JPH08340363A - 変調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 ダイレクト変調方式のようにキャリアフィ−
ドスルーを発生せず、インダイレクト変調方式のように
出力信号が２種類の周波数帯域の信号を含むものとなら
ない位相精度の高い直交変調回路を提供する。 【構成】 第１の周波数ωc1の信号を第１及び第２の変
調器３０、４０に入力して互いに９０度の位相差を有す
る２つの４相位相変調された信号Ｓ1、Ｓ2を第１及び第
２のミキサ回路５１、５２に入力し、第２の周波数ｙω
c2の９０度の位相差を有する２つの信号と乗算し、この
第１及び第２のミキサ回路の出力を加算することでＳＳ
Ｂ変調を行い、１種類の周波数帯域の信号を出力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、デジタル移動通信方式
などに使用される直交変調回路に関する。

【０００２】

【従来技術の説明】近年携帯電話の普及は目ざましいも
のがあり、また、アナログ方式から直交変調を行うデジ
タル方式に移行する時期にある。携帯電話は、更に急激
に普及してゆくことが見込まれている。送信受信の周波
数は、ＰＤＣ（パーソナルデジタルセルラー）、ＩＳ５
４（北米デジタルセルラーが採用する「セルラーシステ
ム・デュアルモード移動機−基地局適合規格」）、ＧＳ
Ｍ（欧州統一方式）では８００ＭＨｚ〜１ＧＨｚ、ＰＤ
Ｃ、ＰＨＳ（簡易型携帯電話システム）では８００ＭＨ
ｚ〜１．９ＧＨｚである。

【０００３】これらの方式の携帯電話の送信部には、こ
れらの周波数で４相位相変調又はＧＳＭＫなどの周波数
変調を行うための変調器が必要になる。４相位相変調を
行う方法として、ＲＣＲ標準規格−２８（平成５年１２
月２０日策定）の２８頁の図３．６にその変調方法が示
されている。図６にその直交変調器の構成を示す。

【０００４】図６において、発振器１からの周波数ωc1
の信号を９０度移相器２に入力し、ｃｏｓ（ωc1ｔ）お
よび−ｓｉｎ（ωc1ｔ）を得る（ωc1はキャリアの周波
数）。９０度移相器２の出力をそれぞれミキサ３、４に
入力して、ベースバンド信号Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ）と掛け
算する。ミキサ３、４の出力を加算器５に入力し、出力
Ｓ（ｔ）を得る。この出力Ｓ（ｔ）は、次式で表され
る。 Ｓ（ｔ）＝Ｉ（ｔ）・ｃｏｓ（ωc1ｔ）−Ｑ（ｔ）・ｓ
ｉｎ（ωc1ｔ）

【０００５】ＰＤＣやＰＨＳに対して適用するために
は、２つのミキサ３、４は、例えば９００ＭＨｚや１．
９ＧＨｚという高い周波数で動作させる必要があるた
め、図６を構成する回路は高周波で動作しなければなら
ないので、消費電力が大きくなるという欠点がある。こ
の欠点を解決する手段として、図７に示す回路が考えら
れる。この回路では、中間周波数ωｃ１として、例え
ば、２００ＭＨｚ程度の低い周波数を用いる。２００Ｍ
Ｈｚで直交変調された信号Ｓ（ｔ）は、ωｃ２を１．７
ＭＨｚとすれば、ミキサー７によって、１．９ＧＨｚの
信号を出力することができる。このようにすれば、高周
波で動作させる必要があるのはミキサ７だけであるの
で、消費電力を少なくできる。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかし、ミキサ７から
は、周波数が（ωc1＋ωc2）の信号と（ωc2−ωc1）の
信号の両方に周波数変換されて出力されるので、どちら
かを選択するためのフィルタが必要であり、コストを上
昇させ、また小型化の妨げとなる。この２つの方式、す
なわち図６および図７に示した回路が、送信部を集積化
する場合に広く用いられているので、ここでは、図６の
回路をダイレクト変調方式、図７の回路をインダイレク
ト変調方式と呼ぶことにする。

【０００７】図６の変調回路においては、発振器１の周
波数ωc1の信号の一部が電波となったり、集積回路の基
板及び回路の寄生容量、ミキサの寄生容量によって出力
信号に混入する。これを、キャリアフィードスルーとい
う。ダイレクト変調方式では、発振器１の周波数と出力
される周波数が同じであるために、フィルタを用いても
除去することができない。キャリアフィードスルーが生
じると、信号品質を大きく劣化させるので、信号の混入
に対する極めて注意深い設計を必要とし、また集積回路
の周辺回路（とくに発振回路）にそのための対策が必要
であり、ダイレクト変調方式による直交位相変調回路の
実現性を大きく制限する。インダイレクト変調方式でも
キャリアフィードスルーは発生するが、中間周波数ωc1
の周波数を低く設定（例えば２００ＭＨｚ）することに
より低くおさえることは比較的容易である。さらに、図
６、図７の９０゜移相器２は、ＰＤＣやＧＳＭの要求を
満足させるためには極めて高い位相精度（製造バラツキ
を含め１．５゜〜３゜以内）が求められる。ＩＣ内で無
調整で、２００ＭＨｚ，９００ＭＨｚ，１．９ＧＨｚと
いう高い周波数で、この精度を実現することは信号の歪
み、素子バラツキ、素子の寄生容量などの影響によって
極めて困難であり、精度良く実現するために、さまざま
な工夫が試されている。その例をあげると、IEEE JOUNA
L OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL. 27, NO. 8, AUGUST
1992， "A 1-GHz Single-Chip Quadrature Modulator"
などがある。

【０００８】本発明は、ダイレクト変調方式のようにキ
ャリアフィ−ドスルーを発生せず、インダイレクト変調
方式のように２種類の周波数帯域の信号が出力されず、
用いる９０゜移相器に位相誤差があっても、誤差を補正
して、精度の良好な直交変調された信号を出力する直交
変調回路を提供することを目的とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】第１の周波数（ωc1）の
信号を第１及び第２の直交変調器に入力して互いに９０
度の位相差を有する２つの４相位相変調された信号を第
１及び第２のミキサ回路に入力し、第２の周波数（ωc
2）の９０度の位相差を有する２つの信号と乗算し、こ
の第１及び第２のミキサ回路の出力を加算することでＳ
ＳＢ変調を行い、１種類の周波数帯域の信号を出力す
る。

【００１０】ミキサ５１，５２では、入力周波数と出力
周波数との周波数の差がωc1であるので、ダイレクト変
調方式の場合に生じるキャリアフィードスル−が発生し
ない。また、インダイレクト変調方式の場合と同様に２
回の周波数変換を行うにもかかわらず、ＳＳＢ変調によ
って単一の周波数帯域のみの出力が得られるので、出力
側に信号を選択するためのフィルタを必要としないか、
必要としても選択性の低いものでよくなる。さらに、図
２〜図５に示す本発明の回路は９０゜移相器２，６０に
位相誤差（９０度からのずれ）があっても誤差を補正す
る作用があるため、精度の高い直交変調出力を得ること
ができる。

【００１１】

【実施例】本発明の一実施例による直交変調回路の構成
を図１を参照して説明する。図１において、３０、４０
は直交変調器であり、その出力信号の位相は互いに９０
度異なっている。この９０度ずれた２つの信号は、ＳＳ
Ｂ（単側波帯）変調用のミキサ回路５０に入力される。
発振器６からの信号は、９０度移相器６０を通すことに
より互いに位相が９０度異なる２つの信号となり、ミキ
サ回路５０に入力される。

【００１２】ミキサ回路５０では、互いに９０度位相が
ずれた信号が、それぞれ、ミキサ５１，５２に２組入力
されるので、ＳＳＢ変調が行われ、その出力端子には２
つの周波数成分は発生せず、単一の周波数帯域の成分を
出力することができる。従って、２つの周波数の出力信
号のうちの１つを選択するためのフィルタは不要か、必
要としても選択性の低いものでよくなる。

【００１３】図２は、図１中の直交変調器３０、４０を
より具体的に示した実施例である。図２において、直交
変調器３０、４０は、ダイレクト変調方式による直交変
調器と同じものであり、直交変調器３０はミキサ３１、
３２および加算器３３からなり、直交変調器４０はミキ
サ４１、４２および加算器４３からなる。発振器１の出
力信号は、９０度移相器２を通して、直交変調器３０、
４０に入力される。また、ベースバンド信号Ｉ（ｔ）、
Ｑ（ｔ）も、直交変調器３０、４０に入力されて、９０
度移相器２からの信号と乗算される。

【００１４】直交変調器４０の一方の入力端子には、１
８０度移相器４４を通した搬送波が入力される。これに
より、直交変調器４０の出力信号Ｓ2（ｔ）の位相は、
直交変調器３０の出力信号Ｓ1（ｔ）の位相に対して９
０度ずれるようにしている。ミキサ回路５０中のミキサ
５１、５２には、直交変調器３０、４０からの出力信号
Ｓ1（ｔ）、Ｓ2（ｔ）がそれぞれ入力され、また出力周
波数ωc2の発振器６から信号が９０度移相器６０を通し
て入力される。ミキサ５１、５２の出力信号は加算器５
３に入力される。この構成において、発振器１の出力周
波数ωc1として、例えば２００ＭＨｚのような低い周波
数を使用すれば、周波数が１．９ＧＨｚや９００ＭＨｚ
などで１回で変調する場合（図６）よりも出力周波数ω
c1の搬送波（キャリア）のもれを少なくすることができ
る。

【００１５】ここで、ｘ＝ωc1ｔ、ｙ＝ωc2ｔとし、Ｉ
（ｔ）、Ｑ（ｔ）をそれぞれＩ、Ｑとする。加算器３
３、４３の出力信号は、それぞれＳ1（ｔ）＝Ｉｃｏｓ
ｘ＋Ｑｓｉｎｘ、Ｓ2（ｔ）＝Ｉｓｉｎｘ−Ｑｃｏｓｘ
となり、位相が互いに９０度異なっている。直交変調器
３０、４０に入力される信号の位相は、図２に示したも
のに限られず、出力信号が互いに９０度異なっていれば
良く、他にいくつかの例が考えられる。それを具体的に
示すと、 Ｓ１（ｔ）＝Ｉ・ａ（ｔ）＋Ｑ・ｂ（ｔ） Ｓ２（ｔ）＝Ｉ・ｃ（ｔ）＋Ｑ・ｄ（ｔ） とすると、（ａ（ｔ）〜ｄ（ｔ）は三角関数） Ｓ１（ｔ）とＳ２（ｔ）の位相が９０度異なっているよ
うにするためには、ａ（ｔ）とｂ（ｔ）の位相は９０度
異なっており、ｃ（ｔ）とｄ（ｔ）の位相が９０度異な
っており、ａ（ｔ）とｄ（ｔ）が同位相であればｃ
（ｔ）とｂ（ｔ）が逆相であり、ｃ（ｔ）とｂ（ｔ）が
同位相であればａ（ｔ）とｄ（ｔ）が逆相であればよ
い。

【００１６】出力信号Ｓ3として、ωｃ２＞ωｃ１とす
ると、周波数がωc1＋ωc2の場合とωc2−ωc1の場合が
あり、以下の４通りが考えられる。周波数がωc2−ωc1
の場合、 Ｓ3＝Ｉ・ｃｏｓ（ｙ−ｘ）−Ｑ・ｓｉｎ（ｙ−ｘ） （１） Ｓ3＝Ｉ・ｃｏｓ（ｙ−ｘ）＋Ｑ・ｓｉｎ（ｙ−ｘ） （２）

【００１７】周波数がωc1＋ωc2の場合、 Ｓ3＝Ｉ・ｃｏｓ（ｘ＋ｙ）−Ｑ・ｓｉｎ（ｘ＋ｙ） （３） Ｓ3＝Ｉ・ｃｏｓ（ｘ＋ｙ）＋Ｑ・ｓｉｎ（ｘ＋ｙ） （４）

【００１８】（１）式を変形すると、 Ｓ3＝ｃｏｓｙ（Ｉ・ｃｏｓｘ＋Ｑ・ｓｉｎｘ）＋ ｓｉｎｙ（Ｉ・ｓｉｎｘ−Ｑ・ｃｏｓｘ） （５） となり、図２の回路はこの関数を実現している。

【００１９】図３は第２の具体例による回路であり、図
２と異なるところは、１８０度移相器回路４４がミキサ
３２の入力端子に接続されている点である。図３におい
ては、Ｓ1（ｔ）＝Ｉｃｏｓｘ−Ｑｓｉｎｘ、Ｓ2（ｔ）
＝Ｉｓｉｎｘ＋Ｑｃｏｓｘとなる。（２）式を変形する
と、 Ｓ3＝ｃｏｓｙ（Ｉ・ｃｏｓｘ−Ｑ・ｓｉｎｘ）＋ ｓｉｎｙ（Ｉ・ｓｉｎｘ＋Ｑ・ｃｏｓｘ） （６） となり、図３の回路はこの関数を実現している。

【００２０】図４は第３の具体例による回路であり、図
２と異なるところは、１８０度移相器４４がミキサ３１
の入力端子に接続され、１８０度移相器４５が加算器４
５の出力端子に接続されている点である。図４において
は、Ｓ1（ｔ）＝−Ｉｃｏｓｘ＋Ｑｓｉｎｘ、Ｓ2（ｔ）
＝Ｉｓｉｎｘ＋Ｑｃｏｓｘとなる。（３）式を変形する
と、 Ｓ3＝ｃｏｓｙ（Ｉ・ｃｏｓｘ−Ｑ・ｓｉｎｘ）− ｓｉｎｙ（Ｉ・ｓｉｎｘ＋Ｑ・ｃｏｓｘ） （７） となり、図４の回路はこの関数を実現している。

【００２１】図５は第４の具体例による回路であり、図
２と異なるところは、１８０度移相器４４がミキサ４１
の入力端子に接続されている点である。図５において
は、Ｓ1（ｔ）＝Ｉｃｏｓｘ＋Ｑｓｉｎｘ、Ｓ2（ｔ）＝
−Ｉｓｉｎｘ＋Ｑｃｏｓｘとなる。（４）式を変形する
と、 Ｓ3＝ｃｏｓｙ（Ｉ・ｃｏｓｘ＋Ｑ・ｓｉｎｘ）＋ ｓｉｎｙ（−Ｉ・ｓｉｎｘ−Ｑ・ｃｏｓｘ） （８） となり、図５の回路はこの関数を実現している。

【００２２】これらの関数を実現する方法は、図２〜図
５の回路に限られることはない。信号Ｉ、Ｑの入力端子
とミキサ回路３１，３２，４１，４２との間に１８０゜
移相器をいれるか、ミキサ３１，３２，４１，４２と加
算器３３，４３との間に１８０度位相器を入れることに
よって、発振器６の出力信号を反転させることによって
も、同様に（５）〜（８）式を実現する回路を構成でき
る。つまり段落００１５で示したＳ１（ｔ）とＳ２
（ｔ）の条件を満足するものであれば充分であり、図２
〜図５以外にもいくつかの例が考えられ、基本的には、
同じであり、それらが発明に含まれるのは明白である。
例えば、１８０度移相器は１つに限らず複数用いても全
く同様の機能を実現することができる。なお本発明は、
π／４シフトＱＰＳＫなどの位相変調に限らず、ＧＭＳ
Ｋなどの周波数変調にも適用することができる。

【００２３】次に、９０度移相器に位相誤差がある場合
の位相補正作用について説明する。図２の式（５）を例
にとると、 Ｓ３＝Ｉ（ｃｏｓｘｃｏｓｙ＋ｓｉｎｘｓｉｎｙ）＋ Ｑ（ｓｉｎｘｃｏｓｙ−ｃｏｓｘｓｉｎｙ） （９） ９０度移相器６０，２の９０度からの位相誤差をそれぞ
れφ度、θ度とすると、式（９）は、式（１０）のよう
に示される。 Ｓ３＝Ｉ［cos（ｘ＋φ）cosｙ＋sinｘsin（ｙ＋θ）］＋ Ｑ［sinｘcosｙ−cos（ｘ＋φ）sin（ｙ＋θ）］ （１０） 三角関数の積から和、差の公式を用いて、 S3=1/2・I・[cos(x+y+φ)+cos(x-y+φ)-cos(x+y+θ)+cos(x-y-θ)] +1/2・Q・[sin(x+y)+sin(x-y)-sin(x+y+φ+θ)+sin(x-y+φ-θ)] また、和、差の公式から積の公式を用いると、 S3=I[cos((φ+θ)/2)cos(y-x-(φ-θ)/2)-sin((φ-θ)/2)sin(x+y+(φ+θ)/2)] （１１） +Q[-cos((φ-θ)/2)sin(y-x-(φ-θ)/2)-sin((φ+θ)/2)cos(x+y+(φ+θ)/2)] （１２） Ｉ，Ｑに乗算される周波数ｙーｘの成分である式（１
１）、（１２）の第一項の位相差は、位相誤差φ,θの
値に関わらず常に９０度が保たれていることがわかる。
式（１１）、（１２）の第一項の振幅誤差は、位相誤差
φ,θがあると僅かに生じるが、しかしこの影響は、極
めて小さく、二つの９０度移相器の位相誤差が、例え
ば、２度と５度であるとすると、振幅誤差は０．１５％
になる。その位相誤差への換算値は、０．０４３度にな
るので、強力な位相誤差の補正作用があることがわか
る。ｓｉｎ（ｘ＋ｙ）とcos（ｘ＋ｙ）の項は、レベル
も小さく、周波数ｙ−ｘとかなり離れた異なった周波数
に変換され、スプリアスとなるが、キャリア周波数から
かなり離れているので、インダイレクト変調方式と同様
にフィルタなどを用いて除去することが可能である。

【００２４】

【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、出
力の帯域内にキャリアフィ−ドスルーを小さくおさえ、
また出力信号が単一の周波数帯域となるので、出力側に
フィルタを必要としないか、必要としても選択性の低い
ものでよい変調回路を提供することができる。また、用
いる９０゜移相器に位相誤差がある場合でも、その誤差
を補正して精度の高い直交変調出力を得ることができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例による直交変調回路の構成を
示すブロック図。

【図２】図１の回路についての第１の具体例を示すブロ
ック図。

【図３】図１の回路についての第２の具体例を示すブロ
ック図。

【図４】図１の回路についての第３の具体例を示すブロ
ック図。

【図５】図１の回路についての第４の具体例を示すブロ
ック図。

【図６】従来技術によるダイレクト変調方式の直交変調
回路の構成を示すブロック図。

【図７】従来技術によるインダイレクト変調方式の直交
変調回路の構成を示すブロック図。

【符号の説明】

１・６ 発振器 ２・６０ ９０度移相器 ３０・４０ 直交変調器 ３１・３２・４１・４２ ミキサ ３３・４３ 加算器 ４４・４５ １８０度移相器 ５０ ミキサ回路 ５１・５２ ミキサ ５３ 加算器

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 第１の周波数（ωc1）の信号を入力して
   互いに９０度の位相差を有する位相変調または周波数変
   調された第１の信号（Ｓ1）及び第２の信号（Ｓ2）をそ
   れぞれ出力する第１および第２の変調器（３０、４０）
   と、 それぞれ２つの入力端子を有し、第１の入力端子にそれ
   ぞれ第１の信号（Ｓ1）及び第２の信号（Ｓ2）を入力す
   る第１のミキサ回路（５１）及び第２のミキサ回路（５
   ２）と、 第１のミキサ回路（５１）及び第２のミキサ回路（５
   ２）の第２の入力端子に、互いに９０度の位相差のある
   第２の周波数（ωc2）の第３の信号及び第４の信号を供
   給する手段（６、６０）と、 第１のミキサ回路（５１）及び第２のミキサ回路（５
   ２）の出力信号を加算して出力する加算器（５３）とを
   有することを特徴とする変調回路。
2. 【請求項２】 第１の変調器は、第３及び第４のミキサ
   回路（３１、３２）とこれらの出力を加算する加算器
   （３３）からなり、 第２の変調器は、第５及び第６のミキサ回路（４１、４
   ２）とこれらの出力を加算する加算器（４３）からな
   り、 第３及び第６のミキサ回路（３１、４２）の第１の入力
   端子に供給するための第１の周波数（ωc1）の第５の信
   号を生成し、第４及び第５のミキサ回路（３２、４１）
   の第１の入力端子に供給するための前記第５の信号と９
   ０度の位相差を有する第６の信号を生成する９０度移相
   器と、 前記９０度移相器と、第７の信号（Ｉ）を供給する手段
   と、第８の信号（Ｑ）を供給する手段と、第３と，第４
   と，第５と，第６のミキサ回路（３１、３２、４１、４
   ２）からなるグループから選択されたいずれか１つの第
   １または第２の入力端子との間に挿入された１８０度移
   相器と、をさらに有することを特徴とする請求項１の変
   調回路。