加えて、Ｃｏｓ（ω_ｔｔ／４ｋ）の信号が存在し、そのレベルはユニット５により生成される一定成分のレベルによって決められる。次にユニット１５において、ユニット１２からの出力が、信号Ｃｏｓω_０ｔと乗算される（ただし、ω_０／２πはユニット１４により生成される搬送波の周波数）。ユニット１６においては、ユニット１３からの出力信号が、信号Ｃｏｓω_０ｔからユニット１７により生成される信号Ｓｉｎω_０ｔと乗算される。ユニット１５およびユニット１６からの乗算結果は、ユニット１８において合計され、これにより送信のための出力信号２１を生成する。

この信号中には、情報シーケンスにより形成される成分に加えて、周波数ω_０／２π−ｆ_ｔ／４ｋおよびω_０／２π＋ｆ_ｔ／４ｋの追加成分が存在し、この成分のレベルが追加の電力損失を発生させる。これら追加成分の電力が主信号の電力の５〜７％である場合、これらの追加成分に伴う損失は０．２〜０．３ｄＢに等しい。

図２は情報シーケンス４５の受信および再生において受信信号２２を処理する装置を示す。受信端では、情報信号２２が増幅され、前フィルタリングされて、ユニット２３によって中間周波数ω_ＩＦ／２πに変換される。

ユニット２３の出力からの中間周波数の情報信号は、ユニット３３および３４のそれぞれにおいて信号Ｃｏｓ（ω_ＩＦｔ）およびＳｉｎ（ω_ＩＦｔ）が乗算されて復調され、第１および第２チャネルをそれぞれ生成する。第１および第２チャネルの信号はユニット３５および３６においてそれぞれフィルタリングされ、０〜ｆ_ｔ／４ｋの周波数成分が抽出される。ユニット１２（図１）および３５と、ユニット１３（図１）および３６とにおけるフィルタリングは、相互に関係し、ユニット１２および３５の通過パルス特性とユニット１３および３６の通過パルス特性とが最小の符号間干渉ひずみとなるような方法で実行され、すなわち、例えば、ナイキスト基準（参考文献２（「最近の直交振幅変調、固定および無線通信の原理および用途（Modern Quadrature Amplitude Modulation. Principles and Applications Fixed and Wireless Communications）」Ｗｅｂｂ Ｗ．， Ｈａｎｚｏ Ｌ． Ｌｏｎｄｏｎ Ｐｅｎｔｅｃｈ Ｐｒｅｓｓ，ＩＥＥＥ ＰＲＥＳＳ−１９９４．１０１〜１１５頁））を満たし、かつｍレベルの情報シーケンスの短いパルスの最終のパルス幅により生じる信号スペクトルのひずみを考慮に入れるような方法で実行される。

次に、第１チャネルの信号が、ユニット２４、２５、２６、２７、２８により構成される第１システムＰＬＬ（位相ロックループ）において使用され、クロック周波数ｆ_ｔ／ｋの信号ならびに信号Ｃｏｓ（（ω_ｔ／４ｋ）×ｔ）および信号Ｓｉｎ（（ω_ｔ／４ｋ）×ｔ）が抽出される。これに関して、ユニット２７において、前段２５の信号Ｃｏｓ（ω_ｔｔ／４ｋ）の−π／２の位相シフトによって得られる信号Ｓｉｎ（ω_ｔｔ／４ｋ）が、フィルタ３５の出力の第１チャネル信号と乗算される。ユニット２７の出力信号はフィルタ２８により処理されて、クロック周波数ｆ_ｔ／ｋの信号発生器２４の調整に用いられる。この発生器出力から、前段２５によって信号Ｃｏｓ（ω_ｔｔ／４ｋ）が生成される。

ユニット２９、３０、３１、３２、３４および３６により構成される第２システムＰＬＬによって、信号Ｃｏｓ（ω_ＩＦｔ）およびＳｉｎ（ω_ＩＦｔ）が抽出される。これに関して、ユニット３６の出力の第２チャネル信号が、ユニット３１において前段２５の信号Ｃｏｓ（ω_ｔｔ／４ｋ）と乗算される。ユニット３１の出力信号はフィルタ３２により処理されて、信号発生器２９の調整に用いられる。

第１および第２システムＰLＬの両方の同期には、送信端で導入されたスペクトル成分Ｃｏｓ（ω_ＩＦｔ＋ω_ｔｔ／４ｋ）およびＣｏｓ（ω_ＩＦｔ−ω_ｔｔ／４ｋ）が使用される。ユニット３７において、第１チャネルの信号から、信号Ｃｏｓ（（ω_ｔ／４ｋ）×ｔ）が、ユニット３８により指定された割合、かつ送信端において短いパルスの偶数番目のｍレベルシーケンスのチャネルに加えられた固定成分の値により定義される割合で減算される。その後、第１チャネルの信号が、ユニット３９において信号Ｃｏｓ（（ω_ｔ／４ｋ）×ｔ）と乗算され、ユニット４０において第２チャネルの信号が信号Ｓｉｎ（（ω_ｔ／４ｋ）×ｔ）と乗算される。乗算結果はユニット４１において合算される。この出力信号は、ユニット４２においてクロック周波数ｆ_ｔ／ｋを用いてアナログディジタル変換される。この変換された信号は、ｍレベル情報シーケンスを出力で受信し、ユニット４３で生成されたクロック周波数ｆ_ｔの信号を用いて、コンバータ４４によって出力信号であるビット情報シーケンス４５に変換される。

上述の方法はオフセットＱＡＭ（Ｏ−ＱＡＭ）信号に対して適用できる。非オフセットＱＡＭ信号に対して使用する場合、転送における信号は少し異なるものとなる。ユニット６（図１）からの出力の第１チャネルのシーケンスは、ユニット１０において信号Ｃｏｓ（（ω_ｔ／４ｋ）×ｔ）と乗算され、その後、信号Ａ・Ｓｉｎ（（ω_ｔ／４ｋ）×ｔ）と加算される。ここで、Ａはユニット５により生成される固定成分の値であり、さらに、ユニット１２によりフィルタリングされる。この場合は受信端において情報サンプルに追加信号が結合されていないため、ユニット３７（図２）における減算は必要ではない。

図３および図４はそれぞれ、データ転送の第２方法を実装する装置のシステムの送信および受信部を示す。図３は入力ビットシーケンス１７から送信信号１９を生成する装置を示す。

ｆ_ｔに等しいクロック周波数１８（図５Ａのａ）を有する情報ビットシーケンス１７（図５Ａのｂ）がユニット１に入力される。このビットシーケンス１７は、ユニット１において、クロック周波数ｆ_ｔ／ｋを有するｍレベル（ここでは、ｍ＝２）のシーケンス（図５Ａのｃ）に変換される。ただし、ｋ＝ｌｏｇ_２ｍ（ｍ＝２、ｋ＝１）である。なお、ユニット１が受信するクロック周波数ｆ_ｔ／ｋは、ユニット２から入力される。ユニット４において、ｍレベルシーケンスが、第１および第２チャネルを形成するクロック周波数ｆ_ｔ／２ｋの２つの並列なｍレベルシーケンスに変換される。

次にユニット５によってクロック周波数信号ｆ_ｔ／ｋから、短いパルス１、０、−１、０、．．．のシーケンスである信号Ｃｏｓ（（ω_ｔ／４ｋ）×ｔ）（ω_ｔ＝２πｆ_ｔ）と、短いパルス０、Ａ，０、−Ａ．．．のシーケンスである信号Ａ・Ｓｉｎ（（ω_ｔ／４ｋ）×ｔ）とが生成される。振幅Ａは送信出力信号の追加成分のレベルを規定する。

ｍレベルの短いパルスのシーケンスを受信する第１および第２チャネルのｍレベルシーケンスは、それぞれユニット６および７において、信号Ｃｏｓ（（ω_ｔ／４ｋ）×ｔ）で乗算される。ユニット８および９において、両方のチャネルの信号は信号Ａ・Ｓｉｎ（（ω_ｔ／４ｋ）×ｔ）と合計される。この合計された信号はユニット１０および１１それぞれにおいてｆ_ｔ／４ｋの周波数を用いてフィルタリングされる。フィルタ１０、１１の出力における両方のチャネルの信号中には、情報シーケンスにより形成される成分に加えて、信号Ａ・Ｓｉｎ（（ω_ｔ／４ｋ）×ｔ）が存在し、そのレベルは指定された値Ａのレベルにより決まる。

フィルタ１０からの出力信号は、ユニット１３において信号Ｃｏｓω_０ｔで乗算される。ただし、ω_０／２πはユニット１４で生成される搬送波の周波数である。フィルタ１１からの出力信号はユニット１４において、信号Ｃｏｓω_０ｔからユニット１５により生成される信号Ｓｉｎω_０ｔで乗算される。ユニット１３およびユニット１４からの乗算結果は、ユニット１６において合計され、これにより送信のための出力信号１９を生成する。

この信号中には、情報シーケンスにより生成される成分に加えて、周波数ω_０／２π−ｆ_ｔ／４ｋおよびω_０／２π＋ｆ_ｔ／４ｋの追加成分が存在し、この成分のレベルが追加の電力損失を生させる。

図４は情報シーケンス４８の受信および再生において受信信号２０を処理する装置を示す。受信端では、情報信号２０が増幅され、前フィルタリングされて、ユニット２１によって中間周波数ω_ＩＦ／２πに変換される。

ユニット２１の出力からの中間周波数の情報信号は、ユニット３６および３７のそれぞれにおいて信号Ｃｏｓ（ω_ＩＦｔ）およびＳｉｎ（ω_ＩＦｔ）と乗算されて復調され、第１および第２チャネルをそれぞれ生成する。第１および第２チャネルの信号は、周波数エッジｆ_ｔ／２ｋを有する低域通過周波数フィルタ３８、３９によって前フィルタリングされ、ユニット４０、４１においてクロック周波数ｆ_ｔ／ｋを用いてアナログディジタル変換を実行する。次に、両方のチャネルの信号はフィルタ４２および４３により最適の方法でフィルタリングされ、０〜ｆ_ｔ／４ｋの周波数成分が抽出される。ユニット１０（図３）および４２と、ユニット１１（図３）および４３とにおけるフィルタリングは、相互に関係し、ユニット１１および４２の通過パルス特性とユニット１１および４３の通過パルス特性とが最小の符号間干渉ひずみとなるような方法で実行され、すなわち、例えば、ナイキスト基準（上記参考文献２）を満たし、かつｍレベルの情報シーケンスの短いパルスの最終のパルス幅により生じる信号スペクトルのひずみを考慮に入れるような方法で実行される。

ＰＬＬシステムにおける使用については、第１および第２チャネルの信号はそれぞれユニット２６および３２においてフィルタリングされる。フィルタ２６および３２は高域通過周波数フィルタまたは周波数ｆ_ｔ／４ｋに調整される通過フィルタであり、信号Ａ・Ｓｉｎ（（ω_ｔ／４ｋ）×ｔ）の抽出および情報スペクトルの作用の低減に必要とされる。

クロック周波数信号ｆ_ｔ、ｆ_ｔ／ｋおよび信号Ｃｏｓ（（ω_ｔ／４ｋ）×ｔ）、Ｓｉｎ（（ω_ｔ／４ｋ）×ｔ）の抽出に、ユニット２２〜２９、３２、４０〜４２により構成される第１ＰＬＬシステムが使用される。これに関して、フィルタ２６および３２の出力信号はユニット２７において合算され、ユニット２８において前段２４の信号Ｃｏｓ（ω_ｔ／４ｋ×ｔ）で乗算される。ユニット２８の出力信号はループフィルタ２９により処理されて、クロック周波数ｆ_ｔの信号発生器２２の調整に用いられる。この発生器出力から、デバイダ２３によってクロック周波数ｆ_ｔ／ｋが得られ、次にこのクロックから、前段２４によって信号Ｃｏｓ（ω_ｔ／４ｋ×ｔ）が生成される。

ユニット２６、３０〜４３により構成される第２ＰＬＬシステムによって、信号Ｃｏｓ（ω_ＩＦｔ）およびＳｉｎ（ω_ＩＦｔ）が抽出される。これに関して、フィルタ２６の出力信号からフィルタ３２の出力信号がユニット３３において減算され、ユニット３４において、前段２４の信号Ｃｏｓ（ω_ｔｔ／４ｋ）の−π／２の位相シフトによって得られる信号Ｓｉｎ（ω_ｔ／４ｋ×ｔ）で乗算される。ユニット３４の出力信号はループフィルタ３５により処理され、信号Ｃｏｓ（ω_ＩＦｔ）を発生する信号発生器３０の調整に使用される。この信号発生器３０による信号Ｃｏｓ（ω_ＩＦｔ）は、位相回転器（phase rotator）３１によって−π／２位相シフトされて信号Ｓｉｎ（ω_ＩＦｔ）が生成される。

次に、フィルタ４２および４３からの出力の第１および第２チャネル信号がそれぞれ、ユニット４４および４５において、クロック周波数ｆ_ｔ／ｋを有するシーケンス１、０、−１、０．．．である信号Ｃｏｓ（ω_ｔｔ／４ｋ）と乗算され、搬送周波数抽出における位相不確定性が除去される。これによりコンバータ４６において２つのｍレベルシーケンスが得られ、クロック周波数ｆ_ｔ／ｋを有する１つのｍレベルシーケンスに一体化される。次にユニット４７によって、クロック周波数ｆ_ｔ／ｋを有するビット情報シーケンスに変換され、このビット情報シーケンスが出力信号となる。

したがって、データ送信および受信の提案される方法においては、周波数ω_ＩＦ／２πの搬送周波数が、受信端において通常のＰＬＬを利用する線形方法によって抽出される。この方法では、周波数ｆ_ＩＦおよびｆ_ｔ／ｋを用いて調整される信号発生器を使用し、ＱＰＳＫ信号に対する復調限界を最小６ｄＢ程度低減し、８ＰＳＫ信号に対してはそれ以上減少させることができる。このとき復調器は０．５ｄＢ以下の損失を有し、この損失は既存の復調器の損失と同等であり、−３ｄＢ以下のＳＮ比での作動を可能にする。受信端において４値、８値および１６値の非線形変換を利用して搬送周波数を抽出することを必要としないような方法で送信部が構成される。なお、この搬送周波数の抽出は既存の復調器においては必要とされる。提案される方法における復調器は汎用であり、任意のＱＡＭ信号の復調に適している。この方法は復調において位相不確定性をなくすことに加えて、その除去のために相対符号化を採用する必要がなく、追加の電力損失を低減することを意味する。

ＱＡＭ信号の送信および受信の提案される方法が適用されるすべてのユニットは、現実に有効である。したがって、各ユニットは、例えば、ターボ符号化を採用するモデムと組み合わせて容易に実現でき、既存の無線通信のインフラストラクチャ内に容易に配置でき、その技術的特徴により、既存のデータ転送速度を維持するのに、電力および周波数リソースを経済的なものにする。

第１方法による送信信号生成の図である。 第１方法による受信信号処理の図である。 第２方法による送信信号生成の図である。 第２方法による受信信号処理の図である。 第１方法による信号生成における図のいくつかの特有な点における信号のオシログラムである。 図５Ａの続きの図である。

Claims (4)

1. ０ｄＢ未満の信号対雑音比での任意のデータ転送速度に対する通信ネットワークで使用されるＱＡＭ（直交振幅変調）信号の送信および受信の方法であって、
   送信方法は、
   クロック周波数ｆ_ｔを有する元の情報ビットシーケンスをクロック周波数ｆ_ｔ／ｋ（ただし、ｋ＝ｌｏｇ_２（ｍ））を有するｍレベルシーケンスに変換するステップと、
   このｍレベルシーケンスをｍレベルの短いパルス（オフデューティーファクタ＞＞２）に変換するステップと、
   この短いパルスをクロック周波数ｆ_ｔ／２ｋを有するｍレベルの短いパルスの偶数および奇数のシーケンスに分離し、第１および第２のチャネルをそれぞれ生成するステップと、
   前記第１チャネルの信号と固定成分を加算するステップと、
   前記第１チャネルの信号に信号Ｃｏｓ（２πｆ_ｔ／４ｋ×ｔ）を乗算し、前記第２チャネルの信号に信号Ｓｉｎ（２πｆ_ｔ／４ｋ×ｔ）を乗算するステップと、
   各チャネルの前記信号をフィルタリングし、０〜ｆ_ｔ／４ｋの周波数成分を抽出するステップと、
   前記第１チャネルの信号にＣｏｓω_０ｔを乗算し、前記第２チャネルの信号にＳｉｎω_０ｔを乗算する（ただし周波数ω_０／２πは搬送波の周波数）ステップと、
   両チャネルのこれらの結果信号を加算して送信信号を生成するステップとを有し、
   受信方法は、
   中間周波数ω_ＩＦ／２πに変換するステップと、
   入力スペクトルに存在する信号Ｃｏｓ（ω_ＩＦｔ＋ω_ｔｔ／４ｋ）およびＣｏｓ（ω_ＩＦｔ−ω_ｔｔ／４ｋ）から、第１システムのＰＬＬ（位相ロックループ）によってクロック周波数ｆ_ｔ／ｋの信号ならびに信号Ｃｏｓ（ω_ｔｔ／４ｋ）およびＳｉｎ（ω_ｔｔ／４ｋ）を抽出し、第２システムのＰＬＬ（位相ロックループ）によって信号Ｃｏｓω_ＩＦｔおよびＳｉｎω_ＩＦｔを抽出するステップと、
   中間周波数の信号を、信号Ｃｏｓω_ＩＦｔおよびＳｉｎω_ＩＦｔと乗算することにより復調し、前記第１および第２チャネルをそれぞれ生成するステップと、
   各チャネルの信号をフィルタリングして０〜ｆ_ｔ／４ｋの周波数成分を抽出するステップと、
   第１チャネルの信号から、信号Ｃｏｓ（ω_ｔｔ／４ｋ）が、送信側で加えられた前記固定成分の値により定義される割合で減算されるステップと、
   前記第１チャネルの信号に信号Ｃｏｓ（ω_ｔｔ／４ｋ）を乗算し、前記第２チャネルの信号に信号Ｓｉｎ（ω_ｔｔ／４ｋ）を乗算するステップと、
   これら両チャネルの結果信号を合算するステップと、
   前記クロック周波数ｆ_ｔ／ｋを用いて、合算された信号をディジタル形式に変換し、ｍレベル情報シーケンスを得るステップと、
   クロック周波数ｆ_ｔ／ｋを有するｍレベル情報シーケンスを、前記クロック周波数ｆ_ｔを用いて前記ビット情報シーケンスに変換して、出力信号を生成するステップとを有する、ＱＡＭ信号の送信および受信方法。
2. ０ｄＢ未満の信号対雑音比での任意のデータ転送速度に対する通信ネットワークで使用されるＱＡＭ（直交振幅変調）信号の送信および受信の方法であって、
   送信方法は、
   クロック周波数ｆ_ｔを有する元の情報ビットシーケンスをクロック周波数ｆ_ｔ／ｋ（ただし、ｋ＝ｌｏｇ_２（ｍ））を有するｍレベルシーケンスに変換するステップと、
   クロック周波数ｆ_ｔ／ｋを有するｍレベルのシーケンスをクロック周波数ｆ_ｔ／２ｋを有する２つの並列なシーケンスに変換して、第１および第２チャネルをそれぞれ生成するステップと、
   前記第１および第２チャネルの信号に、クロック周波数信号ｆ_ｔ／ｋを有する短いパルス１、０、−１、０、．．．のシーケンスである信号Ｃｏｓ（２π×（ｆ_ｔ／４ｋ）×ｔ）を乗算するステップと、
   これら第１および第２チャネルの信号に、クロック周波数信号ｆ_ｔ／ｋを有する短いパルス０、Ａ，０、−Ａ．．．のシーケンスである信号Ａ・Ｓｉｎ（２π×ｆ_ｔ／４ｋ×ｔ）を加算するステップと、
   各チャネルの信号をフィルタリングして０〜ｆ_ｔ／４ｋの周波数成分を抽出するステップと、
   前記第１チャネルの信号に信号Ｃｏｓω_０ｔを乗算し、前記第２チャネルの信号に信号Ｓｉｎω_０ｔを乗算する（ただし、ω_０／２πは搬送波の周波数）ステップと、
   両チャネルのこれらの結果信号を加算して送信信号を生成するステップとを有し、
   受信方法は、
   中間周波数ω_ＩＦ／２πに変換するステップと、
   入力信号スペクトル中の周波数ｆ_ＩＦ＋ｆ_ｔ／４ｋおよびｆ_ＩＦ−ｆ_ｔ／４ｋの成分を用いて、第１ＰＬＬシステムによってクロック周波数信号ｆ_ｔおよびｆ_ｔ／ｋならびに信号Ｃｏｓω_ｔｔ／４ｋおよびＳｉｎω_ｔｔ／４ｋを抽出し、第２ＰＬＬシステムによって信号Ｃｏｓω_ＩＦｔおよびＳｉｎω_ＩＦｔを抽出するステップと、
   中間周波数の信号を、信号Ｃｏｓω_ＩＦｔおよびＳｉｎω_ＩＦｔと乗算することにより復調し、前記第１および第２チャネルをそれぞれ生成するステップと、
   前記第１および第２チャネルの信号をクロック周波数ｆ_ｔ／ｋを用いてディジタル形式に変換するステップと、
   各チャネルの信号をフィルタリングして０〜ｆ_ｔ／４ｋの周波数成分を抽出するステップと、
   前記第１および第２チャネルの信号に、クロック周波数信号ｆ_ｔ／ｋを用いて、１、０、−１、０、．．．のシーケンスである信号Ｃｏｓ（２π×ｆ_ｔ／４ｋ×ｔ）を乗算することにより、再生されるメッセージの不確定性を除去するステップと、
   クロック周波数ｆ_ｔ／ｋを用いて前記第１および第２チャネルの２つのｍレベル信号を１つのｍレベル情報シーケンスに変換するステップと、
   クロック周波数ｆ_ｔ／ｋを有するｍレベル情報シーケンスを、前記クロック周波数ｆ_ｔを用いて前記ビット情報シーケンスに変換して、出力信号を生成するステップとを有する、ＱＡＭ信号の送信および受信方法。
3. ０ｄＢ未満のＳＮＲでの任意のデータ転送速度に対する通信ネットワークで使用されるＱＡＭ（直交振幅変調）信号の送信および受信を行うシステムであって、送信信号を生成する第１装置および受信側で信号を処理する第２装置を備え、
   前記第１装置が、
   クロック周波数ｆ_ｔを有する情報ビットシーケンスをクロック周波数ｆ_ｔ／ｋ（ただし、ｋ＝ｌｏｇ_２（ｍ））を有するｍレベルのシーケンスに変換するコンバータ（１）と、
   クロック周波数ｆ_ｔの信号からクロック周波数ｆ_ｔ／ｋの信号を得るように、ｋ分周する周波数デバイダ（２）と、
   ユニット（６）および（７）をそれぞれ制御するために、第１の信号が位相０で、第２の信号が位相πである、クロック周波数ｆ_ｔ／２ｋの２つの信号を生成する生成器（３）と、
   ｍレベルのシーケンスをｍレベルの短いパルス（オフデューティーファクタ＞＞２）のシーケンスに変換するコンバータ（４）と、
   固定成分の生成器（５）と、
   クロック周波数ｆ_ｔ／２ｋを有する偶数および奇数のサンプルのシーケンスを抽出し、前記第１および第２チャネルをそれぞれ生成するスイッチ（６）および（７）と、
   クロック周波数ｆ_ｔ／２ｋの信号から信号Ｃｏｓ（ω_ｔｔ／４ｋ）およびＳｉｎ（ω_ｔｔ／４ｋ）を生成する生成器（８）と、
   前記第１チャネルの信号に前記固定成分を加算する加算器（９）と、
   前記第１および第２チャネルの信号に信号Ｃｏｓ（ω_ｔｔ／４ｋ）およびＳｉｎ（ω_ｔｔ／４ｋ）をそれぞれ乗算する乗算器（１０）および（１１）と、
   前記第１および第２チャネルをそれぞれフィルタリングし、周波数成分０〜ｆ_ｔ／４ｋの抽出、および送信のための最適スペクトルの生成を行うフィルタ（１２）および（１３）と、
   前記第１チャネルの信号に信号Ｃｏｓω_０ｔ（ただし、ω_０／２πは搬送波の周波数）を乗算する乗算器（１５）と、
   前記第２チャネルの信号にＳｉｎω_０ｔ（ただし、ω_０／２πは搬送周波数）を乗算する乗算器（１６）と、
   搬送波信号Ｃｏｓω_０ｔの信号発生器（１４）と、
   信号Ｓｉｎω_０ｔを生成するために−π／２位相シフトする位相回転器（１７）と、
   前記第１および第２チャネルの結果信号を合算して送信信号（２１）を生成する加算器（１８）とを有し、
   前記第２装置が、
   入力信号のスペクトルを増幅し、前フィルタリングし、前記中間周波数ω_ＩＦ／２πに変換するプレセレクタ（２３）と、
   信号Ｃｏｓω_ＩＦｔの周波数により制御される信号発生器（２９）と、
   信号Ｓｉｎω_ＩＦｔを得るように、信号Ｃｏｓω_ＩＦｔを−π／２位相シフトする位相回転器（３０）と、
   信号Ｃｏｓω_ＩＦｔに前記中間周波数の前記入力信号を乗算して前記第１チャネルを生成する乗算器（３３）と、
   信号Ｓｉｎω_ＩＦｔに前記中間周波数の前記入力信号を乗算して前記第２チャネルを生成する乗算器（３４）と、
   前記第１および第２チャネルそれぞれの最適なフィルタリングのための通過帯域エッジｆ_ｔ／４ｋを有するフィルタ（３５）、（３６）と、
   クロック周波数ｆ_ｔ／ｋの制御信号発生器（２４）と、
   クロック周波数の信号ｆ_ｔ／ｋから信号Ｃｏｓ（ω_ｔｔ／４ｋ）（ただし、ω_ｔ＝２πｆ_ｔ）を生成する生成器（２５）と、
   信号Ｓｉｎ（ω_ｔｔ／４ｋ）を得るように、信号Ｃｏｓω_ｔ／４ｋを−π／２位相シフトする位相回転器（２６）と、
   前記フィルタ出力（３５）からの前記第１チャネルの信号に信号Ｓｉｎ（ω_ｔｔ／４ｋ）を乗算する乗算器（２７）と、
   ユニット（２４）、（２５）、（２６）、（２７）を結合して第１システムＰＬＬを形成し、前記クロック周波数信号ｆ_ｔ／ｋならびに信号Ｃｏｓ（ω_ｔｔ／４ｋ）およびＳｉｎ（ω_ｔｔ／４ｋ）を抽出するループフィルタ（２８）と、
   フィルタ（３６）からの出力の前記第２チャネルの信号に信号Ｃｏｓ（ω_ｔｔ／４ｋ）を乗算する乗算器（３１）と、
   ユニット（２９）、（３０）、（３１）、（３４）、（３６）を結合して第２システムＰＬＬを形成し、信号Ｃｏｓω_ＩＦｔおよびＳｉｎω_ＩＦｔを抽出するループフィルタ（３２）と、
   送信において導入された、前記第１チャネルにおける信号Ｃｏｓ（ω_ｔｔ／４ｋ）の成分を前記固定成分の値により定義された割合で補正する加算器（３７）と、
   加算器（３７）における補正に対して信号Ｃｏｓ（ω_ｔｔ／４ｋ）の値を指定する減衰器（３８）と、
   前記第１チャネルの信号に信号Ｃｏｓ（ω_ｔｔ／４ｋ）を乗算する乗算器（３９）と、
   前記第２チャネルの信号に信号Ｓｉｎ（ω_ｔｔ／４ｋ）を乗算する乗算器（４０）と、
   前記第１および第２チャネルの結果信号を合算する加算器（４１）と、
   アナログ信号を前記クロック周波数ｆ_ｔ／ｋを用いてディジタルコードに変換し、ｍレベルの情報シーケンスを生成する、アナログディジタルコンバータ（４２）と、
   クロック周波数ｆ_ｔを得るように、クロック周波数ｆ_ｔ／ｋにｋを乗算する乗算器（４３）と、
   前記クロック周波数ｆ_ｔ／ｋを有するｍレベルの情報シーケンスを、前記クロック周波数ｆ_ｔを用いて前記ビット情報シーケンスに変換して、出力信号を生成するコンバータ（４４）とを有する、ＱＡＭ信号の送受信システム。
4. ０ｄＢ未満のＳＮＲでの任意のデータ転送速度に対する通信ネットワークで使用されるＱＡＭ（直交振幅変調）信号の送信および受信を行うシステムであって、送信信号を生成する第１装置および受信側で信号を処理する第２装置を備え、
   前記第1装置が、
   クロック周波数ｆ_ｔを有する情報ビットシーケンスをクロック周波数ｆ_ｔ／ｋ（ただし、ｋ＝ｌｏｇ_２（ｍ））を有するｍレベルのシーケンスに変換するコンバータ（１）と、
   クロック周波数ｆ_ｔの信号からクロック周波数ｆ_ｔ／ｋの信号を得るように、ｋ分周する周波数デバイダ（２）と、
   クロック周波数信号ｆ_ｔ／２ｋを得るように、２分周する周波数デバイダ（３）と、
   前記第１および第２チャネルのクロック周波数ｆ_ｔ／２ｋを用いて２つのｍレベルのシーケンスを生成する生成器（４）と、
   クロック周波数信号ｆ_ｔ／ｋからＣｏｓ（ω_ｔｔ／４ｋ）およびＡ・Ｓｉｎ（ω_ｔｔ／４ｋ）を生成する生成器（５）と、
   前記第１および第２チャネルの信号に信号Ｃｏｓ（ω_ｔｔ／４ｋ）を乗算する乗算器（６）および（７）と、
   前記第１および第２チャネルの信号に信号Ａ・Ｓｉｎ（ω_ｔｔ／４ｋ）（ただし、値Ａは送信信号の出力スペクトル中の追加成分のレベルを定義する）を加算する加算器（８）および（９）と、
   前記第１および第２チャネルをそれぞれフィルタリングし、周波数成分０〜ｆ_ｔ／４ｋの抽出、および送信のための最適スペクトルの生成を行うフィルタ（１０）および（１１）と、
   前記第１チャネルの信号に信号Ｃｏｓω_０ｔ（ただし、ω_０／２πは搬送波の周波数）を乗算する乗算器（１３）と、
   前記第２チャネルの信号に信号Ｓｉｎω_０ｔ（ただし、ω_０／２πは搬送波の周波数）を乗算する乗算器（１４）と、
   搬送波信号Ｃｏｓω_０ｔの信号発生器（１２）と、
   −π／２位相シフトして信号Ｓｉｎω_０ｔを生成する位相回転器（１５）と、
   前記第１および第２チャネルの結果信号を合算して送信信号（１９）を生成する加算器（１６）とを有し、
   前記第２装置が、
   入力信号のスペクトルを増幅し、前フィルタリングし、前記中間周波数ω_ＩＦ／２πに変換するプレセレクタ（２１）と、
   信号Ｃｏｓω_ＩＦｔの周波数により制御される信号発生器（３０）と、
   信号Ｓｉｎω_ＩＦｔを得るように、信号Ｃｏｓω_ＩＦｔを−π／２位相シフトする位相回転器（３１）と、
   信号Ｃｏｓω_ＩＦｔに前記中間周波数の前記入力信号を乗算して前記第１チャネルを生成する乗算器（３６）と、
   信号Ｓｉｎω_ＩＦｔに前記中間周波数の前記入力信号を乗算して前記第２チャネルを生成する乗算器（３７）と、
   アナログディジタル変換の前に前フィルタリングするための、周波数エッジｆ_ｔ／２ｋを有する低周波数のフィルタ（３８）、（３９）と、
   前記第１および第２チャネルのアナログ信号をクロック周波数ｆ_ｔ／ｋを用いてディジタル信号に変換するアナログディジタルコンバータ（４０）、（４１）と、
   前記第１および第２チャネルそれぞれの最適なフィルタリングのための周波数エッジｆ_ｔ／４ｋを有するフィルタ（４２）、（４３）と、
   クロック周波数ｆ_ｔの制御信号発生器（２２）と、
   クロック周波数ｆ_ｔ／ｋの信号を得るように、クロック周波数ｆ_ｔの信号をｋ分周する周波数デバイダ（２３）と、
   クロック周波数ｆ_ｔ／ｋの信号から信号Ｃｏｓ（ω_ｔｔ／４ｋ）（ただし、ω_ｔ＝２πｆ_ｔ）を生成する、生成器（２４）と、
   信号Ｓｉｎ（ω_ｔｔ／４ｋ）を得るように、信号Ｃｏｓ（ω_ｔｔ／４ｋ）を−π／２位相シフトする位相回転器（２５）と、
   前記第１および第２チャネルそれぞれの信号から、周波数ｆ_ｔ／４ｋの信号成分を抽出するフィルタ（２６）、（３２）と、
   フィルタ（２６）および（３２）からの出力信号を合算する加算器（２７）と、
   フィルタ（２６）の入力信号からフィルタ（３２）の出力信号を減算する加算器（３３）と、
   加算器（２７）の出力信号に信号Ｃｏｓ（ω_ｔｔ／４ｋ）を乗算する乗算器（２８）と、
   ユニット（２２）〜（２８）、（３２）を結合して第１システムＰＬＬを形成して、クロック周波数信号ｆ_ｔおよびｆ_ｔ／ｋならびに信号Ｃｏｓω_ｔｔ／４ｋおよびＳｉｎω_ｔｔ／４ｋを抽出する、ループフィルタ（２９）と、
   加算器（３３）の前記出力信号に信号Ｓｉｎ（ω_ｔｔ／４ｋ）を乗算する乗算器（３４）と、
   ユニット（３０）、（３１）、（３６）〜（４３）、（２６）、（３２）〜（３４）を結合して第２システムＰＬＬを形成して、信号Ｃｏｓω_ＩＦｔおよびＳｉｎω_ＩＦｔを抽出する、ループフィルタ（３５）と、
   前記第１および２チャネルの信号に信号Ｃｏｓ（ω_ｔｔ／４ｋ）を乗算する乗算器（４４）、（４５）と、
   クロック周波数ｆ_ｔ／ｋを有する前記第１および第２チャネルのｍレベルのシーケンスを、１つのｍレベルの情報シーケンスに変換するコンバータ（４６）と、
   クロック周波数ｆ_ｔ／ｋを有するｍレベルの情報シーケンスを、クロック周波数ｆ_ｔを有するビット情報シーケンス（４８）に変換して、出力信号を生成するコンバータ（４７）とを有する、ＱＡＭ信号の送受信システム。

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