JP3098464B2 - ９０度移相回路 - Google Patents
９０度移相回路Info
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- 239000013598 vector Substances 0.000 claims description 32
- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 claims description 13
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 11
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/16—Networks for phase shifting
- H03H11/18—Two-port phase shifters providing a predetermined phase shift, e.g. "all-pass" filters
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
- H03K5/15—Arrangements in which pulses are delivered at different times at several outputs, i.e. pulse distributors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
Landscapes
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- Nonlinear Science (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、通信システム等の
直交変復調に用いられ、９０度の位相差を有する２つの
信号を生成するための９０度移相回路に係わり、特に入
力信号が高周波信号の場合に生じる振幅差を無くした９
０度移相回路に関する。
直交変復調に用いられ、９０度の位相差を有する２つの
信号を生成するための９０度移相回路に係わり、特に入
力信号が高周波信号の場合に生じる振幅差を無くした９
０度移相回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】この種の従来の移相回路の一例が、特開
平５−１１０３６９に記載されている。同公報記載の９
０度移相回路のブロック図を示した図４を参照すると、
９０度移相回路は、入力端子１５から局部発振器の出力
信号を入力してコンデンサの端子電圧に相当する信号１
１および抵抗素子の端子電圧に相当する信号１２を出力
することにより、２つの位相の信号として分配する簡易
移相回路部１と、出力信号１１を入力する振幅等化回路
部１８と、出力信号１８１を入力する振幅等化回路部１
９と、互いに出力振幅が等しくなるように出力されたこ
れら２つの振幅等化回路部１８および１９の出力信号１
８１および１９１を入力し、その差の信号４１を出力す
る減算器４（以下、ベクトル合成回路部４と称す）と、
出力信号１８１および１９１を入力し、その和の信号５
１を出力する加算器５（以下、ベクトル合成回路部５と
称す）と、信号４１および５１をそれぞれ入力しクリッ
ピングにより出力振幅をそれぞれ制限する振幅等化回路
部２０および２１と、これら２つの振幅等化回路部２０
および２１で出力振幅が揃えられ、それぞれの出力信号
２０１および２１１を入力しその差の信号９１を端子１
６へ出力するベクトル合成回路部９と、出力信号２０１
および２１１を入力しその和の信号１０１を端子１７へ
出力するベクトル合成回路部１０とから構成されてい
る。
平５−１１０３６９に記載されている。同公報記載の９
０度移相回路のブロック図を示した図４を参照すると、
９０度移相回路は、入力端子１５から局部発振器の出力
信号を入力してコンデンサの端子電圧に相当する信号１
１および抵抗素子の端子電圧に相当する信号１２を出力
することにより、２つの位相の信号として分配する簡易
移相回路部１と、出力信号１１を入力する振幅等化回路
部１８と、出力信号１８１を入力する振幅等化回路部１
９と、互いに出力振幅が等しくなるように出力されたこ
れら２つの振幅等化回路部１８および１９の出力信号１
８１および１９１を入力し、その差の信号４１を出力す
る減算器４（以下、ベクトル合成回路部４と称す）と、
出力信号１８１および１９１を入力し、その和の信号５
１を出力する加算器５（以下、ベクトル合成回路部５と
称す）と、信号４１および５１をそれぞれ入力しクリッ
ピングにより出力振幅をそれぞれ制限する振幅等化回路
部２０および２１と、これら２つの振幅等化回路部２０
および２１で出力振幅が揃えられ、それぞれの出力信号
２０１および２１１を入力しその差の信号９１を端子１
６へ出力するベクトル合成回路部９と、出力信号２０１
および２１１を入力しその和の信号１０１を端子１７へ
出力するベクトル合成回路部１０とから構成されてい
る。
【０００３】上述した構成からなる従来の９０度移相回
路の動作を図面を参照しながら説明する。再び図４を参
照すると、簡易移相回路部１により分配されたほぼ位相
差９０度でほぼ等振幅な２信号１１および１２を振幅等
化回路部１８および１９を通すことにより、振幅が異な
る２信号１８１および１９１を等振幅にし、ベクトル合
成回路部４および５に入力する。
路の動作を図面を参照しながら説明する。再び図４を参
照すると、簡易移相回路部１により分配されたほぼ位相
差９０度でほぼ等振幅な２信号１１および１２を振幅等
化回路部１８および１９を通すことにより、振幅が異な
る２信号１８１および１９１を等振幅にし、ベクトル合
成回路部４および５に入力する。
【０００４】ここで、ほぼ位相差９０度で等振幅な２信
号１８１および１９１を、 ２ｃｏｓ（ωｔ＋Δφ），２ｃｏｓ（ωｔ−Δφ） と表すことにする。ここで２・Δφ：２信号の位相差と
する。
号１８１および１９１を、 ２ｃｏｓ（ωｔ＋Δφ），２ｃｏｓ（ωｔ−Δφ） と表すことにする。ここで２・Δφ：２信号の位相差と
する。
【０００５】これら２信号の和および差の信号は、 （和）＝２ｃｏｓ（ωｔ＋Δφ）＋２ｃｏｓ（ωｔ−Δ
φ）＝２ｃｏｓωｔ・２ｃｏｓ（Δφ）−２ｓｉｎωｔ
・ｓｉｎ（Δφ）＋２ｃｏｓωｔ・２ｃｏｓ（Δφ）＋
２ｓｉｎωｔ・ｓｉｎ（Δφ）＝４ｃｏｓ（Δφ）・ｃ
ｏｓωｔ………………（１） 同様にして、 （差）＝２ｃｏｓ（ωｔ＋Δφ）−２ｃｏｓ（ωｔ−Δ
φ）＝２ｃｏｓωｔ・ｃｏｓ（Δφ）−２ｓｉｎωｔ・
ｓｉｎ（Δφ）−２ｃｏｓωｔ・ｃｏｓ（Δφ）−２ｓ
ｉｎωｔ・ｓｉｎ（Δφ）＝−４ｓｉｎ（Δφ）・ｓｉ
ｎωｔ……………（２） と合成され、これらの式（１）および（２）で表される
和と差の信号、すなわちベクトル合成回路部４および５
の出力信号４１および５１を比較すると、２信号は正確
に９０度の位相差をもち、その振幅比は ｓｉｎ（Δφ）／ｃｏｓ（Δφ）＝ｔａｎ（Δφ）……
………………………………………………（３） となる。
φ）＝２ｃｏｓωｔ・２ｃｏｓ（Δφ）−２ｓｉｎωｔ
・ｓｉｎ（Δφ）＋２ｃｏｓωｔ・２ｃｏｓ（Δφ）＋
２ｓｉｎωｔ・ｓｉｎ（Δφ）＝４ｃｏｓ（Δφ）・ｃ
ｏｓωｔ………………（１） 同様にして、 （差）＝２ｃｏｓ（ωｔ＋Δφ）−２ｃｏｓ（ωｔ−Δ
φ）＝２ｃｏｓωｔ・ｃｏｓ（Δφ）−２ｓｉｎωｔ・
ｓｉｎ（Δφ）−２ｃｏｓωｔ・ｃｏｓ（Δφ）−２ｓ
ｉｎωｔ・ｓｉｎ（Δφ）＝−４ｓｉｎ（Δφ）・ｓｉ
ｎωｔ……………（２） と合成され、これらの式（１）および（２）で表される
和と差の信号、すなわちベクトル合成回路部４および５
の出力信号４１および５１を比較すると、２信号は正確
に９０度の位相差をもち、その振幅比は ｓｉｎ（Δφ）／ｃｏｓ（Δφ）＝ｔａｎ（Δφ）……
………………………………………………（３） となる。
【０００６】つまり、ベクトル合成回路部４および５
は、位相−振幅変換回路として働いている。したがっ
て、簡易移相回路１によりほぼ位相差９０度で、かつほ
ぼ等振幅に分配された２信号１１および１２を振幅等化
回路部１８および１９により等振幅にすることによって
ベクトル合成を行えば、ベクトル合成回路部４および５
の出力２信号４１および５１は正確に位相差９０度とな
り、この出力信号を振幅等化回路部２０および２１によ
り等振幅にし、さらにベクトル合成回路部９および１０
でベクトル合成すれば正確に位相差が９０度かつ等振幅
な２信号を得られる。
は、位相−振幅変換回路として働いている。したがっ
て、簡易移相回路１によりほぼ位相差９０度で、かつほ
ぼ等振幅に分配された２信号１１および１２を振幅等化
回路部１８および１９により等振幅にすることによって
ベクトル合成を行えば、ベクトル合成回路部４および５
の出力２信号４１および５１は正確に位相差９０度とな
り、この出力信号を振幅等化回路部２０および２１によ
り等振幅にし、さらにベクトル合成回路部９および１０
でベクトル合成すれば正確に位相差が９０度かつ等振幅
な２信号を得られる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の９０度
移相回路には、次のような問題点がある。振幅等化回路
部は大信号を取り扱うため、上述した信号１８１，１９
１，２０１，２１１の配線の寄生抵抗、寄生容量により
振幅等化時に振幅等化回路部１８，１９，２０，２１で
位相差が生じ、この位相差は出力に振幅差となって現
れ、ベクトル合成・振幅等化を繰り返しても振幅差を取
り除くことが出来ない。
移相回路には、次のような問題点がある。振幅等化回路
部は大信号を取り扱うため、上述した信号１８１，１９
１，２０１，２１１の配線の寄生抵抗、寄生容量により
振幅等化時に振幅等化回路部１８，１９，２０，２１で
位相差が生じ、この位相差は出力に振幅差となって現
れ、ベクトル合成・振幅等化を繰り返しても振幅差を取
り除くことが出来ない。
【０００８】特に入力信号が高周波信号である場合、寄
生抵抗、寄生容量による影響が大きくなりこの問題点は
顕著になる。つまり、通信システム等の直交変復調装置
において高周波の搬送波信号を用いた場合、変調、およ
び復調の精度が悪化する。
生抵抗、寄生容量による影響が大きくなりこの問題点は
顕著になる。つまり、通信システム等の直交変復調装置
において高周波の搬送波信号を用いた場合、変調、およ
び復調の精度が悪化する。
【０００９】本発明は上述した従来の欠点に鑑みなされ
たものであり、簡易移相、ベクトル合成、振幅等化によ
る９０度移相回路で入力信号が高周波の場合に生じる出
力信号の振幅差を無くすことにより、安定した高精度の
変調および復調が可能な９０度移相回路を提供すること
にある。
たものであり、簡易移相、ベクトル合成、振幅等化によ
る９０度移相回路で入力信号が高周波の場合に生じる出
力信号の振幅差を無くすことにより、安定した高精度の
変調および復調が可能な９０度移相回路を提供すること
にある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明の９０度移相回路
は、入力信号を略等振幅かつ位相差が略９０度異なる２
つの出力信号にして分配する簡易移相手段と、この簡易
移相手段の前記２つの出力信号を所定の利得制御信号に
応じて増幅する第１および第２の可変利得増幅手段と、
これら第１および第２の可変利得増幅手段それぞれの出
力信号との和および差の信号を合成する第１および第２
のベクトル合成手段と、これら第１および第２のベクト
ル合成手段それぞれの出力信号を互いに等しい振幅にす
る第１および第２の振幅等化手段と、これら第１および
第２の振幅等化手段それぞれの出力信号間の位相差を検
出し、その検出信号を前記所定の利得制御信号として出
力する位相検波手段とを有するとともに、前記第１およ
び前記第２の可変利得増幅手段と前記第１および前記第
２のベクトル合成手段と前記第１および前記第２の振幅
等化手段と前記位相検波手段とを併せて備えた帰還ルー
プを構成することにより、振幅差を生じることなく位相
差を補正することを特徴とする。
は、入力信号を略等振幅かつ位相差が略９０度異なる２
つの出力信号にして分配する簡易移相手段と、この簡易
移相手段の前記２つの出力信号を所定の利得制御信号に
応じて増幅する第１および第２の可変利得増幅手段と、
これら第１および第２の可変利得増幅手段それぞれの出
力信号との和および差の信号を合成する第１および第２
のベクトル合成手段と、これら第１および第２のベクト
ル合成手段それぞれの出力信号を互いに等しい振幅にす
る第１および第２の振幅等化手段と、これら第１および
第２の振幅等化手段それぞれの出力信号間の位相差を検
出し、その検出信号を前記所定の利得制御信号として出
力する位相検波手段とを有するとともに、前記第１およ
び前記第２の可変利得増幅手段と前記第１および前記第
２のベクトル合成手段と前記第１および前記第２の振幅
等化手段と前記位相検波手段とを併せて備えた帰還ルー
プを構成することにより、振幅差を生じることなく位相
差を補正することを特徴とする。
【００１１】また、前記帰還ループ上の前記第１および
前記第２のベクトル合成手段と前記位相検波手段との間
に介在させた前記第１および前記第２の振幅等化手段の
出力信号を、位相差９０度の等振幅の出力信号として出
力端子に出力することができる。
前記第２のベクトル合成手段と前記位相検波手段との間
に介在させた前記第１および前記第２の振幅等化手段の
出力信号を、位相差９０度の等振幅の出力信号として出
力端子に出力することができる。
【００１２】さらに、前記第１および前記第２の振幅等
化手段を前記帰還ループ上の前記第１および前記第２の
ベクトル合成手段と前記位相検波手段との間に介在させ
ることにより、前記第１および前記第２の振幅等化手段
で生じる位相差も補正することもできる。
化手段を前記帰還ループ上の前記第１および前記第２の
ベクトル合成手段と前記位相検波手段との間に介在させ
ることにより、前記第１および前記第２の振幅等化手段
で生じる位相差も補正することもできる。
【００１３】
【００１４】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態を図面
を参照しながら詳細に説明する。
を参照しながら詳細に説明する。
【００１５】図１は本発明の第１の実施の形態を示した
ブロック図である。同図を参照すると、この９０度移相
回路は、入力端子１５から入力された局部発振器の出力
信号を入力してコンデンサの端子電圧に相当する信号１
１および抵抗素子の端子電圧に相当する信号１２を出力
することにより、ほぼ位相差９０度で、かつほぼ等振幅
な２信号１１，１２を分配する簡易移相回路部１と、出
力信号１１を入力するとともに、後述する利得制御信号
８１に応答して利得を可変する可変利得回路部２と、出
力信号１２を入力するとともに、後述する利得制御信号
８２に応答して利得を可変する可変利得回路部３と、こ
れら２つの可変利得回路部２および３の出力信号２１お
よび３１を入力し、その差の信号４１を出力するベクト
ル合成回路部４と、出力信号２１および３１を入力し、
その和の信号５１を出力するベクトル合成回路部５と、
信号４１を入力し出力振幅が制限され、出力信号６１を
出力端子１６へ出力する振幅等化回路部６と、和の信号
５１を入力し出力振幅が制限され、出力信号７１を出力
端子１７へ出力する振幅等化回路部７と、これら２つの
振幅等化回路部６および７で出力振幅が揃えられ出力信
号６１および７１をそれぞれ出力端子１６および１７と
並列に入力し、これらの出力信号６１および７１の位相
差を検出して利得制御信号８１および８２を発生させ可
変利得回路部２および３に帰還する位相検波回路部８と
から構成される。
ブロック図である。同図を参照すると、この９０度移相
回路は、入力端子１５から入力された局部発振器の出力
信号を入力してコンデンサの端子電圧に相当する信号１
１および抵抗素子の端子電圧に相当する信号１２を出力
することにより、ほぼ位相差９０度で、かつほぼ等振幅
な２信号１１，１２を分配する簡易移相回路部１と、出
力信号１１を入力するとともに、後述する利得制御信号
８１に応答して利得を可変する可変利得回路部２と、出
力信号１２を入力するとともに、後述する利得制御信号
８２に応答して利得を可変する可変利得回路部３と、こ
れら２つの可変利得回路部２および３の出力信号２１お
よび３１を入力し、その差の信号４１を出力するベクト
ル合成回路部４と、出力信号２１および３１を入力し、
その和の信号５１を出力するベクトル合成回路部５と、
信号４１を入力し出力振幅が制限され、出力信号６１を
出力端子１６へ出力する振幅等化回路部６と、和の信号
５１を入力し出力振幅が制限され、出力信号７１を出力
端子１７へ出力する振幅等化回路部７と、これら２つの
振幅等化回路部６および７で出力振幅が揃えられ出力信
号６１および７１をそれぞれ出力端子１６および１７と
並列に入力し、これらの出力信号６１および７１の位相
差を検出して利得制御信号８１および８２を発生させ可
変利得回路部２および３に帰還する位相検波回路部８と
から構成される。
【００１６】次に、上述した構成からなる第１の実施の
形態の動作について図面を参照しながら詳細に説明す
る。簡易移相回路部１により分配されたほぼ位相差９０
度で、かつほぼ等振幅な２信号１１，１２をそれぞれ、 ａｃｏｓωｔ，ｓｉｎ（ωｔ＋Δφ） ここでａ：２信号の振幅比 Δφ：９０度からの位相差 とし、さらに、可変利得回路部２および可変利得回路部
３の利得差をｋとして和をとると、 （和）＝ｋａｃｏｓωｔ＋ｓｉｎ（ωｔ＋Δφ）＝ｋａ
ｃｏｓωｔ＋ｓｉｎωｔ・ｃｏｓ（Δφ）＋ｃｏｓωｔ
・ｓｉｎ（Δφ）＝｛ｋａ＋ｓｉｎ（Δφ）｝・ｃｏｓ
ωｔ＋ｃｏｓ（Δφ）・ｓｉｎωｔ＝［ｃｏｓ2（Δ
φ）＋｛ｋａ＋ｓｉｎ（Δφ）｝2］1/2・ｓｉｎ（ωｔ
＋φA）…………………………（４） ∵＝ｔａｎφA＝｛ｋａ／ｃｏｓ（Δφ）＋ｔａｎ（Δ
φ）｝同様にして、 （差）＝ｋａｃｏｓωｔ−ｓｉｎ（ωｔ＋Δφ）＝ｋａ
ｃｏｓωｔ−ｓｉｎ（ωｔ）・ｃｏｓ（Δφ）−ｃｏｓ
ωｔ・ｓｉｎ（Δφ）＝｛ｋａ−ｓｉｎ（Δφ）｝・ｃ
ｏｓωｔ−ｃｏｓ（Δφ）・ｓｉｎωｔ＝［ｃｏｓ
2（Δφ）＋｛ｋａ−ｓｉｎ（Δφ）｝2］1/2・ｓｉｎ
（ωｔ＋φS）…………………………（５） ∵＝ｔａｎφS＝｛−ｋａ／ｃｏｓ（Δφ）＋ｔａｎ
（Δφ）｝と合成され、和と差の信号の位相差をφとす
れば、 φ＝φA−φS＝ｔａｎ-1｛ｋａ／ｃｏｓ（Δφ）＋ｔａ
ｎ（Δφ）｝−ｔａｎ-1｛−ｋａ／ｃｏｓ（Δφ）＋ｔ
ａｎ（Δφ）｝………………………………（６） と表され、振幅差ΔＶは、 ΔＶ＝［ｃｏｓ2（Δφ）＋｛ｋａ＋ｓｉｎ（Δ
φ）｝2］1/2／ｃｏｓ2（Δφ）＋｛ｋａ−ｓｉｎ（Δ
φ）｝2］1/2………（７） となる。
形態の動作について図面を参照しながら詳細に説明す
る。簡易移相回路部１により分配されたほぼ位相差９０
度で、かつほぼ等振幅な２信号１１，１２をそれぞれ、 ａｃｏｓωｔ，ｓｉｎ（ωｔ＋Δφ） ここでａ：２信号の振幅比 Δφ：９０度からの位相差 とし、さらに、可変利得回路部２および可変利得回路部
３の利得差をｋとして和をとると、 （和）＝ｋａｃｏｓωｔ＋ｓｉｎ（ωｔ＋Δφ）＝ｋａ
ｃｏｓωｔ＋ｓｉｎωｔ・ｃｏｓ（Δφ）＋ｃｏｓωｔ
・ｓｉｎ（Δφ）＝｛ｋａ＋ｓｉｎ（Δφ）｝・ｃｏｓ
ωｔ＋ｃｏｓ（Δφ）・ｓｉｎωｔ＝［ｃｏｓ2（Δ
φ）＋｛ｋａ＋ｓｉｎ（Δφ）｝2］1/2・ｓｉｎ（ωｔ
＋φA）…………………………（４） ∵＝ｔａｎφA＝｛ｋａ／ｃｏｓ（Δφ）＋ｔａｎ（Δ
φ）｝同様にして、 （差）＝ｋａｃｏｓωｔ−ｓｉｎ（ωｔ＋Δφ）＝ｋａ
ｃｏｓωｔ−ｓｉｎ（ωｔ）・ｃｏｓ（Δφ）−ｃｏｓ
ωｔ・ｓｉｎ（Δφ）＝｛ｋａ−ｓｉｎ（Δφ）｝・ｃ
ｏｓωｔ−ｃｏｓ（Δφ）・ｓｉｎωｔ＝［ｃｏｓ
2（Δφ）＋｛ｋａ−ｓｉｎ（Δφ）｝2］1/2・ｓｉｎ
（ωｔ＋φS）…………………………（５） ∵＝ｔａｎφS＝｛−ｋａ／ｃｏｓ（Δφ）＋ｔａｎ
（Δφ）｝と合成され、和と差の信号の位相差をφとす
れば、 φ＝φA−φS＝ｔａｎ-1｛ｋａ／ｃｏｓ（Δφ）＋ｔａ
ｎ（Δφ）｝−ｔａｎ-1｛−ｋａ／ｃｏｓ（Δφ）＋ｔ
ａｎ（Δφ）｝………………………………（６） と表され、振幅差ΔＶは、 ΔＶ＝［ｃｏｓ2（Δφ）＋｛ｋａ＋ｓｉｎ（Δ
φ）｝2］1/2／ｃｏｓ2（Δφ）＋｛ｋａ−ｓｉｎ（Δ
φ）｝2］1/2………（７） となる。
【００１７】可変利得回路部２および可変利得回路部３
の利得差ｋを変化させた場合の位相差φと振幅差ΔＶを
プロットした図２を参照すると、この図は、Ｘ軸に利得
差２０ｌｏｇｋ（ｄＢ）を正および負の両極性で示し、
左側のＹ軸に位相差φ（ｄｅｇ）を、右側のＹ軸に振幅
差ΔＶ（ｄＢ）を示してある。
の利得差ｋを変化させた場合の位相差φと振幅差ΔＶを
プロットした図２を参照すると、この図は、Ｘ軸に利得
差２０ｌｏｇｋ（ｄＢ）を正および負の両極性で示し、
左側のＹ軸に位相差φ（ｄｅｇ）を、右側のＹ軸に振幅
差ΔＶ（ｄＢ）を示してある。
【００１８】但し、振幅比ａ＝１．２，Δφ＝０．０５
２（＝約３°）としてある。
２（＝約３°）としてある。
【００１９】ここで、ベクトル合成を行ったのち振幅等
化回路部６および７を通すことにより、振幅が異なる２
信号４１および５１を等振幅になるようにし、その信号
６１および７１を本移相回路の出力信号として出力端子
１６および１７と位相検波回路部８の入力信号として与
えることによって、位相検波回路部８はこれら２信号の
位相差を検出する。
化回路部６および７を通すことにより、振幅が異なる２
信号４１および５１を等振幅になるようにし、その信号
６１および７１を本移相回路の出力信号として出力端子
１６および１７と位相検波回路部８の入力信号として与
えることによって、位相検波回路部８はこれら２信号の
位相差を検出する。
【００２０】この検出した利得制御信号８１および８２
を可変利得回路部２および３にそれぞれ帰還させて利得
差ｋを制御することによりベクトル合成比率を変化させ
て、位相差が正確に９０度で、かつ等振幅な２信号を得
ることが出来る。
を可変利得回路部２および３にそれぞれ帰還させて利得
差ｋを制御することによりベクトル合成比率を変化させ
て、位相差が正確に９０度で、かつ等振幅な２信号を得
ることが出来る。
【００２１】また、本実施例によれば振幅等化回路部６
および７で寄生抵抗、寄生容量による位相差が発生した
場合でも、その位相差を含めて利得制御信号８１および
８２が可変利得回路部２および３に帰還されるため、入
力端子１５から供給される入力信号が高周波信号であっ
ても、安定して位相差が正確に９０度で、かつ等振幅な
２信号を得ることが出来る。
および７で寄生抵抗、寄生容量による位相差が発生した
場合でも、その位相差を含めて利得制御信号８１および
８２が可変利得回路部２および３に帰還されるため、入
力端子１５から供給される入力信号が高周波信号であっ
ても、安定して位相差が正確に９０度で、かつ等振幅な
２信号を得ることが出来る。
【００２２】次に、本発明の第２の実施の形態を図面を
参照しながら説明する。図３を参照すると、第２の実施
例の９０度移相回路は、入力端子１５から供給される局
部発振器の出力信号を入力するとともに、後述する利得
制御信号８１に応答して利得を可変する可変利得回路部
２と、局部発振器の出力信号を入力するとともに、利得
制御信号８２に応答して利得を可変する可変利得回路部
３と、可変利得回路部２から信号２１を、可変利得回路
部３から信号３１をそれぞれ入力し、ほぼ位相差９０度
の２信号１１，１２を分配する簡易移相回路部１と、こ
の簡易移相回路部１の出力信号１１および１２を入力
し、その差の信号４１を出力するベクトル合成回路部４
と、出力信号１１および１２を入力し、その和の信号５
１を出力するベクトル合成回路部５と、ベクトル合成回
路部４の出力信号４１を入力し出力振幅が制限され、出
力信号６１を出力端子１６へ出力する振幅等化回路部６
と、和の信号５１を入力し出力振幅が制限され、出力信
号７１を出力端子１７へ出力する振幅等化回路部７と、
これら２つの振幅等化回路部６および７で出力振幅がそ
ろえられたそれぞれの出力信号６１および７１を出力端
子１６および１７と並列に入力し、これらの出力信号６
１および７１の位相差を検出して利得制御信号８１およ
び８２を発生させ可変利得回路部２および３に帰還する
位相検波回路部８とから構成される。
参照しながら説明する。図３を参照すると、第２の実施
例の９０度移相回路は、入力端子１５から供給される局
部発振器の出力信号を入力するとともに、後述する利得
制御信号８１に応答して利得を可変する可変利得回路部
２と、局部発振器の出力信号を入力するとともに、利得
制御信号８２に応答して利得を可変する可変利得回路部
３と、可変利得回路部２から信号２１を、可変利得回路
部３から信号３１をそれぞれ入力し、ほぼ位相差９０度
の２信号１１，１２を分配する簡易移相回路部１と、こ
の簡易移相回路部１の出力信号１１および１２を入力
し、その差の信号４１を出力するベクトル合成回路部４
と、出力信号１１および１２を入力し、その和の信号５
１を出力するベクトル合成回路部５と、ベクトル合成回
路部４の出力信号４１を入力し出力振幅が制限され、出
力信号６１を出力端子１６へ出力する振幅等化回路部６
と、和の信号５１を入力し出力振幅が制限され、出力信
号７１を出力端子１７へ出力する振幅等化回路部７と、
これら２つの振幅等化回路部６および７で出力振幅がそ
ろえられたそれぞれの出力信号６１および７１を出力端
子１６および１７と並列に入力し、これらの出力信号６
１および７１の位相差を検出して利得制御信号８１およ
び８２を発生させ可変利得回路部２および３に帰還する
位相検波回路部８とから構成される。
【００２３】上述した構成からなる９０度移相回路の動
作は、ここでも第１の実施の形態同様に、 （和）＝［ｃｏｓ2（Δφ）＋｛ｋａ＋ｓｉｎ（Δ
φ）｝2］1/2・ｓｉｎ（ωｔ＋φA）（差）＝［ｃｏｓ2
（Δφ）＋｛ｋａ−ｓｉｎ（Δφ）｝2］1/2・ｓｉｎ
（ωｔ＋φS）と合成され、和と差の信号の位相差をφ
とすれば、 φ＝ｔａｎ-1｛ｋａ／ｃｏｓ（Δφ）＋ｔａｎ（Δ
φ）｝−ｔａｎ-1｛−ｋａ／ｃｏｓ（Δφ）＋ｔａｎ
（Δφ）｝と表され、振幅差ΔＶは、 ΔＶ＝［ｃｏｓ2（Δφ）＋｛ｋａ＋ｓｉｎ（Δ
φ）｝2］1/2／ｃｏｓ2（Δφ）＋｛ｋａ−ｓｉｎ（Δ
φ）｝2］1/2 となる。
作は、ここでも第１の実施の形態同様に、 （和）＝［ｃｏｓ2（Δφ）＋｛ｋａ＋ｓｉｎ（Δ
φ）｝2］1/2・ｓｉｎ（ωｔ＋φA）（差）＝［ｃｏｓ2
（Δφ）＋｛ｋａ−ｓｉｎ（Δφ）｝2］1/2・ｓｉｎ
（ωｔ＋φS）と合成され、和と差の信号の位相差をφ
とすれば、 φ＝ｔａｎ-1｛ｋａ／ｃｏｓ（Δφ）＋ｔａｎ（Δ
φ）｝−ｔａｎ-1｛−ｋａ／ｃｏｓ（Δφ）＋ｔａｎ
（Δφ）｝と表され、振幅差ΔＶは、 ΔＶ＝［ｃｏｓ2（Δφ）＋｛ｋａ＋ｓｉｎ（Δ
φ）｝2］1/2／ｃｏｓ2（Δφ）＋｛ｋａ−ｓｉｎ（Δ
φ）｝2］1/2 となる。
【００２４】したがって、上述したベクトル合成が行わ
れて、振幅等化回路部６および振幅等化回路部７で等振
幅となり出力されたこの２信号６１および７１を位相検
波回路部８の入力として与え、位相検波回路部８におい
てこれら２信号の位相差を検出し、利得制御信号８１お
よび８２を可変利得回路部２および３に帰還させベクト
ル合成比率を変化させることで、位相差が正確に９０度
で、かつ等振幅な２信号６１および７１を得ることが出
来る。
れて、振幅等化回路部６および振幅等化回路部７で等振
幅となり出力されたこの２信号６１および７１を位相検
波回路部８の入力として与え、位相検波回路部８におい
てこれら２信号の位相差を検出し、利得制御信号８１お
よび８２を可変利得回路部２および３に帰還させベクト
ル合成比率を変化させることで、位相差が正確に９０度
で、かつ等振幅な２信号６１および７１を得ることが出
来る。
【００２５】
【発明の効果】以上説明したように本発明の９０度移相
回路は、ベクトル合成回路部の後段に振幅等化回路部を
設け、位相検波回路部による利得制御信号を可変利得回
路部に帰還させて利得差ｋを制御することにより、ベク
トル合成回路部のベクトル合成比率を変化させ、位相差
が正確に９０度で、かつ等振幅な２信号を得ることが出
来るようにした。したがって、入力信号が高周波信号の
場合に生じる振幅差をなくすことが出来るので、安定し
た９０度移相回路を提供することができ、かかる９０度
移相回路によれば通信システム等の直交変復調装置にお
いて高周波の搬送波信号を用いた場合においても高精度
の変調、および復調が可能となる。
回路は、ベクトル合成回路部の後段に振幅等化回路部を
設け、位相検波回路部による利得制御信号を可変利得回
路部に帰還させて利得差ｋを制御することにより、ベク
トル合成回路部のベクトル合成比率を変化させ、位相差
が正確に９０度で、かつ等振幅な２信号を得ることが出
来るようにした。したがって、入力信号が高周波信号の
場合に生じる振幅差をなくすことが出来るので、安定し
た９０度移相回路を提供することができ、かかる９０度
移相回路によれば通信システム等の直交変復調装置にお
いて高周波の搬送波信号を用いた場合においても高精度
の変調、および復調が可能となる。
【図１】本発明の第１の実施の形態における９０度移相
回路の構成を示すブロック図である。
回路の構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示す実施の形態において、可変利得回路
部の利得差ｋを変化させた場合の位相差および振幅差の
関係を示す図である。
部の利得差ｋを変化させた場合の位相差および振幅差の
関係を示す図である。
【図３】本発明の第２の実施例における９０度移相回路
の構成を示すブロック図である。
の構成を示すブロック図である。
【図４】従来の９０度移相回路の構成を示すブロック図
である。
である。
１ 簡易移相回路部 ２，３ 可変利得回路部 ４，５，９，１０ ベクトル合成回路部 ６，７，１８，１９，２０，２１ 振幅等化回路部 ８ 位相検波回路部 １５ 入力端子 １６，１７ 出力端子
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平７−303028（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−18397（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−110369（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−283966（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−307600（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−313231（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38 H03H 7/18 H03H 7/20 H03H 7/21 H03H 11/18
Claims (3)
- 【請求項１】 入力信号を略等振幅かつ位相差が略９０
度異なる２つの出力信号にして分配する簡易移相手段
と、この簡易移相手段の前記２つの出力信号を所定の利
得制御信号に応じて増幅する第１および第２の可変利得
増幅手段と、これら第１および第２の可変利得増幅手段
それぞれの出力信号との和および差の信号を合成する第
１および第２のベクトル合成手段と、これら第１および
第２のベクトル合成手段それぞれの出力信号を互いに等
しい振幅にする第１および第２の振幅等化手段と、これ
ら第１および第２の振幅等化手段それぞれの出力信号間
の位相差を検出し、その検出信号を前記所定の利得制御
信号として出力する位相検波手段とを有するとともに、
前記第１および第２の可変利得増幅手段と第１および第
２のベクトル合成手段と第１および第２の振幅等化手段
と位相検波手段とを併せて備えた帰還ループを構成する
ことにより、振幅差を生じることなく位相差を補正する
ことを特徴とする９０度移相回路。 - 【請求項２】 前記帰還ループ上の前記第１および前記
第２のベクトル合成手段と前記位相検波手段との間に介
在させた前記第１および前記第２の振幅等化手段の出力
信号を、位相差９０度の等振幅の出力信号として出力端
子に出力する請求項１記載の９０度移相回路。 - 【請求項３】 前記第１および前記第２の振幅等化手段
を前記帰還ループ上の前記第１および前記第２のベクト
ル合成手段と前記位相検波手段との間に介在させること
により、前記第１および前記第２の振幅等化手段で生じ
る位相差も補正する請求項１記載の９０度移相回路。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09170402A JP3098464B2 (ja) | 1997-06-26 | 1997-06-26 | ９０度移相回路 |
| US09/104,107 US6054883A (en) | 1997-06-26 | 1998-06-25 | High accuracy 90° phase shift circuit error detection |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09170402A JP3098464B2 (ja) | 1997-06-26 | 1997-06-26 | ９０度移相回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1117757A JPH1117757A (ja) | 1999-01-22 |
| JP3098464B2 true JP3098464B2 (ja) | 2000-10-16 |
Family
ID=15904270
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09170402A Expired - Fee Related JP3098464B2 (ja) | 1997-06-26 | 1997-06-26 | ９０度移相回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
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| JP (1) | JP3098464B2 (ja) |
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| JP2001119269A (ja) * | 1999-10-19 | 2001-04-27 | Nec Corp | ９０度移相器 |
| JP2001177376A (ja) * | 1999-12-16 | 2001-06-29 | General Res Of Electronics Inc | 可変容量回路 |
| WO2002065638A1 (en) * | 2001-02-12 | 2002-08-22 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Tunable quadrature phase shifter |
| EP1421687A1 (en) * | 2001-08-16 | 2004-05-26 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Tunable quadrature phase shifter |
| KR100465912B1 (ko) * | 2002-07-30 | 2005-01-13 | 한국과학기술원 | 직각위상차 신호발생기 |
| US7589927B2 (en) * | 2005-08-30 | 2009-09-15 | International Business Machines Corporation | Dynamically adapting a read channel equalizer |
| JP2007104007A (ja) * | 2005-09-30 | 2007-04-19 | Toshiba Corp | 直交変調器及び直交変調器におけるベクトル補正方法 |
| TW200816661A (en) * | 2006-09-25 | 2008-04-01 | Alcor Micro Corp | Method for I/Q signal adjustment |
| KR100849213B1 (ko) * | 2007-03-26 | 2008-07-31 | 삼성전자주식회사 | 신호발생장치, 주파수변환장치, 수신기, 및 송신기 |
| JP2010016702A (ja) * | 2008-07-04 | 2010-01-21 | Mitsubishi Electric Corp | 高周波回路 |
| KR20110024236A (ko) * | 2009-09-01 | 2011-03-09 | 삼성전자주식회사 | 위상 보정 방법, 위상 보정 회로, 및 이를 포함하는 신호 처리 장치 |
| JP5216162B2 (ja) * | 2010-03-29 | 2013-06-19 | 旭化成エレクトロニクス株式会社 | 位相調整回路、位相調整方法 |
| JP5582986B2 (ja) * | 2010-09-22 | 2014-09-03 | シチズンホールディングス株式会社 | 近接センサ |
| JP5834577B2 (ja) * | 2011-07-21 | 2015-12-24 | 株式会社リコー | 直交信号生成回路、直交信号生成回路の調整方法、及び無線通信装置 |
| US9030236B2 (en) * | 2011-08-09 | 2015-05-12 | National Semiconductor Corporation | Phase detector |
| CN102960451A (zh) * | 2012-11-29 | 2013-03-13 | 吴柠君 | 一种樱花草莓牛奶及其制造方法 |
| EP3055927B1 (en) * | 2013-10-11 | 2017-10-04 | Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) | Signal generator and associated phase shift apparatus and method |
| EP3422572B1 (en) * | 2016-03-02 | 2020-04-22 | Mitsubishi Electric Corporation | Vector synthesis phase shifter |
| JP7412640B2 (ja) * | 2021-05-28 | 2024-01-12 | 三菱電機株式会社 | 移相検波回路 |
| US20240205067A1 (en) | 2022-12-16 | 2024-06-20 | Renesas Electronics America Inc. | Circuit for correcting amplitude imbalance and phase imbalance |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JP2746781B2 (ja) * | 1991-09-02 | 1998-05-06 | エイ・ティ・アンド・ティ・コーポレーション | 移相器 |
| JPH06283966A (ja) * | 1993-03-30 | 1994-10-07 | Toshiba Corp | π／２位相制御回路 |
| JPH07303028A (ja) * | 1994-05-09 | 1995-11-14 | Hitachi Ltd | ９０度移相回路 |
| JPH0818397A (ja) * | 1994-06-27 | 1996-01-19 | Hitachi Ltd | ９０度移相器 |
| JP3336860B2 (ja) * | 1996-05-31 | 2002-10-21 | 安藤電気株式会社 | 変調精度の調整装置 |
-
1997
- 1997-06-26 JP JP09170402A patent/JP3098464B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1998
- 1998-06-25 US US09/104,107 patent/US6054883A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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| US6054883A (en) | 2000-04-25 |
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