JPH0281529A

JPH0281529A - スペクトル拡散通信方式

Info

Publication number: JPH0281529A
Application number: JP63233302A
Authority: JP
Inventors: Yukinobu Ishigaki; 石垣　行信
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 1988-09-16
Filing date: 1988-09-16
Publication date: 1990-03-22
Anticipated expiration: 2009-02-02
Also published as: US4943976A; JPH069348B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明はスペクトル拡散通信方式に係り、特に、受信〈
復調）側における逆拡散用の擬似雑音を発生するための
拡散符号発生回路を不要としたスベクトル拡散通信方式
において、逆拡散回路と搬送波生成用逆拡散回路を設け
て、１次変調波信号の同期復調を容易にしたスベクＩ・
ル拡散通信方式に関する。

〔技術的背景〕

スペクトル拡散通信方式とは、キャリアを情報信号にて
１次変調したものを広帯域の雑音状の拡散符号により２
次変調して、非常に広い帯域に拡散する方式である。一
般的には、２次変調方式の違いにより、直接拡１１ｃ（
ＤＳ）方式１周波数ホッピング（ＰＨ）方式、ハイブリ
ッド方式等があり、本発明方式はこのうち前者のＤＳ方
式に関する。

かかるスペクトル拡散通信には次のような多くの特長が
ある。

■秘匿性（秘話性）か非常に高い。

■外部干渉や雑音、故意の妨害に強い。

■従来システムと共存できる。

■Ｍ　ＣＡ局のような制御局や制御チャンネルが不要で
ある。

■アドレスコードでの管理ができる。

■ＤＳ＜直接拡ｆｔｌ方式では電力密度が低いので、電
波か存在していないように見える（微弱な電力で送信で
きる）。

■通話品位の低下を若干許容ずれは、局数を増加できる
。

■疑似雑音符号信号を変えることにより、同一周波数帯
域内に多重することが可能である。

これらのことが認識されて、現在では単に通信分呵にと
どまらず各分野での応用が進んできており、民生機器へ
の展開も始められつつある。

〔従来の技術〕

第７図及び第８図を参照しながら、スペクトル拡散通信
の基本原理について説明する。第７図はＤＳ方式による
スペクトル拡散通ｆｓ方式を実現する通信装置の基本構
成図、第８図は各構成部分におけるスペクトル波形図で
ある。第７図に示すように、送信側であるＡ局の１次変
調回路４１にて１次変調された第８図（ａ）図示の信号
（Ｆｌ）は、拡散符号発生回路３９がらの拡散符号信号
（Ｆ　　。

Ｓ同図（ｂ）参照）により拡散変調回路４２にて２次変調
されて、増幅された後アンテナＡ１より送信信号（Ｆ　
ｉｓ）として出力される。１次変調の種類は特に制限は
なく、周波数変調（ＦＭ）やｐｓに（ＰｈａｓｅＳｈｉ
ｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）等で良く（本明細書ではＰＳＫに
より変調を行なうものとして説明する）、２次変調（拡
散変調）は、一般的に疑似雑音符号（Ｐｓｅｕｄ。

Ｎｏ１ｓｅ：ＰＮ符号）によりＰＳＫ変調する。このＰ
Ｎ符号はできる限りランダム雑音状で、且つ受信機側で
符号を収り出すために一定の周期を有している必要があ
る。

次に、受信側の構成及び機能等について説明する。受信
側であるＢ局では、アンテナＡ２から所定のフィルタと
高周波増幅器により得られたＦｌ。

信号を、逆拡散回路４４において拡散符号発生口Ｆｔ？
Ｉ４９からの拡散符号により逆拡散する。この拡散符号
発生回路４つはＡ局の拡散符号発生回路３つと同期が取
られており、ＰＮ符号も同一＜Ｆ　　）Ｓである。

ところで、アンテナＡ２に入来する電波はＦｌｓだけと
は限らず、第８図（Ｃ）にも示すように、曲の８８局か
らの電波（Ｆ、Ｆ、・・・）と一般局２ｓ　　　　３ｓからの電波（Ｆｎ　）か存在する。そこで、逆拡散回路
４４で逆拡散を施すことにより、同図（ｄ）図示の々口
き所望の電波Ｆ１ｓを同図（ａ）のようなスペクトルに
戻し、フィルタ（狭帯域ｒ波器が望ましい）４５にてＦ
１ｓ以外の成分の大部分を除去しく同図（ｅ）参照）、
復調回１７４４６にて元の情報信号に反訴して出力する
わけである。なお、同図（ｅ）かられかるように、フィ
ルタ４５の出力信号中にはＦｌｓの池に干渉波Ｆｎの一
部が残っている。この残留電力（少いほど良い）と目的
信号の電力の比をＤＮ比（希望１８号電力対干渉（雑音
）電力比）と呼んでおり、このＤＮ比を大きく収るため
には拡散帯域ができる限り広い方が有利であり、一般的
に情報信号の周波数帯域の１００〜１ｏｏｏ＠程度にし
ている。

以上、スペクトル拡散通信の基本的な原理について説明
したが、次にスペクトル拡散通信を行なう場合の１，２
次各変調・復調における具体的な動作について理論的に
説明する。スペクトル拡散通信におけるスペクトル拡散
信号Ｓ　ｆｔＨ第７図のＦｌ、）は、情報データをｄ（
１）巨１．−１］、拡散符号Ｆ　をＰｆｔ）［＋１．−
１］、搬送波をｃｏｓωａｔとすると、Ｓ次式で表わされる。

Ｓ　（ｔ）　”　ｄ　（ｔｌＰ　（ｊ）ＣＯ３ωｃｔ　
　−−−−−−−−−−（１）（１旦　し　、　ω　ｃ
　　＝　　２　　π　ｆ、　　）このスペクトル拡散信
号Ｓ　（ｔ）は、受信（復調）において、入来したスペ
クトル拡散信号より拡散符号用クロック信号を生成し、
更に送信時のスペクトル拡散信号における拡散符号と同
期した拡散ある）を得て、入来したスペクトル拡散信号
Ｓ　（ｔ）との乗算（相関又は逆拡散とも言う）を行な
い、ｄ　１ｔ）ＣＯ３ωｃｔなる２相ＰＳに信号に変換
される。更に、再生した搬送波ＣＯＳωｃｔ　（実際に
はＣＯ３ωｃｔ）との乗算による同期検波を行ない、ｄ　［ｔ）　（ＣＯ３ωｃｔ　）　２＝　＋　ｄ　（ｔ
）（１＋ｃｏｓ２ωＣｔ　）を得て、搬送波成分２ωａ
ｔをフィルタで除去することにより情報データｄ（ｔ）
を復調している。

ここで、２相ｐｓに信号ｄ　（ｔ　）ＣＯ３（Ｊ）ｃｔ
の帯域幅（スペク１ヘルのメインローブ）をＢＯとし、
拡散符号Ｐ　（ｔ）により拡散されたスペクトル拡散信
号の帯域幅（スベク１〜ルのメインロープ）をＢ、とす
れば、スペクトル拡散通信におけるプロセスゲインＧ　
は、Ｇ　　＝Ｂ　　、／ＢＤ　　・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・　（２）ｐで表わされる。プロセスゲインＧ、は、通常の設計値で
は数百〜数千の値であり、この値に従って妨害信号、雑
音等の抑圧が行なわれるため、情報データｄ（ｔ）に対
してスペクトル拡散信号の周波数帯域が広いほど耐妨害
性、Ｔｉｒｔ’ａ音性等における改善効果が高まる。即
ち、耐妨害性能、耐雑音性能はプロセスゲインＧ、でほ
ぼ一義的に定まる。

〔発明が解決しようとする課題〕

かかるスペクトル拡散通信方式では、受信側での゛逆拡
散′°が最も重要であり、これを行なうに必要な拡散符
号の生成か容易ではなく、現在のところＡＦＣ制御ルー
プ、遅延ロックループ及び乗算器による逆拡散法や、マ
ーチドフィルタを用いた同期ループと乗算器による逆拡
散法か一般的に用いられている。これらの構成による逆
拡散は、いずれも回路規模か大きく構成か複雑であり、
そのためコストが高く調Ｎも非常に面倒であるという問
題らあり、民生機器への応用、展開に当ってこれらの諸
問題を解決する必要に迫られている。

又、１次変調波信号の同期復調においても、特別に搬送
波再生回路が必要で、回路を簡略化する上で課題となっ
ている。

〔課題を解決するための手段〕

本発明の通信方式は、変調側には、第１の＃￥Ｉ送波を
情報信号で変調することにより１次変調波信号を得る手
段と、この１次変調波信号と第２の搬送波とを加算して
加算信号を得る手段と、クロック信号を入力して、第１
の拡散符号信号と、第１の拡散符号信号より所定の遅延
時間を１１与された第２の拡散符号信号とを生成する拡
散符号発生回路と、上記加算信号と第１の拡散符号信号
との乗算による拡散を行なって第１の拡散出力信号を得
る手段と、上記第１の搬送波を所定の角度移相して上記
第２の拡散符号信号との乗算による拡散を行なって第２
の拡散出力信号を得る手段と、上記第１の拡散出力信号
と第２の＃Ａ敗出出力信号を加算して複合スペクトル拡
散信号を得る手段とを備え、１豆調側には、上記複合ス
ペクトル拡散信号を入力して第３の拡散出力信号及び゛
第４の拡散出力信号を分離検出する手段と、この第３の
拡散出力信号と第４の拡散出力信号との乗算による逆拡
散を行なって第１の逆拡散出力信号を得る手段と、上記
第４の拡散出力信号を所定時間遅延した後筒１の逆拡散
出力信号との乗算による逆拡散を行なって第２の逆拡散
出力信号を得る手段と、第１の逆拡散出力信号を所定の
通過特性を有する帯域Ｐ波器を介して復調１次変調波信
号を得る手段と、第２の逆拡散出力信号を所定の狭帯域
通過特性を有する帯域Ｐ波器を介した後１位相回路又は
位相同期ループに供給して搬送波を得る手段と、上記復
調１次変調波信号と搬送波とにより同期復調を行なって
、復調情報信号を得て出力する手段とを備えて通信する
ことにより、上記欠点を解消したものである。

〔実施例〕

本発明のスペクトル拡散通信方式は、上述のように、変
調時には逆拡散に使用する変調拡散符号信号を生成して
スペクトル拡散信号のスペクトル間に周波数間挿して送
出し、復調時にはスペクトル拡散信号と変調拡散符号信
号との乗算による逆拡散を行って復調１次変調波信号と
、この復調１次変調波信号の同期復調用搬送波を夫々独
立に検出した後、得られた復調１次変調波信号と同期復
調用搬送波とを乗算することにより同期復調を行なえる
ようにしたものであり、以下、本発明方式を実現し得る
装置の１例を上げて、図面を参照しながら説明する。

第１図は、本発明のスペクトル拡散通信方式を実現する
スペクトル拡散通信装置の第１実施例のブロック構成図
で、同図ｆＡ）が変調部（送信側）１０、同図ｆ８）が
復調部（受信側）２０である。

なお、この図においてはアンテナ等構成の一部の図示を
省略している。

変調部１０は、乗算器１〜３．加算器１１１２；拡散符
号発生回路（ＰＮＧ）　１７．　ＢＰＦ　（帯域ｒ波器
）２１及びπ／２移相回路１６を備え、これらを第１図
（Ａ）図の如く接続して構成している。また、復調部２
０は、乗算器！１〜６．ＢＰＦ２２〜２４１分離フィル
タ１８．所定の遅延時間ｔｏを付与する遅延回路１９．
移相回路２７及びＬＰＦ　（低域Ｐ波器）２８を備え、
これらを第１図（Ｂ）図示のに口く接続して構成してい
る。以下、具体的な機能、動作について、第２図及び第
３図の信号波形図を併せ参照して説明する。

まず送信を行なう場合、変調部１０の入力端子［ｎＩよ
り情報データｄ（０を乗算器１に供給し、ここで入力端
子Ｉｎ２から供給されている第１の搬送波ＣＯＳωｃｌ
Ｌと乗算して、第２図（Ａ）の（わの如き１次変調信号
（２相ｐｓに変調信号）　ｄ　（ｔ）ｃｏｓωｃＩＬを
生成して加算器１１に供給する。また、入力端子［ｎ３
より第２の搬送波ＣＯ３６ＪＣ２ｔ（同図ＦＡ）の（ハ
））を加算器１１に供給して上記２相ＰＳＫ信号との加
算を行なって加算信号ｄ　（ｔ）ＣＯ３ωＱ、　シ＋Ｃ
Ｏ３ωｃ２　シを作り、スペクトル拡散を行なうための
乗算器２に供給する。入力端子Ｉｎ２からの第１の搬送
波ＣＯＳωＣ＋しはπ／２移相回路１６にも供給されて
、入力の搬送波と直交する第１の直交搬送波ｓｉｎωＣ
＋シを生成し、乗算器３に供給している。

１７は拡散符号発生回路であり、ここでは入力端子（Ｔ
Ｖｔより供給されるクロック信号Ｓ。（１）を基に第１
の拡散符号Ｐｉｔ）と、これよりし０だけ遅延した第２
の拡散符号Ｐ（ｔ−ｔｏｌとを生成し、夫々乗算器２及
び３に供給している。拡散符号としては、通常は疑似雑
音符号がよく用いられ、その中でもＭ系列符号かよく用
いられるので、「擬似雑音符号」と呼ばれることもある
。拡散符号発生回路１７にて生成された第１の拡散符号
Ｐ　（ｔ）は乗算器２に供給され、ここで、加算信号ｄ
　（ｔ）ｃｏｓωｃ、　ｔ　＋ｃｏｓωＣｚｔとの乗算
（スペクトル拡散）が行なわれて、第１のスペクトル拡
散信号Ｐ　（ｔＨｄ（ｔ）ｃｏｓω、Ｈ，ｔ　＋Ｃ０３
（ＡＩＣ，ｔ　ｌ　　（以下「５ａ（ｔ）」とも記す）
を生成して加算器１２に出力する。一方、第２の拡散符
号Ｐ　（ｔ−ｔｏ　）は乗算器３に供給され、ここで上
記第１の直交搬送波ｓｉｎωＣ＋Ｆ−どの乗算によるス
ペクトル拡散か行なわれて、第２のスペクトル拡散信号
Ｐ（ｔ−ｔ、）　）ｓｉｎωｃ、シ（以下単にｒｓｂ（
ｔ）、＋とも記す）が生成されて加算器１２に出力され
る。加算器１２では第１．第２のスペクトル拡散信号５
ａ（ｊ）、　５ｂ（ｔ）の加算が行なわれ、加算出力と
しての複合スペクトル拡散信号Ｓ＋４（ｊ）［＝　Ｐ　
（ｉＨｄ　（ｔ）ＣＯ５ωＣ１ｔ　＋ＣＯ３ωＣ２シ）
モＰ　（ｔ−ｔ　Ｏ）ｓ＋ｎωｃ１ｔ　］となり、ＢＰ
Ｆ２１にて複合スペクトル拡散信号ＳＭ（ｔ）のメイン
ローブのみが通゛過、伝送されて、第２図（８１の如き
スペクトルとなって出力端子Ｌｔ　＋　より出力される
。

ここで、複合スペクトル拡散信号の周波数スペクトル間
−ルて説明する。第２図（＾）における角周波数ωｃ１
とωｃ２の間隔は、クロック信号Ｓ。（１）の１ピット
（チップ）時間長をＴＯとし、拡散符号発生回路１７に
おいてＭ系列符号を用い、そのＭ系列符号発生回路（図
示せず）にシフトレジスタを用いた場合、その段数を几
とすると、（２（２ｎ１）Ｔｏ　）　”で与えられる間
隔となる。同図ＣＢ）に示した複合スペクトル拡散信号
Ｓｉ＋（ｔ）の周波数スペクトルにおいて、側帯波士Ｓ
ａｌ　とモＳａ２との周波数間隔や、＋ｓｂ、と±ｓｂ
２との周波数間隔は（（２ｎ−１）Ｔｏ）　−１で与え
られる間隔となっており、側帯波モＳａ１〜＋Ｓａｎ、
　−３ａｌ　〜−８ａｎと、側帯波＋Ｓｂ、　〜十Ｓｂ
ｎ、　−８ｂ１〜−３ｂｎとは、夫々交互に等間隔で並
んでいる。なお、第３図はスベクＩ・ル拡散信号であり
、実線Ｑ１．）の部分（点（ａ）と（ｂ）の間）はその
メインローブを示している。

次に、第１図ＦＢ）を参照して、復調部２０の機能につ
いて説明する。入力端子ｆｎ５に入来した複合スペクト
ル拡散信号５ｓ（ｉ）＜第２図（Ｂ）＃照）は、ＢＰＦ
２２にて複合スペクトル拡散信号以外の周波数成分を除
去されて、分計フィルタ１８に供給される。分離フィル
タ１８の具体的構成としては、例えば第４図に示すよう
な櫛歯形フィルタが用いられる。即ち、遅延回路３１．
３２；加算器１３．１４；利得調整器３３及び減算器１
５とを第４図示のように結線して櫛歯形フィルタ１８を
構成しており、その周波数特性は第５図（Ａ）、（Ｂ）
に夫々加算特性及び減算特性として示す通りである。な
お、同図ＦＡ）か加算器１３側の特性、同図（Ｂ）か減
算器１５側の特性である。

ここで、分離フィルタ（櫛歯形フィルタ）１８の動作特
性について第４図及び第５図を併せ参照して簡単に説明
する。第１１図の遅延回路３１及び３２は互いに等しい
遅延時間τを有している。利得調整器３３は伝送レベル
を半分に下げる働きをしている。いま、ＢＰＦ２２より
信号ｓｉｎωｔが供給された場合、加算器１３の出力信
号をｆ（τω）は、ｊ　（ｒ、　（ＩＪ）　＝４（Ｓｉｎωｔ＋　Ｓｉｎω
（ｔ−ｒ）ＣＯＳ（ＩＡ）　Ｚ−／２）　ｌ　ｓｉｎ［
ωｔ−ｊａｎ−’　　（Ｓｉｎω　ｒ　／　ｆ１＋ｃｏ
ｓω　ｒ　　））ｉ　　−−ｆ３）となり、第５図（八
）に示す加算特性となる。

一方、減算器１５の出力信号をｇ（τ、ω）とすると、ｇ　　（ｒ、　　（＆））　　＝　う　（ｓｉｎω　ｔ
−５ｉｎω（ｔ−２ｒ）　　）Ｓｌｎω（ｔ−τ） −ｃｏｓωｒ　ｌ５ｉｎ（ωし一１ａｎ−’　（Ｂ／＾
）　）−−−−・−（４）但し、Ａ＝−）　ｃｏｓω２
τ−ｃｏｓωｒ＋−ｉＢ　＝　　ｓｉｎωτ−−ｆ　　
ｓｉｎω２　ｖとなり、第５図（Ｂ）に示す特性（減算
特性）となる。このような振幅特性を有する櫛歯形フィ
ルタを分駈フィルタ１８として使用した場合、実際の設
計において、遅延回１ｉ４３１．３２における遅延時間
τを　τ−（２ｎ　−１１ＴＯとすることにより、ｌ′
１５ｉｒｆＩ形フィルタ１８の山又は谷の周波数をスペ
クトル拡散信号の側帯波周波数に合わせれば、複合スペ
クトル拡散信号ＳＭ（ｔ）における角周波数ωＣにリン
クするスベ２トルと角周波数ωｃ２にリンクするスペク
トルとの分離検出が可能になるわけである。

ここで、前提条件としてＰ（ｔ）又はＰｉｔ−ｔｏ）に
おける周期と遅延時間τを等しくし、ＣＯＳωＣしく又
はＳｉｎωｃ１ｔ）はＰ（ｔ）又はＰｉｔ−ｔｏ）の周
期で、同相、同レベルで繰返す連続波とすれば、加算器
１３の出力であるスペクトル拡散信号（これをｒ　Ｓ、
（ｔ）」とする）は、Ｓ＋（ｔ）＝　　（ｄ　（ｔ）＋ｄ　（ｔ−τ））Ｐ　
（ｊ）ＣＯ３ωＣ１ｔ±２　Ｐ　（ｔ−ｔｏ）ｓｉｎω
ｃｌｔ・・・・・・・・・・・・・・・・・・（５）と
なり、減算器１５の出力である変調拡散符号信号（これ
を’５２（ｔ）Ｊとする）は、５ｚ（ｔ）＝　２　Ｐ　
（ｊ）ＣＯ３（ｃ）Ｃ２ｔ＋　”　（ｄ　（ｔ）十（１
（ｔ−２τ）−２ｄ　（ｔ　−ｒ　））Ｐ　（ｔ）ＣＯ
３ωｃ＋　ｔ−（６）となる。第（６）式中の第２項ｒ
４−（ｄ（ｔ）÷ｄ（ｔ２τ）−２ｄ（ｔ−τ））Ｐ　
（ｊ）ＣＯ３（ＪＪＣｔ　Ｆ−Ｊは、完全には分＾Ｗし
きれない漏れ成分であるが、かなり小さな値なので、近
似的に省略か可能である。従って、Ｓ　２（ｔ）は、Ｓ　２（ｊ）岬２　Ｐ　（ｔ）ｃｏｓωＣ２ｊ　　・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（７）
となる。

以上の如き原理により、分離フィルタ１８にて検出され
たスペクトル拡散信号Ｓ＋（Ｉ）の方は乗算器４及び５
に供給され、変調拡散符号信号５２（Ｕの方は乗算器４
と遅延回路１９に供給される。遅延回ｌ？８１９に供給
された変調拡散符号信号Ｓ　２（ｊ）は、ここで遅延時
間ｔｏを付与された後、乗算器５に供給され、ここで乗
算による逆拡散が行なわれる。同様に乗算器−１でも乗
算による逆拡散が行なわれ、その逆拡散出力５ｔ（ｔ）
Ｘ　５２（ｊ）は、５ｌ（ｔ）ｘ　　５２（ｔ）＝　２
　　（ｄ　（ｔ）＋ｄ　（を−τ））ｘ　ｆＰ（ｔ））
２ｃｏｓωｃ、ｔ　　Ｃ０３（Ｂ２ｔ＋　４　Ｐ　（ｔ
−ｔ（＋　）Ｓｉｎωｃ１ｔ　　ＣＯ３ωｃ２　を−（
ｄ（ｔ）”ｄ（ｔ　−τ））（ＣＯ３（ω（ｌｔ−ωｃ
２ｔ）＋　ｃｏｓ（ωＣ，ｔ＋ωＣ２ｔ）　ｌモ２Ｐ（
ｔ）Ｘ　　Ｐ　　（ｔ−ｔｏ　　）　　　（５ｉｎ（ω
（、ｔ＋ωＣ，ｔ）＋５ｉｎ（ωｃ１ｔ−ωｃ２ｊ））
　　・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・（８）となる。また、乗算器５からの逆拡散出力Ｓ、
（ＬｌｘＳ２（ｔ−ｔｏ）は、Ｓ＋（ｔｌＸ　　５２（ｔ−ｔ　　ｏ　　）　　＝　　
２　　（ｄ　（ｔ）＋ｄ　　（ｔ　−ｖ））Ｘ　Ｐ　（
ｔ）　Ｐ　（ｊ−ｔ（１）ＣＯ３（ＬＩＣＩ　ｔ　Ｃ０
３ＩＡＩＣ２（ｔ−ｊＯ）÷４（Ｐ（ｊ−ｔｏ　））２
Ｓｉｎωｃ１ｔ　　ＣＯ３ωｃ２（ｔ−ｔｏ　）Ｉ　　
ｄ　（Ｕ＋ｄ　　（ｔ　−τ））Ｐ　（ｔ）　　Ｐ　（
ｔ−ｔｏ　　）ｘ　　（Ｃ０３（（ＩＪ　Ｃ１ｊ−ωＣ
２ｊ十ωｃｚｔｏ）±Ｃ０８（ωｃ１を十ωｃ２ｔ−ω
ｃ２　ｔｏ））÷２（ｓｉｎ（ωＣ＋ｊ十ωｃ、ｔ−ω
ａｕｔｏ）＋５ｉｎ（ωｃ、ｔ−ωｃｚｔ＋ωｃ２ｔ　
ｏ　）　−−−（９）となる。

第（８）式中において、Ｉ　ｄ　ｆｔ）＋ｄ　Ｉｔ　−
ｒ　））ＣＯ３（ωＣＩｔ−ωＣ２ｔ）と　（ｄ　（ｔ
）＋ｄ　（ｔ　−？−））ｃｏｓｆωｃ、ｔ÷ωｃｚｊ
）は、逆拡散により復調された復調１次変調波信号（第
２図（Ｃ）参照）であり、２Ｐ（ｔ）Ｐ（ｔづｏ　Ｈｓ
ｉｎ（ωｃ１ｔ＋（ＬＩ　Ｃ２ｔ）＋　５ｉｎ（ωｃ１
ｔ−ｃｃ＋　Ｃ２ｔ））は復調されない拡散成分である
。従って、狭帯域通過特性を有するＢＰＦ２３により２
つの復調１次変調波信号のうちの片方１例えば＋　ｄ　
ｆｔ）＋ｄ　（ｔτ））　（ＣＯ３（（１１Ｃ１ｔ−ω
Ｃ２ｔ）が選択（通過）されて乗算器６に供給される。

また、第（９）式中において、２５ｌｎ（ωｃ＋ｊ＋ω
ｃ２ｊ−ωｃ２　　ｔ　　６　　）＋５ｉｎ（ωｃ、ｔ
−ωｃ、ｔ＋ωｃ２ｔｏ））は、逆拡散により復調され
た復調１次変調波信号用搬送波（第２図（Ｄ）参照）で
あり、（ｄ　　（ｔＪ＋６　　ｆｔ　−τ））Ｐ　（ｔ
）　　Ｐ　　（ｔ−ｔｏ　　）（ｃｏｓ（ωｃ、ｔ−（
ＩＪ　ｃ２４’ωｅ２　ｔ　　Ｏ）＋Ｃ０５（ω（Ｉｊ
”（ｉ）ｅｚ　ｔ−ω０２　　Ｆ、Ｏ））復興されない
拡散成分ある。従って、狭帯域通過特性を有するＢＰＦ
２４により例えば搬送波２５ｉｎ（ωＣ＋ｊ−ωＣ２（
十ωｃ２ｔｏ）が選択されて移相回路２７に供給される
。移相回路２７はこの搬送波２Ｓ＋ｎ（ωｃ＋ｔ−ωｃ
２を十ｃｃ＋ｃ＊ｔｏ　　）　　を　２ｃｏｓ（ωｃ１
−ωＣ２）ｔに変換する働きを有し、この搬送波２　ｃ
ｏｓ（ωＣ−ωｃ２）【が上記乗算器６に供給される。

乗算器６では、復調１次変調波信号（ｄ（ｔ）＋ｄ、　
（ｔ　−ｒ　））ＣＯ３（ωＣ＋ｊ−ωｃ２ｊ）と搬送
波２　Ｃ０３（（ＩＪ　ｃ−ωｃ２）ｔとの乗算による
同期復調が行なわれて第２図（Ｅｌの如きスペクトルの
信号が得られ、ＬＰ１７２８で信号成分＋　ｄ　（ｔ）
＋ｄ　（を−τ））ｃｏｓ２　（ωｃωＣ２Ｎ＋第２図
（Ｅ）の（→の成分）は除去されて、出力端子軸２には
復調情報データ（ｄ　（ｔ）＝ｄ　（ｔ−ｒＬＮ同図（
［）の（イ）の成分）が出力される。なお、復調情報デ
ータにおけるｄ（ｔ−τ）の遅延時間τは、情報データ
の１チップ時間長に比較して僅な値であるので、ｄ（ｔ
−τ）は近似的にｄ　（ｔ）とすることかできる。これ
により変調（送信）時の情報データか復元されたことに
なる。

次に、本発明の通信方式を実現し得る装置の復調部の第
２実施例について、第６図の回路ブロック図を参照しな
がら説明する。第６図は復調部３０のブロック構成図で
あり、これらの図において、第１図（Ｂ）に示した第１
実施例と同一構成箇所には同一番号を付してその詳細な
説明を省略する。

第１図（Ｂ）と第６図との比較から明らかなように、復
調部３０では、移相回路２７の代りに位相同期ループで
あるＰ　Ｌ　Ｌ　（Ｐｈａｓｅ　Ｌｏｃｋｅｄ　Ｌｏｏ
ｐ）　２９を使用している。

狭帯域の通過特性を有するＢＰＦ２４の出力は搬送波２
５ｉｎ（ω（１ｔ−ωＣ２ｔ＋ω（２ｔ　ｇ　）である
が、実際には搬送波以外の周波数成分や他局からの信号
等による雑音等が含まれている。従って、ＰＬＬ２９を
用いて、−層狭帯域なトランキングフィルタとして使用
することにより、他の周波数成分や雑音等の抑圧された
搬送波２ｓｉｎ（ωＣｕ−ωＣ２ｊ十ωＣ２ｔＯ）に同
期した搬送波２　Ｃ０８（（１）　ＣＩ　　（Ａ　Ｃ２
）ｊを発生させ、乗算器９に供給している。なお、説明
の便宜上、微小なりロストーク成分は省略した。

〔効　果〕

本発明のスペクトル拡散通信方式は以上のようにして通
信するので、次のような特長を有する。

■従来方式において、復調部で必須の構成要件であった
クロンク再生回路、拡散符号発生回路ループで構成され
る同期引込み回路及び同期保持回路等が逆拡散を行なう
に当り不要となったので、回路構成をかなり簡素化でき
、コストの大幅な低減が図れるため、民生機器への展開
が非常に容易になった。

■同期引込み回路及び同期保持回路等が不要となったこ
とにより、従来方式における同期引込み時間がかかると
いう欠点や、同期が外れる等の問題から解放され、スペ
クトル拡散通信方式の動作の安定化に寄与できる。

■従来方式において逆拡散に次いで複雑、高価な回路構
成であった１次変調波信号の同期復調を実現する回路と
しては、従来方式では特別な搬送波再生回路が必要だっ
たが、本発明方式では逆拡散により搬送波を独立に得る
ことが可能となったので、乗算器１個で１次変調波信号
の同期復調を実現でき、性能の安定化と回路規模の簡素
化に寄与できる。

【図面の簡単な説明】

第１図（＾）、　（Ｂ）は本発明のスペクトル拡散通信
方式を実現する一実施例の夫々変調部及び復調部のブロ
ック構成図、第２図（＾）〜（Ｅ）は上記実施例の各構
成部分の動作説明用周波数スペクトル図、第３図はスペ
クトル拡散信号波形図、第４図は復調部の主要構成の１
つである分離フィルタ（Ｗ歯形フィルタ）の構成図、第
５図（Ａ）、（８）は櫛歯形フィルタの周波数特性図、
第６図は本発明方式を実現する復調部の他の実施例のブ
ロック構成図、第７図は従来のスペクトル拡散通信方式
を実現する通信装置の基本ブロック構成図、第８図は第
７図示の通信装置の各構成部分におけるスベク１〜ル図
である。１〜９・・・乗算器、１０・・・変調部、１１〜１４・
・・加算器、１５・・・減算器、１６．２７・・・移相
回路、１７・・・拡散符号発生回路、１８・・・分離フ
ィルタ（櫛歯形フィルタ）、１９．３１〜３２・・・遅
延回路、２０．３０・・・復調部、２１〜２４・・・Ｂ
ＰＦ（帯域−波器）、２８・・・ＬＰＦ　（低域ろ波器
）、３３・・・利得調整器、Ｉｎ＋〜Ｉｎ５・・・入力
端子、漏１〜県２・・・出力端子。特許出願人　　日本ビクター株式会社代表者　　埋木　邦夫

Claims

【特許請求の範囲】

　変調側には、第１の搬送波を情報信号で変調すること
により１次変調波信号を得る手段と、該得られた１次変
調波信号と第２の搬送波とを加算して加算信号を得る手
段と、クロック信号を入力して、第１の拡散符号信号と
、該第１の拡散符号信号より所定の遅延時間を付与され
た第２の拡散符号信号とを生成する拡散符号発生回路と
、上記加算信号と該第１の拡散符号信号との乗算による
拡散を行なって第１の拡散出力信号を得る手段と、上記
第１の搬送波を所定の角度移相して上記第２の拡散符号
信号との乗算による拡散を行なつて第２の拡散出力信号
を得る手段と、上記第１の拡散出力信号と該第２の拡散
出力信号とを加算して複合スペクトル拡散信号を得る手
段とを備え、復調側には、上記複合スペクトル拡散信号
を入力して第３の拡散出力信号及び第４の拡散出力信号
を分離検出する手段と、該得られた第３の拡散出力信号
と第４の拡散出力信号との乗算による逆拡散を行なつて
第１の逆拡散出力信号を得る手段と、上記第４の拡散出
力信号を所定時間遅延した後、該第１の逆拡散出力信号
との乗算による逆拡散を行なって第２の逆拡散出力信号
を得る手段と、該第１の逆拡散出力信号を所定の通過特
性を有する帯域ろ波器を介して復調１次変調波信号を得
る手段と、該第２の逆拡散出力信号を所定の狭帯域通過
特性を有する帯域ろ波器を介した後、位相回路又は位相
同期ループに供給して搬送波を得る手段と、上記復調１
次変調波信号と該搬送波とにより同期復調を行なって、
復調情報信号を得て出力する手段とを備えて通信するこ
とを特徴とするスペクトル拡散通信方式。