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CN101039070A - 具有弱电流涓流模式的开关电压调节器 - Google Patents

具有弱电流涓流模式的开关电压调节器 Download PDF

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CN101039070A
CN101039070A CNA2007100867384A CN200710086738A CN101039070A CN 101039070 A CN101039070 A CN 101039070A CN A2007100867384 A CNA2007100867384 A CN A2007100867384A CN 200710086738 A CN200710086738 A CN 200710086738A CN 101039070 A CN101039070 A CN 101039070A
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Abstract

在负载电流大于一阈值电流的情况下，电压调节器通过以一将输出电压保持在一调节电压下所需的负载循环来完全导通及关断一个或多个开关晶体管(16)从而以一传统方式运行。一旦检测到一低于一阈值的负载电流(76)，一控制器停止切换所述一个或多个晶体管并将一降低的驱动信号(44)施加至高端晶体管，以便将一恒定的涓流电流施加至所述负载。关闭不需要的组件以节省功率(42)。当所述输出电压降至一阈值(46)以下时，恢复所述正常切换例程来将所述调节器的输出电容器(28)再充电至某一电平，且所述调节器再一次进入轻负载电流模式。通过不完全关闭处于轻负载电流下的晶体管(如同在一传统的间歇操作模式下所进行的一样)，因较不频繁地切换所述一个或多个晶体管而具有较低的功率损耗。

Description

具有弱电流涓流模式的开关电压调节器
技术领域
本发明涉及电压调节器，且更具体而言涉及一种用于以一轻负载电流模式来运行一电压调节器以节省能量的技术。
背景技术
开关电压调节器为众所周知的。在一种降压开关调节器类型中，一连接至一供电电压的高端开关晶体管以一受控负载循环并以一固定频率在完全接通与完全关断之间切换，其中调节所述负载循环以使输出电压保持在一规定的调节电压下。来自所述晶体管切换的脉动电流由一通常由一系列电感器及一接地电容器构成的滤波器来校平。一二极管或同步整流器与所述高端晶体管串联且通常接地。当所述高端晶体管关断时，流过通电的电感器的电流由所述二极管或所述同步整流器传导。输出电容器校平三角电感器电流以将一经调节的直流电压提供至所述负载。平均电感器电流等于流入所述负载中的电流。
已知诸多其他类型的开关调节器，例如一使用所述晶体管的一固定接通时间同时改变所述接通时间之间的间隔的调节器。
在中等及高负载电流下，一开关调节器非常有效，因为所述开关晶体管在接通时具有极高的电导率。例如，要完全导通一高端PMOS晶体管，可将所述晶体管的栅极接地以达到一高的栅极-源极电压(Vgs)，而要完全关断所述晶体管，可将所述晶体管的栅极施加至所述供电电压Vin以使Vgs为零。施加至一NMOS低端开关的栅极电压也可为零伏或Vin以完全关断或导通所述NMOS晶体管。由于所述晶体管在接通时具有一低电阻，因此所述晶体管中具有最小功耗。
MOSFET的栅极具有一电容。当所述调节器在为所述负载提供中等及高电流时，因以所述切换频率对一个或多个所述栅极进行充电及放电所耗费的功率为所述调节器及负载所使用的总功率的一微不足道的分量。
然而，在极轻负载电流下，例如当所述负载处于一备用模式中时，因以所述切换频率对一个或多个所述栅极进行充电及放电所耗费的功率为所述调节器及负载所使用的总功率的一显著的分量。此问题因负载频繁地处于一低功率模式中达相对长的时间周期而加剧。当所述电源为一电池时，延长所述电池的使用时间非常重要。
已知在轻负载时将所述调节器置于一间歇运行模式中。此种调节器检测所述负载电流已降至一电流阈值以下并关闭所述高端晶体管直至所述输出电压已衰减至一输出电压阈值以下为止。在所述高端晶体管关闭时的时间期间，所述输出滤波电容器将所述电流提供至所述负载。所述输出电压衰减至所述阈值电压的时间长度取决于所述负载电流。一旦所述输出电压衰减至所述阈值电压，所述调节器便恢复正常操作(一切换循环猝发)以将所述输出电压升高至通常略高于所述标称调节电压的某一电压，且所述调节器再次进入其关闭模式。
低负载电流模式的其他形式包括一其中以一可变频率但以一固定的低负载循环来切换所述高端晶体管，以使所述输出电压保持在一电压范围内的模式。
在所述已知类型的间歇运行模式技术中，所述开关晶体管总是被控制在完全接通或完全关断状态。所述晶体管的任何切换均因其栅极的充电及放电而耗费功率。
双极晶体管也具有一寄生电容，其中所述调节器接通及关断所述双极晶体管需耗费功率。
需更进一步地减少一调节器在提供轻负载电流时所耗费的功率
发明内容
阐述一种用于开关电压调节器的新颖的轻负载电流模式技术。在一实施例中，本发明的开关调节器减少所述晶体管在轻负载电流下的切换循环数量，且因此，通过在所述轻负载电流模式期间将所述高端晶体管保持在一“减少接通”状态中以给所述负载提供一恒定涓流电流，来减少因对所述晶体管的栅极进行充电及放电所耗费的功率。此是通过将一降低的栅极-源极电压施加至所述高端晶体管以仅使一小的电流流过所述晶体管来实现的。所述涓流电流应处于或略低于所述负载所预期的最低电流消耗下，例如当处于一备用模式中时。当所述输出电压斜坡下降至一阈值电压以下时，恢复所述调节器的正常切换操作以使所述输出电压斜坡上升至起动电压，例如略高于所述标称调节电压，且所述调节器再次进入所述轻负载电流模式中并将一恒定的涓流电流提供至所述负载。
由于所述负载将被供以来自所述电源的一恒定的涓流电流，因此不同于用于关断所述晶体管并由所述输出电容器提供所述电流的现有技术方法，所述输出电压斜坡下降至所述阈值电压以下所花费的时间大大延长。因此，使所述电压斜坡上升的切换循环猝发之间的时间大大延长。因此，当所述调节器提供轻负载电流时几乎不存在因对所述栅极进行充电及放电而耗费的电流。此外，由于用于所述切换过程中的所有组件均关闭达一更长的时间，因此几乎不存在用于所述轻负载电流模式中的电流。
此使用一减少接通状态来提供一涓流电流的技术可适用于任何类型的调节器以增加其效率。此种调节器包括降压式、升压式、降压-升压式、或使用任何类型的晶体管(例如双极晶体管)的任何其他类型的调节器。
附图说明
图1说明一并入本发明的轻负载电流模式技术的一实施例的电压模式调节器。
图2A、2B及2C说明在提供高电流、中等电流及轻负载电流时图1的调节器的状态。
图3为一用于检测一轻负载状态并以所述轻负载电流模式运行所述调节器的例程的流程图。
图4说明一并入本发明的轻负载电流模式技术的一实施例的电流模式调节器。
以相同的编号标记的元件可为相同的元件。
具体实施方式
图1根据本发明的一实施例说明一并入一轻负载电流模式特征的电压模式电压调节器10。
一连接至所述调节器的输出端子的电阻分压器12将一反馈电压Vfb提供至一误差放大器14。将一稳定参考电压Vref提供至所述误差放大器14的一第二输入。调节器10调节开关晶体管16及18的负载循环以使Vfb保持在与Vref相同的电平下。
误差放大器14的输出为一电流，其添加及减去电容器20中的电荷以使电容器20电压与达到所述调节电压所需的负载循环相关。一更高的电容器电压对应于一更高的负载循环。在一电压模式调节器中，所述负载循环等于Vout与Vin之比。Vin可为一电池电压。
将所述电容器电压与一锯齿波振荡器22信号相比较。一脉冲宽度调制(PWM)比较器24将所述电容器电压与升高的锯齿波电压相比较。在一振荡器循环开始时，以一0伏的栅极电压来完全导通PMOS晶体管16以将所述电源输入电压Vin有效地连接至电感器26。当所述斜坡与电容器20电压相交时，导通PMOS晶体管16并关断同步整流器(NMOS晶体管18)。在正常操作期间以此种方式同时切换晶体管16及18。当晶体管16接通时，电感器26变成带电荷的，而当晶体管18接通时，电感器26变成不带电荷的。电感器26电流的斜坡上升及下降由一输出电容器28校平以提供一直流电压输出。流过电感器26的平均电流为通至负载的电流，所述负载连接至标记为Vout的输出端子。
在此正常模式中，一锁存器30接收PWM比较器24的“设定”输出及一来自一最小电流检测比较器32的信号以使晶体管16因至少一最小峰值电流而接通。比较器32接收一对应于流过晶体管16的斜坡电流的信号并接收一最小峰值电流阈值信号。如随后所述，任何需要对应于所述最小峰值电流阈值的较小电流的负载电流将被认为是一使所述调节器进入一轻负载电流模式的“轻负载电流”。所述最小峰值电流阈值信号的最佳电平可由所述调节器的特定应用来确定，例如一由进入一备用模式的负载触发的电平。
流过晶体管16的电流可由一电流传感器33以任意数量的传统方法来感测。这些方法包括：检测一串联于晶体管16与电感器26之间的低值电阻器两端的电压降、检测流过一与晶体管16并联的小晶体管的电流、检测一流过一其中电感器26为一次绕组的变压器的二次绕组的电流、或其他技术。
或者，所述负载电流可直接使用一与所述Vout端子串联的低值电阻器并测量所述电阻器两端的电压降来检测。如果所述电压降至某一阈值(其由一比较器确定)以下，则使所述调节器进入其轻负载电流模式。通过使用所述直接检测技术，不需要锁存器30、比较器32及电流传感器33。
假定所述负载电流为高，则锁存器30将一开关信号发送至一门驱动逻辑电路34，门驱动逻辑电路34可延迟晶体管16及18之一的切换以在所述晶体管在其接通与关断状态之间的过渡期间防止任何电流在Vin与接地之间流动。
驱动信号由驱动器36及38放大，以将一完全接通或完全关断控制信号提供至晶体管16及18的栅极。栅极电压Vg可为0伏或为供电电压Vin以确保完全导通及完全关断。通过完全导通晶体管16及18，所述晶体管因其低电阻率而具有最小的功耗。
上述调节器部分使用传统技术。
图2A及2B说明假定所述标称调节电压为5伏，调节器10在其正常模式期间的运行。在图2A中，所述负载电流为高。Vout恒定地保持在5伏处。每一循环(即所述负载循环)的高端开关(SW)的“接通时间”由Vout与Vin之比所确定。所述SW漏极电压图说明在节点39处PMOS晶体管的漏极上的近似电压，其中所述开关以一0伏的Vg来完全导通(节点39大致处于Vin下)并以一处于或接近于Vin的Vg来关断(节点39因晶体管18接通而接近接地)。电感器26电流IL随着晶体管16及18的同时切换而斜坡上升及下降。平均电流IL Avg为所述负载电流。图2B说明在一中等负载电流下的相同参数。应注意，唯一的差别是所述平均电感器电流。
如果所述负载开始汲取一低于调节器10进入其轻负载电流模式的阈值的轻电流，则会发生下述情况。所述最小峰值电流比较器32导致锁存器30使晶体管16保持接通状态达一在PWM比较器24关断信号后直至达到所述最小峰值电流为止的时间。在每一切换循环期间此“过量”电感器电流将使Vout以递增方式增加至5伏的标称Vout以上。一轻负载检测器40将Vfb与一略高于施加至误差放大器14的Vref的阈值电压(Vref+x)相比较。当Vfb升高至所述阈值电平以上时，检测器40用信号通知调节器10所述负载电流为轻及调节器10应进入其轻负载电流模式。
将检测器40的输出施加至一轻负载模式控制器42(其可为一非常简单的开关电路)。当检测到一轻负载电流时，控制器42控制调节器10以停止切换晶体管16及18。此可通过移除通至误差放大器14、振荡器22、PWM比较器24、锁存器30、逻辑电路34、及驱动器36及38的所有功率来实现。移除通至这些组件的所有功率可通过控制一将功率耦合至这些组件的开关来实施。在所述轻负载电流模式期间，关闭所有不需要的组件还节省功率。也可关闭不需要的额外组件。控制器42还使一低电平驱动信号被施加至晶体管16的栅极以使晶体管16保持在一“减少接通”状态中从而给所述负载产生一小的涓流电流。一种实施此操作的方法是启用一连接至晶体管16的栅极的低功率电压调节器44。例如，如果在驱动器36控制下的晶体管16的一完全接通状态使用0伏的栅极电压来提供最高Vgs电压(例如，7伏)，则低功率电压调节器44可提供一仅为1伏的Vgs，其中所述栅极电压仅低于Vin 1伏。低功率调节器44可为一将Vin用作输入电压的线性调节器。
在所述轻负载电流模式中必须关闭同步整流器18以避免使Vin短接至接地。一二极管可用来代替一同步整流器或与一同步整流器并联使用。
所述涓流电流可仅为几毫安或者甚至几微安。
由于所述涓流电流为一直流电流，因此电感器26将主要充当一短路。
如果所述轻负载电流大于所述恒定涓流电流，则输出电压Vout将缓慢下降。一低电压检测器46(一比较器)连接至Vfb并连接至一略低于Vref的电压(Vref-x)。如果Vfb降至Vref-x以下，则低电压检测器46用信号通知轻负载模式控制器42再次导通所述开关电路并停止给晶体管16发送低电平驱动信号。然后，恢复正常切换操作。如果所述负载电流仍为轻，则Vout将再次升高至所述阈值以上，且所述轻负载电流模式将再次启动。检测器40及46实际上可为一将Vout保持在两个电压之间的单个滞后比较器。
调节器10也可包括一过压检测器(未图示)，在调节器10处于所述轻负载电流模式中时Vout升高至一阈值以上(指示所述涓流电流大于负载需要)的情况下，所述过压检测器自动关闭晶体管16。在此种情况下，晶体管16的关闭使Vout下降直至达到一低阈值为止。此时，恢复切换模式，之后是轻负载电流模式。在另一实施例中，使用反馈来自动调节设定所述涓流电流的驱动信号以防止Vout在所述轻负载电流模式期间增加。
图2C说明处于所述轻负载电流模式中的调节器10的某些参数。Vout图显示当晶体管16的切换使Vout超过一为5.1伏的阈值时，调节器10进入所述轻负载电流模式。所述阈值可为超过所述标称电压的任一量值。如前面所提及，所述轻负载模式可以任意数量的其他方式来触发，例如通过直接检测通至所述负载的电流。
在达到Vout的高阈值后，控制器42将一降低的驱动信号施加至晶体管16。如图2C中所示，将晶体管16开关(SW)驱动至一“减少接通”状态以提供一涓流电流。所述涓流电流可为低于正常模式中可达到的最小电流的任一电平。所述涓流电流越接近于所述负载使用的电流，用于再充电输出电容器28的晶体管的切换之间的周期就越长。在一实施例中，所述涓流电流为所述调节器产生最小峰值阈值电流时所述正常模式中所产生的直流输出电流的1/10或以下。在图2C的SW漏极图中，所述开关经控制以提供一涓流电流时，电感器26为一短路且节点39大致处于Vout下。Vout将根据所述涓流电流与所述负载电流之间的差而随着时间改变。
当Vout降至一低阈值时，恢复所述切换直至Vout升高至所述高阈值为止，并再次启用所述轻负载电流模式。
图3为上文所述的基本过程的一流程图。在步骤50中，以任一方式来感测所述负载电流以确定所述负载电流是否低于一轻负载电流阈值(步骤52)。如果所述负载电流不低于所述阈值，则实施所述晶体管的正常切换(步骤54)。可使用任一类型的开关调节器来提供一高于所述轻负载电流阈值的调节电压。各种类型的适当开关调节器阐述于第5,481,178号美国专利中，所述专利以引用的方式并入本文中。
如果检测到所述负载电流低于所述轻负载电流阈值，则在步骤56中使所述调节器：1)停止切换；2)关断任何同步整流器；3)将一降低的驱动信号施加至所述高端开关的控制端子以产生一用于所述负载的小且连续的涓流电流；及4)关闭不需要的组件以节省功率。
在步骤58中，感测所述输出电压。在步骤60中，确定所述输出电压是否已降至一阈值以下。如果是，则恢复正常切换操作(步骤54)。如果不是，则继续轻负载电流模式(步骤62)。
替代于MOSFET，可使用任何其他类型的开关晶体管，例如双极晶体管。如众所周知，一双极晶体管具有一在切换所述晶体管时必须被充电及放电的寄生电容器。
本发明的轻负载电流特征使在一轻负载电流状态期间保持调节电压所需的切换循环数量最小化。这通过减少导通及关断所述晶体管时对所述开关晶体管进行充电及放电的频率而节省功率。
图4说明本发明并入到一电流模式调节器70中。
在一电流模式调节器中，控制负载循环以产生在每一开关循环期间保持一恒定调节电压所需的电流。流过电感器26的瞬时电流由一电流传感器33来感测。一PWM控制器72接收一误差放大器信号14、来自电流传感器33的电流信号、一来自振荡器74的脉冲串及一执行一最小峰值电流的信号。所述振荡器脉冲导通高端晶体管16并关断低端晶体管18。当斜坡瞬时电流与误差放大器14信号相交时，PWM控制器72控制关断晶体管16及导通晶体管18。此过程重复用于每一振荡器循环。
在低负载电流下，施加至PWM控制器72的最小峰值电流信号使晶体管16传导一高于所述负载所需的电流的最小峰值电流。此将使输出电容器28充电至一高于标称调节电压的电压。当升高的Vfb超过Vref时，误差放大器14的输出降至一由轻负载检测器76所感测的阈值以下。如前面所述，此用信号通知轻负载模式控制器42控制调节器70以进入一轻负载电流模式。
在所述轻负载电流模式期间，高端晶体管16将保持在一“减少接通”状态中以将一连续的涓流电流提供至所述负载，所述涓流电流通常为一略小于所述负载实际汲取的电流之电流。此将使输出电容器28缓慢地放电，从而导致Vout及Vfb下降。Vfb降至一阈值以下会触发低电压检测器46，从而使控制器42将调节器70放置于其正常切换模式中直至输出电容器28再次重新充电至其中启动所述轻负载电流模式的点。
在一电流模式控制器中，可以诸多方法来执行所述最小峰值电流。
所述开关晶体管可形成于与所述控制电路相同的芯片上，或形成于一不同的芯片上。
在调节器的一些实施例中，例如在一升压配置中，所述电感器直接连接至所述供电电压，且一第一开关晶体管串联连接于所述电感器与接地之间。一同步切换的第二晶体管连接于所述电感器与所述输出端子之间。在此情况下，处于所述轻负载电流模式中的第二晶体管的“减少接通”状态汲取流过所述电感器(其起到类似于一短路的作用)及通至所述负载的电流。
图1及4的调节器包括：1)一第一控制器，其用于提供用于完全接通及完全关断所述一个或多个晶体管以提供高于一阈值电流的负载电流的所有控制功能；及2)一第二控制器，其用于提供用于以轻负载电流模式(其中使一晶体管保持在一恒定的“减少接通”状态中以仅将一涓流电流提供至所述负载)来运行所述调节器的所有控制功能。所述第一及第二控制器可使用某些相同的电路。
上文已详细地阐述了本发明，所属领域的技术人员将了解，即使给出了本揭示内容，但在不背离本文中所述的精神及发明性概念的情况下可对本发明进行修改。因此，本揭示内容并非旨在将本发明的范围局限于所示及所述的具体实施例。

Claims (13)

1、一种电压调节器(10，70)，其用于调节一施加至一汲取一负载电流的负载的电压，所述调节器包括：
一开关调节器部分，所述开关调节器部分包括：
一第一控制器(14、24、72、32、40、42)，其接收一与所述调节器的一输出电压相关的反馈信号并在负载电流超过一第一阈值电流时，以一使所述调节器的一输出电压保持在一调节电压下所需的负载循环来切换一第一晶体管(16)，所述第一控制器将一第一驱动信号(36)间歇地施加至所述第一晶体管以在负载电流超过所述第一阈值电流时的时间期间导通所述第一晶体管；及一非开关调节器部分，其包括：
一第二控制器(76、40、42、44、46)，其检测一负载电流何时低于所述第一阈值电流，且响应于此，停止切换所述第一晶体管并将一不同于所述第一驱动信号的恒定的第二驱动信号施加至所述第一晶体管，以使所述第一晶体管传导一低于所述第一阈值电流的涓流电流，
所述第二控制器包括一低电压检测器(46)，所述低电压检测器在产生所述涓流电流的同时检测所述调节器的所述输出电压是否低于一阈值电压，并响应于此，切换所述第一控制器以将所述输出电压升高至一更高的电平。
2、如权利要求1所述的调节器，其中所述第一控制器包括一脉冲宽度调制(PWM)控制器(24、72)。
3、如权利要求1所述的调节器，其进一步包括一感测流过所述第一晶体管的电流的电流传感器(33)，其中所述第一控制器(14、24、72、32、40、42)感测一来自所述电流传感器的信号并防止所述第一晶体管(16)关断直至在一切换循环期间达到一流过所述第一晶体管的最小峰值电流为止，借此当所述负载电流低于所述第一阈值电平时，所述输出电压将升高。
4、如权利要求1所述的调节器，其进一步包括一用于检测一负载电流何时低于所述第一电流阈值的负载电流检测器(40、76)，其中所述负载电流检测器包括一比较器，所述比较器将一对应于所述调节器的所述输出电压的信号与一参考电压相比较以确定所述输出电压是否已升高至所述参考电压以上。
5、如权利要求1所述的调节器，其中所述第二控制器(76、40、42、44)包括一产生用于所述第一晶体管(16)的所述恒定的第二驱动信号的电压源(44)。
6、如权利要求1所述的调节器，其中所述第一晶体管(16)在接收所述第一驱动信号时具有一第一电导率且在接收所述第二驱动信号时具有一较低的第二电导率。
7、如权利要求1所述的调节器，其中所述第一晶体管(16)为一具有一栅极的PMOS晶体管，且其中所述第二驱动信号为一栅极电压，所述栅极电压大于零伏以使所述PMOS晶体管在接收所述第一驱动信号时具有一第一电导率且在接收所述第二驱动信号时具有一较低的第二电导率。
8、如权利要求1所述的调节器，其中当将所述恒定的第二驱动信号施加至所述第一晶体管时所述第二控制器禁用所述第一控制器。
9、如权利要求1所述的调节器，其中所述第二控制器(76、40、42、44)包括一比较器(46)，所述比较器检测所述输出电压何时已降至一阈值电压以下，并响应于此，启用所述第一控制器以恢复切换所述第一晶体管。
10、一种由一电压调节器(10，70)实施的方法，所述电压调节器用于调节一施加至一汲取一负载电流的负载的电压，所述方法包括：
接收一与所述调节器的一输出电压相关的反馈信号(14)；
当负载电流超过一第一阈值电流时，以一将所述调节器的一输出电压保持在一调节电压下所需的负载循环来切换一第一晶体管(16)，
切换所述第一晶体管包括将一第一驱动信号(36)间歇地施加至所述第一晶体管以在负载电流超过所述第一阈值电流(46)时的时间期间导通所述第一晶体管；
检测一负载电流何时低于所述第一阈值电流(40)；
响应于检测一负载电流何时低于所述第一阈值电流，停止切换所述第一晶体管并将一不同于所述第一驱动信号的恒定的第二驱动信号(44)施加至所述第一晶体管，以使所述第一晶体管传导一低于所述第一阈值电流的涓流电流；及
在产生所述涓流电流的同时检测所述调节器的所述输出电压是否低于一阈值电压，并响应于此，切换所述第一晶体管以将所述输出电压升高至一更高的电平。
11、如权利要求10所述的方法，其中将一恒定的第二驱动信号(44)施加至所述第一晶体管包括将一产生所述恒定的第二驱动信号的电压源(44)施加至所述第一晶体管的一控制端子。
12、如权利要求10所述的方法，其中所述第一晶体管(16)在接收所述第一驱动信号时具有一第一电导率且在接收所述第二驱动信号时具有一较低的第二电导率。
13、如权利要求10所述的方法，其进一步包括在将所述恒定的第二驱动信号施加至所述第一晶体管时禁用用于切换所述第一晶体管(16)的组件。
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