JPH01212940A - スペクトル拡散通信方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 発生するための拡散符号発生回路を不要としたスペクト
ル拡散通信方式に間する。

〔技術的背景〕

最近のわが国における通信技術の発達とシステム技術の
多様化には目覚ましいものがある。光通信技術に代表さ
れる多重通信もその１つであり、他方、電波を使った通
信技術もアナログ変調方式の電波有効利用を図るために
、マルチチャンネルアクセス（ＭＣＡ＞が主流になって
いる。しかしこのＭＣＡは、特定の１人が同一周波数を
専有できないという利点はあるが、チャンネル数が限ら
れている中で当然チャンネル数以上の通話は同時にはで
きない、そのため特に使用頻度の高い大都市では通話を
待たされることが日常的に生じている。これは、有限資
源である周波数資源を、単に帯域幅だけを分割して利用
しているなめであり、情報の品位・情緒・即時性を考え
ると、かかる技術ではそろそろ限界に来ていると思われ
る。

そこで、より一層効率の高い通信方式についての研究、
開発が、多くの研究者によって古くからなされており、
その１つにスペクトル拡散通信方式がある。このスペク
トル拡散通信方式（ＳｐｒｅａｄＳｐｅｃｔｒｕｎ　：
　Ｓ　Ｓ　）は約５０年前に欧州で開発され、その基本
的な考え方は１９５０年代に確立されている。

１９６０年代にはｎ個ものトランジスタで疑似雑音符号
発生回路を作成していたが、初期の技術は未熟で、それ
らを構成する能動素子や製造技術の発達が待望されてい
た。近年に至っては高密度ＩＣ技術の発達やＩＣの低価
格化が進み、小型でしかも低価格の装置を作成すること
が可能になったことにより、かかる通信方式が再び注目
を集めている。

スペクトル拡散通信方式とは、キャリアを情報信号にて
１次変調したものを広帯域の雑音状の拡散符号により２
次変調して、非常に広い帯域に拡散する方式である。−
数的には、２次変調方式の違いにより、直接拡散＜ＤＳ
）方式１周波数ホッピング（ＦＨ）方式、ハイブリッド
方式等があり、本発明方式はこのうち前者のＤＳ方式に
関する。

かかるスペクトル拡散通信には次のような多くの特長が
ある。

■秘匿性（秘話性）が非常に高い。

■外部干渉や雑音、故意の妨害に強い。

■従来システムと共存できる。

■ＭＣＡ局のような制御局や制御チャンネルが不要であ
る。

■アドレスコードでの管理ができる。

■ＤＳ（直接拡散）方式では電力密度が低いので、電波
が存在していないように見える（微弱な電力で送信でき
る）。

■通話品位の低下を若干許容すれば局数を増加できる。

■疑似雑音符号信号を変えることにより、同一周波数帯
域内に多重することが可能である。

以上のような特長が認識されて、現在では単に通信分野
にとどまらず各分野での応用が進んできており、民生機
器への展開も始められつつある。

〔従来の技術〕

第８図及び第９図を参照しながら、スペクトル拡散通信
の基本原理について説明する。第８図はＤＳ方式による
従来のスペクトル拡散通信方式を実現する通信装置の基
本構成図、第９図は各構成部分におけるスペクトル波形
図である。第８図に示すように、送信側であるＡ局の１
次変調器３１にて１次変調された第９図（ａ）図示の如
き信号（Ｆ　＋　）は、拡散符号生成回路３９がらの拡
散符号信号（Ｆｓｓ’同図（ｂ）参照）により拡散変調
回路３６にて２次変調されて、増幅された後アンテナＡ
１より送信信号（Ｆ　ｉｓ）として出力される。

１次変調の種類は特に制限はなく、周波数変調（ＦＨ）
やＰ　Ｓ　Ｋ　（Ｐｈａｓｅ　５ｈｉｆｔ　Ｋｅｖｉｎ
ｏ）等で良く（本明細書ではＰＳＫにより変調を行なう
ものとして説明する）、２次変調（拡散変調）は、−数
的に疑似雑音符号（Ｐｓｅｕｄｏ　Ｎｏ１ｓｅ　：　Ｐ
　Ｎ符号）によりＰＳＫ変調する。このＰＮ符号はでき
る限りランダム雑音状である必要があり、且つ受信機側
で符号を取り出すために一定の周期を有している必要が
ある。

次に、受信側の構成及びａ能等について説明する。受信
側であるＢ局では、アンテナＡ２がら所定のフィルタと
高周波増幅器により得られたＦ１ｓ信号を、逆拡散回路
４７において拡散符号生成回路４９からの拡散符号によ
り逆拡散する。この拡散符号生成回路４９はＡ局の拡散
符号生成回路３９と同期が取られており、ＰＮ符号も同
一物（Ｆ８．）である、ところで、アンテナＡ２に入来
する電波はＦｌ、だけとは限らず、第９図（Ｃ）に示す
ように、他の８８局からの電波（Ｆ、Ｆ、・・・）２ｓ
　　　３ｓ と一般局からの電波（Ｆｎ）が存在する。そこで、逆拡
散回路４７で逆拡散を施すことにより、同図（ｄ）図示
の如き所望め電波Ｆ１ｓを同図（ａ）のようなスペクト
ルに戻し、フィルタ（狭帯域ｒ波器が望ましい）４１に
てＦ１ｓ以外の成分の大部分を除去しく同図（ｅ）参照
）、復調回路４３にて元の情報信号に復調して出力する
わけである。なお、同図（ｅ）かられかるように、フィ
ルタ４１の出力信号中にはＦｌｓの他に干渉波のＦｎと
多局のＳＳ波の一部が残っている。この残留電力と目的
信号の電力の比をＤＮ比（信号電力対干渉電力比）と呼
んでおり、このＤＮ比を大きく取るためには拡散帯域が
できる限り広い方が有利であり、−数的に情報信号の周
波数帯域の１００〜１０００倍程度にとっている。

以上、スペクトル拡散通信の基本的な原理について説明
したが、次にスペクトル拡散通信を行なう場合の１．２
次善変調・復調における具体的な動作について理論的に
説明する。スペクトル拡散通信におけるスペクトル拡散
信号５（ｔＨ第８図のＦｌ、）は、情報データをｄ　（
ｔ）［＋１又は−１］、拡散符号ＦｓｓをＰ　（ｔ）［
＋１又は−１１，搬送波をＣＯ３ωｃｔとすると、次式
で表わされる。

３（ｔ）　＝ｄ（ｔ）　Ｐ（ｔ）ｃｏｓωｃｔ　　・−
・−・−・・−＝　　（１）（゛但し、ωｅ＝２πｆｃ
＞ このスペクトル拡散信号Ｓ　（ｔ）は、受信（又は復調
）において、入来したスペクトル拡散信号より拡散符号
用クロック信号を生成し、更に送信時のスペクトル拡散
信号における拡散符号と同期したである）を得て、入来
したスペクトル拡散信号５（１）と乗算（相関又は逆拡
散とも言う）を行ない、ｄ　（ｔ）ｃｏｓωａｔなる２
相ＰＳＫ信号に変換される。更に、再生した搬送波ＣＯ
Ｓωｃｔ　（実際にはＣＯＳωｃｔｌと乗算による同期
検波を行ない、 （ＣＯＳωａｔ　）　２＝　＋　（１＋ＣＯ３２ωｃｔ
　）を得て、搬送波成分２ωａｔをフィルタで除去する
ことにより情報データｄ　（ｔ）が復調される。

ここで、２相ｐｓに信号ｄ　（ｔ）ＣＯ３ωｃｔの帯域
幅（スペクトルのメインローブとする）をＢＤとし、拡
散符号Ｐ　（ｔ）により拡散されたスペクトル拡散信号
の帯域幅（スペクトルのメインローブとする）をＢ、と
すれば、スペクトル拡散通信におけるプロセスゲインＧ
、は、 Ｇ　　＝Ｂ　　／ＢＯ・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・　（２）ｐ で表わされる。プロセスゲインＧ、は、通常の設計値に
おいて数百〜数千の値であり、この値に従って妨害信号
、Ｉｌ音等の抑圧が行なわれるため、情報データｄ　（
ｔ）に対してスペクトル拡散信号の周波数帯域が広いほ
ど耐妨害性、耐雑音性等における改善効果が高まる。即
ち、改善効果は１０セスゲインＧ　でほぼ一義的に定ま
る。

〔発明が解決しようとする課題〕

かかるスペクトル拡散通信方式では、「逆拡散」が最も
重要であり、これを行なうに必要な拡散符号の生成が容
易ではなく、現在では、ＡＦＣ制御ループ、遅延ロック
ループ及び乗算器による逆拡散法や、マツチドフィルタ
を用いた同期ループと乗算器による逆拡散法が一般的に
用いられている。

これらの構成による逆拡散は、いずれも回路構成が複雑
で、更には調整面やコスト面での問題もあり、民生機器
への展開に当ってはこれらの問題を解決する必要がある
。又、非常に広い周波数帯域を必要とするために、周波
数帯域（又は電波）の有効活用の面で問題があり、実際
には使用できる周波数帯域が限られてしまい、希望通り
の設計が行なえ難い等の欠点がある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明の通信方式は、変調側には、第１の搬送波と情報
信号とにより変調された１次変調波信号としての２相Ｐ
ＳＫ信号を入力信号として第２の搬送波との加算信号を
得る手段と、得られた加算信号を拡散符号信号により拡
散してスペクトル拡散信号を得る手段とを備え、復ａ１
１ｒｆｇには、スペクトル拡散信号を入力して、第１の
搬送波と情報信号とが乗ぜられた拡散符号信号と第２の
搬送波が乗ぜられな拡散符号信号とを分離検出する手段
と。

分離検出された両信号を乗算することにより逆拡散を行
なって２つの２相ＰＳＫ信号を生成する手段と、２つの
２相Ｐ＄に僅号のうち一方のみを出力する手段とを備え
て通信することにより、上記欠点を解消したものである
。

〔実施例〕

本発明のスペクトル拡散通信方式は、上述のように、変
調時には逆拡散に使用するＰＮ符号信号を変調してスペ
クトル拡散信号のスペクトル間に周波数間挿して送出し
、復調（受信）時には、スペクトル拡散信号と変調ＰＮ
符号信号とを分離検出して乗算による逆拡散を行い、得
られた２つの２相ＰＳＫ信号をフィルタで分離検出して
出力するようにしている。これにより、逆拡散において
従来より必須の構成要件であったクロック再生回路。

拡散符号発生回路、ループで構成される同期引込み回路
及び同期保持回路等が不要となったものであり、以下、
本発明方式を実現し得る装置の１例を上げて、図面を参
照しながら説明する。

第１図は、本発明のスペクトル拡散通信方式を実現する
スペクトル拡散通信装置の第１実施例のブロック構成図
で、同図（＾）が変調部（送信側）１０、同図（８）が
復調部（受信ｒＭ）２０である。

この図においては、アンテナ等構成の一部の図示を省略
している。

変調部１０は演算回路（加算器）２１乗算器４゜拡散符
号生成回路（ＰＮＧ）　６及びＢＰＦ　（帯域ろ波器）
７を第１図（八）図示の如く接続して構成している。ま
た復調部２０は２つのＢＰＦ１２．１７゜遅延回路（０
１）１３．加算器１４．減算器１５゜及び乗算器１６を
第１図（Ｂ）図示の如く接続して構成している。なお、
遅延回路１３．加算器１４゜及び減算器１５とで２種類
の櫛歯形フィルタ１１を構成しており、その周波数特性
は第２図（Ａ）、（Ｂ）に夫々加算特性及び減算特性と
して示す通りである。以下、具体的な機能、動作につい
て、第３図及び第４図の信号波形図を併せ参照して説明
する。

まず送信を行なう場合、変調部ｉｏにおいては、入力端
子Ｉｎ　＋より、第３図（＾）の波形（イ）の如き１次
変調信号ｄ　（ｔ）ＣＯ８ωｃ１　ｔ　（ここでは２相
ＰＳＫ変調信号としている）が演算回路２に供給され、
入力端子Ｉｎ　２からの搬送波信号ＣＯＳωｃｚｔ（同
図（＾）のに））と加算されて　ｄ　（ｔ）ｃｏｓωＣ
＋　ｔ　＋ｃｏｓωＣ２Ｅとなり、乗算器４に供給され
る。一方、入力端子Ｉｎ　３からは、タロツク信号５ｃ
（ｔ）が拡散符号発生回路６に供給されており、これを
基にここで拡散符号信号Ｐ　（ｔ）を生成している。拡
散符号としては、通常は疑似雑音符号がよく用いられ、
その中でもＭ系列符号がよく用いられるので「擬似雑音
符号」と呼ばれることもある。拡散符号発生回路６にて
生成された拡散符号ｐ　（ｔ）は乗算器４に供給され、
ここで上記２相ＰＳＫ信号ｄ（ｔ）Ｃ，Ｏ３ωｃ１ｔ　
＋ｃｏｓωＣ２ｔとの乗算（スペクトル拡散）が行なわ
れ、スペクトル拡散信号ｐ　（ｔＨｄ　（ｔ）ｃｏｓω
（＋　を中ｃｏｓωｃ２ｔ）（以下’５ｓ（ｔ）Ｊとも
記す）となり（第３図（Ｂ）参照）、ＢＰＦ７にてスペ
クトル拡散信号のメインローブのみが通過、伝送されて
、出力端子し１より出力される。

ここで、スペ・クロック信号の周波数スペクトルについ
て説明する。同図（＾）における角周波数ωｃ１とωＣ
７との間隔は、クロック信号の１ビット時間長をＴｏと
し、拡散符号発生回路６においてＭ系列符号を用い、そ
のＭ系列符号発生回路（図示せず）にシフトレジスタを
用いた場合、その段数を１とすると、（２（２’　−１
）Ｔ　ｏ　）　’で与えられる間隔となる。同図（Ｂ）
に示したスペクトル拡散信号の周波数スペクトルにおい
て、側帯波＋Ｓａｌと＋Ｓａ２との周波数間隔や＋Ｓｂ
１と＋ｓｂ２との周波数間隔は（（２ｎ　−１）Ｔ　Ｏ
）　−１で与えられる間隔となっており、側帯波＋Ｓａ
Ｉ〜＋Ｓａ、、　、　−３ａｌ〜−３ａｎと、側帯波十
ｓｂ１〜＋Ｓｂｎ　、　−ｓｂ、　〜−５ｂｎとは、夫
々交互に等間隔で並んでいる。第４図はスペクトル拡散
信号であり、実線（ハ）の部分（図中の（ａ）と（ｂ）
の間）はそのメインローブを示す。

次に、第１図（Ｂ）を参照して、復調部２ｏの機能につ
いて説明する。入力端子Ｉｎ　ａに入来したスペクトル
拡散信号５ｓ（ｔ）（第３図（８）参照）は、ＢＰＦ１
２にてスペクトル拡散信号以外の周波数成分を除去され
て、遅延回路１３．加算器１４゜及び減算器１５の正入
力端子に供給される。且つ、遅延回路１３の出力を加算
器１４．及び減算器１５の負入力端子に供給する構成と
することにより、遅延回路１３．加算器１４及び減算器
１５とで加算特性及び減算特性（夫々第２図（＾）、　
（Ｂ）参照）を有する櫛歯形フィルタ１１が形成されて
いる。

いま、遅延回路１３における遅延時間をＴに１／Ｆ）と
すると、加算の場合は第２図（Ａ）に示すように、１／
Ｔ、２／Ｔ、３／Ｔ、・・・、　Ｎ／Ｔ（Ｎは自然数）
の周波数の所で利得が２倍となり、それらの各中間の周
波数では出力は０となって急峻なデイツプが出来る。減
算の場合は逆に同図（Ｂ）に示すように、１／７．２／
Ｔ、、３／Ｔ、・・・、Ｎ／Ｔの周波数の所で谷（利得
が０）となり、それらの各中間の周波数では利得が２倍
となる。従って、遅延時間を　Ｔ〒（２’　−１）Ｔ　
ｏ　　とすることにより、櫛歯形フィルタ１１の山又は
谷の周波数をスペクトル拡散信号の側帯波周波数に合わ
せれば、スペクトル拡散信号５ｘ（ｔ）におけるＰ（ｔ
）ｄ（ｔ）ｃｏｓωＣ，ｔとＰ　（ｔ）ｃｏｓωＣ１ｔ
との分離検出が可能になるわけである。従って、加算器
１４の出力信号はＰ　（ｔ）　ｄ　（ｊ）ＣＯＳ（ａ）
ＯＨｔ　（以下’Ｓ＋（ｊ）」と記載することもある；
第３図（Ｃ）参照）となり、減算器１５の出力信号は　
Ｐ　（ｔ）ｃｏｓωＣ１ｔ（以下’５ｚ（ｊ）」とも記
載する：同図（０）参照）となる。

なお、櫛歯形フィルタ１１の具体的な分離動作について
は後述するが、ここでは遅延回路１３によるスペクトル
拡散信号５Ｎ（ｔ）の遅延分の表現は、説明の便宜上省
略した。

蒸上の如き原理により分離検出されたＳ＋（ｊ）と３２
（ｊ）は乗算器１６に供給され、乗算による逆拡散が行
なわれ、拡散符号信号Ｐ　（ｔ）は乗算により直流とな
って、変調時と等価な復調２相ＰＳＫ信号ｄ（ｔ）　Ｃ
０３（（ａｌｃ＋　−ωｃｚ）　を及びｄ　（ｔ）　ｃ
ｏｓ（ωＣ＋＋ωｃ２）ｔ（夫々第３図（Ｅ）の（→と
（ホ）である）が得られる。これらの出力信号をＢＰＰ
Ｉ　７にて不要な周波数成分を除去した後、出力端子軸
２より２相ＰＩＫ信号ｄ（ｔ）　ｃｏｓ（ωｃ＋＋ωｃ
＊）　ｔを出力している。ここでの２相Ｐａに信号は変
調側の２相ＰＳＫ信号よりもωｃ２だけ高い角周波数と
なっているが、本質的な変化ではない、また、説明の便
宜上、微小なりロストーク成分は省略した。

ここで、スペクトル拡散信号Ｓ　Ｎ（ｔ）の分離検出動
作（櫛歯形フィルタ１１の動作原理）について説明する
。第１図（８）の遅延回路１３より出力されるスペクト
ル拡散信号ＳＭ　（ｔ−Ｔ）は、Ｓ　Ｍ（ｊ−Ｔ）　＝
　Ｐ　（ｔ−Ｔ）（ｄ　（ｔ−Ｔ）ｃｏｓωＣ＋　（ｉ
−Ｔ）＋　ｄ　（ｔ−Ｔ）ｃｏｓωＣ２（ｔ−Ｔ））　
　”＝＝　（３）となる、ここで、前提条件として、ｐ
　（ｔ）の周期と遅延時間Ｔを等しくし、Ｃ０８（ａ）
ｃｌｔはＰ（ｔ）の周期で同相、同レベルで繰返す連続
波、ＣＯＳωｃ２ｔはＰ　（ｔ）の周期で逆相、同レベ
ルで繰返す連続波とすれば、ＳＭ（ｔ−Ｔ）は Ｓ　Ｍ　（ｔ−Ｔ）　＝　Ｐ　（ｔ）（ｄ　（ｔ−Ｔ）
ｃｏｓωｃ＋　ｔ−ＣＯＳωｃａｔ）　　・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・（４）、　となる、従
って、加算出力５Ｎ（ｔ）モＳＭ（ｔ−Ｔ）＜＝ｓ＋（
ｔ））は、 Ｓ　Ｎ（ｔ）＋　Ｓ　Ｍ（ｊ−Ｔ） −（ｄ　（ｔ）＋ｄ　（ｔ−Ｔ））Ｐ　（ｔ）ｃｏｓω
ａｔ　ｔ　・・・・−・−（５）となる、一方、減算出
力Ｓ　ｚ（ｉ）は、５ｒ（ｔ）＝Ｓｓ（ｔ）　　ＳＭ（
ｔ−Ｔ）＝　２　Ｐ　（ｔ）ＣＯ３ωｃ＊　ｔ ＋　　ｔ　ｄ　（ｔ）−ｄ　（ｔ−Ｄ）Ｐ　（ｔ）ＣＯ
３ωＣ＋　ｔ　””　（６）となる、なお、第０式中の
（ｄ　（ｔ）−ｄ　（ｔ−ｔ））ｐ　（ｔ）ＣＯＳωＣ
＋ｊは櫛歯形フィルタ１１で分離不可能なりロストーク
成分であるが、後述する逆拡散動作で直流に変わるため
、問題にはならない。

次に、逆拡散動作について、第１図（Ｂ）の構成に従っ
て具体的に説明する０乗算器１６の出力にはｆｆ１ｊｉ
２相ＰＳＫ信号Ｓ　ｐ（ｔ）が得られる。即ち、ＳＥ）
’（ｔ）＝　Ｓ＋（ｔ）Ｘ　５ｓ（ｔ）＝（ｄ（ｔ）◆
ｄ　（ｔ−Ｔ’））ｃｏｓ（ωｃ＋　　（ｄｃ２　）　
ｔ＋　　（ｄ　　（ｊ）＋ｄ　　（ｔ−Ｔ））ＣＯ３（
（ｄｃ＋　＋　ωＣ＊　）　　ｔ　　”・　（７）とな
る、なお、情報データｄ　（ｔ）における１ビット時間
長に比べて、遅延時間Ｔが充分短ければ、ｄ　（ｔ−Ｔ
）はｄ　（ｔ）として近似出来る。従って、復調２相Ｐ
ＳＫ信号Ｓ　ｐ（ｔ）は、 Ｓ　１）（ｔ）＝　ｄ　（ｔ）　Ｃ０８（６）　Ｃ＋　
＝　ωＣ２）　ｔ＋ｄ（ｔ）ＣＱＳ（ωｃ＋＋ωｃｚ）
ｔ　　、ＨＢ６ＨＢ６＊ｔａ）となり、実際の回路動作
検討の上からも妥当性が確認された。

次に、本発明の通信方式を実現し得る装置の復調部の第
２実施例について、第５図の回路ブロック図及び第６図
の周波数スペクトル波形図を参照しながら説明する。第
５図（Ａ）は変調部のブロック構成図、同図（Ｂ）は復
調部のブロック構成図である。これらの図において第１
実施例と同一構成箇所には同一番号を付してその詳細な
説明を省略する。

変調部３０は第１実施例の変調部１０と比較して、乗算
器がもう１つ加わった他は構成要素に変更はないが、結
線の仕方が多少異なっており、１次変調波と搬送波を拡
散符号信号にて夫々別個に変調（拡散）した後加算混合
している。また、復調部４０には搬送波再生回路１８９
乗算器９及びＬＰＦ　１９を更に備え、これらを減算器
１５と乗算器１６の間に挿入して構成している他は、第
１実施例と同じである。なお、変調部と復調部との組合
せはこれに限定されるものではなく、変調部１０と復調
部４０とを組合せても良く、逆に変調部３０と復調部２
０とを組合せても良い、以下、かかる構成の変調部３０
及び復調部４ｏの動作について、第６図の信号波形図を
併せ参照しながら説明する。

まず変調部３０にあっては、入力端子Ｉｎ　＋より第６
図（Ａ）の波形（イ）の如き１次変調信号ｄ　（ｔ）ｃ
ｏｓωＣ＋ｊが、入力端子Ｉｎ　２より搬送波信号ＣＯ
Ｓωｃ２ｔ（同図（Ｂ）の＠）が乗算器４及び５に夫々
供給される。一方、入力端子［ｗ　３からはクロック信
号５ｃ（ｔ）が拡散符号発生回路６に供給されており、
これを基にここで拡散符号信号ｐ（ｔ）を生成し、乗算
器４及び５に供給している。これにより乗算器４及び５
では乗算によるスペクトル拡散が行なわれ、同図（Ｃ）
及び（Ｄ）に夫々示すようなスペクトル拡散信号Ｐ　（
ｔ）　ｄ　（ｊ）ＣＯ３ωｃｔ　を及びＰ　（ｔ）ｃｏ
ｓωＣ２ｊを夫々出力し、次段の演算回路２にて両者が
加算されてスペクトル拡散信号Ｐ　（ｔＨｄ　（ｔ）ｃ
ｏｓωＣ，ｔ　＋ＣＱＳωＣ２ｔ　ｌ　（５Ｎ（ｔ））
となり（第６図（Ｅ）参照＞、ＢＰＦ７にてスペクトル
拡散信号のメインロープのみが通過、伝送されて、出力
端子軸１より出力される。

次に、復調部４０の機能について説明する。入力端子Ｉ
ｎ　４に入来した第６図（Ｅ）の如きスペクトル拡散信
号５Ｎ（ｔ）仲、ＢＰＦ１２にてスペクトル拡散信号以
外の周波数成分を除去されて、遅延回路１３．加算器１
４．及び減算器１５の正入力端子に供給され、且つ、遅
延回路１３の出力を加算器１４．及び減算器１５の負入
力端子に供給する（即ち第２図（Ａ）、（Ｂ）図示の特
性の櫛歯形フィルタ１１に供給することにより（櫛歯形
フィルタ１１の山又は谷の周波数をスペクトル拡散信号
の側帯波周波数に合せておくことは勿論である）、スペ
クトル拡散信号５Ｎ（ｔ）におけるＰ（ｔ）　ｄ（ｔ）
　　ｃＯ３（ｔ）Ｃ１ｔとＰ　（ｔ　）ＣＯ８（Ａ）　
ｆＪ　ｔとを分離検出し、加算器１４からは第６図（Ｃ
）の如きスペクトル拡散信号Ｐ　（ｔ）　ｄ　（ｊ）Ｃ
Ｏ３ωＣｔ　ｔ　＜　３＋（ｆ））を出力し、減算器１
５からは同図（０）の如きＰ　（ｊ）ＣＯ３（ａ）　Ｃ
２ｔ（Ｓ２（ｔ））を出力する。スペクトル拡散信号５
２（１）は搬送波再生回路１８及び乗算器９に供給され
る。搬送波再生回路１８は例えば、乗算器２１゜２３　
；ＢＰＦ２２．ＬＰＦ２４．ＶＣＯ（電圧制御！＠振器
）２５及び十分周器２６を第７図示の如く結線して構成
される。即ちこれは２逓倍型搬送波再生回路であり、こ
こではまず乗算器２１にて減算出力５２（ｊ）が２乗さ
れる。Ｍ真出力５２（ｊ）ハ近似的にはＰ（ｔ）ＣＯ３
ωＣ２ｔであるので、２乗動作により２値信号Ｐ　（ｔ
）は直流化し、搬送波ＣＯＳωＣ２ｔはｃｏｓ２ωＣ２
ｔとなる０次段のＢＰＦ２２にて不要な周波数成分を除
去して後、乗算器（又は位相比較器）２３．ＬＰＦ　（
又はループフィルタ）２４、及びＶＣＯ２５より構成さ
れる位相同期ループ（ＰＬＬ）２７に供給され、入力信
号中の不要な雑音成分が除がれな振幅一定な２倍の周波
数の搬送波が得られる。この搬送波は十分周器２６にて
信号処理されて、再生搬送波ＣＯＳωＣｚＥが出力され
るわけである。

蒸上の如き原理により搬送波再生回路１８にて再生され
た搬送波Ｃ０５（Ａｌ　０２　ｔと減算器１５から直接
供給されたスペクトル拡散信号Ｓ　２（ｊ）は乗算器９
に供給され、乗算が行われて変調時と等価な拡散符号Ｐ
　（ｔ）が得られる。この拡散符号ｐ（ｔ）は乗算器１
６に供給され、ここで加算器１４からのスペクトル拡散
信号Ｓ＋（ｊ）との乗算による逆拡散が行なわれて、復
調２相ＰＳＫ信号ｄ　（ｔ）ＣＯ３（ａ）　Ｃ＋　ｔ（
実際には伝送による遅延が伴うが、説明の便宜上省略し
た）が得られ、ＢＰＦ１７にて不要な周波数成分を除去
した後、出力端子軸２より出力している。なお、説明の
便宜上、微小なタロストーク成分は省略した。

〔効　果〕

本発明のスペクトル拡散つ黴信方式は以上のようにして
通信するので、次のような優れた特徴を有する。

■従来方式で必須の構成要件であったクロック再生回路
、拡散符号発生回路、ループで構成される同期引込み回
路及び同期保持回路等が不要となったので、回路構成を
かなり簡素化でき、コストの大幅な低減が図れるため、
民生機器への展開が非常に容易なものとなった。

■同期引込み回路及び同期保持回路等が不要となったこ
とにより、従来方式における同期引込み時間がかかると
いう欠点や、同期が外れる等の問題から解放され、スペ
クトル拡散通信方式の動作の安定化に寄与できる。

■搬送波再生回路を更に備えた場合には、復調２相ＰＳ
Ｋ信号は変調側の２相ＰＳＫ信号と同じ角周波数が得ら
れるので、−層精度の高い通信が行なえる。

【図面の簡単な説明】

第１図（＾）、　（Ｂ）は本発明のスペクトル拡散通信
方式を実現する第１実施例の夫々変調部及び復調部のブ
ロック構成図、第２図（Ａ）、　（８）は櫛歯形フィル
タの周波数特性図、第３図（Ａ）〜（Ｅ）及び第６図（
Ａ）〜（Ｅ）は夫々第１実施例及び第２実施例の各構成
部分の動作説明用周波数スペクトル図、第４図はスペク
トル拡散信号波形図、第５図（Ａ）。 （Ｂ）は本発明方式を実現する第２実施例の夫々変調部
及び復調部のブロック構成図、第７図は搬送波再生回路
の一楕成例を示すブロック図、第８図は従来のスペクト
ル拡散通信方式を実現する通信装置の基本ブロック構成
図、第９図は第８図示のブロック図の各構成部分におけ
るスペクトル波形図である。 ２・・・演算回路、４．５．９．１６．２１．２３・・
・乗算器、６・・・拡散符号発生回路、７，１２゜１７
．２２・・・ＢＰＦ　（帯域ろ波器）、１０．３０・・
・変調部、１１・・・櫛歯形フィルタ、１３・・・遅延
回路、１４・・・加算器、１５・・・減算器、１８・・
・搬送波再生回路、２０．４０・・・復調部、２４・・
・ＬＰＦ（低域−波器）、２５・・・ＶＣＯ（電圧制御
発振器）、２６・・・十分周器、２７・・・位相同期ル
ープ、Ｉｎ　＋〜Ｉｎ　ａ・・・入力端子、漏１〜し２
・・・出力端子。 特許出願人　　日本ビクター株式会社 手続補正書（方式） 昭和６３年６月２日

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）変調側には、第１の搬送波と情報信号とにより変
   調された１次変調波信号としての２相ＰＳＫ信号を入力
   信号として第２の搬送波との加算信号を得る手段と、該
   得られた加算信号を拡散符号信号により拡散してスペク
   トル拡散信号を得る手段とを備え、復調側には、上記ス
   ペクトル拡散信号を入力して、上記第１の搬送波と情報
   信号とが乗ぜられた拡散符号信号と上記第２の搬送波が
   乗ぜられた拡散符号信号とを分離検出する手段と、該分
   離検出された両信号を乗算することにより逆拡散を行な
   って２つの２相ＰＳＫ信号を生成する手段と、該２つの
   ２相ＰＳＫ信号のうち一方のみを出力する手段とを備え
   て通信するようにしたことを特徴とするスペクトル拡散
   通信方式。
2. （２）変調側には、１次変調波信号を拡散符号信号によ
   って２次変調して第１のスペクトル拡散信号を得る手段
   と、該第１のスペクトル拡散信号の側帯波間に第２のス
   ペクトル拡散信号を存在させるべく上記１次変調波信号
   の搬送波と異なる搬送波を上記拡散符号信号によつて拡
   散させる手段とを備え、復調側には、上記１次変調波信
   号を拡散させた第１のスペクトル拡散信号と搬送波のみ
   を拡散させた第２のスペクトル拡散信号とを分離検出す
   る手段と、上記第２のスペクトル拡散信号を同期検波し
   て上記拡散符号信号を得る手段と、該得られた拡散符号
   信号によつて上記第１のスペクトル拡散信号を逆拡散し
   て情報データを出力する手段とを備えて通信するように
   したことを特徴とするスペクトル拡散通信方式。