CN103391000B - 用于dc‑dc变换器的电流模式控制 - Google Patents

Abstract

一种DC‑DC变换器(100)包括电流控制级(110)，该电流控制级被配置为基于该DC‑DC变换器(100)的输出电压、输入电压和基准电压提供阈值。关断时间控制器(130)可以被配置为接收该阈值并基于该阈值来控制该DC‑DC变换器(100)的关断时间(TOFF)，从而使得该关断时间与该DC‑DC变换器(100)产生的峰值电流成反比。

Description

用于DC-DC变换器的电流模式控制

相关申请的交叉引用

本申请要求于2012年5月11日提交的题为“CURRENT MODE CONTROL WITH PEAKCURRENT DEPENDENT VARIABLE OFF-TIMEAND AUTOMATIC PULSE SKIPPING”的美国临时专利申请61/646,141的权益，该临时申请以其整体通过引用合并于此。

技术领域

本公开涉及一种提供DC-DC变换器的电流模式控制的系统和方法。

背景技术

电压变换器如DC-DC变换器具有两种形式。当输入电压将要通过变换器进行电压递增时，采用升压或递增结构。当输入电压需要通过变换器递减到较低电压时，采用降压变换器。因此，降压变换器为递减DC-DC变换器。其设计类似于递增升压变换器，并且像升压变换器那样，其为采用开关(例如晶体管和二极管)、电感器和电容器的开关模式电源。开关变换器可以是相当有效率的(例如对于集成电路来说为95％或更高)，这使得它们适用于例如将计算机中的主电压(例如台式计算机中的12V、膝上型计算机中的12-24V)变换降低到处理器所需的0.8-1.8伏等任务。

以恒定开关频率运行的感应式DC-DC变换器的主要问题在于其在轻载下以低电力效率运行，这是由于主要取决于开关频率的高(恒定)开关损耗。为了克服该问题，设计人员采用跳跃模式或脉冲串模式来降低轻载下的开关周期数量。这些操作模式的问题是除了它们在输出上产生高纹波电压外，它们还需要额外的检测和控制电路。

发明内容

在一个示例中，电流控制级可被配置为基于DC-DC变换器的输出电压、输入电压和基准电压提供阈值。关断时间控制器可被配置为接收该阈值并基于该阈值来控制该DC-DC变换器的关断时间(TOFF)，从而使得该关断时间与DC-DC变换器产生的峰值电流(IPEAK)成反比。

在另一示例中，一种方法包括在比较器的第一输入端提供阈值以限定DC-DC变换器的关断时间，从而使得该关断时间与该DC-DC变换器产生的峰值电流成反比。该方法包括在该比较器的第二输入端产生斜坡信号，其中该斜坡输入通过该比较器与该阈值进行比较，从而基于该关断时间来控制该DC-DC变换器的开关频率。

在又一示例中，一种DC-DC变换器包括电流控制级，该电流控制级被配置为产生阈值以设定DC-DC变换器的关断时间，从而使得该关断时间与该DC-DC变换器产生的峰值电流成反比。该DC-DC变换器可包括TOFF控制器，该TOFF控制器被配置为监测该阈值并产生输出以控制该DC-DC变换器的开关频率。斜坡发生器可被配置为提供斜坡信号至该TOFF控制器，其中该TOFF控制器将该斜坡信号与该阈值进行比较，从而动态调整该DC-DC变换器的开关频率。

附图说明

图1示出DC-DC变换器的示例，其采用电流模式控制来动态调整该变换器的操作模式。

图2示出提供该变换器的电流模式控制的示例性DC/DC变换器电路。

图3示出描述DC-DC变换器的操作模式的示例性信号图。

图4示出提供DC/DC变换器的电流模式控制的示例性方法。

具体实施方式

图1示出了DC-DC变换器100的一个示例，其采用电流模式控制来动态调整该变换器的操作模式。DC-DC变换器100包括被配置为基于该DC-DC变换器的输出电压(VFB，其是基于输出电压的反馈)、输入电压(VIN)和基准电压(VREF)提供阈值的电流控制级110。如图所示，VREF和VFB作为输入被提供给驱动电流控制级120的输入级120。关断时间(TOFF)控制器130可被配置为接收该阈值并基于该阈值来控制该DC-DC变换器100的关断时间，从而使得该关断时间与该DC-DC变换器产生的峰值电流(IPEAK)成反比。该阈值可基于检测到的峰值电流而被动态调整。该动态调整使得该DC-DC变换器100能够基于负载电流而在不同的操作模式(例如无开关模式、可变频率开关模式、最大频率开关模式)下操作。斜坡发生器140提供斜坡信号给TOFF控制器，其也可以根据检测到的负载状况而被启用或禁用。因此，该阈值和/或斜坡信号可根据检测到的DC-DC变换器100的负载电流而变化。

例如，如果检测到非常轻的负载，斜坡发生器140可以被禁用(例如通过半导体器件)，使得该TOFF控制器130禁用在DC-DC变换器100的输出端产生的电流，这增加了该变换器的效率。对于中等或中间负载，来自斜坡发生器140的斜坡信号与该阈值一起使得该TOFF控制器130进入可变频率操作模式，其中开关频率基于检测到的负载电流而变化，这进而导致该阈值发生变化。对于非常重的电流负载，该阈值可变为固定的，从而使得该DC-DC变换器100进入最大频率和开关操作模式。如图所示，来自TOFF控制器130的输出可以被馈入TON控制器150，其也帮助设定DC-DC变换器100中的峰值电流。TON控制器150控制功率开关电路160中的功率开关和电感器电流。功率开关电路160通过将电流切换到电感器中(如下面图2所示)来控制DC-DC变换器100的VOUT。至TON控制器150的单独电流控制输入由IPEAK控制器170提供，该IPEAK控制器170基于ISETmin信号进行操作，该ISETmin信号与由输入级120驱动的电流源180产生的I(contol)信号相加。

在一个示例中，电流控制级110可包括设定DC-DC变换器100的控制电流的第一晶体管和设定用于产生该阈值的阈值电流的第二晶体管，其中这里描述的这些晶体管和其它电路将在下面的图2中图示说明。电流源180可被设置成与控制电流并联，以设定DC-DC变换器100的最小电流ISETmin。该最小电流ISETmin可根据以下等式与最小峰值电流值IPEAKmin相关：

IPEAKmin≈ISETmin*N，

其中N代表切换DC-DC变换器100的电感器中的电流的功率开关与感测该DC-DC变换器中的控制电流I(control)与最小电流ISETmin之和的感测开关之间的电流大小关系。

如上所述，斜坡发生器140提供斜坡信号至TOFF控制器130，以方便调整DC-DC变换器100的开关频率。TOFF控制器130可包括比较器，该比较器在该比较器的第一输入端上接收该阈值并且在该比较器的第二输入端上接收来自斜坡发生器140的斜坡信号以便为TOFF控制器130提供比较器输出，该比较器输出控制DC-DC变换器在不同负载状况下的开关频率。与电流I(toff)串联的半导体器件可被包含在斜坡发生器140内以启用脉冲跳跃模式，在该模式下，当该半导体器件两端的电压低于该阈值时，该输出电流被禁用。可为半导体器件提供多种结构。例如，该半导体器件可被实现为二极管，例如半导体二极管或二极管连接型晶体管。在其他示例中，该二极管可以是例如固态二极管或者能够控制电流流入或流出斜坡发生器的其它器件。

电流源可被提供在斜坡发生器140中，该电流源被设置成与半导体器件串联以设定TOFF电流I(toff)，从而方便调整DC-DC变换器100的最小关断时间TOFF(min)。电容器也可与半导体器件和第二电流源串联使用，以方便调整DC-DC变换器100的最小关断时间TOFF(min)。这里所描述的DC-DC变换器100的电流模式控制和动态模式切换可实质上应用于任意类型的变换器。例如，DC-DC变换器100可被配置为递增结构或递减结构。

应注意，这里描述的示例可通过不同的电路实施方式来提供，其包括可以是分立的或集成的数字或模拟实施方式。例如，在一个示例中可采用电阻/电容滤波器，或者在其它示例中可采用开关电容滤波器。类似地，在一些示例中，可采用跨导放大器，而在其它示例中可采用电压控制的运算放大器。在一些情况下可采用场效应晶体管，而在其它情况下可采用结型晶体管或二极管。一些控制部件可被用作分立实施方式，例如将基准信号与控制信号进行比较的比较器，以及在其它示例中，可采用通过处理器指令进行操作以及通过DA和AD变换器交换数据的控制器来监测基准电压并在DC-DC变换器100中产生控制信号。

图2示出了为变换器提供电流模式控制的一种示例性DC-DC变换器电路200。电路200包括输入级210，该输入级包括监测输入V-REF和V-FEEDBACK(与图1中的VFB相同)并在其输出端分别通过电阻器Rcomp和电容器Ccomp进行滤波的跨导放大器212。输入级210驱动电流控制级214，该电流控制级包括第一晶体管M1和电阻器R1以设定DC-DC变换器的控制电流，并且包括第二晶体管M2和电阻器R2以设定该变换器的阈值电流，该阈值电流设定电阻器R3两端的阈值电压。R3两端的阈值电压被施加到TOFF比较器216的输入端，其中TOFF比较器指代图1中的TOFF控制器130并且R3两端的阈值电压指代图1中的阈值电压。斜坡发生器220提供其它输入至TOFF比较器216。斜坡发生器220可包括I(toff)电流源、用于在轻载下操作的二极管D、控制斜坡信号的斜率的电容器Ctoff以及重置斜坡发生器的晶体管222。

作为进一步的示例，参考标记250表示斜坡发生器220中的二极管D的一些可替换结构。在这个示例中，可替换的示例性结构包括被配置和操作为二极管的二极管连接型晶体管。

来自TOFF比较器216的输出馈送TON控制器(TON-FF)224(例如双稳态多谐振荡器)，其进而驱动功率开关电路230。至TON控制器224的另一输入从IPEAK比较器234(例如对应于图1中的IPEAK控制器170)接收。IPEAK比较器234从功率开关电路230接收与电感器电流有关的输入以及与代表标识为I(control)的控制电流与标识为ISETmin的固定电流源(参考图1中的电流源180)之和的电流有关的其它输入。功率开关电路230可包括由栅极驱动器240驱动的电感器L、功率开关和整流器。功率开关电路230也可包括输入电容器Cin、负载电容器Cload和零(ZERO)比较器244。

如图所示，功率开关电路230接收VIN并切换通过电感器L的电流以产生VOUT。输入电压VIN也可被提供至斜坡发生器和阈值电阻器R3的一端。输入VIN也通过提供电流源ISETmin和M1与R1的电流控制路径的感测开关而被感测。

在一个方面，电路200可控制DC-DC变换器的关断时间，从而使得通过增加被标识为晶体管M2和电阻器R2的、由放大器212的输出所控制的附加电流控制级来使得TOFF～1/IPEAK。该附加级的漏极电流限定R3两端的TOFF比较器216的阈值电压。电流源ISET(min)与通过M1/R1的控制电流并联，其将峰值电流限定为IPEAK＝[I(control)+ISET(MIN)]*N，其限定功率开关与感测开关之间的电流比率。二极管D可与TOFF斜坡发生器220的电流源I(toff)串联设置。在满载情况下，最小TOFF可被表示为：TOFF(min)＝(C(toff)/I(toff))*(VIN*R2/(R2+R3))。对于轻载状况，M2的漏极电流由于R3两端具有较小的电压降而减小。因此，TOFF比较器216的反相输入端上的电压上升，这使得TOFF升高，并且因此使得DC-DC变换器的开关频率减小。

在轻载或零载下，当R3两端的电压降低于二极管D的正向电压时，TOFF比较器216的非反相输入端不再可达到反相输入端上的基准电压，这使得TOFF逼近无穷大。整个系统在这种状况下因此等待或者“脉冲跳跃”，直至放大器212的输出电压高到足以使得R3两端的电压与二极管D两端的正向电压相匹配。如上所述，二极管D可以具有多种实施方式，其可以是真正的结型二极管或PCH/NCH二极管操作的MOS晶体管，例如在250处所示的那样。

图3示出描述DC-DC变换器的操作模式的示例性信号图300。图300在图表310处示出DC-DC变换器的电感器电流并且在图表320处示出图2的TOFF比较器216的正输入和负输入。在轻载条件下，由于正输入不再到达TOFF比较器的负输入，该系统自动停止切换(跳跃模式)。在中等负载条件下，TOFF比较器阈值电压(TOFF比较器的负输入)跟随电感器电流，其结束于可变频率(例如电压控制的振荡器(VCO))操作。在重载条件下，负输入停止移动，从而使得TOFF比较器现在以固定阈值电压来运行，其结束于固定最大频率操作。

鉴于前述结构和上面描述的功能特征，参考图4将更好地理解一种示例性方法。虽然为了解释的简单性，该方法被显示和描述为顺序地执行，但是应该明白和理解的是，该方法并不限于这里示出的顺序，因为该方法的一些部分可按照与这里显示和描述的不同顺序来发生和/或同时发生。该方法可通过在例如IC或控制器中配置的多种部件来执行。

图4示出提供DC-DC变换器的电流模式控制的示例性方法400。在410处，方法400包括在比较器的第一输入端提供阈值(例如，通过图1中的电流控制级110)以便为DC-DC变换器设定关断时间，使得该关断时间与DC-DC变换器产生的峰值电流成反比。在420处，方法400包括在该比较器的第二输入端产生斜坡信号，其中该斜坡输入通过该比较器与该阈值相比较，从而基于该关断时间来控制DC-DC变换器的开关频率。在430处，方法400包括当半导体器件两端的电压低于该阈值时，利用与该斜坡信号串联的该半导体器件来禁用该DC-DC变换器的开关频率。

尽管未示出，方法400也可包括当该半导体器件导通并且该阈值在该DC-DC变换器的最大电流负载之下被动态调整时，启用该DC-DC变换器的可变频率操作。这可包括当该阈值变为固定在该DC-DC变换器的最大电流负载时，启用DC-DC变换器的最大频率操作。方法400也可包括利用与该半导体器件串联的第一电流源来限定该DC-DC变换器的最小关断时间电流Itoff。该方法包括利用与该DC-DC变换器的控制电流并联的第二电流源来设定该DC-DC变换器的最小电流ISETmin。该最小电流ISETmin可根据等式IPEAKmin≈ISETmin*N与最小峰值电流IPEAKmin相关，其中N代表切换该DC-DC变换器的电感器中的电流的功率开关与感测该DC-DC变换器中的最小电流ISETmin的感测开关之间的电流大小关系。

上面所描述的均是示例而已。当然，这里不可能描述这些部件或方法的每种可想到的组合，但是，本领域普通技术人员将认识到还可以有多种组合和变形。因此，本公开意欲包括落入本申请范围内的所有此类变化、修改和变形，包括随附的权利要求。如本文所用，术语“包括”意味着包括但不限于此，术语“包含”意味着包含但不限于此。术语“基于”意味着至少部分基于。此外，当本公开或权利要求引用“一”、“一个”、“第一”或“另一”元件或其等价物时，其应当被解释为包括一个或多于一个此类元件，并不要求或者排除两个或更多个此类元件。

Claims (16)

1.一种DC-DC变换器，其包括：

电流控制级，其被配置为基于所述DC-DC变换器的输出电压、输入电压和基准电压提供阈值，其中所述电流控制级进一步包括为所述DC-DC变换器设定控制电流的第一晶体管和设定被用来产生所述阈值的阈值电流的第二晶体管；以及

关断时间控制器，其被配置为接收所述阈值并基于所述阈值来控制所述DC-DC变换器的关断时间TOFF，从而使得所述关断时间与所述DC-DC变换器产生的峰值电流IPEAK成反比，其中第一电流源与所述控制电流并联以便为所述DC-DC变换器设定最小电流ISETmin。

2.如权利要求1所述的DC-DC变换器，其中所述最小电流ISETmin根据以下等式与所述DC-DC变换器的所述峰值电流的最小值IPEAKmin相关：

IPEAKmin≈ISETmin*N

其中N代表被配置为切换所述DC-DC变换器的电感器中的电流的功率开关与被配置为感测所述DC-DC变换器的所述最小电流ISETmin的感测开关之间的大小关系。

3.如权利要求1所述的DC-DC变换器，其进一步包括斜坡发生器，所述斜坡发生器被配置为提供斜坡信号给TOFF控制器以方便所述DC-DC变换器的开关频率的调整。

4.如权利要求3所述的DC-DC变换器，其中所述TOFF控制器进一步包括比较器，所述比较器被配置为在所述比较器的第一输入端上接收所述阈值并且在所述比较器的第二输入端上接收所述斜坡信号，从而为所述TOFF控制器生成控制所述DC-DC变换器在不同负载条件下的所述开关频率的比较器输出。

5.如权利要求3所述的DC-DC变换器，其进一步包括与所述斜坡发生器串联以启动脉冲跳跃模式的半导体器件，在所述脉冲跳跃模式下，当斜坡电容器C(toff)两端的电压低于所述阈值时输出电流被禁用。

6.如权利要求5所述的DC-DC变换器，其中所述半导体器件包括二极管或者被配置为二极管的晶体管。

7.如权利要求6所述的DC-DC变换器，其进一步包括与所述半导体器件串联以设定TOFF电流Itoff的第二电流源，以方便调整所述DC-DC变换器的最小关断时间TOFF(min)。

8.如权利要求7所述的DC-DC变换器，其进一步包括与所述半导体器件和所述第二电流源串联的电容器，以方便调整所述DC-DC变换器的最小关断时间TOFF(min)。

9.如权利要求1所述的DC-DC变换器，其中所述DC-DC变换器被配置为递增结构或递减结构。

10.一种用于提供DC-DC变换器的电流模式控制的方法，其包括：

在比较器的第一输入端提供阈值以设定DC-DC变换器的关断时间，使得所述关断时间与所述DC-DC变换器产生的峰值电流成反比；以及

在耦合到所述比较器的第二输入端的电路中产生斜坡信号，其中所述斜坡输入通过所述比较器与所述阈值进行比较，从而基于所述关断时间来控制所述DC-DC变换器的开关频率，进一步包括当与所述斜坡信号串联的半导体器件两端的电压低于所述阈值时，利用所述半导体器件来禁用所述DC-DC变换器的开关频率。

11.如权利要求10所述的方法，其进一步包括当所述半导体器件导通并且所述阈值在所述DC-DC变换器的最大电流负载之下被动态调整时，启用所述DC-DC变换器的可变频率操作。

12.如权利要求11所述的方法，其进一步包括当所述阈值变为固定在所述DC-DC变换器的最大电流负载时，启用所述DC-DC变换器的最大频率操作。

13.如权利要求10所述的方法，其进一步包括利用与所述半导体器件串联的第一电流源来限定所述DC-DC变换器的最小关断时间电流Itoff。

14.如权利要求10所述的方法，其进一步包括利用与所述DC-DC变换器的控制电流并联的第二电流源来设定所述DC-DC变换器的最小电流ISETmin。

15.如权利要求14所述的方法，其中所述最小电流ISETmin根据以下等式与最小峰值电流值IPEAKmin相关：

IPEAKmin≈ISETmin*N，

其中N代表切换所述DC-DC变换器的电感器中的电流的功率开关与感测所述DC-DC变换器中的控制电流I(control)与所述最小电流ISETmin之和的感测开关之间的电流大小关系。

16.一种DC-DC变换器，其包括：

电流控制级，其被配置为产生阈值以限定DC-DC变换器的关断时间，从而使得所述关断时间与所述DC-DC变换器产生的峰值电流成反比；

TOFF控制器，其被配置为监测所述阈值并产生输出以控制所述DC-DC变换器的开关频率；以及

斜坡发生器，其被配置为提供斜坡信号至所述TOFF控制器，其中所述TOFF控制器将所述斜坡信号与所述阈值相比较以动态调整所述DC-DC变换器的开关频率，进一步包括与所述斜坡信号串联的半导体器件，当所述斜坡电容器C(toff)两端的电压低于所述阈值时，所述半导体器件禁用所述DC-DC变换器的开关频率。