JPH0652891B2

JPH0652891B2 - スペクトル拡散通信方式

Info

Publication number: JPH0652891B2
Application number: JP63037707A
Authority: JP
Inventors: 行信石垣
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 1988-02-19
Filing date: 1988-02-19
Publication date: 1994-07-06
Anticipated expiration: 2009-07-06
Also published as: JPH01280938A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明はスペクトル拡散通信方式に係り、特に、受信
（復調）側において、逆拡散用の擬似雑音を発生するた
めの拡散符号発生回路を不要としたスペクトル拡散通信
方式に関する。

〔技術的背景〕

最近のわが国における通信技術の発達とシステム技術の
多様化には目覚ましいものがある。光通信技術に代表さ
れる多重通信もその１つであり、電波を使った通信技術
もアナログ変調方式の電波有効利用を図るために、マル
チチャンネルアクセス（ＭＣＡ）が主流になっている。
しかしこのＭＣＡは、特定の１人が同一周波数を専有で
きないという利点はあるが、チャンネル数が限られてい
る中で当然チャンネル以上の通話は同時にはできない。
そのため特に使用頻度の高い大都市では通話を待たされ
ることが日常的に生じている。これは、有限資源である
周波数資源を、単に帯域幅だけを分割して利用している
ためであり、情報の品位，情緒，即時性を考えると、か
かる技術ではそろそろ限界に来ていると思われる。

そこで、より一層効率の高い通信方式の研究，開発も、
古くから多くの研究者によってなされており、その１つ
にスペクトル拡散通信方式がある。このスペクトル拡散
(Spread Spectrum：ＳＳ)通信方式は約50年前に欧州で
開発され、基本的な考え方は1950年代に確立されてい
る。1960年代には百個ものトランジスタで疑似雑音符号
発生回路を作成していたが、初期の技術は未熟で、それ
らを構成する能動素子や製造技術の発達が待望されてい
た。近年に至って高密度ＩＣ技術の発達やＩＣの低価格
化が進み、小型でしかも低価格の装置を作成することが
可能になったことにより、かかる通信方式が再び注目を
集めている。

スペクトル拡散通信方式とは、キャリアを情報信号にて
１次変調したものを広帯域の雑音状の拡散符号により２
次変調して、非常に広い周波数帯域に拡散する方式であ
る。一般的には、２次変調方式の違いにより、直接拡散
（ＤＳ）方式，周波数ホッピング（ＦＨ）方式，ハイブ
リッド方式等があり、本発明方式はこのうち前者のＤＳ
方式に関する。かかるスペクトル拡散通信には、秘匿
性（秘話性）が非常に高い，外部干渉や雑音，故意の
妨害に強い，従来システムと共存できる，ＭＣＡ局
のような制御局や制御チャンネルが不要である，アド
レスコードでの管理ができる，ＤＳ（直接拡散）方式
では電力密度が低いので、電波が存在していないように
見える（微弱な電力で送信できる），通話品位の低下
を若干許容すれば局数を増加できる，同一帯域内に疑
似雑音符号信号を変えることにより多重することが可能
である，等々の特長があり、これらが認識されて、現在
では単に通信分野にとどまらず、各分野での応用が進ん
できており、民生機器への展開も始まっている。

〔従来の技術〕

第９図及び第１０図を参照しながら、従来のスペクトル
拡散通信方式について説明する。第９図はＤＳ方式によ
るスペクトル拡散通信方式を実現するための基本ブロッ
ク構成図、第１０図は各構成部分におけるスペクトル波
形図である。第９図に示すように、送信側であるＡ局の
１次変調器３１にて１次変調された第１０図(a) 図示の
如き信号（Ｆ_１）は、拡散変調回路３６において、拡散
符号生成回路３９からの信号（Ｆ_SS；同図(b) 参照）に
より２次変調を受けて、電力増幅されてアンテナＡ_１よ
り送信信号（Ｆ_1S）として出力される。１次変調は特に
制限はなく、周波数変調(FM)やＰＳＫ(Phase Shift Key
ing)等で良く（本明細書ではこのＰＳＫにより変調を行
なうものとして説明する）、２次変調（拡散変調）は、
一般的に疑似雑音符号（Pseudo Noise：ＰＮ符号）によ
り拡散変調する。このＰＮ符号はできる限りランダム雑
音状で、且つ受信機側で符号を取り出すために一定の周
期を有している必要がある。

次に、受信側の構成及び機能等について説明する。受信
側であるＢ局では、アンテナＡ_２から所定のフィルタと
高周波増幅器により得られたＦ_1S信号を、逆拡散回路３
７において拡散符号生成回路４９からの拡散符号により
逆拡散する。この拡散符号生成回路４９はＡ局の拡散符
号生成回路３９と同期が取られており、ＰＮ符号も等価
（Ｆ_SS）である。ところで、アンテナＡ_２に入来する電
波はＦ_1Sだけとは限らず、第１０図(c) に示すように、
他のＳＳ局からの電波（Ｆ_2S，Ｆ_3S，…）と一般の電波
（Ｆ_ｎ）が存在する。そこで逆拡散回路３７で逆拡散を
施すことにより、同図(d) 図示の如き所望の電波Ｆ_1Fを
同図(a) のようなスペクトルに戻し、フィルタ（狭帯域
波器が望ましい）４１にてＦ_1S以外の成分の大部分を
除去し（同図(e) 参照）、復調回路４３にて元の情報信
号に復調して出力するわけである。なお、同図(e) から
わかるように、フィルタ４１の出力信号中にはＦ_1Sの他
に干渉波のＦｎと多局のＳＳ波の一部が残っている。こ
の残留電力と目的信号の電力の比をＤＮ比（信号電力対
干渉電力比）と呼んでおり、このＤＮ比を大きく取るた
めには拡散帯域ができる限り広い方が有利であり、一般
的に情報信号の周波数帯域の 100〜1000倍程度にとって
いる。

以上、スペクトル拡散通信の基本的な原理について説明
したが、次にスペクトル拡散通信を行なう場合の１，２
次各変調・復調における具体的な動作について理論的に
説明する。スペクトル拡散通信におけるスペクトル拡散
信号Ｓ(t){第９図のＦ_1S} は、情報データをｄ(t)[+1又
は-1],拡散符号Ｆ_SSをＰ(t)[+1又は-1],搬送波を cosω
_ctとすると、次式で表わされる。

Ｓ(t) ＝ｄ(t) Ｐ(t)cosω_ct ……(1) （但し、ω_ｃ＝２πｆ_ｃ）このスペクトル拡散信号Ｓ(t) は、受信（復調）におい
て、入来したスペクトル拡散信号より拡散符号用クロッ
ク信号を生成し、更に送信時のスペクトル拡散信号にお
ける拡散符号と同期した拡散府Ｐ(t){実際には若干の遅
延の伴ったである} を得て、入来したスペクトル拡散信号Ｓ(t) と
乗算（相関又は逆拡散とも言う）を行ない、ｄ(t)cosω
_ctなる２相 PSK信号に変換される。更に、再生した搬送
波 cosω_ct と乗算による同期検波を行ない、ｄ(t) (cosω_ct) ^２＝ｄ(t) (1+cos2ω_ct) ／２を得て、搬送波成分２ω_ctをフィルタで除去することに
より情報データｄ(t) が復調される。

ここで、２相 PSK信号ｄ(t)cosω_ctの帯域幅（スペクト
ルのメインローブとする）をＢ_Ｄとし、拡散符号Ｐ(t)
により拡散されたスペクトル拡散信号の帯域幅（スペク
トルのメインローブとする）をＢ_ｐとすれば、スペクト
ル拡散通信におけるプロセスゲインＧ_ｐは、Ｇ_ｐ＝Ｂ_ｐ／Ｂ_Ｄ ……(2) で表わされる。プロセスゲインＧ_ｐは、通常の設計値に
おいて数百〜数千の値であり、この値に従って妨害信
号，雑音等の抑圧が行なわれるため、情報データｄ(t)
に対してスペクトル拡散信号の周波数帯域が広いほど耐
妨害性，耐雑音性等における改善効果が高まる。即ち、
改善効果はプロセスゲインＧ_ｐでほぼ一義的に定まる。

〔発明が解決しようとする課題〕

かかるスペクトル拡散通信方式では、「逆拡散」が最も
重要であり、これを行なうに必要な拡散符号の生成が容
易ではなく、現在では、ＡＦＣ制御ループ，遅延ロック
ループ及び乗算器による逆拡散法や、マッチドフィルタ
を用いた同期ループと乗算器による逆拡散法が一般的に
用いられている。これらの構成による逆拡散は、いずれ
も回路構成が複雑で、更には調整面やコスト面での課題
もあり、民生機器への展開に当ってはこれらの課題を解
決する必要がある。又、非常に広い周波数帯域を必要と
するために、周波数帯域（又は電波）の有効活用の面で
問題があり、実際には使用できる周波数帯域が限られて
しまい、希望通りの設計が行ない難い等の欠点がある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明のスペクトル拡散通信方式は、上記課題を解決す
るために、以下のような各手段を備えて通信を行ってい
る。即ち、ます変調側(10)には、情報信号を第１の搬送
波で PSK変調して PSK変調信号を得る PSK変調手段と、
クロック信号を入力して拡散符号信号を発生する拡散符
号発生手段と、 PSK変調信号を該得られた拡散符号信号
に乗算することにより拡散して第１のスペクトル拡散信
号を得る第１の拡散手段と、拡散符号信号及びクロック
信号を入力して和分変換出力信号を得る和分変換手段
と、得られた和分変換出力信号を第２の搬送波に乗算し
て第２のスペクトル拡散信号を得る第２の拡散手段と、
第２のスペクトル拡散信号と第１のスペクトル拡散信号
とを加算して加算スペクトル拡散信号を出力する加算手
段等を備えている。

また、復調器(20)には、加算スペクトル拡散信号を第１
のスペクトル拡散信号と第２のスペクトル拡散信号とに
分離検出するための分離手段と、分離検出された第２の
スペクトル拡散信号にその１タイムスロットの遅延を付
与する遅延回路と、この遅延回路の出力と第２のスペク
トル拡散信号とを乗算して復調拡散符号信号を得る乗算
手段と、得られた復調拡散符号信号を第１のスペクトル
拡散信号に乗算することによりこれを逆拡散して復調 P
SK信号を得る逆拡散復調手段等を備えた。

なお、第１の搬送波と第２の搬送波の周波数間隔を、(2
N-1)／{2(2ⁿ −1)Ｔ_０}（但しＮは正の整数，ｎは拡散
符号発生手段におけるシフトレジスタの段数，Ｔ_０はク
ロック信号の１ビット時間長）とすることにより、前記
第１のスペクトル拡散信号の側帯波間に前記第２のスペ
クトル拡散信号のスペクトルを存在させて、通信を行う
ようにしている。

〔実施例〕

本発明のスペクトル拡散通信方式では、上記の如き構成
にて通信を行うようにしたので、逆拡散において従来よ
り必須の構成要件であったクロック再生回路，拡散符号
発生回路，ループで構成される同期引込み回路及び同期
保持回路等が不要となったものであり、以下、本発明方
式を実現し得る装置の具体例を上げて、図面と共に説明
する。

第１図は、本発明のスペクトル拡散通信方式を実現し得
るスペクトル拡散通信装置の第１実施例のブロック構成
図で、同図(A) が変調部（送信側）１０，同図(B) が復
調部（受信側）２０である。なおアンテナ等構成の一部
の図示を省略している。

第１図(A) に示すように、変調部１０は２つの乗算器
２，３；演算回路（加算器）６，和分変換回路８，拡散
符号生成回路(PNG) ９及びＢＰＦ（帯域波器）１１等
を備え、これらを第１図(A) 図示の如く接続して構成し
ている。和分変換回路８は例えば EX-ORゲート２５とＤ
フリップフロップ回路（以下「 DFF」とも記す）２６を
図のように結線することにより実現される。また復調部
２０は２つのＢＰＦ１３，１５；２つの遅延回路（DL）
１６，１７；２つの乗算器４，５；加算器１８，減算器
２２，及びＬＰＦ（帯域波器）２４を第１図(B) 図示
の如く接続して構成している。なお、遅延回路１６，加
算器１８，及び減算器２２とで２種類の伝送特性を有す
る櫛歯形フィルタ１９を構成しており、その伝送特性は
第５図(A),(B)に夫々加算特性及び減算特性として示す
通りである。以下、変調部１０及び復調部の２０具体的
な機能，動作について、第２図，第３図の周波数スペク
トル図及び第４図のタイミングチャート（信号波形図）
を併せ参照しながら説明する。

まず送信を行なう場合、変調部１０においては、第１の
搬送波ω_c1にて情報信号ｄ(t) が１次変調器（図示せ
ず）で変調されて、第２図(A) の波形(イ)の如き１次変
調信号ｄ(t)cosω_c1ｔ（ここでは２相 PSK変調信号とし
ている）となって、入力端子In_１を介して乗算器２に供
給される。一方、入力端子In_２からはクロック信号Ｓ
_c(t)を拡散符号生成回路９に供給して、この信号を基に
拡散符号信号Ｐ(t) を生成する。拡散符号としては、一
般的に疑似雑音符号が用いられ、その中でもＭ系列符号
がよく用いられるので、「擬似雑音符号」と呼ばれるこ
ともある。拡散符号発生回路９にて生成した拡散符号Ｐ
(t) を乗算器２に供給し、ここで上記２相 PSK信号ｄ
(t)cosω_c1ｔとの乗算によるスペクトル拡散を行ない、
スペクトル拡散信号Ｐ(t) ｄ(t)cosω_c1ｔ（以下「Ｓ
₁(t)」とも記す）を作る（第２図(c) 参照）。この拡散
符号信号Ｐ(t) と上記クロック信号Ｓ_c(t)はまた、和分
変換回路８の夫々 EX-ORゲート２５，及び DFF２６の_Ｔ
(clock) 端子に供給される。この和分変換回路８はModu
lo２即ち法２の加算を行なっており、拡散符号信号Ｐ
(t) である第１図(A) の(a) 点の２値入力信号をａ_ｉと
し、和分変換出力信号Ｐs(t)である(b) の点の信号をｂ
_ｉとすれば、で表わされる。このａ_ｉとｂ_ｉの関係は、第４図(A) 及
び(B) に夫々示す通りである。即ち、ｂ_１＝ａ_１＋ｂ_０＝１，ｂ_２＝ａ_２＋ｂ_１＝１，ｂ_３＝ａ_３＋ｂ_２＝１，ｂ_４＝ａ_４＋ｂ_３＝０， …となっている。

一方、入力端子In_３より、第２図(B) の(ロ)の如き搬送
波信号 cosω_c2ｔを乗算器３に供給し、ここで上記和分
変換回路８からの出力信号Ｐs(t)と乗算による拡散を行
なって、同図(D) の如きスペクトル拡散信号Ｓ₂(t)＝Ｐ
s(t) cosω_c2ｔを出力し、加算器６に供給する。従って
ここで、前記スペクトル拡散信号Ｓ₁(t)との加算が行な
われ（同図(E) 参照）、その加算信号出力は次段のＢＰ
Ｆ１１でスペクトル拡散信号のメインローブのみを通
過，伝送され、出力端子Out_１より出力される。この加
算スペクトル加算信号Ｓ₁(t)＋Ｓ₂(t)は次式で表わされ
る。

Ｓ₁(t)＋Ｓ₂(t)＝Ｐ(t) ｄ(t)cosω_c1ｔ＋Ｐs(t) cosω_c2ｔ …… (4) ここで、スペクトル拡散信号の周波数スペクトルについ
て説明する。同図(C) 及び(D) における側帯波Sa₁ とSa
₂ の間隔やSb₁ とSb₂ との間隔は、クロック信号Ｓc(t)
の１ビット時間長をＴ_０とし、拡散符号発生回路９にお
けるＭ系列符号を用い、そのＭ系列符号発生回路（図示
せず）にシフトレジスタを用いた場合にその段数をｎと
すると、{(２^ｎ−1)Ｔ_０} ^-1で与えられる間隔となり、
２種類の側帯波＋Sa₁ 〜＋Sa_n ，−Sa₁ 〜−Sa_n と、側
帯波＋Sb₁ 〜＋Sb_n ，−Sb₁ 〜−Sb_n とは、同図(E) に
示したように夫々交互に等間隔で並んでいる。従って、
両側帯波Sa₁ 列とSb列との周波数間隔は{2(2ⁿ −1)
Ｔ_０} ^-1で与えられる。第３図はスペクトル拡散信号の
周波数特性図であり、実線の部分（図中の(a) と(b) の
間）はそのメインローブを示す。なお、２^ｎ−１は拡散
符号長である。

本発明方式では周波数の選定が重要なポイントであり、
スペクトル拡散信号Ｓ₁(t)の周波数スペクトルにおける
側帯波間に、スペクトル拡散信号Ｓ₂(t)のスペクトルが
存在するように選定される。即ち、第２図において、１
次変調（２相 PSK変調）信号ｄ(t)cosω_c1ｔの搬送波角
周波数ω_c1と、搬送波信号 cosω_c2ｔの搬送波角周波数
ω_c2の周波数間隔は 1／{2(2ⁿ −1)Ｔ_０} で示されるも
のとなる。なお、これに限定されるものではなく、理論
的には(2N-1)／{2(2ⁿ −1)Ｔ_０} で定まる間隔であれば
良い。但し、Ｎは正の整数であり、第２図はＮ＝１の場
合を示している。このように周波数間隔を定めることに
より、両スペクトル拡散信号Ｓ₁(t)，Ｓ₂(t)のスペクト
ルは重なることなく、交互に並んで配置される。

次に、第１図(B) を参照して、復調部２０の機能につい
て、第５図を併せ参照して説明する。入力端子In_４に入
来したスペクトル拡散信号Ｓ_M(t)｛＝Ｓ₁(t)＋Ｓ₂(t)｝
（第２図(E) 参照）は、ＢＰＦ１３にてスペクトル拡散
信号以外の周波数成分を除去されて、遅延回路１６，加
算器１８，及び減算器２２の正入力端子に供給される。
且つ、遅延回路１６の出力を加算器１８，及び減算器２
２の負入力端子に供給する構成とすることにより、これ
ら遅延回路１６，加算器１８及び減算器２２とで加算特
性及び減算特性（夫々第５図(A),(B)参照）を有する櫛
歯形フィルタ１９が形成されている。いま、遅延回路１
６における遅延時間をＴ（＝1/Ｆ）とすると、加算の場
合は第５図(A) に示すように、1/Ｔ，2/Ｔ，3/Ｔ，…，
N/Ｔ（Ｎは自然数）の周波数の所で利得が２倍となり、
それらの各中間の周波数では出力は０となって急峻なデ
ィップが出来る。減算の場合は逆に同図(B) に示すよう
に、1/Ｔ，2/Ｔ，3/Ｔ，…，N/Ｔの周波数の所で谷（利
得が０）となり、それらの各中間の周波数では利得が２
倍となる。従って、遅延時間をＴ＝(2ⁿ −1)Ｔ_０とする
ことにより、櫛歯形フィルタ１９の山又は谷の周波数を
スペクトル拡散信号の側帯波周波数に合わせれば、スペ
クトル拡散信号Ｓ₁(t)とＳ₂(t)との分離検出が可能にな
るわけである。従って、加算器１８の出力にはスペクト
ル拡散信号Ｓ₁(t)（第２図(C) 参照）が、減算器２２の
出力にはスペクトル拡散信号Ｓ₂(t)（同図(D) 参照）が
夫々分離して得られる。

遅延回路１７は和分変換出力信号Ｐs(t)の１タイムスロ
ットの遅延を付与するよう構成されている。従って、遅
延回路１７の入力側及び出力側は、夫々第４図(C) 及び
(D) に夫々示すような波形となる。これらの両信号が乗
算器５で乗算され、更にＬＰＦ２４で搬送波成分が除去
されることにより、同図(E) に示すような、変調時と等
価な拡散符号信号Ｐ(t) が検出される。（但し極正は
逆）。この拡散符号信号Ｐ(t) は乗算器４に供給され、
加算器１８からのスペクトル拡散信号Ｓ₁(t)との乗算に
よる逆拡散が行われる。従って、乗算器４からはスペク
トル拡散信号Ｓ₁(t)が復調された信号が得られ、ＢＰＦ
１１にて不要な周波数成分が除去されて、出力端子Out
_２から２相 PSK信号ｄ(t)cosω_c1ｔが出力される。な
お、遅延回路１６によるスペクトル拡散信号Ｓ_M(t)の遅
延分の表現は、説明の便宜上省略した。

ここで、スペクトル拡散信号Ｓ_M(t)の分離検出動作（櫛
歯形フィルタ１９等の動作原理）について説明する。第
１図(B) に示した遅延回路１６より出力されるスペクト
ル拡散信号Ｓ_Ｍ(t-T) は、Ｓ_Ｍ(t-T) ＝Ｓ₁(t-T)＋Ｓ₂(t-T) ＝Ｐ(t-T) ｄ(t-T)cosω_c1(t-T) ＋Ｐs(t-T) cosω_c2(t-T) ……(5) となる。ここで、前提条件として、Ｐ(t) ｛又はＰs
(t)｝の周期と遅延時間Ｔとを等しくし、 cosω_c1ｔは
Ｐ(t) の周期で同相，同レベルで繰返す連続波、 cosω
_c2ｔはＰ(t) の周期で逆相，同レベルで繰返す連続波と
すれば、Ｓ_Ｍ(t-T) は、Ｓ_Ｍ(t-T) ＝Ｐ(t) ｄ(t-T)cosω_c1ｔ −Ｐs(t) cosω_c2ｔ ……(6) となる。従って、加算出力Ｓ_Ｍ (t)＋Ｓ_Ｍ(t-T) {＝Ｓ₁
(t)} は、Ｓ₁(t)＝Ｓ_M(t)＋Ｓ_Ｍ(t-T) ＝｛ｄ(t)+ｄ(t-T)}Ｐ(t)cosω_c1ｔ……(7) となる。一方、減算出力Ｓ_Ｍ(t)+Ｓ_Ｍ(t-T) {＝Ｓ₂(t)}
は、Ｓ₂(t)＝Ｓ_M(t)−Ｓ_Ｍ(t-T) ＝２Ｐs(t) cosω_c2ｔ＋ｄ(t)-ｄ(t-T)}Ｐ(t)cosω_c1ｔ……(8) となる。ここで、第(8) 式に見られる｛ｄ(t) −ｄ(t-
T)}Ｐ(t)cosω_c1ｔは櫛歯形フィルタ１９で分離不可能
なクロストーク成分であるが、情報データｄ(t) の１チ
ップ時間長(＝1bit時間長) に比べ、遅延時間を非常に
短く選んでいるので、近似的に省略可能である。従っ
て、減算出力Ｓ₂(t)は、Ｓ₂(t)≒２Ｐs(t) cosω_c2ｔ ……(9) となる。

次に、逆拡散動作について、第１図(B) の構成に従って
具体的に説明する。まず始めに、拡散符号信号Ｐ(t) の
生成動作について説明する。減算出力Ｓ₂(t)は、拡散符
号信号Ｐ(t) を生成するための、乗算器５と遅延回路１
７に供給される。遅延回路１７は和分変換出力信号Ｐs
(t)を１チップ時間長（１タイムスロット）遅延させる
ためのものであり、遅延時間をτとすると、遅延減算出
力はＳ₂(t-τ) となる。従って、遅延減算出力Ｓ₂(t-
τ) は２₂(t)と乗算を行うことにより、拡散符号信号Ｐ
(t) に変換される。この手法は、従来より行われている
「遅延検波」なので、その詳細な原理の解説は省略す
る。

次に、復調動作について説明する。乗算器５の出力信号
中の不要な周波数成分はＬＰＦ２４で除去されるので、
ＬＰＦ２４からは変調時の拡散符号信号Ｐ(t) と等価な
信号が出力され乗算器４に供給される。乗算器４には上
記加算出力Ｓ₁(t)も供給されているので、ここで両信号
の乗算が行われてＰ(t) は直流化し、復調２相 PSK信号
｛ｄ(t)+ｄ(t-T) }cosω_c1ｔのみが出力される。かかる
復調２相 PSK信号は、ＢＰＦ１５にて不要な雑音成分を
除去された後、出力端子Out_２より出力される。

次に、本発明の通信方式を実現し得る通信装置の第２実
施例について、第６図の回路ブロック図，第７図の周波
数スペクトル及び第８図のタイミングチャートを参照し
ながら説明する。第６図(A) は変調部のブロック構成
図、同図(B) は復調部のブロック構成図であり、これら
の図において第１図に示した第１実施例と同一構成箇所
には同一番号を付してその詳細な説明を省略する。

変調部３０は第１実施例の変調部１０と比較して、ＢＰ
Ｆ（帯域波器）１１が乗算器２と演算回路６の間に挿
入され、もう１つのＢＰＦ１２が加わって乗算器３と演
算回路６の間に挿入されている点が異っているが、その
他の構成要素には変更はない。このＢＰＦ１１は、乗算
器２からのスペクトル拡散信号Ｓ₁(t){＝Ｐ(t) ｄ(t)co
sω_c1ｔ} の周波数スペクトルのメインローブのみを通
過させて演算回路６に供給するものであり、ＢＰＦ１２
は、乗算器３からのスペクトル拡散信号Ｓ₂(t)｛＝Ｐs
(t) cosω_c2ｔ｝の周波数スペクトルのメインローブの
みを通過させて演算回路６に供給するものである。その
結果、演算回路６からは第７図示の如き周波数スペクト
ルを有する加算スペクトル拡散信号Ｓ₁(t)＋Ｓ₂(t)｛＝
Ｓ_M(t)，第(3) 式参照｝が出力端子Out_１から第１実施
例同様出力される。又、和分変換回路８の動作説明及び
第８図(A),(B) の信号波形の説明も、前記第１実施例の
変調部１０と同じなので、以下、変調部３０の具体的な
機能，動作原理の説明は省略する。

なお、２つの搬送波ω_c1及びω_c2の周波数を第７図に示
すように、充分離間して選択し、且つＢＰＦ１１及び１
２の通過帯域（スペクトル拡散信号Ｓ₁(t)とＳ₂(t)の周
波数スペクトルのメインローブＩ及びIIの帯域）を互い
に重ならないようにする｛即ち、拡散符号長２^ｎ−１を
Ｎ＞２^ｎ−１の条件下に定める｝ことにより、後述の如
く復調部４０の構成を復調部２０に比して一層簡潔にす
ることができる。但し、使用周波数帯域は第１実施例の
構成に比して２倍となる。

次に、第６図(B) を参照して、復調部４０の構成及び機
能について、第７図の周波数スペクトル図及び第８図の
タイミングチャートを併せ参照しながら説明する。この
第６図(B) と第１図(B) とを比較すると明らかなよう
に、復調部４０は復調部２０に比して構成が一層簡素化
されており、櫛歯形フィルタ１９が省略されている。そ
の代りにＢＰＦ１４が追加され、入力端子In_４と乗算器
５及び遅延回路１７との間に挿入されている。かかる構
成において、入力端子In_４より第７図の如き加算スペク
トル拡散信号Ｓ_M(t)｛＝Ｓ₁(t)＋Ｓ₂(t)＝Ｐ(t) ｄ(t)c
osω_c1ｔ＋Ｐs(t) cosω_c2ｔ｝は、ＢＰＦ１３，１４に
供給される。ＢＰＦ１３はスペクトル拡散信号Ｓ₁(t)の
みを通過させて乗算器４に供給する。一方、ＢＰＦ１４
はスペクトル拡散信号Ｓ₁(t)のみを通過させて乗算器５
及び遅延回路１７に供給する。即ち、両ＢＰＦ１３，１
４によって、スペクトル拡散信号Ｓ₁(t)及びＳ₂(t)が夫
々分離して得られるわけである。

遅延回路１７では和分変換出力信号Ｐs(t)の１タイムス
ロットの遅延が付与される。従って、遅延回路１７の入
力側及び出力側は、夫々第８図(C) 及び(D) に夫々示す
ような波形となる。これらの両信号が乗算器５で乗算さ
れ、更にＬＰＦ２４で搬送波成分が除去されることによ
り、同図(E) に示すような、変調時と等価な（但し極性
は逆）拡散符号信号Ｐ(t) が検出される。この拡散符号
信号Ｐ(t) は乗算器４に供給され、ＢＰＦ１３からのス
ペクトル拡散信号Ｓ₁(t)との乗算による逆拡散が行われ
る。従って、乗算器４からはスペクトル拡散信号Ｓ₁(t)
が復調された信号が得られ、ＢＰＦ１１にて不要な周波
数成分が除去されて、出力端子Out_２から２相 PSK信号
ｄ(t)cosω_c1ｔが出力される。

〔効果〕

以上の説明から明らかなように、本発明のスペクトル拡
散通信方式は次のような種々の優れた特徴を有する。

従来方式で必須の構成要件であったクロック再生回
路，拡散符号発生回路，ループで構成される同期引込み
回路及び同期保持回路等が不要となったので、回路構成
が大幅に簡素化でき、コストの削減に寄与できるので、
民生機器への展開が非常に容易になった。

高度な技術が要求される同期引込み回路及び同期保持
回路等の同期を取るための回路が不要となったことによ
り、従来方式における同期引込みに時間がかかるという
欠点や、同期が外れる等の問題から解放され、スペクト
ル拡散通信方式の動作の安定化にも寄与できる。

【図面の簡単な説明】

第１図(A),(B) は本発明のスペクトル拡散通信方式を実
現し得る第１実施例の夫々変調部及び復調部のブロック
構成図、第２図(A) 〜(E) は第１実施例の各構成部分の
動作説明用周波数スペクトル図、第３図及び第７図は夫
々第１，第２実施例でのスペクトル拡散信号の周波数ス
ペクトル図、第４図及び第８図は夫々第１，第２実施例
の主要構成部分の動作説明用タイミングチャート、第５
図(A),(B) は櫛歯形フィルタの特性図、第６図(A),(B)
は本発明方式を実現する第２実施例の夫々変調部及び復
調部のブロック構成図、第９図は従来より用いられるス
ペクトル拡散通信装置の基本構成を示す概略ブロック
図、第１０図は第９図示の装置の動作説明用スペクトル
図である。２〜５……乗算器、６，１８……加算器、８……和分変
換回路、９……拡散符号発生回路、１１〜１５……ＢＰ
Ｆ（帯域波器）、１０，３０…変調部、１６，１７…
…遅延回路、１９……櫛歯形フィルタ、２０，４０……
復調部、２２……減算器、In_１〜In_４……入力端子、Ou
t_１〜Out_２……出力端子。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】変調側には、情報信号を第１の搬送波で P
SK変調して PSK変調信号を得る PSK変調手段と、クロッ
ク信号を入力して拡散符号信号を発生する拡散符号発生
手段と、上記 PSK変調信号を該得られた拡散符号信号に
乗算することにより拡散して第１のスペクトル拡散信号
を得る第１の拡散手段と、上記拡散符号信号及びクロッ
ク信号を入力して和分変換出力信号を得る和分変換手段
と、得られた和分変換出力信号を第２の搬送波に乗算し
て第２のスペクトル拡散信号を得る第２の拡散手段と、
該第２のスペクトル拡散信号と上記第１のスペクトル拡
散信号とを加算して加算スペクトル拡散信号を出力する
加算手段とを備え、復調側には、加算スペクトル拡散信号を第１のスペクト
ル拡散信号と第２のスペクトル拡散信号とに分離検出す
るための分離検出手段と、分離検出された第２のスペク
トル拡散信号にその１タイムスロットの遅延を付与する
遅延回路と、該遅延回路の出力と第２のスペクトル拡散
信号とを乗算して復調拡散符号信号を得る乗算手段と、
得られた復調拡散符号信号を上記第１のスペクトル拡散
信号に乗算することにより該第１のスペクトル拡散信号
を逆拡散して復調PSK 信号を得る逆拡散復調手段とを備
え、前記第１の搬送波と第２の搬送波の周波数間隔を、(2N-
1)／{2(2ⁿ −1)Ｔ_０}（但しＮは正の整数，ｎは拡散符
号発生手段におけるシフトレジスタの段数，Ｔ_０はクロ
ック信号の１ビット時間長）とすることにより、前記第
１のスペクトル拡散信号の側帯波間に前記第２のスペク
トル拡散信号のスペクトルを存在させて、通信を行うよ
うにしたことを特徴とするスペクトル拡散通信方式。