JPH01223843A - スペクトル拡散通信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はスペクトル拡散通信装置に係り、特に、受信（
復調）側での逆拡散において、擬似雑音符号の発生を比
較的簡単な回路構成で実現したスペクトル拡散通信装置
に関する。

〔技術的背景〕

スペクトル拡散（Ｓｐｒｅａｄ　Ｓｐｅｃｔｒｕｍ　；
　Ｓ　Ｓ　）通信装置を用いて通信を行うスペクトル拡
散通信方式は約５０年前に欧州で開発され、その基本的
な考え方は１９５０年代に確立されている。１９６０年
代には巨細ものトランジスタで疑似雑音符号発生回路を
作成していたか、初期の技術は未熟て、それらを構成す
る能動素子や製造技術の発達が待望されていた。近年に
至っては高密度ＩＣ技術の発達やＩＣの低価格化が進み
、小型でしかも低価格の装置を作成することか可能にな
ったことにより、かがる通信方式が再び注目を集めてい
る。スペクトル拡散通信方式とは、キャリアを情報信号
にて１次変調したものを広帯域の雑音状の拡散符号によ
り２次変調して、非常に広い帯域に拡散する方式である
。一般的には、２次変調方式の違いにより、直接拡散（
ＤＳ）方式２周波数ホッピング（ＦＨ）方式、ハイブリ
ッド方式等があり、本発明方式はこのうち前者のＤＳ方
式を実現する装置に関する。

かかるスペクトル拡散通信には次のような多くの特長が
ある。

■秘匿性（秘話性）が非常に高い。

■外部干渉や雑音、故意の妨害に強い。

■従来システムと共存てきる。

■ＭＣＡ局のような制御局や制御チャンネルか不要であ
る。

■アドレスコードでの管理がてきる。

■ＤＳ（直接拡散）方式ては電力密度が低いので、電波
が存在していないように見える（ｆｉａ弱な電力て送信
できる）。

■通話品位の低下を許容すれば局数を増加できる。

■疑似雑音符号信号を変えることにより、同一周波数帯
域内に多重することが可能である。

これらの特長が再認識されて、現在ては単に通信分野に
とどまらず各分野ての応用が進んており、民生機器への
展開も始まりつつある。

〔従来の技術〕

第６図及び第７図を参照しながら、スペクトル拡散通信
の基本原理について説明する。第６図はＤＳ方式による
従来のスペクトル拡散装置の基本構成図、第７図は各構
成部分におけるスペクトル図である。第６図に示すよう
に、送信！Ｊ（Ａ局）の１次変調回路４１にて１次変調
された第７図（ａ）図示の如き信号（Ｆｌ）は、拡散符
号生成回路３つからの拡散符号信号（Ｆｓｓ’同図（ｂ
）参照）により拡散変調回１％４６にて２次変調されて
、増幅された後アンテナＡ１より送信信号〈Ｆｌ、）と
して出力される。１次変調の種類は特に制限はなく、周
波数変調（ＦＭ）やＰ　Ｓ　Ｋ　（Ｐｈａｓｅ　５ｈｉ
ｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）等で良く（本明細書ではＰＳ、Ｋ
により変調を行なうものとして説明する）、２次変調（
拡散変調）は、一般的に疑似雑音符号（Ｐｓｅｕｄｏ　
Ｎｏ１ｓｅ　；　Ｐ　Ｎ符号）によりＰＳＫ変調する。

このＰＮ符号はできる服りランダム雑音状である必要が
あり、且つ受信機側て符号を取出すために一定の周期を
有している必要がある。

次に、受信側の構成及び機能等について説明する。受信
側（Ｂ局）では、アンテナＡ２から所定のフィルタと高
周波増幅器により得られなＦ１ｓ’言号を、逆拡散回路
４７において拡散符号生成回路４９からの拡散符号によ
り逆拡散する。この拡散符号生成回路４９はＡ局の拡散
符号信号回８３つと同期が取られており、ＰＮ符号も同
一物（Ｆ、）である。ところて、アンテナＡ２に入来す
る電波はＦｌｓたけとは限らす、第７図（Ｃ）に示すよ
うに、他のｓｓ局からの電波（Ｆ２ｓ、Ｆ３Ｓ、・・・
）と−服属からの電波（Ｆｎ）か存在する。そこで、逆
拡散回′ｆｌ＠４７で逆拡散を施すことにより、同図（
ｄ）図示の如き所望の電波Ｆ１ｓを同図（ａ）のような
スペクトルに戻し、フィルタ（狭帯域ろ波器が望ましい
）４５にてＦ１ｓ以外の成分の大部分を除去しく同図（
ｅ）参照）、復調回路４８にて元の情報信号に復調して
出力するわけである。なお、同図（ｅ）かられかるよう
に、フィルタ４５の出力信号中にはＦｌＳの他に干渉波
のＦｎと多局のＳＳ波の一部が残っている。この残留電
力と目的信号の電力の比をＤＮ比（信号電力対干渉電力
比）と呼んでおり、このＤＮ比を大きく取るためには拡
散帯域ができる限り広い方が有利であり、一般的に情報
信号の周波数帯域の１００〜１０００倍程度にとってい
る。

以上、スペクトル拡散通信の基本的な原理について説明
したが、次にスペクトル拡散通信を行なう場合の１，２
次各変調・復調における具体的な動作について理論的に
説明する。スペクトル拡散通信におけるスペクトル拡散
信号Ｓ　（ｔ）（第６図のＦｌＳ）は、情報データをｄ
　（ｔ）［＋１又は−１］、拡散符号Ｆ　をＰ（↑）［
＋１又は−１１，搬送波をＣＯＳωｃｔとずＳ ると、次式で表わされる。

Ｓ　（ｔ）　＝　ｄ　（ｔ）　Ｐ　（ｔ）ｃｏｓωｃｔ
　　−・・−−（１）（但し、ωＣ＝２πｆｃ） このスペクトル拡散信号Ｓ　（ｔ）は、受信（復調）に
おいて、入来したスペクトル拡散信号より拡散符号用ク
ロック信号を生成し、更に送信時のスペクトル拡散信号
における拡散符号と同期した拡散ある）を得て、入来し
たスペクトル拡散信号５（ｔ）との乗算（相関又は逆拡
散とも言う）が行なわれて、ｄ　（ｔ）ｃｏｓωａｔな
る２相ＰＳＫ信号に変換される。

７／へ＼、 再生された搬送波ＣＯＳωｃｔ　（実際にはＣＯＳωｃ
ｔｌとの乗算による同期検波が行なわれ、これによりｄ
　　（ｔ）　　（ＣＯ３ωｃｔ　）　　２　＝　　ｄ　
　（ｔ）（１＋ＣＯ３２ω（Ｈｔ　）　　／　２を得て
、搬送波成分２ωｃｔをフィルタで除去することにより
情報データｄ　（ｔ）か復調されるわけである。

〔発明が解決しようとする課題〕

かかるスペクトル拡散通信装置においては、受信側での
逆拡散が最も重要であるが、これを行なうのに必要な拡
散符号の生成が容易ではなく、現在ではＡＦＣ制御ルー
プ、遅延ロックループ及び乗算器による逆拡散法や、マ
ツチドフィルタを用いた同期ループと乗算器による逆拡
散法が一般的に用いられている。これらの構成による逆
拡散は、いずれも回路構成が複雑で、更には調整面やゴ
ス１〜面での問題もあり、民生機器への展開に当っては
これらの問題を解決しておく必要がある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明の通信装置は、変調側には、情報信号と第１の搬
送波とを入力して乗算により２相ＰＳＫ信号を生成する
手段と、クロック信号を入力してこれを基に拡散符号信
号を生成する手段と、クロック信号を入力してこれを分
周することにより拡散符号信号と同期関係にあるコント
ロール信号を生成する手段と、コントロール信号と第２
の搬送波とを入力して乗算により変調波信号を得る手段
と。

変調波信号と２相ＰＳＫ信号とを加算して得られた加算
信号に拡散符号信号を乗算することにより拡散を行なっ
てスペクトル拡散信号を生成して出力する手段とを備え
、復調側には、スペクトル拡散信号を入力して２相ＰＳ
Ｋ信号と拡散符号信号の積で表わされる信号成分と、変
調波信号と拡散符号信号の積で表わされる信号成分とに
分離する手段と１分離された変調波信号と拡散符号信号
の積で表わされる信号成分を入力して信号処理すること
によりコントロール信号を分離、再生する手段と。

再生されたコントロール信号を基にクロック信号を構成
して変調側の拡散符号信号に同期した拡散符号信号を生
成する手段と、生成された拡散符号信号と１分離検出さ
れた２相ＰＳＫ信号と拡散符号信号の積で表わされる信
号成分とを入力して１両信号の乗算による逆拡散を行う
ことにより復調２相ＰＳＫ信号を得る手段と、復調２相
ＰＳＫ信号を同期検波することにより変調時と等価な情
報信号を復調して出力する手段とを備えて構成すること
により、上記問題点を解消したものである。

〔実施例〕

本発明のスペクトル拡散通信装置は、上述の如く構成し
て通信を行うので、逆拡散において従来より必須の構成
要件であったクロック再生回路。

ループで構成される同期引込み回路及び同期保持回路等
が不要となったものであり、以下、本発明装置の一実施
例について、図面を参照しながら説明する。

第１図は、本発明のスペクトル拡散通信装置の一実施例
のブロック構成図で、同図（Ａ）が変調部（送信側）１
０．同図（Ｂ）が復調部（受信側）２０である。この図
ではアンテナ等構成の一部の図示を省略している。

変調部１０は、３つの乗算器３〜５．演算回路（加算器
）２３．拡散符号生成回路（ＰＮＧ）　２２　。

ＬＰＦ　（低域ろ波器）２１．十分周器１３．青分周器
１１．単安定マルチバイブレータ（以下単に［モノマル
チＪとも記す）１２．及び２つのＢＰＦ（帯域ろ波器）
１４．１５等を伺え、これらを第１図（＾）図示の如く
接続して構成している。また復調部２０は、３つのＢＰ
Ｆ１６〜１８，２つの遅延回路（ＤＬ）　２６．２８　
；加算器２４．減算器２５．整形回路２９，２逓倍回路
３０．Ｎ逓倍回路３１．モノマルチ３２．拡散符号生成
回路３３、搬送波再生回路３４．ＬＰＦ３７．及び２つ
の乗算器７，８等を備え、これらを第１図（Ｂ）図示の
如く接続して構成している。なお、遅延回路２６、加算
器２４．及び減算器２５とで２種類の特性を有する櫛歯
形フィルタ２７を構成しており、その周波数特性は第２
図（Ａ）、　（Ｂ）に夫々加算特性及び減算特性として
示す通りである。以下、具体的な機能、動作について、
第３図及び第４図のスペク）〜ル図を併せ参照して説明
する。

まず送信を行なう場合、変調部１０において、入力端子
Ｉｎ＋より搬送波信号ＣＯＳωＣ＋ｊを乗算器３に供給
する。一方、入力端子■ｎ３より情報信号ｄ　（ｔ）（
この場合はデータを意味している）をＬＰＦ２１を介し
て乗算器３に供給して上記搬送波信号ＣＯＳωＣ＋ｔと
の乗算による１次変調（この場合は２相ＰＳＫ変調）を
行ない、第３図（八）の（イ）の如き１次変調信号（２
相ｐｓに変調信号）　ｄ　（ｔ）ｃｏｓωＣ＋ｊを生成
して加算器２３に出力する。また、入力端子Ｉｎ　２か
らは搬送波信号ＣＯＳωＣ２ｔを乗算器４に供給し、更
に、入力端子Ｉｎ　４からはクロック信号Ｃ（ｔ）を支
分周器１１及び拡散符号信号回ｉ２２に供給しており、
支分周器１１ではクロック信号Ｃ（ｔ）を１／Ｈに分周
した後、その出力Ｄ　Ｖ（Ｄをモノマルチ１２及び十分
周器１３に供給する。十分周器１３においはクロック信
号Ｃ（ｔ）を更に１／４に分周した後、ＢＰＦ１４によ
りその基本波成分のみを伝送させて、コントロール信号
ＣＯＳωｔを得ている。即ちコン１〜ロール信号ＣＯＳ
ωｔの周波数はクロック信号Ｃ（ｔ）の１７４Ｎとして
いる。かかるコントロール信号ＣＯＳωｔを上記乗算器
４に供給し、搬送波信号ＣＯＳωＣｚｔとの乗算を行な
って、第３図（Ｂ）の０）の如き波形の乗算出力信号Ｃ
ＯＳωＣ２ｊＣＯＳωｔを得ている。この乗算出力信号
ＣＯＳωｃ２ｔｃｏｓｃｔ＞ｔを上記加算器２３にて２
相ＰＳＫ変調信号ｄ　（ｔ）ｃｏｓωＣ＋ｔと加算する
ことにより、加算出力信号ｄ　（ｉ）ＣＯ３ωｃ１ｔ　
＋ＣＯＳωＱ２ｔｃＯ３ωｔを得て、乗算器５に出力し
ている。

一方、拡散符号発生回路２２は、クロック信号Ｃ（ｔ）
等を基に拡散符号信号ｐ　（Ｂを生成する。拡散符号信
号ｐ　（Ｂは、一定の周期により繰返されるランダム信
号であり、その周期は青分周出力ＤＶ（１）をモノマル
チ１２に供給して信号処理することにより得られるリセ
ット信号Ｒ（ｔ）の周期に基いている。即ち、このリセ
ット信号Ｒ（ｔ）と上記とクロック信号ｃ（Ｈにより拡
散符号信号ｐ　（Ｂを生成している。通常は疑似雑音符
号かよく作られるので「擬似雑音符号Ｊと呼ばれること
もある。本実施例では、コン１〜ロール信号ＣＯＳωｔ
の１サイクル分は拡散符号信号ｐ　（Ｈの４倍の周期と
なっている。拡散符号信号ｐ　（ｔ）は乗算器５に供給
され、ここで上記加算出力信号ｄ　（ｉ）ＣＯ３（ｔ）
　Ｃ１ｔ　＋ＣＯ３ωｃ２ｔ；　　ＣＯ３ωｔとの乗算
による拡散か行われ、その結果、スペクトル拡散信号Ｐ
　（ｔ）（ｄ　（ｊ）ＣＯ３ｃｔ＋　Ｃ１ｔ　＋ＣＯ８
（１）ｃ２ｔＣＯ８ωｔ）（以下’５Ｎ（ｉ）Ｊとも記
す）が得られる。ＢＰＦ１５はスペクトル拡散信号Ｓ＋
（ｉ）のメインローブ（第４図参照）のみを通過。

伝送させ、第３図（Ｃ）に示すようなスペクトルを有す
る信号にして出力端予知１に供給している。

ここで、スペクトル拡散の原理等について説明する。第
３図（＾）及び（Ｂ）に夫々示した角周波数ωｃ１とω
ｃ２との周波数間隔は、クロック信号Ｃ（１）の１ビッ
ト時間長をＴｏとし、拡散符号信号Ｐ（ｔ）の１フレー
ムのビット数をＦとすると、（２Ｆ×Ｔ　Ｏ）−’で与
えられる間隔となる。又、第３図（Ｃ）に示したスペク
トル拡散信号の周波数スペクトルにおいて、側帯波＋Ｓ
ａ１　と＋Ｓａ２との周波数間隔や＋Ｓｂ）　と＋ｓｂ
２との周波数間隔は（ＦＸＴＯ）−１で与えられる間隔
となっており、側帯波＋Ｓａｌ〜＋ｓａｎ、　　Ｓａｌ
　〜Ｓａｄと、側帯波＋ｓｂ、　〜＋Ｓｂｎ　、　　５
ｔ）１〜−３ｂｎとは、夫々交互に等間隔で並んている
。なお、第４図の実線（ｎの部分（図中の（ａ）と（ｂ
）の間）はスペクトル拡散信号のメインローブを示して
いる。

次に、第１図（Ｂ）及び第３図を併せ参照して、復調部
２の機能、動作について説明する。入力端子Ｉｎ　５に
入来した第３図ＦＣ）の如きスペクトル拡散信号ＳＭ（
ｊ）は、ＢＰＦｌ６にてスペクトル拡散信号以外の雑音
成分を除去されて、遅延回路２６゜加算器２４．及び減
算器２５の正入力端子に同時に供給される。又、遅延回
路２６の出力を加算器２４、及び減算器２５の負入力端
子に供給する構成としているので、これらの遅延回路２
６．加算器２４及び減算器２５により、加算特性及び減
算特性（夫々第２図（Ａ）、　（Ｂ）参照）を有する櫛
歯形フィルタ２７が形成されている。いま、遅延回路２
６における遅延時間をＴ　（−１／Ｆ　）とすると、加
算の場合は第２図（Ａ）に示すように、１／Ｔ、２／Ｔ
。

３／Ｔ、・・・、Ｎ／］”（Ｎは自然数）の周波数の所
で利得が２（＠となり、それらの各中間の周波数では出
力は０となって急峻なデイツプが出来る。減算の場合は
逆に同図（Ｂ）に示すように、１／Ｔ、　２／Ｔ。

３／Ｔ、・・、　Ｎ／Ｔの周波数の所で谷（利得が０）
となり、それらの各中間の周波数では利得が２倍となる
。従って、遅延時間をＴ＝ＦＸＴＱとすることにより、
櫛歯形フィルタ２７の山又は谷の周波数をスペクトル拡
散信号の側帯波周波数に合わせれば、スペクトル拡散信
号Ｓ　）１（ｔ）における第１の拡散信号５ｚ（ｊ）　
（−Ｐ　（ｔ）　ｄ　［ｊ）ＣＯ３ωｃ、　ｔ　）と第
２の拡散信号Ｓ　２（ｔ）　（＝　Ｐ　（ｔ）ｃｏｓω
Ｃ２シＣＯ３ωｔ）との分離検出が可能になるわけであ
る。これにより加算器２４の出力信号はＳ＋（ｔ）（第
３７　ｆＤ）参照）となり、減算器２５の出力信号は５
２（ｊ）（同図（Ｅ）参照）となる。なお、櫛歯形フィ
ルタ２７の分離動作の原理については後述するが、ここ
ては遅延回路２６によるスペクトル拡散信号Ｓ＋（ｊ）
の遅延分の表現は、説明の便宜上省略している。

加算器２４からの加算出力信号Ｓ＋（ｉ）は乗算器７に
供給され、減算器２５からの減算出力信号５２（ｔ）は
遅延回路２８及び乗算器６に供給される。

遅延回路２８は減算出力信号５２（ｔ）を所定の時間τ
たけ遅延させて乗算器６に供給している。この遅延時間
τは、拡散符号信号Ｐ（ｔ）の１フレーム（コンｌ−ロ
ール信号ＣＯ３ωｔのπ／２）に相当する。従って、遅
延回路２８の出力信号は、５２（ｊ−Ｔ）＝Ｐ（ｔ−ｙ
ｒ／２ω）ｃｏｓωｃ２（ｔ−π／２ω）ｘ　ｃｏｓω
（ｔ−π／２ω）　・・・・・・・・・・・・（２）と
なり、かかる遅延出力信号は乗算器６に供給されて、上
記減算信号５２（１）との乗算が行われる。

この作業により拡散符号信号Ｐ　（ｔ）は直流となり、
なる乗算出力信号か得られる。この乗算出力信号はＢＰ
Ｆｌ７に供給され、ここでコントロール信号成分である
ｃｏｓ２ωｔが検出２通過されて、整形回路２つにて波
形を整形された後、２逓倍回路３０に供給される。その
結果、２逓倍回路３０からは、前記変調部１０の支分周
器１１の分周出力Ｄｖ（ｔ）と等価な２逓倍出力が得ら
れる。この２逓倍出力はＮ逓倍回路３１及びモノマルチ
３２に供給され、その結果Ｎ逓倍回路３１からは変調時
と等価なクロック信号Ｃ（ｔ）が再生され、モノマルチ
３２からは変調部１０のモノマルチ１２の出力と等価な
リセット信号Ｒ（ｔ）が再生される。また、拡散符号生
成回路３３は送信側の拡散符号生成回路２２（及び第６
図に示した従来回路３９．４９）と同じ構成にしてあり
、従って、上記クロック信号Ｃ（ｔ）及びリセット信号
Ｒ（ｔ）を入力することにより、変調時の拡散符号信号
ｐ（Ｂと等価な信号を得ることができる。

こうして得られた拡散符号信号Ｐ（１）は乗算器７に供
給され、ここで前記加算器２４からの加算出力信号Ｐ　
（ｔ）　ｄ　（ｊ）ＣＯ３ωｃｔ　ｔとの乗算による逆
拡散が行われ、更にＢＰＦｌ　８にて不要な周波数成分
が除去されて、２相ＰＳＫ信号ｄ　（ｔ）ｃｏｓωＣｔ
　ｔ（第３図（Ａ）参照）が復調される。搬送波再生回
路３４はこの復調２相ＰＳＫ信号ｄ　（ｔ）ｃｏｓωＣ
ｔｔを入力して、後述する原理により搬送波ＣＯＳωＣ
１ｔを再生して乗算器８に供給する、乗算器８は復調２
相Ｐ　Ｓ　Ｋ　（＠号ｄ　（ｔ）ｃｏｓωＣｔｊを搬送
波Ｃ０３（ｄＣｌｔと共に入力して両信号の乗算による
同期検波を行い、その出力信号はＬＰＦ３７にて不要な
周波数成分が除去されて、復調された良質の情報信号ｄ
（ｔ）となって出力端子漏２から出力されるわけである
。

−１８＝ ここで、搬送波再生回路３４の具体的構成例について、
第５図と共に説明する。この図に示すように、搬送波再
生回路３４は乗算器９．ＢＰＦＩ９、位相同期ループ（
ＰＬＬ）３５及び麦分周器３６を備え、これらを同図示
のように接続して構成している。即ちこれは２逓倍型搬
送波再生回路である。ＢＰＦ１８より供給されな２相Ｐ
ＳＫ信号ｄ　（ｔ）ＣＯ３ωＣ１ｔは、乗算器１３にて
２乗される。

かかる２相ＰＳＫ信号は搬送波が０°と　１８０°の２
つの位相で変調されているので、乗算器９で周波数を２
倍にすると位相の連続した２倍の周波数の搬送波に変換
される。即ち２相ＰＳＫ信号は２乗動作により２値信号
ｄ　（ｔ）は直流化し、搬送波ＣＯＳωｃ１ｔはｃｏｓ
２ωＣ＋ｔとなる。かかる乗算器９の出力を次段のＢＰ
Ｆ１９にて不要な周波数成分を除去して後、ＰＬＬ３５
に供給する。このＰＬＬ３５は乗算器（又は位相比較器
）、ＬＰＦ　（又はループフィルタ）及び■ＣＯ等で構
成されており、ここで入力信号中の不要な雑音成分が除
かれて振幅一定な２１＠の周波数の搬送波が得られる。

この搬送波は麦分周器３６にて信号処理されて、再生搬
送波ＣＯＳωｃ１ｔが出力されるわけである。

次に、スペクトル拡散信号Ｓ　Ｍ（ｊ）の分離検出動作
（櫛歯形フィルタ３２等の動作原理）について説明する
。第１図（Ｂ）の遅延回路２６より出力されるスペクト
ル拡散信号ＳＭはぐ）は、Ｓ　Ｍ　（ｉ−Ｔ）　−Ｐ　
（ｔ−Ｔ）（ｄ　（ｔづ）ｃｏｓωＣ＋　（ｔ−Ｔ）＋
　ＣＯ３ω０２　ｆｔ−Ｔ）ｃｏｓω（ｔ−Ｔ））−−
−−（３）となる。ここで、前提条件として、Ｐ　（ｔ
）の周期と遅延時間Ｔを等しくし、ｃｏｓωｃ１ｔはｐ
（ｔ）の周期で同相、同レベルで繰返す連続波、ＣＯＳ
ωｃ２ｔはＰ　（ｔ）の周期で逆相、同レベルで繰返す
連続波とすれば、ＳＭ（ｔ−Ｔ）は、 ３Ｍ（ｔづ）　−Ｐ　（ｔＨｄ　（ｉ−Ｔ）ＣＯ３ωＣ
１ｔ−ＣＯＳωＣ２ｔＣＯ３ω（ｔ−Ｔ））・・・・・
・・・・・・・（４）となる。従って、加算出力ＳＭ（
ｔ）士ＳＭ（ｔ−Ｔ）（−＝Ｓ＋（ｊ））は、 Ｓ＋（ｉ）−３Ｍ（ｊ）−１−ＳＭ　（ｔ−Ｔ）−（ｄ
　（ｔ）＋ｄ　（ｔ−Ｔ））Ｐ　（ｔ）ｃｏｓωｃ、　
ｔ＋（ＣＯδωｔ−ｃｏｓω（ｔづ））Ｐ　（ｔ）ｃｏ
ｓωＣ２ｔ　−（５）となる。一方、減算出力Ｓ　２（
ｉ）は、５２（ｔ）−８）１（ｉ）　　ＳＭｆｔ−Ｔ）
−（ｃｏｓωを十　ｃｏｓω　ｆｔ−Ｔ））Ｐ　　（ｔ
）に０３ωＣ２ｔ＋　Ｉ　ｄ　（ｔ）−ｄ　（ｔ−Ｔ）
）Ｐ　（ｔ）ｃｏｓωＣＩｔ・・・・・・（６）となる
。なお、第５式の（ｃｏｓωｔ−ｃｏｓωｆｔ−Ｔ））
Ｐ（ｊ）ＣＯ３ωＣ２ｔや第６式のＩ　ｄ　（ｔ）−ａ
　（ｔ−■））ｐ　（ｔ）ＣＯＳωｃ１ｔは、遅延時間
Ｔに比べて情報データｄ（１）の１ビット時間長及びコ
ントロール信号ＣＯＳωｔの半サイクル時間長が充分長
ければ非常に小さな値となり、近似的に省略出来る。従
って、両式は次のように表現できる。

Ｓ＋（ｔ）→　（ｄ　（ｔ）＋ｄ　（ｔ−Ｔ））Ｐ　（
ｔ）ｃｏｓωＣ＋　ｔ・・・・・値７）Ｓ２（ｔ）峙（
ｃｏｓω　ｔ　　十ｃｏｓω　ｆｔ−Ｔ））ｘ　ｐ　（
ｔ）ｃｏｓω０２　ｔ　　・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・（８）次に、拡散符号発生過程
の動作について、第１図（Ｂ）の構成に従って具体的に
説明する。遅延回路２８は遅延時間Ｔを与えている。こ
の遅延時間Ｔは拡散符号Ｐ　ｆｔ）の１フレームの時間
に相当するので、乗算器６の出力信号Ｓ　２（ｊ）Ｘ　
Ｓ　２（ｊ−Ｔ）は、Ｓ　２（ｉ）Ｘ　Ｓ　２（１−Ｔ
） ＝ＣＯ３２ωｔ（ｐ　（ｔ）ｃｏｓωＣ２’Ｉ）２−−
−”・（９）て、ＢＰＦ１７にて除去されて、ｃｏｓ２
ωｔなる出力信号が得られる。この出力信号を整形回路
２９にて２値信号に整形した後、次段の２逓倍回路３０
にて２逓倍しくＤｖ（ｉ）と等価な信号になる）、更に
Ｎ逓倍回路３１にてＮ逓倍すると、その出力は送信側（
変調部１０）の入力端子エフ１４より供給されているク
ロック信号Ｃ（ｔ）と等価な信号となって、拡散符号発
生回路３３に供給される。又、モノマルチ３２には変調
部１０のモノマルチ１２に供給されている分周信号Ｄ　
ｖ（ｔ）と等価な信号か供給されるのてモノマルチ１２
と同様の動作を行なうことになり、かかるモノマルチ３
２の出力及び上記Ｎ逓倍回路３１からのクロック信号を
入力して動作する拡散符号発生回路３３も、当然変調部
１０側の拡散符号発生回路２２同様の動作を行なって等
価な拡散符号を生成し得るわけである。

最後に、逆拡散動作について具体的に説明する。

乗算器７には加算器２４からの加算信号Ｓ＋（ｉ）と上
記拡散符号発生回路３３がらの拡散符号ｐ　（Ｂが供給
されて乗算による逆拡散出力信号Ｓ、（ｔ）ｘｐ　（Ｂ
が得られる。即ち、 ５ｔ（ｔ）Ｘ　　Ｐ　　ｆｔ）　　−（ｄ　　（ｔ）土
ｄ　　（ｔ−Ｔ））Ｘ　（Ｐ　（ｔ））　Ｃ０３（ｄｃ
ｌｔ−−・・＝・・（１０）となる。この信号中、（Ｐ
　（ｔ））２は直流と見做せるのて、ＢＰＦ１８にて除
去されて、＋　ｄ　ｍ＋ｃｔ（ｔ−Ｔ））　Ｃ０３（１
）Ｃ１ｔなる２相ｐｓに信号が復調されるわけである。

搬送波再生口１１３４はこの復調２相ＰＳＫ信号を入力
して、前述した原理により搬送波ＣＯＳωＣ＋ｔを再生
して乗算器８に供給し、ここでこの搬送波と復調２相Ｐ
ＳＫ信号ｄ　［ｔ）ｃｏｓωＣ＋ｊとの乗算による同期
検波を行い、更にＬＰＦ３７にて不要な周波数成分を除
去することにより、良質の情報信号ｄ（’ｔ）が復調さ
れて出力端子県２より出力されるわけである。

〔効果〕

本発明のスペクトル拡散通信装置は以上のように構成し
たので、次のような優れた特徴を有する。

■従来装置で必須の構成要件であったＡＦＣ制御ループ
、遅延ロックループ及び乗算器による逆拡散は、具体的
にはクロック再生回路、拡散符号発生回路、ループで構
成される同期引込み回路及び同期保持回路が主となって
いるが、このうち拡散符号発生回路以外の大部分の回路
か不要となり、回路構成の簡素化によりコストの低減か
図れ、民生機器への展開が容易になった。

■同期引込み回路及び同期保持回路等、高度な技術が要
求されるいくつかの回路が不要となったことにより、従
来装置における同期引込み時間がかかるという欠点や、
同期外れか生ずる可能性がある等の問題から解放され、
スペクトル拡散通信装置の動作の安定化に寄与できる。

【図面の簡単な説明】

第１図（＾Ｌ　（Ｂ）は本発明になるスペクトル拡散通
信装置の一実施例の夫々変調部及び復調部のブロック構
成図、第２図（Ａ）、　（Ｂ）は櫛歯形フィルタの周波
数特性図、第３図（八）〜（Ｅ）は本発明装置の各構成
部分の動作説明用周波数スペクトル図、第４図はスペク
トル拡散信号波形図、第５図は搬送波再生回路の回路ブ
ロック図、第６図は従来のスペクトル拡散通信装置の基
本ブロック構成図、第７図は従来装置の各構成部分の動
作説明用スペクトル図である。 ３〜９・・・乗算器、１０・・・変調部、１１・・・十
分周器、１２．３２・・・単安定マルチバイブレータ、
１３・・・十分周器、１４〜１９・・・ＢＰＦ　（帯域
ろ波器）、２０・・・復調部、２１．３７・・・ＬＰＦ
　（低域ろ波器）、２２．３３・・・拡散符号発生回路
、２３，２４・・・演算回路（加算器）、２５・・・減
算器、２６゜２８・・・遅延回路、２７・・・櫛歯形フ
ィルタ、２９・・・整形回路、３０・・・２逓倍回路、
３１・・・Ｎ逓倍回路、３４・・・搬送波再生回路、３
５・・・ＰＬＬ、３６・・・十分周器、Ｉｎ＋、Ｉｎ２
・・・搬送波信号入力端子、Ｉｎ　ｓ・・・情報信号入
力端子、Ｉｎ　ａ・・・クロック信号入力端子、ｔｎ　
５・・・スペクトル拡散信号入力端子、貝１〜し２・・
・出力端子９

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 変調側には、情報信号と第１の搬送波とを入力して乗算
   により２相ＰＳＫ信号を生成する手段と、クロック信号
   を入力してこれを基に拡散符号信号を生成する手段と、
   該クロック信号を入力してこれを分周することにより上
   記拡散符号信号と同期関係にあるコントロール信号を生
   成する手段と、該コントロール信号と第２の搬送波とを
   入力して乗算により変調波信号を得る手段と、該変調波
   信号と上記２相ＰＳＫ信号とを加算して得られた加算信
   号に上記拡散符号信号を乗算することにより拡散を行な
   ってスペクトル拡散信号を生成して出力する手段とを備
   え、復調側には、該スペクトル拡散信号を入力して上記
   ２相ＰＳＫ信号と拡散符号信号の積で表わされる信号成
   分と、上記変調波信号と拡散符号信号の積で表わされる
   信号成分とに分離する手段と、該分離された変調波信号
   と拡散符号信号の積で表わされる信号成分を入力して信
   号処理することによりコントロール信号を分離、再生す
   る手段と、該再生されたコントロール信号を基にクロッ
   ク信号を構成して上記変調側の拡散符号信号に同期した
   拡散符号信号を生成する手段と、該生成された拡散符号
   信号と、上記分離検出された２相ＰＳＫ信号と拡散符号
   信号の積で表わされる信号成分とを入力して、両信号の
   乗算による逆拡散を行うことにより復調２相ＰＳＫ信号
   を得る手段と、該復調２相ＰＳＫ信号を同期検波するこ
   とにより変調時と等価な情報信号を復調して出力する手
   段とを備えて構成したことを特徴とするスペクトル拡散
   通信装置。