CN1707927A

CN1707927A - 升压转换器

Info

Publication number: CN1707927A
Application number: CNA2005100756467A
Authority: CN
Inventors: 王佛贤; 韩洺光; 法拉·米哈伊·坡贝斯库-斯塔内斯缇
Original assignee: O2Micro Inc
Current assignee: O2 Tech. International Ltd.
Priority date: 2004-06-09
Filing date: 2005-06-09
Publication date: 2005-12-14
Anticipated expiration: 2025-06-09
Also published as: SG118313A1; TWI290414B; KR20060046391A; US20050275392A1; JP2005354892A; US7615981B2; CN100594659C; CN2867716Y; KR100874284B1; JP4173874B2; TW200603525A

Abstract

本发明涉及一种升压转换器，其是用于将一个输入直流电压转换为一个输出直流电压的一个直流/直流转换器。该直流/直流转换器包括至少一个开关，与该至少一个开关相连接的一个电感和可提供一个控制信号的一个控制器。该至少一个开关响应处于一个第一状态的该控制信号，进入一个闭合状态且该状态维持一个闭合时间段，该闭合时间段依赖于该输入直流电压和一个常量。提供了包括这样一个直流/直流转换器的一个电子装置和相关方法。本发明可减小元件尺寸可用来节省空间，元件的成本也低于采用现有技术设计时采用超大元件的成本。

Description

升压转换器

技术领域

本发明涉及直流/直流转换器，更具体的是涉及升压型直流/直流转换器及其控制器。

背景技术

直流/直流转换器用于将一个输入直流电压转换为一个输出直流电压。升压转换器是直流/直流转换器中的一种，它可将一个输入直流电压转换为一个更高的输出直流电压。这种升压转换器可用于各种电子装置，包括由电池供电的便携式电子装置。通常，输出电压被调节至一个所需值，但是由于电池放电或不同的负载电流，输入电压会改变。升压转换器的输出电压由一个控制器控制，此控制器控制一个或多个开关的状态。

一种提供给开关的控制信号为脉宽调制(PWM)信号，改变PWM信号的占空比可控制开关状态。对于使用PWM控制信号的升压转换器，该升压转换器的相关电感的电流纹波取决于PWM控制信号的占空比(D)。当D＝0.5时，电感电流纹波最大；当D＞0.5或者D＜0.5时，电感电流纹波减小。当设计这种升压转换器时，需要考虑最坏情况下的电感电流极限。这就需要有一个电感承载峰值电流而不饱和铁芯。对于由PWM控制信号控制的升压转换器，必须根据D＝0.5时的峰值电流设计该电感的尺寸，D＝0.5时的输入电压满足V_IN＝V_OUT/2。对于其他输入电压，峰值电流减小，因此电感未充分使用。同样的未充分使用影响到所有的升压转换器元件，包括电源开关，输出和输入滤波电容，这些电容用于平滑输出电压和对输入电压进行滤波。这些会对该升压转换器的成本、尺寸和效率产生负面影响。其他类型的控制信号，例如改变频率的脉冲频率调制控制信号(PFM)，会产生同一个PWM控制信号控制的该升压转换器类似的缺点。

发明内容

本发明提供一种直流/直流转换器，它可将一个输入直流电压转换成一个输出直流电压。直流/直流转换器包括至少一个开关、连接到该至少一个开关的一个电感和可提供一个控制信号的一个控制器。该开关响应处于一个第一状态的控制信号，进入闭合状态且该状态维持一个闭合时间段，该闭合时间段取决于输入直流电压和一个常量。

本发明另提供一种电子装置，该装置包括一个直流/直流转换器，用来将输入直流电压转换为输出直流电压。直流-直流转换器包括至少一个开关、连接到该至少一个开关的一个电感和可提供一个控制信号的一个控制器。该开关响应处于一个第一状态的控制信号，进入闭合状态且该状态维持一个闭合时间段，该闭合时间段的长短取决于输入直流电压和一个常量。

本发明还提供一种方法。该方法包括提供一个控制信号到一个直流/直流转换器的至少一个开关；提供处于一个第一状态的该控制信号，该至少一个开关响应处于第一状态的该控制信号，进入闭合状态并且闭合状态维持一个闭合时间段；根据一个输入到直流/直流转换器的直流电压和一个常量控制闭合时间段的长短。

本发明又提供一种用于将输入直流电压转换为大于该输入直流电压的输出直流电压的一个升压直流/直流转换器。升压转换器包括一个高侧和低侧开关、一个与高侧和低侧开关相连接的电感、一个可控制高侧和低侧开关状态的控制器，在一个闭合时间状态，该控制器可将高侧开关切换到断开状态并将低侧开关切换到闭合状态。在闭合时间状态，根据输入直流电压和一个常量，低侧开关可保持一个闭合时间段的闭合状态。在断开时间状态，控制器还可控制高侧和低侧开关的状态，它可将高侧开关切换到闭合状态并将低侧开关切换到断开状态。控制器还可以预测电感上的电流何时达到零，在避免产生反向电流的跳跃状态期间，该反向电流从输出直流电压流出并经过高侧开关流向输入直流电压，控制器还可以控制高侧和低侧的状态，将高侧开关切换到断开状态，并将低侧开关切换到断开状态。

本发明可减小元件尺寸可用来节省空间，元件的成本也低于采用现有技术设计时采用超大元件的成本。

附图说明

图1A示出了具有一个升压转换器的一个电子装置的简化框图；

图1B示出了图1A所示升压转换器的一个实施例的框图；

图1C示出了图1B所示实施例的一个时序图；

图1D示出了图1B所示实施例的另一个时序图，此时序图对工作在重载和轻载情况进行了对比；

图2A示出了图1A所示升压转换器的另一个实施例的框图；

图2B示出了图2A所示升压转换器在连续电流模式下工作的时序图；

图2C示出了图2A所示升压转换器在不连续电流模式下工作的时序图；

图3示出了图2A所示压控电流源的电路图；

图4示出了图3所示压控电流源的一个潜在实施例的电路图；

图5示出了图2A所示压控可切换电流沉的电路图；

图6示出了图5所示压控可切换电流沉的一个潜在实施例的电路图；

图7示出了图2A所示V_cap、ndr和pdr在连续电流模式下的波形图；

图8示出了图2A所示V_cap、ndr和pdr在不连续电流模式下的波形图；

图9示出了图2A所示反馈控制电路的一个实施例的电路图；

图10示出了图2A所示几个元件的电压和电流的波形图；

图11示出了图2A所示电流检测电路的一个实施例的电路图。

具体实施方式

虽然如下详细描述将参考示例性实施例展开，但是对于本领域的技术人员，显然，他们会认识到本发明存在许多同等物、修订和变更描述。因此，希望可以更宽泛的理解本发明。

图1A示出了一个实施例的一个电子装置190，该电子装置具有一个升压转换器100。该电子装置190可以是任何一种电子装置，包括但不限于服务器、台式计算机、笔记本电脑、手机、个人数字助理、电源工具等。电子装置190可以从任何一种电源获取电能，例如一个直流电源180。该直流电源可以是任何一种电源，例如交流/直流(AC/DC)适配器、直流“香烟”(“cigarette”)型适配器、电池或者可充电电池。一个可充电电池包括任何一种可充电电池，例如锂离子电池、镍镉电池、镍氢电池或者类似电池。该升压转换器100可以接收一个直流输入电压V_IN，并向一个负载170提供一个输出直流电压V_OUT，输出电压V_OUT大于输入电压V_IN。

图1B更详细地示出了图1A所示升压转换器100的一个实施例100a的框图。通常，升压转换器100a接收一个输入直流电压V_IN，并提供所需的输出直流电压V_OUT，输出电压V_OUT大于输入电压V_IN。升压转换器100a通常包括一个电感112、一个主开关SW2和电流检测电路113、一个同步开关SW1 109、一个整流二极管110和一个输出电容111。嵌入电路113的开关SW1 109和电流检测电路可能在一些实施例中被略去。本文所使用的电路包括，例如，硬连线电路、可编程电路、状态机电路、和/或存储可编程电路所执行指令的固件，这些电路可单独使用或者任意结合使用。

驱动和先断后接(BBM)电路116通过路径115可断开和闭合开关SW2，并且该电路116还可通过路径114断开和闭合开关SW1 109。电路116包括可防止开关SW1和SW2同时导通的BBM电路。当开关SW2闭合时，电感112的电流按斜率V_IN/L线性增加。电流增加的幅度与SW2的导通时间成正比。当SW2断开后，电流可通过二极管110或者开关SW1 109传输到输出线103。反馈电路108可监测输出电压V_OUT，当开关SW1109断开时，可直接从输出线103监测输出电压，或者当SW1闭合时，从节点128监测输出电压，并向比较器107提供反馈信息，例如，路径130上的电压Vfb。该反馈信息除了具有一个电压成分外，还有一个电流成分以确保回路稳定性。

比较器107比较来自反馈电路108的路径130上的反馈电压Vfb和路径102的设定电压V_SET，并通过与比较器107的一个输出相连接的路径106向控制逻辑电路121提供一个VOUT_LOW信号。因此，该VOUT_LOW信号表示输出电压V_OUT和设定电压V_SET存在差异。

一个表示输入电压V_IN的信号可通过路径124提供给压控t_ON发生器电路125。压控t_ON发生器电路可根据输入电压V_IN和一个常量输出一个持续时间为t_ON的脉冲。t_ON持续时间与输入电压成反比，如方程(1)所示，其中K为一个常量：

(1)t_ON＝K/V_IN

在一个实施例中，K的值可以为0.58×10^-6。根据方程(1)，从V_IN到t_ON的转换可通过模拟或者数字的方法实现。t_ON由来自控制逻辑电路121的TON_START信号通过路径122触发。如果由比较器107提供的VOUT_LOW信号指示反馈电压Vfb小于设定电压V_SET，则控制逻辑电路121产生TON_START信号。t_ON脉冲经路径123被传输到控制逻辑电路121。在t_ON脉冲期间，控制逻辑电路121启动通向驱动器116的路径127上的SW2_ON信号。作为响应，驱动器116驱动开关SW2闭合。这可导致从V_IN流出并流经电感112、节点128和开关SW2的电流增加。在这种情况下，电流的斜率为V_IN/L。

当SW2闭合时，电感112的电流纹波可因此由方程(2)定义：

(2)ΔI_L＝(V_IN/L)×t_ON

因此，电流的幅值与t_ON和电流上升的斜率成比例增加。因为t_ON是如方程(1)所定义的一个参数，方程(2)可重新写成方程(3)的形式，即将方程(1)中的t_OM的值代入方程(2)。

(3)ΔI_L＝(V_IN/L)×K/V_IN＝K/L

如方程(3)所示，因为K和L都是常量，所以电流纹波ΔI_L是一个常量。有利的是，这一特性容许升压转换器100的最佳设计，该设计充分利用电感112和电路113中开关SW2的电流负荷能力。因此，不必像现有技术实施例中那样，对电感112和升压转换器100的其他元件的尺寸超大设计。对于一个对此处空间要求很高的环境，减小元件尺寸可用来节省空间。元件的成本也低于采用现有技术设计时采用超大元件的成本。

当t_ON结束时，控制逻辑电路121切换SW2_ON信号到无效状态。作为响应，开关SW2断开。当t_ON结束时，控制逻辑电路121还发出路径105上的TOFF_START命令。路径105上的TOFF_START命令触发压控t_OFF发生器电路101。压控t_OFF发生器电路101经由路径129向控制逻辑电路121输出一个t_OFF脉冲。在t_OFF期间，控制逻辑电路121启动SW1_ON信号，此信号可经由路径126传输到驱动器116。作为响应，驱动器116驱动开关SW1 109闭合。

电感112中积蓄的能量可在t_OFF时间间隔内释放到输出线113，用于向输出电容111充电和驱动V_OUT处所接负载(未示出)。为了避免SW1和SW2的同时导通，嵌入电路116的BBM电路可使这两个开关保持很短一段时间的断开状态。在BBM时间间隔段内，从电感112流出的电流可经由二极管110流向输出线103。

如果路径106的VOUT_LOW信号指示，当t_ON结束后，反馈电压Vfb大于设定电压V_SET，并且产生了TOFF_START信号，控制逻辑电路121保持TOFF_ACCEL信号无效。在这种情况下，t_OFF脉冲的持续时间符合方程(4)：

(4)t_OFF＝K/((V_SET×D)-V_IN)，其中D是一个反馈因子＝V_OUT/Vfb。

相反，如果VOUT_LOW信号指示，当t_ON结束后的任何时刻，反馈电压Vfb小于设定电压V_SET，控制逻辑电路121使TOFF_ACCEL信号有效。在这种情况下，t_OFF将被加速并持续一个比方程(4)所述的t_OFF更短的时间。

当t_OFF结束时，控制逻辑电路121查看VOUT_LOW信号。当路径106上的VOUT_LOW信号指示路径130的反馈电压Vfb小于设定电压V_SET时，控制逻辑电路121立即发出TON_START命令，该命令启动一个新的周期。如果路径106上的信号VOUT_LOW指示输出电压大于设定电压V_SET时，控制逻辑电路121等待VOUT_LOW改变状态后发出TON_START命令。通过这种方式，可调节路径103上的输出电压VOUT。这种方式的优点还体现在当负载很小时通过跳跃脉冲的方式保持低负载电流时的高效率，并且电容111可以使输出电压保持在范围内的时间长于切换时间。

嵌入SW2&电流检测电路113的电流检测电路可避免过流情况的发生保护电源元件。电流检测电路通过路径117向比较器119提供一个指示电感电流的信号。比较器119比较路径117上的电流信号和一个来自路径118的预置电流极值信号OVC_lim。当电感电流超出预置极值时，路径120上来自比较器118的输出信号有效。当路径120上的过流信号有效时，控制逻辑电路121撤销SW2_ON信号。这会引发SW2开关转入断开状态并触发压控t_OFF发生电路101。同时，路径120上的过流信号重置压控t_ON发生电路125。t_OFF结束后，控制逻辑电路121通过触发t_ON启动一个新的周期。

本领域的技术人员将认识到如上所述电路101、121、125、108、116和113以及比较器107、119可采用模拟电路、数字电路、和数模混合电路实现。例如，比较器107和119可视为模拟或/和数字比较器。同样，压控时序发生电路101和125以及反馈电路108可采用模拟电路，也可采用可编程计数器、门电路、模数转换器等进行设计。另外，压控时序发生电路101、125和控制逻辑电路101可集成到一个单控制器或者呈现出其他分割形式，只要能提供同样的功能。开关和电流检测电路可全部或者部分的集成到同样的集成电路。此处所谓一个“集成电路”指一个半导体装置和/或一个微电子装置，例如，一个半导体集成电路芯片。

图1C示出了一个时序图，该时序图示出了图1B所示升压转换器100a这一实施例的详细工作情况。图示了控制逻辑电路121随时间变化的不同输入和输出信号。在t1和t2时间段，压控t_ON发生电路125提供一个TON_IN脉冲，其持续时间依赖于方程(1)或t_ON＝K/V_IN中的输入电压V_IN和常数K。因此作为响应，SW2_ON信号启动并闭合开关SW2。电感112上的电感电流在t1和t2时间段开始斜线上升。电感电流的变化ΔI_L或者这段时间的电流纹波由方程(3)或者ΔI_L＝(V_IN/L)×K/V_IN＝K/L给出。

在t2和t3时间段内，压控t_OFF发生器电路提供一个TOFF_IN脉冲，因为VOUT_LOW信号指示Vfb大于V_SET，所以该脉冲持续时间如方程(4)或t_OFF＝K/((V_SET×D)-V_IN)所示。在该时间段，开关SW1闭合，开关SW2断开，并且电感电流开始斜线下降。在t3时刻，VOUT_LOW指示Vfb小于V_SET，因此TON_START命令在这一时刻被立刻发出，用来启动一个新的周期。如果在t4和t5时间段内指示Vfb小于V_SET，将产生一个被加速的t_OFF(TOFF_ACCEL被启动)其持续时间小于K/((V_SET×D)-V_IN)。

图1D示出了一个时序图，该时序图示出了图1B所示升压转换器100a这一实施例的详细工作情况并对重负载和轻负载情况下的工作情况进行了比较。通常，180图是轻负载情况下，电感112的电流随时间变化的电感电流图；182图是重负载情况下，随时间变化的电感电流图。比较器107提供的VOUT_LOW信号指示负载的轻重情况。当Vfb小于V_SET时，这表示负载较重；当Vfb大于V_SET时，这表示负载较轻。

在180图的t1和t2时刻之间，电感电流在时间段长度等于K/V_IN的t_ON时段内上升。在180图的t2和t3时刻之间，电感电流在t_OFF时段内下降。时刻t2和t3间的t_OFF时段的持续时间为方程(4)或t_OFF＝K/((V_SET×D)-V_IN)所示。在这一时段的终止时刻t3，负载情况仍为VOUT_LOW信号所指示的轻负载。在时刻t3，电感电流为零。当电感电流达到零时，一个反向电流将从较高电平的输出电压源经过高侧开关SW1和电感112流向较低电平的输入电压源V_IN。为了避免反向电流，在180图中时刻t3和t4时间段内，控制逻辑电路121断开开关SW1。控制逻辑电路121可使开关SW1和SW2在180图中的时刻t3和t4时间段内都保持断开直到VOUT_LOW状态改变(当Vfb＜V_SET时)，然后在时刻t4启动下一个T_ON周期。开关SW1和SW2在180图中时刻t3和t4时间段内的断开状态在该文中被称作跳跃状态。有利的是，控制逻辑电路121便可以根据方程(4)或t_OFF＝K/((V_SET×D)-V_IN)所定义的持续时间的终止时刻，预测何时达到零电感电流状态(时刻t3)。

相比之下，182图示出了较重负载情况下的工作情况。当Vfb小于V_SET时，VOUT_LOW信号指示负载较重的情况。在182图中时刻t2和t3时间段内，t_OFF小于K/((V_SET×D)-V_IN)。因此，相比180图中的t_OFF时间段，182图中t_OFF时间段缩短。182图中时刻t3和t5处，182的电感电流谷值大于零，并且在这种情况下，不存在可预测何时达到零电感电流状态的值为K/((V_SET×D)-V_IN)的断开时间段公式。因此，在这种情况下，不存在高侧和低侧开关的断开或跳跃状态。

图2A示出了另一实施例中升压转换器100b的框图，充电电流源1和放电电流源2在节点Vcap处产生一个电压波形，该波形仿真流经电感L1的电流。Vcap电压和反馈比较器Comp3的输出电压触发控制逻辑电路201，使其产生合适的脉冲驱动高侧开关204和低侧开关206。

图2B示出了一个时序图，该图可解释图2A中升压转换器100b在连续电流模式(CCM)下的运作。fb图表示被电阻分压器分压后的输出电压Vout，其中该电阻分压器包括电阻R2和R3。fb图表示比较器Comp3的一个输入。Vout_1图表示Comp3的输出，Comp3比较fb图的电压和一个参考电压。该Vout_1电压被提供给控制逻辑电路201，用来通知控制逻辑电路Vout是否小于参考电压。Vcap图表示内部电容C1的电压波形，该电容连接比较器Comp1和Comp2的输入，用来控制高侧开关pdr和低侧开关ndr驱动信号的频率。

o_detect1图表示比较器Comp2的输出，该输出取决于Vcap图电压和一个高阈值电平highTH的比较结果。每当Vcap大于highTH时，o_detect1图发送一个低电平信号到控制逻辑电路201。作为响应，驱动高侧开关204的pdr驱动信号置低使高侧开关204断开，并且低侧开关驱动信号ndr置高使低侧开关206闭合。电感L1的电感电流开始斜线上升。

o_detect2图表示比较器Comp1的输出，该输出取决于Vcap图电压和一个低阈值电平LowTH的比较结果。每当Vcap小于LowTH时，o_detect2图发送一个低电平信号到控制逻辑201。作为响应，pdr驱动信号置高使高侧开关204闭合，并且低侧开关驱动信号ndr置低使低侧开关206断开。电感L1的电感电流开始斜线下降。

图2C示出了另一个时序图，该图可解释图2A中升压转换器100b在不连续电流模式(DCM)下的工作情况。图2C表示比较器Comp1、Comp2和Comp3的各种输入和输出，Vcap电压、高侧和低侧驱动信号pdr和ndr以及流经电感L1的电感电流，这些在图2B中已给出了详细解释，为简洁起见，此处不再赘述。在图2C的不连续电流模式下，每当Vcap大于highTH时，o_detect1信号再次发送一个低电平信号到控制逻辑201。作为响应，在DCM模式下，高侧和低侧驱动信号pdr和ndr都置低。

图3示出了图2A中的电流源1。该电流源由切换信号Ivin_on信号控制，该信号由控制逻辑电路201提供给开关302。当开关302断开时，电流源I2与电容C1的连接断开。当开关302闭合时，电流源I2与电容C1相连接。部分的根据开关502的位置，电容C1充电或放电。

图4示出了一个图3中电流源的一个实施例的电路图。由电阻R6和R5构成的电压分压器将输入电压Vin分压至一个较小的电压Vin_d，Vin_d＝(R5/(R5+R6))×Vin。由运算放大器404和三极管410构成的电压跟随器复制Vin_d电压到电阻R4a两端。这会导致电流I_R4a流经电阻R4a和三极管410、408和406。由三极管408、406、410和414构成的电流镜使电流I_R4a以(R6+R5)/R6的比例镜像到开关302。最终流经开关302的电流代表由图3中电流源I2提供的电流水平，其中I2由I2＝Vin/R4a给出。

图5示出了图2A中的放电电流源2的电路图。该放电电流源2包括一个开关502和电流沉(current sink)I1、I3和I4。电流沉I3与设定电压V_SET成正比。电流沉I4的值大于I3，例如，在一种情况下，I4为I3的7倍。来自一些信号源的控制信号可决定开关502的位置。控制信号包括来自控制逻辑电路201的ilX_on信号、来自电流检测电路6的比较器Comp4的ovcl信号输出和来自反馈电路5的比较器Comp3的vout_1信号。根据表1所示ilX_on、ovcl和vout_1信号，开关502可处于如图2A和5所示的开关位置1、2、3或4。

表1

xlX_on	Vout_1	ovcl	SwitchPosition
xlX_on	Vout_1	ovcl	SwitchPosition	0	X	X	3
1	0	0	1	0	X	X	3
1	0	0	1	1	X	1	4
1	1	0	2	1	X	1	4

图6示出了图5中可切换电流沉的一个潜在实施例。图4中的电阻R4a和图6中的电阻R4b匹配。运算放大器602和三极管608构成的电压跟随器可复制Vset电压到电阻R4b两端，因此产生电流I_R4b＝Vset/R4b。采用两组电流镜(三极管604，606，610，612，614，616，618，620，622和624)，IR4b可被镜像到开关502的位置1和2。开关502的位置1和2处的电流水平I3和I4由方程(4a)和(4b)决定：

(4a)I₃＝I_R4b×D

(4b)I₄＝7×I₃

图7示出了当图2A中的升压转换器工作在图4和图6中所示的连续电流模式时，节点Vcap处的电压波形以及高侧开关204和低侧开关206的驱动信号。闭合时间t_ON由一个恒定的值为Vin_d/R4a的电流源决定。然而，断开时间t_OFF由一个恒定的值为-(Vset-Vin)/R4b的放电电流源决定。如果节点Vcap处的电容C1的值为C，电压摆幅为1V，则可以得到方程(5)和(6)。

(5)t_ON＝R4a×C/Vin_d

(6)t_OFF＝R4b×C/(Vset-Vin_d)

如果R4a＝R4b，则占空比D＝t_ON/(t_ON+t_OFF)＝(Vset-Vin_d)/Vset，该方程是升压转换器领域中熟知的方程。

图8示出了当图2A中的转换器工作在图4和图6所示的不连续电流模式或脉冲跳跃模式时，节点Vcap处的电压波形以及ndr和pdr的驱动脉冲。在不连续电流模式下，当电感电流下降到接近零时，为了避免产生从较高电势的输出电压流向较低电势的输入电压的反向电流，高侧开关204断开。在较重负载情况下，不会产生该反向电流，因为负载的大电流可以很快的使输出电压大小降低。因此直流/直流转换器的控制器可以预测在不连续模式下电感电流何时接近零，并且当控制器工作在不连续模式时，断开高侧和低侧的开关以避免产生来自输出直流电压流经高侧开关并流向输入直流电压的反向电流。根据方程(4)所示时间段是否终止，控制器可预测电感电流是否接近零。

图9示出了图2A中反馈控制电路5。当高侧开关204闭合时，单刀双掷开关902连接包括开关R2和R3的反馈分压器与节点LX，因此可检测减去了高侧开关204导通电阻Ron上的电压降的输出电压。当高侧开关204断开时，开关902连接反馈分压器904与Vout。这样，反馈控制就可以提供一个电压反馈信号和一个输出电流成分，这样可确保回路平稳而不需要任何电流检测电阻来检测流经电感L1的电流水平，电流检测电阻会降低转换器效率。

图10示出了与过流保护相关的电压和电流波形。过流保护可通过检测低侧开关206(例如，NMOS三极管MN_pow1)闭合时的输出电流实现。如果检测到电流超出电流阈值，过流信号(OC)有效。然后，这会导致可切换电流沉的开关502切换到位置4(参考表1)，并且低侧开关206被断开，同时高侧开关204闭合。通过这种方式，超出的电流通过高侧开关204释放到输出。

开关502在位置4的可切换电流沉2可决定放电周期的持续时间。该电流大小可以任意选择，但其值必须小于1X电流沉。在放电周期结束时，电感电流(例如，输出电流)下降到低于电流阈值。然后，直流升压器的正常调整周期继续，并为了低侧开关206的下一个闭合周期，再次进行电流检测。

图11示出了图2A中电流检测电路6的一个实施例。采用一个MOSFET(MN_pow2)检测输出电流，当该MOSFET导通时，其复制流经输出NMOS(MN_pow1)或者低侧开关的电流。与输出NMOS(MN_pow1)相比，三极管MN_pow2实际上具有一个更小的面积比。通过给MN_pow2提供相同的MN_pow1导通期间的栅极电压和漏-源电压，MN_pow2的电流和三极管MN_pow1的实际输出电流成正比。当三极管MN_pow1导通时，它的漏-源电压被复制到三极管MN_pow2的漏-源电压，这是通过采用开关SW1和运算放大器OPAmp1电压跟随器实现的。三极管MN_pow2的栅极驱动被锁定为一个固定的电压，其值等于三极管MN_pow1的栅极驱动电压。检测到的电流被镜像到电阻R1。然后，所得到的R1上的电压可反映输出电流。

\frac{Area_MN_pow 1}{Area_MN_pow 2} = \frac{Current_in_MN_pow 1}{Current_in_MN_pow 2}

通过比较R1上的电压和比较器Comp4(见图2A)的参考电压ref2，可以检测过流情况的发生。当电阻R1上的电压超出参考电压ref2时，过流信号ovcl有效。这会触发如图10所示的放电周期。

本文使用的术语与措辞旨在描述，并不具有局限性。在采用这些术语和措辞时，不排除其它与本文所揭示和描述的特征(或特征的一部分)相似的等同物。并且应该意识到，在权利要求范围内，本发明还可能存在其它一些修改、变动及其它。因此，权利要求旨在涵盖所有这些等价物。

Claims

1、用于将一个输入直流电压转换为一个输出直流电压的一个直流/直流转换器，所述直流/直流转换器包括：

至少一个开关；

一个与所述至少一个开关相连接的电感；和

可提供一个控制信号的一个控制器，所述至少一个开关响应处于一个第一状态的所述控制信号，所述至少一个开关进入一个闭合状态且该状态持续一个闭合时间段，所述闭合时间段依赖于所述输入直流电压和一个常量。

2、根据权利要求1所述的直流/直流转换器，其特征在于：所述闭合时间段由T_ON＝K/V_IN给出，其中T_ON为所述闭合时间段的长度，K为所述常量的值，V_IN为所述输入直流电压的值。

3、根据权利要求2所述的直流/直流转换器，其特征在于：电流纹波的值等于所述电感在所述闭合时间段的电流水平的变化值，该电流纹波由ΔI_L＝K/L给出，其中ΔI_L为所述电流纹波的值，K为所述常数的所述值，L为所述电感的值。

4、根据权利要求1所述的直流/直流转换器，其特征在于：所述控制器可以提供处于一个第二状态的所述控制信号，所述至少一个开关响应处于所述第二状态的所述控制信号，所述至少一个开关进入一个断开状态且该状态持续一个断开时间段，所述断开时间段的长度依赖于一个代表所述输出直流电压的信号与一个设定电压的比较结果。

5、根据权利要求4所述的直流/直流转换器，其特征在于：当代表所述输出直流电压的所述信号大于所述设定电压时，所述断开时间段的值等于K值除以((V_SET×D)-V_IN)所得的商，其中K为所述常量的值，V_SET为所述设定电压的值，D为一个反馈因子，其值为所述输出电压除以代表所述输出电压的所述信号所得的商，V_IN为所述输入直流电压的值。

6、根据权利要求4所述的直流/直流转换器，其特征在于：当代表所述输出直流电压的所述信号小于所述设定电压时，所述断开时间段的值小于K值除以((V_SET×D)-V_IN)所得的商，其中K为所述常量的值，V_SET为所述设定电压的值，D为一个反馈因子，其值为所述输出电压除以代表所述输出电压的所述信号所得的商，V_IN为所述输入直流电压的值。

7、一个电子装置，所述电子装置包括：

用于将一个输入直流电压转换为一个输出直流电压的一个直流/直流转换器，所述直流/直流转换器包括：

至少一个开关；

一个与所述至少一个开关相连接的电感；和

8、根据权利要求7所述的电子装置，其特征在于：所述闭合时间段由T_ON＝K/V_IN给出，其中T_ON为所述闭合时间段的长度，K为所述常量的值，V_IN为所述输入直流电压的值。

9、根据权利要求8所述的电子装置，其特征在于：电流纹波的值等于所述电感在所述闭合时间段的电流水平的变化值，该电流纹波由ΔI_L＝K/L给出，其中ΔI_L为所述电流纹波的值，K为所述常数的所述值，L为所述电感的值。

10、根据权利要求7所述的电子装置，其特征在于：所述控制器可以提供处于一个第二状态的所述控制信号，所述至少一个开关响应处于所述第二状态的所述控制信号，所述开关进入一个断开状态且该状态维持一个断开时间段，所述断开时间段的长度依赖于所述输出直流电压与一个设定电压的比较结果。

11、根据权利要求10所述的电子装置，其特征在于：当代表所述输出直流电压的所述信号大于所述设定电压时，所述断开时间段的值等于K值除以((V_SET×D)-V_IN)所得的商，其中K为所述常量的值，V_SET为所述设定电压的值，D为一个反馈因子，其值为所述输出电压除以代表所述输出电压的所述信号所得的商，V_IN为所述输入直流电压的值。

12、根据权利要求10所述的电子装置，其特征在于：当代表所述输出直流电压的所述信号小于所述设定电压时，所述断开时间段的值小于K值除以((V_SET×D)-V_IN)所得的商，其中K为所述常量的值，V_SET为所述设定电压的值，D为一个反馈因子，其值为所述输出电压除以代表所述输出电压的所述信号所得的商，V_IN为所述输入直流电压的值。

13、一种方法，所述方法包括：

提供一个控制信号给一个直流/直流转换器的至少一个开关；

提供处于一个第一状态的所述控制信号，所述至少一个开关响应处于所述第一状态的所述控制信号，所述开关进入一个闭合状态且该状态持续一个闭合时间段；和

根据输入到所述直流/直流转换器的一个直流电压和一个常量，控制所述闭合时间段。

14、根据权利要求13所述的方法，其特征在于：所述闭合时间段由T_ON＝K/V_IN给出，其中T_ON为所述闭合时间段的长度，K为所述常量的值，V_IN为所述输入直流电压的值。

15、根据权利要求14所述的方法，其特征在于：电流纹波的值等于所述电感在所述闭合时间段的电流水平的变化值，该电流纹波由ΔI_L＝K/L给出，其中ΔI_L为所述电流纹波的值，K为所述常数的所述值，L为所述电感的值。

16、根据权利要求15所述的方法，其特征在于：所述至少一个开关包括一个升压直流/直流转换器的一个低侧开关。

17、用于将一个输入直流电压转换为一个高于所述输入直流电压的输出直流电压的一个升压直流/直流转换器，所述直流/直流转换器包括：

一个高侧和低侧开关；

一个与所述高侧和低侧开关相连接的电感；和

一个可以控制所述高侧和低侧开关状态的控制器，在一个闭合时间状态，所述控制器可以切换所述高侧开关至断开状态并切换所述低侧开关至闭合状态，在所述闭合时间状态，所述低侧开关保持一个闭合时间段的闭合状态，所述闭合时间段依赖于所述输入直流电压和一个常量，所述控制器还可以控制所述高侧和低侧开关的所述状态，在一个断开时间状态，所述控制器切换所述高侧开关至闭合状态并切换所述低侧开关至断开状态，所述控制器还可以预测所述电感上的电流何时达到零并且控制所述高侧和低侧开关的所述状态，在一个跳跃状态，所述控制器切换所述高侧开关至断开状态并切换所述低侧开关至断开状态，这样可以避免产生一个来自所述输出直流电压流经所述高侧开关并流向所述输入直流电压的反向电流。

18、根据权利要求17所述的升压直流/直流转换器，其特征在于：处于所述第一开关状态的所述低侧开关的所述闭合时间段的所述持续时间由T_ON＝K/V_IN给出，其中T_ON为所述闭合时间段的长度，K为所述常量的值，V_IN为所述输入直流电压的值。

19、根据权利要求18所述的升压直流/直流转换器，其特征在于：电流纹波的值等于所述电感在所述闭合时间段的电流水平的变化值，该电流纹波由ΔI_L＝K/L给出，其中ΔI_L为所述电流纹波的值，K为所述常数的所述值，L为所述电感的值。

20、根据权利要求17所述的升压直流/直流转换器，其特征在于：控制器预测所述电感上的所述电流在所述断开时间状态的终止时刻达到零，所述断开时间状态的持续时间等于K除以((V_SET×D)-V_IN)所得的商，其中K为所述常量的值，V_SET为所述设定电压的值，D为一个反馈因子，其值为所述输出电压除以代表所述输出电压的所述信号所得的商，V_IN为所述输入直流电压的值。

21、根据权利要求20所述的升压直流/直流转换器，其特征在于：所述控制器在所述断开时间状态终止后使所述高侧和低侧开关维持在所述跳跃状态直到代表所述输出电压的所述信号小于V_SET。

22、根据权利要求17所述的升压直流/直流转换器，其特征在于：还包括可以检测所述电感上的电流的反馈控制电路，所述反馈控制电路包括一个开关和一个比较器，在所述高侧开关闭合和所述断开时间状态，所述开关连接所述高侧开关和所述比较器的一个输入，所述比较器比较一个依赖于减去了所述高侧开关的电压降的所述输出电压的电压水平和一个参考电压，并且提供一个代表所述电感上的电流的输出信号。