CN1795632A - 无线通信系统及无线通信方法 - Google Patents

Abstract

每个通信终端(MS#1至MS#N)使用自己终端固有的正交扩 频码对发送数据 进行扩频、并对扩频后的信号进行OFDM调制来形成OFCDM信号，基站(BS)通过接收来自每个通信终端(MS#1至MS#N)的OFCDM信号、对该接收信号进行OFDM解调、并对OFDM解调后的信号施加使用每个通信终端固有的正交扩频码的解扩处理，来获得来自每个通信终端(MS#1至MS#N)的发送数据。

Description

无线通信系统及无线通信方法

技术领域

本发明涉及一种在从多个通信终端以不同的扩频码向基站发送上行信号的无线通信系统中用于增加上行通信容量的技术。

背景技术

以往，对于在移动通信系统中的从基站到移动站的、以及在无线LAN(Local Area Network，局域网)系统中的从AP(Access Point，接入点)到MT(Mobile Terminal，移动终端)的下行传输，为实现高速传输提出了各种办法，并且技术上得到了飞跃进步。

同样，在这类无线通信系统中的上行传输，为实现高速传输提出了各种办法以适用TDMA(Time Division Multiple Access，时分多址)、OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)、CDMA(Code Division Multiple Access，码分多址)等无线方式。

然而，由于在TDMA中无法除去由其它小区的干扰，需要按每小区使用不同的频率。并且，如果多个通信终端同时进行传输的话，根据到达的功率比不同，有时会因为干扰无法将两者的信号都准确地解码，即使能够准确解码也只是其中一者的信号。再者，不仅由于发送的开/关切换存在助听器问题，还存在由于发送时的功率比平均功率变高，对放大器的负担较大等缺点。

另外，在适用OFDM时，需要采用所谓的跳频，也就是将形成OFDM的多个子载波分别分配到预定的通信终端，以防止通信终端间的干涉。结果，存在无法得到OFDM的较大优势，也就是在宽带传输中的频率分集效果的问题。

考虑上述情况，在频率的使用效率上最优选为适用CDMA技术，其在上行传输中也通过扩频增益能够将由其它小区的干扰抑制到一定程度，并且只要扩频码不同，基站就能够同时接收来自多个移动终端的信号。

在此，为了将CDMA技术适用于上行传输，作为扩频码使用m序列等非正交码(例如，参见日本公开号为11-088293的专利申请)。这是因为在下行传输中从基站发送的向多个移动终端的码分复用信号不产生码间偏离地到达每个移动终端，而在上行传输中，从每个移动终端发送的扩频信号到达基站时免不了与每个移动终端和基站之间的距离差相应的时间偏离，并且地面的反射引起的多路径的发生方式按每个终端不同。也就是说，在上行传输中，即使扩频码正交，由于时间偏离或多路径的非同一性无法得到其效果，因此需要使用m序列等扩频码，以便即使在扩频码间发生几码片的偏离也能够得到必要的充分的相关。

如上所述，在上行传输中，如果与下行传输同样使用正交扩频码在基站中就无发确保扩频码间的正交性，于是不得不使用m序列等扩频码。然而，与正交扩频码相比，由于m序列的扩频码不是完全地正交，如果所用的码数目增加，解扩后的误码率特性就与其成比例地恶化。因此，存在着可以同时传输的通信终端的数目减少，因而通信容量降低的问题。

由此，虽然在例如作为中国的IMT-2000标准进行标准化的TD-SCDMA中，通信终端间进行时间调整而进行上行传输，但此时也只能调准一个路径的时刻，不能够完全确保码间的正交性。

综上所述，在使用以往的CDMA技术的上行传输中，存在着由于不能确保扩频码的正交性，通信容量与下行传输相比大幅度降低的缺点。

发明内容

本发明的目的在于提供一种无线通信系统和无线通信方法，其在上行传输中通过确保扩频码的正交性来实现正交扩频码的适用可能性，以使上行通信容量格外增加。

每个通信终端通过使用自己终端固有的正交扩频码对发送数据进行扩频并对扩频后的信号进行OFDM调制，来在上行传输中也在空间上形成使用了正交码的多码元OFCDM信号，而基站通过接收来自每个通信终端的OFCDM信号、对该接收信号进行OFDM解调、对OFDM解调后的信号施加使用了每个通信终端固有的正交扩频码的解扩处理，来得到来自每个通信终端的发送数据，从而达成此目的。

也就是说，通过上述方法，由于能够通过保护间隔相抵每个通信终端和基站之间的传播路径差异引起的基站内的OFCDM信号的接收时机偏离、和随每个上行线路而异的多路径环境的影响，在基站能够确保正交扩频码的正交性。由此实现使用了正交扩频码的上行传输，从而能够增加上行通信容量。

附图说明

图1是表示根据本发明实施方式的无线通信系统的结构的方框图；

图2是表示0FDM调制部的结构的方框图；

图3是用来说明OFDM中的保护间隔的图；

图4是用来说明OFDM中的保护间隔的图；

图5是表示OFDM解调部的结构的方框图；

图6是进行4倍扩频时的每个扩频码的波形图；

图7是受到多路径失真时的每个扩频码的波形图；

图8是用来说明通信终端间的传输时间偏离的图；

图9是表示实施方式2中的保护间隔长度的设定程序的流程图；

图10是用来说明通过时间提前来调整发送/接收时刻的图；

图11是用来说明实现时间提前的功能的通信终端和基站的方框图；

图12是表示执行时间提前时的保护间隔长度的设定程序的流程图；

图13是表示时间方向和频率方向的变动的情况的图；

图14是表示根据实施方式3的通信终端的结构的方框图；

图15是表示时间复用了导频信号的情况和码分复用了导频信号的情况的图；

图16是表示根据实施方式4的通信终端的结构的方框图；

图17是用来说明使用比用于发送数据的码还要长的正交扩频码来对导频信号进行扩频的情况的图；

图18是表示根据实施方式5的通信终端的结构的方框图；

图19是表示根据实施方式6的通信终端的结构的方框图；

图20是表示差动编码的概念的图；

图21是用来说明实施方式7的随机接入的图；

图22是表示实施方式7的随机接入的程序的流程图；

图23是表示根据实施方式8的通信终端的结构的方框图；以及

图24是表示根据实施方式9的通信终端的结构的方框图。

具体实施方式

下面，用附图来对本发明的实施方式进行说明。

(实施方式1)

图1表示本发明的无线通信系统的整体结构。无线通信系统100具有多个通信终端MS#1至MS#N和基站BS，其中基站BS接收每个通信终端MS#1至MS#N发送的上行信号以获得接收数据。

另外，由于本发明的特征在于从通信终端MS#1至MS#N到基站BS的上行通信，图1中仅表示与上行通信有关的部分，但是实际上基站BS具有向通信终端MS#1至MS#N发送下行信号的发送信号处理系，而通信终端MS#1至MS#N具有接收来自基站BS的下行信号并将其解调的接收信号处理系。此外，下行信号中含有用于每个通信终端MS#1至MS#N与基站BS建立同步的同步用信号，每个通信终端MS#1至MS#N与基站BS建立同步以发送OFCDM信号。

每个通信终端MS#1至MS#N由扩频部101-1至101-N扩频发送数据。每个通信终端MS#1至MS#N的扩频部101-1至101-N使用与在其它通信终端MS#1至MS#N的扩频部101-1至101-N所用的扩频码正交的扩频码来进行扩频处理。也就是说，通信终端MS#1的扩频部101-1使用的扩频码与在其它通信终端MS#2至MS#N的扩频部101-2至101-N使用的所有扩频码之间为正交关系，同样通信终端MS#2的扩频部101-2使用的扩频码与在其它通信终端MS#1、MS#3至MS#N的扩频部101-1、101-3至101-N使用的所有扩频码之间为正交关系。

每个通信终端MS#1至MS#N具有OFDM调制部102-1至102-N，且对扩频后的信号进行OFDM调制。每个通信终端MS#1至MS#N的OFDM调制部102-1至102-N具有相同的结构。每个通信终端MS#1至MS#N由在图中未示出的无线处理部将通过OFDM调制获得的OFCDM信号转换成无线信号之后，通过天线发送。

基站BS通过天线接收合成了来自每个通信终端MS#1至MS#N的所有OFCDM信号而得到的信号，由在图中未示出的的无线处理部将无线信号转换成基带信号之后，向OFDM解调部110输入。OFDM解调部110对接收基带信号施加OFDM解调处理。

另外，基站BS具有多个解扩部111-1至111-N。每个解扩部111-1至111-N分别使用与每个通信终端MS#1至MS#N所用的正交扩频码相同的正交扩频码进行解扩处理。也就是说，解扩部111-1使用与通信终端MS#1的扩频部101-1相同的正交扩频码进行解扩处理，解扩部111-2使用与通信终端MS#2的扩频部101-2相同的正交扩频码进行解扩处理，..........，解扩部111-N使用与通信终端MS#N的扩频部101-N相同的正交扩频码进行解扩处理。由此，由每个解扩部111-1至111-N获得与来自每个通信终端MS#1至MS#N的发送数据对应的接收数据。

实际上，每个通信终端MS#1至MS#N的OFDM调制部102-1至102-N具有如图2所示的结构。OFDM调制部102-1(102-2至102-N)在S/P(串行/并行)处理部121对由扩频部101-1获得的扩频信号进行S/P转换处理，并向IFFT(Inverse Fast Fourie Transform，快速傅立叶逆变换)处理部122送出S/P转换处理后的信号。

IFFT处理部122对S/P转换处理后的信号施加IFFT处理，并向P/S(并行/串行)处理部123送出IFFT处理后的每个信号。P/S处理部123对IFFT处理后的信号施加P/S转换处理，并向保护附加部124送出P/S转换处理后的信号。保护附加部124对P/S转换处理后的信号插入保护间隔。这样形成OFCDM信号。

如图3所示，保护附加部124通过将OFDM码元的后端部分的波形复制到该OFDM信号的前端，来形成保护间隔。由此可以允许与作为保护间隔复制的时间量相应长度的信号到达时间差。

具体来讲，如图4所示，在延迟波对先行波的延迟时间短于保护间隔(GI)时，不连续部分P不进入到FFT区间。由此，在FFT区间，先行波A和延迟波B的各自的正弦波的和。由于相加正弦波时虽然相位和振幅发生变化但能保持正弦波，不发生信号失真。根据这样的原理，容许存在与保护间隔等量的信号到达时间。此外，只要使用通过相同线路的导频信号就能容易估计相位和振幅，因此发生任何相位旋转或振幅变动都可以补偿。

在一般的OFDM中，将该保护间隔用于容许多路径，而在本发明中，除了用于容许多路径之外，还将保护间隔用于容许来自每个通信终端MS#1至MS#N的OFCDM信号的信号到达时间差。由此，由每个通信终端MS#1至MS#N发送的OFCDM信号在由基站BS接收时，不仅在与多路径的关系上，在与由其它通信终端MS#1至MS#N发送的OFCDM信号的关系上也能保持正弦波。

OFDM解调部110的结构为如图5所示。OFDM解调部110向保护除去部131输入OFCDM信号。保护除去部131从OFCDM信号中除去保护间隔部分，并向S/P处理部132送出除去保护间隔后的信号。S/P处理部132对除去保护间隔后的信号进行S/P转换处理，并向FFT(Fast Fourie Transform，快速傅立叶变换)处理部133送出S/P转换处理后的信号。

FFT处理部133通过对S/P转换处理后的信号施加FFT处理，获得重叠在每个子载波上的信号。P/S处理部134对FFT处理后的信号进行P/S转换处理。这样，OFDM解调部110输出将每个通信终端MS#1至MS#N扩频的扩频信号相加而得到的信号。

接下来对本实施方式的无线通信系统100的操作进行说明。从每个通信终端MS#1至MS#N以相同时刻并以相同频带发送OFCDM信号，所述OFCDM信号是由每个通信终端MS#1至MS#N通过以每个终端固有的正交扩频码进行扩频、并经过OFDM调制来得到的信号。

在基站BS接收来自上述每个通信终端MS#1至MS#N的OFCDM信号相加而得到的信号。基站BS由OFDM解调部110的保护除去部131除去OFCDM信号的保护间隔。由此，除了除去按每一通信终端的多路径，还除去通信终端之间的传播路径差引起的码间干扰部分(也就是，失去了正交性的部分)。也就是说，在有效码元部分的扩频码的正交性被确保。

这样，由于后续的每个解扩部111-1至111-N不发生码间干扰，通过解扩处理能够高质量地从来自每个通信终端MS#1至MS#N的发送数据中分离出接收数据#1至#N。

接下来使用图6和图7对在无线通信系统100中能够确保每个通信终端MS#1至MS#N的正交扩频码的正交性的理由进行详细说明。为了简化说明，图6和图7中仅着眼于1个子载波。此外，以进行4倍扩频的情况为例，假设作为码1使用[1，1，1，1]，作为码2使用[1，1，-1，-1]，作为码3使用[1，-1，1，-1]，而作为码4使用[1，-1，-1，1]。

图7表示存在多路径失真时的每个码的情况。由于每个通信终端MS#1至MS#N和基站BS之间的线路状态各自不同，如果像本实施方式的无线通信系统100在上行传输中使用了扩频码的话，则在基站BS中接收的每个扩频码1至4在振幅和相位上受到了不同变化。

然而，由于本实施方式中进行了使用扩频码的扩频之后再进行OFDM调制处理，因此如图7所示，只要延迟波的长度短于保护间隔(GI)的长度，进行FFT处理的部分(也就是有效码元部分)就不对其它码产生影响。此外，无论每个码的相位如何，均能保持正交性。由此可以实现在以往的CDMA中没能够实现的上行传输中的扩频码的正交性的确保。

在此如果计算上行传输单纯适用了CDMA时的干扰量，例如在多路径为相等水平的2个路径时，假设通信终端间的路径位置不同的话，由基站接收的来自某一通信终端的每个路径的信号(扩频码)则一共受到7个干扰，也就是由其它通信终端(扩频码)的6个(3个码×2个路径)加上由自己码的1个。如果扩频率为4就可以将干扰抑制到1/4，因此成为7/4大小的干扰。由于可以通过RAKE接收处理进一步进行2路径合成来使干扰减半，结果可以抑制到7/8大小的干扰。

然而，由于该7/8大小的干扰的SNR(Signal-to-Noise Ratio，信噪比)为0.6dB，接收性能显然恶化。考虑到即使作为调制方式采用QPSK(Quadrature Phase Shift Keying，四相移项键控)，为了在2支分集时达到BER(Bit Error Rate，误码率)等于10％，SNR还是需要5dB左右，以上述的性能是这样无发进行通信的。因此，只能减少扩频码数(也就是减少进行上行传输的通信终端的数目)，结果成为上行通信量较少的系统。

顺便提及，假设用于上行传输的扩频码数为3(也就是假设同时进行通信的通信终端的数目为3)的话，干扰量则为5/8，但是SNR还是有2dB左右。假设扩频码数为2时SNR才是4.3dB，还是没有达到所需的5dB。由此可知，实际上可以使用的扩频码数不到扩频率的一半。由于采用16QAM(Quadrature Amplitude Modulation，16相正交幅度调制)等多值调制时所需SNR则更大，因此可用的扩频码数会更少。

相对于此，由于本实施方式的无线通信系统100中基本上能够确保每个扩频码间的正交性，因此可以使用与扩频率相应数目的扩频码，在进行QPSK调制时，与对上行传输单纯适用CDMA时相比能够获得2倍以上的上行通信容量，而在进行16QAM时能够获得更多的上行通信容量。

极端地说，对上行传输单纯适用CDMA时，多路径干扰激烈的话有可能连1个码也不能使用多值调制，而本实施方式中只要原来的扩频码正交，即使与该扩频码数相等数量的通信终端同时使用同一频带进行发送也不会产生码间干扰，因此在接收端能够良好地解扩所有扩频信号而复原原来的数据。

顺便提及，从基站向通信终端的下行传输中，已经提出了组合CDMA和OFDM调制的多载波CDMA(或OFCDM)技术。该下行传输中的OFCDM技术中，在基站通过以每个通信终端固有的扩频码对送至每个通信终端的数据进行扩频来获得码分复用信号，并将其重叠在1个OFDM信号而一并发送。而每个通信终端对接收信号进行OFDM解调之后，通过对码分复用的扩频信号施加使用自己终端固有的扩频码的解扩处理，来仅提取指定自己终端的数据。

接下来对上述在下行传输使用OFCDM技术的无线通信系统和本实施方式的无线通信系统100的本质差异进行说明。在下行传输中使用OFCDM技术时，每个通信终端接收的信号是将原来在基站中经码分复用的信号重叠在1个OFDM信号而形成的。由此，除了受频率选择性衰落等的影响之外，下行OFCDM信号基本上不会失去扩频码间的正交性，因此能够获得良好的解扩结果。

相对于此，上行传输与下行传输不同，由于来自每个通信终端的OFCDM信号分别通过不同的多路径传输路径而由基站接收，因此会发生在下行传输中不出现的每个码的接收时刻偏差引起的码间干扰。

于是，本发明的发明人考虑到由于一般在OFDM调制中附加保护间隔，如果有效利用该保护间隔就能够回避上行传输时的接收时刻偏离引起的码间干扰(正交性的丢失)。而且，本发明的发明人发现既然能够回避正交性的丢失，如果在上行传输使用正交扩频码就与使用m序列等非正交扩频码时相比能够增加可同时传输的通信终端的数目，且能够提高基站的误码率特性，因此就有了本发明。

这样，根据本发明，通过在上行传输采用OFCDM技术，且在每个通信终端中使用正交扩频码，可以实现能够格外增加上行通信容量的无线通信系统100。

(实施方式2)

如实施方式1所述，本发明通过有效利用OFDM的保护间隔来确保由多个通信终端以同一时刻发送的扩频信号的正交性。本实施方式中提出当构筑了如图1所示的无线通信系统100时适合于更加提高通信容量的保护间隔的设定方法(也就是，发送帧格式)。

保护间隔越长，越能够容许多路径延迟时间，以及每个通信终端MS#1至MS#N与基站之间的传播路径差引起的信号到达时间差的影响。然而，越使保护间隔加长，通信容量越降低。将这一点纳入考量，本实施方式提出在抑制通信容量的降低的同时还能够确保扩频码的正交性的最优保护间隔的设定方法。

首先使用图8来对通信终端MS#1、MS#2间的传输时间偏离进行说明。图8是表示没有多路径时的通信终端MS#1、MS#2间的传输时间偏离的图，其中T1表示基站BS和通信终端MS#1的单程传输时间，而T2表示基站BS和通信终端MS#2的单程传输时间。由于通信终端MS#1、MS#2在下行信号建立同步并对其偏移一定间隔d来进行发送，往返的时间差则为2(T2-T1)。保护间隔的长度只要能够相抵该时间差2(T2-T1)和多路径的路径间最大延迟差τmax的长度就可以。

也就是说，假设每个通信终端MS#1至MS#N和基站BS间的最大到达时间差为Tmax、且多路径的路径间的最大延迟差为τmax时，如果按下述算式设定保护间隔的长度GIL，就可以设定能够确保来自每个通信终端MS#1至MS#N的信号的正交性的最优保护间隔。

    GIL≥τmax+2Tmax                          ………(1)

实际上通过如图9所示的程序确定保护间隔的长度来设计由每个通信终端MS#1至MS#N发送的OFCDM信号的帧格式就可以。首先输入基站BS所容纳的最大小区半径R。该最大小区半径R是由线路设计来确定的值。然后，通过将最大小区半径R除以光速3e+8[m/s]，求出每个通信终端MS#1至MS#N和基站BS间的最大到达时间差Tmax。这样，最大到达时间差Tmax是发送端和接收端之间的单程传输时间的最大值，且由小区半径R和光速来唯一地定下来。

然后输入多路径的路径间的最大到达时间差τmax。该最大到达时间差τmax是最长的延迟波和在发送和接收间直接到达的路径之间的时间差，其依赖于小区半径，且依赖于建筑物和山河等地形，因此需要通过线路设计和电波传播实验等来确定。然后输入系统所定的抽样周期Tsamp。最后根据下述算式求出保护间隔GI所需的样本数也就是保护间隔GI长度。

GI长度＝INT{(τmax+2Tmax)/Tsamp+1}                 …(2)

这样，通过在OFDM调制部102-1至102-N的保护附加部124附加算式(2)所示的保护间隔长度(GI长度)的保护间隔，就可以附加能够抑制通信容量的降低、且能够确保扩频码的正交性的最优保护间隔。

另外本实施方式中提出通过调整每个通信终端MS#1至MS#N的发送时刻来进一步降低保护间隔长度的方法。图10表示通过调整通信终端MS#1和通信终端MS#2的发送时刻来使基站以大致相同的时刻接收来自通信终端MS#1、MS#2的信号的发送时刻图。

简单地说，通信终端MS#1从发送经过时间T1之后接收来自基站BS的下行信号，而通信终端MS#2从发送经过时间T2之后接收在同一时刻发送的下行信号。通信终端MS#1在接收下行信号后以间隔D＝d+2(Tmax-T1)发送上行信号#1，且通信终端MS#2在接收下行信号后以间隔D＝d+2(Tmax-T2)发送上行信号#2。这样，上行信号#1和上行信号#2在大致相同的时刻被基站BS接收。

上述方法是已经作为时间提前而确立的办法。图11表示实现时间提前的通信终端和基站的结构例子。基站根据基准定时进行发送，而在通信终端使用该信号建立同步，并基于其定时进行发送。基站对接收的信号和基准定时进行比较，计算通信终端需要比当前提前多少时间进行发送的时间差，且将该时间差作为时间提前信号复用在发送信号上而发送。通信终端接收该时间提前信号时，根据时间提前信号对同步定时进行时间调整而进行发送。通过反复进行上述操作，可以使来自每个通信终端的相应发送信号大致同时到达基站。

因此，只要在图1所示的通信终端MS#1至MS#N和基站BS中具有图11所示的时间提前处理功能，在多个通信终端MS#1至MS#N和基站BS之间，能够使来自每个通信终端MS#1至MS#N的相应信号在大致同一时刻到达基站BS。

然而，即使进行了时间提前处理，还是非常难以使来自每个通信终端MS#1至MS#N的信号完全在同一时刻到达基站BS。这是因为到达时刻依赖于从通信终端MS#1至MS#N接收的信号的同步精度以及由通信终端MS#1至MS#N进行的时间调整的精度上，而实际上这些精度是有限度的。

因此本实施方式提出在通信终端MS#1至MS#N和基站BS之间进行时间提前时的最优保护间隔的设定方法。图12表示进行时间提前时的保护间隔长度的设定方法。首先求出进行时间提前也会残留的最大时间差Tadv。该最大时间差Tadv是根据如上所述的时间提前精度而定下来的值。

接下来输入多路径的路径间的最大到达时间差τmax，然后输入系统所定的抽样周期Tsamp。最后根据下述算式求出为保护间隔GI所需的样本数，也就是保护间隔GI长度。

GI长度＝INT{(τmax+Tadv)/Tsamp+1}           ………(3)

由此，通过由OFDM调制部102-1至102-N的保护附加部124附加算式(3)所示的保护间隔长度(GI长度)的保护间隔，就可以附加能够抑制通信容量的降低、且能够确保扩频码的正交性的最优保护间隔。

当然，将算式(2)和算式(3)相比，由于进行了时间提前，可以使算式(3)的保护间隔长度比算式(2)的保护间隔长度还要短。

这样，在实施方式1所述的无线通信系统100中通过参考多路径的路径间的最大延迟差τmax以及每个通信终端MS#1至MS#N和基站BS间的最大到达时间差Tmax来设定保护间隔长度，根据本实施方式可以附加在能够抑制通信容量降低的同时能够确保扩频码的正交性的最优保护间隔，因此可以实现能够在实施方式1的效果上进一步增加通信容量的无线通信系统。

(实施方式3)

本实施方式提出在实施方式1所述的无线通信系统100中每个通信终端MS#1至MS#N仅在时间方向进行扩频的方案。也就是说，将扩频信号重叠在构成OFDM信号的多个子载波上时，可以考虑在同一时刻不同子载波进行配置的频率方向扩频、在同一子载波的时间方向进行配置的的时间方向扩频、以及在频率方向和时间方向的两个方向进行配置的二维扩频，而在本实施方式提出每个通信终端MS#1至MS#N仅执行其中的时间方向扩频。由此，能够进一步提高扩频码间的正交性。

图13表示时间方向和频率方向的变动。图13中的每一个正方形表示1个码元。由于为了容许多路径需要一定长度以上的保护间隔(在本发明，还需要更多的保护间隔，以容许来自每个通信终端的信号到达时间差)，因此OFDM码元必然需要一定长度以上的长度(至少需要几μs以上)。此时，时间变动和频率变动的关系为如图13所示。从图13可知，时间变动比频率变动缓和。

本发明的发明人着眼于此，考虑到如果在变动缓和的时间方向配置扩频信号来形成OFCDM信号，来自每个通信终端MS#1至MS#N的每个扩频码就难以受到变动，从而能够进一步确保基站BS接收来自每个通信终端MS#1至MS#N的信号时的扩频码的正交性。

图14表示本实施方式的每个通信终端MS#1至MS#N的结构。大致来讲，通信终端MS#1(MS#2至MS#N)具有：时间方向映射部201，将发送数据；时间方向扩频部202，将在时间方向映射的发送数据在时间方向扩频；以及OFDM调制部203，将在时间方向扩频的发送数据配置在每个子载波的时间方向上。

时间方向映射部201首先由串行并行转换部(S/P)204将发送数据X串行并行转换处理成子载波的数目。由此，在发送数据X的码元速率为X[码元/s]时假设子载波数目为N(在图14中N＝4)的话，通过串行并行转换处理，码元速率成为X/N[码元/s]。由S/P204输出的、配置在每个子载波的发送数据X1、X2、X3、X4被送出到时间方向复制部205。时间方向复制部205将发送数据X1、X2、X3、X4分别复制成与扩频率Y(在图14中Y＝4)相应的数目、并向后续的时间方向扩频部202送出。

时间方向扩频部202对复制后的发送数据X1、X2、X3、X4分别乘以自己终端固有的扩频码，并向OFDM调制部203的IFFT部206送出。IFFT部206形成子载波，将发送数据X1、X2、X3、X4的扩频后的码片配置在其时间轴方向上。

具体来讲，将发送数据X1的扩频后的码片配置在第一子载波的时间轴方向，将发送数据X2的扩频后的码片配置在第二子载波的时间轴方向，将发送数据X3的扩频后的码片配置在第三子载波的时间轴方向，而将发送数据X4的扩频后的码片配置在第四子载波的时间轴方向。也就是说，通过时间方向的复制，每个子载波上的码片速率成为XY/N[码片/s]，且该码片速率的倒数直接成为OFDM的1个码元的有效码元长度。

这样，根据本实施方式，在实施方式1所述的无线通信系统100中通过每个通信终端MS#1至MS#N仅在子载波的时间方向配置扩频后的码片，可以在实施方式1的效果上进一步可靠地确保来自每个通信终端MS#1至MS#N的扩频码的正交性。此外，由于接收端(基站BS端)可以按每个子载波独立进行解调，从而简化解调。

(实施方式4)

本实施方式提出在实施方式1所述的无线通信系统100中每个通信终端MS#1至MS#N将导频信号代码复用在数据信号上进行发送的方案。由此，由于在接收端提高使用导频信号的线路估计精度，能够进行更高精度的解调处理而提高解调数据的误码率特性。

在此，将导频信号用于补偿接收信号的相位变动或振幅变动。实际上，图1所示的无线通信系统的基站在解扩部的后段具有解调部(在图中未示出)，该解调部对解扩后的信号执行基于导频信号的传播路径补偿，然后执行纠错解码处理。因此，导频信号的检测结果对接收数据的误码率给予有的影响。

图15(a)表示时间复用了导频信号和数据信号时的在时间方向的信号配置。而且，图中的P表示导频信号，而D表示数据信号。此时，导频信号相对数据信号具有一定间隔地被配置。这样时间复用导频信号时，有些数据信号受到与导频信号不同的线路变动，尤其是在时间上与导频信号有一定间隔的数据信号。结果接收数据的误码率会恶化。

图15(b)表示代码复用了导频信号和数据信号时的本实施方式的时间方向的信号配置。也就是说，本实施方式中使用与用于数据信号的扩频码(码2)不同的扩频码(码1)对导频信号进行扩频，并对两者进行复用。由此，由于必定在与数据信号相同的时刻配置导频信号，即使是线路变动较快的情况下也可以随其执行传播路径补偿，从而能够提高接收数据的误码率特性。

对于与图14对应的部分赋予相同符号的图16表示本实施方式的通信终端的结构。本实施方式的通信终端MS#1(MS#2至MS#N)除了具有在时间方向映射发送数据X的时间方向映射部201、时间方向扩频部202和OFDM调制部203之外，还具有：在时间方向映射导频数据P的时间方向映射部301、时间方向扩频部302以及将在时间方向扩频了的发送数据和导频数据进行复用的复用部303。

在此，时间方向映射部301具有与时间方向映射部201相同的结构。此外，除了所用的正交扩频码(扩频码A、扩频码B)不同之外，时间方向扩频部302和时间方向扩频部202具有相同的结构。由此，OFDM调制部203输出在子载波的时间方向配置了扩频后的码片、且码复用了发送数据和导频数据的OFCDM信号。

这样，根据本实施方式，通过在实施方式1所述的无线通信系统100的结构上将导频信号码复用在数据信号上，即使是线路变动激烈的情况下也可以防止接收数据的误码率特性的降低。由于1码元的码元长度较长，OFDM的码元特别容易受到线路变动，根据本实施方式的结构，在接收端可以根据被代码复用的导频信号良好地补偿线路变动的影响。

(实施方式5)

上述实施方式4中将用于扩频导频数据的正交扩频码的长度设定为与用于扩频发送数据的正交扩频码的长度相同。而本实施方式提出将用于扩频导频数据的正交扩频码的长度设定为用于扩频发送数据的正交扩频码的长度的整数(大于或等于2)倍。

由此能够降低用于扩频导频数据的扩频码的码资源，从而提高系统中的扩频码的使用效率。例如，发送数据和导频数据都进行4倍扩频时，由于1个通信终端使用2个扩频码，由此只能复用2个通信终端。

相对于此，如图17所示对导频数据进行12倍扩频时，就可以码复用3个通信终端的信号。这可以通过在正交码树中将4倍扩频码中的1个分配到导频P的同时、再将正交码树的下层的3倍角扩频码分配到导频P、而对导频P进行12倍扩频来实现。

具体来讲，图17是对发送数据D进行4倍扩频，而对导频数据P进行12倍扩频的例子。其中3个通信终端MS#1、MS#2、MS#3对发送数据D使用不同的正交扩频码2、3、4，而对所有导频数据P在此层使用相同的正交扩频码(码1)。

而且，作为导频数据P的正交扩频码还使用下层的3倍扩频码使之成为12倍扩频码，且按每个通信终端MS#1、MS#2、MS#3选择相互不同的3倍扩频码。也就是说，作为每个通信终端MS#1、MS#2、MS#3的导频P的正交扩频码，在正交码树中的上位阶层使用相同的码，而在下为阶层使用不同的码1-1、码1-2、码1-3。由此，码1-1、码1-2、码1-3彼此具有正交关系，而与数据用的码2、3、4也有正交关系。

这样，在图中的任何位置进行导频数据的解扩都能够保持正交性，从而可以在对接收码元来说最优的位置进行解扩。而且由于扩频率越大越适合于抑制由其它小区的干扰和噪声，可以降低发送功率。

对于与图16对应的部分赋予相同编号的图18表示本实施方式的通信终端的结构。除了导频数据的时间方向映射部401和时间方向扩频部402的结构不同之外，本实施方式的通信终端具有与图16的通信终端相同的结构。

时间方向映射部401首先由S/P404将导频数据P串行并行转换处理成与子载波相等的数目。配置在每个子载波的导频数据P1、P2、P3、P4由时间方向复制部405被复制成与扩频率YZ(本实施方式中Y＝4、Z＝3)相应的数目、并向后续的时间方向扩频部402送出。

时间方向扩频部402对复制后的发送数据X1、X2、X3、X4分别乘以自己终端固有的扩频码C(码长度为YZ、由于在本例子中Y＝4、Z＝3，因此YZ＝12)，并向复用部403送出。复用部403将12倍扩频的导频数据和4倍扩频的发送数据相加。在此虽然导频数据的码长度和发送数据的码长度不同，但由于原来的导频数据的速率为发送数据的速率的1/Z(在本例子中1/3)，因此单位时间的码片数相同。

这样，根据本实施方式，通过将用于扩频导频信号的正交扩频码的长度设定为用于扩频发送数据的正交扩频码的长度的整数(大于或等于2)倍，当将导频信号码复用在发送数据上时能够降低用于导频信号的码资源，从而能够抑制可用于发送数据的扩频码的减少。

另外，通过使用正交码树选定用于扩频导频信号的正交扩频码和用于扩频发送数据的正交扩频码，能够在对所接收数据码元来说最优的位置得到导频信号的解扩结果。

(实施方式6)

本实施方式提出在实施方式1所述的无线通信系统100中在每个通信终端MS#1至MS#N配置在码元间施加差动编码处理的差动编码部，且在基站BS配置对经差动编码处理的码元进行延迟检波的延迟检波部。

虽然如实施方式4和实施方式5码复用导频信号确实可以提高接收端的传播路径补偿精度，但还存在可用于发送数据的扩频码数会随码复用导频信号而相应地减少的缺点。

因此，本实施方式对发送数据施加差动编码处理，从而没有必要发送导频信号。而且，由于差动编码和延迟检波的组合具有容易跟踪线路变动的特征，对于传输1码元的长度较长的OFDM码元的本发明的发送方法特别有效。

对于与图14对应的部分赋予相同编号的图19表示本实施方式的通信终端的结构。本实施方式的通信终端MS#1(MS#2至MS#N)除了在串行/并行转换部(S/P)204和时间方向复制部205之间具有差动编码处理部500之外，具有与图14的通信终端相同的结构。

差动编码处理部500按配置在每个子载波的每个发送数据X1、X2、X3、X4施加差动编码处理。本实施方式中，由于作为数据码元假定为BPSK(Binariphase Phase Shift Keying，二进制移项键控)，因此通过延迟元件和EXOR(排他性逻辑和)电路施加差动编码处理。顺便提及，在BPSK以外的场合，例如通过MOD(模)运算施加差动编码处理就可以。

图20表示差动编码的概念。图中B表示扩频了OFDM码元的块(扩频后)，而P表示差动编码上所需的基准块(开销)。如图20所示，如果进行差动编码，相互邻接的OFDM码元相关连，因此即使发生线路变动也能够通过延迟检波跟踪性良好地补偿线路变动。此外，由于延迟检波为已知的技术，在此省略其说明。

这样，根据本实施方式，在实施方式1所述的无线通信系统100的结构上通过由每个通信终端MS#1至MS#N进行差动编码处理，且由基站BS进行延迟检波处理，与时分复用了导频信号的情况相比能够加强对线路变动的误码率特性(尤其对频率偏离的抗性)、与码复用了导频信号的情况相比能够抑制可用于发送数据的扩频码的减少、能够增加可以进行同时发送的通信终端的数目。

(实施方式7)

本发明的发明人着眼于实施方式1所述的无线通信系统100特别适合于与随机接入组合，考虑将随机接入适用在无线通信系统100中时可以简化系统结构。也就是说，在本实施方式利用在基站可以确保扩频码的正交性的本发明的优点，提出多个通信终端对基站进行随机接入的方案。由此可以使从通信终端到基站的接入单纯化，从而可以简化系统结构。

图21表示随机接入的例子。图21中，对通信终端MS#1和MS#4分配了正交扩频码1、对通信终端MS#2和MS#5分配了正交扩频码2、而对通信终端MS#3和MS#6分配了正交扩频码3。

在接入时刻A、C、D，由于使用了不同正交扩频码的通信终端同时进行接入，基站可以良好地解调来自每一通信终端的OFCDM信号，而不受由其它通信终端的正交扩频码的码间干扰。

相对于此，在接入时刻B由于使用了相同正交扩频码1的通信终端MS#1和MS#4同时进行接入而发生冲突，则不能解调通信终端MS#1和MS#4的发送数据的其中一者或两者。然而，即使是如此发生冲突时，使用了与冲突的正交扩频码1不同的扩频码的通信终端MS#2和MS#3的发送数据就能够完全不受冲突的影响地解调。这是因为确保了正交扩频码的正交性。

顺便提及，在DS-CDMA中由于扩频码没有正交，发生了冲突时不仅无法准确解调冲突的信号，还影响到其它扩频码(2个信号冲突时则为通常的2倍的干扰)而无法准确解调其它信号。

也就是说，由于本实施方式的无线通信系统100在扩频码间确保彼此的正交性，即使在随机接入时发生了冲突也不会影响到其它扩频码，而可以准确解调来自其它通信终端的信号。

图22表示对无线通信终端100适用了随机接入时的随机接入操作的例子。在步骤SP0被基站BS呼叫，通信终端MS#1至MS#N就开始随机接入处理，进到步骤SP1。通信终端MS#1至MS#N在步骤SP1等到可以发送上行信号的时间时隙，一到可以发送上行信号的时间时隙就进到步骤SP2，并以预先确定的正交扩频码发送OFCDM信号。

在步骤SP3和步骤SP4等待从基站BS送回ACK信号，一接收来自基站BS的ACK信号，也就是在步骤SP3得到肯定结果，就表示在基站BS中没有发生冲突地准确解调了自己终端的信号，于是进到步骤4来结束随机接入。

相对于此，即使等待了预定长的时间也没有从基站送回ACK信号，也就是在步骤SP5得到肯定结果时，就进到步骤6而随机地等待一段时间后返回到步骤SP1。也就是说，通信终端MS#1至MS#N在步骤SP6等待随机长度的时间后进行重发。这样，在与以相同的正交扩频码且在同一时隙发送的其它用户冲突时，可以回避再次发生冲突。

这样，根据本实施方式，通过在实施方式1所述的无线通信系统100中进行随机接入，与实施方式1相比可以不降低上行通信量而使从通信终端MS#1至MS#N到基站BS的接入单纯化，从而可以简化系统结构。

再者，还能得到在下行传输得不到的效果。也就是说，由于从每个通信终端到基站的线路是独立的，即使来自多个终端的信号发生了冲突，如果频带的宽度在一定程度以上的话可以期待某一终端的信号在某些子载波中有可能充分大于其它终端的信号(在下行通信，由于所有信号使用同一线路，不会发生这样的情况)。结果，在每个通信终端输出的多个子载波中，即使发生了冲突，能够准确解调其中某些子载波的可能性变大。考虑上述情况而将相同信息复用在同一个子载波上的话，就可以进一步提高随机接入的成功概率。

(实施方式8)

对于与图14对应的部分赋予相同编号的图23表示本实施方式的通信终端的结构。本实施方式的通信终端MS#1(MS#2至MS#N)设置成由纠错编码部601对发送数据施加纠错编码处理，而由后续的交织部602施加交织处理之后向时间方向映射部201供给。

由此，由于在所有子载波上配置了经纠错编码的信号，可以对纠错编码数据赋予频率分集效果。结果，即使在子载波间发生质量差异时也很可能纠正错误，从而能够提高误码率特性。

顺便提及，本发明的无线通信系统100中由于自己终端与其它通信终端的信号的线路是独立的，不仅是噪声，而由其它通信终端的些微干扰(即使扩频码正交，有时因失真等原因也会发生些微干扰)的大小也按每个子载波不同。因此，在子载波间容易出现质量差异，更容易得到频率分集效果。本实施方式着眼于此，在多个子载波配置了纠错编码数据。

另外，如实施方式7所述，因为是上行传输，如果是一定程度的宽带的话不同终端的线路相互不同，质量良好的子载波和恶劣的子载波的位置会按每个终端而不同，且一般不会出现所有子载波的质量都恶劣的情况，也就是可以期待至少一部分子载波的质量会良好。

这不仅表现在噪声上，而在存在使用了相同码的其它终端的信号时或存在由其它小区的干扰时，表现在期望信号对干扰信号之比上更显著，此时在子载波间的质量差异会更大。

本实施方式中由于在这样的情况下进行交织，归功于质量良好的子载波的信号，可以期待即使是相同的码而引起相互干扰的情况下也可以挽救整个发送信号。

这样，根据本实施方式，无线通信系统100中由每个通信终端MS#1至MS#N对纠错编码后的发送数据施加交织处理后再形成OFCDM信号，由于频率分集效果可以提高纠错能力，从而能够进一步提高接收数据的误码率特性。

(实施方式9)

对于与图23对应的部分赋予相同编号的图24表示本实施方式的通信终端的结构。本实施方式的通信终端MS#1(MS#2至MS#N)在OFDM调制部203的前段设置有载波内扰频部701。载波内扰频部701使用自己的小区固有的扰频码对扩频后的信号进行扰频处理。此时，载波内扰频部701对同一个子载波内的扩频信号进行扰频处理。由此，能够不破坏扩频码的正交性地形成对由其它小区的干扰的抗性较强的OFCDM信号。

这样，根据本实施方式，由于在实施方式1至8所述的结构上还使用自己小区固有的扰频码对扩频后的信号进行扰频处理，在实施方式1至8的效果上可以进一步得到加强对由其它小区的干扰的抗性的效果。尤其在本发明中在上行线路使用了正交扩频码，由于可以对较多的通信终端分配较短的扩频码，从而与其它小区之间能够容易得到码元定时的匹配，因此有非常大的优势。

另外，虽然在本实施方式中说明了对扩频码进行扰频处理的情况，但也可以对扩频前的发送数据进行扰频处理。

本发明的无线通信系统的一种形态是包括多个通信终端以及接收来自这些多个通信终端的信号的基站的无线通信系统，该无线通信系统采用以下结构，即，每个通信终端具有：扩频部件，使用自己终端固有的扩频码对发送数据进行扩频；以及OFDM调制部件，对扩频后的信号进行OFDM调制，而基站具有：OFDM解调部件，对接收信号进行OFDM解调；以及解扩部件，通过对OFDM解调后的信号施加使用每个通信终端固有的扩频码的解扩处理，来获得来自每个通信终端的发送数据。

根据上述结构，由于在每个通信终端和基站之间的传播路径差按每个通信终端不同，基站以不同时刻接收来自每个通信终端的OFCDM信号，然而在OFCDM信号中有通过OFDM调制附加了的保护间隔，OFCDM信号的接收时刻偏差通过该保护间隔被相抵，从而在基站能够确保扩频码的正交性。而且，由于使用了OFDM，即使多路径的发生情况按每个通信终端不同，只要由保护间隔相抵最大延迟时间，在每个子载波就不会发生失真，因此在存在多路径的情况下也能够保持扩频码的正交性。结果，发送数据通过基站的解扩处理被准确地复原。这样实现使用了正交扩频码的上行传输，从而能够增加上行信号的通信容量。

本发明的无线通信系统的一种形态采用以下结构，即，每个通信终端的OFDM调制部件基于每个通信终端和基站间的信号的最大到达时间差以及多路径的最大延迟差，来选定保护间隔长度。

根据上述结构，可以选定能够相抵会引起码间干扰的每个通信终端到基站的到达时间差以及由多路径的最大延迟差两者的最低长度的保护间隔。结果，可以附加在抑制通信容量的降低的同时还能够确保扩频码的正交性的最优保护间隔。

本发明的无线通信系统的一种形态采用进行时间提前处理的结构，并且每个通信终端的OFDM调制部件基于经时间提前处理之后还残留的从每个通信终端到基站的信号到达时间差以及多路径的最大延迟差，来选定保护间隔长度。

根据上述结构，由于通过时间提前处理使从每个通信终端到基站的信号到达时间差变小，可以使保护间隔长度相应地减少，从而能够增加实际的通信容量。再者，由于基于经时间提前处理之后还残留的信号到达时间差和多路径的最大延迟差来选定保护间隔长度，在执行时间提前处理时可以附加能够确保扩频码的正交性的最优保护间隔。

本发明的无线通信系统的一种形态采用每个通信终端将扩频后的码片配置在子载波的时间方向上的结构。

根据上述结构，由于在线路变动少于频率方向的时间方向配置了扩频后的码片，可以进一步抑制扩频码间的正交性的偏离。

本发明的无线通信系统的一种形态采用以下结构，即，每个通信终端具有：第一扩频部件，使用正交扩频码对发送数据进行扩频；第二扩频部件，使用与上述正交扩频码正交的正交扩频码对导频信号进行扩频；以及复用部件，将被第一和第二扩频部件扩频的信号复用；且通过OFDM调制部件对复用后的信号进行OFDM调制。

根据上述结构，由于将导频信号复用在发送数据上进行发送，在基站可以根据受到与发送数据相同的传播路径变动的导频信号对发送数据进行传播路径补偿，从而能够提高线路变动激烈的传播环境下的接收数据的误码率特性。尤其在进行了OFDM调制时的情况下1码元的长度变大，因此与相隔多个码元插入导频信号时相比，能够格外提高线路变动激烈的传播环境下的误码率特性。

本发明的无线通信系统的一种形态采用与所述第一扩频部件所用的扩频码相比，所述第二扩频部件使用码长度为其整数(大于或等于2)倍的扩频码的结构。

根据上述结构，由于当在发送数据上复用导频信号时可以降低用于导频信号的代码资源，从而能够抑制可用于发送数据的扩频码的减少。

本发明的无线通信系统的一种形态采用以下结构，即，每个通信终端具有：差动编码处理部件，在码元间施加差动编码处理，而基站具有：延迟检波部件，对经差动编码处理的码元进行延迟检波。

根据上述结构，由于进行延迟检波，即使是进行了1个码元的长度较长的OFDM调制时也能够跟踪线路变动，与时分复用了导频信号时相比可以加强对线路变动的误码抗性，且与码分复用了导频信号时相比可以抑制发送数据可以使用的扩频码的减少。

本发明的无线通信系统的一种形态采用每个通信终端对基站进行随机接入的结构。

根据上述结构，由于不由基站确定每个通信终端的发送顺序而使每个通信终端随机发送OFCDM信号(进行随机接入)，可以将从通信终端到基站的接入单纯化，从而可以简化系统设计。顺便提及，执行从每个通信终端的随机接入时有可能在基站发生使用了同一扩频码的信号的冲突。然而，由于本发明确保在基站接收时的扩频码的正交性，如果是彼此使用了同一扩频码的通信终端的发送数据的话有可能不能复原，而如果是来自使用了其它扩频码的通信终端的发送数据的话不会发生码间干扰，从而可以良好地复原。

本发明的无线通信系统的一种形态采用以下结构，即，每个通信终端具有：纠错编码部件，对发送数据施加纠错编码处理；以及交织部件，对纠错编码后的数据进行交织，并且对交织后的数据进行扩频处理，并将扩频后的码片配置在子载波的时间方向上。

根据上述结构，由于对纠错编码后的发送数据施加交织处理后再扩频在时间方向上，结果在多个子载波上配置纠错编码数据，可以对纠错编码数据赋予频率分集效果。结果，即使在子载波间发生质量差异时也能够纠正错误的可能性变大，从而能够提高误码率特性。

本发明的无线通信系统的一种形态采用每个通信终端具有扰频部件，使用小区固有的扰频码对发送数据或扩频信号进行扰频处理的结构。

根据上述结构，可以防止由其它小区的干扰。尤其在本发明中在上行线路使用了正交扩频码，可以对较多的通信终端分配较短的扩频码，从而与其它小区之间能够容易得到码元定时的匹配，因此有非常有用。

本发明的无线通信终端的一种形态采用以下结构，即，具有：扩频部件，使用自己终端固有的正交扩频码对发送数据进行扩频；以及OFDM调制部件，对扩频后的信号进行OFDM调制的结构。

本发明的无线基站的一种形态采用以下结构，即，具有：OFDM解调部件，对接收信号进行OFDM解调；以及解扩部件，通过对OFDM解调后的信号施加使用每个通信终端固有的正交扩频码的解扩处理，来获得来自每个通信终端的发送数据的结构。

本发明的无线通信方法的一种形态如下，即，每个通信终端使用自己终端固有的正交扩频码对发送数据进行扩频；对扩频后的信号进行OFDM调制来形成OFCDM信号；以及发送该OFCDM信号；并且基站接收来自每个通信终端的OFCDM信号；对该接收信号进行OFDM解调；以及通过对OFDM解调后的信号施加使用每个通信终端固有的正交扩频码的解扩处理，来获得来自每个通信终端的发送数据。

本发明并不限于上述实施方式，而可以改变成各种方式而实施。

如上所述，根据本发明，每个通信终端使用自己终端固有的正交扩频码对发送数据进行扩频、并对扩频后的信号进行OFDM调制来形成OFCDM信号，而基站通过接收来自每个通信终端的OFCDM信号、对该接收信号进行OFDM解调、并对OFDM解调后的信号施加使用每个通信终端固有的正交扩频码的解扩处理，来获得来自每个通信终端的发送数据，从而即使在上行传输适用正交扩频码也能够确保正交性。结果，可以实现能够格外增加上行通信容量的无线通信系统和无线通信方法。

本说明书基于2003年6月2日提交的日本第2003-157103号专利申请。其内容全部包含于此，以资参考。

工业实用性

本发明涉及一种无线通信系统和无线通信方法，适合用于移动通信系统和无线局域网系统。

Claims (13)

1、一种包括多个通信终端和接收来自这些多个通信终端的信号的基站的无线通信系统，其中，

所述每个通信终端具有：

扩频部件，使用自己终端固有的正交扩频码对发送数据进行扩频；以及

OFDM调制部件，对扩频后的信号进行OFDM调制；

所述基站具有：

OFDM解调部件，对接收信号进行OFDM解调；以及

解扩部件，通过对OFDM解调后的信号施加使用每个通信终端固有的正交扩频码的解扩处理，来获得来自每个通信终端的发送数据。

2、如权利要求1所述的无线通信系统，其中，

所述每个通信终端的所述OFDM调制部件基于所述每个通信终端和所述基站间的信号的最大到达时间差以及多路径的最大延迟差，来选定保护间隔长度。

3、如权利要求1所述的无线通信系统，其中，

该无线通信系统进行时间提前处理，并且

所述每个通信终端的所述OFDM调制部件基于经时间提前处理之后还残留的从所述每个通信终端到所述基站的信号到达时间差以及多路径的最大延迟差，来选定保护间隔长度。

4、如权利要求1所述的无线通信系统，其中，

所述每个通信终端将扩频后的码片配置在子载波的时间方向上。

5、如权利要求1所述的无线通信系统，其中，

所述每个通信终端具有：

第一扩频部件，使用正交扩频码对发送数据进行扩频；

第二扩频部件，使用与所述正交扩频码正交的正交扩频码对导频信号进行扩频；以及

复用部件，将由所述第一和第二扩频部件扩频出的信号复用；并且，

通过所述OFDM调制部件对复用后的信号进行OFDM调制。

6、如权利要求5所述的无线通信系统，其中，

与所述第一扩频部件所用的扩频码相比，所述第二扩频部件使用码长度为其整数(大于或等于2)倍的扩频码。

7、如权利要求1所述的无线通信系统，其中，

所述每个通信终端具有：

差动编码处理部件，在码元间施加差动编码处理；

所述基站具有：

延迟检波部件，对经差动编码处理的码元进行延迟检波。

8、如权利要求1所述的无线通信系统，其中，

所述每个通信终端对所述基站进行随机接入。

9、如权利要求1所述的无线通信系统，其中，

所述每个通信终端具有：

纠错编码部件，对发送数据施加纠错编码处理；以及

交织部件，对纠错编码后的数据进行交织，并且

对交织后的数据进行扩频处理，并将扩频后的码片配置在子载波的时间方向上。

10、如权利要求1所述的无线通信系统，其中，

所述每个通信终端具有：

扰频部件，使用小区固有的扰频码对发送数据或扩频信号进行扰频处理。

11、一种通信终端，具有：

扩频部件，使用自己终端固有的正交扩频码对发送数据进行扩频；以及

OFDM调制部件，对扩频后的信号进行OFDM调制。

12、一种无线基站，具有：

OFDM解调部件，对接收信号进行OFDM解调；以及

解扩部件，通过对OFDM解调后的信号施加使用每个通信终端固有的正交扩频码的解扩处理，来获得来自所述每个通信终端的发送数据。

13、一种无线通信方法，其中，

每个通信终端使用自己终端固有的正交扩频码对发送数据进行扩频；

对扩频后的信号进行OFDM调制来形成OFCDM信号；以及

发送该OFCDM信号；

基站接收来自所述每个通信终端的OFCDM信号；

对该接收信号进行OFDM解调；以及

通过对OFDM解调后的信号施加使用所述每个通信终端固有的正交扩频码的解扩处理，来获得来自所述每个通信终端的发送数据。

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