JP7316854B2

JP7316854B2 - 物体検出装置

Info

Publication number: JP7316854B2
Application number: JP2019122206A
Authority: JP
Inventors: 幸治吹野; 慎一追分; 有大西; 豊田口
Original assignee: Japan Radio Co Ltd; Nisshinbo Micro Devices Inc
Current assignee: Japan Radio Co Ltd; Nisshinbo Micro Devices Inc
Priority date: 2019-06-28
Filing date: 2019-06-28
Publication date: 2023-07-28
Anticipated expiration: 2039-06-28
Also published as: JP2021009050A

Description

本発明は、相対移動する物体からの反射波に基づいて物体までの距離を検出する物体検出装置に関する。

従来、超音波を送信し、その反射波を受信して反射物体までの距離を測定する物体検出装置が知られている。例えば、超音波を送受信するセンサ（送受信手段）と測距回路とを備え、センサは、例えば、数十ｋＨｚの周波数の超音波を送信波Ｔｘとして数波から数十波程度の長さでバースト状に送信し、物体からの反射波Ｒｘを受信する。測距回路は、反射波Ｒｘに同期式直交検波などを行って、送信波Ｔｘと反射波Ｒｘとの相対的な遅延量を検出し、この遅延量と音速とから物体までの距離を算出する。

このような物体検出装置を自動車などの移動体に搭載した場合、移動しながら物体の検出を行うので、物体との相対速度によるドップラー効果により、反射波Ｒｘの周波数は送信波Ｔｘとは異なったものとなる。例えば、自動車に搭載された物体検出装置で、車庫入れ時の障害物を検知する場合、障害物である物体は停止しているが、物体検出装置は移動しているので、ドップラー効果によって送信波Ｔｘと反射波Ｒｘとに差異が生じる。

例えば、物体検出装置を搭載した自動車が時速１１．８ｋｍ（秒速３．２９ｍ）で物体に接近しているような場合、ドップラー効果により変化した反射波Ｒｘの周波数（ドップラー周波数）ｆ’は、下記の数式１から算出することができる。なお、ｆは送信波Ｔｘの周波数、Ｖは大気中の音速（３４０ｍ／ｓ）、ｖ_ｏは観測者の移動速度、ｖ_ｓは音源の移動速度である。また、物体検出装置では、音源と観測者とが同一で物体からの反射波Ｒｘを観測しているため、観測者側の移動速度ｖ_ｏの符号は逆になる。

例えば、送信波Ｔｘの周波数ｆが５０ｋＨｚである場合、ドップラー周波数ｆ’ は５０．９７７ｋＨｚとなり、元の周波数５０ｋＨｚと比べて＋９７７Ｈｚの周波数シフトを受ける。すなわち、以上のようなドップラー環境下では、センサからの送信周波数が５０ｋＨｚだった場合には、反射して戻ってくる超音波をセンサで受信すると５０．９７７ｋＨｚの電気信号になる。なお、以下では、この周波数シフトをドップラーシフト周波数Δｆと呼ぶ。

このようなドップラー環境下において、ドップラーシフト周波数Δｆが不明で、元の５０ｋＨｚで直交検波を行うと、相関処理して得られる出力は、測距に有効なピーク波形が得られないので、測距の品質が低下してしまう。すなわち、正しいドップラーシフト周波数Δｆ（例えば、＋９７７Ｈｚ）を何らかの方法で推定できれば、「送信周波数ｆ（５０ｋＨｚ）＋ドップラーシフト周波数Δｆ（９７７Ｈｚ）」の周波数で直交検波を行うか、若しくは送信周波数ｆで直交検波した後、ドップラーシフト周波数Δｆだけ周波数シフトする信号処理を施した後に相関処理を実施することで、測距に有効なピーク波形を得ることができる。

従来、パルス圧縮レーダで用いられるデジタルパルス圧縮装置には、ドップラーシフト周波数Δｆが未知の入力信号に対応するために、ドップラーシフトに対して補正量が異なった複数個のドップラー補正回路を並設し、これらのドップラー補正回路で入力信号をドップラー補正した後、各々の出力信号についてパルス圧縮を行い、圧縮振幅が最大のものをレンジビン程度の時間ごとに検出して出力するものがある（例えば、特許文献１参照）。これによれば、ドップラーシフト周波数が分からない場合でも、安定した圧縮性能を得ることができる。

また、複数の相関器を利用して、受信信号と、所定間隔の相対速度（例えば、±４ｋｍ／ｈ）が反映された複数の相関入力信号とで相関を取り、得られた複数の相関出力信号を積算し、この積算結果から標的エコーのピーク波形が得られる相関出力信号を選択して測距を行うことにより、ドップラーシフトの影響を除去する装置も知られている（例えば、特許文献２参照）。

特開平０５－０６６２６８号公報特表２０１７－５０８１３３号公報

ところで、自動車などに複数のセンサを配設する場合、特許文献１、２の技術では、それぞれの反射波が互いに干渉するため、同時に測距することが困難となる。このため、測距タイミングをずらして１センサずつ測距しなければならず、すべてのセンサで測距するのに長時間を要する。

そこで本発明は、複数のセンサで同時に測距することが可能な物体検出装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、互いに相関が低い符号を使用する複数の検出手段を備えた物体検出装置であって、前記各検出手段は、送信信号に基づいて送信波を送信し、相対移動する物体からの反射波を受信する送受信手段と、前記反射波から求めた受信信号と、前記反射波のドップラーシフト周波数とに基づいて、前記物体までの距離を測定する測距手段と、前記受信信号と、前記送信信号と類似した波形を有する所定の参照信号との複素乗算により複数のサンプルデータを生成し、前記サンプルデータにサンプルデータ数を拡張する拡張処理と、拡張したサンプルデータ数を間引く間引き処理とを行い、所定の周波数分解能のサンプルデータを生成し、間引き後の前記サンプルデータに高速フーリエ変換を行い、その出力の中から振幅が最大のものを選択する最大値選別を行い、前記最大値の周波数成分を前記ドップラーシフト周波数と推定するドップラーシフト周波数推定手段と、推定された前記ドップラーシフト周波数だけ周波数シフトすることによって、前記受信信号に含まれるドップラーシフトの影響を除去するドップラーシフトキャンセル手段と、ドップラーシフトの影響が除去された前記受信信号と、前記送信信号または前記受信信号に類似した波形の所定のリファレンス信号との相関演算により前記反射波が受信されたタイミングを抽出する相関処理手段と、を備え、前記測距手段は、前記相関演算結果に基づいて前記物体までの距離を算出する、ことを特徴とする。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の物体検出装置において、前記測距手段は、複素数である前記相関演算結果から抽出された振幅情報と位相情報とに基づいて前記物体までの距離を算出する、ことを特徴とする。

請求項１に記載の発明によれば、複数の検出手段において互いに相関が低い符号が使用されるため、各センサ（送受信手段）の反射波の干渉が軽減され、複数の検出手段で同時に測距することが可能となる。この結果、複数の検出手段を備えても短時間で測距することが可能となる。

請求項２に記載の発明によれば、相関演算結果から抽出された振幅情報と位相情報とに基づいて物体までの距離を算出するため、複数の検出手段を備えても、適正に測距することが可能となる。すなわち、自らの検出手段からの反射波による受信信号か、他の検出手段からの反射波による受信信号かを、振幅情報のみならず位相情報にも基づいて判断することで、より適正に区別することが可能となり、その結果、適正に測距することが可能となる。また、グランドクラッタと呼ばれる地面からの反射波が存在する場合でも、グランドクラッタによる誤検出の確率を下げて高品質な測距を実現することが可能となる。詳細については、後述する。

この発明の実施の形態１に係る物体検出装置の構成を示すブロック図である。図１の物体検出装置のドップラーシフト周波数推定部の処理内容を示す説明図である。図１の物体検出装置のシフトレジスタの動作を示す表である。図２のドップラーシフト周波数推定部で利用するリファレンスの内容を示す表である。図２のドップラーシフト周波数推定部によるサンプル数の拡張処理及び間引き処理の内容を示す表である。図２のドップラーシフト周波数推定部でＦＦＴに割り当てられた周波数を示す表である。図１の物体検出装置の相関処理部の処理内容を示す説明図である。図１の物体検出装置の第１の検出部に対する反射波を示す模式図である。この発明の実施の形態において、第１の検出部が符号Aで変調された反射波を受信した場合の、複素相関処理回路出力信号の振幅（ａ）とドップラーシフト周波数推定値（ｂ）を示す図である。この発明の実施の形態において、第１の検出部が符号Ｂで変調された反射波を受信した場合の、複素相関処理回路出力信号の振幅（ａ）とドップラーシフト周波数推定値（ｂ）を示す図である。この発明の実施の形態において、第１の検出部が符号Ｃで変調された反射波を受信した場合の、複素相関処理回路出力信号の振幅（ａ）とドップラーシフト周波数推定値（ｂ）を示す図である。図１の物体検出装置の位相差生成部の第１の例を示すブロック図である。図１の物体検出装置の位相差生成部の第２の例を示すブロック図である。図１の物体検出装置の位相差生成部の第３の例を示すブロック図である。図１の物体検出装置によるサンプル間の位相差情報を示す図である。この発明の実施の形態において、グランドクラッタが存在する場合の受信相関出力と振幅しきい値の関係を示す図である。この発明の実施の形態２に係る物体検出装置の構成を示すブロック図である。図１７の物体検出装置の位相差生成部を示すブロック図である。

以下、この発明を図示の実施の形態に基づいて説明する。

（実施の形態１）
図１～図１５は、この実施の形態を示し、図１は、この実施の形態に係る物体検出装置１の構成を示すブロック図であり、この物体検出装置１は、複数（この実施の形態では、３つ）の検出部（検出手段）２_１～２_３で同時に測距を行う。すなわち、３つの検出部２_１～２_３がＥＣＵ（エンジンコントロールユニット）５に接続され、図８に示すように、互いに相関が低い３つの符号Ａ～Ｃを使用し、第１の検出部２_１には符号Ａ、第２の検出部２_２には符号Ｂ、第３の検出部２_３には符号Ｃが割り当てられている。また、３つの検出部２_１～２_３は、同等の構成であるため、主として第１の検出部２_１について（第１の検出部２_１が自検出部の場合について）、以下に説明する。

クロック生成回路３１は、送信と受信の同期を維持するため、送受信の各回路にタイミング信号を供給する。センサ駆動回路３２は、センサ３３から物体検出のための超音波が送信されるように、デジタル信号処理回路４からのパルス信号を適切な電圧に変換する。センサ（送受信手段）３３は、物体検出のための超音波を送信し、物体（障害物１０１）から反射した超音波を受信して電気信号に変換する。アナログ受信回路３４は、反射波をＡＤ変換回路３５でデジタル信号に変換するのに適した信号レベルに増幅する。その際に、信号のＳＮ比を改善するためフィルタ等で不要波や雑音を抑圧する。ＡＤ変換回路３５は、アナログ信号である反射波をデジタルの受信信号に変換する。

送信信号生成部４１は、物体を検出するための送信信号をセンサ駆動回路３２に出力する。通常、送信信号は矩形波によるバースト信号であり、送信時間の長さは、測距したい距離により変わるが、送信波と受信波が重ならないよう適切に設定される。設定値は、工場出荷時に定数として持っていてもよいし、ＥＣＵ５等の上位制御により適時設定されてもよい。また、送信されるバースト信号は無変調でもよいが、相関振幅のピーク波形を距離判定により有利になるようＢａｒｋｅｒ符号や、互いに相関が小さい符号等を用いて変調してもよい。

直交検波部４２は、送信信号と同期した周波数で直交検波を行い、受信信号をベースバンド信号に変換する。ただし、反射波がドップラーシフトを受けている場合は、送信周波数からドップラーシフト周波数Δｆだけ周波数シフトしているため、後述するドップラーシフト周波数推定値を受け取って、直交検波と同時にドップラーシフトのキャンセルを実施してもよい。その場合は、受信信号がドップラーシフトを受けていても、直交検波後の出力はドップラーシフトの無いベースバンド信号となる。

シフトレジスタ（受信信号保持手段）４３は、受信信号を適切な量だけ保持し遅延する。遅延量は、ドップラーシフト周波数推定値の算出に必要な時間によって決まる。シフトレジスタ４３による受信信号の保持と遅延によって、後段の複素相関処理部４６は、ドップラーシフト周波数推定値の算出に用いた受信信号を予め算出されたドップラーシフト周波数推定値を用いて、周波数シフトをキャンセルしてから相関処理を実行することが可能となる。

ドップラーシフト周波数推定部（ドップラーシフト周波数推定手段）４４は、ドップラーシフト周波数Δｆを推定し保持するものであり、詳細については後述する。周波数シフト部（ドップラーシフトキャンセル手段）４５は、推定されたドップラーシフト周波数Δｆに基づいて、直交検波出力信号に含まれるドップラーシフトをキャンセルする。複素相関処理部（相関処理手段）４６は、送信信号または受信信号もしくはそれらに類似した参照信号（所定の参照信号）と受信信号の相関をとり続けることにより、相関振幅を利用して反射波が受信されたタイミングを抽出する。

しきい値生成部４７は、相関処理に用いた受信信号及び相関出力から物体の有無を判別するためのしきい値を生成する。相関値がしきい値以下の場合は、未検出と判別する。振幅判定部４８は、複素数である相関出力（相関演算結果）から振幅情報を抽出して振幅しきい値と比較し、振幅しきい値以下だった場合は、振幅０に変換する。

位相差生成部４９は、複素数である相関出力から位相情報を抽出して、周波数シフト量の近似値であるサンプル間の位相差量を求めるものであり、詳細については後述する。位相判定部４ａは、予め設定された位相しきい値とサンプル間の位相差量を比較して、自分（第１の検出部２_１）が送信した符号と同じか、異なる符号かを判定して、振幅判定結果に位相判定結果を付与して後段の距離推定部４ｂに出力する。または、位相判定結果を付与する代わりに、位相判定結果に基づいて、後段の距離推定部４ｂに振幅０を出力してもよい。

距離推定部（測距手段）４ｂは、相関値がしきい値を超えたピークのタイミングと送信時刻と既知の回路遅延から、超音波を発してから反射して戻ってくるまでの時間を算出する。さらに、算出した時間の１／２を音速で割ることで、センサ３３から物体までの距離を算出する。算出した時間や距離等の情報は、図示されないインターフェース回路を介してＥＣＵ５等の上位制御部に伝えられる。その際、位相判定結果を用いて、自分が送信した符号と異なる符号によって形成されたピークによる物体検出情報を、ＥＣＵ５等の上位制御部に送信しないようにしてもよいし、判断を上位制御部にゆだねるため位相情報を付加してもよい。

図２は、ドップラーシフト周波数推定部４４の動作説明図を示す。受信信号は、固定小数点の離散値（例えば、１６ｂｉｔ）で表現された複素数で、超音波１波長につき１サンプルのレートでシフトレジスタ４３に入力される。例えば、送信した超音波の周波数が５０ｋＨｚであった場合は、サンプルレートは５０ｋｓｐｓで、サンプル間隔は２０μｓとなる。ここでは、１ビットあたり３２波の４ビットのＢａｒｋｅｒ符号（－１、－１、１、－１）を用いた１２８波の長さのバースト信号を送信した場合を例にして説明する。

シフトレジスタ４３の長さは、送信された超音波のバースト信号の長さと一致する。この例では、長さ１２８段で、複素数なので１段当たり１６ビットのレジスタ２個で構成される。なお、ＦＰＧＡや、ＡＳＩＣ等を用いて構成する場合には、ＲＡＭを用いたリングバッファ等で構成してもよい。シフトレジスタ４３の動作は、受信信号が入力されるごとに、図３に示す動作が実行される。すなわち、シフトレジスタ４３は、入力された受信信号を１２８段のレジスタＳ１ｒｅｇ［０］～Ｓ１ｒｅｇ［１２７］で順に代入していくことによって保持する。

ドップラーシフト周波数推定部４４は、シフトレジスタ４３の内容と、リファレンス（参照信号）の内容とを同じインデックス番号同士で複素乗算する。リファレンスには、送信信号と類似した波形（ｒｅｆ［０］，ｒｅｆ［１］，・・・ｒｅｆ［１２７］）が用いられる。ここでは、送信時に送信信号生成部４１が出力する符号パターンをリファレンスとして用いる。送信信号として１ビットあたり３２波の４ビットのＢａｒｋｅｒ符号（－１、－１、１、－１）を用いたとすると、リファレンスの中身は１ビットあたり３２波の４ビットのＢａｒｋｅｒ符号となり、具体的には、図４の表に示した値となる。

シフトレジスタ４３の内容と、リファレンスの内容とを同じインデックス番号同士で複素乗算した結果は、要素が１２８個あるベクトルとなる（Ｓ１ｒｅｇ［０］×ｒｅｆ［０］，Ｓ１ｒｅｇ［１］×ｒｅｆ［１］，Ｓ１ｒｅｇ［２］×ｒｅｆ［２］，／・・・Ｓ１ｒｅｇ［１２７］×ｒｅｆ［１２７］）。

この例では、リファレンスの内容は実数で、なおかつ、±1なので、実際には複素乗算の代わりにシフトレジスタ４３の内容を対応するリファレンスが１の場合はそのまま、－１の場合は符号反転が行われるだけである。ベクトルの各要素は、受信信号とリファレンスの時系列同士の積であるから、シフトレジスタ４３の中に反射して戻ってきた送信信号が適切に収まったタイミングで、４ビットのＢａｒｋｅｒ符号による変調が解除される。このベクトルは、後段のＦＦＴ（高速フーリエ変換部）に入力されるので、ＦＦＴ出力のどこかの周波数出力に、シフトレジスタ４３の中に反射して戻ってきた送信信号が適切に収まったタイミングで、ピーク波形が形成されることになる。なお、ピーク波形が形成される周波数がどこの周波数出力になるかは、受信信号に含まれている周波数成分で決まる。

ＦＦＴは、離散的な時間波形のベクトル（データ数Ｍ、サンプルレートＲ）を入力すると、離散的な周波数成分のベクトル（周波数分解能：Ｒ／Ｍ、周波数レンジ：要素数×Ｒ／Ｍ）となることが知られており、ＦＦＴ後の所望の周波数分解能や周波数レンジを実現するために、入力データの後ろに０を加えて（詰めて）データ数Ｍを増やしたり、間引きを行ってベクトルの要素の数を小さくして演算量を減らしたりすることが可能である。ドップラーシフト周波数推定部４４は、図５の表に示すように、入力データへの０詰めによるサンプル数の拡張と、サンプル数の間引きとを行う。ここでは、変数の初期値は、データ数Ｍ＝１２８、Ｒ＝５０ｋＨｚとし、１２８サンプルの後ろに０を３８４サンプル加えてサンプル数を５１２とし、５１２サンプルを３２サンプルに間引くことで、折り返しにより、周波数レンジを５０ｋＨｚから３．１２５ｋＨｚに変更する。なお、折り返しによりＳＮＲが１２ｄＢ劣化するが、演算量は９６．５％の削減が可能となる。

このようなドップラーシフト周波数推定部４４の操作により、ＦＦＴの要素数は３２、周波数分解能は９７．７Ｈｚとなる。３２個のＦＦＴ（図２では３２ＦＦＴと記載）出力に割り当てられる周波数成分を図６の表に示す。なお、５１２サンプルを１６サンプルに間引く際に、最初に４サンプルおきに間引いて１２８サンプルにし、その後に４サンプル毎に平均を取って１６サンプルにすることで、折り返しによるＳＮＲの劣化を軽減してもよい。

ＦＦＴの演算は、受信信号が１サンプル入力されるごとに繰り返される。その都度、３２組のＦＦＴ出力ベクトルがＦＦＴから出力される。ドップラーシフト周波数推定部４４は、３２組のＦＦＴ出力の中から振幅が最大のもの（ｆｆｔｍａｘ）を選択する最大値選別を行う。そして、最大値が出力された場所を示すｆｆｔｎｕｍをペアにした要素が２つのベクトル（ｆｆｔｍａｘ，ｆｆｔｎｕｍ）をサンプル毎に出力する。

また、ドップラーシフト周波数推定部４４は、出力された最大値を比較して、チャンピオン値（ｆｆｔｍａｘ＿ｍａｘ，ｆｆｔｎｕｍ）を記憶するマックスホールドを行う。なお、記憶したチャンピオン値より振幅の大きなｆｆｔｍａｘ値が現れた場合には、記憶しているチャンピオン値を更新する。ｆｆｔｍａｘは、同期点で最大となり、それ以降は更新されずに保持される。この時点で一緒に保持されているｆｆｔｎｕｍの示す周波数成分がドップラーシフト周波数Δｆの推定値となって出力される。なお、マックスホールドされているチャンピオン値（ｆｆｔｍａｘ＿ｍａｘ，ｆｆｔｎｕｍ）は、測定が終わればクリアされる。また、測定の途中で、例えば２５６サンプルの間一度も更新されなければ、マックスホールドをリセットする等して、複数の相対速度の異なる物体の検出を可能にしてもよい。

図７に示すように、相関処理部４６は、リファレンスをタップ係数とするＦＩＲフィルタ（有限インパルス応答フィルタ）となっており、ＦＩＲフィルタのタップ係数に送信波形または受信波形もしくはそれらに類似したリファレンス信号（リファレンス：ｒｅｆ［０］，ｒｅｆ［１］，・・・ｒｅｆ［１２７］）を準備して、シフトレジスタ４６ａの各レジスタＳ１ｒｅｇ［０］～Ｓ１ｒｅｇ［１２７］に格納した受信信号との相関出力を求める。

このような構成の物体検出装置１では、振幅のみで判定する場合に比べて、位相の情報を合わせて判断することにより、送信した符号（例えば、符号Ａ）と異なる符号（例えば、符号Ｂ、Ｃ）を受信した場合に、物体からの反射があったと誤判定する確率を軽減することが可能となる。この点について以下に説明する。

図８に示すように、第１の検出部２_１から符号Ａで変調されたバースト信号を、静止している物体（障害物１０１）に向かって送信する。符号Ａを送信する場合、複素相関処理部４６では、受信信号に対して符号Ａで相関処理を実施する。そのような第１の検出部２_１が、第１の検出部２_１からの距離が２ｍの位置に置かれた物体から反射した符号Ａで変調された反射波を受信した場合、複素相関処理回路出力信号の振幅とドップラーシフト周波数推定値は、図９に示したようになる。

この実験結果では、２ｍ付近で相関振幅のピーク波形が形成され、第１の検出部２_１から２ｍの距離に物体が存在することを示している。また、ピーク周辺のドップラーシフト周波数は０であり、これは第１の検出部２_１と物体が静止しているため、ドップラーシフトを受けておらず、周波数シフト部４５で０Ｈｚの逆シフトを実施する。つまり、周波数補正を行わないことを示している。第１の検出部２_１と物体の相対速度が０でなく受信信号がドップラーシフトを受けている場合は、ドップラーシフト周波数推定部４４で正しいドップラーシフトが推定され、周波数シフト部４５で受信信号のドップラーシフトがキャンセルされる。なお、ドップラーシフト周波数推定部４４は、常に最も相関振幅が高くなる周波数を推定するように動作する。

一方、第２の検出部２_２または第３の検出部２_３が送信した信号を第１の検出部２_１が受信した場合の、実験によって得られた複素相関処理回路出力信号の振幅とドップラーシフト周波数推定値は、図１０及び図１１に示したようになる。

この実験結果では、２ｍ付近で背景雑音を超える相関振幅の盛り上がりは確認されるが、符号Ａを受信した場合のようなピーク波形は形成されない。また、振幅の大きさは符号Ａのピーク値の半分程度である。さらに、２ｍ付近のドップラーシフト周波数は０ではなく、これは第１の検出部２_１と物体が静止してドップラーシフトを受けていないのに、ドップラーシフト周波数推定部４４が、相関振幅がより大きくなる周波数つまり他の符号Ｂ、Ｃを推定したためである。

第１の検出部２_１にとって干渉信号である他の検出部２_２、２_３からの信号を受信しても無視するようにしたい場合は、振幅しきい値を他の検出部２_２、２_３からの信号を受信した場合の振幅よりも大きくすることが考えられる。しかし、実際の環境では、グランドクラッタと呼ばれる地面からの反射波が加わることで、ピーク波形は安定して得られない。また、温度や湿度、風による受信振幅の低下もあり、容易に振幅しきい値を上げると、第１の検出部２_１が送信した信号の検出成功確率を低下させてしまう。

そこで、ドップラーシフト周波数推定値に着目し、静止している場合、第１の検出部２_１からの信号を受信した場合のドップラーシフト周波数推定値は０である。これは、実際にドップラーシフトが生じる環境にあっても、周波数シフト部４５の出力で周波数シフトが取り除かれて０であるときに最も相関振幅が高くなることを意味する。一方、他の検出部２_２、２_３からの信号を受信した場合は、静止しているにも拘わらずドップラーシフト周波数推定値は０ではない。これは、受信した符号Ｂ、Ｃと異なる符号Ａで復調しているため、周波数シフトは０でない方が結果的に相関振幅は大きくなるからである。このことは、ドップラーシフトが生じる環境であった場合でも、周波数シフト部４５の出力には周波数シフトが残っていることを意味する。この残っている周波数シフトを何らかの方法で検出できれば、第１の検出部２_１からの反射波による受信信号か、他の検出部２_２、２_３からの反射波による受信信号かを区別することが可能となり、振幅しきい値では排除できない他の検出部２_２、２_３からの信号を別の手段で排除することが可能となる。そして、振幅しきい値による判定と、周波数シフトを検出する判定との２重の判定により、各検出部２_１～２_３での自他識別能力を向上させることができる。

このため、本物体検出装置１では、上記のように、位相差生成部４９と位相判定部４ａを備えている。すなわち、周波数シフトが存在する場合は、サンプル間の位相差にオフセットが発生するので、サンプル間の位相差量を測定することで、周波数シフトの有無を判定することが可能となる。一方、複素相関処理部４６の出力は、複素数であり振幅成分と位相成分に分解することができ、この位相成分から位相差生成部４９でサンプル間の位相差量を求める。

具体的には、第１の例として図１２に示すように、サンプル単位の遅延量ｄだけ遅延回路４９１で遅延させた位相との差を減算器４９２で演算した後、除算器４９３によって遅延量ｄで除算してサンプル間位相差を計算する。ここで、遅延量ｄの値は、検出位相の標準偏差が最も小さくなるように最適化されている。また、サンプル間位相差は、周波数シフトの近似値として代用することができる。

また、計算の精度を高めるに、第２の例として図１３に示すように、フィルタ等による平準化器４９４を用いて平滑化を併用してもよい。ここで、図示のように、平準化を入口側で行ってもよいし、出口側（除算器４９３の後）で行ってもよい。さらに、回路規模を抑制するために、第３の例として図１４に示すように、除算器４９３を省略し、後段の位相判定部４ａにおいて、位相しきい値をその分だけ調整してもよい。

図１５は、図１２に示す位相差生成部４９を用いた場合のサンプル間の位相差情報を示し、横軸は、第１の検出部２_１と物体との距離を示す。折れ線Ｌ１は、第１の検出部２_１からの反射波を受信した場合の相関出力に含まれるサンプル間位相差の平均値を示し、折れ線Ｌ２は、他の検出部２_２、２_３からの反射波を受信した場合の相関出力に含まれるサンプル間位相差の平均値を示す。そして、折れ線Ｌ１と折れ線Ｌ２との間に位相しきい値を設定することで、位相判定部４ａにおいて自分（第１の検出部２_１）が送信した符号か否かを判定することができる。

このように、本物体検出装置１によれば、複数の検出部２_１～２_３において互いに相関が低い符号Ａ～Ｃが使用されるため、検出部２_１～２_３のセンサ３３の反射波の干渉が軽減され、複数の検出部２_１～２_３で同時に測距することが可能となる。この結果、複数の検出部２_１～２_３を備えても短時間で測距することが可能となる。

しかも、自らの第１の検出部２_１の反射波による受信信号か、他の検出部２_２、２_３からの反射波による受信信号かを、振幅情報のみならず位相情報にも基づいて判断するため、より適正に判断することが可能となり、その結果、より適正に測距することが可能となる。

ところで、アスファルト道路や砂利道の上で超音波測距を行う場合、測距対象の物体（障害物１０１）だけではなく地面からの反射波を多数受信する。この反射波はグランドクラッタ（Ｇクラッタ）と呼ばれ、通常の運用では障害物検出を妨害する要素となる。障害物の有無は相関振幅と振幅しきい値を比較して、相関振幅が振幅しきい値を超えた場合に障害物があると判断される。しかし、通常障害とならない地面からの等距離にある複数の反射波が合わさることで、図１６に示すように、まれに振幅しきい値を超えて障害物があるかのように誤検出を起こす場合がある。このような誤検出になる確率が小さいほど、安定した測距が行える。

複数のグランドクラッタが合成された結果、振幅しきい値を超えるようなピークが形成された場合、そのサンプル間の位相差はランダム性が高く位相しきい値を超える場合がある。このような場合、本発明の物体検出装置１によれば、複素相関処理部４６で待ち受けている符号と同じ符号であっても、振幅情報のみならず位相情報にも基づいて判断するため、望まないグランドクラッタを排除することが可能となる。この結果、グランドクラッタによる誤検出の確率を下げて高品質な測距を実現することが可能となる。

（実施の形態２）
図１７～図１８は、この実施の形態を示し、図１７は、この実施の形態に係る物体検出装置１の構成を示すブロック図である。ここで、実施の形態１と同等の構成については、同一符号を付することでその説明を省略する。

この実施の形態では、周波数シフト部４５の出力信号から位相差生成部４９でサンプル間の位相差量を求める。ここで、位相差生成部４９は、上記の図１２～図１４のいずれの構成であってもよい。ただし、複素相関処理部４６の出力とは異なり、符号による変調の位相遷移が残っているため、符号による位相遷移のタイミングを避けて位相差生成を行う必要がある。例えば、図１２に示す構成の場合、図１８に示すように、入口側に位相抽出部４９５を設け、符号による位相遷移のタイミングを除いて生成処理を行う。

以上、この発明の実施の形態について説明したが、具体的な構成は、上記の実施の形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計の変更等があっても、この発明に含まれる。

１物体検出装置
２検出部（検出手段）
３３センサ（送受信手段）
４デジタル信号処理回路
４１送信信号生成部
４２直交検波部
４３シフトレジスタ（受信信号保持手段）
４４ドップラーシフト周波数推定部（ドップラーシフト周波数推定手段）
４５周波数シフト部（ドップラーシフトキャンセル手段）
４６複素相関処理部（相関処理手段）
４７しきい値生成部
４８振幅判定部
４９位相差生成部
４ａ位相判定部
４ｂ距離推定部（測距手段）
５ＥＣＵ

Claims

互いに相関が低い符号を使用する複数の検出手段を備えた物体検出装置であって、前記各検出手段は、
送信信号に基づいて送信波を送信し、相対移動する物体からの反射波を受信する送受信手段と、
前記反射波から求めた受信信号と、前記反射波のドップラーシフト周波数とに基づいて、前記物体までの距離を測定する測距手段と、
前記受信信号と、前記送信信号と類似した波形を有する所定の参照信号との複素乗算により複数のサンプルデータを生成し、前記サンプルデータにサンプルデータ数を拡張する拡張処理と、拡張したサンプルデータ数を間引く間引き処理とを行い、所定の周波数分解能のサンプルデータを生成し、間引き後の前記サンプルデータに高速フーリエ変換を行い、その出力の中から振幅が最大のものを選択する最大値選別を行い、前記最大値の周波数成分を前記ドップラーシフト周波数と推定するドップラーシフト周波数推定手段と、
推定された前記ドップラーシフト周波数だけ周波数シフトすることによって、前記受信信号に含まれるドップラーシフトの影響を除去するドップラーシフトキャンセル手段と、
ドップラーシフトの影響が除去された前記受信信号と、前記送信信号または前記受信信号に類似した波形の所定のリファレンス信号との相関演算により前記反射波が受信されたタイミングを抽出する相関処理手段と、を備え、
前記測距手段は、前記相関演算結果に基づいて前記物体までの距離を算出する、
ことを特徴とする物体検出装置。
前記測距手段は、複素数である前記相関演算結果から抽出された振幅情報と位相情報とに基づいて前記物体までの距離を算出する、
ことを特徴とする請求項１に記載の物体検出装置。