JPH01293723A

JPH01293723A - スペクトル拡散通信装置

Info

Publication number: JPH01293723A
Application number: JP63124567A
Authority: JP
Inventors: Kenichi Mizuno; 健一水野
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 1988-05-20
Filing date: 1988-05-20
Publication date: 1989-11-27

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明はスペクトル拡散通信装置に係り、特に、受信（
復調）側において、逆拡散用の擬似雑音を発生するため
の拡散符号発生回路を不要としたスペクトル拡散通信装
置に関する。

〔技術的背景〕

スペクトル拡散通信方式とは、キャリアを情報信号にて
１次変調したものを広帯域の雑音状の拡散符号により２
次変調して、非常に広い帯域に拡散する方式である。−
数的には、２次変調方式の違いにより、直接拡散（ＤＳ
）方式１周波数ホッピング（ＦＨ）方式、ハイブリッド
方式等があり、本発明方式はこのうち前者のＤＳ方式に
関する。

かかるスペクトル拡散３ｉ！！信には、■秘匿性（秘話
性）が非常に高い、■外部干渉や雑音、故意の妨害に強
い、■従来システムと共存できる。■ＭＣＡ局のような
制御局や制御チャンネルが不要である。■アドレスコー
ドでの管理ができる。■ＤＳ（直接拡散）方式では電力
密度が低いので、微弱な電力で送信できる。■通話品位
の若干の低下だけで局数を増加できる。■疑似雑音符号
信号を変えることにより、同一周波数帯域内に多重する
ことが可能である２等の多くの特長があり、これらの長
所が認識されて、現在では単に通信分野にとどまらず、
様々な分野での応用が進んできており、民生機器への展
開も始められようとしている。

〔従来の技術〕

第１６図及び第１７図を参照しながら、スペクトル拡散
通信の基本原理について説明する。第１６図はＤＳ方式
による従来のスペクトル拡散通信装置の基本構成図、第
１７図は各構成部分におけるスペクトル波形図である。

第１６図に示すように、送信（変調）側であるＡ局の１
次変調器３１にて１次変調された第１７図１８）図示の
如き信号（Ｆｌ）は、拡散符号発生回路３９からの拡散
符号信号（Ｆｓｓ”同図（ｂ）参照）により拡散変調回
路３６にて２次変調されて、増幅された後アンテナＡ、
より送信信号ＦＩｓとして出力される。１次変調の種類
は特に制限はなく、周波数変調（［Ｈ）やＰ　Ｓ　Ｋ　
（Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉずｔ　Ｋｅｙ−ｉｎｇ）等で良く
（本明細書ではＰＳＫにより変調を行なうものとして説
明する）、２次変調（拡散変調）は、−数的に疑似雑音
符号（Ｐｓｅｕｄｏ　Ｎｏ１ｓｅ　：　Ｐ　Ｎ符号）に
よりＰＳＫ変調する。このＰＮ符号はできる限りランダ
ム雑音状であり、且つ受信機側で符号を取り出すために
一定の周期を有している必要がある。

次に、受信（復調）側の構成及び動作等について説明す
る。受信側のＢ局では、アンテナＡ２から所定のフィル
タや高周波増幅器により得られなＦｌ、信号を、逆拡散
回路４７にて拡散符号発生回路４９からの拡散符号によ
り逆拡散する。この拡散符号発生回路４９はＡ局の拡散
符号発生回路３９と同期が取られており、ＰＮ符号も同
一（Ｆ、）である、ところで、アンテナＡ２に入来する
電波はＦｌｓだけとは限らず、電波Ｆ２５．Ｆ３５．・
・・（第１７図（ｃ）参照）等、他のＳＳ局（−数周）
からの電波（Ｆｎ）が存在する。そこで、逆拡散回路４
７で逆拡散を施すことにより、同図（ｄ）図示の如き所
望の電波Ｆ１ｓを同図（ａ）のようなスペクトルに戻し
、フィルタ（狭帯域・Ｐ波器が望ましい）４１にてＦ１
ｓ以外の成分の大部分を除去しく同図（ｅ）参照）、復
調回路４３にて元の情報信号に復調して出力するわけで
ある。なお、同図（ｅ）かられかるように、フィルタ４
１の出力信号中にはＦｌ、の他に干渉波のＦｎと多局の
ＳＳ波の一部が残っている。この残留電力と目的信号の
電力の比をＤＵ比（信号電力対干渉電力比）と呼んでお
り、このＤＵ比を大きく取るためには拡散帯域ができる
限り広い方が有利であり、−数的に情報信号の周波数帯
域の１００〜１０００倍程度にしている。

以上、スペクトル拡散通信の基本的な原理について説明
したが、次にスペクトル拡散通信を行なう場合の１，２
次善変調・復調における具体的な動作について理論的に
説明する。スペクトル拡散通信におけるスペクトル拡散
信号Ｓ　（ｔ）（Ｐ　１．）は、情報データをｄ　（ｔ
）［＋１又は−１コとし、拡散符号Ｆｓｓをｐ（ｔ）ト
１又は−１］、搬送波をＣＯ３ωｃｔとすると、次式で
表わされる。

３　（ｔ）　＝　ｄ　（ｔ）　Ｐ　（Ｉ）ＣＯ３ωｃｔ
　　・＋＋＋＋・Ｈ”・Ｈ””　　（１）（但し、ωｃ
＝２πｆｃ）このスペクトル拡散信号ｓ　（Ｂは、受信（復調）側に
おいて、入来したスペクトル拡散信号より拡散符号用ク
ロック信号を生成し、更に送信時のスペクトル拡散信号
における拡散符号と同期した拡である）を得て、入来し
たスペクトル拡散信号５（１）との乗算（「相関ｊ又は
「逆拡散」とも言う）を行ない、ｄ　（ｔ）ｃｏｓωＣ
ｔなる２相ＰＳに信号に変換される、更に、再生した搬
送波ＣＯＳωｃｔ　（実際に７′＼はＣＯＳωｃｔｌとの乗算による同期検波を行なって、
ｄ　（ｔ）　（ＣＯ３ωｃｔ　）　’　＝　ｄ　（ｔ）
［１＋ｃｏｓ２ωｃｔ　）　／　２を得て、搬送波成分
２ωｃｔをフィルタで除去することにより情報データｄ
（【）を復調している。

ここで、２相ＰＳに信号ｄ　（ｔ）ＣＯ３ωｃｔの帯域
幅（スペクトルのメインローブとする）をＢｏとし、拡
散符号Ｐ（ｔ）により拡散されたスペクトル拡散信号の
帯域幅（スペクトルのメインローブ）をＢＩ）とすれば
、スペクトル拡散通信におけるプロセスゲインＧ、は、Ｇ　　＝Ｂ　　／ＢＤ　　・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・　（２）ｐで表わされる。１０セスゲインＧｐは、通常の設計値に
おいて数百〜数千の値であり、この値に従って妨害信号
、ｍｙ等の抑圧が行なわれるため、情報データｄ　（ｔ
）に対してスペクトル拡散信号の周波数帯域が広いほど
耐妨害性、耐雑音性等における改善効果が高まる。即ち
、改善効果はプロセスゲインＧ、でほぼ一義的に定まる
。

〔発明が解決しようとする課題〕

かかるスペクトル拡散通信では復調側における逆拡散が
最も重要であり、これを行なうに必要な拡散符号の生成
回路の実現が容易ではなく、現在では、ＡＦＣ制御ルー
プ、遅延ロックループ及び乗算器による逆拡散法や、マ
ツチドフィルタを用いた同期ループと乗算器による逆拡
散法が一般的に用いられている。これらの構成による逆
拡散は、いずれも回路構成が複雑で、更には調整面やコ
スト面での問題もあり、民生機器への展開に当ってはこ
れらの問題を解決する必要がある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明のスペクトル拡散通信装置は、変調側には、第１
の搬送波を情報信号により変調して１次変調波信号を得
る手段と、１次変調波信号に第１の搬送波とは異なる周
波数の第２の搬送波を加算して複合１次変調波信号を得
る手段と、拡散符号用クロック信号を入力してＮＲＺ擬
似雑音符号系列を生成する擬似雑音符号発生器と、ＮＲ
２擬似雑音符号とタロツク信号とを乗算して拡散符号信
号を得る第１の乗算器と、拡散符号信号と複合１次変調
波信号とを乗算により拡散変調して複合スペクトル拡散
信号を得る第２の乗算器とを備え、復調側には、複合ス
ペクトル拡散信号を入力してそのメインローブのスペク
トル分布に対応した周波数通過特性を有する一波器と、
この一波器を介してメインローブの中心周波数近傍のノ
イズや干渉波成分の低減、除去を行なう手段と、この除
去手段を通過した複合スペクトル拡散信号を、１次変調
波が拡散されているスペクトル拡散信号と第２の搬送波
が拡散されている変調拡散符号信号とに分離検出する手
段と、分離検出された両信号を乗算により逆拡散する第
３の乗算器と、逆拡散によって得られた１次変調波信号
より情報信号を復調する手段とを備えて楕成することに
より、上記欠点を解消したものである。

〔実施例〕

本発明のスペクトル拡散通信装置は、上記のように楕成
したことにより、逆拡散において従来より必須の構成要
件であったクロック再生回路、拡散符号発生回路、ルー
プで楕成される同期引込み回路及び同期保持回路等が不
要となったものであり、以下、本発明装置の１構成例を
挙げて、図面を参照しながら説明する。

第１図は、本発明のスペクトル拡散通信装置の第１実施
例のブロック構成図で、同図（＾）が変調部（送信ｒｓ
）１０．同図（Ｂ）が復調部（受信側）２０である。こ
の図においては、アンテナ等構成の一部の図示を省略し
ている。

変調部１０は、ＬＰＦ　（低域−波器）１，３つの乗算
器２〜４．加算器６．拡散符号発生回路（ＰＮＧ）９．
及びＢＰＦ　（帯域−波器）１１を備え、これらを第１
図（Ａ）図示の如く接続して構成している。また復調部
２０は、３つのＢＰＦ１２〜１４．２つの加算器７，８
及び遅延回路（口Ｌ）２１゜２２；加減算回路２３１乗
算器５．及び２つの重み付は用利得調整器２４．２５を
備え、これらを第１図（８）図示の如く接続して構成し
ている。なお、遅延回路２１と加算器８とで第１の分離
フィルタ（１次のトランスバーサルフィルタ）１８を楕
成し、遅延回路２１（共有）、遅延回路２２゜利得調整
器２４．２５及び加減算回路２３とで第２の分離フィル
タ（２次のトランスバーサルフィルタ）１９を構成して
おり、それらの周波数特性は夫々第２図（＾）、（８）
に示す通りである。以下、本発明装置の具体的な機能、
動作について、第３図乃至第６図の信号波形図を併せ参
照して説明する。

まず送信を行なう場合、変調部１０において、入力端子
ｌｉｔより情報データｄ（ｔ）をＬＰＦ２を介して乗算
器２に供給し、ここで入力端子１ｒＬ２から供給される
第１の搬送波ＣＯＳωＣ＋ｊと乗算して、搬送波ＣＯＳ
ωｃｌｔを情報データｄ（ｔ）にて変調した第３図（＾
）の（ａ）の如き１次変調信号（２相ＰＳＫ変Ｒｒａ号
）　ｄ　（ｔ）ＣＯ３ωＣ＋　ｔを生成して加算器６に
供給する。その帯域幅は、図示の通り２Δｆである。ま
た、入力端子Ｉｎ３より、同図（８）の（ｂ）の如き第
２の搬送波ＣＯＳωｃｗｔ（無変調）を加算器６に供給
し、ここで上記２相ＰＳＫ信号との加算を行なって　ｄ
　（ｔ）ＣＯＳωＣｔ　ｊ　”ＣＯ３ωｃ２ｔ　なる加
算信号を作り、スペクトル拡散を行なうための乗算器３
に出力する。９は拡散符号生成回路であり、ここでは入
力端子Ｉｎムより供給される、第５図（Ａ）の如きタロ
ツク信号５Ｃ（ｔ）を基に、ＮＲＺ（ＮｏｎＲｅｔｕｒ
ｎ　ｔｏ　Ｚｅｒｏ）のＰＮ　（雑音ン符号ＰＮ（ｔ）
（同図（Ｂ）参照）を生成している。その周波数スペク
トラム（エンベロープ）は第６図（＾）に示す通りであ
る。なおＴｏはタロツク信号５Ｃ（ｔ）の周期である。

このＰＮ符号ＰＮ（ｔ）はタロツク信号５ｃ（ｔ）によ
り位相変調を受けるべく、乗算器４に供給される。ここ
でＮＲＺのＰＮ符号を位相変調することにより、第５図
（Ｃ）に示すような拡散符号ｐ　（Ｂ（その周波数スペ
クトラムは第６　ＵｙＪ（Ｂ）参照）を生成しているわ
けである。拡散符号としては、通常は疑似雑音符号がよ
く用いられ、その中でもＭ系列符号がよく用いられるの
で、「擬似雑音符号」と呼ばれることもある。かかる拡
散符号Ｐ　（ｔ）は乗算器３に供給され、ここで上記加
算信号ｄ　（ｔ）ＣＯ３（１）　Ｃ１ｔ　＋ＣＯ３ωｃ
２　ｔとの乗算（スペクトル拡散）が行なわれ、スペク
トル拡散信号Ｐ　（ｔＨｄ　（ｔ）ｃｏｓωＣ＋　ｔ”
ＣＯ５ωｃｔｔｌ（以下ｒｓＭ（ｔ）Ｊとも記す）とな
り（第３図（Ｃ）＃照）、ＢＰＦＩＩにてスペクトル拡
散信号のメインローブのみが通過、伝送されて、出力端
子−１より出力される。

ここで、スペクトル拡散信号の周波数スペクトルについ
て説明する。第３図（Ａ）及び（８）に夫々示した周波
数ｆ　Ｃ＋　（＝　ωｃ＋／　２　ｙｃ　）とｆｃ−（
＝ωｃ２／２π）との間隔は、タロツク信号の周期（１
ビット時間長）をＴｏとし、拡散符号発生回路９におい
てＭ系列符号を用い、そのＭ系列符号発生回路（図示せ
ず）にシフトレジスタを使用した場合、その段数をｎと
すると、（２（２’　−１）Ｔｅ　ｌ　”で与えられる
周波数間隔となる。同図（Ｃ）図示のスペクトル拡１１
ｔ　（８号の周波数スペクトルにおいて、側帯波＋Ｓａ
ｌとモＳａ２との周波数間隔や＋Ｓｂ＋とモｓｂ２との
周波数間隔は　１　／’ｒ＝　（（２ｎ　−１）ｘＴｏ
）”で与えられる間隔となっており、側帯波モＳａ１〜
モＳａｎ　、　−５ａｌ　〜−３ａｎと、側帯波＋ｓｂ
１〜モＳｂ、、　、　−ｓｂ、　〜−３ｂｎとは、夫々
交互に等間隔で並んでいる。第４図（＾）はかかる拡散
符号のスペクトラム、同図（Ｂ）はスペクトル拡散信号
Ｓ　Ｈ（ｔ）のスペクトラムのメインローブを夫々示し
ている。

次に、第１図（８）及び第７図を併せ参照して、復調部
２０の回路動作ａ能について説明する。入力端子１ｎ５
に入来した第３図（Ｃ）の如きスペクトル拡散信号５Ｎ
（ｔ）は、ＢＰＦ１２．１３にて第７図（Ａ）の（イ）
及びに）で夫々示すようなバスバンド成分のみ通過され
、加算器７にて加算されて、スペクトル拡散信号のメイ
ンローブ以外の周波数成分。

特に同図（＾）の＜ｆｃ、−Δｆ）〜ｆ　Ｃ２に混入し
てくる干渉波、ノイズ等を除去して、分離フィルタｔｓ
、１９に供給している。

なお、ＢＰＦ１２，１３と加算器７とより成る初段のフ
ィルタは、かかる構成に限らず、例えば第８図に示すよ
うなりＰＦ１５とＢＥＦ　（ノツチフィルタ、帯域消去
ろ波器）１７とを直列接続して構成したものでも良い、
この場合のＢＰＦ１５の周波数特性は、第７図（Ｂ）に
示すように（ｆ　ｃｌ−ｆｐ　）　〜Ｃｆｃ２＋ｆＰ）
をバスバンドとし、ＢＥＦ１７の周波数特性は同図（Ｃ
）に示すように（ｆｃｌ−Δｆ）〜ｆ　Ｃ２を消去バン
ドとするよう構成されること勿論である。

次段の分離フィルタ１８．１９は、遅延時間Ｔ＝　（２
ｎ−１）Ｔ　ｏの遅延回路２１．２２を含んで構成され
るので、遅延回路２１．２２における遅延時間をＴとす
ると、分離フィルタ１８の周波数特性（加算器８の出力
波形）は第２図（Ａ）に示すように１７２Ｔの奇数倍の
周波数で利得が０となる谷（急峻なデイツプ）ができ、
分離フィルタ１９の周波数特性（加：＄４算回路２３の
出力波形）は第２図（Ｂ）に示すように１７２Ｔの偶数
倍の周波数で利得が０となるような余弦波となる。この
ような特性の分離フィルタ１８．１９に、１／２Ｔの周
波数の夫々偶数倍及び奇数倍の搬送波周波数ｆ　Ｃ＋及
びｆ　Ｃ２を有するスペクトル拡散信号５Ｎ（ｔ）が供
給されると、その出力は夫々Ｐ　（ｔＨａ　（ｔ）＋ａ
　（を−丁））ＣＯ３（１）Ｃ１ｔ　（＝Ｓ、（ｔ）と
する）及びＰ　（ｔ）ＣＯ３ωＣ２ｔ（＝Ｓ２（ｔ）と
する）とで近似的に表わされ、１次変調波を拡散した信
号Ｓ＋（ｊ）と搬送波のみを拡散した信号Ｓ　２（ｊ）
とに分離検出されるわけである。

従って、加算器８からの出力信号はＳ＋（ｔ）（第３図
（０）参照）となり加減算回路２３の出力信号は５ｙ（
ｊ）（同図（Ｅ）参照）となる、なお、遅延回路２１．
２２によるスペクトル拡散信号５ｓ（ｔ）の遅延分の表
現は、説明の便宜上省略した。

叙上の如き原理により分離検出された真出力信号Ｓ＋（
ｊ）と３２（ｊ）は乗算器４に供給され、ここで両信号
の乗算による逆拡散が行なわれる。すると拡散符号信号
Ｐ　（ｔ）は乗算により直流となるので、変調時と等価
な２相ｐｓに信号　＋　ｄ　（ｔ）＋ｄ　（ｔ−Ｔ））
ＸＣＯ３（ωｃｚ−（ｄｃｌ　ｔ　）及び（ｄ　（ｔ）
−ｄ　（ｔ−Ｔ））ｃｏｓ（ωｃ＋十ωｃｚ）　ｔ　（
夫々第３図（Ｆ）の（ｄ）と（Ｃ）。

但し、ｆ　ＣＩ＝（Ｊ）Ｃ１／　２　ｘ　、　ｆ　ｃｚ
＝（ｌｄｃｚ／　２　ｙｒである）が得られる。なお、
情報信号ｄ　（ｔ）の１ビツト長に比べて遅延時間Ｔが
充分短ければ、ｄ　（ｔ−Ｔ）はｄ　（ｔ）に近似でき
る０以上のようにして逆拡散された２つの２相ＰＳに信
号を狭帯域のＢＰＦ１４を介することにより、いずれか
一方の２相ＰＳＫ信号のみを分離して出力端子−２に出
力することができる。

以上は全体的動作説明であったが、次に、最も影響が強
い干渉波が通信路に存在したときの主要部分の動作につ
いて、第９図乃至第１１図を参照しながら説明する。ま
ず、次のようなモデルについて考えてみる。

（１）変調側ではＮＲＺの拡散符号でスペクトル拡散を
行なう。

■通信路に干渉波Ｔ（ｔ）が存在し、その干渉波１（ｔ
）をＡ　ＣＯ３ωｃＩｔの連続波（Ａ：定数）とし、且
つ、周波数ｆ　Ｉ４が複合１次変調波の周波数帯域’ｒ
＜ｆｃ＋＋ｆｃｑ）−Δｆ≦ｆｃ１≦＋＜ｆＣ＋＋ｆＣ
２）＋Δｆ；　２Δｆは帯域幅）内にあるとする。

（この周波数帯にある干渉波が逆拡散時の復調信号に最
も影響の強い妨害波となるため）■復調側では、スペク
トル拡散信号の中心周波数付近（ｆ　ｃ、−Δｆ〜ｆ　
ｃ−）のノイズを阻止するフィルタを設けていない。

上記の条件を備えたモデルを第９図及び第１０図に示す
、スペクトル拡散信号５Ｎ（ｔ）と干渉波１（ｔ）　（
第１１図（八）参照）が第１０図に示す入力端子Ｉｎｓ
に入力した場合、各々のフィルタの出力は近似的に次の
ように表現できる。

Ｓ　＋（ｔ）＝　Ｐ　（ｔ）　Ｄ　（ｔ）ｃｏｓωＱ＋
　ｔ　＋　Ｉ　＋（ｊ）・・−・・・・（３）Ｓ　２（
ｔ）＝　Ｐ　（ｔ）ｃｏｓωＣ２ｔ　＋　Ｉ　２（ｔ）
−＝　−−（４）但し、Ｄ　（ｔ）　＝　ｄ　（ｔ）＋
ｄ　（ｔ−Ｔ）とし、Ｉ　＋（ｊ）。

Ｉ　２（ｊ）は干渉波ｒ（ｔ）が分離フィルタ１８．１
９に入力したときの出力信号とする。従って、乗算器５
からの逆拡散出力信号Ｒ（ｔ）は、上式より次のように
なる。

Ｒ（ｔ）　＝　５ｔ（ｔ）Ｘ　Ｓ、（ｔ）＝　Ｉ　Ｐ　
（ｔ）　Ｄ　（ｊ）ＣＯ３（ｃ）ｃＨｔモＩ＋（Ｌ））
Ｘ　（Ｐ　（ｔ）ｃｏｓωＣ２ｔ　＋　Ｉ　２（ｊ））
＝　ｐ　２（ｔ）Ｄ　（ｔ）ｃｏｓωｃ＋七　Ｃ０３（
ｃ）（２Ｆ。

＋　Ｐ　（ｔＨＩ　＋（ｔ）　ｃｏｓωＣ２ｊ±Ｉｔ（
ｊ）ｘ　Ｄ　（ｔ）ｃｏｓωｃ＋　ｔ　）　＋　Ｉ　＋
（ｔ）　Ｉ　２（Ｂ−−・・（５）この第５式において
、第１項は逆拡散項（第１１図［８）の（／’；Ｊ）、
第２項は干渉波の拡散項（同図の（→）、第３項は干渉
波が拡散されない項（同図の（イ）参照）である、ここ
で、Ｉ　１（ｔ）＝ＡＩ　ＣＯ３（１）Ｃ３ｔＩ　ｚ（ｔ）
＝　Ａ　２　　ｃｏｓ　　ωＣ３ｔとすると、上記第５
式で第３項の拡散されない項１　＋（ｔ）　Ｉ　２（ｊ
）は相関の強い信号同士の乗算となり、次式のようにな
る。

Ｉ　　＋（Ｌ）Ｉ　　ｚ（ｔ）＝Ａ＋　　　Ａ２　　　
ＣＯ３”　　　ω　Ｃ３ｔ＝　　士　Ａ　　＋　　　Ａ
２　　　（１＋ＣＯ３２（Ａ）Ｃ３ｔ　　）　　−−−
（６）ところで、干渉波１（ｔ）の周波数ｆ　ｃｚには
、’ｚ　＜ｆ　Ｃ＋　十ｆ　０２）−Δｆ≦ｆ　Ｃ３≦
＋（ｆｃ＋＋ｆｃｚ）＋Δｆ　という条件があるので、
２　ｆ　Ｃ３は（ｆＣＩモｆ　ｃ＝　）±Δｆ　の帯域
内、即ち、逆拡散された１次変調波の帯域内に存在し、
妨害波成分となる。

次に、本発明装置を使用した通信方式の場合について第
１２図のスペクトル図と共に説明する。

本発明装置の復調部２０には、スペクトル拡散信号の中
心周波数付近（ｆ　ｃｌ−Δｆ〜ｆ　ｃ−）に混入して
くる干渉波１（ｔ）　（第１２図（＾）参照）等を低減
乃至は除去するフィルタ（初段のフィルタ１２゜１３又
は１５．１７の組合わせ）を備えているので、同図（Ｂ
）に示すように逆拡散時に、（ＩＣ＋モｆ　ｃ−）を中
心周波数とし、Ｂｉ調された１次変調波の帯域□内に入
ってくる干渉波成分の影響を低減乃至は無視できるレベ
ルにまで下げることができる。

上記の条件を備えたモデルを第９図及び第１０図に示す
、また、スペクトル拡散信号５Ｎ（ｔ）の中心周波数付
近のスペクトラム成分が小さくなるように拡散している
ので、上記中心周波数近傍の通過を阻止するためのフィ
ルタを復調部に付加しても、スペクトル拡散信号に対す
る影響がない。

次に、本発明のスペクトル拡散通信装置の変調側の第２
実施例について、第１３図（Ａ）のブロック構成図及び
第１４図のタイミングチャートを併せ参照して説明する
。この実施例は、拡散符号としてバイフェイズ（Ｂｉ　
ｐｈａｓｅ）符号（マンチェスター符号）を使用したも
のであり、この図において、第１図（＾）図示の第１実
施例と同一構成個所には同一符号を付してその詳細な説
明を省略する。

本実施例の変調部３０は第１３図ＴＡ）に示すように、
拡散符号発生回路からの出力信号ＮＲＺの雑音（ＰＭ）
符号ＰＮ（ｔ）（第１４図（８）参照）と、タロツク信
号５Ｃ（ｔ）　（同図（Ａ）参照）とを排他的論理和回
路３２に供給して演算を行うことによりバイフェーズ化
し、この信号Ｐ（ｔＨ同図（Ｃ）参照）を拡散符号とし
て乗算器３に供給し、ここにて加算器３１からの複合１
次変調波（ｄ　（ｔ）ＣＯ３ωｃ１　ｔ　＋ｃｏｓωｃ
、シ）との乗算により、スペクトル拡散を行なっている
。なお、雑音（ＰＮ）符号Ｐ　Ｎ（ｔ）及び拡散符号ｐ
　（ｔ）の周波数スペクトラムは、第６図に示した第１
実施例と同じである。

ｆｉ後に、本発明のスペクトル拡散通信装置の変調側の
第３実施例について、第１３図（Ｂ）のブロック構成図
及び第１５図の周波数スペクトル図を併せ参照して説明
する。この図においても第１図（＾）図示の第１実施例
と同一構成個所には同一符号を付して、その詳細な説明
を省略する。この実施例４０は、加算器６からの複合１
次変調波を、乗算器３にてＮＲＺの雑音符号ＰＮ（ｔ）
により拡散変調しく第５図（Ａ）参照）、更に乗算器４
においてタロツク信号５Ｃ（ｔ）によって位相変調（同
図（８）参照）し、スペクトル拡散を行なっている。な
お、復調側の構成は、第１図＋８）に示した第１実施例
と同じなので、その詳細な説明は省略した。

〔効　果〕

本発明のスペクトル拡散通信装置は以上のようにして通
信するので、次のような特長を有する。

■従来装置の復調部で必須の構成要件であったクロック
再生回路、拡散符号発生回路、ループで構成される同期
引込み回路及び同期保持回路等が不要となったので、回
路構成をかなり簡素化でき、コストの大幅な低減が図れ
るため、民生機器への展開が非常に容易なものとなった
。

■同期引込み回路及び同期保持回路等が不要となったこ
とにより、従来装置における同期引込み時間がかかると
いう欠点や、同期が外れる等の問題から解放され、スペ
クトル拡散通信装置の動作の安定化に寄与できる。

■スペクトル分離フィルタにより、スペクトル拡散信号
に混入してくるノイズを低減できる。

■影響が最も大きい周波数帯に混入してくる干渉波を阻
止しているので、その妨害に強く、良好な逆拡散が行な
える。

【図面の簡単な説明】

第１図（＾）、　ｆＢ）は本発明のスペクトル拡散通信
装置の第１実施例の夫々変調部及び復調部のブロック構
成図、第２図ｆＡ）、　（Ｂ）は分離フィルタの周波数
特性図、第３図ｆＡ）〜（Ｆ）は本発明装置の各構成部
分の動作説明用周波数スペクトル図、第４図（Ａ）、　
（Ｂ）は同スペクトル拡散信号波形図、第５図（Ａ）〜
（Ｃ）は第１図（Ａ）図示の変調部における各構成部分
の動作説明用タイミングチャート、第６図（＾）、　（
８）は夫々変調部におけるＰＮ符号及び拡散符号の周波
数スペクトラムを示す図、第７図（＾）〜（Ｃ）は復調
部の前段のフィルタの各実施例の周波数特性図、第８図
は復調部における初段のフィルタの変型例のブロック構
成図、第９図及び第１０図は最も影響が強い干渉波が通
信路に存在した場合の動作を説明するための夫々装置全
体のモデル及びフィルタの構成を示すブロック図、第１
１図（Ａ）、　（Ｂ）は第１０図のフィルタの動作説明
用スペクトル図、第１２図（Ａ）、　（Ｂ）は最、も影
響が強い干渉波が通信路に存在した場合の本発明装置に
おける除去動作説明用スペクトル図、第１３図は本発明
装置の変調部の夫々第２．第３実施例のブロック構成図
、第１４図は変調部の第２実施例の動作説明用タイミン
グチャート、第１５図は変調部の第３実施例の動作説明
用スペクトル図、第１６図は従来のスペクトル拡散通信
装置を実現する通信装置の基本ブロック構成図、第１７
図は第１６図示のブロック図の各構成部分におけるスペ
クトル波形図である。１・・・ＬＰＦ　（低域ｒ波器）、２〜５・・・乗算器
、６〜８，３１・・・加算器、９・・・拡散符号発生回
路、１０．３０．４０・・・変調部、１１〜１６・・・
ＢＰＦ（帯域Ｐ波器）、１７・・・ＢＢＦ　（帯域消去
ｐ波器）、１８．１９・・・分離フィルタ、２０・・・
復調部、２１．２２・・・遅延回路、２３・・・加減算
回路、２４゜２５・・・利得調整器、３２・・・排他的
論理和回路、Ｉｎ＋〜Ｉｎｓ・・・入力端子、ＯＩＩ？
＋〜県２・・・出力端子。特許出願人　　日本ビクター株式会社代表者　　埋木　邦夫

Claims

【特許請求の範囲】

（１）変調側には、第１の搬送波を情報信号により変調
して１次変調波信号を得る手段と、該１次変調波信号に
上記第１の搬送波とは異なる周波数の第２の搬送波を加
算して複合１次変調波信号を得る手段と、拡散符号用ク
ロック信号を入力してＮＲＺ擬似雑音符号系列を生成す
る擬似雑音符号発生器と、該ＮＲＺ擬似雑音符号と上記
クロック信号とを乗算して拡散符号信号を得る第１の乗
算器と、該拡散符号信号と上記複合１次変調波信号とを
乗算により拡散変調して複合スペクトル拡散信号を得る
第２の乗算器とを備え、復調側には、上記複合スペクト
ル拡散信号を入力してそのメインローブのスペクトル分
布に対応した周波数通過特性を有するろ波器と、該ろ波
器を介して上記メインローブの中心周波数近傍のノイズ
や干渉波成分の低減、除去を行なう手段と、該除去手段
を通過した複合スペクトル拡散信号を、１次変調波が拡
散されているスペクトル拡散信号と上記第２の搬送波が
拡散されている変調拡散符号信号とに分離検出する手段
と、該分離検出された両信号を乗算により逆拡散する第
３の乗算器と、該逆拡散によって得られた１次変調波信
号より情報信号を復調する手段とを備えて構成したスペ
クトル拡散通信装置。
（２）複合スペクトル拡散信号は、マンチェスター（バ
イフェイズ）符号化拡散符号により拡散してなる特許請
求の範囲第１項記載のスペクトル拡散通信装置。