JPH0534444A - レーダ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 目標からの反射エコーとクラッタを含む符号
変調された受信信号を、クラッタを抑圧して目標信号の
復調を行い、目標を検出するレーダ装置を得る。 【構成】 符号発生器２で発生した符号系列でパルス信
号をパルス毎符号変調３し、ＲＦに変換４後、アンテナ
８から空間へ放射する。受信信号ＶはＩＦに変換４・増
幅１１後、位相検波１２され、ディジタル信号に変換１
３される。そしてディジタル信号に含まれる目標信号を
復調するとともに、不要信号成分であるクラッタを抑圧
し１４、クラッタに支障されることなく目標を検出１５
する。目標信号の復調とクラッタを抑圧する非整合ディ
ジタルフィルタの荷重係数は、符号発生器２で発生した
符号系列およびクラッタドップラ周波数・受信時間推定
器１６の出力を用いて、非整合ディジタルフィルタ荷重
係数決定装置５１で求められる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、レーダで受信される
信号のうち、受信信号中に含まれるクラッタを抑圧して
符号変調された信号を復調し、クラッタに埋もれた目標
信号を検出するレーダ装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来の技術を説明するに先立ち、ここで
用いる符号系列の定義と実システムに応用する上で重要
なレーダアンビギュイティ関数の定義とその性質につい
て説明する。後者に関しては、Ｍ．Ｓｋｏｌｎｉｋ編”
Ｒａｄａｒ Ｈａｎｄｂｏｏｋ”（ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉ
ｌｌ，１９７０）第３章に詳しい説明がある。なお、レ
ーダアンビギュイティ関数を以後単にアンビギュイティ
関数と呼ぶことにする。

【０００３】ここでいう系列とは、式（１）で示される
数値Ｃ_n の時系列並びを意味する。

【０００４】

【数１】

【０００５】ここにｎは並びの順番を意味する因子であ
る。Ｃ_n は系列の成分と呼ばれ、複数値である。また、
ここでの系列｛Ｃ_n ｝は周期系列であり、系列の成分に
関して式（２）を満足する整数Ｎが存在し、Ｎは系列の
周期と呼ばれる。

【０００６】

【数２】

【０００７】このとき、式（１）の系列は式（３）で表
される。

【０００８】

【数３】

【０００９】このような周期系列として、例えばＭ系列
などがある。アンビギュイティ関数とは、式（４）で定
義されるτとφの２変数関数である。τは目標に信号を
送信してから受信するまでの時間と（非）整合フィルタ
でチューニングする遅延時間の差、φは目標のドップラ
周波数と（非）整合フィルタでチューニングするドップ
ラ周波数の差である。＋τ方向は目標がより離れている
ことを、＋φ方向は目標の速度がより速いことを表す。

【００１０】

【数４】

【００１１】ｕ（ｔ）はレーダ送信信号の複素変調関数
である。ｖ（ｔ）はレーダ受信装置内のフィルタのイン
パルス応答ｈ（ｔ）を用いて式（５）により定義され
る。

【００１２】

【数５】

【００１３】ここに、＊は複素共役、Ｔ₀ はｔ＜０にお
いてｈ（ｔ）＝０となるように決める適切な遅延時間で
ある。ｖ（ｔ）＝ｕ（ｔ）のとき、式（４）は自己アン
ビギュイティ関数という。フィルタｈ（ｔ）は整合フィ
ルタという。このとき、式（４）の絶対値の最大値はτ
＝φ＝０に存在する。ｖ（ｔ）≠ｕ（ｔ）のとき、式
（４）は相互アンビギュイティ関数と呼んで自己アンビ
ギュイティ関数とは区別する。フィルタｈ（ｔ）は非整
合フィルタという。なお、ここでいうフィルタとは線形
フィルタを指すものとする。

【００１４】τ＝φ＝０近傍以外の｜χ（τ，φ）｜の
値の小さい領域の極大値をサイドローブベルと呼ぶこと
にする。本発明に関わるアンビギュイティ関数の性質と
して、次のものがあげられる。受信クラッタの（非）整
合フィルタ出力における平均電力Ｅ［Ｃ］は、アンビギ
ュイティ関数を用いて式（６）で表すことができる。

【００１５】

【数６】

【００１６】式（６）において、Ｑは受信クラッタに寄
与する送信ビーム内のクラッタ反射源の総数、σはＱ個
の反射源の平均有効反射面積、ｐ_a （τ，φ）はレーダ
からクラッタ反射源までの距離とドップラ周波数に関す
る分布を表す確率密度関数である。レーダがクラッタの
影響を受けないようにするためには、ｐ_a （τ，φ）の
大きい時間遅れτ−ドップラ周波数φ領域でアンビギュ
イティ関数の絶対値が小さくなるようにｕ（ｔ）やｖ
（ｔ）を定めることが要求される。

【００１７】従来、目標に反射した符号変調パルス信号
を受信して復調する手段を備えたレーダ装置として、例
えば、Ｈ．Ｒｏｈｌｉｎｇ，Ｗ．Ｂｏｒｃｈｅｒｔ著の
論文”Ｎｅｕｅｓ Ｐｕｌｓｄｏｐｐｌｅｒ−Ｒａｄａ
ｒ”，ｎｔｚ Ａｒｃｈｉｖ，Ｂｄ．１０（１９８８）
Ｈ．７，ｐｐ．１７１−１７６および特開昭６１−２１
２７８１「パルスドップラレーダ方式」に開示されたも
のがある。図９は上記文献に開示された内容を応用した
レーダ装置のブロック図である。図中、７は送信と受信
を切り換える送受切換器、８は送信および受信を兼ねる
アンテナ、９は目標、１０は地面などの目標以外の反射
源、Ｕａは送信信号、Ｕｂはアンテナから空中に放射さ
れた送信波、Ｒは送信波Ｕｂの目標９による反射波、Ｓ
は送信波Ｕｂの目標以外の反射源１０による反射波、Ｖ
は受信信号である。

【００１８】次に、上記構成のレーダ装置の基本動作に
ついて説明する。図９においてコヒーレント発信器１よ
り出力されたＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅ
ｑｕｅｎｃｙ）の正弦波は、パルス繰り返し周波数に同
期した送信トリガにより変調器３でパルス変調される。
それと同時に、同じくパルス繰り返し周波数に同期して
符号発生器２で符号系列が発生され、変調器３で符号変
調も行われる。変調器３の出力波形を図４に示す。図４
において、１つのパルスにつき１つの符号を割り当て
る。変調器３の出力はミキサ４で安定化局部発信器５の
出力と混合されＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃ
ｙ）に変換される。そしてミキサ４の出力は高出力増幅
器６で増幅された後、送受切換器７を介して送信波がア
ンテナ８により空間へ放射される。

【００１９】図４のように送信信号に１つのパルスに１
つの符号を割り当てる符号変調を行うと、符号系列の種
類を適切に選ぶことによりあいまいさなく計ることので
きる距離を符号変調を行わない場合に比べてＮ倍長くす
ることができる。ここでＮは符号系列の周期である。

【００２０】アンテナ８からの受信信号Ｖは目標９から
の反射波Ｒによる信号のほかに、目標以外の反射源１０
からの反射波Ｓによる信号、いわゆるクラッタが含まれ
ていることが多い。この信号Ｖは送受切換器７を経由し
てミキサ４に入力される。ミキサ４では安定化局部発信
器５の出力と混合されてＩＦに変換される。このＩＦは
ＩＦ増幅器１１で増幅された後、位相検波器１２に入力
される。位相検波器１２ではＩＦ増幅器１１の出力とコ
ヒーレント発信器１の出力が混合されて受信信号の位相
成分が取り出される。そして位相検波器１２の出力はＡ
／Ｄ変換器１３によりディジタル信号に変換される。サ
ンプリング周期は図４のパルス幅δである。このディジ
タル信号は復調器１７において符号発生器２で発生され
た符号との相関が求められる（復調）。

【００２１】図７の内側の一点鎖線で囲まれた部分は復
調器１７の内部構成図である。２１ａ，２１ｂ，２１
ｃ，２１ｄはシフトレジスタ、２２ａ，２２ｂ，２２
ｃ，２２ｄは乗算器、２４はＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ
Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）演
算器である。Ｘ₀ ´（ｎ），Ｘ₁ ´（ｎ），…，Ｘ_N-1
´（ｎ）はシフトレジスタの出力信号で、シフトレジス
タ出力間で隣り合う信号、例えばＸ₀ ´（ｎ）とＸ₁ ´
（ｎ）の時間間隔は図４のパルス繰り返し周期ＰＲＩに
等しい。Ｙ₀ ´（ｎ），Ｙ₁ ´（ｎ），…，Ｙ_L-1 ´
（ｎ）はＤＦＴ演算器の出力である。復調器１７は整合
フィルタによるディジタルフィルタバンクを構成してい
る。ＰＲＩをパルス繰り返し周期とすると、シフトレジ
スタ２１ａ，２１ｂ，２１ｃ，２１ｄの段数Ｐは次式で
与えられる。なお、シフトレジスタの個数は符号周期Ｎ
に等しい。

【００２２】

【数７】

【００２３】図７において、復調器１７に入力された信
号はシフトレジスタ２１ａに入る。２１ａのシフトレジ
スタからの出力Ｘ_N-1 ´（ｎ）は次のシフトレジスタへ
送られるとともに、乗算器２２ａにおいて符号発生器２
で発生した符号Ｃ_N-1 の複素共役Ｃ_N-1 ^*と掛け合わされ
る。符号系列の複素共役は符号発生器２で発生した符号
系列を入力とする複素共役器５２を介して得られる。同
様にシフトレジスタ２１ｂの出力Ｘ_N-2 ´（ｎ）も次の
シフトレジスタに送られるとともに乗算器２２ｂで符号
Ｃ_N-2 の複素共役Ｃ_N-2 ^*と掛け合わされる。以下、これ
が繰り返される。これらの乗算器の出力はＤＦＴ演算器
２４へ入力される。ＤＴＦ演算器２４はフィルタバンク
を構成しており、目標や目標以外の反射源の移動速度に
応じたドップラ周波数で分けられる。Ｙ₀ ´（ｎ），Ｙ
₁ ´（ｎ），…，Ｙ_N-1 ´（ｎ）はフィルタバンクを構
成するＮ個のフィルタで設定したドップラ周波数に対応
した出力であり、それらは検出器１５に入力される。そ
して信号中のピークの有無によって目標が検出される。

【００２４】なお、ＤＦＴ演算器２４の出力Ｙ_K ´
（ｎ）（ｋ＝０，１，…，Ｎ−１）は次式で与えられ
る。

【００２５】

【数８】

【００２６】この信号は、中心周波数２π（ＰＲＦ）ｋ
／Ｎ［Ｈｚ］のフィルタの出力に対応する。ＰＲＦ＝１
／ＰＲＩはパルス繰返し周波数である。

【００２７】従来、クラッタ抑圧を目的とした非整合フ
ィルタのインパルス応答ｈ（ｔ）（あるいはｖ（ｔ））
を求める方法として、Ｃ．Ａ．Ｓｔｕｔｔ著の論文”Ａ
´Ｂｅｓｔ´Ｍｉｓｍａｔｃｈｅｄ Ｆｉｌｔｅｒ Ｒ
ｅｓｐｏｎｓｅ ｆｏｒ Ｒａｄａｒ Ｃｌｕｔｔｅｒ
Ｄｉｓｃｒｉｍｉｎａｔｉｏｎ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａ
ｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ
Ｔｈｅｏｒｙ，ｖｏｌ．ＩＴ−１４，Ｎｏ．２，ｐｐ．
２８０−２８７，Ｍａｒｃｈ １９６８．に開示された
ものがある。この方法は、評価関数として式（６）を考
え、これを拘束条件式（９）および（１０）の下で式
（６）を最小にするｖ（ｔ）を求めるものである。ただ
し、送信信号ｕ（ｔ）およびクラッタの分布に関する確
率密度関数ｐ_a （τ，φ）は既知であるとする。

【００２８】

【数９】

【００２９】式（９）は単なる正規化条件、式（１０）
は非整合損失を規定する条件である。Ｋは複素数で、Ｋ
＝１のときｖ（ｔ）＝ｕ（ｔ）となり、整合フィルタと
なる。式（９）および（１０）の下で式（６）を最小に
するｖ（ｔ）、あるいはそれを時間に関して離散化した
信号列を求めるのは容易ではない。ただし、式（９）の
条件を外すとフィルタ出力の信号対クラッタ電力比を最
大にするｖ（ｔ）は行列の形で表すと次のようになる。

【００３０】

【数１０】

【００３１】ここで、α、βはそれぞれｕ（ｔ），ｖ
（ｔ）を時間離散化したものを要素とするベクトル（サ
イズＭ）、Гは以下の３つの式（１４）、（１５）、
（１６）で定義される２変数関数Ａ（ｓ，ｔ）を変数
ｓ、ｔに関して離散化したものを要素とするＭ×Ｍ行
列、γ_K （ｋ＝１，２，…，Ｍ）は行列Гの固有値（絶
対値の小さいものからγ₁ 、γ₂ 、…とする）、ζ_K
（ｋ＝１，２，…，Ｍ）は行列Гの固有ベクトルの線形
結合でベクトルαを表したときの係数である。

【００３２】

【数１１】

【００３３】

【発明が解決しようとする課題】受信信号Ｖには目標以
外の反射源１０によるクラッタが含まれていることが多
く、その場合クラッタも復調器１７に入力される。目標
９のドップラ周波数に対応する中心周波数のＤＦＴ演算
器２４の出力には式（６）で与えられる電力のクラッタ
の消え残りが存在する。送信信号として図４の符号変調
パルス信号を用いる場合、式（４）の自己アンビギュイ
ティ関数のサイドローブレベルは高くなることがあり、
式（６）のＮやσが大きい大電力クラッタを受信したと
きにはクラッタの消え残りが大きく、それが目標検出の
支障となる問題点があった。

【００３４】この発明は上記の問題点を解消するために
なされたもので、クラッタを抑圧して符号変調された受
信信号を復調し、目標からの反射による信号のみを検出
することができるレーダ装置を得ることを目的としてい
る。

【００３５】また、クラッタを抑圧して符号変調された
信号を復調する非整合ディジタルフィルタの荷重係数を
求める新たな装置を得ることを目的としている。

【００３６】

【課題を解決するための手段】上記の目標を達成するた
めに、この発明に係るレーダ装置では、クラッタのドッ
プラ周波数と受信時間を推定する手段およびクラッタ抑
圧と復調を同時に行う非整合ディジタルフィルタを備え
て構成したものである。

【００３７】この発明に係る請求項２記載のレーダ装置
では、基準アンビギュイティ関数発生手段と、クラッタ
のドップラ周波数と受信時間を推定する手段の出力に基
づいて重み関数を発生する手段と、符号系列の複素共役
をとる手段と、複素正弦波発生手段と、以上の出力から
上記非整合ディジタルフィルタの荷重係数の複素共役を
解とする連立１次方程式の係数を計算する手段と、その
連立１次方程式解法手段を備えたものである。

【００３８】この発明に係る請求項３記載のレーダ装置
では、複素数の複素共役をとる手段と、複素正弦発生手
段と、以上２つの複素数の乗算を行う手段と、クラッタ
のドップラ周波数と受信時間を推定する手段の出力に基
づいてクラッタのドップラ周波数近傍を阻止域とするＦ
ＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタの荷重係数を発生す
る手段と、上記ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタ荷
重係数発生手段出力と上記乗算手段の出力との畳込み演
算を行って上記非整合ディジタルフィルタ荷重係数を出
力する手段を備えたものである。

【００３９】

【作用】この発明におけるレーダ装置では、符号変調さ
れた受信信号に含まれるクラッタを抑圧して復調するよ
うにクラッタドップラ周波数・受信時間推定器の出力を
利用して非整合ディジタルフィルタ荷重係数決定装置で
決められた荷重係数を持つ非整合ディジタルフィルタ
に、クラッタを含む信号を入力すると、その信号と荷重
係数との積和演算が行われ、その出力にはクラッタが抑
圧された復調信号が現れる。

【００４０】この発明に係る請求項２記載のレーダ装置
では、基準アンビギュイティ関数発生器とクラッタドッ
プラ周波数・受信時間推定器の出力に基づいて重み関数
を発生する重み関数発生器と符号発生器の出力から、上
記非整合ディジタルフィルタと送信信号である符号変調
パルス列との相互アンビギュイティ関数と基準アンビギ
ュイティ関数との重み付き平均二乗誤差が最小になるよ
うな解を持つ連立１次方程式を作り、それを解く。その
解の複素共役が上記非整合ディジタルフィルタの荷重係
数である。

【００４１】この発明に係る請求項３記載のレーダ装置
では、整合フィルタの荷重係数である符号発生器の出力
の複素共役とクラッタドップラ周波数・受信時間推定器
の出力に基づいて発生したクラッタのドップラ周波数近
傍を阻止域とする帯域阻止ディジタルフィルタの荷重係
数との畳込み演算を行うことで、上記非整合ディジタル
フィルタの荷重係数を得るものである。

【００４２】

【実施例】

実施例１．以下、この発明の実施例を図について説明す
る。図１は請求項１記載の発明によるレーダ装置の構成
図である。１はＩＦの正弦波を発生するコヒーレント発
信器、２は符号系列を発生する符号発生器、３はパルス
変調と符号変調を行う変調器、４は安定化局部発信器５
の出力であるＲＦの制限波と変調器３の出力あるいは受
信信号Ｖを混合するミキサ、６はミキサ４の出力を増幅
する高出力増幅器、８は高出力増幅器６の出力を送受切
換器を介して空間へ放射し、目標からの反射波を受信す
るアンテナ、１１はミキサ４によってＩＦに変換された
信号を増幅するＩＦ増幅器、１２はＩＦ増幅器１１の出
力をコヒーレント発信器１の出力を利用して位相検波す
る位相検波器、１３は位相検波器１２の出力をディジタ
ル信号に変換するＡ／Ｄ変換器、１４はクラッタを含む
ディジタル信号からクラッタを除去し、なおかつ符号変
調された信号を復調するためのクラッタ抑圧・復調器、
１５は目標を検出するための検出器、１６はクラッタの
ドップラ周波数および受信時間を推定するクラッタドッ
プラ周波数・受信時間推定器、５１はクラッタ抑圧・復
調を行う非整合ディジタルフィルタの荷重係数を求める
非整合ディジタルフィルタ荷重係数決定装置である。

【００４３】図２はクラッタ抑圧・復調器１４の内部構
成図である。２１ａ，２１ｂ，２１ｃ，２１ｄはシフト
レジスタ、Ｘ₀ （ｎ），Ｘ₁ （ｎ），…，Ｘ_M-1 （ｎ）
はシフトレジスタの出力信号で、隣り合う信号、例えば
Ｘ₀ （ｎ）とＸ₁ （ｎ）の時間間隔は図４のパルス繰り
返し周期Ｔに等しい。Ｍは図３のディジタルフィルタの
段数である。Ｍは符号周期Ｎに等しくなくてもよい。Ｈ
₀ ，Ｈ₁ ，…，Ｈ_L-1はそれぞれクラッタを抑圧して信
号を復調するようにあらかじめ決められた荷重係数を持
つＦＩＲ形の非整合ディジタルフィルタで、目標の移動
速度に対応するドップラ周波数を求めるため、それぞれ
異なるドップラ周波数にチューニングされており、ディ
ジタルフィルタバンクを構成している。Ｌはディジタル
フィルタバンクを構成する非整合ディジタルフィルタの
数で、符号周期Ｎやフィルタ段数Ｍに等しくなくてよ
い。Ｙ₀ （ｎ），Ｙ₁ （ｎ），…，Ｙ_L-1 （ｎ）は各フ
ィルタの出力である。

【００４４】図３は非整合ディジタルＨ_k （ｋ＝０，
１，…，Ｌ−１）の内部構成図である。２２は乗算器、
ａ_k （０），ａ_k （１），…，ａ_k （Ｍ−１）はクラッ
タを抑圧して符号変調された信号を復調するために非整
合ディジタルフィルタ荷重係数決定装置５１で定められ
た荷重係数、２３は加算器、Ｙ_k （ｎ）はフィルタ出力
信号で、検出器入力信号となる。

【００４５】次に上記実施例の動作を図１を参照して説
明する。クラッタが存在するものとする。図１におい
て、Ａ／Ｄ変換器１３までの動作は従来の技術（図９）
と同一である。Ａ／Ｄ変換器１３によるディジタル信号
への変換におけるサンプリング周期は図４で示されるパ
ルス幅δに等しい。このディジタル信号はクラッタ抑圧
・復調器１４に入力される。

【００４６】図２において、クラッタ抑圧・復調器１４
に入力された信号はシフトレジスタ２１ａに入る。シフ
トレジスタの個数は非整合ディジタルフィルタの段数Ｍ
に等しい。２１ａのシフトレジスタからの出力Ｘ_M-1
（ｎ）は次のシフトレジスタへ送られるとともに、非整
合ディジタルフィルタＨ₀ ，Ｈ₁ ，…，Ｈ_L-1 のそれぞ
れの最左端の入力端子に入力される。同様にシフトレジ
スタ２１ｂの出力Ｘ_M-2（ｎ）も次のシフトレジスタに
送られるとともに非整合ディジタルフィルタＨ₀，Ｈ
₁ ，…，Ｈ_L-1 のそれぞれ左から２番目の端子に入力さ
れる。これが繰り返されると同時に、図３の非整合ディ
ジタルフィルタにおいて、シフトレジスタ出力信号Ｘ
_M-1 （ｎ），Ｘ_M-2 （Ｎ），…，Ｘ₁ （ｎ），Ｘ₀
（ｎ）はそれぞれ、符号発生器２およびクラッタドップ
ラ周波数・受信時間推定器１６の出力に基づいてクラッ
タを抑圧してなおかつ符号変調された信号を復調するよ
うに非整合ディジタルフィルタ荷重係数決定装置５１で
定められた荷重係数ａ_k （０），ａ_k（１），…，ａ_k
（Ｍ−２），ａ_k （Ｍ−１）（ｋ＝０，１，…，Ｌ−
１）と乗算器２２で乗ぜられた後、加算器２３で加え合
わされて出力される。この出力信号Ｙ_K （ｎ）は次のよ
うになる。

【００４７】

【数１２】

【００４８】出力信号Ｙ_k （ｎ）は検出器１５に入力さ
れ、目標からの反射波が存在したときだけピークが検出
され、目標のドップラ周波数・距離の情報を得ることが
できる。

【００４９】図２において、ディジタルフィルタバンク
を構成する非整合ディジタルフィルタＨ₀ ，Ｈ₁ ，…，
Ｈ_L-1 はそれぞれ異なるドップラ周波数にチューニング
される。従って目標のドップラ周波数に応じたフィルタ
の出力からピークが検出される。

【００５０】実施例２．以下、請求項２記載の発明の実
施例を説明する。まず理論を説明後、図について説明す
る。

【００５１】Ａ．Ｖ．Ｏｐｐｅｎｈｅｉｍ編”Ａｐｐｌ
ｉｃａｔｉｏｎｓ ｏｆＤｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ
Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ”（Ｐｒｅｎｔｉｃｅ Ｈａｌ
ｌ，１９７８）第５章によれば、ディジタル信号に対す
る相互アンビギュイティ関数は次式で定義される。

【００５２】

【数１３】

【００５３】Ｔはサンプリング周期で、送信信号が図４
に示すようなパルス列の場合、Ｔはパルス繰り返し周期
ＰＲＩである。また、その場合、式（１８）におけるｕ
（ｎＴ）は、式（１９）で与えられる。

【００５４】

【数１４】

【００５５】ＩＮＴ（・）は小数部切り捨てである。式
（１８）のｖ（ｎＴ）と図３の荷重係数ａ_k （０），ａ
_k （１），…，ａ_k（Ｍ−２），ａ_k （Ｍ−１）（ｋ＝
０，１，…，Ｌ−１）との関係は式（５）より、

【００５６】

【数１５】

【００５７】これより荷重係数ａ_k （０），ａ_k
（１），…，ａ_k （Ｍ−２），ａ_k （Ｍ−１）（ｋ＝
０，１，…，Ｌ−１）の代わりにｖ（ｎＴ）（ｎ＝０，
１，…，Ｍ−１）を求めることにする。なお、ｖ（ｎ
Ｔ）（ｎ＝０，１，…，Ｍ−１）は本来ｋによって異な
るが、それについては後述する。

【００５８】ｖ（ｎＴ）（ｎ＝０，１，…，Ｍ−１）は
式（１８）の相互アンビギュイティ関数χ（τ，φ）と
基準アンビギュイティ関数Ｄ（τ，φ）との次式の重み
付き平均二乗誤差関数Ｅを最小にするように決める。

【００５９】

【数１６】

【００６０】Δτ，Δφはそれぞれτ−φ平面のτ方
向、φ方向のきざみ幅である。Δτ＝Ｔとしてよい。Ｗ
（τ，φ）は非負の値をとる重み関数で、τ＝φ＝０と
式（６）のｐ_a （τ，φ）の大きなτ−φ領域で大きな
値、その他の領域で１と設定するが、適宜変更可能であ
る。基準アンビギュイティ関数Ｄ（τ，φ）は原則とし
て次式のように設定する。

【００６１】

【数１７】

【００６２】重み関数の大きいτ−φ領域では式（２
２）の誤差関数Ｅにおいて誤差が大きく評価されるた
め、局所的に近似誤差が小さくなる。つまり、図６に示
すように局所的にサイドローブレベルを低くするこがで
きる。その結果、クラッタを抑圧することが可能とな
る。また、相互アンビギュイティ関数の原点τ＝φ＝０
におけるピークも保存されるように近似を行うので、符
号変調された受信信号も復調される。

【００６３】式（２２）の和の範囲はレーダから目標ま
での距離の計測および目標の速度の計測のあいまいさの
生じない範囲で、式（２４）で与えれる。

【００６４】

【数１８】

【００６５】ＰＲＦ（＝１／ＰＲＩ）はパルス繰り返し
周期である。式（２２）は次のように変形できる。

【００６６】

【数１９】

【００６７】肩文字Ｈ、Ｌはそれぞれ行列（ベクトル）
の複素共役転置、および転置を表す。式（２２）を最小
にするｖ（ｎＴ）（ｎ＝０，１，…，Ｍ−１）は、ｄＥ
／ｄｘ＝０と置くことによって求めることができる。式
（２８）、（２９）のように行列Ｒおよびベクトルｄを
定義すると、ｄＥ／ｄｘ＝０は式（３０）と等価にな
る。これはｖ（ｎＴ）（ｎ＝０，１，…，Ｍ−１）を未
知数とする連立１次方程式であり、解は式（３１）で与
えられる。

【００６８】

【数２０】

【００６９】行列Ｒの第（ｉ，ｊ）要素ｒ_ij（ｉ，ｊ＝
１，２，…，Ｍ）およびベクトルｄの第ｉ要素ｄ_i （ｉ
＝１，２，…，Ｍ）はそれぞれ式（３２）、（３３）で
与えられる。

【００７０】

【数２１】

【００７１】式（３１）の解ｖ（ｎＴ）（ｎ＝０，１，
…，Ｍ−１）は式（９）に対応する条件式（３４）を満
足しないので、必要に応じてｖ（ｎＴ）に定数を乗じて
正規化を行う。

【００７２】

【数２２】

【００７３】次に実施例を図について説明する。図５は
請求項２記載の発明によるレーダ装置における非整合デ
ィジタルフィルタの荷重係数決定装置５１ａの内部構成
図である。２は符号発生器、５２は入力された複素数の
複素共役値を出力する複素共役器、５３は式（２３）で
与えられる値を出力する基準アンビギュイティ関数発生
器、５４は式（２２）中の荷重関数を出力する重み関数
発生器、５５は複素正弦波を発生する複素正弦波発生
器、５６は連立１次方程式の係数を計算する連立１次方
程式係数計算装置、５７は連立１次方程式を解く連立１
次方程式解法装置である。

【００７４】次に上記実施例の動作を図５を参照して説
明する。連立１次方程式係数計算装置５６では、式（３
２）（３３）に従って連立１次方程式の係数である行列
Ｒの要素ｒ_ij、ベクトルｄの要素ｄ_i を計算する。その
際、必要となる符号系列Ｃ_nを符号発生器２から、符号
系列Ｃ_n の複素共役を符号発生器２で発生した符号系列
を入力とする複素共役器５２から、式（２４）を満足す
る整数ｍ，ｎに対応する重み関数Ｗ（ｍΔτ，ｎΔφ）
を重み関数発生器５４から、同様に対応する基準アンビ
ギュイティ関数の複素共役値Ｄ^* （ｍΔτ，ｎΔφ）を
基準アンビギュイティ関数発生器５３の出力を入力とす
る複素共役器５２から、同様に対応する複素数ｅｘｐ
［−ｊ２πｎΔφ（ｉ−ｊ）Ｔ］およびｅｘｐ［−ｊ２
πｎΔφ（ｉ−ｍ−１）Ｔ］（Ｔ＝Δτ）を複素正弦波
発生器５５からそれぞれ読み込む。重み関数発生器５４
において、重み関数Ｗ（τ，φ）の大きいτ−φ領域は
クラッタドップラ周波数・受信時間推定器１６の出力に
基づき決められる。行列Ｒとベクトルｄが求められる
と、その要素は連立１次方程式係数計算装置５６から連
立１次方程式解法装置５７へ送られ、連立１次方程式
（３０）を解く。連立１次方程式解法装置５７における
連立１次方程式の解法アルゴリズムは公知のもの、例え
ばガウス消去法などを用いればよい。ｖ（ｎＴ）（ｎ＝
０，１，…，Ｍ−１）を求めた後、連立１次方程式解法
装置５７において必要に応じて式（３４）の正規化を行
い、式（２１）にしたがって非整合ディジタルフィルタ
の荷重係数ａ_k （０），ａ_k （１），…，ａ_k （Ｍ−
２），ａ_k （Ｍ−１）（ｋ＝０，１，…，Ｌ−１）に変
換され、それがクラッタ抑圧・復調器１４へ送られる。

【００７５】クラッタ抑圧・復調器１４においては、チ
ューニングするドップラ周波数の異なるＬ個のディジタ
ルフィルタによるフィルタバンクを構成するので、Ｌ組
の荷重係数｛ａ₀ （０），ａ₀ （１），…，ａ₀ （Ｍ−
１）｝、｛ａ₁ （０），ａ₁（１），…，ａ₁ （Ｍ−
１）｝，…，｛ａ_L-1 （０），ａ_L-1（１），…，ａ_{L- 1}
（Ｍ−１）｝を求める必要がある。サイドローブ抑圧
領域は図６のように各フィルタに対してドップラ周波数
に関して少しづつずれており、それぞれに対して上記の
計算を合計Ｌ回行うことになる。このとき、基準アンビ
ギュイティ関数Ｄ（τ，φ）は式（２３）のままにして
おき、重み関数Ｗ（τ、φ）は図６のサイドローブ抑圧
領域に応じて変える。サイドローブ抑圧領域はクラッタ
ドップラ周波数・受信時間推定器１６で推定されたクラ
ッタのドップラ周波数と受信時間に基づいて決められ
る。図６の各アンビギュイティ関数において、原点τ＝
φ＝０とアンビギュイティ関数サイドローブ抑圧領域と
の距離は、フィルタで目標を検出するためにチューニン
グするドップラ周波数とクラッタドップラ周波数・受信
時間推定器１６で推定されたクラッタのドップラ周波数
との差である。

【００７６】次に、図７のクラッタドップラ周波数・受
信時間推定器１６の動作について説明する。クラッタド
ップラ周波数・受信時間推定器１６は復調器１７と検出
器１５から構成される。復調器１７は図９のものと同一
であり、したがって動作は前述したものと同じである。
しかし計測対象は目標９のドップラ周波数・受信時間で
はなく、クラッタの反射源１０のそれである。検出器１
５において、ドップラ周波数はＤＦＴ演算器２４のどこ
の出力から大きなピークが検出されたかで計測し、受信
時間はＤＦＴ演算器２４の出力信号のクラッタ受信によ
る大きなピークの時刻で計測される。検出器１５は、計
測されたドップラ周波数および受信時間を非整合ディジ
タルフィルタの荷重係数決定装置５１に出力する。

【００７７】実施例３．以下、請求項３記載の発明の実
施例を説明する。

【００７８】クラッタの抑圧と符号変調受信信号の復調
は、クラッタを抑圧するための帯域阻止ディジタルフィ
ルタと復調を行う整合ディジタルフィルタを縦続に接続
しても達成される。従って、両者の荷重係数（正確には
インパルス応答列）を畳み込み演算して得られた数列を
荷重係数とするディジタルフィルタは、クラッタ抑圧と
符号変調受信信号の復調を同時に行うことになる。２つ
のディジタルフィルタを縦続に接続したときのインパル
ス応答は２つのディジタルフィルタのインパルス応答列
の畳込み演算によって得られる数列であることはディジ
タル信号処理理論の教えるところである。ただし、目標
のドップラ周波数を知るためにクラッタ抑圧・復調器１
４ではチューニングするドップラ周波数が異なるフィル
タバンクを達成するから、それを考慮する必要がある。

【００７９】次に実施例を図について説明する。図８は
請求項３記載の発明によるレーダ装置における非整合デ
ィジタルフィルタの荷重係数決定装置５１ｂの内部構成
図である。５８はＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタ
荷重係数発生器、５９は畳み込み演算器である。

【００８０】以下、上記実施例の動作を図８を参照して
説明する。クラッタ抑圧・復調器１４内のディジタルフ
ィルタＨ₀ ，Ｈ₁ ，…，Ｈ_L-1 のうち、Ｈ_k の荷重係数
ａ_K（０），ａ_k （１），…，ａ_k （Ｍ−１）を求める
場合について説明する。このディジタルフィルタでチュ
ーニングするドップラ周波数は（２πｋ／Ｌ）ＰＲＦ
［Ｈｚ］である。

【００８１】非整合ディジタルフィルタの荷重係数決定
装置５１ｂにおいて、ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィ
ルタ荷重係数発生器５８は、クラッタドップラ周波数・
受信時間推定器１６で推定されたクラッタのドップラ周
波数近傍に阻止域を持つＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフ
ィルタの荷重係数（インパルス応答列）ｇ（ｎ）（ｎ＝
０，１，…，Ｉ−１：Ｉは適切な整数）を発生する。こ
のｇ（ｎ）（ｎ＝０，１，…，Ｉ−１）は、例えば、
Ｊ．Ｈ．ＭｃＣｌｅｌｌａｎ，Ｔ．Ｗ．Ｐａｒｋｓ，＆
Ｌ．Ｒ．Ｌａｂｉｎｅｒ著の論文”Ａ Ｐｒｏｇｒａ
ｍ ｆｏｒ Ｄｅｓｉｇｎｉｎｇ Ｏｐｔｉｍｕｍ Ｆ
ＩＲ Ｌｉｎｅａｒ Ｐｈａｓｅ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆ
ｉｌｔｅｒｓ”ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ
ｏｎ Ａｕｄｉｏ ａｎｄ Ｅｌｅｎｔｒｏａｃｏｕｓ
ｔｉｃｓ，ｖｏｌ．ＡＵ−２１，Ｎｏ．６，ｐｐ．５０
６−５２６，Ｄｅｃ．１９７３や、Ｍ．Ｔ．ＭｃＣａｌ
ｌｉｇ著の論文”Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ Ｄｉｇｉｔａｌ
ＦＩＲ ｆｉｌｔｅｒｓｗｉｔｈ Ｃｏｍｐｌｅｘ
Ｃｏｎｊｕｇａｔｅ Ｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ
ｓ，”ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃ
ｉｒｃｕｉｔｓ ａｎｄＳｙｓｔｅｍｓ，ｖｏｌ．ＣＡ
Ｓ−２５，Ｎｏ．１２，ｐｐ．１１０３−１１０５，Ｄ
ｅｃ．１９７８に開示されている方法などから求めるこ
とができる。

【００８２】符号発生器２で発生した符号系列Ｃ_n （ｎ
＝０，１，…，Ｎ−１）は複素共役器５２に入力され
る。複素共役器５２の出力数列をｈ₁ （ｎ）（ｎ＝０，
１，…，Ｎ−１）とすると、式（３５）のようになる。

【００８３】

【数２３】

【００８４】複素正弦波発生器５２では、周波数２πｋ
／Ｌの複素正弦波ｅｘｐ［ｊ２πｋｎ／Ｌ］を発生し、
その出力は複素共役器５２の出力ｈ₁ （ｎ）（ｎ＝０，
１，…，Ｎ−１）と乗算器１７で掛け合わされる。乗算
器１７の出力をｈ₂ （ｎ）（ｎ＝０，１，…，Ｎ−１）
とすると、式（３６）のようになる。

【００８５】

【数２４】

【００８６】畳込み演算器５９では、乗算器１７の出力
ｈ₂ （ｎ）（ｎ＝０，１，…，Ｎ−１）とＦＩＲ形帯域
阻止ディジタルフィルタ荷重係数発生器５８で発生した
荷重係数ｇ（ｎ）（ｎ＝０，１，…，Ｉ−１）との式
（３７）の畳込み演算を行い、その結果である非整合デ
ィジタルフィルタ荷重係数ａ_k （ｎ）（ｎ＝０，１，
…，Ｍ−１；Ｍ＝Ｎ＋Ｉ−２）をクラッタ抑圧・復調器
１４へ出力する。

【００８７】

【数２５】

【００８８】式（３７）の和の範囲は、０≦ｍ≦Ｉ−１
かつｍ≦ｎかつｍ≧ｎ−Ｎ＋１である。

【００８９】実施例４．クラッタドップラ周波数・受信
時間推定器１６において、復調器１７の内部のＤＦＴ演
算器２４は、符号周期ＮがＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒ
ｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）アルゴリズム
を用いることができる場合、例えば２の整数乗などの場
合、ＦＦＴ演算器に置換えることができる。これによっ
て、より高速に信号処理を行うことができる。

【００９０】

【発明の効果】以上のように請求項１記載の発明におけ
るレーダ装置では、符号変調された受信信号に含まれる
クラッタを抑圧して復調するように適切に決められた荷
重係数を持つディジタルフィルタを備えているため、効
果的に受信信号中に含まれるクラッタを抑圧して復調す
ることができる。

【００９１】請求項２記載のレーダ装置においける非整
合ディジタルフィルタ荷重係数決定装置では、クラッタ
ドップラ周波数・受信時間推定手段で推定されたクラッ
タのドップラ周波数・受信時間に基づいてクラッタの存
在する距離−ドップラ周波数領域に対応するアンビギュ
イティ関数の時間遅れ−ドップラ周波数領域におけるサ
イドローブレベルを低くするように連立１次方程式を作
り、それを解く装置を備えているため、上記ディジタル
フィルタの荷重係数を容易に決めることができる。

【００９２】請求項３記載のレーダ装置における非整合
ディジタルフィルタ荷重係数決定装置では、クラッタド
ップラ周波数・受信時間推定手段で推定されたクラッタ
のドップラ周波数を阻止域とする帯域阻止ディジタルフ
ィルタの荷重係数と復調フィルタである整合フィルタの
荷重係数とを畳込み演算する装置を備えているため、上
記ディジタルフィルタの荷重係数を容易に決めることが
できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施例１を示すレーダ装置の全体構
成図である。

【図２】この発明の実施例１のクラッタ抑圧・復調器の
内部構成図である。

【図３】この発明の実施例１の非整合ディジタルフィル
タの内部構成図である。

【図４】この発明および従来のレーダ装置の送信信号波
形である。

【図５】この発明の実施例２を示すレーダ装置における
非整合ディジタルフィルタ荷重係数決定装置の内部構成
図である。

【図６】局所的にサイドローブレベルが低いが、サイド
ローブレベルの低い領域が異なるＬ個のアンビギュイテ
ィ関数の絶対値を説明する図である。

【図７】クラッタドップラ周波数・受信時間推定器およ
び復調器の内部構成図である。

【図８】この発明の実施例３を示すレーダ装置における
非整合ディジタルフィルタ荷重係数決定装置の内部構成
図である。

【図９】従来のレーダ装置の全体構成図である。

【符号の説明】

２ 符号発生器 ３ 変調器 ８ アンテナ １１ ＩＦ増幅器 １２ 位相検波器 １３ Ａ／Ｄ変換器 １４ クラッタ抑圧・復調器 １５ 検出器 １６ クラッタドップラ周波数・受信時間推定器 ２２ 乗算器 ５１ａ，５１ｂ 非整合ディジタルフィルタ荷重係数決
定装置 ５２ 複素共役器 ５３ 基準アンビギュイティ関数発生器 ５４ 重み関数発生器 ５５ 複素正弦波発生器 ５６ 連立１次方程式係数計算装置 ５７ 連立１次方程式解法装置 ５８ ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタ荷重係数発
生器 ５９ 畳込み演算器

【手続補正書】

【提出日】平成４年８月２０日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】０００７

【補正方法】変更

【補正内容】

【０００７】このとき、式（１）の系列は式（３）で表
される。このような周期系列として、例えばＭ系列など
がある。

【手続補正２】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】０００９

【補正方法】変更

【補正内容】

【０００９】アンビギュイティ関数とは、式（４）で定
義されるτとφの２変数関数である。τは目標に信号を
送信してから受信するまでの時間と（非）整合フィルタ
でチューニングする遅延時間の差、φは目標のドップラ
周波数と（非）整合フィルタでチューニングするドップ
ラ周波数の差である。＋τ方向は目標が遠距離にあるこ
とを、＋φ方向は目標の速度がより速いことを表す。

【手続補正３】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００１４

【補正方法】変更

【補正内容】

【００１４】τ＝φ＝０近傍以外の｜χ（τ，φ）｜の
値の小さい領域の極大値をサイドローブレベルと呼ぶこ
とにする。本発明に関わるアンビギュイティ関数の性質
として、次のものがあげられる。受信クラッタの（非）
整合フィルタ出力における平均電力Ｐ₀ は、アンビギュ
イティ関数を用いて式（６）で表すことができる。

【手続補正４】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００１５

【補正方法】変更

【補正内容】

【００１５】

【数６】

【手続補正５】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００１８

【補正方法】変更

【補正内容】

【００１８】次に、上記構成のレーダ装置の基本動作に
ついて説明する。図９においてコヒーレント発振器１よ
り出力されたＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅ
ｑｕｅｎｃｙ）の正弦波は、パルス繰り返し周波数に同
期した送信トリガにより変調器３でパルス変調される。
それと同時に、同じくパルス繰り返し周波数に同期して
符号発生器２で符号系列が発生され、変調器３で符号変
調も行われる。変調器３の出力波形を図４に示す。図４
において、１つのパルスにつき１つの符号を割り当て
る。変調器３の出力はミキサ４で安定化局部発振器５の
出力と混合されＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃ
ｙ）に変換される。そしてミキサ４の出力は高出力増幅
器６で増幅された後、送受切換器７を介して送信波がア
ンテナ８により空間へ放射される。

【手続補正６】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００２０

【補正方法】変更

【補正内容】

【００２０】アンテナ８からの受信信号Ｖは目標９から
の反射波Ｒによる信号のほかに、目標以外の反射源１０
からの反射波Ｓによる信号、いわゆるクラッタが含まれ
ていることが多い。この信号Ｖは送受切換器７を経由し
てミキサ４に入力される。ミキサ４では安定化局部発振
器５の出力と混合されたＩＦに変換される。このＩＦは
ＩＦ増幅器１１で増幅された後、位相検波器１２に入力
される。位相検波器１２ではＩＦ増幅器１１の出力とコ
ヒーレント発振器１の出力が混合されて受信信号の位相
成分が取り出される。そして位相検波器１２の出力はＡ
／Ｄ変換器１３によりディジタル信号に変換される。サ
ンプリング周期は図４のパルス幅δである。このディジ
タル信号は復調器１７において符号発生器２で発生され
た符号との相関が求められる（復調）。

【手続補正７】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００２１

【補正方法】変更

【補正内容】

【００２１】図７の内側の一点鎖線で囲まれた部分は復
調器１７の内部構成図である。２１ｂ、２１ｂ、２１
ｃ、２１ｄはシフトレジスタ、２２ａ、２２ｂ、２２
ｃ、２２ｄは乗算器、２４はＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ
Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）演
算器である。Ｘ₀ ´（ｎ）、Ｘ₁ ´（ｎ）、…、Ｘ_N-1
´（ｎ）はシフトレジスタの出力信号で、シフトレジス
タ出力間で隣り合う信号、例えばＸ₀ ´（ｎ）とＸ₁ ´
（ｎ）の時間間隔は図４のパルス繰り返し周期ＰＲＩに
等しい。Ｙ₀ ´（ｎ）、Ｙ₁ ´（ｎ）、…、Ｙ_L-1 ´
（ｎ）はＤＦＴ演算器の出力である。復調器１７は整合
フィルタによるディジタルフィルタバンクを構成してい
る。シフトレジスタ２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄの
段数Ｐは次式で与えられる。なお、シフトレジスタの個
数は符号周期Ｎに等しい。

【手続補正８】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００２３

【補正方法】変更

【補正内容】

【００２３】図７において、復調器１７に入力された信
号はシフトレジスタ２１ａに入る。２１ａのシフトレジ
スタからの出力Ｘ_N-1 ´（ｎ）は次のシフトレジスタへ
送られるとともに、乗算器２２ａにおいて符号発生器２
で発生した符号Ｃ_N-1 の複素共役Ｃ_N-1 ^*と掛け合わされ
る。符号系列の複素共役は符号発生器２で発生した符号
系列を入力とする複素共役器５２を介して得られる。同
様にシフトレジスタ２１ｂの出力Ｘ_N-2 ´（ｎ）も次の
シフトレジスタに送られるとともに乗算器２２ｂで符号
Ｃ_N-2 の複素共役Ｃ_N-2 ^*と掛け合わされる。以下、これ
が繰り返される。これらの乗算器の出力はＤＦＴ演算器
２４へ入力される。ＤＦＴ演算器２４はフィルタバンク
を構成しており、目標や目標以外の反射源の移動速度に
応じたドップラ周波数で分けられる。Ｙ₀ ´（ｎ）、Ｙ
₁ ´（ｎ）、…、Ｙ_N-1 ´（ｎ）はフィルタバンクを構
成するＮ個のフィルタで設定したドップラ周波数に対応
した出力であり、それらは検出器１５に入力される。そ
して信号中のピークの有無によって目標が検出される。

【手続補正９】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００２８

【補正方法】変更

【補正内容】

【００２８】

【数９】

【手続補正１０】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００３２

【補正方法】変更

【補正内容】

【００３２】

【数１１】

【手続補正１１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００３３

【補正方法】変更

【補正内容】

【００３３】

【発明が解決しようとする課題】受信信号Ｖには目標以
外の反射源１０によるクラッタが含まれていることが多
く、その場合クラッタも復調器１７に入力される。目標
９のドップラ周波数に対応する中心周波数のＤＦＴ演算
器２４の出力には式（６）で与えられる電力のクラッタ
の消え残りが存在する。送信信号として図４の符号変調
パルス信号を用いる場合、式（４）の自己アンビギュイ
ティ関数のサイドローブレベルは高くなることがあり、
式（６）のＱやσが大きい大電力クラッタを受信したと
きにはクラッタの消え残りが大きく、それが目標検出の
支障となる問題点があった。

【手続補正１２】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００３８

【補正方法】変更

【補正内容】

【００３８】この発明に係る請求項３記載のレーダ装置
では、符号系列の複素共役をとる手段と、複素正弦波発
生手段と、以上２つの複素数の乗算を行う手段と、クラ
ッタのドップラ周波数と受信時間を推定する手段の出力
に基づいてクラッタのドップラ周波数近傍を阻止域とす
るＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタの荷重係数を発
生する手段と、上記ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィル
タ荷重係数発生手段出力と上記乗算手段の出力との畳込
み演算を行って上記非整合ディジタルフィルタ荷重係数
を出力する手段を備えたものである。

【手続補正１３】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００４２

【補正方法】変更

【補正内容】

【００４２】

【実施例】 実施例１．以下、この発明の実施例を図について説明す
る。図１は請求項１記載の発明によるレーダ装置の構成
図である。１はＩＦの正弦波を発生するコヒーレント発
振器、２は符号系列を発生する符号発生器、３はパルス
変調と符号変調を行う変調器、４は安定化局部発振器５
の出力であるＲＦの正弦波と変調器３の出力あるいは受
信信号Ｖを混合するミキサ、６はミキサ４の出力を増幅
する高出力増幅器、８は高出力増幅器６の出力を送受切
換器７を介して空間へ放射し、目標からの反射波を受信
するアンテナ、１１はミキサ４によってＩＦに変換され
た信号を増幅するＩＦ増幅器、１２はＩＦ増幅器１１の
出力をコヒーレント発振器１の出力を利用して位相検波
する位相検波器、１３は位相検波器１２の出力をディジ
タル信号に変換するＡ／Ｄ変換器、１４はクラッタを含
むディジタル信号からクラッタを除去し、なおかつ符号
変調された信号を復調するためのクラッタ抑圧・復調
器、１５は目標を検出するための検出器、１６はクラッ
タのドップラ周波数および受信時間を推定するクラッタ
ドップラ周波数・受信時間推定器、５１はクラッタ抑圧
・復調を行う非整合ディジタルフィルタの荷重係数を求
める非整合ディジタルフィルタ荷重係数決定装置であ
る。

【手続補正１４】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００４３

【補正方法】変更

【補正内容】

【００４３】図２はクラッタ抑圧・復調器１４の内部構
成図である。２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄはシフト
レジスタ、Ｘ₀ （ｎ）、Ｘ₁ （ｎ）、…、Ｘ_M-1 （ｎ）
はシフトレジスタの出力信号で、隣り合う信号、例えば
Ｘ₀ （ｎ）とＸ₁ （ｎ）の時間間隔は図４のパルス繰り
返し周期ＰＲＩに等しい。Ｍは図３のディジタルフィル
タの段階である。Ｍは符号周期Ｎに等しくなくてもよ
い。Ｈ₀ 、Ｈ₁ 、…、Ｈ_L-1 はそれぞれクラッタを抑圧
して信号を復調するようにあらかじめ決められた荷重係
数を持つＦＩＲ形の非整合ディジタルフィルタで、目標
の移動速度に対応するドップラ周波数を求めるため、そ
れぞれ異なるドップラ周波数にチューニングされてお
り、ディジタルフィルタバンクを構成している。Ｌはデ
ィジタルフィルタバンクを構成する非整合ディジタルフ
ィルタの数で、符号周期Ｎやフィルタ段数Ｍに等しくな
くてよい。Ｙ₀ （ｎ）、Ｙ₁ （ｎ）、…、Ｙ_L-1 （ｎ）
は各フィルタの出力である。

【手続補正１５】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００４４

【補正方法】変更

【補正内容】

【００４４】図３は非整合ディジタルフィルタＨ_k （ｋ
＝０、１、…、Ｌ−１）の内部構成図である。２は乗算
器、ａ_k （０）、ａ_k （１）、…、ａ_k （Ｍ−１）はク
ラッタを抑圧して符号変調された信号を復調するために
非整合ディジタルフィルタ荷重係数決定装置５１で定め
られた荷重係数、２３は加算器、Ｙ_k （ｎ）はフィルタ
出力信号で、検出器入力信号となる。

【手続補正１６】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００５３

【補正方法】変更

【補正内容】

【００５３】Ｔはサンプリング周期で、送信信号が図４
に示すようなパルス列の場合、Ｔはパルス繰り返し周期
ＰＲＩとする。また、その場合、式（１８）におけるｕ
（ｎＴ）は、式（１９）で与えられる。

【手続補正１７】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００６２

【補正方法】変更

【補正内容】

【００６２】重み関数値の大きいτ−φ領域では式（２
２）の誤差関数Ｅにおいて誤差が大きく評価されるた
め、局所的に近似誤差が小さくなる。つまり、図６に示
すように局所的にサイドローブレベルを低くすることが
できる。その結果、クラッタを抑圧することが可能とな
る。また、相互アンビギュイティ関数の原点τ＝φ＝０
におけるピークも保存されるように近似を行うので、符
号変調された受信信号も復調される。

【手続補正１８】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００６５

【補正方法】変更

【補正内容】

【００６５】ＰＲＦ（＝１／ＰＲＩ）はパルス繰り返し
周波数である。式（２２）は次のように変形できる。

【手続補正１９】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００６６

【補正方法】変更

【補正内容】

【００６６】

【数１９】

【手続補正２０】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００６７

【補正方法】変更

【補正内容】

【００６７】肩文字Ｈ、ｔはそれぞれ行列（ベクトル）
の複素共役転置、および転置を表す。式（２２）を最小
にするｖ（ｎＴ）（ｎ＝０、１、…、Ｍ−１）は、ｄＥ
／ｄｘ＝０と置くことによって求めることができる。式
（２８）、（２９）のように行列Ｒおよびベクトルｄを
定義すると、ｄＥ／ｄｘ＝０は式（３０）と等価にな
る。これはｖ（ｎＴ）（ｎ＝０、１、…、Ｍ−１）を未
知数とする連立１次方程式であり、解は式（３１）で与
えられる。

【手続補正２１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００７０

【補正方法】変更

【補正内容】

【００７０】

【数２１】

【手続補正２２】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００７３

【補正方法】変更

【補正内容】

【００７３】次に実施例を図について説明する。図５は
請求項２記載の発明によるレーダ装置における非整合デ
ィジタルフィルタの荷重係数決定装置５１ａの内部構成
図である。２は符号発生器、５２は入力された複素数の
複素共役値を出力する複素共役器、５３は式（２３）で
与えられる値を出力する基準アンビギュイティ関数発生
器、５４は式（２２）中のＷ（ｍΔτ，ｎΔφ）の値を
出力する重み関数発生器、５５は複素正弦波を発生する
複素正弦波発生器、５６は連立１次方程式の係数を計算
する連立１次方程式係数計算装置、５７は連立１次方程
式を解く連立１次方程式解法装置である。

【手続補正２３】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００７４

【補正方法】変更

【補正内容】

【００７４】次に上記実施例の動作を図５を参照して説
明する。連立１次方程式係数計算装置５６では、式（３
２）（３３）に従って連立１次方程式の係数である行列
Ｒの要素ｒ_ij、ベクトルｄの要素ｄ_i を計算する。その
際、必要となる符号系列Ｃ_nを符号発生器２から、符号
系列Ｃ_n の複素共役を符号発生器２で発生した符号系列
を入力とする複素共役器５２から、式（２４）を満足す
る整数ｍ、ｎに対応する重み関数値Ｗ（ｍΔτ、ｎΔ
φ）を重み関数発生器５４から、同様に対応する基準ア
ンビギュイティ関数の複素共役値Ｄ＊（ｍΔτ、ｎΔ
φ）を基準アンビギュイティ関数発生器５３の出力を入
力とする複素共役器５２から、同様に対応する複素数ｅ
ｘｐ［−ｊ２πｎΔφ（ｉ−ｊ）Ｔ］およびｅｘｐ［−
ｊ２πｎΔφ（ｉ−ｍ−１）Ｔ］（Ｔ＝Δτ）を複素正
弦波発生器５５からそれぞれ読み込む。重み関数発生器
５４において、重み関数Ｗ（τ、φ）の値の大きいτ−
φ領域はクラッタドップラ周波数・受信時間推定器１６
の出力に基づき決められる。行列Ｒとベクトルｄが求め
られると、その要素は連立１次方程式係数計算装置５６
から連立１次方程式解法装置５７へ送られ、連立１次方
程式（３０）を解く。連立１次方程式解法装置５７にお
ける連立１次方程式の解法アルゴリズムは公知のもの、
例えばガウス消去法などを用いればよい。ｖ（ｎＴ）
（ｎ＝０、１、…、Ｍ−１）を求めた後、連立１次方程
式解法装置５７において必要に応じて式（３４）の正規
化を行い、式（２１）にしたがって非整合ディジタルフ
ィルタの荷重係数ａｋ（０）、ａｋ（１）、…、ａｋ
（Ｍ−２）、ａｋ（Ｍ−１）（ｋ＝０、１、…、Ｌ−
１）に変換され、それがクラッタ抑圧・復調器１４へ送
られる。

【手続補正２４】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００７８

【補正方法】変更

【補正内容】

【００７８】クラッタの抑圧と符号変調受信信号の復調
は、クラッタを抑圧するための帯域阻止ディジタルフィ
ルタと復調を行う整合ディジタルフィルタを縦続に接続
しても達成される。従って、両者の荷重係数（正確には
インパルス応答列）を畳み込み演算して得られた数列を
荷重係数とするディジタルフィルタは、クラッタ抑圧と
符号変調受信信号の復調を同時に行うことになる。２つ
のディジタルフィルタを縦続に接続したときのインパル
ス応答は２つのディジタルフィルタのインパルス応答列
の畳込み演算によって得られる数列であることはディジ
タル信号処理論の教えるところである。ただし、目標の
ドップラ周波数を知るためにクラッタ抑圧・復調器１４
ではチューニングするドップラ周波数が異なるフィルタ
バンクを構成するから、それを考慮する必要がある。

【手続補正２５】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００８１

【補正方法】変更

【補正内容】

【００８１】非整合ディジタルフィルタの荷重係数決定
装置５１ｂにおいて、ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィ
ルタ荷重係数発生器５８は、クラッタドップラ周波数・
受信時間推定器１６で推定されたクラッタのドップラ周
波数近傍に阻止域を持つＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフ
ィルタの荷重係数（インパルス応答列）ｇ（ｎ）（ｎ＝
０、１、…、Ｉ−１：Ｉは適切な整数）を発生する。こ
のｇ（ｎ）（ｎ＝０、１、…、Ｉ−１）は、例えば、
Ｊ．Ｈ．ＭｃＣｌｅｌｌａｎ，Ｔ．Ｗ．Ｐａｒｋｓ，＆
Ｌ．Ｒ．Ｌａｂｉｎｅｒ著の論文“Ａ Ｐｒｏｇｒａ
ｍ ｆｏｒ Ｄｅｓｉｇｎｉｎｇ Ｏｐｔｉｍｕｍ Ｆ
ＩＲ Ｌｉｎｅａｒ Ｐｈａｓｅ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆ
ｉｌｔｅｒｓ”ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ
ｏｎ Ａｕｄｉｏ ａｎｄ Ｅｌｅｎｔｒｏａｃｏｕｓ
ｔｉｃｓ，ｖｏｌ．ＡＵ−２１，Ｎｏ．６，ｐｐ．５０
６−５２６，Ｄｅｃ．１９７３や、Ｍ．Ｔ．ＭｃＣａｌ
ｌｉｇ著の論文“Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ Ｄｉｇｉｔａｌ
ＦＩＲ Ｆｉｌｔｅｒｓｗｉｔｈ Ｃｏｍｐｌｅｘ
Ｃｏｎｊｕｇａｔｅ Ｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ
ｓ，”ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃ
ｉｒｃｕｉｔｓ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ，ｖｏｌ．Ｃ
ＡＳ−２５，Ｎｏ．１２，ｐｐ．１１０３−１１０５，
Ｄｅｃ．１９７８に開示されている方法などから求める
ことができる。

【手続補正２６】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００８４

【補正方法】変更

【補正内容】

【００８４】複素正弦波発生器５５では、周波数２πｋ
／Ｌの複素正弦波ｅｘｐ［ｊ２πｋｎ／Ｌ］を発生し、
その出力は複素共役器５２の出力ｈ₁（ｎ）（ｎ＝０、
１、…、Ｎ−１）と乗算器１７で掛け合わされる。乗算
器１７の出力をｈ2 （ｎ）（ｎ＝０、１、…、Ｎ−１）
とすると、式（３６）のようになる。

【手続補正２７】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００９１

【補正方法】変更

【補正内容】

【００９１】請求項２記載のレーダ装置における非整合
ディジタルフィルタ荷重係数決定装置では、クラッタド
ップラ周波数・受信時間推定手段で推定されたクラッタ
のドップラ周波数・受信時間に基づいてクラッタの存在
する距離−ドップラ周波数領域に対応するアンビギュイ
ティ関数の時間遅れ−ドップラ周波数領域におけるサイ
ドローブレベルを低くするように連立１次方程式を作
り、それを解く装置を備えているため、上記ディジタル
フィルタの荷重係数を容易に決めることができる。

【手続補正２８】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図１

【補正方法】変更

【補正内容】

【図１】

【手続補正２９】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図５

【補正方法】変更

【補正内容】

【図５】

【手続補正３０】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図９

【補正方法】変更

【補正内容】

【図９】

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 符号変調パルス波形を送信信号とするレ
   ーダ装置において、 符号系列を発生する手段と、上記符号系列発生手段より
   発生した符号系列によりパルス毎符号変調を行う手段
   と、上記パルス毎符号変調信号を送信信号として外部空
   間に向けて送信する手段と、上記送信信号の反射エコー
   を増幅・位相検波した後、ディジタル信号に変換する受
   信手段と、上記ディジタル信号を入力してディジタル信
   号に含まれる目標信号を復調するとともに不要信号成分
   であるクラッタを抑圧する非整合ディジタルフィルタ
   と、上記ディジタル信号を入力して上記クラッタのドッ
   プラ周波数と受信時間を推定する手段と、上記推定手段
   の出力であるドップラ周波数と受信時間と上記符号系列
   発生手段から出力される符号系列とを入力して上記非整
   合ディジタルフィルタの荷重係数を求める手段とを備え
   たことを特徴とするレーダ装置。
2. 【請求項２】 クラッタのドップラ周波数と受信時間を
   推定する手段と、上記クラッタのドップラ周波数と受信
   時間推定手段から出力されるクラッタのドップラ周波数
   と受信時間を入力して重み関数を発生する手段と、基準
   アンビギュイティ関数を発生する手段と、複数正弦波を
   発生する手段と、符号系列を発生する手段と、上記符号
   系列発生手段の出力の複素共役をとる第１の手段と、上
   記基準アンビギュイティ関数発生手段の出力の複素共役
   をとる第２の手段と、上記重み関数発生手段の出力と上
   記第２の複素共役手段の出力と上記符号系列発生手段の
   出力と上記第１の複素共役手段の出力と上記複素正弦波
   発生手段の出力を入力して連立１次方程式の係数を計算
   する手段と、上記連立１次方程式を解く手段とを具備し
   た非整合ディジタルフィルタの荷重係数を求める手段を
   備えたことを特徴とするレーダ装置。
3. 【請求項３】 クラッタのドップラ周波数と受信時間を
   推定する手段と、上記クラッタのドップラ周波数と受信
   時間推定手段から出力されるクラッタのドップラ周波数
   と受信時間を入力してＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕ
   ｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）形帯域阻止ディジタルフィ
   ルタの荷重係数を発生する手段と、複素正弦波を発生す
   る手段と、符号系列を発生する手段と、上記符号系列発
   生手段の出力の複素共役をとる手段と、上記符号系列発
   生手段出力の複素共役をとる手段の出力と上記複素正弦
   波発生手段の出力との乗算を行う手段と、上記ＦＩＲ形
   帯域阻止ディジタルフィルタの荷重係数発生手段の出力
   と上記乗算手段の出力との畳込み演算を行う手段とを具
   備した非整合ディジタルフィルタの荷重係数を求める手
   段を備えたことを特徴とするレーダ装置。