JPH01264342A - スペクトル拡散通信方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はスペクトル拡散通信方式に係り、特に。

受信（復調）側において、逆拡散用の擬１０雑音を発生
するための拡散符号発生回路を不要としたスペクトル拡
散通信方式に関する。

〔技術的背景〕

スペクトル拡散通信方式とは、キャリアを情報信号にて
１次変調したものを広帯域の雑音状の拡散符号により２
次変調して、非常に広い帯域に拡散する方式である。一
般的には、２次変調方式の違いにより、直接拡散（ＤＳ
＞方式５周波数ホッピング（ＦＨ）方式、ハイブリ・ソ
ド方式等があり、本発明方式はこのうち前者のＤＳ方式
に関する。

かかるスペクトル拡散通信には次のような多くの特長が
ある。

■秘匿性（秘話性）が非常に高い。

■外部干渉や雑音、故意の妨害に強い。

■従来システムと共存できる。

■ＭＣＡ局のような制御局や制御チャンネルが不要であ
る。

■アドレスコードでの管理ができる。

■ＤＳ（直接拡ｒＰ１）方式では電力密度が低いので、
電波が存在していないように見える（ｆｆｉ弱な電力で
送信できる）。

■通話品位の低下を若干許容すれば局数を増加できる。

■疑似雑音符号信号を変えることにより、同一周波数帯
域内に多重することが可能である。

これらのことが認識されて、現在では単に通信分野にと
どまらず各分野での応用が進んできており、民生機器へ
の展開も始められつつある。

〔従来の技術〕

第７図及び第８図を参照しながら、スペクトル拡散通信
の基本原理について説明する。第７図はＤＳ方式による
従来のスペクトル拡散通信方式を実現する通信装置の基
本′ＷＩ成図、第８図は各構成部分におけるスペクトル
波形図である。第７図に示すように、送信側であるＡ局
の１次変調回ＦＩ＠４１にて１次変調された第８図（ａ
）図示の如き信号（Ｆｌ）は、拡散符号生成回路３９か
らの拡散符号信号（ＦＳＳ；同図（ｂ）参照）により拡
散変調回路４２にて２次変調されて、増幅された後アン
テナＡ、より送信信号（Ｆ　１ｓ）として出力される。

１次変調の種類は特に制限はなく、周波数変調（ＦＭ）
やＰ　Ｓ　Ｋ　（Ｐｈａｓｅ　５ｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎ
ｑ）等で良く（本明細書ではＰＳＫにより変調を行なう
ものとして説明する）、２次変調（拡散変調）は、一般
的に疑似雑音符号（Ｐｓｅｕｄｏ　Ｎｏ１ｓｅ　：　Ｐ
　Ｎ符号）によりＰＳＫ変調する。このＰＮ符号はでき
る限りランダム雑音状で、汀つ受信機側で符号を取り出
すために一定の周期を有している必要がある。

次に、受信側の構成及び機能等について説明する。受信
側であるＢ局では、アンテナＡ２から所定のフィルタと
高周波増幅器により得られたＦＩｓ信号を、逆拡散回路
４４において拡散符号生成回路４つからの拡散符号によ
り逆拡散する。この拡散符号生成回路４つはＡ局の拡散
符号生成回路３つと同期が収られており、ＰＮ符号も同
一（ＦＳＳ）である。ところで、アンテナＡ２に入来す
る電波はＦｌｓだけとは限らず、第８図（Ｃ）に示すよ
うに、池の８８局からの電波（Ｆ、Ｆ　　　・・・）と
一般２Ｓ　　　３ｓ′ 局からの電波（Ｆｎ）が存在する。そこで、逆拡散回路
４４で逆拡散を施すことにより、同図（ｄ）図示の如き
所望の電波Ｆ１ｓを同図（ａ）のようなスペクトルに戻
し、フィルタ（狭帯域ｒ波器が望ましい）４５にてＦ１
ｓ以外の成分の大部分を除去しく同図（ｅ）　９照）、
復調回路４６にて元の情報信号に復調して出力するわけ
である。なお、同図（ｅ）かられかるように、フィルタ
４５の出力信号中にはＦｌＳの池に干渉波のＦｎと多局
のＳＳ波の一部が残っている。この残留電力（少いほど
良い）と目的信号の電力の比をＤＮ比（信号電力対干渉
電力比）と呼んでおり、このＤＮ比を大きく収るなめに
は拡散帯域かできる限り広い方が有利であり、一般的に
情報信号の周波数帯域の１００〜１０００倍程度にして
いる。

以上、スペクトル拡散通信の基本的な原理について説明
したが、次にスペクトル拡散通信を行なう場合の１，２
次各変調・復調における具体的な動作について理論的に
説明する。スペクトル拡散通信におけるスペクトル拡散
信号Ｓ　（ｔ）（第７図のＦｌ、）は、情報データをｄ
（ｔ）［＋１又は−１］、拡散符号Ｆ　をｐ　Ｈ巨１又
は−月、ｍ送波をＣＯ３ωｃｔとずＳ ると、次式で表わされる。

Ｓ　（ｔ）　＝　ｄ　（ｔ）Ｐ（ｔ）Ｃｏｓωｃｔ　　
＝−−”−・（１）（但し、ωＣ＝２πｆｃ） このスペクトル拡散信号Ｓ　（ｔ）は、受信（復調）に
おいて、入来したスペクトル拡散信号より拡散符号用ク
ロック信号を生成し、更に送信時のスペクトル拡散信号
における拡散符号と同期した拡散符号）Ｊ（Ｔ星失際に
は石°十の江鮭の１十ったビ［１１て゛ある）を得て、
入来したスペクトル拡散信号Ｓ　（ｔ）との乗算（相関
又は逆拡散とも言う）を行ない、ｄ　（ｔ）ｃｏｓωａ
ｔなる２相ＰＳＫ信号に変換される。更に、再生した搬
送波ＣＯＳωｃｔ　（実際にはＣＯＳωｃｔ）との乗算
による同期検波を行ない、 ｄ　　（ｔ）　　（ｃｏｓωＱｔ　）　　’　　＝　　
＋　　ｄ　　（ｔ）（１＋ＣＯ３２ωｃｔ　　）を得て
、搬送波成分２ωａｔをフィルタで除去することにより
情報データｄ　（ｔ）が復調される。

ここで、２相ＰＳに信号ｄ　（ｔ）ｃｏｓωｃ　ｔの帯
域幅（スペクトルのメインローブ）をＢ、とし、拡散符
号Ｐ　（ｔ）により拡散されたスペクトル拡散信号の帯
域幅（スペクトルのメインローブとする）をＢいとすれ
ば、スペクトル拡散通信におけるプロセスゲインＧ　は
、 Ｇ　　＝Ｂ　　／Ｂ　　　・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・　（２）ｐ　　ｐ　　Ｄ で表わされる。プロセスゲインＧ、は、通常の設計値に
おいて数百〜数千の値であり、この値に従って妨害信号
、雑音等の抑圧が行なわれるため、情報データｄ　（ｔ
）に対してスペクトル拡散信号の周波数帯域が広いほど
耐妨害性、耐雑音性等における改善効果が高まる。即ち
、改善効果はプロセスゲインＧ、でほぼ一義的に定まる
。

〔発明が解決しようとする課題〕

かかるスペクトル拡散通信方式では、「逆拡散」が最も
重要であり、これを行なうに必要な拡散符号の生成が容
易ではなく、現在では、ＡＦＣ制御ループ、遅延ロック
ループ及び乗算器による逆拡散法や、マツチドフィルタ
を用いた同期ループと乗算器による逆拡散法が一般的に
用いられている。

これらの構成による逆拡散は、いずれも回路構成か複雑
で、更には調整面やコスト面での問題もあり、民生機器
への展開に当ってはこれらの問題を解決する必要がある
。又、非常に広い周波数帯域を必要とするために、周波
数帯域（又は電波）の有効活用の面で問題があり、実際
には使用できる周波数帯域が限られてしまい、希望通り
の設計が行ない難い等の欠点があった。

〔課題を解決するための手段〕

本発明の通信方式は、変調側には、第１の搬送波と情報
信号とにより変調された１次変調波信号を入力信号とし
て第２の搬送波との加算信号を得る手段と、得られた加
算信号を拡散符号信号により拡散して変調拡散符号信号
とスペクトル拡散信号とが合成された複合スペクトル拡
散信号を得る手段とを備え、復調側には、上記複合スペ
クトル拡散信号を入力して上記変調拡散符号信号とスペ
クトル拡散信号とを分離検出する分離フィルタと１分離
検出されたスペクトル拡散信号における上記分離フィル
タの時間遅延分を除去する補償手段と。

この補償手段により得られた補償スペクトル拡散信号と
上記分離された変調拡散符号信号とを入力して両信号の
乗算により逆拡散を行なう手段と。

逆拡散により復調１次変調波信号を得て出力する手段と
を備えて通信することにより、上記欠点を解消したもの
である。

〔実施例〕

本発明のスペクトル拡散通信方式は、上述のように、変
調時には逆拡散に使用する変調拡散符号信号を生成して
スペクトル拡散信号のスペクトル間に周波数間挿して送
出し、復調時にはスベクトル拡散信号と変調拡散符号信
号とを分離検出してから、スペクトル拡散信号中の遅延
成分を補償回路にて除去して後、上記変調拡散符号信号
との乗算による逆拡散を行い、得られた復調１次変調波
信号をフィルタで分離検出して出力するようにしている
。これにより、従来より逆拡散において必須の構成要件
であったタロツク再生回路、ループで構成される同期引
込み回路及び同期保持回路２拡散符号発生回路４９（第
７図参照）等が不要となり、更に上記！１回路により遅
延成分の除去が可能となって、歪の無いスペクトル拡散
信号による理想的な逆拡散を実現し得たものであり、以
下、本発明方式を実現し得る装置の１例を上げて、図面
を参照しながら説明する。

第１図は、本発明のスペクトル拡散通信方式を実現する
スペクトル拡散通信装置の第１実施例のブロック構成図
で、同図＋Ａ）が変調＃（送信ｆＪ！！り１０、同図Ｃ
Ｂ）が復調部（受信側）２０である。

なお、この図においてはアンテナ等梢成の一部の図示を
省略している。

変調部１０は、ＬＰＦ（低域−波器）１．演算回路（加
算器）６．拡散符号発生回路（ＰＮＧ）　１１　。

ＢＰＦ　（帯域Ｐ波器）１２及び２つの乗Ｘ器２゜３を
備え、これらを第１図（Ａ）図示の如く接続して構成し
ている。また復調部２０は２つのＢＰＦＩ３．１４；遅
延回路＜０Ｌ）１５．１７；減算器２１．２２；及び加
算器７２乗算器４を備え、これらを第１図Ｔ８）図示の
如く接続して構成している。なお、遅延回路１５．加算
器７．及び減算器２１とで２種頭の櫛歯形フィルタ１８
を構成しており、その周波数特性は第２図（＾）、（Ｂ
）に夫々加算特性及び減算特性として示す通りである。

以下、具体的な機能、動作について、第３図及び第４図
の信号波形図を併せ参照して説明する。

まず送信を行なう場合、変調部１０の入力端子Ｉｎ＋よ
り情報データｄ（ｔ）をＬＰＦ２を介して乗Ｘ器２に供
給し、ここで入力端子１ｎ２から供給されている第１の
搬送波ＣＯＳωＣＵＥと乗算して、第３図（＾）の■の
如き１次変調信号（２相ＰＳＫ変調信号）　ｄ　（ｔ）
ｃｏｓωＣ＋ｊを生成して加算器６に供給する。また、
入力端子Ｉｎ３より第２の搬送波ＣＯＳωｃａｔ（同図
（＾）のに））を加算器６に供給し、ここで上記２相Ｐ
ＳＫ信号との加算を行なって加算信号ｄ　（ｔ）ＣＯ３
ωｃ、　ｔ　＋ＣＯ３ωｃ２　ｔを作り、スペクトル拡
散を行なうための乗Ｘ器３に供給する。１１は拡散符号
生成回路であり、ここでは入力端子Ｉｎ本より供給され
るタロツク信号５ｃ（ｔ）を基に拡散符号ｐ　（ｔ）を
生成している。拡散符号としては、通常は疑似雑音符号
がよく用いられ、その中でもＭ系列符号がよく用いられ
るので、「擬似雑音符号」と呼ばれることもある。拡散
符号発生回路１１にて生成された拡散符号Ｐ　（ｔ）は
乗算器３に供給され、ここで上記加算信号ｄ　（ｔ）Ｃ
Ｏ３（ａ＞ｃｌ　ｔ　”Ｃ０３Ｑ）Ｃ２しとの乗算（ス
ペクトル拡散）が行なわれて、複合スペクトル拡散信号
Ｐ　（ｔＨｄ　（ｊ）ＣＯ３（ｉＪ　Ｃ１ｔ　”ＣＯ３
ωｃｚｔｌ（以下’３Ｍ（ｔ）Ｊとも記す）となり（第
３図（Ｂ）参照）、ＢＰＦＩ２にて複合スペクトル拡散
信号のメインロープのみが通過、伝送されて、出力端子
勧１より出力される。

ここで、〈複合）スペクトル拡散信号の周波数スペクト
ルについて説明する。第３図（Ａ）における角周波数ω
ｃ１とωｃ２との間隔は、クロック信号の１ビット時間
長をＴｏとし、拡散符号発生回路６においてＭ系列符号
を用い、そのＭ系列符号発生回路（図示せず）にシフト
レジスタを用いた場合、その段数を几とすると、（２（
２’　−１）Ｔ　ｏ　）　−’で与えられる間隔となる
。同図（Ｂ）に示した複合スペクトル拡散信号の周波数
スペクトルにおいて、側帯波子Ｓａｌ　と＋Ｓａ２との
周波数間隔や、±Ｓｂ１と士Ｓｂ２との周波数間隔は（
（２’　　１）Ｔ　ｏ　ｌ　−’で与えられる間隔とな
っており、側帯波子Ｓａ１〜＋Ｓａｎ、−３ａ１〜−８
ａｎと、側帯波＋Ｓｂノ〜モＳｂｎ。

−ｓｂ、〜−８ｂｎとは、夫々交互に等間隔で並んでい
る。なお、第４図はスペクトル拡散信号であり、実線Ｑ
９の部分（図中の（ａ）と（ｂ）の間）はそのメインロ
ーブを示す。

次に、第１図（Ｂ）を参照して、復調部２０の機能につ
いて説明する。入力端子Ｉｎｓに入来した複合スペクト
ル拡散信号５Ｈ（ｔ）（第３図（Ｂ）参照）は、ＢＰＦ
Ｉ　３にて複合スペクトル拡散信号以外の周波数成分を
除去されて、遅延回路１５．加算器７．及び減算器２１
，２２；の正入力端子に供給される。更に、遅延回路１
５の出力を加算器７及び減算器２１の負入力端子に供給
する構成とすることにより、遅延回路１５．加算器７及
び減算器２１とで加算特性及び減算特性（夫々第２図（
＾）、　（Ｂ）参照）を有する櫛歯形フィルタ１８が形
成されている。いま、遅延回路１５における遅延時間を
Ｔ（・１／Ｆ）とすると、加算の場合は第２図（Ａ）に
示すように、１／Ｔ、　２／Ｔ、　３／Ｔ、・・・、　
Ｎ／下（Ｎは自然数）の周波数の箇所で利得が２倍とな
り、それらの各中間の周波数では出力は０となって急峻
なデイツプが出来る。減算の場合は逆に同図（Ｂ）に示
すように、１／Ｔ、　２／Ｔ、　３／Ｔ、・・・、Ｎ／
下の周波数の所で谷（利得が０）となり、それらの各中
間の周波数では利得が２倍となる。従って、遅延時間を
Ｔ　−（２ｎ−１）Ｔ　ｏ　　とすることにより、櫛歯
形フィルタ１８の山又は谷の周波数をスペクトル拡散信
号の側帯波周波数に合わせれば、複合スペクトル拡散信
号Ｓ　）４（ｔ）におけるスペクトル拡散信号Ｐ　ｆｔ
）ｄ　（ｔ）ｃｏｓωＣ＋ｔと変調拡散符号信号Ｐ　（
ｔ）ＣＯ３ωＣ２Ｅとの分離検出が可能になるわけであ
る。

従って、加算器７の出力信号は　Ｐ　（ｔ）ｄ　（ｔ）
ｃｏｓωｃ＋ｔ（以下’５ｔ（ｔａｊとも記載する；第
３図（Ｃ）参照）となり、減算器２１の出力信号はＰ　
（ｔ）ｃｏｓωｃ２ｔ（以下’５２（ｊ）Ｊとも記載す
る；同図（Ｄ）参照）となる、なお、櫛歯形フィルタ１
８の具体的な分離動作については後述するが、ここでは
遅延回路１５による複合スペクトル拡散信号ＳＭ（ｊ）
の遅延分の表現は、説明の便宜上省略した。

叙上の如き原理により分離検出された加算出力信号Ｓ＋
（ｊ）は、次段の補償回路１９に供給され、ここでＳ＋
（ｊ）中の遅延成分を除去された後次段の乗算器４に供
給され、ここで３２（ｔ）との乗算による逆拡散が行な
われて、逆拡散出力信号５ｐ（ｔ）を生成する。この逆
拡散により拡散符号信号Ｐ（ｔ）は直流となって、変調
時と等価な復調２相ｐ　Ｓ　Ｋ　（ｚ号ｄ　（ｔ　）　
Ｃ０３（（Ｊ）　（１（＆）　（，２）　を及びｄ　（
ｔ）　Ｃ０３（（ＩＪｃＩ＋ω（２）　ｔ　（夫々第３
図（Ｅ）の０）と（イ））である）が得られる。これら
の出力信号をＢＰＦ１４にて不要な周波数成分を除去し
た後、出力端子軸２より２相ＰＳＫ信号ｄ　（ｔ）　Ｃ
０３（ωｃ＋±ωｃ＊）ｔを出力している。ここでの２
相ＰＳに信号は、変調側の２相ＰＳに信号よりもωｃ２
だけ高い角周波数となっているが、本質的な変化ではな
い。また、説明の便宜上、微小なタロストーク成分は省
略した。なお、補償回路１９は減算回路２２と遅延回路
１７とで構成されるが、この遅延回路１７の遅延特性は
前記遅延回路１５と全く同じ特性に構成されることが肝
要である。

ここで、複合スペクトル拡散信号ＳＭ（ｔ）の分離検出
動作（櫛歯形フィルタ１８の動作）について説明する。

第１図（Ｂ）の遅延回路１５より出力される複合スペク
トル拡散信号ＳＭ（ｔ−Ｔ）は、Ｓ　Ｍ　（ｔ−Ｔ）　
＝　Ｐ　（ｔ−Ｔ）（ｄ　（ｔ−Ｔ）ＣＯ３ωｃ＋　（
ｔ−Ｔ）＋　ＣＯＳω０２（ｊ−Ｔ））　　・・・・・
・・・・・・・・・・　（３）となる、ここで前提条件
として、Ｐ　（ｔ）の周期と遅延時間Ｔを等しくし、Ｃ
ＯＳωｌ、＋ｊはｐ　（ｔ）の周期で同相、同レベルで
繰返す連続波、ＣＯＳωＣｚｊはｐ（ｔ）の周期で逆相
、同レベルで繰返す連続波とすれば、ｓＭ（ｔ−ｒ）は Ｓ　Ｍ　（ｊ−Ｔ）　＝　Ｐ　（ｊ）（ｄ　（ｔ−Ｔ）
ｃｏｓωＣ１ｔ−ＣＯＳωＣ２ｔｌ　　・・・・・・・
・・・・・・・・・・・　（４）となる。従って、加算
出力ＳＨ（ｔ）＋　Ｓ　Ｍ　（ｔ−Ｔ）（＝　５ｔ（ｊ
月は、 Ｓ　＋（ｔ）＝　　Ｉ　　ｄ　（ｔ）＋ｄ　（ｔ−Ｔ）
）Ｐ　（ｔ）ｃｏｓω（ｌ　ｔ　−−−−−−（５）と
なる、一方、減算出力ＳＭ（ｔ）　　Ｓ　Ｍ　（ｔ−Ｔ
）　　（−３２（ｊ）　ｌは、 Ｓ　２（１）＝　２　Ｐ　（ｔ）ＣＯ３ωｃ２　ｔ＋　
（ｄ　（ｊ）−ｄ　（ｔ−Ｔ））Ｐ　（ｔ）ＣＯ３ωｃ
、　ｔ　−（６）となる。なお、第（６）式中の（ｄ　
（ｔ）−ｄ　（ｔ−Ｔ））ＰＨｃｏｓωｃｌｔは櫛歯形
フィルタ１８で分離不可能なタロストーク成分であるが
、情報信号ｄ　（ｔ）の１チップ時間長いに比してｐ　
Ｂ）の１周期時間が短ければ、（ｄ　（ｔ）−ｄ　（ｔ
−Ｔ）１成分は非常に小さな値となり、省略が可能とな
る。従って、第６式は近似的に次のように表わせる。

３２（ｔ）→２　Ｐ　（ｔ）ｃｏｓωＣｔ　ｊ　　・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・　（７）次に
、補償回路１９の動作説明をする。今、減算回路２２の
出力をｓ　ｘ（ｔ）とする。この信号を供給される遅延
回路１７の遅延特性は遅延回路１５と同じ特性に構成さ
れているので、その出力信号は５ｘ（ｔ−ｒ）となり、
減算回路２２の負入力端子に供給されて、ここで加算出
力Ｓ＋（ｔ）との引算が行なわれて減算出力５ｘ（ｔ）
は次のようになる。

Ｓ　ｘ（ｔ）＝　ｄ　（ｔ）Ｐ　（ｔ）ｃｏｓωＣ＋　
ｔモｄ（ｔ−Ｔ）Ｐ（ｔ）ｃｏｓωｃ＋ｔ　　５ｘ（ｔ
−Ｔ）＝　ｄ　（ｔ）Ｐ　（ｔ）ｃｏｓωＣＵＥ　　・
・・・・・・・・・・・・・・・・・　（８）これによ
り、遅延成分は除去されたものとなり、次段の乗算器４
に供給されて、５ｔ（Ｆ）との乗算による逆拡散が行な
われ、逆拡散出力信号Ｓ　ｐ（ｔ）が得られる。

次に、逆拡散動作について、第１図（Ｂ）の構成に従っ
て具体的に説明する０乗算器４の出力には逆拡散（復調
２相ＰＳに）信号５ｐ（ｔ）が得られる。

即ち、 Ｓ　Ｄ（ｔ）＝　３２（ｔ）ｘ　ｄ　（ｔ）Ｐ　（ｔ）
ｃｏｓωＣ１ｔ””　（Ｐ　（ｊ））２ｄ　（ｊ）（Ｃ
Ｏ３（（ｃ）　Ｃ＋　　（ａ）　Ｃｚ　）　を十Ｃ０５
（ωＣ＋十ωｃｚ））ｔ　　・・・・・・・・・・・・
・・・　（９）となる、なお、上式（９）中の（Ｐ　（
ｔ））２は近似的に直流となる。かかる信号をＢＰＦＩ
　４にて和の成分のみ通過、伝送させることにより、出
力端子軸２には復調１次変調波信号（復調２相ＰＳＫ信
号）Ｓｄ（ｔ）＝ｄ（ｔ）　ｃｏｓ（ωｃ＋＋ωｃ２）
　ｔ−−−−＝−（１０）（第３図（［）の（ホ））が
出力されるわけである。

次に、本発明の通信方式を実現し得る装置の復調部の第
２実施例について、第５図の回路ブロック図を参照しな
がら説明する。第５図は復調部のブロック構成図であり
、これらの図において、第１図＋８）に示した第１実施
例と同一構成箇所には同一番号を付してその詳細な説明
を省略する。第５図から明らかなように、復調部３０は
、複合スペクトル拡散信号５ｓ（ｔ）を変調拡散符号信
号とスペクトル拡散信号とに分離検出する手段として櫛
歯形分離フィルタ２４を備えている。この櫛歯形分離フ
ィルタ（以下単に「フィルタ」とも記す）２４は、２つ
の遅延回路（０１）１５，１６；加算器８，９；及び減
算器２３．それに利得調整回路２５を備え、これらを第
５図示の如く接続して構成している。このフィルタ２４
の各伝送線路の伝送利得を１とし、利得調整回路２５の
伝送利得を４とすると、加算器８及び減算器２３の出力
特性は、夫々第６図（Ａ）及び（Ｂ）に示すスペクトル
（周波数特性）となる、また、遅延回路１６の遅延特性
は遅延回路１５と同じ遅延特性になるよう構成されてい
る。従って、減算器２３の出力信号。

即ち変調拡散符号信号２　Ｐ　（ｔ）ｃｏｓωｃ、ｔに
付加されるクロストーク成分は微小な値となり、実用上
省略可能となる。

かかる構成の復調部３０の復調動作について、第３図の
周波数スペクトル図を併せ参照しながら説明する。入力
端子［ｎ５に入来した第３図（８）の如き複合スペクト
ル拡散信号ＳＭ（ｔ）は、ＢＰＦ　１３にてスペクトル
拡散信号以外の周波数成分を除去されて、遅延回路１５
及び加算器８．９の一方の入力端子に供給される。Ｕ迂
回路１５にて遅延時間Ｔ　（”’　（２’　−１）Ｔ　
ｏ　ｌが付加された遅延複合スペクトル拡散信号Ｓ　Ｍ
（ｔ−Ｔ）は、遅延回路１５と同じ遅延特性を有する遅
延回路１６と、加算器８の他方の入力端子、及び減算器
２３の負入力端子に供給される。その結果、加算器８か
らは前記スペクトル拡散信号Ｐ　（ｔ）ｄ　（ｔ）ｃｏ
ｓωｃ１ｔが分離検出され、上記減算器からは変調拡散
符号信号Ｐ（ｔ）ＣＯＳωＣ２ｔが分離検出される。こ
れら分離検出され両信号を加算器４に供給し、ここで乗
算することにより逆拡散を行なって逆拡散出力（２つの
２相ＰＳに信号）を生成した後、ＢＰＦＩ４を介するこ
とにより、これら２つの２相ＰＳＫ信号のうち一方のみ
を出力端子軸２より出力するものである。

ここで、櫛歯形分離フィルタ２４の動作原理について、
第５図の実施例に即して説明する。ＢＰＦＩ３より出力
される複合スペクトル拡散信号５ｘ（ｔ）は、 Ｓ　Ｍ（ｔ）＝　Ｐ　（ｔ）（ｄ　（ｔ）ｃｏｓωＣ，
ｔ＋　ＣＯＳωＣ２ｔ　）　　・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・　（１１）なので、遅延回路１５
からの出力信号Ｓ　Ｈ（ｊ−Ｔ）は、Ｓ　Ｎ（ｊ−Ｔ）
＝　Ｐ　（ｊ−ＴＨｄ　（ｔ−Ｔ）ＣＯ３ωＣ＋　（を
−丁）＋　ＣＯＳωＣ２（ｊ−Ｔ））・・・・・・・・
・・・・・・・　（１２）となる、ここで、前提条件と
して、Ｐ　（ｔ）の周期と遅延時間Ｔを等しくし、ｃｏ
ｓωＣ＋ｔはＰ　ｆｔ）の周期で同相、同レベルで繰返
す連続波、ＣＯＳωｃ２ｔはＰ　（ｔ）の周期で逆相、
同レベルで繰返す連続波とすれば、Ｓ　Ｍ（ｔ−Ｔ）は Ｓ　Ｍ（ｔ−Ｔ）＝　Ｐ　（ｔＨｄ　（ｔ−Ｄｃｏｓω
ｃ、　ｔ−ＣＯＳωｃ２七）　　・・・・・・・・・・
・・・・・・・・　（１３）となる。同様に、遅延回路
１６からの出力信号Ｓ　Ｍ（ｔ−２Ｔ　）は、 Ｓ＋（ｔ−２Ｔ）　＝　Ｐ　ｆｔ）（ｄ　（ｔ−２Ｔ）
　ｃｏｓωｃ、　ｔ±ＣＯＳωｃ２ｔ）　・・・・・・
・・・・・・・・・・・・（１４）となる。故に加算器
８の出力５）４（ｔ）＋ＳＮ（を−旬は、ＳＭ（ｔ）＋
　ＳＭ（ｔ−Ｔ）＝　（ｄ　（ｊ）＋　ｄ　（ｔ−Ｔ）
）　Ｐ　ｆｔ）ｃｏｓωＣ＋　ｔ　・・・・・・＝・・
・・・・・（１５）となり、加算器９の出力Ｓ　ｓ（ｔ
、）モＳ　Ｍ（ｔ−２Ｔ　）は、５Ｎ（ｊ）＋　５ｓ（
ｔ−２Ｔ）　＝　２　Ｐ　（ｔ）ＣＯ３ωｃ２ｔ＋　　
（ｄ　（ｔ）十ｄ　（ｔ−２Ｔ）ｌ　　Ｐ　（ｔ）ＣＯ
５ω（＋　ｔ　・・□　　（１６）となる。ここで、利
得調整器２５の伝送利得を４とすると、その出力は、 ’ｚ　（Ｓ＋（ｔ）＋　Ｓ＋（ｔ−２Ｔ））＝　Ｐ　ｆ
ｊ）ＣＯ３ωｃ２　ｔ＋　’ｚ　Ｐ　（ｊ）（ｄ　（ｊ
）＋ｄ　（ｔ−２Ｔ））ＣＯ３ωｃ、ｔ　−−−（１７
）となって減算器２３の正入力端子に供給される。

一方、負入力端子には遅延回路１５から第（１３）式の
如き出力信号Ｓ　Ｈ（ｔ−Ｔ）が供給されているので、
減算器２３の出力は、 責ｆ　Ｓ　Ｍ（ｔ）＋　Ｓ　Ｍ（ｔ−２１））　　Ｓ　
Ｍ（ｔ−Ｔ）＝　２　　Ｐ　（ｔ）ｃｏｓωｃｚ　ｔ　
　＋　’ｚ　　（ｄ　（ｔ）＋ｄ　（ｔ−２Ｔ）２　ｄ
　Ｈ−Ｔ））Ｐ　（ｔ）ＣＯ８ωｃ＋　ｔ　・・・・・
−”＝　　（１８）となって乗算器４に供給される。前
述の通り、減算器２３の出力信号、すなわち変調拡散符
号信号２　Ｐ　（ｔ）ｃｏｓωｃ２　Ｅに付加されるタ
ロストーク成分’ｚ　（ｄ　（ｔ）＋ｄ　（ｔ−２０−
２ｄ　（ｔ−Ｄ）　Ｐ　（ｔ）ｃｏｓωＣ＋　ｔは微小
な値となり、実用上省略可能となるが、以下の計算は一
応省略しないで行なうことにする０乗算器４には加算器
８からの出力Ｓ　Ｍ（ｔ）＋　Ｓ　Ｍ（ｔ−Ｕも供給さ
れているので、ここで両信号の乗算による逆拡散が行な
われて、次のような逆拡散出力信号Ｓ　ｐ（ｔ）が得ら
れる。

Ｓρｆｔ）＝　２（Ｐ　　（ｔ））”ｄ　　［ｔ）ｃｏ
ｓωＣ＋　　ｔ　　＋ｃｏｓω（Ｊ　　ｔモ＋Ｉ　ｄ　
（ｔ）Ｐ　（ｔ））ｉ（ｃｏｓωＣ＋　ｔ　）”モーｆ
　ｄ　（ｔ）ｄ　（ｔ−２Ｔ）　＋　Ｐ了ｍ（ＣＯＳ　
（１１）　ＣＩ　ｔ　）”−ｄ　（ｔ）ｄ　（ｔ−Ｄ（
Ｐ　（ｔ））’（ｃｏｓωｃ＋　ｔ　）２＋　２（Ｐ　
（ｔ））”ｄ　（ｔ−Ｔ）ＣＯ８ωＣ，ｔ　−Ｃ０３（
１）　Ｃ２ｔ＋寺ｄ　（ｔ）ｄ　（ｔ−Ｔ）（Ｐ　ｆｔ
））’（ＣＯ３ωＣ＋　ｔ　）　２モ秀ｄ　（ｔ−Ｔ）
ｄ　（ｔ−２１）　ｌ　Ｐ　（ｔ））’（ｃｏｓωＣ１
ｔ）２−ｔ　ｄ　（ｔ−Ｔ））’（Ｐ　（ｔ））２（ｃ
ｏｓωＣ＋　ｔ　）’・・・・・・　（１９）ここで、
（Ｐ　（ｔ））２　、（ｄ　（ｔ））２　、（ｄ　（ｔ
−Ｔ））２は略１であり、（ＣＯＳωＣ＋　ｊ　）　”
における直流分を省略して整理すると、逆拡散出力信号
Ｓρ（１）は近似的に次のように表わせる。

５ｐ（ｔ）→２（ｄ　（ｔ）＋ｄ　（ｔ−Ｔ））　　Ｃ
Ｏ３ωＣＩし・ｃｏｓωＣ７ｔ±＋ａ　（ｔ）ｄ　（ｔ
−２Ｔ））　ｃｏｓ２ωＣａｔ−十ａ　（ｔ）＋ｄ　（
ｔ−Ｔ））ｃｏｓ２ωＣＵＥ＋　十ｄ　（ｔ−Ｔ）＋ｄ
　ｆｔ−２Ｔ））　ｃｏｓ２ωＣ＋シ・・・　（２０）
更に、第２０式中の右辺第２項〜第４項はかなり小さな
値となるので、逆拡散出力信号Ｓρ（１）は次のように
表現しても差支えない。即ち、Ｓ　ｐ（ｔ）→２　　（
ｄ　（ｔ）−ａ　（ｔ−Ｔ））ｘ　ｃｏｓωｃ、ｔＩｃ
ｏｓωＣ，ｔ　　−−−−−−−−−−−−−−−（２
１＞かかる信号を適当な通過周波数帯域を有するＢＰＦ
１４にて不要な周波数成分を除去することにより、出力
端子軸２には１次変調信号と近似的に等しい復調２相Ｐ
Ｓに信号 ５ｄｆｔ）＝　　Ｉ　　ｄ　　（ｔ）　　モ　ｄ（を−
丁））ｘｃｏｓ（ωｃ１＋ωＣ２）ｔ　　・・・・・・
・・・・・・・・・　（２２）が出力されるわけである
。なお、説明の便宜上、微小なりロストーク成分は省略
した。

〔効　果〕

本発明のスペクトル拡散通信方式は以上のようにして通
信するので、次のような特長を有する。

■従来方式で必須の構成要件であったクロック再生回路
、拡散符号発生回路、ループで構成される同期引込み回
路及び同期保持回路等が不要となったので、回路構成を
かなり簡素化でき、コストの大幅な低減が図れるため、
民生機器への展開が非常に容易になった。

■同期引込み回路及び同期保持回路等が不要となったこ
とにより、従来方式における同期引込み時間がかかると
いう欠点や、同期が外れる等の問題から解放され、スペ
クトル拡散通信方式の動作の安定化に寄与できる。

■情報信号としてアナログ信号を用い、それを周波数変
調したものを１次変調波信号とする場合には、遅延成分
の付加による干渉歪（ＦＭマルチパス歪と同じもの）が
生じるが、櫛歯形フィルタの出力信号における遅延成分
を除去する補償手段を講じたことにより、かかる干渉歪
の発生を防止できる。又、情報信号としてデータを用い
た場合には、データのアイパターンが改善されて、誤り
特性が改善できる。

■復調部に第５図示のｎ＠形分離フィルタを用いた場合
には、変調拡散符号信号の分離検出性能が大幅に向上し
、逆拡散動作が−Ｎ良好に行なえるようになった。

【図面の簡単な説明】

第１図（Ａ）、　＋８）は本発明のスペクトル拡散通信
方式を実現する第１実施例の夫々変調部及び復調部のブ
ロック構成図、第２図（Ａ）、　（Ｂ）は櫛歯形フィル
タの周波数特性図、第３図（Ａ）〜（Ｅ）は第１及び第
２実施例の各構成部分の動作説明用周波数スペクトル図
、第４図はスペクトル拡散信号波形図、第５図は本発明
方式を実現する第２実施例の復調部のブロック構成図、
第６図ＴＡ）、　（Ｂ）は第２実施例の主要部である櫛
歯形分離フィルタの周波数特性図、第７図は従来のスペ
クトル拡散通信方式を実現する通信装置の基本ブロック
構成図、第８図は第７図示のブロック図の各構成部分に
おけるスペクトル波形図である。 １・・・ＬＰＦ　（低域Ｐ波器）、２〜４・・・演算回
路（乗算器）、６〜９・・・加算器、１０・・・変調部
、１１・・・拡散符号発生回路、１２〜１４・・・ＢＰ
Ｆ　（帯域ｐ波器）、１５〜１７・・・遅延回路、１８
・・・櫛歯形フィルタ、１９・・・補償回路、２０．３
０・・・復調部、２１〜２３・・・減算器、２４・・・
櫛歯形分離フィルタ、２５・・・利得調整回路、Ｉｎ＋
〜Ｉｎｓ・・・入力端子、県１〜県２・・・出力端子。 特許出願人　　日本ビクター株式会社 代表者　　埋木　邦夫

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）変調側には、第１の搬送波と情報信号とにより変
   調された１次変調波信号を入力信号として第２の搬送波
   との加算信号を得る手段と、該得られた加算信号を拡散
   符号信号により拡散して変調拡散符号信号とスペクトル
   拡散信号とが合成された複合スペクトル拡散信号を得る
   手段とを備え、復調側には、上記複合スペクトル拡散信
   号を入力して上記変調拡散符号信号とスペクトル拡散信
   号とを分離検出する分離フィルタと、該分離検出された
   スペクトル拡散信号における上記分離フィルタの時間遅
   延分を除去する補償手段と、該補償手段により得られた
   補償スペクトル拡散信号と上記分離された変調拡散符号
   信号とを入力して両信号の乗算により逆拡散を行なう手
   段と、該逆拡散により復調１次変調波信号を得て出力す
   る手段とを備えて通信することを特徴とするスペクトル
   拡散通信方式。
2. （２）変調側には、第１の搬送波と情報信号とにより変
   調された１次変調波信号を入力信号として第２の搬送波
   との加算信号を得る手段と、該得られた加算信号を拡散
   符号信号により拡散して、変調拡散符号信号とスペクト
   ル拡散信号とが合成された複合スペクトル拡散信号を得
   る手段とを備え、復調側には、上記複合スペクトル拡散
   信号を入力して、上記変調拡散符号信号とスペクトル拡
   散信号とを分離検出する分離フィルタと、該分離検出さ
   れた両信号を乗算することにより逆拡散を行なって復調
   １次変調波信号を生成して出力する手段とを備えて通信
   するようにしたスペクトル拡散通信方式において、該分
   離フィルタを、上記複合スペクトル拡散信号を入力して
   所定の遅延時間を付与する第１の遅延回路と、該第１の
   遅延回路の出力信号を入力して同一遅延時間を付与する
   第２の遅延回路と、該第１の遅延回路の出力信号と上記
   複合スペクトル拡散信号とを加算する第１の加算器と、
   上記第２の遅延回路の出力信号と上記複合スペクトル拡
   散信号とを加算する第２の加算器と、該第２の加算器の
   出力レベルを調整する利得調整回路と、該利得調整回路
   の出力より該第１の遅延回路の出力を減算する減算器と
   を備えて構成することにより、上記第１の加算器より上
   記スペクトル拡散符号信号を出力し、上記減算器より上
   記変調拡散符号信号を出力して分離検出するようにした
   ことを特徴とするスペクトル拡散通信方式。