CN100472224C - 用于检测距离的设备和用于检测物体的设备 - Google Patents

Abstract

在用于检测距离和提高接收信号的SN比的一种设备中，使由正弦波发生器产生的正弦波信号的角频率(ω₁)与短脉冲的角频率(ω)同步，并且通过利用合成角频率的正弦波信号正交解调通过发射器/接收器传声器接收的信号。微型计算机仅在等于发射来自发射器/接收器传声器的发射波的部分的一段时间内相加解调信号的向量。通过利用向量被相加的接收信号检测至物体的距离。

Description

用于检测距离的设备和用于检测物体的设备

技术领域

本发明涉及一种用于检测距离的设备和一种用于检测物体的设备。

背景技术

迄今已经提出通过发射超声波和接受其反射波用于测量至反射体的距离的超声测量设备。依据该超声距离测量设备，接收信号通过带通滤波器以仅获得发射信号的频率分量，并且检测获得的信号以用于它们的包迹，从而检测接收信号的上升部分(边缘部分)。然后，从发射信号的上升部分测量时间以测量至反射体的距离。

进一步已知脉冲压缩方法，其中通过调制被发射的脉冲信号的频率或相位获得调制信号，接收其反射波，并且获得对调制信号的相关性(自相关性)以压缩接收信号的脉冲宽度(例如，见非专利文献1：Akira UMEDA和其它12人，“Report of Study Committee on theFacial Dectection of a Static Structure by using an UltrasonicSensor”，3-2-6 Ultrasonic Signal Processing，第50-60页，[在线式]，1992年6月1日，Foundation Nihon Plant MaintenabceAssociation，retrieved 2004年5月24日，<URL：http://www，jipm.or.jp/giken/houkoku/index.htm>)。

在上面传统的超声距离测量设备中，获得的发射信号的频率分量通过带通滤波器，使去除通过带通滤波器的频率分量中的噪声分量很困难。因此，不能接收具有好信噪SN比的信号。

此外，依据上面的脉冲压缩方法，期望SN比中的提高至一定程度以用于静态物体(其不是运动的)，但不能顺利地压缩脉冲以用于被不是均匀运动的物体反射的接收信号。这是因为物体均匀移动时，通过多普勒效应移位反射波的接收信号的频率。因此，当压缩脉冲时，相对于调制信号不能保持相关性，并且结果，不能如期望地压缩接收信号的脉冲宽度。

发明内容

针对上面的问题实现本发明，并且它的目的是提供一种用于检测距离的设备和用于检测物体的距离的设备，其能够提高接收信号的信噪比。

依据第一方面的用于检测距离的设备包括：用于产生脉冲信号的脉冲信号发生装置；发射器/接收器装置，其用于通过以由脉冲信号发生装置产生的脉冲信号激励压电元件发射发射波和接收其反射波；正弦波发生装置，其用于形成与用于激励压电元件的脉冲信号的频率同步的频率的正弦波信号；正交解调装置，通过利用由正弦波发生装置产生的正弦波信号正交解调由发射器/接收器装置接收的反射波的信号，并产生解调信号；以及距离检测装置，基于由脉冲信号发生装置产生的脉冲信号和由正交解调装置产生的解调信号，其用于检测至物体的距离。

通过发射器/接收器装置发射的发射波和其反射波具有近似相同的频率分量，也就是通过利用与用于激励压电元件的脉冲信号同步的频率的正弦波信号正交解调反射波的信号。例如，当脉冲信号发生装置产生作为色同步(脉冲)信号的角频率(ω)的脉冲信号f[t]并通过色同步信号激励压电元件时，通过下面的公式(1)表示通过激励压电元件发射的发射波信号的基波分量。在下面的公式(1)中，(θ)表示在通过沿着被检测的物体反射的发射波的通道传播和接收发射波时形成的相位差。

发射波＝f[t]×cos(ωt+θ)...(1)

如果利用角频率(ω₁)的正弦波信号，通过正交解调装置正交解调具有近似等于发射波的频率分量的反射波信号，通过下面的公式(2)表示获得的解调信号，

解调信号＝f[t]×cos(ωt+θ)×cos(ω₁t)+j{f[t]×cos(ωt+θ)×-sin(ω₁t)}＝(1/2)×f[t]×{cos(ωt+θ+ω₁t)+cos(ωt+θ-ω₁t)}-(1/2)×j{sin(ωt+θ+ω₁t)+sin(-ωt-θ+ω₁t)}                      ...(2)

当用角频率(ω₁)的正弦波信号实现正交解调，以分离成用于正弦波信号的同相分量(I)和正交分量(Q)(赋予j的项)的形式获得解调信号。

在此，当通过利用与通过正弦波信号发生装置形成的脉冲信号的角频率(ω)同步的角频率(ω₁＝ω)的正弦波信号，通过正交解调装置实现正交解调时，通过下面的公式(3)表示解调信号，

解调信号＝(1/2)×f[t]×{cos(ωt+θ+ωt)+cos(ωt+θ-ωt)}-(1/2)×j{sin(ωt+θ+ωt)+sin(-ωt-θ+ωt)}＝(1/2)×f[t]×{cos(2ωt+θ)+cos(θ)}-(1/2)×j{sin(2ωt+θ)+sin(-θ)}            ...(3)

如果通过利用具有正交解调装置的函数的低通滤波器(LPF)，从由上面的公式(3)表示的解调信号去除两倍大于角频率(ω)的频率的分量，通过下面的公式(4)表示来自LPF的输出，

LPF输出＝(1/2)×f[t]×+cos(θ)+j(1/2)×sin(θ)＝A×f{t}×e^jθ...(4)

其中A是常量。

如上面所述，以与用于振荡压电元件的脉冲信号的角频率(ω)同步的角频率的正弦波信号正交解调近似等于发射波的频率分量的反射波的信号，从而去除两倍高的包括在解调信号中的频率的分量，因此，以获得具有相位差(θ)和尽可能大的(1/A)次数的振幅的脉冲信号f[t]。

例如，参照图5B，其说明了由同相分量(I)的信号和正交分量(Q)的信号构成的复平面(IQ平面)，从中去除了两倍高的频率分量的解调信号变成在图5A中发射短脉冲的部分中始终表示相同方向(IQ平面上的点)的向量。

因此，以预定采样频率对正交解调信号采样一段时间，该段时间等于发射发射波的部分，并且相加采样和解调信号(向量相加)以用于每个同相分量和正交分量，从而获得成比例于如图6A所示的加法次数的长度(大小)的向量。

例如，参照图7，向量的相加意味着绘制来自每次采样结果的10次采样的相加结果。如图7所示，加法的绘制结果假定当采样结果已经上升时的时间(t_a)处的最大值。根据在发射波的开始发射时间和当加法的绘制结果变成最大时的时间之间的时差检测到物体的距离。

另一方面，通过利用不与短脉冲信号同步的角频率(ω₁)的正弦波信号正交解调获得的解调信号表示在如图5C所示的IQ平面上的不同方向的向量。例如，当角频率(ω₁)小于角频率(ω)时，IQ平面上表示的向量以作为中心的原点旋转。因此，尽管如图6B中所示的相加，向量的相加结果也不会变成大的向量。

换句话说，以与用于激励压电元件的脉冲信号的角频率(ω)同步的角频率的正弦波信号正交解调近似与发射波相同的频率分量的反射波的信号，从中移除两倍高的频率分量的解调信号相加它们的向量，并通过利用向量被加起来的解调信号检测物体，以通过利用具有提高的SN比的解调信号检测至物体的距离。

依据本发明的第二方面的用于检测距离的设备包括：用于产生脉冲信号的脉冲信号发生装置；发射器/接收器装置，其用于通过以由脉冲信号发生装置产生的脉冲信号激励压电元件发射发射波和接收其反射波，发射器/接收器装置包括在接收反射波时产生振荡的振荡器；正弦波发生装置，其用于形成近似等于振荡单元的共振频率的频率的正弦波信号；正交解调装置，通过利用由正弦波发生装置形成的正弦波信号正交解调由发射器/接收器装置接收的反射波的信号，并产生解调信号；以及距离检测装置，基于由脉冲信号发生装置产生的脉冲信号和由正交解调装置产生的解调信号，用于检测至物体的距离。

通常，预先设置从激励发射器/接收器装置发射的发射波的频率，使其与振荡单元的共振频率一致，从而使发射器/接收器装置中的振荡单元有效地接收反射波。因此，通过利用具有近似等于振荡单元的共振频率的频率的正弦波正交解调反射波信号，可以预期得到和第一方面的用于检测距离的设备中相同的作用和效果。

依据本发明的第三方面的用于检测距离的设备，正交解调装置产生解调信号，其包括用于包括在反射波信号中的正弦波的同相分量和正交分量的不同分量；提供解调信号加法装置，其用于在等于从开始发射发射波直至其结束的发射时间的一段时间中，相加包括同相分量和通过正交解调装置输出的正交分量的解调信号；以及通过利用包括由解调信号加法装置相加的同相分量和正交分量的解调信号，距离检测装置检测至物体的距离。

通过相加在等于如上面所述的发射波的发射时间的一段时间内的正交解调信号，在相加之后可以解调信号的SN比。结果，通过利用具有提高的SN比的解调信号可以检测至物体的距离。

依据本发明的第四方面的用于检测距离的设备，正交解调装置产生具有用于包括在反射波信号中的正弦波信号的同相分量和正交分量的不同分量的解调信号；提供解调信号获得装置，其用于获得每隔一定时间由正交解调装置产生的解调信号；提供解调信号减法装置，其用于通过解调信号获得装置计算在一次获得的同相分量、包括正交分量的解调信号、这次得到的同相分量和用于每个分量的包括正交分量的解调信号之间的差分向量；提供解调信号加法装置，其用于在等于从开始发射发射波直至其结束的发射时间的一段时间内，相加通过解调信号减法装置计算的差分向量；以及利用通过解调信号加法装置相加的差分向量的和的解调信号，距离检测装置检测至物体的距离。

例如，当反射发射波的物体处于运动中，将角频率(ω₂)的频率分量加入通过被多普勒效应影响的发射器/接收器装置接收的反射波中。通过正交解调装置正交解调被多普勒效应影响的反射波，并且解调信号通过具有正交解调装置作用的LPF。即，通过下面的公式(5)表示对公式(4)的LPF的输出在IQ平面上相加项e^jω2t和旋转向量e^jω2，

LPF输出＝A×f[t]×e^jθ×e^jω2t         ...(5)

然而当反射体处于均匀的运动，角频率(ω₂)假定为一恒定值，并且如下面的公式(6)可以重新书写上面的公式(5)，

LPF输出＝A×f[t]×e^jθ×e^jω2t＝A×f[t]×e^jθ×e^jθ(t)     ...(6)

在此，通过下面的公式(7)可以表示通过解调信号减法装置获得上次产生的输出信号和这次产生的输出之间的差，

检测的差＝A1×f[t]×e^jθ×e^jθ[t]/{A2×f[t]×ej^jθ×e^jθ[t+1]}＝A3×e^{j{θ[t]-θ[t+1]}}＝A3×e^jθ2           ...(7)

如上面所述，具有差分的解调信号产生IQ平面上相位(θ2)的方向上的向量(差分向量)。通过相加向量至解调信号加法装置获得的差分向量，因此，即使在反射体处于均匀运动中时也可以提高解调信号的SN比。

依据本发明的第五方面的用于检测距离的设备，解调信号加法装置相加包括通过同相分量的解调信号和通过正交解调装置产生的正交分量，或者相加通过解调信号减法装置计算的差分向量。

当该处理不通过第四方面的用于检测距离的设备执行相加差分向量，或者当相加差分向量来执行处理时，当反射体加速时，不在IQ平面上的预定方向上产生向量但在IQ平面上转向。通过在短于发射时间的一段时间内相加向量，因此，可以压缩向量的方向以位于预定范围，并因此可将解调信号的SN比提高至一定程度。

依据本发明的第六方面的用于检测距离的设备，提供用于改变发射的时间发射时间改变装置，并且解调信号加法装置相加包括通过同相分量和通过正交解调装置产生的正交分量的解调信号，或者在等于或短于通过发射时间改变装置改变的发射时间的一段时间内相加通过解调信号减法装置计算的差分向量。这使基于被改变的发射时间在一段时间内相加向量成为可能。

依据第七方面的用于检测距离的设备，发射器/接收器装置每隔一定时间被重复切换地发射发射波和接收反射波；提供存储装置，其用于存储解在每个周期内调信号加法装置相加的解调信号，其中发射器/接收器装置发射发射波和接收其反射波；提供解调信号平均装置，其用于平均通过存储装置存储的多个周期量的解调信号；以及距离检测装置通过利用由解调信号平均装置平均的解调信号检测至物体的距离。这稳定了距离的检测。

依据第八方面的用于检测距离的设备，基于用于开始发射发射波的时间和当解调信号的信号电平变成大于预定电平的时间之间的时间差分，距离检测装置检测至物体的距离。这使通过利用具有提高的SN比的解调信号检测至物体的距离成为可能，以减小解调信号的信号电平，并因此降低电源的损耗，并延长至被检测物体的距离。

依据第九方面的用于检测物体的设备包括：用于产生脉冲信号的脉冲信号发生装置；调制装置，通过调制由脉冲信号发生装置产生的发射信号，用于产生调制信号；发射器/接收器装置，其用于发射通过调制装置产生的调制信号作为发射波，并用于接收其反射信号；以及脉冲压缩装置，其用于获得通过发射器/接收器装置接收的反射波的信号和调制信号之间的相关性，并用于压缩接收信号；以及物体检测装置，其用于基于被压缩的发射信号和接收信号检测物体；其中，在获得相关性中，脉冲压缩装置在不同于相对于接收信号的时间的定时处多次通过调制信号的共轭复数信号相乘接收信号，对于每个调制单元运算相乘结果和先前相乘结果之间的差分向量，相加对于每个调制单元计算的差分向量，并平均相加结果以获得相关性。

如上面所述，已知通过由调制被发射的脉冲信号的频率或相位获得调制信号的脉冲压缩方法，接收其反射波，并获得对调制信号的相关性(自-相关性)，以压缩接收信号的脉冲宽度。

该脉冲压缩方法是基于用于检测静态物体(不是运动的)的先决条件，并且其不能够顺利地压缩被处于均匀运动中的物体反射的波的信号。这是因为物体是均匀的移动，由多普勒效应影响的反射波的信号的频率被移位。在压缩脉冲中，因此，相对于调制信号不保持相关性，并因此不能顺利地压缩接收信号的脉冲宽度。

考虑到该问题，在相对于解调信号获得相关性中，脉冲压缩装置在不同于相对于接收信号的时间的定时处多次通过调制信号的共轭复数信号相乘接收信号，对于每个调制单元运算相乘结果和先前相乘结果之间的差分向量。这样，获得的来自先前相乘结果的差分向量偏移当物体处于均匀运动时由多普勒效应引起的接收信号的频率中的移位量。

因此，相加来自偏移的频率的移位量的差分向量，并平均相加结果以获得对调制信号的相关性，因此，即使在物体处于均匀运动中，在检测静态物体的情况下也可以顺利地压缩脉冲。结果可以在检测处于均匀运动的物体的时候提高接收信号的SN比。

在依据第十方面的计算差分向量中，计算来自相乘结果和先前相乘结果的差分向量，以更正确地偏移通过多普勒效应引起的接收信号的频率的移位量。

在依据第十一方面的用于检测物体的设备中，通过调制发射波的振幅、频率或相位的至少任意一个，调制装置产生调制信号。这使调制发射波的振幅、频率或相位成为可能。

依据第十二方面的用于检测物体的设备包括：用于产生由包括多个脉冲的多个脉冲序列组成的发射信号的发射信号发生装置；调制装置，依据通过用于发射信号的每个脉冲序列的多个符号的组合组成的符号序列，通过数字调制通过发射信号发生装置产生的发射信号的振幅、频率或相位的至少一个产生调制信号；发射器/接收器装置，其用于发射通过调制装置产生的调制信号作为发射波，并用于接收其反射信号；以及脉冲压缩装置，其用于获得通过发射器/接收器装置接收的反射波的信号和调制信号之间的相关性，并用于压缩接收信号；以及物体检测装置，其用于基于被压缩的发射信号和接收信号检测物体。

通过发射已被数字调制的发射信号并且压缩反射波的接收信号，本发明提高了接收信号的SN比。例如，当在发射信号发生装置产生作为发射信号的角频率(ω)的脉冲信号f[t]并发射发射信号时同时数字调制其相位，通过下面的公式(8)表示发射波的基波分量，

发射波＝f[t]×cos(ωt+θ[t])            ...(8)

其中θ[t]是表示相位调制分量的函数。

如果通过利用角频率(ω₁t+θ2)的正弦波信号正交解调具有近似等于发射波的频率分量的反射波的接收信号，并将其分离成解调信号的同相分量和正交分量，解调信号变成如通过下面的公式(9)表示，

解调信号＝f[t]×cos(ωt+θ[t])×cos(ω₁t+θ2)+j{f[t]×cos(ωt+θ[t])×-sin(ω₁t+θ2)}＝(1/2)×f[t]×{cos(ωt+θ[t]+ω₁t+θ2)+cos(ωt+θ[t]-ω₁t-θ2)}-(1/2)×j{sin(ωt+θ[t]+ω₁t+θ2)+sin(-ωt-θ[t]+ω₁t+θ2)}...(9)

其中θ2是通过沿着由被检测的物体反射的路径传播和接收发射波时产生的相位差。

当以与脉冲信号(f[t])的角频率(ω)同步的角频率(ω₁＝ω)的正弦波信号实现正交解调时，通过下面的公式(10)表示解调信号，

解调信号＝(1/2)×f[t]×{cos(ωt+θ[t]+ωt+θ2)+cos(ωt+θ[t]-ωt-θ2)-(1/2)×j{sin(ωt+θ[t]+ωt+θ2)+sin(-ωt-θ[t]+ωt+θ2)}＝(1/2)×f[t]×{cos(2ωt+θ[t]+θ2)+cos(θ[t]-θ2)}-(1/2)×j{sin(2ωt+θ[t]+θ2)+sin(-θ[t]+θ2)}                      ...(10)

如果通过利用具有正交解调功能的LPF从通过上面的公式(10)表示的解调信号去除两倍大于角频率(ω)的频率的分量时，通过下面的公式(11)表示来自LPF的输出，

LPF输出＝(1/2)×f[t]×+cos(θ[t]-θ2)+j(1/2)×sin(θ[t]-θ2)＝A×f{t}×e^j(θ[t]-θ2)                   ...(11)

其中A是常量。

如上面所述，通过利用与脉冲信号(f[t])的角频率(ω)同步的角频率的正弦波信号实现正交解调，和从其中去除两倍于包含在解调信号中的频率的分量以拾取接收信号的振幅(A)分量和相位分量(θ[t]-θ2)。拾取接收信号的振幅分量和相位分量的方法不局限于上面正交解调的一种。

在此，为了获得从LPF输出的接收信号和解调信号之间的相关性，在不同于相对接收信号的时间的定时处多次通过调制信号的共轭复数符号相乘接收信号的符号，并相加相乘结果，并依据下面的公式(12)平均相加结果，

(1/N)×∑{A×f[t]×e^j(θ[t]-θ2)×e^-jθ[t]}＝(1/N)×∑{A×f[t]×e^-jθ2}

                                ...(12)

其中N是符号序列的多个符号(调制单元)。

如果在包括同相分量(I)和正交分量(Q)的复平面(IQ平面)上示出上面的公式12的计算结果，获得在图13A中的发射发射信号的部分中的如图13C所示的预定方向(IQ平面上的一点)上的向量。此外，通过相加和平均相乘结果，获得大小成比例于加法次数的向量。如用于包含在接受信号中的噪声，另一方面，甚至在接收信号的频率近似等于发射波时，接受的噪声信号和调制信号之间没有相关性。如图13D所示，因此噪声在IQ平面上变得随机，并且其向量是小的。

图11说明了用于获得从LPF输出的接收信号和调制信号之间的相关性的相关性滤波器的功能性组成。相关性滤波器用于获得接收信号和调制信号之间的相关性，并且它的功能和执行上面的公式(12)的计算处理的相同。即，相关性滤波器在不同于相对接收信号的时间的定时处多次通过调制信号的共轭复数符号相乘接收信号的符号，并相加相乘结果和平均该相加结果以获得相关值。通过利用如上面所述的相关性滤波器获得相关值，在表示相关性的程度的相关值中的峰值和不是峰值的相关值(也就是旁瓣)之间区别差分。

通过发射数字调制作为发射波的脉冲信号的符号获得的调制信号并通过利用符号压缩其反射波的接收信号。可能提高反射波的接收信号的SN比。

依据第十三个方面的用于检测物体的设备，在获得相关性中，脉冲压缩装置在不同于相对于接收信号的时间的定时处多次通过调制信号的共轭复数信号相乘接收信号，对于每个调制单元运算相乘结果和先前相乘结果之间的差分向量，对于每个调制单元相加计算的差分向量，并平均相加结果以获得相关性。

例如，当压缩由处于均匀运动的物体反射的波的接收信号时，通过多普勒效应影响的反射波的接收信号的频率被移位，如通过下面的公式(13)表示获得结果，

(1/N)×∑{A×f[t]×e^-jθ2×e^jΔθ[t]}       ...(13)

其中Δθ[t]是表示由于多普勒频移在相位中的变化的函数。

这意味着如图15A所示，当波在对应于用于发射脉冲信号(f[t])的部分的一段时间内被接收时，将由于多普勒频移的相位变化量加入压缩脉冲的步骤中，与此，接收信号的向量在IQ平面上转向，使顺利压缩接收信号的脉冲宽度变得困难。

为了获得通过处于均匀运动的物体反射的波的接收信号和如通过下面的公式(14)表示的调制信号之间的相关性，因此，该实施例的相关性滤波器在不同于相对接收信号的时间的定时处多次通过对应于调制信号的共轭复数信号的符号相乘接收信号的符号，对于每个符号计算相乘结果和的先前相乘结果之间的差分向量，相加对于每个符号计算的差分向量，并平均相加结果，

(1/N)×∑{A×f[t]×e^-jθ2×e^jΔθ[t-1]}×{A×f[t]×e^-(-jθ2)×e^-jΔθ[t]}＝(1/N)×∑{A²×f²[t]×e^jΔθ}                    ...(14)

如果在如图15B说明的IQ平面上示出依据上面的公式(14)计算的结果，在图13A中的发射脉冲信号的部分中显示预定相位差(θ2)，也就是显示具有大小成比例于加法次数的向量。

图12说明了基于向量差分获得接收信号和调制信号之间的相关性的相关性滤波器的功能组成。相关性滤波器用于获得接收信号和调制信号之间的符号的相关性，并具有执行上面的公式14的计算处理的功能。即，相关性滤波器在不同于相对接收信号的时间的定时处多次通过调制信号的共轭复数符号相乘接收信号的符号，对于每个符号计算相乘结果和先前相乘结果之间的差分向量，相加对于每个符号计算的差分向量，并平均相加结果以获得相关值。

如上面所述，差分相关性滤波器通过利用差分向量获得相关值，以区别表示相关性的程度的相关值中的峰值和不是峰值(也就是旁瓣)的相关值之间的差分。结果，提高了接收信号的SN比。

甚至通过接收被静态物体反射的波的信号，如通过差分向量获得通过相关性滤波器的相关值、依据公式(15)计算的获得结果，

(1/N)×∑{A×f[t]×e^-jθ2}→(1/N)×∑{A×f[t]×e^-jθ2}×{A×f[t]×e^-(-jθ2)}＝(1/N)×∑{A²×f²[t]×e^j0}＝A²×f²[t]

                                ...(15)

如果在IQ平面上示出依据公式15的计算结果，在IQ平面上获得表示如图14中说明的I-轴上的点的向量。因此，即使在检测静态物体时，也可以提高接收信号的SN比。

在依据第十四方面的计算差分向量中，根据相乘结果和先前相乘结果计算差分向量，以更正确地偏移由多普勒效应引起的接收信号的频率的移位量。

依据第十五方面的用于检测物体的设备，脉冲压缩装置包括用于检测差分向量的相位的相位检测装置，而物体检测装置基于通过相位检测装置检测的相位检测相对于物体的速度。

通常，例如，当利用超声声波定位仪检测相对于物体的速度和对物体的距离上的变化时，至少两次接收被物体反射的波，并且从接收信号的时间的差中检测数据。根据第十五方面，其特征在于，通过仅一次接收反射波可能检测相对于物体的速度和对物体的距离上的变化。

即，根据差分向量的相位(Δθ)和通过调制装置调制发射信号的速率获得在IQ平面上一次旋转(360度)差分向量的相位需要的时间。因此，从时间倒数中获得多普勒频移量的频率(Δf)。将这样获得的多普勒频移量的频率(Δf)施加至下一个公式以获得反射体的相对速度(V)。在下面的公式(16)中，C表示声音的速度(当发射波为电磁波时光的速度)，而fp表示发射波的频率。

∨＝Δfp×C/f                       ...(16)

如上面所述，被物体反射的波不是多次而是一次被接收，以从接收信号的差分向量的相位检测相对于物体的速度。参照图15B，允许从其中差分向量在IQ平面上旋转的方向检测物体是否接近或远离(检测至物体的距离上的变化)。

依据第十六方面的用于检测物体的设备，脉冲压缩装置包括用于检测差分向量的相位的相位检测装置，而物体检测装置基于通过相位检测装置检测的至少两个差分向量之间的相位差检测物体的加速或减速。

如上面所述，根据差分向量的相位检测相对于物体的速度，使可能基于至少两个差分向量之间的相位差并基于调制速率检测反射体的加速和减速。

依据第十七方面的用于检测物体的设备，发射器/接收器装置包括共振类型传声器，其驱动压电元件以伴随其激励共振，而调制装置通过调制发射信号的相位产生调制信号以激励压电元件。这使得有可能调制从共振类型传声器发射的发射波的相位。

依据第十八方面的用于检测物体的设备，发射信号发生装置包括控制装置，其用于基于共振类型传声器的振荡特性和组成符号序列的符号的组合，控制用于连续产生发射信号的持续时间。

依据第十九方面的用于检测物体的设备，调制装置产生不同于先前脉冲序列的符号的符号的脉冲序列的调制信号，控制装置控制持续时间，从而近似在通过先前符号的脉冲序列的调制信号振荡的共振类型传声器的振荡会聚之后，产生不同符号的脉冲序列的调制信号，因此基于可从共振类型传声器发射的符号，具有相位的发射波可以变化。

依据第二十方面的用于检测物体的设备，当调制装置产生不同于先前脉冲序列的符号的符号的脉冲序列的调制信号时，控制装置控制持续时间，从而产生具有大于先前符号的脉冲序列的脉冲数的多个脉冲的不同符号的脉冲序列的调制信号。

因此，不必等待共振类型传声器的振荡会聚可以产生不同符号的脉冲序列的调制信号，并且可以提高调制的速率。结果，可以缩短脉冲序列的时间间隔，并且在检测至物体的距离中可以提高距离的分辨率。

依据第二十一方面的用于检测物体的设备当调制装置产生等于先前脉冲序列的符号的符号的脉冲序列的调制信号时，控制装置控制持续时间，从而产生具有小于先前符号的脉冲序列的脉冲数的多个脉冲的不同符号的脉冲序列的调制信号。

例如，在从共振传声器发射的波的振幅达到饱和点之前重复相位调制中，如果输出和先前符号相同的符号的调制信号，发射波的振幅增大以变成不再和其他符号的振幅相同。

因此，当产生和先前符号相同的符号的调制信号时，产生具有小于先前符号的脉冲序列的脉冲数的多个脉冲的脉冲序列的调制信号。即，产生包含不产生脉冲的空白部分的脉冲序列的调制信号。这使保持恒定的发射波的振幅成为可能。

依据二十二方面的用于检测物体的设备，在产生不同于先前脉冲序列的符号的符号的脉冲序列的调制信号中，调制信号在产生不同符号的脉冲序列的调制信号之前逐渐改变先前符号的脉冲序列中的脉冲的相位。

通常，伴随压电元件的激励共振的传声器具有用于相位调制的低共振速度。通过考虑低共振速度，因此，在产生不同于先前符号的脉冲序列的符号的脉冲序列的调制信号中，在输出不同符号的脉冲序列的调制信号之前，逐渐改变先前符号的脉冲序列中脉冲的相位以假定一理想相位。因此，共振传声器发射在合适定时处调制相位的超声波。

依据第二十三方面的用于检测物体的设备，脉冲压缩装置获得表示接收信号和调制信号之间的相关性程度的相关值，并且调制装置利用由组合符号组成的符号序列，其中由脉冲压缩装置获得的旁瓣电平的相关值不大于一个符号一致的量或在相关值的峰值之前的旁瓣电平不大于一个符号一致的量。

当检测至物体的距离时，例如通过利用产生相关值的峰值的时间实现检测。因此，假定峰值之后的旁瓣电平的大小不影响距离的检测。即，通过利用由组合符号组成的符号序列可以检测距离，其中在假定至少在相关值的峰值之前的旁瓣电平不大于一个符号一致的量。

依据第二十四方面的用于检测物体的设备，脉冲压缩装置获得表示接收信号和调制信号之间的相关性程度的相关值，并且，当获得相关值作为来自通过脉冲压缩装置计算的差分向量的符号序列时，调制装置利用由不同于不计算差分向量获得相关值时的符号序列的组合符号组成的符号序列。

图16A说明了在不利用差分向量获得相关值时能够抑制旁瓣电平的符号序列的符号组合，其不同于在图16B所示的在利用差分向量获得相关值时能够抑制旁瓣电平的符号序列的符号组合。

因此，在通过利用差分向量获得相关性中，使用由与在不利用差分向量获得相关值时的情况下的符号序列不同的符号组合组成的符号序列，这使在利用差分向量获得相关值时抑制旁瓣电平成为可能。

依据第二十五方面的用于检测物体的设备，包括一致程度确定装置，其用于确定关于在脉冲压缩中计算的每个差分向量的方向的一致程度，并且物体检测装置通过利用由一致程度确定装置确定的接收信号检测物体，以具有关于差分向量的方向的高的一致程度。

如上面所述，基于通过处于均匀运动的物体反射的波的接收信号的差分向量具有用于如图15B所示的发射发射信号的部分中的IQ平面上的恒定相位(Δθ)。当物体的速度非常低，差分向量变成如图17B所示的表示在用于发射发射信号的部分中的I-轴上的点。当接收的信号包含噪声，另一方面，差分向量是不会集中于如图17A所示的I-轴上一点的一组差分向量。

因此，IQ平面上的一组差分向量的方向可被用作接收信号的可靠性程度的指标。因此，通过确定关于IQ平面上一组差分向量的方向的一致程度，通过利用具有高可靠性程度的接收信号可以检测物体。

依据第二十六方面的用于检测物体的设备，一致程度确定装置包括差分合成向量计算装置，其用于计算由合成差分向量得到的差分合成向量，并通过由差分合成向量计算装置，计算的差分合成向量的相痊、同相分量的符号或同相分量和正交分量的绝对值的大小的任何一个进行确定。

这样，通过利用通过合成差分向量组而得到的差分合成向量的相位、同相分量的符号或同相分量和正交分量的绝对值大小的任何一个，通过确定关于每个差分向量的方向的一致程度，可以确定接收信号是否具有高程度可靠性。

依据第二十七方面的用于检测物体的设备，一致程度确定装置在差分合成向量的同相分量的符号为正时确定关于每个差分向量的方向的一致程度是高。通过确定差分合成向量的同相成分的符号是否是正的，允许确定差分合成向量是±90范围内的方向中的一个。结果可以容易地确定一致程度。

依据第二十八方面的用于检测物体的设备，一致程度确定装置在差分合成向量的同相分量的绝对值大于正交分量的绝对值时确定关于每个差分向量的方向的一致程度是高。通过比较差分合成向量的同相分量的绝对值大小和正交分量的绝对值的大小，允许确定差分合成向量是否是±45度范围内的方向中的一个向量。结果，就不需要计算对于每个差分向量的相位。

依据第二十九方面的用于检测物体的设备，一致程度确定装置基于一致的差分向量的多个符号确定关于每个差分向量的方向的一致程度是高。这样基于各个差分向量的符号确定接收信号是否具有高程度的可靠性。

依据第三十方面的用于检测物体的设备，一致程度确定装置在具有同相分量的正符号的差分向量的个数大于预定个数时确定关于每个差分向量的方向的一致程度是高。这样基于具有同相分量的正符号的差分向量的个数，允许确定±90度范围内的方向中的差分向量的个数。

依据第三十一方面的用于检测物体的设备，一致程度确定装置在具有同相分量的绝对值大于正交分量的绝对值的差分向量的个数大于预定个数时，确定关于每个差分向量的方向的一致程度是高。

通过比较差分合成向量的同相分量的绝对值大小和正交分量的绝对值大小，可以确定在±45度范围内的方向中差分向量的个数。

依据第三十二方面的用于检测物体的设备包括：正弦波发生装置，其用于产生与发射信号的频率同步的频率或近似等于共振类型传声器的共振频率的频率的正弦波信号；正交解调装置，通过利用由正弦波发生装置形成的正弦波信号，正交解调由发射器/接收器装置接收的反射波的接收信号，并产生解调接收信号的同相分量和正交分量；其中脉冲压缩装置压缩通过正交解调装置解调的接收信号。

通过利用与发射信号的频率同步的频率的正弦波信号或近似等于共振类型传声器的共振频率的频率的正弦波信号正交解调接收信号，可以压缩具有提高的SN比的接收信号。

依据第三十三方面的用于检测物体的设备，当一致程度确定装置确定关于多个差分向量的一个方向的一致程度是高时，当接收信号的振幅大于预定电平，通过利用接收信号，物体检测装置检测物体。

通过考虑确定的接收信号的振幅电平以具有如上面所述的高程度可靠性，允许通过利用具有高程度可靠性的接收信号检测物体。

依据第三十四方面，用于检测物体的设备包括：用于产生脉冲信号的脉冲信号发生装置；调制装置，通过调制由脉冲信号发生装置产生的发射信号产生调制信号；发射器/接收器装置，其用于发射通过调制装置产生的调制信号作为发射波，并用于接收其反射波；以及脉冲压缩装置，其用于获得通过发射器/接收器装置接收的反射波的信号和调制信号之间的相关性，并用于压缩发射波的接收信号；以及物体检测装置，其用于基于被压缩的发射信号和接收信号检测物体；其中，脉冲压缩装置包括多普勒频移校正装置，其通过利用用于校正接收信号中的多普勒频移的校正信号来校正反射波的接收信号中的多普勒频移；以及其中脉冲压缩装置在已通过多普勒频移校正装置校正多普勒频移之后确定解调信号和接收信号之间的相关性，并基于其结果压缩其脉冲。

如上面所述，压缩脉冲的传统方是基于用于检测静态物体(其不是处于运动)，的先决条件，其法不能够顺利地压缩被处于均匀运动的物体反射的波的接收信号。

这是由于当物体处于均匀的运动，由于多普勒效应，反射波的接收信号的频率移位，并且在压缩脉冲的时候不保持调制信号的相关性。结果，不能顺利地压缩接收信号的脉冲宽度。

针对上面的问题实现本设备，并且通过利用用于校正多普勒频移的校正信号和在多普勒校正之后从调制信号和接收信号获得相关性，通过校正接收信号中的多普勒频移试图提高接收信号中的SN比。

例如，当发射信号产生装置产生作为发射信号的角频率(ω)的脉冲信号(f[t])，并在发射发射波的同时数字调制其相位时，通过下面的公式(17)表示发射波的基波分量，

发射波＝f[t]×cos(ωt+θ[t])          ...(17)

其中θ[t]是表示相位调制分量的函数。

如果通过利用具有角频率(ω₁t+θ2)的正弦波信号正交解调具有近似等于发射波的频率分量的反射波的接收信号，并将其分离成解调信号的同相分量和正交分量，如通过下面的公式(18)表示解调信号，

解调信号＝f[t]×cos(ωt+θ[t])×cos(ω₁t+θ2)+j{f[t]×cos(ωt+θ[t])×-sin(ω₁t+θ2)}＝(1/2)×f[t]×{cos(ωt+θ[t]+ω₁t+θ2)+cos(ωt+θ[t]-ω₁t-θ2)}-(1/2)×j{sin(ωt+θ[t]+ω₁t+θ2)+sin(·ωt-θ[t]+ω₁t+θ2)}

                                      ...(18)

其中θ2是当通过沿着由被检测的物体反射的路径传播和接收发射波时产生的相位差。

当以与脉冲信号(f[t])的角频率(ω)同步的角频率(ω₁＝ω)的正弦波信号实现正交解调时，通过下面的公式(19)表示解调信号，

解调信号＝(1/2)×f[t]×{cos(ωt+θ[t]+ωt+θ2)+cos(ωt+θ[t]-ωt-θ2)-(1/2)×j{sin(ωt+θ[t]+ωt+θ2)+sin(-ωt-θ[t]+ωt+θ2)}＝(1/2)×f[t]×{cos(2ωt+θ[t]+θ2)+cos(θ[t]-θ2)}-(1/2)×j{sin(2ωt+θ[t]+θ2)+sin(-θ[t]+θ2)}                      ...(19)

如果通过利用具有正交解调装置功能的低通滤波器(LPF)，从通过上面的公式(19)表示的解调信号去除两倍于角频率(ω)的频率的分量时，通过下面的公式(20)表示来自LPF的输出，

LPF输出＝(1/2)×f[t]×+cos(θ[t]-θ2)+j(1/2)×sin(θ[t]-θ2)＝A×f{t}×e^j(θ[t]-θ2)              ...(20)

其中A是常量。

如上面所述，通过利用与脉冲信号(f[t])的角频率(ω)同步的角频率的正弦波信号实现正交解调，并从其中去除两倍高的包含在解调信号中的频率分量以拾取接收信号的振幅(A)分量和相位分量(θ[t]-θ2)。拾取接收信号的振幅分量和相位分量的方法不局限于上面正交解调的一种。

在此，为了获得已由多普勒效应影响的接收信号和解调信号之间的相关性，在不同于相对接收信号的时间的定时处多次通过调制信号的共轭复数符号相乘接收信号的符号，并相加相乘结果，并依据下面的公式(21)平均相加结果，

(1/N)×∑{A×f[t]×e^j(θ[t]-θ2)×e^-jθ[t]}＝(1/N)×∑{A×f[t]×e^-jθ2}

                                 ...(21)

其中N是符号序列的多个符号(调制单元)。

如果在包括同相分量(I)和正交分量(Q)的复平面(IQ平面)上说明上面的公式21的计算结果，获得在发射发射信号的部分中的预定方向(IQ平面上的点)上的向量。此外，通过相加和平均相乘结果，获得大小成比例于加法次数的向量。另一方面，至于包含在接受信号中的噪声，甚至在接收波的频率近似等于发射波时，接受的噪声信号和调制信号之间没有相关性。因此噪声在IQ平面上变得随机，并且其向量是小的。

然而。例如压缩由处于均匀运动的物体反射的波的接收信号时，由于多普勒效应影响，反射波的接收信号的频率移位，如通过下面的公式(22)表示获得结果，

(1/N)×∑{A×f[t]×e^-jθ2×e^jΔθ[t]}           ...(22)

其中Δθ[t]是表示由于多普勒频移在相位中的变化的函数。

这意味当波在对应于用于发射脉冲信号的部分的一段时间内被接收时，将由于多普勒频移的相位变化量加入压缩脉冲的步骤中，与此，接收信号的向量在IQ平面转向，使顺利地压缩接收信号的脉冲宽度变得困难。

因此，在获得通过多普勒效应影响的接收信号和调制信号之间的相关性中，通过利用用于在接收信号中校正多普勒频移的校正信号来校正接收信号的多普勒频移，从被校正的接收信号和解调信号获得相关性，并且基于其结果压缩接收信号，在下面的公式(23)中，(e^-jΔθ[t])对应于上面的校正信号(校正项)。

(1/N)×∑({A×f[t]×e^-jθ2×e^jΔθ[t-1]}×{e^-jΔθ[t]})＝(1/N)×∑{A×f[t]×e^-jθ2}

                             ...(23)

从依据上面的公式(23)计算的结果可以认识到，已经去除了接收信号中的多普勒频移量的频率。如果在IQ平面上示出计算结果，获得用于发射发射信号的部分中的预定相位差(θ2)，也就是表示IQ平面上的点的向量。此外，通过相加和平均相乘结果，获得大小成比例于加法的次数的向量。

图19中的相关性检测DS校正滤波器212b和212c表示配备有本发明的多普勒频移校正装置的脉冲压缩装置。即，相关性检测DS校正滤波器212b和212c在不同于相对接收信号的时间的定时处多次通过调制信号的共轭复数符号相乘接收信号，相加相乘结果并平均相加结果以获得相关性。在此，在相加相乘结果之前的步骤中，相关性检测DS校正滤波器212b和212c校正反射波的接收信号中的多普勒频移。因此，不相加由于多普勒频移的相位改变，并在IQ平面上，接收信号的向量不转向。

因此，即使由于多普勒效应移位接收信号的频率，也可以区别表示相关性程度的相关值的峰值和不是峰值的相关值(也就是旁瓣)之间的差。结果，可以提高接收信号的SN比。

依据三十五方面的用于检测物体的设备，多普勒频移校正装置包括校正信号改变装置，其用于改变校正信号的频率，并通过利用由校正信号改变装置改变的校正信号实现校正。

例如，当被检测的物体是第三十六方面中的静态物体，从移动物体的移动速度计算多普勒频移量的频率，基于计算频率改变校正信号的频率(e^-jΔθ[t])，并通过利用被改变的校正信号实现校正。这提高了被静态物体反射的波的接收信号的SN比。

在此，也允许一旦发射发射波，检测由于来自反射波的接收信号的多普勒频移的相位移位(Δθ)，计算用于校正多普勒频移的校正信号(e^-jΔθ[t])的频率，并将频率变换成这样计算的频率。

依据第三十七方面的用于检测物体的设备，提供多普勒频移校正装置中校正信号的差分频率的多个脉冲压缩装置，并且基于从多普勒频移校正装置接收的信号，物体检测装置检测物体。

当已经说明了本发明的用于检测物体的装置的用途时，允许预先评估相对于被检测的物体的速度的范围。因此，提供多个脉冲压缩装置以基于可被评估的相对速度的范围覆盖多普勒频移的频带，并且基于从多个脉冲压缩装置接收的信号之间建立最高相关性的接收信号检测物体。这使合适地校正可被评估的相对速度的范围中的多普勒频移成为可能。

依据三十八方面的用于检测物体的设备，通过利用用于在接近被检测的物体的位置时校正反射波的接收信号中的多普勒频移的校正信号，多普勒频移校正装置和脉冲压缩装置实现校正。

例如，当将用于检测主体的设备装配于移动物体上，通常与上述移动物体远离的物体不会碰撞。因此，不需要检测远离移动的物体。通过利用当物体的位置接近时校正反射波的接收信号中的多普勒频移的校正信号，多个脉冲压缩装置中的多普勒校正装置实现校正，使减少设备的组成成为可能。

依据三十九方面的用于检测物体的设备，基于通过脉冲压缩装置压缩的接收信号，物体检测装置检测至少相对于物体的速度的变化或对物体的位置关系的变化。

当已经说明了本发明的用于检测物体的装置的用途时，允许预先评估相对于被检测的物体的速度的范围。通过提供多个脉冲压缩装置以基于被评估的相对速度的范围覆盖多普勒频移的频带，并通过指定产生建立最高相关性的接收信号的脉冲压缩装置。使检测相对于物体的速度和物体的位置关系中的变化(接近/远离)成为可能。

依据四十方面的用于检测物体的设备，多个脉冲压缩装置获得表示在多普勒校正之后的接收信号和调制信号之间的相关性程度的相关值，基于相关值压缩接收信号；并且物体检测装置相加通过脉冲压缩装置压缩的接收信号，执行阀值确定以确定相对于振幅的预置电平相加的接收信号的振幅大小，从而基于确定的结果检测物体。

因此，不必确定用于被多个脉冲压缩装置压缩的接收信号的阀值可以检测物体，这使减少处理步骤成为可能。在第四十一方面中，实现阀值确定以确定相对于预置电平通过脉冲压缩装置压缩的接收信号的振幅，从而基于确定的结果检测物体。这使得实现用于接收信号的阀值确定成为可能。

对于脉冲压缩装置的每一个(换句话说，对于来自脉冲压缩装置的接收信号的每一个)设置用于阀值确定的振幅电平(阀值)，并且物体检测装置通过利用对应于接收信号的振幅电平确定阀值。

依据四十二方面的用于检测物体的设备，发射信号发生装置产生由包括多个脉冲的多个脉冲序列组成的发射信号；调制装置，依据通过用于发射信号的每个脉冲序列的多个符号的组合组成的符号序列，通过数字调制通过发射信号发生装置产生的发射信号的振幅、频率或相位的至少任意一个产生调制信号；以及脉冲压缩装置，其用于获得通过发射器/接收器装置接收的反射波的接收信号和调制信号的符号之间的相关性。这样，从接收信号的符号和解调信号的符号获得相关性。

依据四十三方面的用于检测物体的设备，其中发射器/接收器装置包括共振类型传声器，其驱动压电元件以伴随其激励共振，而调制装置通过调制发射信号的相位产生调制信号以激励压电元件。这使调制从共振类型传声器发射的发射波的相位成为可能。

依据四十四方面的用于检测物体的设备，其中：发射信号产生装置包括控制装置，其用于控制持续时间，从而基于共振类型传声器的振荡的振荡特性和组成脉冲序列的符号组合连续产生发射信号。这使控制用于连续产生发射信号的时间成为可能。

依据四十五方面的用于检测物体的设备，当调制装置产生不同于先前脉冲序列的符号的符号的脉冲序列的调制信号时，控制装置控制持续时间，从而几乎在通过先前符号的脉冲序列的调制信号振荡的共振类型传声器的振荡会聚之后，产生不同符号的脉冲序列的调制信号。因此，具有符号而变化的相位的发射波可以从共振类型传声器中发射。

依据四十六方面的用于检测物体的设备，当调制装置产生不同于先前脉冲序列的符号的符号的脉冲序列的调制信号，控制装置控制持续时间，从而产生具有大于先前符号的脉冲序列的脉冲数多个脉冲的不同符号的脉冲序列的调制信号。因此，基于可从共振类型传声器发射的符号改变具有相位的发射波。

因此，不必等待共振类型传声器的共振会聚可以产生不同符号的脉冲序列的调制信号，并且可以提高调制的速率。结果，可以缩短脉冲序列的时间间隔，并且在检测至物体的距离中可以提高距离的分辨率。

依据四十七方面的用于检测物体的设备，当调制装置产生与先前脉冲序列的符号相同的符号的脉冲序列的调制信号时，控制装置控制持续时间，从而产生具有小于先前符号的脉冲序列的脉冲数多个脉冲的相同符号的脉冲序列的调制信号。

在从共振类型传声器发射的波的振幅达到饱和点之前重复相位调制中，例如，如果输出和先前符号相同的符号的调制信号，然后，发射波的振幅增大以变得与其它符号的振幅不同。

因此，当产生和先前符号相同的符号的振幅信号时，产生包含个数远小于先前符号的脉冲序列的脉冲数的脉冲的脉冲序列的调制信号。即，不产生脉冲地产生包含空白部分的脉冲序列的调制信号。这使保持发射波的恒定的振幅成为可能。

依据四十八方面的用于检测物体的设备，在产生和先前脉冲序列的符号不同的符号的脉冲序列的调制信号中，调制信号在产生不同符号的脉冲序列的调制信号之前逐渐改变先前符号的脉冲序列中的脉冲的相位。

通常，伴随压电元件的激励共振的共振传声器具有用于相位调制的低共振速度。通过考虑低共振速度，因此，逐渐改变先前符号的脉冲序列中的脉冲的相位，以在产生不同于先前符号的脉冲序列的脉冲序列的调制信号中输出不同符号的脉冲序列的调制信号之前假定理想的相位。因此，共振传声器发射在合适的定时处调制相位的发射波。

依据四十九方面的用于检测物体的设备包括正弦波发生装置，其用于产生与用于激励压电元件的脉冲信号的频率同步的频率或近似等于共振类型传声器的共振频率的频率的正弦波信号；正交解调装置，通过利用由正弦波发生装置形成的正弦波信号，正交解调由发射器/接收器装置接收的反射波的接收信号，并产生被解调的接收信号的同相分量和正交分量；其中脉冲压缩装置压缩通过正交解调装置解调的接收信号。

通过利用与发射信号的频率或近似等于共振类型传声器的共振频率的频率同步的频率的正弦波正交解调接收信号，可以压缩具有提高的SN比的的接收信号。

依据五十方面的用于检测物体的设备，至少发射信号发生装置或调制装置能够改变组成符号序列的符号的个数、组成发射信号的脉冲序列的个数或基于至被检测物体的距离的脉冲序列的脉冲数中的至少一个。

通过改变组成符号序列的符号的个数、组成发射信号的脉冲序列的个数或脉冲序列的脉冲数中的至少一个，当通过发射器/接收器装置重复地发射和接收波时，发射波不与发射器/接收器中的反射波重叠。

附图说明

从参照附图下面获得的详细说明中，本发明的上面和其它目的、特点和优点将变得更明显。在附图中：

图1是说明了依据第一实施例用于检测距离的设备的组成的示意图；

图2是说明了依据第一实施例发射器/接收器传声器的图；

图3是依据第一实施例、说明了通过微型计算机产生的脉冲信号f[t]和从发射器电路2发射的短脉冲的像图；

图4是依据第一实施例、说明了正交解调的概念的像图；

图5A是说明了用于发射色同步信号的部分的图，图5B是其中通过在正交解调之后的解调信号的向量在IQ平面上表示点的方向的图，图5C是说明了其中正交解调转向之后的解调信号的向量在IQ平面上转向的情况的图；

图6A是由于向量的相加解调信号的向量增加时情况的图，并且图6B是其中通过向量的相加不增大解调信号的向量的情况的图；

图7是说明了依据第一实施例的向量相加步骤的像图。

图8是说明了依据第二实施例、用于检测物体的设备的组成的图示。

图9A是说明了传声器的组成的图示，图9B是说明了从微型传声器发射的相位调制超声波的振幅的图示，并且图9C是说明了从微型传声器发射的相位调制超声波的相位的图示；

图10是说明了当产生具有脉冲数(n+m)的相反相位的脉冲序列的调制信号时从传声器发射的超声波的波形的图示，其中脉冲数增加(m)以取消由于同相脉冲的序列引起的传声器的共振；

图11是说明了用于获得接收信号和调制信号之间的相关性的相关性滤波器的功能性组成的图示；

图12是说明了通过利用差分向量，用于获得接收信号和调制信号之间的相关性的相关性滤波器的功能性组成的图示；

图13A是说明了用于发射发射信号的部件的图示，图13B是说明了调制了相位的发射信号的图示，图13C是说明了用于发射发射信号的部件中的预定方向(IQ平面上的点)上的向量的图示，而图13D是在IQ平面上随机的向量的图示；

图14是说明了表示在IQ平面上发射发射信号的部分中的I-轴上的点的向量的图示；

图15A是说明了当由于相加多普勒频移相位改变时接收信号的向量在IQ平面上转向时的像图，而图15B是说明了发射脉冲信号的(f[t])部分中预定相位(θ2)的向量的图示；

图16A是说明了当不计算差分向量压缩脉冲时获得相关值时能够抑制旁瓣(s1)的电平的符号序列的符号的组合的图示，而图16B是说明了当利用差分向量压缩脉冲时获得相关值时能够抑制旁瓣(s1)的电平的符号序列的符号的组合的图示；

图17A是说明了不会集中于I-轴上的点的一组差分向量的图示，而图17B是说明了差分合成向量的图示；

图18A是说明了全部差分向量的符号是一致的符号的情况的图示，而图18B是说明了五个或多个差分向量的符号是一致的(两个差分向量的符号是不一致的)符号的情况的图示；

图19是说明了依据第三实施例的用于检测距离的设备的组成的示意图；

图20是说明了依据第三实施例的修改例的用于检测距离的设备的组成的示意图。

具体实施方式

现在参照附图说明用于检测距离和用于检测物体的设备。该实施例涉及其中将用于检测距离和用于检测物体的设备装配于比如汽车的交通工具之上以检测至比如交通工具周围的障碍物的物体的距离的情况。

(第一实施例)

图1是说明了依据本发明用于检测距离的设备的示意图。如图所示，由微型计算机1、发射器电路2(作为Tx电路说明)、电源装置3、正弦波发生器4、发射器/接收器传声器5(Tx/Rx传声器)、放大器6(AMP)、移相器7、乘法器8a和8b、低通滤波器(LPF)9a和9b和模拟/数字转换器10a和10b(ADC)组成实施例的用于检测距离的设备100。

微型计算机1可以是通过ROM、RAM、CPU和I/O以及用于连接它们的总线(为了省略说明而没有说明)组成的传统微型计算机。参照图3，微型计算机1形成具有角频率(ω)的脉冲信号f[t]并将它们发射至发射器电路2。微型计算机1进一步接收来自ADC10a和10b的输出信号，并对于被接收的输出信号执行预定信号处理。

发射器电路2形成来自来自微型计算机1的脉冲信号f[t]的短脉冲信号。在该实施例中的发射器电路形成如图3所示的正弦波的短脉冲信号。通过发射器电路2形成的短脉冲信号被输出至正弦波发生器4，并在被叠加用于通过电源装置3激励发射器/接收器传声器5的电压分量(补偿电压)之后被输出至发射器/接收器传声器5。

正弦波发生器4产生给定角频率(ω₁)的正弦波。该实施例的正弦波发生器4也能够产生与从发射器电路2输出的短脉冲信号的角频率(ω)同步的角频率的正弦波。通过正弦波发生器4产生的正弦波被输出至移相器7，并输出至乘法器8a。

如图2所示，发射器/接收器传声器5是通过压电元件5a、围绕压电元件5b的罩5b和保护器屏幕5c组成的超声波传感器。构造发射器/接收器传声器5以在从发射器电路2供给短脉冲信号至压电元件5a时，激励压电元件5a，并通过保护器屏幕5c发射由此产生的超声波至外部设备。

发射器/接收器传声器5接收从已被发射的超声波反射的波，因此激励压电元件5a产生电压。通过AMP6放大产生的电压并被输出至乘法器8a和8b。

尽管仅示出采用一个发射器/接收器传声器5说明实施例的用于检测距离的设备100，其也可以采用多个发射器/接收器传声器5。在这种情况下，配备开关以用于对调多个发射器/接收器传声器5的位置，并且通过微型计算机1控制开关，以每隔一定时间对调位置，从而变化将被使用的发射器/接收器传声器5。因此，通过使用多个发射器/接收器传声器5，其允许检测存在于交通工具的多重方向上的物体。在这种情况下，为了减小用于检测距离的设备100的成本，可以共同使用该结构，除了发射器/接收器传声器5。

移相器7、乘法器8a和8b和LPF9a和9b用于正交解调来自AMP6的输出信号。即，将来自正弦波发生器4的正弦波信号分成两部分，其中的一部分在通过移相器7改变其中的相位之后被输入至乘法器8a，并且其中的另一部分被直接输入至乘法器8a。因此通过乘法器8a和8b倍增来自发射器/接收器传声器5的输出电压信号，通过LPF9a和9b滤波，从而解调来自发射器/接收器传声器5的输出信号。图4是正交解调的示意图，也就是通过角频率(ω₁)的余弦波和正弦波的倍增来解调发射器/接收器传声器5的输出信号。

移相器7将来自正弦波发生器4的正弦波信号移相到预定相位。乘法器8a使来自AMP6的输出信号和来自正弦波发生器4的正弦波信号相乘，并且乘法器8b使来自AMP6的输出信号和通过移相器7被移相的正弦波信号相乘。

LPF9a和9b用于去除包含在从乘法器8a和8b输出的信号中的高频分量。ADC10a和10b工作以预定采样频率(例如，如几倍于脉冲信号f[t]的频率)采样来自LPF9a和9b的解调信号，并将它们转换成其数字信号，以及将它们发送至微型计算机1。

微型计算机1相加解调信号的向量，其中的同相分量正交分量和通过ADC10a和10b已被数字化。微型计算机1从发射信号的开始发射时间和矢量相加结果超过预定阀值处的时间之间的时差检测至物体的距离。

该实施例注意到从发射器/接收器传声器5发射的发射波近似具有和其反射波相同的频率分量的事实，并使得用于正交解调的来自正弦波发生器4的正弦波信号的角频率(ω₁)开始与短脉冲信号f[t]的角频率(ω)同步，并通过利用同步角频率的正弦波信号实现正交解调，从而提高通过微型计算机1接收的信号的SN比。现在在下文中说明实施例的特征部分。

如上面所述，首先，当通过从角频率(ω)的脉冲信号f[t]形成的短脉冲信号激励压电元件5a，通过下面的公式(24)表示通过激励压电元件5a发射的发射波的基波分量。在下面的公式(24)中，(θ)表示当发射波通过沿其被待检测物体反射并接收发射波的通道传播时形成的相差。

发射波＝f[t]×cos(ωt+θ)       ...(24)

如果通过利用角频率(ω₁)的正弦波信号正交解调来自具有近似等于发射波的频率分量的反射波的压电元件5a的输出信号，获得如通过下面的公式(25)表示的解调信号，

解调信号＝f[t]×cos(ωt+θ)×cos(ω₁t)+j{f[t]×cos(ωt+θ)×-sin(ω₁t)}＝(1/2)×f[t]×{cos(ωt+θ+ω₁t)+cos(ωt+θ-ω₁t)}-(1/2)×j{sin(ωt+θ+ω₁t)+sin(-ωt-θ+ω₁t)}             ...(25)

当以角频率(ω₁)的正弦波信号实现正交解调时，以被分离成同相分量(1)的信号和用于正弦波信号的正交分量(Q)的信号(赋予j的项)的形式获得解调信号。

另一方面，当通过与短脉冲信号的角频率(ω)同步的角频率(ω₁＝ω)的正弦波信号实现正交解调时，通过下面的公式(26)表示解调信号，

解调信号＝(1/2)×f[t]×{cos(ωt+θ+ωt)+cos(ωt+θ-ωt)-(1/2)×j{sin(ωt+θ+ωt)+sin(-ωt-θ+ωt)}＝(1/2)×f[t]×{cos(2ωt+θ)+cos(θ)}-(1/2)×j{sin(2ωt+θ)+sin(-θ)}               ...(26)

如果频率的分量两倍于通过利用LPF10a和10b从由上面的公式(26)表示的解调信号移除的角频率(ω)，通过下面的公式(27)表示来自LPF10a和10b的输出信号，

LPF输出＝(1/2)×f[t]×+cos(θ)+j(1/2)×sin(θ)＝A×f{t}×e^jθ

                          ...(27)

其中A是常量。

如上面所述，以与用于振荡压电元件5a的短脉冲信号的角频率(ω)同步的角频率的正弦波信号正交解调近似等于发射波的频率分量的反射波的信号，从而去除两倍于包含在解调信号中的频率分量，并因此获得具有尽可能大的相差(θ)和(1/A)次数的振幅的脉冲信号f[t]。

下面例如参照图5B说明包括同相分量(1)的信号和正交分量(Q)的信号的复平面(IQ平面)，两倍高的频率分量从中被去除的解调信号变成表示其中在图5A中发射短脉冲信号的部分中始终表示相同方向(IQ平面上的点)的向量。

因此，在等于发射发射波的部分的一段时间内在预定采样频率处采样正交解调信号，并且对于每个同相分量和正交分量相加(向量相加)采样和解调信号，从而获得与在图6A中说明的相加次数成比例的长度(大小)的向量。

例如，参照图7，向量的相加意味着绘制来自每次采样结果的10次采样的相加结果。如图7所示，相加的绘制结果假定刚好在采样结果中止之前的时间(t_a)处的最大值。从发射波的开始发射时间和当相加的绘制结果变成最大值时的时间之间的时差检测到物体的距离。

另一方面，通过利用不与短脉冲信号同步的角频率(ω₁)的正弦波信号正交解调所获得的解调信号表示在如图5C所示的IQ平面上的不同方向上的向量。例如，当角频率(ω₁)小于角频率(ω)时，以作为中心的原点旋转IQ平面上表示的向量。因此，即使相加向量，相加的结果也不会变成如图6B所示的大的向量。因此，刚好在图7中表示的采样结果中止之前的时间(t_a)处，相加描绘的结果不假定最大值，并且不正确检测至物体的距离。

换句话说，以与用于激励压电元件的脉冲信号的角频率(ω)同步的角频率的正弦波信号正交解调近似与发射波相同的频率分量的反射波信号，从中移除来自两倍高的频率分量的解调信号，对于它们的向量被相加，并通过利用向量被加起来的解调信号检测物体，以通过利用具有提高的SN比的解调信号检测至物体的距离。这使降低解调信号的信号电平成为可能，并因此减小电源的消耗和延长被检测的物体的距离。

(修改例1)

在该实施例中，通过利用与短脉冲信号的角频率(ω)同步的角频率的正弦波信号实现正交解调。然而在此，可以选择用于正交解调的正弦波信号的角频率等于发射器/接收器传声器5的共振角频率。

换句话说，通常，预先设置用于激励发射器/接收器传声器5的脉冲信号f[t]，使其与压电元件5a的共振频率一致，从而使压电元件5a有效地接收反射波。因此，通过利用近似等于压电元件5a的共振频率的频率的正弦波信号，通过正交解调反射波信号，可以预期和该实施例中的相同的作用和效果。

(修改例2)

例如，当反射发射波的物体处于运动中，由于多普勒效应，角频率(ω₂)的频率分量与通过发射器/接收器传声器5接收的反射波相加。正交解调通过多普勒效应影响的反射波，并且解调信号通过LPF以相对于上面的公式27的项e^jω2t相加，并被通过下述公式(28)表示的IQ平面上的旋转向量e^jω2相加，

LPF输出＝A×f[t]×e^jθ×e^jω2t        ...(28)

然而，当反射波处于均匀的运动，角频率(ω₂)假定为恒定值，并且上面的公式(28)可被重新写成下面的公式(29)，

LPF输出＝A×f[t]×e^jθ×e^jω2t＝A×f[t]×e^jθ×e^jθ(t)

                                       ...(29)

在此，可通过下面的公式(30)表示通过LPF上次产生的输出信号和这次产生的输出之间的差分，

检测的差分＝A1×f[t]×e^jθ×e^jθ[t]/{A2×f[t]×e^jθ×e^jθ[t+1]}＝A3×e^{j(θ[t]-θ[t+1]}}＝A3×e^jθ2            ...(30)

其中，A1至A3是常量。

如上面所述，具有差分的解调信号产生IQ平面上相位(θ2)的方向上的向量(差分向量)。通过相加差分向量，通过获得通过ADC10a和10b上次采样的解调信号和通过微型计算机1这次采样的解调信号之间的差分，因此即使在反射体处于均匀的运动的情况下也可以提高解调信号的SN比。

(修改例3)

即使在修改例2中不相加差分向量或即使相加差分向量的情况下，当反射体被加速并在IQ平面上旋转时，该向量不表示IQ平面上的预定方向。

因此，将用于相加向量的时间设置得短于发射短脉冲信号的时间，以在给定范围中压缩向量的方向。结果，可以一定程度上提高解调信号的SN比，可以设置用于相加向量的时间，从而使其中相加的向量分散的范围例如是±π/2。

(修改例4)

在该实施例中，提供可以用于任意改变用于从发射器电路2发射短脉冲信号至发射器/接收器传声器5的部分的装置。基于用于发射的变化部分可以改变用于相加向量的时间宽度。

(修改例5)

在该实施例中，不长于用于发射短脉冲信号的部分的时间用于相加向量。然而，也允许发射器/接收器传声器5发射发射波，微型计算机1存储用于接收反射波对于每个周期相加的向量的解调信号，平均被相加的多个周期的向量的解调信号，以获得解调信号的信号电平的平均值，从而通过利用解调信号的计算平均值检测物体。这使稳定物体的检测成为可能。

(第二实施例)

图8是依据本实施例用于检测物体的设备的结构的示意图。如图所示，由脉冲发生器201、正弦波发生器202、ADC(模拟/数字转换器)203、AMP(放大器)204、传声器205、LPF(低通滤波器)206和207、移相器208、乘法器209和210和信号转换器220组成实施例的用于检测物体的设备200。

此外，用于检测物体的设备200包括没有说明的微型计算机，并具有比如相关性滤波器212、一致程度确定单元213、振幅确定单元214、距离检测单元215、通知单元216和控制单元230的计算处理功能。

脉冲发生器201产生由多个脉冲的多个脉冲序列组成的角频率(ω)的短脉冲信号(下文中简便地称为脉冲信号f[t]〕，并发送该脉冲信号f[t]至信号转换器220。控制单元230控制用于连续产生脉冲的持续时间。

信号转换器220通过相位的符号数字调制脉冲信号f[t]的相位，也就是依据通过多个符号的组合组成的符号序列改变用于脉冲信号f[t]的每个脉冲序列的相位。

正弦波发生器202产生给出的角频率(ω₁)的正弦波。该实施例的正弦波发生器202也能够产生与从脉冲发生器201输出的脉冲信号f[t]的角频率(ω)同步的角频率的正弦波。通过正弦波发生器202产生的正弦波信号输出至移相器208和乘法器210。

如图9A所示，传声器205是由压电元件205a和围绕压电元件205a的罩205b组成的超声波传感器。传声器205是其罩205b伴随压电元件205a的激励共振的共振类型传声器。即，传声器205是这样的：当通过改变经过信号转换器220供给至压电元件205a的脉冲信号f[t]的相位获得调制信号时，激励压电元件205a引起罩205b共振，并且由此产生的超声波发射至被检测的外部物体240。

通过改变如上面所述用于激励压电元件205a的脉冲信号f[t]的相位，可以数字调制从传声器205发射的波的相位。

图9B是说明了从传声器205发射、并且其相位被调制的超声波的振幅的图，而图9C是说明了相位变化的图。至于所示的用于该实施例的符号序列的符号，将符号“-1”赋予以(π/2)延迟脉冲信号f[t]的脉冲序列的相位的脉冲序列，相反，将符号“1”赋予以(π/2)超前脉冲序列的相位的脉冲序列。

此外，传声器205接收由此发射的反射超声波。基于接收反射波，压电元件205a产生电压。通过AMP204将产生的电压放大至预定倍数，并输出至ADC203。

ADC203以预定采样频率(例如脉冲信号f[t]的频率的几倍)采样来自AMP204的接收信号输出，将它们转换成数字信号，并输出已被转换至乘法器209和210的接收信号。

该实施例的用于检测物体的装置200不仅可以采用一个传声器205，而且可以采样多个传声器205。在这种情况下，配备开关以用于对调多个传声器的位置，并且对其控制以每隔一定时间对调位置，从而改变将被使用的传声器。因此，通过使用多个传声器，允许检测存在于车辆的多个方向上的物体。在这种情况下，为了减小用于检测物体的设备200的成本，可以共同使用该结构，除了传声器205。

移相器208、乘法器209、210和LPF 206，207用于正交解调从ADC203接收的信号。即，将来自正弦波发生器202的符号波信号分成两部分，其中的一部分在通过移相器208改变其相位之后被输入至乘法器209，并且其中的另一部分被直接输入至乘法器210。通过乘法器209、210倍增来自ADC203的接收信号，通过LPF206和207滤波以去除高频分量，并对其解调。

移相器208移位来自正弦波发生器202的正弦波信号的相位至预定相位(例如-π/2)。乘法器210使从ADC203接收的信号乘以来自正弦波发生器202的正弦波信号，并且乘法器209使从ADC203接收的信号乘以其相位已通过移相器208移位的正弦波信号。这样，接收的信号被分成同相分量(I-分量)和正交分量(Q-分量)。

LPF206和207用于去除包含在从乘法器209、210输出的接收信号的I-分量和Q-分量中的高频分量，并且输出从中已经去除了高频分量的I-分量和Q-分量的接收信号至相关性滤波器212。

相关性滤波器212用于压缩接收信号的脉冲宽度，也就是在不同于相对于接收信号的时间的定时处多次通过调制信号的共轭复数符号相乘接收信号的符号，对于每个符号计算相乘结果和先前的相乘结果之间的差分向量，相加对于每个符号的计算的差分向量，平均相加的结果，对于每个I-分量和Q-分量获得接收信号和调制信号之间的相关值，确定差分向量的符号的一致程度，并基于确定的结果发送一致程度的信号至一致程度确定单元213。

一致程度确定单元213确定是否输出由相关性滤波器212获得的用于每个I-分量和Q-分量的相关值信号至振幅判定单元214。即，当相关性滤波器212如此确差分向量的符号(由差分向量表示方向)具有高的一致程度时，对于每个I-分量和Q-分量的相关值信号发送至振幅确定单元214。当确定的结果是差分向量的符号具有低的一致程度时，输出值(例如0)以表示接收信号是无效的。

当一致程度确定单元213输出用于每个I-分量和Q-分量的相关值信号时，振幅确定单元214计算从I-分量和Q-分量的校正值信号的接收信号的振幅。当振幅大于预置振幅电平，振幅确定单元214确定其中振幅大于预置振幅电平的时间为接收的定时(接收定时)。距离检测单元215根据用于产生脉冲信号(f[t])的定时(或换句话说，用于从传声器发射超声波的定时)和用于接收反射波的定时之间的时间差分检测至反射体的距离。当通过距离检测单元215检测的距离在预定距离范围内，通知单元216产生警报以使车辆的驾驶员知道物体在逼近。

在该实施例中，通过利用符号数字调制脉冲信号(f[t])的相位获得的调制信号被发射作为发射波，并通过利用接收信号和调制信号之间的差分向量压缩其反射波的接收信号，以提高接收信号的SN比。

现在说明给实施例的特征部分。首先，脉冲发生器201产生作为发射信号的角频率(ω)的脉冲信号(f[t])，并在发射发射信号的同时数字调制其相位。在这种情况下，通过下面的公式(31)表示发射波的基波分量，

发射波＝f[t]×cos(ωt+θ[t])         ...(31)

其中θ(t)是表示如图示中调制相位的发射信号中的调制分量的函数，例如，在图13B中。

如果通过利用角频率(ω₁t+θ2)的正弦波信号正交解调具有近似等于发射波的频率分量的反射波的接收信号，并将其分离成解调信号的同相分量和正交分量，解调信号变成如通过下面的公式(32)表示，

解调信号＝f[t]×cos(ωt+θ[t])×cos(ω₁t+θ2)+j{f[t]×cos(ωt+θ[t])×-sin(ω₁t+θ2)}＝(1/2)×f[t]×{cos(ωt+θ[t]+ω₁t+θ2)+cos(ωt+θ[t]-ω₁t-θ2)}-(1/2)×j{sin(ωt+θ[t]+ω₁t+θ2)+sin(-ωt-θ[t]+ω₁t+θ2)}

                                        ...(32)

其中θ2是当发射波通过一路径传播时产生的相位差，沿着该路径发射波被待检测的物体反射和接收。

当以与脉冲信号(f[t])的角频率(ω)同步的角频率(ω₁＝ω)的正弦波信号实现正交解调时，通过下面的公式(33)表示解调信号，

解调信号＝(1/2)×f[t]×{cos(ωt+θ[t]+ωt+θ2)+cos(ωt+θ[t]-ωt-θ2)-(1/2)×j{sin(ωt+θ[t]+ωt+θ2)+sin(-ωt-θ[t]+ωt+θ2)}＝(1/2)×f[t]×{cos(2ωt+θ[t]+θ2)+cos(θ[t]-θ2)}-(1/2)×j{sin(2ωt+θ[t]+θ2)+sin(-θ[t]+θ2)}                    ...(33)

如果通过利用具有正交解调功能的LPF206和207从通过上面的公式(33)表示的解调信号去除两倍于角频率(ω)的频率分量时，通过下面的公式(34)表示来自LPF206和207的输出，

LPF输出＝(1/2)×f[t]×+cos(θ[t]-θ2)+j(1/2)×sin(θ[t]-θ2)＝A×f{t}×e^j(θ[t]-θ2)                ...(34)

其中A是常量。

如上面所述，通过利用与脉冲信号(f[t])的角频率(ω)同步的角频率的正弦波信号实现正交解调和从其中去除两倍高的包含在解调信号中的频率分量以拾取接收信号的振幅(A)分量和相位分量(θ[t]-θ2)。结果，通过相关性滤波器212可以压缩具有提高的SN比的接收信号。尽管该实施例采用正交解调作为拾取接收信号的振幅分量和相位分量的方法，本发明不局限于上面正交解调的一种。

在此，当被检测的物体处于静止(不移动)，相关性滤波器212不利用差分向量可以压缩脉冲。即，为了获得来自LPF206和207的接收信号输出和解调信号之间的相关性，在不同于相对于接收信号的时间的定时处的多次通过调制信号的共轭复数符号相乘接收信号的符号，并相加相乘结果，并依据下面的公式(35)平均相加结果，

(1/N)×∑{A×f[t]×e^j(θ[t]-θ2)×e^-jθ[t]}＝(1/N)×∑{A×f[t]×e^-jθ2

                                            ...(35)

其中N是符号序列的符号的个数(调制单元)。

如果在包括同相分量(I)和正交分量(Q)的复平面(IQ平面)上说明上面的公式(35)的计算结果，在图13A中的发射发射信号的部分中的如图13C所示的预定方向(IQ平面上的点)上获得向量。此外，通过相加和平均相乘结果，获得大小成比例于相加次数的向量。另一方面，至于包含在接收信号中的噪声，甚至在接收波的频率近似等于发射波时，接收的噪声信号和调制信号之间也没有相关性。如图13D所示，因此噪声在IQ平面上变得随机，并且其向量是小的。

图11说明了用于获得来自LPF的接收信号输出和调制信号之间的相关性的相关性滤波器212的功能性组成。相关性滤波器212用于获得接收信号和调制信号之间的相关性，并且它的功能是执行上面的公式(35)的计算处理。

即，相关性滤波器212在不同于相对于接收信号的时间的定时处多次通过调制信号的共轭复数符号相乘接收信号的符号，并相加相乘结果以获得相关值。通过利用如上面所述的相关性滤波器212获得相关值，在表示相关性程度的相关值的峰值和不是峰值的相关值(也就是旁瓣)之间可区别差分。

通过发射数字调制作为发射波的脉冲信号(f[t])的符号获得的调制信号并通过利用符号压缩其反射波的接收信号，可能提高通过静态物体的反射波的接收信号的SN比。

当压缩不是通过处于静止(不运动)的物体、而是处于均匀运动的物体反射的波的接收信号时，通过多普勒效应移位反射波的接收信号的频率，如通过下面的公式(36)表示获得结果，

(1/N)×∑{A×f[t]×e^-jθ2×e^jΔθ[t]}             ...(36)

其中Δθ[t]是表示由于多普勒效应的相位变化的函数。

这意味着如图15A所示，当以对应于用于发射脉冲信号(f[t])的部分的一段时间内接收波时，将由于多普勒频移的相位变化量加入压缩脉冲的步骤中，由此，接收信号的向量在IQ平面上旋转，使得难以顺利压缩接收信号的脉冲宽度。

为了获得通过处于均匀运动的物体反射的波的接收信号和如通过下面的公式(37)表示的调制信号之间的相关性，因此，该实施例的相关性滤波器212在不同于相对于接收信号的时间的定时处多次通过调制信号的共轭复数符号相乘接收信号的符号，对于每个符号计算相乘结果和先前相乘结果之间的差分向量，相加对于每个符号计算的差分向量，并平均相加结果，

(1/N)×∑{A×f[t]×e^-jθ2×e^jΔθ[t-1]}×{A×f[t]×e^-(-jθ2)×e^jΔθ[t]}＝(1/N)×∑{A²×f²[t]×e^jΔθ}              ...(37)

如果在如图15B说明的IQ平面上示出依据上面的公式(37)计算的结果，在图13A中的发射脉冲信号(f[t])的部分中显示预定相位差(θ2)，也就是显示具有大小成比例于相加的次数的向量。

图12说明了用于获得基于向量差分获得接收信号和调制信号之间的相关性的相关性滤波器212的功能组成。相关性滤波器212用于获得接收信号和调制信号之间的符号的相关性，并具有执行上面的公式37的计算处理的功能。

即，相关性滤波器212在不同于相对于接收信号的时间的定时处多次通过调制信号的共轭复数符号相乘接收信号的符号，对于每个符号计算相乘结果和先前相乘结果(例如之前的一次)之间的差分向量，相加对于每个符号计算的差分向量，并平均相加结果以获得相关值。

通过获得如上面所述的差分向量，偏移由于当物体处于均匀运动的多普勒效应的接收信号的频率的移位量。通过从已被偏移的频率的移位量的差分向量的平均相加获得调制信号的相关性，在即使物体处于均匀运动时检测静态物体的情况下，允许区别在表示相关性程度的相关值的峰值和不是峰值的相关值(也就是旁瓣)之间的差分。结果，提高了接收信号的SN比。

即使通过接收被静态物体反射的波的信号，如通过差分向量获得通过相关性滤波器212的相关值、依据公式(38)计算的获得结果，

(1/N)×∑{A×f[t]×e^-jθ2}→(1/N)×∑{A×f[t]×e^-jθ2}×{A×f[t]×e^-(-jθ2)}＝(1/N)×∑{A²×f²[t]×e^j0}＝A²×f²[t]

                                       ...(38)

如果在IQ平面上示出上述公式38的计算结果，在IQ平面上获得表示如图14中说明的I-轴上的点的向量。因此，即使在检测静态物体时，也可以提高接收信号的SN比。

相关性滤波器212进一步确定差分向量的I-分量和Q-分量的符号(差分向量的方向)的一致程度。如上面所述，基于通过处于均匀运动的物体反射的波的接收信号的差分向量，具有用于如图15B所示的发射发射信号的部分中的IQ平面上的恒定相位(Δθ)。当物体的速度非常低，差分向量变成如图17B所示的表示在用于发射发射信号的部分中的I-轴上的点。当接收的信号包含噪声，另一方面，差分向量是不会集中于如图17A所示的I-轴上一点的一组差分向量。

因此，IQ平面上的一组差分向量的方向可被用作接收信号的可靠性程度的指标。通过确定关于IQ平面上一组差分向量的方向的一致程度，因此，通过利用具有高可靠性程度的接收信号可以检测物体。

在通过相关性滤波器212确定一致程度时，例如，通过合成差分向量计算差分合成向量，并通过被计算的差分合成向量的相位、同相分量的符号、同相分量和正交分量的绝对值大小的任何一个相位进行确定。

例如，当差分合成向量的同相成分的符号是正的时，可以由此确定关于多个差分向量的方向的一致程度是高的。这样，通过确定差分合成向量的同相分量的符号是否是正的，允许确定差分合成向量是否是±90度范围中的方向中的一个向量。结果，可以容易地确定一致程度。

此外，当差分合成向量的同相分量的绝对值大于正交分量的绝对值，可以由此确定关于差分向量的方向的一致程度是高的。通过比较差分合成向量的同相分量的绝对值大小和正交分量的绝对值大小，允许确定差分合成向量是否是±45度范围中的方向中的一个向量。结果，就不需要用于每个差分向量的相位的计算。

进一步允许计算差分合成向量的相位以确定相位是否在±90度或±45度的范围内。通过利用通过合成一组差分向量获得的差分合成向量的相位、同相分量的符号、或同相分量和正交分量的绝对值大小中的任何一个确定关于差分向量的方向的一致程度，一致程度确定单元213确定接收的信号是否具有高可靠性程度。

当一致程度确定单元213产生用于每个I-分量和Q-分量的相关值信号，振幅确定单元214计算来自个I-和Q-分量的相关值信号的接收信号的振幅。当振幅大于预置振幅电平，振幅确定单元214确定其中振幅大于该振幅电平的时间为接收反射波的定时(接收定时)。这样，考虑确定具有高可靠性程度的接收信号的振幅电平，利用具有高可靠性程度的接收信号可能检测物体。

这样，该实施例的用于检测物体的设备200发射通过数字调制具有符号的脉冲信号(f[t])的相位获得的调制信号作为发射波，并通过利用接收信号和反射波之间的差分向量压缩脉冲。这即使在被检测的物体处于均匀的运动下也提高了被物体反射的波的接收信号的SN比

(修改例6)

例如，当利用超声声波定位仪检测相对于物体的速度和对物体的距离上的变化时，至少两次接收被物体反射的波，并且根据接收信号的时间的差分检测数据。然而，该实施例的相关性滤波器212获得差分向量并利用差分向量的相位，从而通过仅一次接收反射波可能检测相对于物体的速度和对物体的距离的变化。

即，根据差分向量的相位(Δθ)和通过信号转换器220调制脉冲信号(f[t])的速率获得用于在IQ平面上一次旋转(360度)差分向量的相位需要的时间。因此，从获得的时间的倒数中获得多普勒频移量的频率(Δf)。将这样获得的多普勒频移量的频率(Δf)施加至下一个公式以获得反射体的相对速度(V)。在下面的公式(39)中，C表示声音的速度(当发射波为电磁波时光的速度)，而fp表示脉冲信号(f[t])的频率。

∨＝Δfp×C/f                    ...(39)

如上面所述，不是多次而是一次接收被物体反射的波以根据接收信号的差分向量的相位检测相对于物体的速度。参照图15B，允许从其中差分向量在IQ平面上旋转的方向检测物体是否接近或远离(检测至物体的距离上的变化)。

由于从如上面所述的差分向量的相位可以检测相对于物体的速度，可能从至少两个差分向量之间的相位的差分和从调制速率检测反射体的加速和减速。

(修改例7)

在确定差分向量的I-分量和Q-分量的符号(差分向量的方向)的一致程度中，该实施例的相关性滤波器212通过合成差分向量计算差分合成向量，并通过利用计算的差分合成向量的相位、同相分量的符号和同相分量和正交分量的绝对值大小进行确定。然而，在修改实施例中，基于符号一致的I-分量和Q-分量的个数进行确定。

例如，其中具有正符号的I-分量的差分向量的个数大于预定个数，或当其中的I-分量的绝对值大于Q-分量的绝对值的差分向量的个数大于预定的个数时，可以如此确定：关于差分向量的方向的一致程度是高。

因此，基于其中的I-分量具有正符号的差分向量的个数可以确定表示在±90度的范围内的方向的差分向量的个数，并通过比较每个差分向量中I-分量的绝对值和Q-分量的绝对值大小可以确定表示在±45度的范围内的方向的差分向量的个数。

通过实验可以设定预定个数。图18A和图18B说明了基于其中I-分量具有正符号的差分向量的个数提供确定的情况。在此，它可以确定全部差分向量的符号是否与如图18A所示的一致，或者它可以确定不小于五个差分向量的符号是否一致(两个差分向量的符号是不一致的)。

(修改例8)

当通过利用该实施例的相关性滤波器212中的差分向量获得接收信号和调制信号之间的相关性时，信号转换器220通过组合符号组成的符号序列可以调制脉冲信号(f[t])的相位，该组合符号的符号序列不同于不使用差分向量用于获得相关值的符号序列。

也就是，例如，图16A说明了当在不利用差分向量压缩脉冲中获得相关值时能够抑制旁瓣(s1)电平的符号序列的符号组合，其不同于示出了当利用差分向量压缩脉冲中获得相关值时能够抑制旁瓣(s1)电平的符号序列的符号组合的图16B。

当通过利用差分向量压缩脉冲时，因此，通过利用由组合符号组成的符号序列压缩脉冲而抑制旁瓣(s1)电平，该组合符号的符号序列不同于不使用差分向量用于压缩脉冲的符号序列。

不考虑是否使用差分向量，因此，如图16A所示，期望使用通过由组合信号组成的符号序列，其中在至少一个相关值的电平达到峰值(pk)之前的旁瓣(s1)的电平小于一个编码一致的量(相关值的电平不大于1)。

即，当如该实施例的用于检测物体的设备200中检测至反射体的距离时，通过利用其中相关值的电平呈现峰值(pk)的时间计算距离。因此，相关值的电平呈现峰值(pk)之后的旁瓣电平的大小不影响距离的检测。因此，通过利用由组合符号组成的符号序列可以正确地检测距离，其中在至少相关值的电平呈现峰值之前的旁瓣电平不大于1。

(修改例9)

该实施例的控制单元230控制其中脉冲发生器201连续产生脉冲信号(f[t])的持续时间。基于涉及传声器205的振荡的特征和组成用于信号转换器220中的符号序列的符号的组合可以控制持续时间。

该实施例的传声器205是具有伴随压电元件205a的激励共振的罩205b的共振类型。然而通常，从共振类型传声器发射的超声波具有用于激励压电元件205a的调制信号的振幅和相位的低反应率。例如，即使在开始激励压电元件205a时，如图10所示发射的超声波的振幅也是逐渐增大。此外，即使停止压电元件205a的激励时，振幅也是逐渐减小。

因此，例如当信号转换器220输出不同于先前符号的脉冲序列的符号的脉冲序列的调制信号，控制单元230控制持续时间，从而由于先前符号的脉冲序列的调制信号在传声器205的振荡已经近似会聚之后产生不同符号的脉冲序列的调制信号。因此，基于从传声器205可以发射的信号具有相位的超声波变化。

(修改例10)

在上面的修改例9中，当通过信号转换器220产生不同于先前脉冲序列的符号的符号的脉冲序列的调制信号时，控制单元230这样控制持续时间，以致于由于先前符号的脉冲序列的调制信号的传声器205振荡会聚之后输出不同符号的脉冲序列的调制信号。然而可以这样控制持续时间以产生具有大于先前符号的脉冲序列的脉冲数的多个脉冲的不同符号的脉冲序列的调制信号。

例如，当信号转换器220产生跟随包括如图10所示的脉冲数(n)的相同相位的脉冲序列的相反相位的脉冲序列的调制信号时，产生具有脉冲数(n+m)的相反相位的脉冲序列的调制信号，该脉冲包括脉冲数多(m)的多个脉冲，以偏移由于相同相位的脉冲序列传声器205的振荡。

因此，不同于修改例9，可以输出不同符号的脉冲序列的调制信号，而不必等待传声器205的振荡会聚，使可能增大调制的速率。结果，缩短每个脉冲序列的时间间隔，增高检测至物体的距离的距离的分辨率。

(修改例11)

在上面的修改例9和10，当通过信号转换器220产生不同于先前脉冲序列的符号的符号的脉冲序列的调制信号，脉冲发生器201控制持续时间以用于连续产生脉冲信号(f[t])。然而，当信号转换器220产生和先前脉冲序列的符号相同的符号的脉冲序列的调制信号，然而，可以这样控制持续时间以产生具有小于先前符号的脉冲序列的脉冲数的多个脉冲的相同符号的脉冲序列的调制信号。

例如，在从(共振)传声器205发射的超声波(发射波)的振幅达到饱和点之前重复相位调制时，产生和先前符号相同的符号的调制信号以增大超声波(发射波)的振幅，其不再和其他符号的振幅相同。

因此，当产生和先前符号相同的符号的调制信号时，产生具有小于先前符号的脉冲序列的脉冲数的多个脉冲数的脉冲序列的调制信号。即，产生包含不产生脉冲的空白部分的脉冲序列的调制信号。这使保持恒定的超声波(发射波)的振幅成为可能。

(修改例12)

在上面的修改例9和10，当通过信号转换器220产生不同于先前脉冲序列的符号的符号的脉冲序列的调制信号，脉冲发生器201控制持续时间以用于连续产生脉冲信号(f[t])。然而，在该修改例中，在产生不同于先前脉冲序列的符号的符号的脉冲序列的调制信号时产生不同符号的脉冲序列的调制信号之前，相位转换器220逐渐改变先前符号的脉冲序列中的脉冲的相位。

通常，伴随压电元件205a的激励共振的传声器205具有用于相位调制的低共振速度。通过考虑低共振速度，因此，在通过相位转换器220产生不同于先前符号的脉冲序列的符号的脉冲序列的调制信号中，在输出不同符号的脉冲序列的调制信号之前，逐渐改变先前符号的脉冲序列中脉冲的相位。因此，传声器205发射在合适定时处被调制相位的超声波。

(第三实施例)

图19是依据本发明用于检测物体的设备的结构的示意图。如图所示，由脉冲发生器201、正弦波发生器202、ADC(模拟/数字转换器)203、AMP(放大器)204、传声器205、LPF(低通滤波器)206和207、移相器208、乘法器209和210和信号转换器220组成实施例的用于检测物体的设备200。

此外，用于检测物体的设备200包括没有说明的微型计算机，并具有比如相关性检测滤波器212a、相关性检测DS(多普勒频移器)、相关性滤波器212b、212c、振幅确定单元214、距离检测单元215、通知单元216和控制单元230的计算处理功能。

脉冲发生器201产生由多个脉冲的多个脉冲序列组成的角频率(ω)的短脉冲信号(下文中简便地称为脉冲信号f[t])，并发送脉冲信号f[t]至信号转换器220。控制单元230控制用于连续产生脉冲的持续时间。

信号转换器220通过相位的符号来数字调制脉冲信号f[t]的相位，也就是依据通过多个符号的组合组成的符号序列改变用于脉冲信号f[t]的每个脉冲序列的相位。

正弦波发生器202产生给出的角频率(ω₁)的正弦波。该实施例的正弦波发生器202也能够产生与从脉冲发生器201输出的脉冲信号f[t]的角频率(ω)同步的角频率的正弦波。通过正弦波发生器202产生的正弦波信号输出至移相器208和乘法器210。

如图9A所示，传声器205是由压电元件205a和围绕压电元件205a的罩205b组成的超声波传感器。传声器205是其罩205b伴随压电元件205a的激励共振的共振类型传声器。

即，传声器205是这样的：当通过改变经过信号转换器220供给至压电元件205a的脉冲信号f[t]的相位获得调制信号时，激励压电元件205a引起罩205b共振，并且由此产生的超声波发射至被检测的外部物体240。

通过改变如上面所述用于激励压电元件205a的脉冲信号f[t]的相位，可以数字调制从传声器205发射的波的相位。

图9B是说明了从传声器205发射、并且其相位被调制的超声波的振幅的图，而图9C是说明了相位变化的图。至于所示的用于该实施例的符号序列的符号，将符号“-1”赋予以(π/2)延迟脉冲信号f[t]的脉冲序列的相位的脉冲序列，相反，将符号“1”赋予以(π/2)超前脉冲序列的相位的脉冲序列。

此外，传声器205接收由此发射的反射超声波。基于接收反射波，压电元件205a产生电压。通过AMP204将产生的电压放大至预定倍数，并输出至ADC203。

ADC203以预定采样频率(例如脉冲信号f[t]的频率的几倍)采样来自AMP204的接收信号输出，将它们转换成数字信号，并输出已被转换至乘法器209和210的接收信号。

该实施例的用于检测物体的装置200不仅可以采用一个传声器205，而且可以采样多个传声器205。在这种情况下，配备开关以用于对调多个传声器的位置，并且对其控制以每隔一定时间对调位置，从而改变将被使用的传声器。

因此，通过使用多个传声器，允许检测存在于车辆的多个方向上的物体。在这种情况下，为了减小用于检测物体的设备200的成本，可以共同使用该结构，除了传声器205。

移相器208、乘法器209、210和LPF206，207用于正交解调从ADC203接收的信号。即，将来自正弦波发生器202的符号波信号分成两部分，其中的一部分在通过移相器208改变其相位之后被输入至乘法器209，并且其中的另一部分被直接输入至乘法器210。通过乘法器209、210倍增来自ADC203的接收信号，通过LPF206和207滤波以去除高频分量，并对其解调。

移相器208移位来自正弦波发生器202的正弦波信号的相位至预定相位(例如-π/2)。乘法器210使从ADC203接收的信号乘以来自正弦波发生器202的正弦波信号，并且乘法器209使从ADC203接收的信号乘以其相位已通过移相器208移位的正弦波信号。这样，接收的信号被分成同相分量(I-分量)和正交分量(Q-分量)。

LPF206和207用于去除包含在从乘法器209、210输出的接收信号的I-分量和Q-分量中的高频分量，并且输出从中已经去除了高频分量的I-分量和Q-分量的接收信号至相关性滤波器212至相关性检测滤波器212a和相关性检测DS相关性滤波器21b、212c。

相关性检测滤波器212a用于压缩接收信号的脉冲宽度，也就是在不同于相对于接收信号的时间的定时处多次通过调制信号的共轭复数符号相乘接收信号的符号，对于每个符号计算相乘结果和先前的相乘结果之间的差分向量，相加对于每个符号的计算的差分向量，平均相加的结果，对于每个I-分量和Q-分量获得接收信号和调制信号之间的相关值，相关性检测滤波器212a发送每个I-分量和Q-分量的相关值至振幅检测单元214。

通过利用用于校正接收信号中的多普勒频移的校正信号，相关性检测DS相关性滤波器21b、212c校正接收信号中的多普勒频移，并压缩已经校正了多普勒频移的接收信号的脉冲宽度。

即，通过在不同于相对于接收信号的时间的定时处多次通过调制信号的共轭复数符号相乘接收信号，相加相乘结果，并且平均相加结果以获得相关性。在此，在相加相乘结果之前的步骤中校正反射波的接收信号中的多普勒频移。

因此，不相加由于多普勒频移的相位中的变化，并在IQ平面上不旋转接收信号的向量。相关性检测DS相关性滤波器21b、212c发送用于每个I-分量和Q-分量的相关值至振幅确定单元214。

当已经指定了本实施例的用于检测物体的设备200的用途时，可以预先假定相对于被检测的物体的速度的范围。因此，设置差分频率以用于相关性检测DS相关性滤波器212b、212c的校正信号，从而基于假定的相对速度的范围覆盖多普勒频移的频带。

例如，设置相关性滤波器21b、212c的校正信号的频率，以在接近被检测物体的位置时对应于相对速度(大约每小时几千米)，并且设置相关性滤波器21b、212c的校正信号的频率，以在远离被检测物体的位置时对应于相对速度(大约每小时几千米)。

因此，振幅确定单元214基于最高校正的接收信号检测物体，也就是从在相对速度的假定范围中合适地校正的多普勒频移的接收信号检测物体。

振幅确定单元214根据来自从相关性检测滤波器212a和相关性检测DS校正滤波器21b、212c的每个I-分量和Q-分量的相关值信号计算接收信号的振幅。当接收信号的振幅大于预置振幅电平(阀值)，振幅确定单元214确定其中振幅大于预置振幅电平的时间作为接收反射波的定时(接收定时)。

已经设置用于确定振幅确定单元214的阀值的振幅电平以用于来自相关性检测滤波器212a和相关性检测DS校正滤波器21b、212c的接收信号。通过对应于接收信号的振幅电平确定阀值。

允许基于来自从相关性检测滤波器212a和相关性检测DS校正滤波器21b、212c的每个I-分量和Q-分量的相关值信号相加接收信号的振幅，并确定相加的接收信号的振幅是否大于预置振幅电平。因此，可以不必确定关于接收信号的振幅的阀值来检测物体，并且可以减小处理量。

距离检测单元215从产生脉冲信号(f[t])(或者，换句话说用于发射来自传声器的超声波的定时)的定时和用于接收反射波的定时之间的时间差分检测至反射体的距离。当通过距离检测单元215检测的距离变得在预定距离中，通知单元216产生警报以告知车辆的驾驶员有物体在接近。

在该实施例中，通过利用用于校正多普勒频移的校正信号校正接收信号中的多普勒频移，并在多普勒校正之后从调制信号和接收信号获得相关性以提高接收信号的SN比。

即，如上面所述，压缩脉冲的传统方法是基于用于检测静止物体的先决条件(其不是处于运动的)(即使在用于如图19所示的相关性检测滤波器212a时也同样)，并且不能够顺利地压缩被处于均匀运动中的物体反射的波的接收信号。

这是由于当物体处于均匀运动时，由于多普勒效应反射波的接收信号的频率移位，并且在压缩脉冲时不能保持对调制信号的相关性。结果，不能顺利地压缩接收信号的脉冲宽度。

因此，该实施例的用于检测物体的设备200配备有相关性检测DS校正滤波器21b、212c，并在多普勒频移已被校正之后压缩接收信号的脉冲宽度，从而提高接收信号的SN比。

现在说明该实施例的特征部分。首先，脉冲发生器201产生作为发射信号的角频率(ω)的脉冲信号(f[t])，并在发射发射信号的同时，数字调制其相位。在这种情况下，通过下面的公式(40)表示发射波的基波分量，

发射波＝f[t]×cos(ωt+θ[t])           ...(40)

其中θ(t)是表示相位调制分量的函数。

如果通过利用角频率(ω₁t+θ2)的正弦波信号正交解调具有近似等于发射波的频率分量的反射波的接收信号，并将其分离成解调信号的同相分量和正交分量，通过下面的公式(41)表示解调信号，

解调信号＝f[t]×cos(ωt+θ[t])×cos(ω₁t+θ2)+j{f[t]×cos(ωt+θ[t])×-sin(ω₁t+θ2)}＝(1/2)×f[t]×{cos(ωt+θ[t]+ω₁t+θ2)+cos(ωt+θ[t]-ω₁t-θ2)}-(1/2)×j{sin(ωt+θ[t]+ω₁t+θ2)+sin(-ωt-θ[t]+ω₁t+θ2)}

                                        ...(41)

其中θ2是当发射波通过一路径传播时产生的相位差，沿着该路径发射波被待检测的物体反射和接收。

当以与脉冲信号(f[t])的角频率(ω)同步的角频率(ω₁＝ω)的正弦波信号实现正交解调时，通过下面的公式(42)表示解调信号，

解调信号＝(1/2)×f[t]×{cos(ωt+θ[t]+ωt+θ2)+cos(ωt+θ[t]-ωt-θ2)-(1/2)×j{sin(ωt+θ[t]+ωt+θ2)+sin(-ωt-θ[t]+ωt+θ2)}＝(1/2)×f[t]×{cos(2ωt+θ[t]+θ2)+cos(θ[t]-θ2)}-(1/2)×j{sin(2ωt+θ[t]+θ2)+sin(-θ[t]+θ2)}                     ...(42)

如果通过利用具有正交解调装置功能的低通滤波器(LPF)从通过上面的公式(42)表示的解调信号去除两倍于角频率(ω)的频率向量，通过下面的公式(43)表示来自LPF的输出，

LPF输出＝(1/2)×f[t]×+cos(θ[t]-θ2)+j(1/2)×sin(θ[t]-θ2)＝A×f{t}×e^j(θ[t]-θ2)             ...(43)

其中A是常量。

如上面所述，通过利用与脉冲信号(f[t])的角频率(ω)同步的角频率的正弦波信号实现正交解调和从其中去除两倍高的包含在解调信号中的频率分量以拾取接收信号的振幅(A)分量和相位分量(θ[t]-θ2)。拾取接收信号的振幅分量和相位分量不局限于上面正交解调的一种。

在此，为了获得已经被多普勒效应影响的接收信号和解调信号之间的修正，在不同于相对于接收信号的时间的定时处多次通过对应于调制信号的共轭复数个数的共轭复数信号相乘接收信号，并相加相乘结果，并依据下面的公式(44)平均相加结果，

(1/N)×∑{A×f[t]×e^j(θ[t]-θ2)×e^-jθ[t]}＝(1/N)×∑{A×f[t]×e^-jθ2

                                 ...(44)

其中(N)是符号序列的符号的个数(调制单元)。

如果在包括同相分量(I)和正交分量(Q)的复平面(IQ平面)上说明上面公式(44)的计算结果，在发射发射信号的部分中的预定方向(IQ平面上的点)上获得向量。

通过相加和平均相乘结果，此外，获得大小成比例于相加次数的向量。另一方面，至于包含在接收信号中的噪声，即使在接收波的频率近似等于发射波时，在被接收的噪声信号和调制信号之间也不存在相关性。因此，噪声在IQ平面上变得随机，并且其向量是小的。

然而，例如，当压缩被处于均匀运动的物体反射的波的接收信号时，通过多普勒效应移位反射波的接收信号的频率，并且如通过下面的公式(45)获得结果，

(1/N)×∑{A×f[t]×e^-jθ2×e^jΔθ[t]}          ...(45)

其中Δθ[t]是表示由于多普勒效应相位中的变化的函数。

这意味着当对应于发射发射信号的部分以一段时间接收波时，将由于多普勒频移的相位变化量加进压缩脉冲的步骤，由此，接受信号的向量在IQ平面上转向，使顺利地压缩接收信号的脉冲宽度变得困难。

因此，在该实施例中，在确定通过多普勒频移影响的接收信号和调制信号之间的校正中，通过利用用于校正接收信号中的多普勒频移的校正信号校正接收信号的多普勒频移，从被校正的接收信号和解调信号获得相关性，并且基于其结果压缩接收信号。在下面的公式(46)中，(e^-jΔθ[t])对应于上面的校正信号(校正项)。

(1/N)×∑({A×f[t]×e^-jθ2×e^jΔθ[t-1]}×{e^-jΔθ[t]})＝(1/N)×∑{A×f[t]×e^-jθ2}

                               ...(46)

从依据上面的公式的计算结果，可以认识到已经去除了接收信号中的多普勒频移量的频率。如果在IQ平面上示出计算结果，获得在用于发送发送信号的部分中的预定相位差(θ2)，也就是表示在IQ平面上点的向量。通过相加和平均相乘结果，此外，获得大小成比例于相加次数的向量。

如上面所述，该实施例的用于检测物体的设备200配备有相关性检测DS滤波器212b、212c以在已经校正其多普勒频移后压缩接收信号的脉冲宽度。因此，即使在由于多普勒效应移位接收信号的频率时，在表示相关性程度的相关值的峰值和不是峰值(也就是波瓣)的相关值之间区别差分。结果可以提高接收信号的SN比。

(修改例13)

该实施例的用于检测物体的设备200配备有相关性检测DS校正滤波器212b和212c，其用于校正接收信号中的多普勒频移，并用于在已经校正其多普勒频移之后压缩接收信号的脉冲宽度。

在该修改例中，另一方面，提供能够改变校正信号的频率的相关性检测DS校正滤波器212b和用于检测如图20所示的车辆的移动速度的车辆传感器217，以计算来自车辆速度的多普勒频移量，从而基于计算的频率改变校正信号(e^-jΔθ[t])的频率，并通过利用被改变的校正信号实现校正。这提高了被静态物体反射的波的接收信号的SN比。

在此，允许一次发射发射波，检测由于来自反射波的接收信号的多普勒频移的相位偏移(Δθ)，计算用于校正多普勒频移的校正信号(e^-jΔθ[t])的频率，并将该频率变换成由此计算的频率。

(修改例14)

在该实施例的用于检测物体的设备200中，相关性检测DS校正滤波器212b的校正信号的频率设置成对应于当接近被检测的物体的位置时的相对速度(大约几千米每小时)，并且相关性检测DS校正滤波器212c的校正信号的频率设置成对应于当远离被检测的物体的位置时的相对速度(大约几千米每小时)。

当用于检测物体的设备200安装至移动物体比如车辆上时，然而远离移动物体的物体通常不可能碰撞。因此，不需要检测远离移动的物体。

因此，相关性检测DS校正滤波器212b和212c的校正信号的频率设置成对应于当被检测的物体接近时至其位置的相对速度。因此，不需要提供用于在被检测的物体的位置是远离时的相对速度的相关性检测DS校正滤波器，并且可以简化设备的组成。

(修改例15)

该实施例的控制单元230控制其中脉冲发生器201连续产生脉冲信号(f[t])的持续时间。基于关于传声器205的振荡特性和组成用于信号转换器220中的符号序列的符号的组合可以控制持续时间。

该实施例的传声器205是具有伴随压电元件205a的激励共振的盖罩205b的共振类型。然而，通常，从共振类型传声器发射的超声波具有用于激励压电元件205a的调制信号的振幅和相位的低反应率。例如，即使在开始激励压电元件205a时，如图10所示发射的超声波的振幅也是逐渐增大。进一步，即使终止压电元件205a的激励时，振幅也是逐渐减小。

因此，例如当信号转换器220输出不同于先前符号的脉冲序列的符号的脉冲序列的调制信号时，控制单元230控制持续时间，从而由于先前符号的脉冲序列的调制信号在传声器205的振荡已经近似会聚之后产生不同符号的脉冲序列的调制信号。因此，从传声器205可以发射基于符号的相位改变的超声波。

(修改例16)

在上面的修改例15中，当通过信号转换器220产生不同于先前脉冲序列的符号的符号的脉冲序列的修改符号时，控制单元230这样控制持续时间从而由于先前符号的脉冲序列的调制信号在传声器205的振荡会聚之后输出不同符号的脉冲序列的调制信号。然而，可以控制持续时间以产生具有大于先前符号的脉冲序列的脉冲数的多个脉冲的不同符号的脉冲序列的调制信号。

例如，当信号转换器220产生跟随包括如图10所示的脉冲数(n)的相同相位的脉冲序列的相反相位的脉冲序列的调制信号时，产生具有个数(n+m)的脉冲的相反相位的脉冲序列的调制信号，该脉冲包括脉冲数多(m)的多个脉冲，以偏移由于相同相位的脉冲序列的传声器205的振荡。

因此，不同于修改例15，可以输出不同符号的脉冲序列的调制信号，而不必等待传声器205的振荡会聚，使可能增大调制的速率。结果，缩短每个脉冲序列的时间间隔，增高检测至物体的距离的距离的分辨率。

(修改例17)

在上面的修改例15和16中，当通过信号转换器220产生不同于先前脉冲序列的符号的脉冲序列的修改信号时，脉冲发生器201控制用于连续产生脉冲信号(f[t])的持续时间。然而，当信号转换器220产生和先前脉冲序列的符号相同的符号的脉冲序列的调制信号时，可以控制持续时间，从而产生具有小于先前符号的脉冲序列的脉冲数的多个脉冲的相同符号的脉冲序列的调制信号。

例如，当在从(共振)传声器205发射的超声波(发射波)的振幅达到饱和点之前重复相位调制时，产生和先前符号相同的符号的调制信号以增大超声波(发射波)的振幅，其不长于和其它符号的振幅相同的振幅。

因此，当产生和先前符号相同的符号的调制信号时，产生具有小于先前符号的脉冲序列的脉冲数的多个脉冲的脉冲序列的调制信号。即，产生包含不产生脉冲的空白部分的脉冲序列的调制信号。这可能保持超声波(发射波)的振幅恒定。

(修改例18)

在上面的修改例15和16中，当通过信号转换器220产生不同于先前脉冲序列的符号的脉冲序列的修改信号时，脉冲发生器201控制用于连续产生脉冲信号(f[t])的持续时间。然而，在产生不同于先前脉冲序列的符号的符号的脉冲序列的调制信号时产生不同符号的脉冲序列的调制信号之前，相位转换器220可以逐渐改变先前符号的脉冲序列中的脉冲的相位。

通常，伴随压电元件205a的激励共振的传声器205具有用于相位调制的低频率。通过考虑低共振速度，因此在通过相位转换器220产生不同于先前符号的脉冲序列的符号的脉冲序列的调制信号中输出不同符号的脉冲序列的调制信号之前，逐渐改变先前符号的脉冲序列中的脉冲的相位。因此，传声器205发射在合适定时处被调制相位的发射波。

(修改例19)

在该实施例的振幅确定单元214中，根据来自相关性检测滤波器212a和相关性检测DS校正滤波器212b、212c的I-分量和Q-分量的相关值信号计算接收信号的振幅。因此，可以指定目的地(相关性检测滤波器212a或相关性检测DS校正滤波器212b、212c中的任一个)，以用于发送具有最高相关性的相关值信号，为了检测相对于物体的速度或在对物体的位置关系中的变化(接近/远离)。

(修改例20)

在该实施例的用于检测物体的设备200中，至少可以这样组成脉冲发生器210或信号转换器220，以便于改变组成符号序列的符号的个数的至少一个，或基于至被检测物体的距离变化脉冲序列中脉冲数。

通过改变组成符号序列的符号的个数、组成发射信号的脉冲序列的个数或脉冲序列的脉冲数中的至少任意一个，当通过发射器/接收器装置重复地发射和接收波时，在反射波上不重叠发射波。

Claims (12)

1、一种用于检测物体的设备，包括：

用于产生由包括多个脉冲的多个脉冲序列组成的发射信号的发射信号发生装置；

调制装置，依据通过用于发射信号的每个脉冲序列的多个符号的组合组成的符号序列，通过数字调制通过发射信号发生装置产生的发射信号的振幅、频率或相位中的至少一个产生调制信号；

发射器/接收器装置，其用于发射通过调制装置产生的调制信号作为发射波，并用于接收其反射波；以及

脉冲压缩装置，其用于获得通过发射器/接收器装置接收的反射波的信号和调制信号之间的相关性，并用于压缩接收信号；以及

物体检测装置，其用于基于被压缩的发射信号和接收信号检测物体。

2、根据权利要求1所述的用于检测物体的设备，其中，在获得相关性中，脉冲压缩装置在不同于相对于接收信号的时间的定时处多次通过调制信号的共轭复数信号相乘接收信号，对每个符号运算相乘结果和先前相乘结果之间的差分向量，相加对每个符号计算的差分向量，并平均相加结果以获得相关性。

3、根据权利要求2所述的用于检测物体的设备，其中，在计算差分向量中，脉冲压缩装置计算来自相乘结果和来自先前相乘结果的差分向量。

4、根据权利要求1所述的用于检测物体的设备，其中发射器/接收器装置包括共振类型传声器，其驱动压电元件以伴随其激励共振，而调制装置通过调制发射信号的相位产生调制信号以激励压电元件。

5、根据权利要求4所述的用于检测物体的设备，其中发射信号发生装置包括控制装置，其用于基于共振类型传声器的振荡特性和组成符号序列的符号的组合，控制用于连续产生发射信号的持续时间。

6、根据权利要求5所述的用于检测物体的设备，其中调制装置产生不同于先前脉冲序列的符号的符号的脉冲序列的调制信号，控制装置控制持续时间，从而几乎在通过先前符号的脉冲序列的调制信号振荡的共振类型传声器的振荡会聚之后，产生不同符号的脉冲序列的调制信号。

7、根据权利要求5所述的用于检测物体的设备，其中，其中调制装置产生不同于先前脉冲序列的符号的符号的脉冲序列的调制信号，控制装置控制持续时间，从而产生具有大于先前符号的脉冲序列的脉冲数的多个脉冲的不同符号的脉冲序列的调制信号。

8、根据权利要求5所述的用于检测物体的设备，其中，当调制装置产生等于先前脉冲序列的符号的符号的脉冲序列的调制信号时，控制装置控制持续时间，从而产生具有小于先前符号的脉冲序列的脉冲数的多个脉冲的相同符号的脉冲序列的调制信号。

9、根据权利要求4所述的用于检测物体的设备，其中在产生不同于先前脉冲序列的符号的符号的脉冲序列的调制信号中，调制装置在产生不同符号的脉冲序列的调制信号之前逐渐改变先前符号的脉冲序列中的脉冲的相位。

10、根据权利要求1所述的用于检测物体的设备，其中脉冲压缩装置获得表示接收信号和调制信号之间的相关性程度的相关值，并且调制装置利用由组合符号组成的符号序列，其中由脉冲压缩装置获得的相关值的旁瓣电平不大于一个符号一致的量或在相关值的峰值之前的旁瓣电平不大于一个符号一致的量。

11、根据权利要求2所述的用于检测物体的设备，其中脉冲压缩装置获得表示接收信号和调制信号之间的相关性程度的相关值，并且，当获得相关值作为来自通过脉冲压缩装置计算的差分向量的符号序列时，调制装置利用由不同于不计算差分向量获得相关值时的符号序列的组合的符号组成的符号序列。

12、根据权利要求1所述的用于检测物体的设备，进一步包括：

正弦波发生装置，其用于产生与发射信号的频率同步或近似等于共振类型传声器的共振频率的频率的正弦波信号；

正交解调装置，通过利用由正弦波发生装置形成的正弦波信号正交解调由发射器/接收器装置接收的反射波的信号，并产生解调接收信号的同相分量和正交分量；

其中脉冲压缩装置压缩通过正交解调装置解调的接收信号。

Images