CN102484633A - 相位调整电路、相位调整方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种对IQ本地信号的相位进行调整的电路。关于在以生成IQ正交本地信号为目的的本地生成部中生成的本地信号A和本地信号B，对本地信号A的输出加上调整了增益的本地信号B而得到本地信号A2，并且从本地信号B的输出中减去调整了增益的本地信号A而得到本地信号B2。即使在本地信号A与本地信号B之间的位置关系从90度偏离的情况下，也能够通过改变可变放大器(AMP1、AMP2)的增益的调整量，来容易地调整本地信号A2与本地信号B2之间的相位差。

Description

相位调整电路、相位调整方法

技术领域

本发明涉及一种相位调整电路、相位调整方法，特别是，涉及一种使用于进行正交解调的接收电路或者进行正交调制的发送电路中的生成IQ正交本地信号的相位调整电路、相位调整方法。

背景技术

近年来，以便携式电话机、数字广播为代表，作为无线通信方式而广泛应用对数字信号进行调制来发送和接收的数字调制方式。数字调制主要举出PSK(Phase Shift Keying：移相键控)调制、QPSK(Quadrature PSK：正交PSK)调制、QAM(QuadratureAmplitude Modulation：正交调幅)、OFDM(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing：正交频分复用)等。这些均为使用I信号(In-phase信号，同相成分)与Q信号(Quadrature信号，正交成分)正交复用而得到的信号的通信方式。

在使用这些I信号和Q信号来进行IQ调制、IQ解调时，作为其方法之一，以下方法简单且有效。即，使用将载波频率设为相位相差90度的两个信号而得到的IQ正交本地信号，使用混频电路对由IQ表示的基带信号进行直接调制或者对IQ正交调制后的高频信号进行直接解调的方法简单且有效。但是在进行该直接调制、直接解调的情况下，当I本地信号与Q本地信号的相位差从作为理想的相位差的90度偏离时，IQ的正交性受损，从而引起通信品质的恶化，这是公知的。

例如，在进行IQ正交调制的发送机或接收机中，当IQ正交本地信号的相位差从准确的90度偏离时，调制信号和解调信号的IQ星座图(Constellation)扭曲，使EVM(Error VectorMagnitude：误差矢量幅度)恶化。因此，将IQ正交本地信号的相位误差抑制为小在实现更好的通信品质方面很重要。但是，由于用于生成I本地信号和Q本地信号的90度移相电路的不完备性、本地信号的传输路径在I侧Q侧不平衡等各种原因而产生IQ正交本地信号的相位误差。因此，需要对IQ本地信号进行相位校正以实现极小相位误差。

对IQ本地信号的相位误差进行调整的方法例如记载于专利文献1中。在专利文献1中，使用图18示出的电路对IQ本地信号的相位差进行调整来抑制相位误差。在该电路中，对单输入端子输入本地信号，从差动输出端口得到调整过相位的本地信号。并且，通过将电容C1和C2或者电阻R1和R2设为可变元件来分别调整电容值或电阻值，与其值相应地使出现在差动输出端口的信号的相位改变。

专利文献1：日本特开2008-205810号公报

发明内容

发明要解决的问题

在用于实现进行IQ正交调制的发送机或接收机的实际的电路中，由于各种原因而IQ正交本地信号的相位差从90度偏离。例如，还存在如下情况：由于从IQ正交本地信号生成电路向混频电路的传播路径中的电阻成分、电容成分的失配而IQ本地信号的传播延迟产生差异，或者由于IQ正交本地信号生成电路本身所具有的IQ间的失配而本地信号的波形在IQ间产生差异，其结果是混频电路中的开关时刻在IQ间错开而形成相位误差。因此，为了提高通信品质，需要进行校正的IQ相位调整电路使得在制造发送机或接收机之后将IQ正交本地信号的相位差校正为90度。

在此，在专利文献1所记载的电路中，利用由电阻与电容的组合产生的相位变动的频率特性来调整相位。因此，为了对从低频率至高频率具有大频率范围的本地信号的相位进行调整，需要能够大幅调整电阻值与电容值。另一方面，为了确保相位调整精度而需要极其精细的调整。因而，需要大电阻调整幅度和大电容调整幅度，并且需要能够对它们进行精细调整。因此，在保持高精度的状态下应用于大频率范围的本地信号时，元件值切换的规模变大，因此不容易实现。

另外，也有时在半导体集成电路中实现发送机、接收机。在半导体集成电路中通常采用专利文献1所记载的电路，为了高精度地切换电阻值和电容值，需要非常大尺寸的元件。因此，存在以下问题：为了在半导体集成电路内实现包括专利文献1所记载的电路的IQ相位调整电路而电路面积规模变得非常大。

本发明是鉴于这一点而完成的，其目的在于提供一种针对大频率范围的IQ本地信号容易实现高精度的相位调整并且在半导体集成电路内也能够以非常小的面积实现的相位调整电路、相位调整方法。

用于解决问题的方案

为了达到上述目的，本发明的某一方式所涉及的相位调整电路具备：第一放大部，其被输入第一I本地信号和第一Q本地信号中的一方本地信号，其中，该第一Q本地信号的频率与上述第一I本地信号的频率相同，且相位与上述第一I本地信号的相位不同；以及第一加减法部，其将上述第一I本地信号和上述第一Q本地信号中的另一方本地信号与来自上述第一放大部的输出信号进行相加或者相减，在上述一方本地信号为上述第一I本地信号时输出第二Q本地信号，在上述一方本地信号为上述第一Q本地信号时输出第二I本地信号。根据这种结构，能够实现在正交调制解调电路中使用的IQ本地信号的精密的相位调整。

也可以是，还具备第二放大部，其被输入上述另一方本地信号；以及第二加减法部，其将上述一方本地信号与来自上述第二放大部的输出信号进行相加或者相减，在上述一方本地信号为上述第一I本地信号时输出第二I本地信号，在上述一方本地信号为上述第一Q本地信号时输出第二Q本地信号。根据这种结构，能够实现在正交调制解调电路中使用的IQ本地信号的精密的相位调整。

期望上述第一放大部和上述第二放大部各自的增益能够改变。由于增益能够改变，因此能够精密地进行IQ本地信号的相位调整。

另外，也可以是，上述第一放大部和上述第二放大部各自的增益是固定的。

期望通过改变偏置电流来调整上述第一放大部和上述第二放大部各自的增益。通过改变偏置电流来调整增益，能够精密地进行IQ本地信号的相位调整。

也可以是，在上述第一放大部和上述第二放大部中分别连接有负载电阻，对上述负载电阻分别提供上述偏置电流。改变偏置电流来改变互导值，对由该互导值与负载电阻的积决定的增益进行调整，由此能够精密地进行IQ本地信号的相位调整。

也可以是，在相位调整电路的其它方式中，根据上述第一I本地信号与上述第一Q本地信号之间的相位差从90度偏离的误差即相位误差的值的正负，来将上述第一放大部和上述第二放大部中的一方放大部的增益设定为零。根据这种结构，能够以仅一方放大器动作的简单的结构来实现相位调整电路。

特征在于，上述第一加减法部和上述第二加减法部中的一方加减法部进行加法运算而另一方加减法部进行减法运算。根据这种结构，能够以更简单的结构来实现在正交调制解调电路中使用的IQ本地信号的精密的相位调整。

特征在于，上述一方本地信号经由第三放大部被输入到上述第二加减法部，上述另一方本地信号经由第四放大部被输入到上述第一加减法部。根据这种结构，能够实现在正交调制解调电路中使用的IQ本地信号的精密的相位调整。

特征在于，通过上述第一放大部的输出与上述第四放大部的输出之间的连接线来实现上述第一加减法部，通过上述第二放大部的输出与上述第三放大部的输出之间的连接线来实现上述第二加减法部。根据这种结构，能够通过连接输出来实现加减法部，因此能够以简单的结构实现相位调整电路。

期望还具备本地信号生成部，该本地信号生成部生成上述第一I本地信号和上述第一Q本地信号，上述本地信号生成部具有分频部，该分频部以第五本地信号为输入，以规定的分频比对该第五本地信号进行分频来生成上述第一I本地信号和上述第一Q本地信号。使用分频部来构成IQ相位调整电路，由此能够以更简单的电路结构实现IQ相位调整电路。

期望还具备本地信号生成部，该本地信号生成部生成上述第一I本地信号和上述第一Q本地信号，上述本地信号生成部具有相位分割部，该相位分割部以第五本地信号为输入，使该第五本地信号的相位移位来生成上述第一I本地信号和上述第一Q本地信号。根据这种结构，能够进行相位调整使得相位误差为零。

本发明的某一方式所涉及的相位调整方法具备以下步骤：

第一步骤，对第一I本地信号和第一Q本地信号中的一方本地信号进行放大，其中，该第一Q本地信号的频率与上述第一I本地信号的频率相同，且相位与上述第一I本地信号的相位不同；以及第二步骤，将上述第一I本地信号和上述第一Q本地信号中的另一方本地信号与对上述一方本地信号进行放大得到的信号进行相加或者相减，在上述一方本地信号为上述第一I本地信号时输出第二Q本地信号，在上述一方本地信号为上述第一Q本地信号时输出第二I本地信号。

根据该方法，能够实现在正交调制解调电路中使用的IQ本地信号的精密的相位调整。

发明的效果

根据本发明，能够在大本地频率范围内实现在正交调制解调电路中使用的IQ本地信号的精密相位调整。另外，在半导体集成电路内实现IQ相位调整电路时，能够以非常小的面积规模实现IQ相位调整电路。

附图说明

图1是表示使用了本发明的实施方式的相位调整电路的正交调制电路的图。

图2是表示使用了本发明的实施方式的相位调整电路的正交解调电路的图。

图3是表示本发明的本实施方式的相位调整电路的结构例的框图。

图4是表示本发明的本实施方式的相位调整电路的其它结构例的框图。

图5是表示本发明的本实施方式的相位调整电路的其它结构例的框图。

图6是表示本发明的本实施方式的相位调整电路的其它结构例的框图。

图7是表示使用差动电路实现可变放大器的结构例的图。

图8是表示本发明的本实施方式的相位调整电路的其它结构例的框图。

图9是表示本发明的本实施方式的相位调整电路的其它结构例的框图。

图10是表示使用差动电路实现相位调整电路的结构例的图。

图11是表示在半导体集成电路内实现图10的电路的情况下的电路配置例的图像图。

图12是表示具备使用分频电路实现的相位调整电路的正交调制电路的结构例的框图。

图13是表示具备使用分频电路实现的相位调整电路的正交解调电路的结构例的框图。

图14是表示使用2分频电路实现的相位调整电路的具体电路结构例的图。

图15是表示使用4分频电路实现的相位调整电路的具体电路结构例的图。

图16是表示具备使用多相滤波器实现的相位调整电路的正交调制电路的结构例的框图。

图17是表示具备使用多相滤波器实现的相位调整电路的正交解调电路的结构例的框图。

图18是表示专利文献1中的实现相位调整的方法的图。

具体实施方式

下面，参照附图说明本发明的相位调整电路的实施方式。此外，在以下说明参照的各图中，使用相同附图标记来表示与其它图相同或相应的部分。

(正交调制电路、正交解调电路)

图1是使用了本实施方式的IQ相位调整电路的正交调制电路的示例，图2是使用了本实施方式的IQ相位调整电路的正交解调电路的示例。在图1的正交调制电路、图2的正交解调电路中均将相位相互相差大约90度的本地信号A和本地信号B作为具有相位误差的本地信号输入到IQ相位调整电路10，在该IQ相位调整电路10中抑制相位误差而得到的本地信号A2和本地信号B2输入到正交混频器20。正交混频器20具备以本地信号A2为一个输入的I混频器20a以及以本地信号B2为一个输入的Q混频器20b。

在图1的正交调制电路中，IQ发送基带信号在I混频器20a和Q混频器20b中分别被频率变换，进行IQ合成后作为发送RF(Radio Frequency：射频)信号而输出。另外，在图2的正交解调电路中，接收RF信号在I混频器20a和Q混频器20b中分别被频率变换，而成为IQ接收基带信号。

(IQ相位调整电路的结构例)

图3是表示本实施方式的IQ相位调整电路的结构例的框图。本地信号B被输入到能够调整增益(Gain)的可变放大器AMP2(第二放大部)，其输出在加减法电路(加减法部)5中与本地信号A相加或者相减，作为本地信号A2而输出。同时，本地信号B直接作为本地信号B2而输出。该本地信号A2和本地信号B2成为在正交混频器中使用的IQ本地信号。

在此，在本地信号A为输入到IQ相位调整电路的I本地信号(第一I本地信号)而本地信号B为输入到IQ相位调整电路的Q本地信号(第一Q本地信号)时，本地信号A2为从IQ相位调整电路输出的I本地信号(第二I本地信号)，本地信号B2为从IQ相位调整电路输出的Q本地信号(第二Q本地信号)。

另外，在本地信号A为输入到IQ相位调整电路的Q本地信号(第一Q本地信号)而本地信号B为输入到IQ相位调整电路的I本地信号(第一I本地信号)时，本地信号A2为从IQ相位调整电路输出的Q本地信号(第二Q本地信号)，本地信号B2为从IQ相位调整电路输出的I本地信号(第二I本地信号)。

此时，关于本地信号A2，当将本地信号A与本地信号B之间的相位误差(即，相位差与90度的偏离)设为α(α＞0)时，以sin(ωt-α)表示本地信号A，以cosωt表示本地信号B。当将可变放大器AMP 2的增益设为k时，本地信号A2成为式(1)。

[式1]

$\sin (\mathrm{\ωt}-\mathrm{\α})+k\cos \mathrm{\ωt}$

$=\cos \mathrm{\α}\·\sin \mathrm{\ωt}-\sin \mathrm{\α}\·\cos \mathrm{\ωt}+k\cos \mathrm{\ωt}$

$=\cos \mathrm{\α}\·\sin \mathrm{\ωt}+(k-\sin \mathrm{\α})\cos \mathrm{\ωt}$

$=\sqrt{{\cos }^2\mathrm{\α}+{(k-\sin \mathrm{\α})}^2}\sin (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\β})...\left(1\right)$

其中，β为满足式(2)的β。

[式2]

$\tan \mathrm{\β}=\frac{k-\sin \mathrm{\α}}{\cos \mathrm{\α}}...\left(2\right)$

根据式(1)可知，通过将β设为0(零)，本地信号A2与本地信号B之间的相位误差成为0(零)。也就是说，在这种情况下设为k＝sinα，通过使用加减法电路5进行加法运算能够消除本地信号A2与本地信号B2之间的相位误差。

本实施方式的相位调整电路不仅能够消除上述那样的由IQ正交本地信号生成电路本身所具有的IQ间失配引起的相位误差，还能够消除在传播路径、正交混频器等后级的电路中产生的IQ间失配引起的相位误差。在这种情况下，例如在后级的正交混频器中产生1度的相位误差时，决定增益k使得β为-1度(即，本地信号A2与本地信号B2之间的相位差为89度)，由此能够使正交调制电路和正交解调电路整体的相位误差为0(零)。

在此，当考虑设α＝0，即本实施方式的相位调整电路的前级的电路中的相位误差为0(零)时，成为k＝tanβ。在后级的电路具有正的相位误差时，β成为负值，在后级的电路具有负的相位误差时，β成为正值。在β为负值时，可以在可变放大器AMP 2中乘以tanβ的绝对值后在加减法电路5中进行减法运算，也可以在可变放大器AMP 2中乘以tanβ本身后在加减法电路5中进行加法运算。另一方面，在β为正值时，只要在可变放大器AMP 2中乘以tanβ后在加减法电路5中进行加法运算即可。

通过精细地调整该增益k，能够进行精密的相位调整。如果增益k固定则相位调整量不依赖于频率而变得固定，因此能够容易地对例如以从几MHz至几GHz进行动作的大频率范围的本地信号进行精度非常高的调整。

特别是，能够进行相位调整使得由以下原因引起的相位误差成为零，这些原因包括由从IQ正交本地信号生成电路向混频电路的传播路径中的电阻成分、电容成分的失配引起的IQ间失配，IQ正交本地信号生成电路本身所具有的IQ间失配，以及由正交混频器的偏差产生的IQ间失配。

此外，由于合成而在本地信号A2与本地信号B2之间产生振幅差，但是通常由于IQ正交调制解调电路而生成的本地信号的α与90度相比充分小，即，式(1)中的cosα大致为1，因此本地信号A2的振幅大致成为1，与本地信号A2之间的振幅差极小。

[式3]

$\sqrt{{\cos }^2\mathrm{\α}+{(k-\sin \mathrm{\α})}^2}$

另外，通常IQ本地信号，即本地信号A2和本地信号B2的振幅充分大，混频器在本地振幅依赖性饱和的状态下使用，因此通常在正交调制电路、正交解调电路中该微小的振幅差不成为问题。

在上述例子中，说明了本地信号A1与本地信号B1之间的相位差超过90度的情况。相反，在具有小于90度的相位差的情况下，当以α(α＞0)表示相位误差、以k表示可变放大器AMP 2的增益、以sin(ωt+α)表示本地信号A、以cosωt表示本地信号B时，本地信号A2成为式(3)。

[式4]

$\sin (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\α})-k\cos \mathrm{\ωt}$

$=\cos \mathrm{\α}\·\sin \mathrm{\ωt}+\sin \mathrm{\α}\·\cos \mathrm{\ωt}-k\cos \mathrm{\ωt}$

$=\cos \mathrm{\α}\·\sin \mathrm{\ωt}+(\sin \mathrm{\α}-k)\cos \mathrm{\ωt}$

$=\sqrt{{\cos }^2\mathrm{\α}+{(\sin \mathrm{\α}-k)}^2}\sin (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\β})...\left(3\right)$

其中，β成为

[式5]

$\tan \mathrm{\β}=\frac{\sin \mathrm{\α}-k}{\cos \mathrm{\α}}...\left(4\right)$

因此，设为k＝sinα，在加减法电路中进行减法运算，由此在这种情况下也同样地能够将相位差校正为90度。

此外，该加法运算和减法运算还能够为相反的结构。也就是说，也可以构成为图4的结构。即，也可以构成为本地信号A被输入到可变放大器AMP 1(第一放大部)，其输出在加减法电路(加减法部)5中与本地信号B相加或者相减，作为本地信号B2而输出，同时，本地信号A直接作为本地信号A2而输出。

在此，在本地信号A为被输入到IQ相位调整电路的I本地信号(第一I本地信号)而本地信号B为被输入到IQ相位调整电路的Q本地信号(第一Q本地信号)时，本地信号A2成为从IQ相位调整电路输出的I本地信号(第二I本地信号)，本地信号B2成为从IQ相位调整电路输出的Q本地信号(第二Q本地信号)。

另外，在本地信号A为被输入到IQ相位调整电路的Q本地信号(第一Q本地信号)而本地信号B为被输入到IQ相位调整电路的I本地信号(第一I本地信号)时，本地信号A2成为从IQ相位调整电路输出的Q本地信号(第二Q本地信号)，本地信号B2成为从IQ相位调整电路输出的I本地信号(第二I本地信号)。

图4示出的相位调整电路与图3示出的相位调整电路相似，因此得到与图3示出的相位调整电路相同的效果。也就是说，通过设为能够精细地调整增益k，能够进行精密的相位调整。如果增益k固定则相位调整量不依赖于频率而变得固定，因此能够容易地对例如以从几MHz至几GHz进行动作的大频率范围的本地信号进行精度非常高的调整。

特别是，能够进行相位调整使得由以下原因引起的相位误差成为零，该原因包括由从IQ正交本地信号生成电路向混频电路的传播路径中的电阻成分、电容成分的失配引起的IQ间失配，IQ正交本地信号生成电路本身所具有的IQ间失配，以及由正交混频器的偏差产生的IQ间失配。

(IQ相位调整电路的其它结构例)

图5是表示本实施方式的IQ相位调整电路的其它结构例的框图。本地信号A被输入到能够调整增益(Gain)的可变放大器AMP 1，在减法器4中从本地信号B减去其输出，作为本地信号B2而输出。同样地，本地信号B被输入到能够调整增益的可变放大器AMP 2，其输出在加法器3中与本地信号A相加，作为本地信号A2而输出。该本地信号A2与本地信号B2成为在正交混频器中使用的IQ本地信号。

在此，在本地信号A为被输入到IQ相位调整电路的I本地信号(第一I本地信号)而本地信号B为被输入到IQ相位调整电路的Q本地信号(第一Q本地信号)时，本地信号A2成为从IQ相位调整电路输出的I本地信号(第二I本地信号)，本地信号B2成为从IQ相位调整电路输出的Q本地信号(第二Q本地信号)。

另外，在本地信号A为被输入到IQ相位调整电路的Q本地信号(第一Q本地信号)而本地信号B为被输入到IQ相位调整电路的I本地信号(第一I本地信号)时，本地信号A2成为从IQ相位调整电路输出的Q本地信号(第二Q本地信号)，本地信号B2成为从IQ相位调整电路输出的I本地信号(第二I本地信号)。

此时，当将本地信号A与本地信号B之间的相位误差(即，相位差与90度的偏离)设为α(α＞0)时，以sin(ωt-α)表示本地信号A，以cosωt表示本地信号B。当将可变放大器AMP 2的增益设为k时，本地信号A2成为上述式(1)那样，在这种情况下也是通过将β设为0(零)，而使本地信号A2与本地信号B之间的相位误差成为0(零)。也就是说，在这种情况下，设k＝sinα，并且在本地信号B中不合成本地信号A(即，将可变放大器AMP 1的增益设为0(零))，由此将本地信号B直接作为本地信号B2使用，从而能够消除本地信号A2与本地信号B2之间的相位误差。

本实施方式的IQ相位调整电路不仅能够消除上述那样的由IQ正交本地信号生成电路本身所具有的IQ间失配引起的相位误差，还能够消除由在传播路径、正交混频器等后级的电路中产生的IQ间失配引起的相位误差。在这种情况下，例如在后级的正交混频器中产生-1度的相位误差时，决定增益k的值使得β成为1度(即，本地信号A2与本地信号B2之间的相位差为91度)，由此能够将正交调制电路和正交解调电路整体的相位误差设为0(零)。

在此，当考虑设α＝0时，即本实施方式的相位调整电路的前级的电路中的相位误差为0(零)时，成为k＝tanβ。在后级的电路具有负的相位误差时，β成为正值，能够在可变放大器AMP 2中乘以tanβ后在加法器3中进行加法运算，来将由在后级的电路中产生的IQ间失配引起的相位误差设为0(零)。

在上述例子中，说明了本地信号A与本地信号B的相位差超过90度的情况。相反，在具有小于90度的相位差的情况下，当以α(α＞0)表示相位误差、以k表示可变放大器AMP 2的增益、以sinωt表示本地信号A、以cos(ωt-α)表示本地信号B时，本地信号B2成为式(5)的结构。

[式6]

$\cos (\mathrm{\ωt}-\mathrm{\α})-k\sin \mathrm{\ωt}$

$=\cos \mathrm{\ωt}\·\cos \mathrm{\α}+\sin \mathrm{\ωt}\·\sin \mathrm{\α}-k\sin \mathrm{\ωt}$

$=\cos \mathrm{\α}\·\cos \mathrm{\ωt}+(\sin \mathrm{\α}-k)\sin \mathrm{\ωt}$

$=\sqrt{{\cos }^2\mathrm{\α}+{(\sin \mathrm{\α}-k)}^2}\sin (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\β})...\left(5\right)$

其中，β成为式(4)，因此，将可变放大器AMP 1的增益k设为k＝sinα，将可变放大器AMP 2的增益设为0(零)而将本地信号A直接作为本地信号A2使用，由此在这种情况下也同样地能够将相位差校正为90度。

本实施方式的相位调整电路不仅能够消除上述那样的由IQ正交本地信号生成电路本身所具有的IQ间失配引起的相位误差，还能够消除由在传播路径、正交混频器等后级的电路中产生的IQ间失配引起的相位误差。在这种情况下，例如在后级的正交混频器中产生1度的相位误差时，决定增益k的值使得β成为-1度(即，本地信号A2与本地信号B2之间的相位差为89度)，由此能够将正交调制电路和正交解调电路整体的相位误差设为0(零)。

在此，当考虑设α＝0时，即本实施方式的相位调整电路的前级的电路中的相位误差为0(零)时，成为k＝tanβ。在后级的电路具有正的相位误差时，β成为负值，能够通过在可变放大器AMP 1中乘以tanβ的绝对值后在减法器4中进行减法运算，来将由在后级的电路中产生的IQ间失配引起的相位误差设为0(零)。

另外，通常，IQ正交本地信号的相位误差可成为正值或者负值，为了与此对应，在本例中设为图5的结构。也就是说，设为以下结构：从本地信号B中减去可变放大器AMP 1的输出，在本地信号A上加上另一个可变放大器AMP 2的输出。根据该结构，在相位差大于90度和相位差小于90度这两种情况下(即，根据相位误差的值的正负)，通过使可变放大器AMP 1和可变放大器AMP 2中的某一个进行动作，能够实现向相位差90度的校正。

此外，该加法运算和减法运算还能够为相反的结构。也就是说，如图6所示，也可以设为以下结构：在本地信号B上加上可变放大器AMP 1的输出，从本地信号A中减去另一个可变放大器AMP 2的输出。

在此，在本地信号A为被输入到IQ相位调整电路的I本地信号(第一I本地信号)而本地信号B为被输入到IQ相位调整电路的Q本地信号(第一Q本地信号)时，本地信号A2成为从IQ相位调整电路输出的I本地信号(第二I本地信号)，本地信号B2成为从IQ相位调整电路输出的Q本地信号(第二Q本地信号)。

另外，在本地信号A为被输入到IQ相位调整电路的Q本地信号(第一Q本地信号)而本地信号B为被输入到IQ相位调整电路的I本地信号(第一I本地信号)时，本地信号A2成为从IQ相位调整电路输出的Q本地信号(第二Q本地信号)，本地信号B2成为从IQ相位调整电路输出的I本地信号(第二I本地信号)。

总之，本发明的要点在于，一方进行加法运算而另一方进行减法运算，由此在相位误差为正值的情况和负值的情况下均能够对应。也就是说，根据本地信号A与本地信号B之间的相位差从90度偏离的误差即相位误差的值的正负，将可变放大器AMP 1和可变放大器AMP 2中的一个的增益设定为零。

图6示出的相位调整电路与图5示出的相位调整电路相似，因此得到与图5示出的相位调整电路相同的效果。也就是说，通过设为能够精细地调整增益k，能够进行精密的相位调整。如果增益k固定则相位调整量不依赖于频率而变得固定，因此能够容易地对例如以从几MHz至几GHz进行动作的大频率范围的本地信号进行精度非常高的调整。

特别是，能够进行相位调整使得由以下原因引起的相位误差成为零，该原因包括由从IQ正交本地信号生成电路向混频电路的传播路径中的电阻成分、电容成分的失配引起的IQ间失配，IQ正交本地信号生成电路本身所具有的IQ间失配，以及由正交混频器的偏差产生的IQ间失配。

并且，在上述方式中，说明了将可变放大器AMP 1和可变放大器AMP 2中的某一个的增益设定为零的情况，但是图5以及图6示出的相位调整电路还能够使可变放大器AMP 1和可变放大器AMP 2两者都具有增益。也就是说，能够使可变放大器AMP1和可变放大器AMP 2两者都具有增益，通过将相位误差的校正量分配到本地信号A2和本地信号B2中来进行相位调整。特别是，通过均等地进行分配，除了上述效果以外，还能够使本地信号A2和本地信号B2各自的振幅相等。

另外，能够根据正交调制电路或者正交解调电路中的包括正交混频器的后级的电路的输出信号来预先测量相位误差，设定图3～图6示出的可变放大器AMP 1和可变放大器AMP 2的增益以使相位误差成为零。也就是说，可变放大器AMP 1和可变放大器AMP 2在设定增益之后作为固定增益的放大部而起作用。

另一方面，还能够将根据正交调制电路或者正交解调电路中的包括正交混频器的后级的电路的输出信号而求出的相位误差反馈到可变放大器AMP 1和可变放大器AMP 2来自动地设定增益。也就是说，可变放大器AMP 1和可变放大器AMP 2作为增益可变的放大部而起作用。

在可变放大器AMP 1和可变放大器AMP 2在设定增益之后作为固定的放大部而起作用的情况下和作为增益可变的放大部而起作用的情况下均能够精细地调整增益k，由此能够进行精密的相位调整。如果增益k固定则相位调整量不依赖于频率而变得固定，因此能够容易地对例如以从几MHz至几GHz进行动作的大频率范围的本地信号进行精度非常高的调整。

特别是，能够进行相位调整使得由以下原因引起的相位误差成为零，该原因包括由从IQ正交本地信号生成电路向混频电路的传播路径中的电阻成分、电容成分的失配引起的IQ间失配，IQ正交本地信号生成电路本身所具有的IQ间失配，以及由正交混频器的偏差产生的IQ间失配。

(使用了差动电路的可变放大器)

图7是表示作为实现可变放大器的具体电路的一例而使用了差动电路的结构的图。在该结构中，通过精细地调整电流源VRI1的电流量，来对由晶体管M12a、M12b以及负载电阻R1b、R2b构成的放大器的增益进行调整。在图7中，电流源VRI1的电流被提供给晶体管M12a和M12b以及负载电阻R1b和R2b。使用晶体管M12a和M12b的互导值与负载电阻R1b和R2b的积来表示该可变放大器的增益。因此，通过精细地调整决定互导值的电流源VRI1的电流量，能够精细地调整放大器的增益。

在增加该可变放大器的增益时，增加晶体管M12a和M12b的互导值即可，因此增加电流量即可。另一方面，在减小该可变放大器的增益时，减小晶体管M12a和M12b的互导值即可，因此减小电流量即可。

(IQ相位调整电路的其它结构例)

图8是表示本实施方式的IQ相位调整电路的其它结构例的框图。在图8中，本地信号A被输入到能够调整增益(Gain)的可变放大器AMP 1，并且被输入到具有任意的增益的放大器AMP3。同样地，本地信号B被输入到能够调整增益(Gain)的可变放大器AMP 2，并且被输入到具有任意的增益的放大器AMP 4。然后，在减法器4中从放大器AMP 4的输出中减去可变放大器AMP 1的输出，作为本地信号B2而输出。同时，在加法器3中在放大器AMP 3的输出上加上可变放大器AMP 2的输出，作为本地信号A2而输出。

在此，在本地信号A为被输入到IQ相位调整电路的I本地信号(第一I本地信号)而本地信号B为被输入到IQ相位调整电路的Q本地信号(第一Q本地信号)时，本地信号A2成为从IQ相位调整电路输出的I本地信号(第二I本地信号)，本地信号B2成为从IQ相位调整电路输出的Q本地信号(第二Q本地信号)。

另外，在本地信号A为被输入到IQ相位调整电路的Q本地信号(第一Q本地信号)而本地信号B为被输入到IQ相位调整电路的I本地信号(第一I本地信号)时，本地信号A2成为从IQ相位调整电路输出的Q本地信号(第二Q本地信号)，本地信号B2成为从IQ相位调整电路输出的I本地信号(第二I本地信号)。

此外，该加法运算和减法运算还能够为相反的结构。也就是说，也可以设为如图9示出的结构。即，在图9中，本地信号A被输入到能够调整增益(Gain)的可变放大器AMP 1，并且被输入到具有任意的增益的放大器AMP 3。同样地，本地信号B被输入到能够调整增益(Gain)的可变放大器AMP 2，并且被输入到具有任意的增益的放大器AMP 4。然后，在加法器3中在放大器AMP 4的输出上加上可变放大器AMP 1的输出，作为本地信号B2而输出。同时，在减法器4中从放大器AMP 3的输出中减去可变放大器AMP 2的输出，作为本地信号A2而输出。

在此，在本地信号A为被输入到IQ相位调整电路的I本地信号(第一I本地信号)而本地信号B为被输入到IQ相位调整电路的Q本地信号(第一Q本地信号)时，本地信号A2成为从IQ相位调整电路输出的I本地信号(第二I本地信号)，本地信号B2成为从IQ相位调整电路输出的Q本地信号(第二Q本地信号)。

另外，在本地信号A为被输入到IQ相位调整电路的Q本地信号(第一Q本地信号)而本地信号B为被输入到IQ相位调整电路的I本地信号(第一I本地信号)时，本地信号A2成为从IQ相位调整电路输出的Q本地信号(第二Q本地信号)，本地信号B2成为从IQ相位调整电路输出的I本地信号(第二I本地信号)。

在这种情况下，本地信号A在放大器AMP 3中被放大，本地信号B在放大器AMP 4中被放大，因此，相对于放大器AMP 3和放大器AMP 4的输出信号，可变放大器AMP 1和可变放大器AMP 2的输出信号的振幅分别相对变小。因此，即使不精细地调整可变放大器AMP 1和可变放大器AMP 2的增益k，也能够进行精密的相位调整。

在这种情况下也是，如果增益k固定则相位调整量不依赖于频率而变得固定，因此能够容易地对例如以从几MHz至几GHz进行动作的大频率范围的本地信号进行精度非常高的调整。

特别是，能够进行相位调整使得由以下原因引起的相位误差成为零，该原因包括由从IQ正交本地信号生成电路向混频电路的传播路径中的电阻成分、电容成分的失配引起的IQ间失配，IQ正交本地信号生成电路本身所具有的IQ间失配，以及由正交混频器的偏差产生的IQ间失配。

(使用了差动电路的IQ相位调整电路)

图10是表示作为实现图8以及图9示出的例子的IQ相位调整电路的具体电路的一例而使用了差动电路的结构的图。通常，在正交混频器中使用的IQ本地信号在放大器中进行放大后使用的情况较多。这是由于，为了将正交混频器中的IQ间的增益差、由于制造个体差而产生的增益偏差抑制为小，在频率变换效率饱和的状态下使用。在该电路例中着眼于这一点，灵活利用信号放大所需的放大器来容易地进行IQ本地信号的相位调整。

图10的虚线部的主放大器11A(与图8以及图9中的AMP 3对应)和11B(与图8以及图9中的AMP 4对应)本来为本地信号的放大所需的主放大器部分。主放大器11A由栅极被施加本地信号A正信号(正极信号)AP的晶体管M2a和电阻R2a、栅极被施加本地信号A负信号(负极信号)AN的晶体管M1a和电阻R1a以及电流源I11a构成，输出本地信号A2正信号A2P和本地信号A2负信号A2N。主放大器11B由栅极被施加本地信号B正信号BP的晶体管M1b和电阻R1b、栅极被施加本地信号B负信号BN的晶体管M2b和电阻R2b以及电流源I11b构成，输出本地信号B2正信号B2P和本地信号B2负信号B2N。

在本例中，除了主放大器11A和11B以外，还准备具有与这些主放大器相同的结构的副放大器12A(与图8以及图9中的AMP 1对应)、12B(与图8以及图9中的AMP 2对应)。这些副放大器12A、12B具有图8以及图9中的加法器3和减法器4的功能。

构成副放大器12A的晶体管M12a、M12b中的被输入本地信号A正信号(正极信号)AP的晶体管M12b的输出与本地信号B2的正信号输出相连接，被输入本地信号A负信号(负极信号)的晶体管M12a的输出与本地信号B2的负信号输出相连接。

构成副放大器12B的晶体管M12c、M12d中的被输入本地信号B正信号的晶体管M12c的输出与本地信号A2的负信号输出相连接，被输入本地信号B负信号的晶体管M12d的输出与本地信号A2的正信号输出相连接。

通过设为这样连接的结构，能够对主放大器11A、11B和副放大器12A、12B的输出进行电流加法运算和电流减法运算。

也就是说，通过对主放大器11A和11B以及副放大器12A、12B的输出进行连接能够实现加减法部，因此能够以简单的结构实现相位调整电路。

另外，通过利用副放大器12A、12B的可变电流源VRI1、VRI2来调整偏置电流，能够分别调整副放大器12A、12B的增益。由此，仅对以往本来就需要的放大器附加副放大器12A、12B，就能够容易地实现IQ相位调整电路。

进一步，在副放大器12A、12B中使用每尺寸的互导值与使用于主放大器11A和11B的晶体管相同的晶体管，并且使副放大器的可变电流源VRI1和VRI2与主放大器11A和11B的电流源I11a和电流源I11b匹配使得电流量连动，由此，即使因温度、电流电压等而主放大器11A和11B的增益变动，由于副放大器12A、12B的增益也连动地变动，因此也容易使相位的调整量变得固定。

因此，能够容易地对例如以从几MHz至几GHz进行动作的大频率范围的本地信号进行精度非常高的调整。

特别是，能够进行相位调整使得由以下原因引起的相位误差成为零，该原因包括由从IQ正交本地信号生成电路向混频电路的传播路径中的电阻成分、电容成分的失配引起的IQ间失配，IQ正交本地信号生成电路本身所具有的IQ间失配，以及由正交混频器的偏差产生的IQ间失配。

(电路配置例)

图11是表示在半导体集成电路内实现图10的电路的情况下的电路配置例的图像图。本电路配置的特征在于，在图11中，在主放大器的晶体管M1a、M2a、M1b、M2b上附带配置构成副放大器12A、12B的晶体管M12a、M12b、M12c、M12d，并且仅追加以虚线表示的简单的布线就能够构成加法电路、减法电路。通常，相对于主放大器的增益，副放大器的增益为cosα倍(α为相位误差量)，因此能够以比主放大器的晶体管小的晶体管来实现副放大器。由此可知，在半导体集成电路内实现图10的电路的情况下，能够以非常小的面积规模来实现图10的电路。通过通常使用的方法将电流源电路附加到图11的芯电路结构中，由此能够容易地实现本例的IQ相位调整电路。

(分频电路的连接)

通常，在正交调制器和正交解调器中准备期望的本地频率的两倍或者四倍的频率信号，将该信号进行2分频或者4分频来生成相位相差90度的IQ本地信号的情况较多。图12示出这种情况下的正交调制电路，图13示出这种情况下的正交解调电路。在图12的正交调制电路、图13的正交解调电路中的均将通过分频电路(分频部)30得到的本地信号A2、B2输入到正交混频器20内的混频器20a、20b。

在分频电路30为2分频电路的情况下，将期望的本地频率的两倍频率的高频信号C输入到分频电路30，分别得到相位相差90度的期望频率的本地信号A2和本地信号B2。在分频电路30为4分频电路的情况下，将期望的本地频率的四倍频率的高频信号C输入到分频电路30，分别得到相位相差90度的期望频率的本地信号A2和本地信号B2。在图12的正交调制电路、图13的正交解调电路中着眼于该结构，灵活利用生成IQ本地信号所需的2分频电路或者4分频电路来容易地进行IQ本地信号的相位调整。此外，在此，使用2分频电路或者4分频电路来进行说明，但是在分频数为“2”或者“4”以外的情况下也能够实现本例的相位调整电路。

(2分频电路的结构例)

图14是表示使用于图12的正交调制电路、图13的正交解调电路中的使用2分频电路实现的IQ相位调整电路的具体电路结构例的图。该图的虚线部分为本来生成IQ本地信号所需的2分频电路30。该2分频电路30为将公知的差动D锁存电路两级组合而成的结构。即，在图14中，由两级组合的差动D锁存电路31、32构成2分频电路30。

差动D锁存电路31由保持部、锁存部、栅极被施加高频信号C正输入CP的晶体管M05、栅极被施加高频信号C负输入CN的晶体管M06以及恒流源I1构成，其中，该保持部由晶体管M01和M02以及电阻R11和R12构成，该锁存部由晶体管M03和M04构成。

差动D锁存电路32由保持部、锁存部、栅极被施加高频信号C正输入CP的晶体管M11、栅极被施加高频信号C负输入CN的晶体管M12以及恒流源I2构成，其中，该保持部由晶体管M09和M10以及电阻R13和R14构成，该锁存部由晶体管M07和M08构成。

差动D锁存电路31与差动D锁存电路32相互形成为一方的输出向另一方输入。并且，差动D锁存电路31和32将高频信号C正输入CP和高频信号C负输入CN作为时钟，分别作为D型锁存电路而进行动作并作为2分频电路而进行动作。

在该图14的电路结构中也是，准备两个副放大器12A、12B。构成副放大器12A的晶体管中的栅极被输入本地信号A2正信号A2P的晶体管M41的输出与本地信号B2的正信号B2P的输出相连接，栅极被输入本地信号A2负信号A2N的晶体管M42的输出与本地信号B2的负信号B2N的输出相连接。另外，构成副放大器12B的晶体管中的栅极被输入本地信号B2正信号B2P的晶体管M43的输出与本地信号A2的负信号A2N的输出相连接，栅极被输入本地信号B2负信号B2N的晶体管的输出与本地信号A2的正信号A2P的输出相连接。通过这种连接，对副放大器12A、12B的输出进行电流加法运算和电流减法运算。

在该结构中，与图10的情况同样地，也能够通过调整副放大器12A、12B的可变电流源VRI1、VRI2来调整副放大器的增益，能够容易地实现相位调整电路。进一步，能够使由分频电路中的IQ间失配引起的相位误差成为零。

在这种情况下也是，能够容易地对例如以从几MHz至几GHz进行动作的大频率范围的本地信号进行精度非常高的调整。

特别是，能够进行相位调整使得由以下原因引起的相位误差成为零，该原因包括由从IQ正交本地信号生成电路向混频电路的传播路径中的电阻成分、电容成分的失配引起的IQ间失配，IQ正交本地信号生成电路本身所具有的IQ间失配，以及由正交混频器的偏差产生的IQ间失配。

(4分频电路的结构例)

图15是表示使用于图12的正交调制电路、图13的正交解调电路中的4分频电路的具体电路结构例的图。该图的虚线部分为本来生成IQ本地信号所需的4分频电路30。该4分频电路30形成为将参照图14说明的2分频电路两级组合而成的结构。即，在图15中，由四级组合的差动D锁存电路31、32、33、34构成4分频电路30。

差动D锁存电路31由保持部、锁存部、栅极被施加高频信号C正输入CP的晶体管M05、栅极被施加高频信号C负输入CN的晶体管M06以及恒流源I1构成，其中，该保持部由晶体管M01和M02以及电阻R11和R12构成，该锁存部由晶体管M03和M04构成。

差动D锁存电路32由保持部、锁存部、栅极被施加高频信号C正输入CP的晶体管M11、栅极被施加高频信号C负输入CN的晶体管M12以及恒流源I2构成，其中，该保持部由晶体管M09和M10以及电阻R13和R14构成，该锁存部由晶体管M07和M08构成。

差动D锁存电路33由保持部、锁存部、栅极被施加高频信号C正输入CP的晶体管M25、栅极被施加高频信号C负输入CN的晶体管M26以及恒流源I3构成，其中，该保持部由晶体管M21和M22以及电阻R21和R22构成，该锁存部由晶体管M23和M24构成。

差动D锁存电路34由保持部、锁存部、栅极被施加高频信号C正输入CP的晶体管M31、栅极被施加高频信号C负输入CN的晶体管M32以及恒流源I4构成，其中，该保持部由晶体管M29和M30以及电阻R23和R24构成，该锁存部由晶体管M27和M28构成。

在该图15的电路结构中也是，准备两个副放大器12A、12B，对副放大器12A、12B的输出进行电流加法运算和电流减法运算。并且，与图14的情况同样地，也能够通过调整副放大器12A、12B的可变电流源VRI1、VRI2来调整副放大器的增益，能够容易地实现相位调整电路。

此外，并不限定于2分频电路、4分频电路，如果需要也可以使用8分频电路、16分频电路等，在这些情况下都与上述同样地连接副放大器，通过采用调整可变电流源的结构，能够容易地实现相位调整电路。进一步，能够使由分频电路中的IQ间失配引起的相位误差成为零。

在这种情况下也是，能够容易地对例如以从几MHz至几GHz进行动作的大频率范围的本地信号进行精度非常高的调整。

特别是，能够进行相位调整使得由以下原因引起的相位误差成为零，该原因包括由从IQ正交本地信号生成电路向混频电路的传播路径中的电阻成分、电容成分的失配引起的IQ间失配，IQ正交本地信号生成电路本身所具有的IQ间失配，以及由正交混频器的偏差产生的IQ间失配。

(多相滤波器的连接)

通常，也存在在正交调制器和正交解调器中准备期望的本地频率的信号，使用对该信号的相位进行移位的多相滤波器(相位分割部)等来生成相位大约相差90度的IQ本地信号。图16是表示具有多相滤波器的正交调制电路的结构的图，图17是表示具有多相滤波器的正交解调电路的结构的图。在图16以及图17中，0°/90°分割多相滤波器40将高频信号C作为输入，输出相位相差90度的IQ本地信号，即本地信号A、B。

在图16的正交调制电路、图17的正交解调电路中均将通过以从多相滤波器40输出的本地信号A、B为输入的IQ相位调整电路10得到的本地信号A2、B2输入到正交混频器20内的混频器20a、20b。

通常，在使用多相滤波器等生成相位相差90度的IQ本地信号的情况下，由于构成该滤波器的元件的精度偏差等理由而时间常数从理想值偏离，因此导致IQ本地信号的相位差从90度偏离。然而，在这种情况下也是，通过使用图5以及图6示出的IQ相位调整电路10，能够实现向相位差90度的校正。

另外，在这种情况下也是，能够进行相位调整使得由以下原因引起的相位误差成为零，该原因包括由从IQ正交本地信号生成电路向混频电路的传播路径中的电阻成分、电容成分的失配引起的IQ间失配，IQ正交本地信号生成电路本身所具有的IQ间失配，以及由正交混频器的偏差产生的IQ间失配。

(相位调整方法)

根据上述相位调整电路，实现以下相位调整方法。即，实现具备以下步骤的相位调整方法：第一步骤，对第一I本地信号和第一Q本地信号中的一方本地信号进行放大，其中，该第一Q本地信号的频率与上述第一I本地信号的频率相同，且相位与第一I本地信号不同；以及第二步骤，将上述第一I本地信号和上述第一Q本地信号中的另一方本地信号与对上述一方本地信号进行放大得到的信号进行相加或者相减，在上述一方本地信号为上述第一I本地信号时输出第二Q本地信号，在上述一方本地信号为上述第一Q本地信号时输出第二I本地信号。根据该方法，能够实现在正交调制解调电路中使用的IQ本地信号的精密的相位调整。

(归纳)

根据本发明，能够在大本地频率范围内实现在正交调制解调电路中使用的IQ本地信号的精密的相位调整。另外，在半导体集成电路内实现IQ相位调整电路方面，能够以非常小的面积规模实现IQ相位调整电路。

进一步，使用分频电路构成IQ相位调整电路，在将本地频率的两倍频率的信号进行2分频或者将本地频率的四倍频率的信号进行4分配而生成IQ本地信号的情况下，能够通过更简单的电路结构实现IQ相位调整电路。

产业上的可利用性

本发明能够应用于在进行正交解调的接收电路或者进行正交调制的发送电路中使用的生成IQ正交本地信号的IQ相位调整电路。

附图标记说明

3：加法器；4：减法器；5：加减法器；10：IQ相位调整电路；11A、11B：主放大器；12A、12B：副放大器；20：正交混频器；20a、20b：混频器；30：分频电路；31～34：差动D锁存电路；40：多相滤波器；AMP1、AMP2：可变放大器；AMP3、AMP4：放大器；VRI1：可变电流源；M12a、M12b：晶体管；R2a、R2b：电阻。

Claims (13)

1.一种相位调整电路，其特征在于，具备：

第一放大部，其被输入第一I本地信号和第一Q本地信号中的一方本地信号，其中，该第一Q本地信号的频率与上述第一I本地信号的频率相同，且相位与上述第一I本地信号的相位不同；以及

第一加减法部，其将上述第一I本地信号和上述第一Q本地信号中的另一方本地信号与来自上述第一放大部的输出信号进行相加或者相减，在上述一方本地信号为上述第一I本地信号时输出第二Q本地信号，在上述一方本地信号为上述第一Q本地信号时输出第二I本地信号。

2.根据权利要求1所述的相位调整电路，其特征在于，还具备：

第二放大部，其被输入上述另一方本地信号；以及

第二加减法部，其将上述一方本地信号与来自上述第二放大部的输出信号进行相加或者相减，在上述一方本地信号为上述第一I本地信号时输出第二I本地信号，在上述一方本地信号为上述第一Q本地信号时输出第二Q本地信号。

3.根据权利要求1或者2所述的相位调整电路，其特征在于，

上述第一放大部和上述第二放大部各自的增益能够改变。

4.根据权利要求1或者2所述的相位调整电路，其特征在于，

上述第一放大部和上述第二放大部各自的增益是固定的。

5.根据权利要求1～4中的任一项所述的相位调整电路，其特征在于，

通过改变偏置电流来调整上述第一放大部和上述第二放大部各自的增益。

6.根据权利要求5所述的相位调整电路，其特征在于，

在上述第一放大部和上述第二放大部中分别连接有负载电阻，对上述负载电阻分别提供上述偏置电流。

7.根据权利要求2所述的相位调整电路，其特征在于，

根据上述第一I本地信号与上述第一Q本地信号之间的相位差从90度偏离的误差即相位误差的值的正负，将上述第一放大部和上述第二放大部中的一方放大部的增益设定为零。

8.根据权利要求2～7中的任一项所述的相位调整电路，其特征在于，

上述第一加减法部和上述第二加减法部中的一方加减法部进行加法运算而另一方加减法部进行减法运算。

9.根据权利要求2所述的相位调整电路，其特征在于，

上述一方本地信号经由第三放大部被输入到上述第二加减法部，

上述另一方本地信号经由第四放大部被输入到上述第一加减法部。

10.根据权利要求9所述的相位调整电路，其特征在于，

通过上述第一放大部的输出与上述第四放大部的输出之间的连接线来实现上述第一加减法部，

通过上述第二放大部的输出与上述第三放大部的输出之间的连接线来实现上述第二加减法部。

11.根据权利要求1～10中的任一项所述的相位调整电路，其特征在于，

还具备本地信号生成部，该本地信号生成部生成上述第一I本地信号和上述第一Q本地信号，上述本地信号生成部具有分频部，该分频部以第五本地信号为输入，以规定的分频比对该第五本地信号进行分频来生成上述第一I本地信号和上述第一Q本地信号。

12.根据权利要求1～10中的任一项所述的相位调整电路，其特征在于，

还具备本地信号生成部，该本地信号生成部生成上述第一I本地信号和上述第一Q本地信号，上述本地信号生成部具有相位分割部，该相位分割部以第五本地信号为输入，使该第五本地信号的相位移位来生成上述第一I本地信号和上述第一Q本地信号。

13.一种相位调整方法，其特征在于，具备以下步骤：

第一步骤，对第一I本地信号和第一Q本地信号中的一方本地信号进行放大，其中，该第一Q本地信号的频率与上述第一I本地信号的频率相同，且相位与上述第一I本地信号的相位不同；以及

第二步骤，将上述第一I本地信号和上述第一Q本地信号中的另一方本地信号与对上述一方本地信号进行放大得到的信号进行相加或者相减，在上述一方本地信号为上述第一I本地信号时输出第二Q本地信号，在上述一方本地信号为上述第一Q本地信号时输出第二I本地信号。

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