NO329815B1 - Databehandling i et sambandsnett med flere inn- og utganger (MIMO), ved bruk av kanalstatus - Google Patents

Description

Oppfinnelsens bakgrunn

Tekniske område

Denne oppfinnelse gjelder generelt datakommunikasjon eller -samband og nærmere bestemt en ny og antatt forbedret fremgangsmåte og et tilhørende apparat for å behandle data i et sambandsnett i et kommunikasjonssystem med flere inn- og utganger (MIMO), ved bruk av kanaltilstandsinformasjon for å oppnå bedret systemytelse.

Den tekniske bakgrunn

Sambandsnett for trådløs overføring er vidt utbredt og utviklet for å kunne håndtere forskjellige sambandstyper, så som tale, generelle data og annet. De systemer det dreier seg om kan være basert på såkalt kodedelt multippelaksess (CDMA), tidsdelt multippelaksess (TDMA), ortogonal frekvensdelt multipleks (OFDM) eller andre multipleksteknikker. OFDM-systemer kan gi god ytelse for bestemte kanalsituasjoner. 1 et bakkebasert kommunikasjonssystem (så som et som er bygget opp med dek-ningsområder eller celler og kan egne seg for mobiltelefoni, et kringkastingssystem, et flerkanals og flerpunkts fordelingssystem (MMDS) og andre) vil et høyfrekvent (FR) modulasjonssignal fra en senderenhet kunne nå en mottakerenhet via flere transmisjons veier. De enkelte karakteristikker for disse transmisjons- eller overføringsveier vil typisk variere over tid på grunn av flere faktorer, herunder signalsvekking (fading) og flerveistransmisjon.

For å gi en brukbar mottaking selv om det foreligger slike faktorer, det man ofte kaller diversitet, for å motvirke ødeleggende signalveivirkninger og bedre ytelsen kan man bruke multippelantenner både på sender- og mottakersiden for datatransmisjonen. Dersom signalveiene mellom sender- og mottakerantennesystem er lineært uavhengig (dvs. at sending via én signalvei ikke dannes som en lineær kombinasjon av sendinger via andre signalveier), hvilket generelt i det minste i en viss utstrekning gjelder, vil sannsynligheten for korrekt å motta en bestemt datatransmisjon øke med antallet enkeltantenner. Generelt får man en øket diversitet og ytelse når antallet slike sender- og mottakerantenner altså økes.

I et sambandsnett som bruker MIMO-prinsippet (multippelinngang og multippel-utgang) har man et bestemt antall (NT) senderantenner og et tilsvarende antall (NR) mottakerantenner for datatransmisjon. En MIMO-kanal som har disse sender- og mottakerantenner kan brytes ned til antallet Ncuavhengige kanaler, idet Nc< min {NT, NR}. Hver av de i alt Ncuavhengige kanaler kan også kalles en romsubkanal for MIMO-kanalen og tilsvarer en bestemt dimensjon i rommet. MIMO-systemet kan gi bedret ytelse (dvs. øket transmisjonskapasitet) dersom ytterligere dimensjonsforhold som dannes ved de flere sender- og mottakerantenner utnyttes.

På denne bakgrunn er det et behov innenfor teknikken for å kunne frembringe datatransmisjon i både sender- og mottakerenheter slik at disse kan ta fordelen av ytterligere dimensjonsforhold som etableres i et MIMO-system, i den hensikt å få bedret totalytelse i sambandsnettet eller -systemet.

Fra den kjente teknikk skal det vises til EP 951 091 vedrørende et trådløst kommunikasjonssystem omfattende en mottakerenhet av typen MIMO.

Kort gjennomgåelse av oppfinnelsen

I følge oppfinnelsen, løses de overnevnte problemer ved en fremgangsmåte angitt i krav 1 og som har de karakteristiske trekk som angitt i den kjennetegnende del av kravet; en mottakerenhet angitt i krav 26 og som har de karakteristiske trekk som angitt i den kjennetegnende del av kravet; og et apparat angitt i krav 36 og som har de karakteristiske trekk som angitt i den kjennetegnende del av kravet.

Forskjellige aspekter av denne oppfinnelse gjelder teknikker for behandling av signaler i en mottaker i et MIMO-nett for å komme frem til det som ble sendt ut i en sender, idet sendingen innreguleres ut fra estimerte karakteristikker i en MIMO-kanal for datatransmisjon. En mottakerteknikk for fortløpende eller suksessiv kansellering kan brukes, og estimeringen på sendersiden brukes til å regulere prosessering så som koding, modulasjon etc. av data før transmisjonen. En kombinasjon av slike teknikker har vist seg å gi gode egenskaper og ytelsesnivåer for MIMO-systemer.

En særskilt utførelse av oppfinnelsen frembringer således en måte å sende data på, fra en senderenhet til en mottakerenhet, innenfor et MIMO-sambandsnett. I samsvar med denne måte blir flere signaler innledningsvis mottatt i mottakerenheten via flere mottakerantenner, slik at hvert enkelt mottatt signal kommer til å bestå av en kombinasjon av et eller flere signaler som sendes ut fra senderenheten. De mottatte signaler behandles i samsvar med den teknikk som altså kalles suksessiv kansellering, og resultatet blir flere dekodete datastrømmer som er estimater for de datastrømmer som er sendt ut fra senderenheten. Kanaltilstandsinformasjon (CSI) og som er indikasjon på karakteristikken av en MIMO-kanal som brukes til å sende ut datastrømmene bestemmes også og sendes tilbake til senderenheten. I senderenheten blir datastrømmen tilpasningsmessig behandlet før sendingen via MIMO-kanalen, i samsvar med den mottatte CSI.

Skjemaet på mottakersiden for suksessiv kansellering utfører typisk flere forsøk eller iterasjoner for å komme frem til de dekodete datastrømmer, idet en iterasjon brukes for hver enkelt dekodet slik datastrøm. For hver iterasjon prosesseres flere inngangssignaler for denne, i samsvar med et bestemt lineært eller ulineært prosesseringsskjema, for å komme frem til en eller flere symbolstrømmer. En av disse symbolstrømmer velges deretter og behandles for å gi den endelige dekodete datastrøm. Flere modifiserte signaler blir også utledet, basert på inngangssignalene, og disse modifiserte signaler har komponenter som er basert på den dekodete datastrøm når denne tilnærmet er fjernet (dvs. kansellert). Inngangssignalene for en første iterasjon er de mottatte inngangssignaler og inngangssignalene for hver påfølgende iterasjon er de modifiserte signaler fra en foregående iterasjon.

Forskjellige lineære og ulineære prosesseringsskjemar kan brukes for å prosessere inngangssignalene. For en såkalt ikke-dispersiv kanal (som ikke spres og har flat svekkings-eller fadingkarakteristikk) kan man bruke en bestemt teknikk med kanalkorrelasjon av en inversert matrise (CCMI), en teknikk for minste midlere kvadratiske feil (MMSE) eller andre teknikker. For en tidsdispersiv kanal (som har frekvensselektiv fading) kan man bruke en lineær utjevner (equalizer: MMSE-LE) for midlere kvadratisk feil, en beslutningstilbakekoplingsutjevner (DFE), en estimator for maksimal sannsynlighet for en bestemt sekvens (MLSE) eller annen teknikk.

Den tilgjengelige CSI kan for eksempel innbefatte totalt nytteforhold, dvs. signal i forhold til total støy pluss interferens (SNRI) for hver transmisjonskanal for bruk for datatransmisjonen. I senderenheten kan de enkelte data for hver transmisjonskanal kodes basert på den aktuelle CSI som er tilordnet denne kanal, og de kodede data for hver transmisjonskanal kan videre moduleres i samsvar med et modulasjonsskjema som er valgt ut fra den bestemte CSI.

Oppfinnelsen gir videre fremgangsmåter, systemer og apparater som implementerer forskjellige aspekter, utførelsesformer og særtrekk ved oppfinnelsen, slik denne vil bli beskrevet i ytterligere detalj nedenfor.

Kort gjennomgåelse av tegningene

De enkelte trekk ved oppfinnelsen, dens natur og fordeler vil fremgå bedre av detaljbeskrivelsen nedenfor, og beskrivelsen støtter seg til tegningene hvor samme henvisningstall kan gå igjen fra figur til figur når det gjelder samme eller tilsvarende komponent eller element, og hvor: Fig. 1 viser et skjema over et sambandsnett av typen MIMO og innrettet for å kunne utføre forskjellige deler av oppfinnelsen, fig. 2 viser et blokkskjema over en utførelse av et sendersystem i MIMO-teknikken for å behandle data for transmisjon ut fra den tilgjengelige størrelse CSI, fig. 3 viser et blokkskjema over samme hvor det brukes ortogonal frekvensdelt modulasjon (OFDM), fig. 4 viser et flytskjema over den prosesseringsteknikk som går ut på suksessiv kansellering på mottakersiden for å behandle NR mottatte signaler for å gjenopprette NT utsendte signaler, fig. 5 viser et blokkskjema over et mottakersystem for implementering av forskjellige aspekter og utførelsesformer av oppfinnelsen, fig. 6A, 6B og 6C viser blokkskjemaer over tre kanalprosessorer for MIMO/data og som er i stand til å implementere en CCMI-, en MMSE- og en DFE-teknikk, fig. 7 viser et blokkskjema over en utførelse av en mottakerdataprosessor, fig. 8 viser et blokkskjema over en interferenskansel-leringskrets, og fig. 9A, 9B og 9C viser skjemaer som illustrerer ytelsen for forskjellige behandlingsskjemaer på mottaker- og sendersiden.

Detalj beskrivelse

Fig. 1 viser et skjema over et sambandsnett 100 av typen MIMO, dvs. med flere innganger og flere utganger. Nettet 100 kan håndtere forskjellige aspekter og utførelser av oppfinnelsen. Nettet inneholder et første system 110 i samband med et andre system 150 og kan betjenes ved å utnytte en kombinasjon av antenne, frekvens og tidsfordeling (beskrevet nedenfor) for å øke den spektrale utnyttelsesgrad, ytelsen og fleksibiliteten. I et bestemt aspekt kan det andre system 150 betjenes for å finne de karakteristiske egenskaper hos en MIMO-kanal og rapportere tilbake kanaltilstandsinformasjonen (CSI) som indikerer disse egenskaper som er funnet, til første system 110, idet dette system kan være innstilt for å innregulere prosesseringen (så som kodingen og modulasjonen) av data før transmisjon basert på den tilgjengelige CSI. I et annet aspekt kan det andre system 150 betjenes til å behandle datatransmisjon fra det første system 110 på en måte som gir god ytelse, som beskrevet i nærmere detalj nedenfor.

I det første system 110 sørger en datakilde 112 for å etablere data (dvs. informasjonssiffer [bit]) til en senderdataprosessor (TX) 114 som sørger for koding av disse data i samsvar med et bestemt kodeskjema, og deretter innfelles de kodede data (dvs. omordnes) basert på et bestemt innfellingsskjema, hvoretter de innfelte siffer blir transformert ("mappet") til modulasjonssymboler for en eller flere transmisjonskanaler som skal brukes for sending av de aktuelle data. Kodingen øker påliteligheten i datatransmisjonen, og innfellingen gir tidsfordeling eller -diversitet for de kodede siffer, tillater at data kan sendes basert på et gjennomsnittlig nytteforhold (SNRI) for transmisjonskanalene som skal brukes for datatransmisjonen, bekjemper fading og fjerner ytterligere korrelasjon mellom de kodede siffer som brukes til å danne hvert modulasjonssymbol. Innfellingen kan videre gi frekvensdiversitet dersom de kodede siffer blir sendt over flere frekvenssubkanaler. I et bestemt aspekt utføres kodingen, innfellingen og symbolomvandlingen eller -trans-formasjonen (eller en kombinasjon av disse virkemidler) basert på den informasjon CSI som er tilgjengelig for det første system 110, slik det er illustrert på fig. 1.

Kodingen, innfellingen og symbolmappingen i sendersystemet som her er kalt det første system 110 kan utføres basert på forskjellige skjemaer. Et særskilt skjema er beskrevet i vår patentsøknad USSN 09/776,075 med tittel "Coding scheme for a wireless communication system" av 1. februar 2001, og denne patentsøknad er sannsynligvis også videreført i Norge og kan være tilgjengelig i norsk oversettelse. Et annet skjema er beskrevet i nærmere detalj nedenfor.

MIMO-nettet 100 bruker således flere antenner på både sender- og mottakersiden for kommunikasjonsveien. Disse antenner kan brukes for å komme frem til forskjellige former for romdiversitet (for eksempel antennediversitet), innbefattet sender- og mottakerdiversitet. Romdiversitet er kjennetegnet ved bruken av flere senderantenner og en eller flere mottakerantenner. Senderdiversitet kjennetegnes ved sending av data via flere senderantenner. Typisk utføres tilleggsprosessering av de data som blir sendt ut via senderantennene, for å oppnå den ønskede diversitetsgrad. Som et eksempel vil de data som sendes ut fra forskjellige senderantenner kunne forsinkes eller omordnes tidsmessig, kodes og innfelles før sendingen via de tilgjengelige senderantenner, etc. Mottakerdiversitet kjennetegnes ved mottaking av de utsendte signaler via flere senderantenner, og diversiteten oppnås ved rett og slett å motta signalene via forskjellige signaloverføringsveier.

Sambandsnettet 100 kan arbeide innenfor flere forskjellige kommunikasjonsmodi, og hver slik modus bruker en særskilt kombinasjon av antenner, frekvenser eller tidsdiversitet. De enkelte sambandsmodi kan for eksempel innbefatte en diversitetsmodus og en MIMO-modus. Diversitetsmodusen bruker diversitet for å bedre påliteligheten av sambandsveien eller -linken. I en vanlig anvendelse av en slik diversitetsmodus for samband og som også kan kalles en "ren" diversitetssambandsmodus sendes data fra samtlige tilgjengelige senderantenner, til et mottakende system. Denne rene modus kan brukes i tilfeller hvor dataoverføringshastighetskravene er lite strenge eller når nytteforholdet er beskjedent, eller når begge tilfeller gjelder. MIMO-modusen bruker antennediversitet i begge ender av signalveien (dvs. flere senderantenner og flere mottakerantenner) og brukes generelt for både å bedre påliteligheten og øke sambandslinkens kapasitet. En slik MIMO-modus kan videre bruke frekvens- og/eller tidsdiversitet i kombinasjon med antenne-diversiteten.

Sambandsnettet 100 kan bruke ortogonal frekvensdelt modulasjon (OFDM) som effektivt deler driftsfrekvensbåndet i flere (NL) frekvenssubkanaler (ofte kalt frekvens-binger). 1 hver tidsluke (så som et bestemt tidsintervall som kan være avhengig av båndbredden av frekvenssubkanalen) kan et modulasjonssymbol overføres for hver av disse Nl frekvenssubkanaler.

Sambandsnettet 100 kan videre betjenes for å overføre data via flere transmisjonskanaler, og som bemerket ovenfor kan en MIMO-kanal deles opp i Ncuavhengige underordnede kanaler, idet Nc < min {NT, NR}. Hver av disse uavhengige kanaler kan kalles en romsubkanal tilhørende MIMO-kanalen. For et MIMO-system som ikke bruker modulasjonstypen OFDM vil man typisk bare ha en eneste frekvenssubkanal, og hver romsubkanal kan kalles en "transmisjonskanal". For et MIMO-system som derimot bruker modulasjonstypen OFDM kan hver romsubkanal for hver frekvenssubkanal kalles transmisjonskanal.

Et MIMO-system kan gi bedret ytelse dersom den ytterligere dimensjonalitet som etableres av at det er flere sender- og mottakerantenner blir utnyttet. Selv om dette ikke nød-vendigvis krever kunnskap om CSI i senderen vil øket systemeffektivitet og -utnyttelse samt ytelse være mulig når senderen er utrustet med CSI, hvilket er deskriptivt for transmi-sjonskarakteristikken fra sender- til mottakerantennene. Behandlingen av data i senderen før sendingen vil være avhengig av om CSI er tilgjengelig eller ikke.

Den tilgjengelige informasjon CSI kan for eksempel omfatte totalnytteforholdet SNRI for hver transmisjonskanal (dvs. dette forhold for hver romsubkanal for et MIMO-system uten OFDM eller samme forhold for hver romkanal for hver frekvenssubkanal for et MIMO-system med OFDM). I dette tilfelle kan data adaptivt prosesseres i senderen (så som ved å velge den riktige koding og det riktige modulasjonsskjema) for hver transmisjonskanal og basert på kanalens nytteforhold.

For et MIMO-system som ikke bruker OFDM mottar TX MIMO-prosessoren 120 modulasjonssymbolene fra TX-dataprosessoren 114 og demultipleksbehandler symbolene slik at det dannes en strøm med modulasjonssymboler for hver senderantenne, nemlig et symbol per tidsluke. For et MIMO-system som altså bruker OFDM gir således prosessoren 120 ut en strøm av modulasjonssymbolvektorer for hver senderantenne, med hver vektor innbefattende NL modulasjonssymboler for de NL frekvenssubkanaler for en bestemt tidsluke. Hver strøm av modulasjonssymboler eller modulasjonssymbolvektorer mottas og moduleres av sin respektive modulator 122 og sendes ut via en tilhørende antenne 124..

Et mottakersystem 150 som bruker flere mottakerantenner 152 som illustrert mottar de utsendte signaler og overfører dem til sine respektive demodulatorer 154 hvor prosessen som er komplementær med den som ble utført i demodulatoren 122 utføres. Modulasjonssymbolene fra alle demodulatorer 154 går til en mottakerprosessor 156 (RX) MIMO/data og behandles for å gjenopprette de utsendte datastrømmer. Prosessoren 156 utfører prosessering som er komplementær med den som ble utført av TX dataprosessoren 114 og TX MIMO-prosessoren 120 og sørger for dekodete data til en dataforbruker 160. Prosessen som utføres i mottakersystemet 150 skal beskrives nærmere nedenfor.

Romsubkanalene i et MIMO-system (eller mer generelt transmisjonskanalene i et system med eller uten OFDM) utsettes typisk for forskjellige linksituasjoner og -forhold, herunder forskjellig fading og virkninger av flerveisoverføringen og kan derfor ha forskjellig nytteforhold. Følgelig kan kapasiteten for overføringen via transmisjonskanalene variere fra kanal til kanal. Denne kapasitet kan være kvantisert av informasjonsbitraten (dvs. antallet infonnasjonssiffer som overføres per modulasjonssymbol), som kan sendes via hver enkelt transmisjonskanal for et bestemt ytelsesnivå (så som en bestemt sifferfeilhyppighet (BER) eller pakkefeilhyppighet (PER)). Videre kan typisk linkforholdene variere over tid, og som en følge av dette kan også den tildelte overføringshastighet for informasjonen via transmisjonskanalene også variere over tid. For bedre å få utnyttet maksimalkapasiteten i transmisjonskanalene kan det legges inn en CSI som er deskriptiv for linksituasj onene, og dette gjøres typisk på mottakersiden. Informasjonen videreformidles til senderenheten slik at prosesseringen kan innstilles (eller tilpasses) i samsvar. Informasjonen CSI kan inneholde enhver type informasjon som indikerer karakteristikken av kommunikasjonslinken og kan rapporteres via forskjellige mekanismer, slik det vil bli beskrevet nærmere nedenfor. For enkelhets skyld skal forskjellige aspekter og utførelser av oppfinnelsen nå beskrives, hvor CSI omfatter nyttefoholdet. Teknikker for å bestemme og utnytte en slik informasjon CSI til å gi bedret systemytelse vil bli beskrevet nedenfor.

MIMO-sendersystem med CSI-prosessering

Fig. 2 viser et blokkskjema over en særlig utførelse av en MIMO-sender i et system 110a og hvor det ikke brukes OFDM som modulasjon. Systemet kan likevel innstille prosesseringen basert på informasjonen CSI som der er gjort tilgjengelig over sendersystemet (slik det blir rapportert av mottakersystemet 150). Sendersystemet 110a er en bestemt ut-førelse av senderdelen i nettet 110 på fig. 1 og omfatter for det første en TX-dataprosessor 114a som mottar og prosesserer informasjonssiffer for å frembringe modulasjonssymboler, og for det andre en TX-MIMO-prosessor 120a som sørger for demultipleksbehandling av modulasjonssymbolene for de i alt Njsenderantenner.

I den spesielle utførelse som er vist på fig. 2 omfatter prosessoren 114a en demultipleksenhet 208 som er koplet til flere kanaldataprosessorer 210, nemlig en for hver av de i alt Nctransmisjonskanaler. Demultipleksenheten 208 mottar og demultipleksbehandler den samlede mengde informasjonssiffer til en rekke (opp til Nc) datastrømmer, idet hver enkelt av disse for hver av transmisjonskanalene skal brukes for datatransmisjon. Hver datastrøm tilføres sin respektive kanaldataprosessor 210.

I utførelsen vist på fig. 2 omfatter hver enkelt kanaldataprosessor 210 en koder 212, en kanalinnfeller 214 og et symbolmappingselement 216. Koderen 212 mottar og koder informasjonssifrene i den mottatte datastrøm i samsvar med et bestemt kodeskjema for å komme frem til kodede siffer. Den viste kanalinnfeller 214 sørger for innfelling av disse siffer, basert på et bestemt innfellingsskjema, slik at det fremkommer diversitet. Endelig omvandler eller "mapper" et symbolmappingselement 216 de innfelte siffer til modulasjonssymboler for transmisjonskanalen som skal brukes for sending av datastrømmen.

Pilotdata (dvs. data med et kjent mønster) kan også kodes og multipleksbehandles sammen med de behandlede informasjonssiffer. De behandlede pilotdata kan sendes (så som i tidsdelt multipleks (TDM)) i samtlige eller et subsett av transmisjonskanalene som brukes til å sende informasjonssifrene. Disse pilotdata kan brukes på mottakersiden for å utføre kanalestimering, idet dette er beskrevet nedenfor.

Som vist på fig. 2 kan datakodingen, innfellingen og modulasjonen (eller en kombinasjon av dette) innreguleres ut fra den tilgjengelige CSI (så som rapportert i mottakersystemet 150). I et bestemt kode- og modulasjonsskjema oppnås adaptiv koding ved bruk av en fast basekode (så som ved takten 1/3 for turbokode) og innregulerer punkteringen for å oppnå den ønskede kodetakt, slik den tilveiebringes av SNR for transmisjonskanalen som brukes til å sende de aktuelle data. For dette skjema kan punkteringen utføres etter kanalinnfellingen. Ifølge et annet kode- og modulasjonsskjema kan forskjellige kodeskjemaer brukes, basert på de rapporterte CSI. Som et eksempel vil hver enkelt av datastrømmene kunne kodes med en uavhengig kode. Med et slikt skjema vil man få en "suksessiv kansellering" i en mottakers prosesseringsskjema, for å detektere og dekode datastrømmene i den hensikt å utlede et mer pålitelig estimat av de utsendte datastrømmer, som også er beskrevet i videre detalj nedenfor.

Symbolmappingselementet 216 kan utformes for å gruppere sett med innfelte siffer for å danne ikke-binære symboler og transformere hvert slikt symbol til et punkt i en signalkonstellasjon som tilsvarer et bestemt modulasjonsskjema (så som QPSK, M-PSK, M-QAM og enkelte andre) som velges for transmisjonskanalen. Hvert transformert signalpunkt tilsvarer et modulasjonssymbol.

Antallet informasjonssiffer som kan overføres for hvert modulasjonssymbol for en bestemt ytelsesverdi (så som 1 % FER) vil være avhengig av signal/støyforholdet eller nytteforholdet for transmisjonskanalen. Følgelig kan kodingen og modulasjonen i et skjema for hver transmisjonskanal velges ut fra den tilgjengelige CSI. Kanalinnfellingen kan også innreguleres basert på den tilgjengelige CSI.

Tabell 1 nedenfor viser forskjellige kombinasjoner av kodetakt og modulasjonsskjema, for bruk for flere nytteforhold (SNRI), idet den siste forkortelse står for interferensen, idet bokstaven N står for støy alene. Den overføringshastighet (bitrate) som kan håndteres i hver enkelt transmisjonskanal kan oppnås ved bruk av en hvilken som helst av flere kombinasjoner av kodetakt og modulasjonsskjema, for eksempel kan ett informasjonssiffer per modulasjonssymbol oppnås ved: 1) en kodetakt på 1/2 og QPSK-modulasjon, 2) en kodetakt på 1/3 og 8-PSK modulasjon, 3) en kodetakt på 1/4 og 16-QAM, eller andre kombinasjoner av kodetakt og modulasjonsskjema. I tabell 1 brukes de tre modula-sjonstypene QPSK, 16-QAM og 64-QAM for de nytteforhold som er satt opp i venstre kolonne. Andre modulasjonsskjemaer så som 8-PSK, 32-QAM, 128-QAM etc. kan naturligvis også brukes og vil være innenfor oppfinnelsens ramme.

Modulasjonssymbolene fra TX-dataprosessoren 114a går til en tilsvarende TX-MTMO-prosessor 120a som er en særskilt utførelsesform av den tilsvarende prosessor 120 på fig. 1.1 denne prosessor 120a mottar en demultipleksenhet 222 opp til antallet Ncmodula-sjonssymbolstrømmer fra et tilsvarende antall kanaldataprosessorer 210 og sørger for demultipleksordning av de mottatte modulasjonssymboler til det fremkommer antallet NT modulasjonssymbolstrømmer, nemlig en strøm for hver antenne som brukes for å overføre modulasjonssymbolene. Hver modulasjonsstrøm går til sin respektive modulator 122, og hver modulator omvandler modulasjonssymbolene til analoge signaler og sørger videre for forsterkning, filtrering, kvadraturmodulasjon og opptransponering av signalene for å frembringe et modulert signalspektrum som er egent for transmisjon over den aktuelle link for trådløs overføring.

MIMO-sendersystem med OFDM

Fig. 3 viser et blokkskjema over en utførelse av et MIMO-sendersystem 110c som bruker OFDM og kan innregulere prosesseringen basert på den tilgjengelige CSI. I en TX-dataprosessor 114c blir de informasjonssiffer som skal sendes demultipleksbehandlet til flere (opp til NL) frekvenssubkanaldatastrømmer, en strøm for hver av de frekvenssubkanaler som skal brukes for datatransmisjonen. Hver slik datastrøm går til sin respektive frekvenssubkanaldataprosessor 310.

Hver dataprosessor 310 behandler data for sin respektive frekvenssubkanal i OFDM-systemet. Hver dataprosessor 310 kan implementeres på tilsvarende måte som TX-dataprosessoren 114a vist på fig. 2. For denne design omfatter dataprosessoren 310 en demultipleksenhet som sørger for demultipleksbehandling av frekvenssubkanaldata-strømmen til flere datasubstrømmer, nemlig en for hver romsubkanal som brukes for frekvenssubkanalen. Hver datasubstrøm blir deretter kodet, innfelt og symboltransformert i sin respektive kanaldataprosessor slik at det frembringes modulasjonssymboler for den bestemte transmisjonskanal (så som romsubkanalen for den aktuelle frekvenssubkanal). Kodingen og modulasjonen i hver transmisjonskanal kan innreguleres basert på den tilgjengelige informasjon CSI, nemlig den som er rapportert i mottakersystemet, og hver frekvenssubkanaldataprosessor 310 gir således (opp til) Ncmodulasjonssymbolstrømmer for (opp til) Ncromsubkanaler.

For et MIMO-system som bruker OFDM kan modulasjonssymbolene sendes via flere frekvenssubkanaler og fra flere senderantenner. I en MIMO-prosessor 120c hvor de i alt Ncmodulasjonssymbolstrømmer fra hver dataprosessor 310 til sin respektive kanal-MIMO-prosessor 322 som behandler de mottatte modulasjonssymboler basert på den tilgjengelige CSI.

Hver kanal-MIMO-prosessor 322 sørger for demultipleksbehandling av de i alt Ncmodulasjonssymboler for hver tidsluke til i alt NT modulasjonssymboler for de tilsvarende senderantenner, også NT i tallet. Hver kombinasjonskrets 324 mottar modulasjonssymbolene for opp til NL frekvenssubkanaler, kombinerer symbolene for hver tidsluke til en modula sjonssymbolvektor V og overfører denne vektor V til det neste behandlingstrinn, som kan være den respektive modulator 122.

MIMO-prosessoren 120c mottar således og behandler modulasjonssymbolene for å lage antallet NT modulasjonssymbolvektorer V|-VNT, én vektor for hver senderantenne. Hver enkelt modulasjonssymbol vektor V dekker en enkelt tidsluke, og hvert element i en slik vektor tilordnes en bestemt frekvenssubkanal med unik subbærer som modulasjonssymbolet overføres ved hjelp av.

Fig. 3 viser også en utførelse av modulatoren 122 for OFDM, og modulasjonssymbolvektorene VrVNTfra MIMO-prosessoren 120c går til modulatorer 120a-122t. I ut-førelsen vist på fig. 3 omfatter hver eneste modulator 122 en inverstransformator (IFFT) 320 for forsert Fourier-transformasjon (FFT), en syklusprefiksgenerator 322 og en opptransponeringskrets 324.

Transformatoren 322 omvandler hver enkelt mottatt modulasjonssymbolvektor til tidsplanet, idet dette resultat da blir et OFDM-symbol, ved å bruke invers forsert Fourier-transformasjon. Transformatoren 320 kan være utformet for å utføre slik transformasjon på ethvert antall frekvenssubkanaler (dvs. 8, 16, 32 etc). I en bestemt utførelse gjentar syklusprefiksgeneratoren 322 en del av tidsplanrepresentasjonen av OFDM-symbolet for hver modulasjonssymbolvektor som transformeres til et slikt symbol, for å danne et transmi-sjonssymbol for en bestemt senderantenne. Den sykliske prefiks sikrer at transmisjonssym-bolet beholder sine ortogonale egenskaper ved tilstedeværelse av flerveis-forsinkelsesspredning, slik at ytelsen økes i forhold til ødeleggende flerveisvirkninger. Implementeringen av transformatoren 320 og generatoren 322 er imidlertid velkjent innenfor dette fag og vil ikke beskrives nærmere her.

Tidsplanrepresentasjonen ut fra hver syklisk prefiksgenerator 322, dvs. transmi-sjonssymbolene for hver antenne blir deretter behandlet, for eksempel omvandlet til et analogt signal, modulert, forsterket og filtrert i opptransponeringskretsen 324 slik at det frembringes et modulert signal som deretter sendes ut fra den respektive antenne 124.

Modulasjonstypen OFDM er beskrevet i nærmere detalj i en artikkel med tittelen "Multicarrier modulation for data transmission: An idea whose time has come", av John A.C. Bingham, i tidsskriftet IEEE Communications Magazine, mai 1990.

Fig. 2 og 3 viser to utforminger av en MIMO-sender som kan implementere forskjellige aspekter av oppfinnelsen. Andre senderdesign kan også implementeres og er innenfor oppfinnelsens ramme. Enkelte av disse senderdesign er imidlertid beskrevet i nærmere detalj i patentsøknaden USSN 09/532,492 med tittel: High efficiency, high performance communications system employing multi-carrier modulation", av 22. mars 2000, den allerede nevnte patentsøknad USSN 09/776,075 og søknaden USSN 09/826,481 med tittel "Method and apparatus for utilizing channel state information in a wireless communication system", av 23. mars 2001, og alle disse patentskrifter er i navn Qualcomm.

Patentsøknadene beskriver MIMO-prosessering og CSI-prosessering i nærmere detalj.

Generelt koder sendersystemet 110 og modulerer data for hver enkelt transmisjonskanal basert på informasjon som beskriver denne kanals transmisjonskapasitet. Informasjonen er typisk i form av CSI, og CSI for transmisjonskanalene som brukes for datatransmisjon blir typisk bestemt i mottakersystemet og rapportert tilbake til sendersystemet som deretter bruker informasjonen til innregulering av kodingen og modulasjonen slik at det blir samsvar. De teknikker som er beskrevet her vil kunne brukes for flere parallelle transmisjonskanaler som kan arbeide i samsvar med skjemaer så som MIMO, OFDM eller andre, for eksempel CDMA-skjemaer og som kan håndtere flere parallelle transmisj onskanaler.

MIMO-mottakersystem

Forskjellige aspekter av oppfinnelsen gjelder teknikker for: 1) Behandling av de mottatte signaler i et mottakersystem i et MIMO-system som er basert på suksessiv kansellering i en mottaker med et behandlingsskjema som tillater gjenoppretting av utsendte data, og 2) innregulering av dataprosesseringen i et sendersystem og basert på estimerte karakteristika for MIMO-kanalen. I et bestemt aspekt brukes den mottakerprosesseringsteknikk som gjelder suksessiv kansellering (beskrevet nedenfor) til å behandle de mottatte signaler, mens kanalkarakteristikken estimeres i et annet aspekt, også i mottakersystemet og rapporteres tilbake til sendersystemet, idet dette system bruker informasjonen for innregulering eller tilpasning av dataprosesseringen, dvs. kodingen, modulasjonen etc. Ved bruk av en kombinasjon av prosessteknikken i mottakeren og den tilsvarende teknikk i senderen for tilpasning kan man få en meget god ytelse for MIMO-systemet.

Fig. 4 viser et flytskjema over den prosessteknikk som mottakeren bruker med suksessiv kansellering for å behandle antallet NR mottatte signaler for å gjenopprette antallet Nt utsendte signaler. For enkelhets skyld antas i beskrivelsen som gjelder fig. 4 at: 1) antallet transmisjonskanaler, dvs. romsubkanaler for et MIMO-system som ikke bruker OFDM, er likt antallet senderantenner (Nc= NT) og 2) en uavhengig datastrøm sendes fra hver senderantenne.

Innledningsvis utfører mottakersystemet lineær og/eller ulineær romprosessering av de NR mottatte signaler for å søke å skille de enkelte sendte signaler fra hverandre i de mottatte signaler, og dette gjøres i trinn 412 i skjemaet. Lineær romprosessering kan utføres for de mottatte signaler dersom MIMO-kanalen er ikke-dispersiv, dvs. at svekkingen eller fadingen er flat og ikke frekvensselektiv. Det kan også være nødvendig eller ønskelig å utføre ytterligere lineær eller ulineær temporal prosessering, gjeme kalt utjevning, av de mottatte signaler, dersom MIMO-kanalen er tidsdispersiv, dvs. at den har frekvensselektiv svekking. Romprosesseringen kan baseres på en kanalkorrelasjonsmatriseinversjon (CCMI), teknikken MMSE (minste midlere kvadratiske feil) eller annen teknikk. Rom-tidsprosesseringen kan baseres på en lineær MMSE-utjevner (MMSE-LE), en tilbakekop-lingsutjevner (DFE) for beslutninger, en sekvensestimator MLSE for maksimal sannsynlighet eller annen teknikk. Enkelte av disse rom- og romtidsprosesseringsteknikker er beskrevet i nærmere detaljer nedenfor. Graden av oppnåelig signalseparasjon vil være avhengig av hvor stor korrelasjonen er mellom de utsendte signaler, idet større signalseparasjon kan oppnås dersom de utsendte signaler er mindre korrelerte.

Det innledende rom- eller romtidsprosesseringstrinn gir i alt Nr postprosesserte signaler som danner estimater for de NT sendte signaler. Signal/støyforholdet eller nærmere bestemt nytteforholdet hvor også interferensen tas med (SNRI) for disse NT postprosesserte signaler blir deretter bestemt i trinn 414. Nytteforholdet kan estimeres slik det er beskrevet i nærmere detalj nedenfor. 1 en bestemt utførelse rangeres disse forhold i rekke fra høyeste til laveste verdi, og de postprosesserte signaler med høyest nytteforhold velges deretter og behandles videre (detekteres) for å komme frem til en dekodet datastrøm, i trinn 416. Deteksjonen omfatter typisk demodulasjon, omgjøring av innfellingen og dekoding av det valgte postprosesserte signal. Den dekodete datastrøm vil danne et estimat for den datastrøm som er sendt ut på det sendte signal som blir gjenopprettet i denne iterasjon. Det bestemte postprosesserte signal som skal detekteres kan også velges basert på enkelte andre skjemaer, for eksempel at det bestemte signal kan spesifikt identifiseres av sendersystemet.

I trinn 418 finnes om samtlige sendte signaler er gjenopprettet eller ikke. Er de det avsluttes mottakerprosesseringen, ellers blir interferensen som skyldes den dekodete datastrøm fjernet fra de mottatte signaler, slik at det genereres modifiserte signaler for den neste iterasjon for å gjenopprette det neste sendte signal.

I trinn 420 brukes den dekodete datastrøm til å danne et estimat av den interferens som presenteres av det sendte signal og tilsvarende den dekodete datastrøm for hver av de mottatte signaler. Interferensen kan estimeres ved først å omkode den dekodete datastrøm, innfelle de omkodede data og symboltransformere de innfelte data ved å bruke samme koding, innfelling og modulasjonsskjema som ble brukt i senderen for denne datastrøm, hvorved man kommer frem til en strøm ommodulerte symboler, idet disse symboler i strømmen gir et estimat av en modulasjonssymbolstrøm som tidligere ble sendt ut via en av de NT senderantenner, og mottatt via en av de NR mottakerantenner. Følgelig vil den ommodulerte symbolstrøm konvolveres ved hjelp av hvert av de NR elementer i en estimert kanalresponsvektor h, for å komme frem til NR interferenssignaler, ut fra det gjenopprettede utsendte signal. Vektoren nevnt ovenfor er en bestemt spalte i en kanalkoeffisientmatrise H med rangen (NR x NT), og denne matrise representerer et estimat for MIMO-kanalresponsen for de i alt Nr senderantenner og de i alt NR mottakerantenner ved et bestemt tidspunkt og utledbar basert på de pilotsignaler som sendes sammen med de aktuelle data. De NR interferenssignaler trekkes deretter fra de NR tilsvarende mottatte signaler slik at man kommer frem til det samme antall modifiserte signaler, og dette gjøres i trinn 422. Disse modifiserte signaler representerer signalene i mottakerantennene dersom komponentene som skyldes de dekodete data i strømmen ikke hadde vært sendt, dvs. at man antar at interferenskansellering effektivt hadde blitt utført.

Den prosess som utføres i trinnene 412-416 gjentas deretter for de NR modifiserte signaler, i stedet for de NR mottatte signaler, for å gjenopprette et annet sett signaler. Disse trinn gjentas således for hvert sendt signal som skal gjenopprettes, og de etterfølgende trinn 420 og 422 utføres dessuten dersom det er nok et sendersignal som skal gjenopprettes.

Den mottakerprosesseringsteknikk som gjelder suksessiv kansellering utfører således en rekke iterasjoner, nemlig én iterasjon for hvert utsendt signal som skal gjenopprettes eller reetableres. Hver iterasjon, med unntak av den siste, utfører en todelt prosessering for å gjenopprette et av de sendte signaler og for å frembringe de modifiserte signaler for den neste iterasjon. I den første del av denne prosess utføres romprosessering eller rom-tidsprosessering for de i alt NR mottatte signaler slik at man kommer frem til det samme antall postprosesserte signaler, og et av disse signaler blir da detektert for å gjenopprette datastrømmen som tilsvarer det sendte signal. I den andre del av prosessen, idet denne prosess ikke behøver utføres for den siste iterasjon, kanselleres interferens på grunn av den dekodete datastrøm, fra de mottatte signaler og slik at det utledes modifiserte signaler med den gjenopprettede komponent fjernet.

Innledningsvis er inngangssignalene for den første iterasjon de mottatte signaler, og dette kan uttrykkes som:

hvor r er vektoren for de NR mottatte signaler, mens r<1>er vektoren for NR inngangssignaler for den første iterasjon av prosesskjemaet på mottakersiden for suksessiv kansellering. Disse inngangssignaler er deretter prosessert lineært eller ulineært for å komme frem til de allerede nevnte postprosesserte signaler, hvilket kan uttrykkes som: hvor x1 er vektoren av de NR postprosesserte signaler fra den første iterasjon. Nytteforholdet SNR (SNRI) for de postprosesserte signaler kan deretter estimeres på denne måte:

Et av disse postprosesserte signaler velges deretter for videreprosessering, dvs. det signal som har best nytteforhold, for å etablere den dekodete datastrøm, idet denne deretter brukes til å estimere interferensen i<1>som genereres av det gjenopprettede signal og som kan uttrykkes på følgende måte:

Dette uttrykk for interferensen trekkes deretter fra inngangssignalvektoren r<1>for denne iterasjon for å komme frem til modifiserte signaler som omfatter inngangssignalvektoren r for den neste iterasjon. Interferenskanselleringen kan uttrykkes som:

Samme prosess gjentas deretter for den neste iterasjon, med vektoren r<2>omfattende inngangssignalene for denne iterasjon.

Med det prosesseringsskjema som her er vist for suksessiv kansellering på mottakersiden vil et enkelt sendt signal kunne gjenopprettes for hver enkelt iterasjon, og nytteforholdet for det i-te sendte signal som gjenopprettes i den k-te iterasjon, yfkan deretter frembringes som informasjonen CSI for transmisjonskanalen som brukes til å overføre dette gjenopprettede signal. Som et eksempel kan det være slik at dersom det første postprosesserte signalX]gjenopprettes i den første iterasjon vil det neste postprosesserte signal x2gjenopprettes i den andre iterasjon, etc., slik at til sist det NT-te postprosesserte signal x<N>nTblir gjenopprettet i den siste iterasjon, slik at informasjonen CSI kan rapporteres for disse signaler og kan uttrykkes som: x = \ y\, yi,yNnt]-

Bruk av denne prosessteknikk er slik at når de opprinnelige NR mottatte signaler på denne måte prosesseres fortløpende for å gjenopprette et sendt signal ad gangen, idet hvert gjenopprettet sendt signal blir fjernet (kansellert) fra de mottatte signaler før prosesseringen, slik at det neste sendte signal kan bearbeides. Dersom den sendte datastrøm kan dekodes uten feil eller med minimale feil og dersom kanalresponsestimatet er noenlunde nøyaktig vil kanselleringen av interferens som skyldes tidligere gjenopprettede sendersignaler fra mot-takersignalene være effektiv. Interferenskanselleringen bedrer typisk nytteforholdet for hvert sendt signal som skal gjenopprettes fortløpende. På denne måte kan man få bedre ytelse for samtlige sendte signaler, eventuelt med unntak av det første signal som skal gjenopprettes.

Den mulige bedring av nytteforholdet for de gjenopprettede sendte signaler, ved hjelp av mottakerprosesseringsteknikken med suksessiv kansellering kan illustreres med et eksempel, og i dette eksempel brukes et par krysspolariserte antenner på både sender- og mottakersiden, samtidig er MIMO-kanalen siktelinjen, og fire uavhengige datastrømmer blir sendt på den vertikale og horisontale komponent i paret krysspolariserte senderantenner. For enkelhets skyld antas at krysspolarisasjonsisolasjonen er perfekt, slik at den vertikal og den horisontale komponent ikke interfererer med hverandre på mottakersiden.

Mottakeren mottar innledningsvis fire signaler på den vertikale og den horisontale komponent av paret krysspolariserte mottakerantenner og behandler disse fire mottatte signaler. De mottatte signaler på de vertikale elementer av de krysspolariserte antenner er sterkt korrelerte, og de mottatte signaler på de horisontale elementer er tilsvarende sterkt korrelerte.

Når man har en kraftig lineær avhengighet mellom to eller flere sender/mot-takerantennepar som bygger opp MIMO-kanalen vil muligheten til null interferens blir et kompromiss. I dette tilfelle vil den lineære romprosessering være mindre vellykket for å skille de fire uavhengige datastrømmer som sendes via vertikal- og horisontalkomponentene av paret krysspolariserte antenner, fra hverandre, og særskilt vil den vertikale komponent for hver krysspolarisert senderantenne interferere med den vertikale komponent på den andre krysspolariserte senderantenne, og tilsvarende interferens har man på horisontalkomponenten. Følgelig vil det resulterende nytteforhold for hvert av de fire sendte signaler bli dårlig på grunn av den korrelerte interferens fra den andre antenne med samme polarisasjon. Som et resultat av dette blir kapasiteten av de sendte signaler basert bare på lineær romprosessering meget begrenset av det korrelerte interferenssignal.

Når de såkalte egenmodi for denne MIMO-kanal i eksemplet gjennomgås fremgår at man har bare to egenmodi som ikke er null, nemlig den vertikale og den horisontale polarisasjon. En "full-CSI" prosessering i et skjema ville derfor bare sende to uavhengige datastrømmer ved hjelp av disse to egenmodi. Den kapasitet man far i et slikt tilfelle kan uttrykkes som:

hvor XJc 2er forholdet mellom signaleffekten på mottakersiden og effekten av termisk støy for den i-te egenmodus. Følgelig vil kapasiteten av det full-CSI prosesseringsskjema for dette eksempel for MIMO-kanalen være identisk med kapasiteten av to parallelle additive kanaler (AWGN) med hvit gaussisk fordelt støy, hver med et nytteforhold gitt av forholdet Va<2>-

Med mottakerprosesseringsteknikken for suksessiv kansellering vil den lineære romlige prosessering som utføres i trinn 412 innledningsvis føre til at nytteforholdet for hver av de fire sendte signaler er 0 dB eller mindre på grunn av at støyen pluss interferensen fra de øvrige sendte signaler for samme polarisasjon spiller en rolle, og totalkapasiteten vil derfor bli dårlig dersom ikke noen ytterligere mottakerprosessering utføres.

Ved imidlertid å legge til en suksessiv romprosessering og tilhørende interferenskansellering kan nytteforholdet for påfølgende gjenopprettede sendersignaler bedres, og som et eksempel vil et første sett signal som skal gjenopprettes kunne være signalet som formidles via den vertikale polarisasjon fra den første krysspolariserte senderantenne. Antas nå at interferenskanselleringen effektivt utføres, dvs. at man har null eller et minimalt antall beslutningsfeil og nøyaktige kanalestimater, da vil dette signal ikke lenger eller i alle fall minimalt interferere med de resterende tre, ennå ikke gjenopprettede signaler. Ved å fjerne denne vertikale polarisasjonsinterferens bedres nytteforholdet for de andre signaler som er sendt via den vertikale polarisasjon og som ennå ikke er gjenopprettet, og krysspolarisasjonsisolasjonen var da fremdeles antatt å være perfekt for et slikt enkelt eksempel, mens de to signaler som er sendt via den horisontale polarisasjon ikke interfererer med signalene som ble sendt via den vertikale polarisasjon. Ved således å ha en effektiv interferenskansellering vil de signaler som sendes via den vertikale polarisasjon for den andre krysspolariserte senderantenne, kunne gjenopprettes ved et nytteforhold som i det minste teoretisk er begrenset av termisk støy.

I eksemplet nevnt ovenfor vil fjerning av interferensen fra signalene som går via den vertikale polarisasjon ikke påvirke signalkvaliteten ved nytteforholdet for de to signaler som sendes via den horisontale polarisasjon. Følgelig vil den prosessering som nå utføres med suksessiv rombehandling og interferenskansellering på tilsvarende måte kunne brukes for de to signaler som sendes via den horisontale polarisasjon, og dette fører til at det første gjenopprettede signal via den horisontale polarisasjon får et dårlig nytteforhold, og også det andre gjenopprettede signal via den horisontale polarisasjon får et nytteforhold som også teoretisk vil være begrenset av termisk støy.

Som et resultat av å utføre suksessiv romprosessering og interferenskansellering vil de to sendte signaler med dårlig nytteforhold imidlertid bidra bare lite til totalkapasiteten i nettet, men de to sendte signaler med godt nytteforhold bidrar på betydelig vis til totalkapasiteten.

Non-dispersive og dispersive kanaler

Forskjellige mottaker- og eventuelt senderprosesseringsskjemaer kan brukes, i avhengighet av MIMO-kanalens karakteristikk, og denne kanal kan sies å høre til enten kategorien ikke-dispersiv eller kategorien dispersiv. I den første kategori har kanalen flat fading, dvs. at fadingen ikke er frekvensavhengig, hvilket er mest sannsynlig når systembåndbredden er liten. En dispersiv MIMO-kanal har imidlertid frekvensselektiv fading, dvs. at over systembåndbredden vil fadingen arte seg forskjellig avhengig av hvor i båndet den virker, og dette er oftere der hvor systembåndbredden er stor og for bestemte driftsbetingelser og omgivelser. Prosesseringsteknikken på mottakersiden for suksessiv kansellering kan med fordel brukes for begge typer MIMO-kanaler.

For en non-dispersiv MIMO-kanal kan lineær romprosesseringsteknikk så som CCMI og MMSE brukes for å behandle de mottatte signaler før demodulasjonen og dekodingen. Disse teknikker kan brukes på mottakersiden for å nulle ut uønskede signaler eller å bringe det mottatte nytteforhold til et maksimum for hver av de signaler som inngår, ved tilstedeværelse av støy og interferens fra andre signaler. Evnen til effektivt å nulle ut uønskede signaler eller optimalisere nytteforholdet vil være avhengig av korrelasjonen i den kanalkoeffisientmatrise H som beskriver kanalresponsen mellom sender- og mottakerantenner. Prosesseringsteknikken på mottakersiden for suksessiv kansellering (så som med CCMI eller MMSE) kan med fordel brukes for en MIMO-kanal som er non-dispersiv, dvs. at fadingen er frekvensavhengig.

For en dispersiv MIMO-kanal introduserer tidsdispersjon eller -spredning i kanalen intersymbolinterferens (ISI), og for å øke ytelsen vil en bredbåndsmottaker som forsøker å gjenopprette en bestemt utsendt datastrøm da måtte bedre både krysstalen fra de øvrige sett av signaler så vel som intersymbolinterferensen ISI fra samtlige sendte signaler. Prosesseringsteknikken nevnt ovenfor kan utvides til også å kunne håndtere en dispersiv MIMO-kanal, men for å kunne håndtere krysstale og intersymbolinterferens må romprosesseringen i en smalbåndsmottaker som kan håndtere krysstale ganske godt, men som ikke på noen effektiv måte kan greie intersymbolinterferens, erstattes med romtidsprosessering i en bredbånds mottaker. I en slik mottaker kan prosesseringsteknikken nevnt ovenfor brukes på tilsvarende måte som det som er beskrevet ovenfor og som gjaldt for fig. 4, men romprosesseringen som ble utført i trinn 412 erstattes da med romtidsprosessering.

I en bestemt utførelse kan en MMSE lineær utjevner (MMSE-LE) brukes for romtidsprosesseringen i en bredbåndsmottaker, og ved bruk av en slik teknikk kan prosesseringen anta forskjellige former, som romprosesseringen for smalbåndskanalen. Hver filtertapping i romprosessoren innbefatter imidlertid mer enn én tapping, slik det er beskrevet i nærmere detalj nedenfor. Teknikken med MMSE-LE er ganske effektiv for bruk i romtidsprosessering når kanalestimatene er nøyaktige, dvs. kanalkoeffisientmatrisen H.

I en annen utførelse kan en beslutningstilbakekoplingsutjevner DFE brukes for romtidsprosesseringen i bredbåndsmottakeren, idet denne utjevner DFE er av ulineær type og virksom for kanaler som har kraftig amplitudeforvrengning, idet utjevneren bruker beslutningstilbakekopling for å kansellere interferens fra symboler som allerede er detektert. Dersom datastrømmen kan dekodes uten feil eller med bare få slike vil intersymbolinterferensen som genereres av modulasjonssymbolene som tilsvarer de dekodete datasiffer, kunne effektivt kanselleres.

I nok en utførelse kan man bruke en sekvensestimator MLSE som nevnt tidligere for maksimal sannsynlighet, for romtidsprosesseringen.

Teknikken med DFE og MLSE kan redusere eller eventuelt helt eliminere degraderingen i ytelse når kanalestimatene ikke er så nøyaktige. Disse teknikker er beskrevet videre i detalj i en artikkel av S.L. Ariyavistakul et al. i et litteratursted med tittel "Optimum space-time processors with dispersive interference: Unified analysis and required filter span", i tidsskriftet IEEE Trans, on Communication, vol. 7, nr. 7, juli 1999.

Adaptiv senderprosessering basert på den tilgjengelige informasjon CSI og prosesseringen i mottakeren med suksessiv kansellering kan også med fordel brukes for dispersive MIMO-kanaler. Nytteforholdet for et gjenopprettet sendt signal fra utgangen av hvert romtidsprosesseringstrinn kan da omfatte informasjonen CSI for det aktuelle sendte signal, og denne informasjon kan føres tilbake til senderen for å hjelpe til med valg av en passende koding og et passende modulasjonsskjema for den datastrøm som er tilordnet det aktuelle sendte signal.

Mottakerstruktur

Fig. 5 viser et blokkskjema over et mottakersystem 150a som kan implementere forskjellige aspekter og utførelsesformer av oppfinnelsen. Dette mottakersystem 150a implementerer således den mottakerprosesseringsteknikk med suksessiv kansellering som er omtalt ovenfor, for å motta og gjenopprette sendte signaler. De sendte signaler fra inntil NT senderantenner mottas via hver enkelt av NR antenner 152a-152r og rutes til sin respektive demodulator 154, som også kan kalles en front-end-prosessor. Som et eksempel kan mot-takerantennen 152a motta flere sendte signaler fra flere senderantenner, og mot-takerantennen 152r kan på tilsvarende måte motta flere sendte signaler. Hver demodulator 154 behandler, dvs. filtrerer og forsterker sitt respektive mottatte signal, nedtransponerer det behandlede signal til en mellomfrekvens eller til basisbånd og gjør om signalet til digital form slik at det dannes sampler. Hver demodulator 154 kan videre demodulere disse sampler med en mottatt pilot (et pilotsignal) for å generere en strøm av mottatte modulasjonssymboler som deretter føres til dataprosessoren 156 på mottakersiden for kanalen MIMO.

Dersom nå modulasjonstypen OFDM brukes for den aktuelle datatransmisjon kan hver demodulator 154 videre utføre en prosessering som er komplementær med den som ble utført av modulatoren 122 vist på fig. 3. I et slikt tilfelle omfatter demodulatoren 154 en FFT-prosessor (ikke vist) som frembringer transformerte representasjoner av samplene og gir en strøm av modulasjonssymbolvektorer, idet hver slik vektor innbefatter i alt NL modulasjonssymboler for de NL frekvenssubkanaler, og hvor én vektor er tilpasset hver tidsluke. Modulasjonssymbolvektorstrømmene fra FFT-prosessorene for samtlige NR demodulatorer går deretter til en demultipleksenhet (heller ikke vist på fig. 5) som kanaliserer modula-sjonssymbolvektorstrømmen fra hver FFT-prosessor til et antall på opp til NL modula-sjonssymbolstrømmer. For det senderprosesseringsskjema hvor hver frekvenssubkanal uavhengig blir behandlet (så som vist på fig. 3) gir demultipleksenheten videre hver enkelt av de opp til NL modulasjonssymbolstrømmer til sin respektive dataprosessor 156 (RX MIMO/data).

For et MIMO-system som bruker OFDM kan en slik prosessor 156 brukes til å behandle de i alt NR modulasjonssymbolstrømmer fra de like mange mottakerantenner for hver av de i alt NL frekvenssubkanaler som brukes for datatransmisjonen, og for et MIMO-system som ikke bruker OFDM kan en prosessor 156 brukes til å behandle de i alt NR modu-lasjonssymbolstrømmer fra de like mange mottakerantenner.

I utførelsen vist på fig. 5 omfatter prosessoren 156 flere suksessive, dvs. kaskadekoplede mottakerprosesseringstrinn 510, ett trinn for hver av transmisjonskanalene som brukes for datatransmisjonen. I et bestemt senderprosesseringsskjema sendes en datastrøm via hver respektive transmisjonskanal, og hver datastrøm vil være uavhengig behandlet, dvs. med sin egen koding og modulasjon i et bestemt skjema, og deretter sendes strømmen fra sin respektive senderantenne. For dette senderprosesseringsskjema vil antallet datastrømmer være lik antallet transmisjonskanaler, og dette antall er igjen det samme som antallet senderantenner som brukes for datatransmisjonen, idet disse antenner kan være et subsett av tilgjengelige senderantenner totalt. For enkelhets skyld er dataprosessoren 156 for RX MIMO/data her beskrevet for et slikt senderprosesseringsskjema.

Hvert mottakerprosesseringstrinn 510, med unntak av det siste trinn 51 On innbefatter en dataprosessor 520 for kanal-MIMO og koplet til en interferenskansellerer 530, idet det siste trinn 51 On ba4re innbefatter en prosessor 520n av samme type. For det første mottakerprosesseringstrinn 510a mottar prosessoren 520a og behandler de i alt NR modula-sjonssymbolstrømmer fra demodulatorene 154a-154r for å komme frem til en dekodet datastrøm for den første transmisjonskanal, eller for det første sendte signal. For hvert av de neste trinn fra nr. 2 og til og med det siste (510b-510n) mottar og prosesserer dataprosessoren 520 for det aktuelle trinn de i alt NR modifiserte symbolstrømmer fra interferenskansellereren i det foregående trinn for å utlede en dekodet datastrøm for transmisjonskanalen som blir behandlet i dette trinn. Hver kanalprosessor 520 for MIMO/data gir videre informasjonen CSI, dvs. nytteforholdet, for den tilhørende transmisjonskanal.

For det første mottakerprosesseringstrinn 510a mottar interferenskansellereren 530a de i alt NR modulasjonssymbolstrømmer fra det tilsvarende antall demodulatorer 154, og for hvert av de neste, fra det andre til det nest siste trinn mottar interferenskansellereren 530 de i alt NR modifiserte symbolstrømmer fra interferenskansellereren i det foregående trinn. Hver interferenskansellerer 530 mottar også de dekodete data i datastrømmen fra kanalprosessoren 520 for MIMO/data innenfor samme trinn og utfører prosesseringen, dvs. koding, innfelling, modulasjon, kanalrespons etc., for å utlede de i alt NR ommodulerte sym-bolstrømmer som danner estimater for interferenskomponentene i de mottatte modula-sjonssymbolstrømmer ut fra denne dekodete datastrøm. De ommodulerte symbolstrømmer trekkes deretter fra de mottatte modulasjonssymbolstrømmer for å komme frem til i alt NR modifiserte symbolstrømmer som innbefatter alle unntatt de fratrukne eller kansellerte interferenskomponenter. De i alt NR modifiserte symbolstrømmer går deretter til neste trinn.

På fig. 5 er vist en styreenhet 540 som er koplet til dataprosessoren 156 og kan brukes for å dirigere forskjellige trinn i den etterfølgende mottakerprosessering for suksessiv kansellering som utføres av prosessoren 156.

På figuren vises også en mottakerstruktur som kan brukes rett frem når hver datastrøm sendes via sin respektive senderantenne, idet én datastrøm som tilsvarer hvert utsendt signal da gjelder. I dette tilfelle kan hvert mottakerprosesseringstrinn 510 betjenes for å gjenopprette et av sendte signaler og frembringe den dekodete datastrøm som tilsvarer det gjenopprettede sendte signal.

For enkelte andre senderprosesseringsskjemaer kan en datastrøm sendes via flere senderantenner, frekvenssubkanaler og/eller tidsintervaller for å gi rom-, frekvens- og tidsdiversitet for disse typer overføringer. For disse skjemaer utledes ved den første mottakerprosessering en mottatt modulasjonssymbolstrøm for det sendte signal via hver enkelt senderantenne tilhørende hver frekvenssubkanal. Modulasjonssymboler for flere senderantenner, frekvenssubkanaler og/eller tidsintervaller kan for øvrig kombineres på komplementær måte i forhold til den demultipleksbehandling som ble utført i sendersystemet. Strømmen av kombinerte modulasjonssymboler behandles deretter for å gi den tilhørende dekodete datastrøm.

Romprosesseringsteknikk for non-dispersive kanaler

Som angitt ovenfor kan flere lineære romprosessteknikker brukes for å prosessere signalene som mottas via en ikke-dispersiv kanal for å gjenopprette hver signalstrøm på sendersiden fra interferens som kan forårsakes av andre utsendte signalstrømmer. Disse teknikker innbefatter CCMI, MMSE og eventuelt andre. Den lineære romprosessering utføres innenfor hver dataprosessor 520 for de i alt NR inngangssignaler. For det første mottakerprosesseringstrinn 510a er de innkommende signaler de NR mottatte signaler fra de tilsvarende NR mottakerantenner. For hvert etterfølgende trinn blir også inngangssignalene de NR modifiserte signaler fra interferenskansellereren fra det tidligere trinn, som beskrevet ovenfor. For enkelthets skyld beskrives nå CCMI- og MMSE-teknikken for det første trinn. Prosesseringen for hvert etterfølgende trinn følger på tilsvarende måte med den riktige erstatning for inngangssignalene. Nærmere bestemt antas de signaler som detekteres i det tidligere trinn, i hvert enkelt etterfølgende trinn å bli kansellert, slik at rangen av kanalkoeffisientmatrisen reduseres ved hvert trinn, slik det er beskrevet nedenfor.

I et MIMO-system med i alt NT senderantenner og NR mottakerantenner kan de mottatte signaler på utgangen av mottakerantennene uttrykkes som: r = Hx + n (6) hvor r er den mottatte symbolvektor, dvs. den NR x 1 vektorutgang fra MIMO-kanalen, slik den kommer via mottakerantennene, H er kanalkoeffisientmatrisen, x er den sendte symbolvektor, dvs. den NTxl vektorinngang i MIMO-kanalen, og n er den NRxl vektor som representerer støy pluss interferens. Den mottatte symbolvektor r omfatter i alt NR modulasjonssymboler fra de like mange signaler som mottas via de like mange mottakerantenner i en bestemt tidsluke. Tilsvarende omfatter den sendte symbolvektor x i alt NT modulasjonssymboler i like mange signaler som sendes via like mange senderantenner i en bestemt tidsluke. Kanalkoeffisientmatrisen H kan videre skrives som: hvor vektorene hjinneholder kanalkoefifsientene som er tilordnet den i-te senderantenne. I hvert etterfølgende trinn i den prosessen som gjelder suksessiv kansellering fjernes spaltevektorene i likning (6a) tilordnet de tidligere kansellerte signaler. Anta for enkelhets skyld at sendersignalene kanselleres i samme rekkefølge som de tilhørende kanalkoeffi-sientvektorer blir satt opp i likning 6a, og da vil kanalkoeffisientmatrisen for det k-te trinn i prosessen for suksessiv kansellering bli:

CCMI-teknikk

For den CCMI-teknikk som allerede er nevnt og som gjelder romprosessering utfører mottakersystemet først en kanaltilpasningsfilteroperasjon på den mottatte symbolvektor r. Utgangen etter filtreringen kan da uttrykkes som:

hvor toppindeksen "H" representerer den transponerte og komplekst konjugerte matrise. En kvadratisk matrise R kan brukes til å angi produktet av kanalkoeffisientmatrisen H og dennes konjugerte transponerte matrise HH (dvs. R=H<H>H).

Kanalkoeffisientmatrisen H kan utledes for eksempel fra de pilotsymboler som sendes sammen med de aktuelle data. For å få en optimal mottaking og estimere nytteforholdet for transmisjonskanalene på optimal måte er det ofte hensiktsmessig å sette inn flere kjente symboler i den overførte datastrøm og overføre også disse symboler via en eller flere transmisjonskanaler. Slike kjente symboler kalles ofte pilotsymboler eller pilotsignaler. Fremgangsmåter for å estimere en enkelt transmisjonskanal basert på et pilotsignal og/eller en datatransmisjon kan finnes i en rekke artikler som er tilgjengelige for den interesserte. En slik kanalestimeringsmetode er blant annet beskrevet av F. Ling i artikkelen "Optimal reception, performance bound, and cutoff-rate analysis of references-assisted coherent CDMA communications with applications", i tidsskriftet IEEE Transaction on communication, oktober 1999. Denne metode eller andre kanalestimeringsmetoder kan utvides til matriseform for å utlede kanalkoeffisientmatrisen H, slik det er vanlig innenfor faget.

Et estimat for den sendte symbolvektor x' kan oppnås ved å multiplisere den tilpasningsfiltrerte vektor H<H>r med den inverse eller kvasiinverse av den kvadratiske matrise R, og dette kan uttrykkes som:

Fra likningen ovenfor fremgår at den sendte symbolvektor x kan gjenopprettes ved tilpasset filtrering, dvs. multiplikasjon med matrisen HH, av den mottatte symbolvektor r og deretter multiplikasjon av det filtrerte resultat med den inverse kvadratiske matrise R"<1>.

For CCMI-teknikken vil nytteforholdet av den mottatte symbolvektor etter prosesseringen, dvs. ved hjelp av det i-te element av x' kunne uttrykkes som:

Dersom variansen av det i-te sendte symbol er lik 1,0 i gjennomsnitt vil nytteforholdet av den mottatte symbolvektor etter prosesseringen kunne uttrykkes som: Støyvariansen kan normaliseres ved skalering av det i-te element av den mottatte symbolvektor, med

Hvis nå en modulasjonssymbolstrøm ble duplisert og sendt via flere senderantenner kunne disse symboler summeres sammen for å danne kombinerte modulasjonssymboler, for eksempel vil det være slik at dersom en datastrøm ble sendt fra samtlige antenner ville modulasjonssymbolene som tilsvarer alle de n-te senderantenner bli summert, og det kombinerte modulasjonssymbol ville da bli:

Alternativt kan senderen betjenes for å sende en eller flere datastrømmer via flere transmisjonskanaler ved bruk av samme kode- og modulasjonsskjema på enkelte eller samme antenneoverføringer. I dette tilfelle vil bare ett nytteforhold, gjerne et gjennomsnittlig, trenges for transmisjonskanalene som denne felles koding og modulasjon brukes for. Dersom for eksempel samme kode- og modulasjonsskjema ble brukt for alle sendingene via senderantennene ville nytteforholdet for det kombinerte modulasjonssymbol, SNRtotaikunne utledes, og dette forhold ville da få en maksimal kombinert verdi lik summen av nytteforholdene for modulasjonssymbolene fra disse N-r senderantenner. Det kombinerte nytteforhold kan skrives som: _

Fig. 6A viser et blokkskjema over en utførelse over en kanalprosessor 520x for MIMO/data og som kan implementere den CCMI-teknikk som er beskrevet ovenfor og omfatter en prosessor 610x for å utføre CCMI-prosessering og koplet til en RX-dataprosessor 620.

I prosessoren 610x filtreres de mottatte modulasjonssymbolvektorer r ved hjelp av et tilpasningsfilter 614 som sørger for forhåndsmultiplikasjon av hver slik vektor med den konjugerte transponerte kanalkoeffisientmatrise HH som vist ovenfor i likning (7). Denne matrise kan estimeres basert på pilotsignaler på en måte som tilsvarer den som ble brukt for konvensjonelle flerbærersystemer for pilotassistert overføring, slik det er kjent innenfor teknikken. Matrisen R beregnes i samsvar med likningen R = H<H>H, som vist ovenfor. De filtrerte vektorer forhåndsmultipliseres videre ved hjelp av en multiplikator 616, med den inverse kvadratiske matrise R"<1>for å danne et estimat x' for den sendte modulasjonssymbolvektor x, som vist ovenfor i likning (8).

For visse senderprosesseringsskjemaer vil de estimerte modulasjonssym-bolstrømmer som tilsvarer flere senderantenner som brukes for transmisjonen av en datastrøm kunne overføres til en kombinasjonskrets 618 for kombinasjon av reserveinformasjon over tid, rom og frekvens. De kombinerte modulasjonssymboler x" går deretter til en RX-dataprosessor 620. For enkelte andre senderprosesseringsskjemaer kan de estimerte modulasjonssymboler x' gå direkte til RX-dataprosessoren 620, selv om dette ikke direkte er vist på fig. 6A.

Prosessoren 610x genererer således flere uavhengige symbolstrømmer som tilsvarer antallet datastrømmer som sendes ut fra sendersystemet. Hver symbolstrøm innbefatter gjenopprettede modulasjonssymboler som tilsvarer og danner estimater for modulasjonssymbolene etter symboltransformasjonen i sendersystemet. De gjenopprettede sym-bolstrømmer går deretter til RX-dataprosessoren 620.

Som vist ovenfor sørges det for gjenoppretting og dekoding i hvert trinn 510 i dataprosessoren 156 for RX MIMO/data, for et av de sendte signaler, for eksempel det sendte signal som har best nytteforhold, i trinnets inngangssignaler. Estimeringen av nytteforholdet for de sendte signaler utføres av en CSI-prosessor 626 og kan fremkomme basert på likningene (9) og (11) ovenfor. Denne prosessor 626 gir således informasjonen CSI, dvs. nytteforholdet, for det sendte signal som er valgt, for eksempel det beste signal, for gjenoppretting og dekoding, og videre frembringes et styresignal for å identifisere det valgte sendte signal.

Fig. 7 viser et blokkskjema over en utførelse av en RX-dataprosessor 620 hvor en selektor 710 i prosessoren mottar flere symbolstrømmer fra en foregående lineær rompro-sessor og trekker ut symbolstrømmen som tilsvarer det valgte sendersignal, slik det indikeres av styresignalet fra CSI-prosessoren 626. I en alternativ utførelse har RX-dataprosessoren 620 den symbolstrøm som tilsvarer det valgte sendte signal, og strømuttrekkingen kan da utføres av en kombinasjonskrets 618 basert på styresignalet fra CSI-prosessoren 626. I ethvert tilfelle går den uttrukne strøm av modulasjonssymboler til et demodulasjonselement 712.

For den senderutførelse som er vist på fig. 2 og hvor datastrømmen for hver transmisjonskanal kodes og moduleres uavhengig, basert på kanalens nytteforhold blir de gjenopprettede modulasjonssymboler for den valgte transmisjonskanal demodulert i samsvar med et bestemt demodulasjonsskjema (så som M-PSK, M-QAM) som er komplementært med det modulasjonsskjema som ble brukt for transmisjonskanalen. De demodulerte data fra demodulasjonselementet 712 blir deretter omordnet etter innfellingen, i en omordner 714 (som kan kalles en den-innfeller) på komplementær måte til den innfelling som ble utført av kanalinnfelleren 212, og de omordnede data blir deretter videre dekodet i en dekoder 716 på komplementær måte til den koding som ble utført av koderen 212. Som et eksempel kan man bruke en såkalte turbodekoder eller en Viterbi-dekoder som dekoderen 716 dersom turbokoding eller konvolutekoding er utført i senderen. Den dekodete datastrøm fra dekoderen 716 representerer et estimat av den sendte datastrøm som blir gjenopprettet.

Det vises nå tilbake til fig. 6A hvor det fremgår at de estimerte modulasjonssymboler x' og/eller de kombinerte modulasjonssymboler x" også går til CSI-prosessoren 626 som sørger for estimering av nytteforholdet for hver av de enkelte transmisjonskanaler. Som et eksempel kan CSI-prosessoren 626 gi et estimat på en støykovariansmatrise (pnnbasert på de pilotsignaler som mottas og deretter beregne nytteforholdet i den i-te transmisjonskanal basert på likning (9) eller (11). Nytteforholdet kan deretter estimeres tilsvarende for konvensjonell pilotassistert enkelt- og flerbærersystem, slik det kjent innenfor teknikken. Nytteforholdet for samtlige transmisjonskanaler kan omfatte den informasjon CSI som blir rapportert tilbake til sendersystemet for denne transmisjonskanal. CSI-prosessoren 626 sender videre til RX-dataprosessoren 620 eller kombinasjonsenheten 618, det styresignal som identifiserer den valgte transmisjonskanal.

De estimerte modulasjonssymboler x' går videre til en kanalestimator 622 og en matriseprosessor 624 som henholdsvis estimerer kanalkoeffisientmatrisen H og utleder den kvadratiske matrise R. De estimerte modulasjonssymboler som tilsvarer pilotdata og/eller trafikkdata kan brukes for estimeringen av kanalkoeffisientmatrisen H.

Nå vises til fig. 5 igjen, hvor inngangssignalene til det første trinn 510a innbefatter alle kjente signaler, mens inngangssignalene til hvert påfølgende trinn innbefatter ett sendt signal, dvs. ett ledd og kansellert av det foregående trinn. Således vil dataprosessoren 520a for MIMO/data i kanalen, i det første trinn 510a kunne utformes og betjenes for å estimere kanalkoeffisientmatrisen H og videreformidle denne matrise til alle etterfølgende trinn.

Den informasjon CSI som skal rapporteres av mottakersystemet 150 tilbake til sendersystemet 110 kan omfatte nytteforholdene for de enkelte transmisjonskanaler, slik dette forhold blir bestemt i trinnene i dataprosessoren 156 for RX MIMO/data.

MMSE-teknikk

For en prosesseringsteknikk for MMSE, romlig, utfører mottakersystemet først en multiplikasjon mellom den mottatte symbolvektor r og en vektorkoeffisientmatrise M for å komme frem til et første MMSE-estimat x for den sendte symbolvektor x, og dette kan uttrykkes som:

x =Mr

(12)

=HH(HHH+£n/i)-lr

I

hvor

M = H"(HH" + lmy[ (<13>)

Matrisen M velges slik at den midlere kvadratiske feil av feilvektoren e mellom startestimatel og den sendte symbolvektor x (dvs. e = x - x) blir redusert til et minimum.

For å få bestemt nytteforholdet i transmisjonskanalene for MMSE-teknikken kan signalkomponenten først bestemmes basert på middelverdien av x gitt x, midlet over den additive støy, og dette kan uttrykkes som:

=HH( HH"+ ø )-} E[ r]

— —nn

i

I

= H"(HH"+ø )"'Hx

— —nn

= Vx

hvor matrisen V kan uttrykkes som:

V=Hw(0 +HHVH=HV,H(I + HH£;iHrl

— — —nn—""

Det i-te elementXjfor start-MMSE-estimatet

x kan uttrykkes som:

Hvis samtlige elementer i x er ukorrelerte og har null middelverdi kan den forventede verdi av dette i-te element uttrykkes som:

Som vist i likning (15) er x, en forskjøvet estimeringsverdi av x„ og denne forskyvning kan fjernes for å oppnå bedret ytelse. Et uforskjøvet tilsvarende estimat av x, kan oppnås ved å deleXjmedVj,. Således vil den ikke forspente midlere minste kvadratiske feilestimatverdi av x, nemlig x kunne oppnås ved forhåndsmultiplikasjon av det forskjøvne estimat_x med en diagonal matrise D"'. på følgende måte:

og v„ er diagonalelementene i matrisen V.

For å bestemme støyen pluss interferensen kan feilen e mellom denne ikke forskjøvne estimatverdi x og den sendte symbolvektor x uttrykkes som:

For MMSE-teknikken kan nytteforholdet for den mottatte symbolvektor etter prosesseringen (dvs. det i-te element av_x) uttrykkes som: hvor u„ er variansen av det i-te element av feilvektoren é, mens matrisen U selv kan uttrykkes som:

Hvis variansen | x, | 2 av det i-te sendte symbol, x, er lik 1,0 i gjennomsnitt og ut fra likningen (19) får man uM = (l/v„) -1, og da vil nytteforholdet av den mottatte symbolvektor etter prosesseringen kunne uttrykkes som:

De estimerte modulasjonssymboler x kan tilsvarende bli kombinert til å oppnå kombinerte modulasjonssymboler, slik det er beskrevet ovenfor for CCMI-teknikken.

Fig. 6B viser et blokkskjema over en utførelse av en kanalprosessor 520y for MIMO/data og som er i stand til å implementere den MMSE-teknikk som er beskrevet ovenfor. Prosessoren 520y omfatter en prosessorkrets 610y som utfører MMSE-prosesseringen og er koplet til RX-dataprosessoren 620.

Inne i prosessorkretsen 610y forhåndsmultipliseres de mottatte modulasjonssymbolvektorer r med matrisen M i en multiplikator 634 slik at det dannes et estimat<A>,x av den sendte symbolvektor x, slik det er vist ovenfor i likning (8). Tilsvarende til CCMI-teknikken kan matrisene H og (gnnestimeres basert på de mottatte pilotsignaler og/eller datatransmisjonen. Matrisen M beregnes deretter i samsvar med likning (9). Estimatet<A>,x multipliseres videre på forhånd med den diagonale matrise D"| i en multiplikator 636 slik at det dannes en ikke forspent estimeringsverdi x for den sendte symbolvektor x, slik det er vist ovenfor i likning (12).

Igjen vil det være slik at man for visse senderprosesseringsskjemaer kan ha flere strømmer med estimerte modulasjonssymboler x som tilsvarer et antall senderantenner som brukes for å sende en datastrøm, for overføring til en kombinasjonskrets 638 som sørger for kombinasjon av reserveinformasjon over tid, rom og frekvens. De kombinerte modulasjonssymboler x " går deretter til dataprosessoren 620 på mottakersiden. For enkelte andre senderprosesseringsskjemaer kan de estimerte modulasjonssymboler x gå direkte (ikke vist på fig. 6B) til denne dataprosessor 620 som sørger for demodulasjon, omordning etter innfellingen og dekoding av modulasjonssymbolstrømmen som tilsvarer den datastrøm som er gjenopprettet, som beskrevet ovenfor.

De estimerte modulasjonssymboler x og/eller de kombinerte modulasjonssymboler x " går også til CSI-prosessoren 626 som sørger for estimering av nytteforholdet for hver av de sendte signaler. Som et eksempel kan denne CSI-prosessor 626 gi et estimat over nytteforholdet for det i-te sendte signal, basert på likning (18) eller (20). Nytteforholdet for det valgte sendte signal kan rapporteres tilbake til sendersystemet. CSI-prosessoren 626 fører videre styresignalet som identifiserer det valgte sendte signal, til RX-dataprosessoren 620 eller kombinasjonskretsen 618.

De estimerte modulasjonssymboler x går videre til en adaptivprosessor 642 som utleder matrisen M og diagonalmatrisen D"| basert på henholdsvis likningene (13) og (17).

Rom-tidsprosesseringsteknikk for tidsdispersive kanaler

Som bemerket ovenfor kan mange typer rom-tidsprosesseringsteknikker brukes for å behandle signalene som mottas via en tidsdispersiv kanal. Disse teknikker innbefatter bruken av tidsplankanalutjevningsteknikk så som MMSE-LE, DFE, MLSE og eventuelt andre teknikker, i forbindelse med den romprosesseringsteknikk som er beskrevet ovenfor for en ikke-dispersiv kanal. Rom-tidsprosesseringen utføres innenfor hver kanal prosessor 520 for MIMO/data for de i alt NR inngangssignaler.

MMSE-LE-teknikken

Ved tilstedeværelse av tidsdispersjon får kanalkoeffisientmatrisen H en forsinkelsesdimensjon, og hvert element i denne matrise oppfører seg da som en lineær over-føringsfunksjon i stedet for som en koeffisient. I dette tilfelle kan denne matrise skrives i fonn som en kanaloverføringsfunksjonsmatrise H(t), som uttrykkes på denne måte som: hvor h,j(x) er den lineære overføringsfunksjon fra den j-te senderantenne til den i-te mottakerantenne. Som et resultat av denne lineære overføringsfunksjon vil den mottatte signalvektor r(t) være en omhylning av kanaloverføringsfunksjonsmatrisen H(t) med den sendte signalvektor x(t), og dette kan uttrykkes som:

Som en del av demodulasjonsfunksjonen som utføres av demodulatorene 154 på fig. 5 samples de mottatte signaler slik at det dannes mottatte sampler. Uten tap av generalitet kan den tidsdispersive kanal og de mottatte signaler representeres i diskrettidsrepresentasjon i den følgende beskrivelse. Først kan kanaloverføringsfunksjonsvektoren h,(k) tilordnet den j-te senderantenne ved forsinkelsen k uttrykkes som: hvor h,,(k) er den k-te tappveining av kanaljoverføringsfunksjonen tilordnet signalover-føringsveien mellom den j-te senderantenne og den i-te mottakerantenne, mens L er den maksimale utstrekning i samplingsintervaller for kanaltidsdispersjonen. Deretter kan kanaloverføringsfunksjonsmatrisen med rangen NRxNTuttrykkes som:

Den mottatte signalvektor r(n) ved samplingstidspunktet n kan uttrykkes som::

hvor H er en blokkstrukturert matrise med rangen NRx(L+l)NT og som representerer den samplede kanalmatriseoverføringsfunksjon, H(k) og kan uttrykkes som: mens x(n) er en sekvens av L+l vektorer av mottatte sampler og innfanget for L+l samplingsintervaller, med hver vektor omfattende antallet NR sampler for de like mange mottakerantenner, idet sekvensstørrelsen kan uttrykkes som:

En romtidsprosessor av lineær type og for MMSE sørger for beregning av et estimat av den sendte symbolvektor x(n) ved tidspunktet n ved å utføre en omhylning av sekvensen av mottatte signalvektorer r(n) med sekvensen på 2K+1, NRxNTvektmatriser M(k) på følgende måte: hvor M = [M(-K) A M(0) A M(K)], og hvor K er en parameter som bestemmer utstrek-ningen av forsinkelsen av utjevningsfilteret, og hvor:

Sekvensen av vektmatriser M( k) velges for å redusere den midlere kvadratiske feil til et minimum, og dette kan uttrykkes som:

MMSE-løsningen kan deretter fastlegges som sekvensen av vektmatriser M(k) som tilfredsstiller de lineære begrensninger: hvor R(k) er en sekvens på NRxNRromtidskorrelasjonsmatriser, idet disse kan uttrykkes som:

og ellers

hvor (Ba,(k) er støyautokorrelasjonsfunksjonen som på sin side kan uttrykkes som:

For såkalt hvit støy (temporært ukorrelert) $Zz(k)=(B725(k), hvor $zzi dette tilfelle bare representerer den romlige korrelasjonsmatrise, men for romlig og temporært ukorrelert støy med samme effekt via hver mottakerantenne vil man ha uttrykket: cr>zz(k) = o<2>I8(k).

Likning (29) kan videre uttrykkes som:

hvor B er en såkalt blokk-Toeplitz med blokk j,k gitt av R(j-k) og

hvor 0111xner en nullmatrise med rangen mxn.

Som med den prosessering for romlig MMSE beskrevet ovenfor vil man for å bestemme nytteforholdet for symbolestimatene utlede en ikke forskjøvet minste midlere kvadratisk feilestimatverdi, og først får man for det MMSE-LE-estimat som er utledet ovenfor: hvor forventningen tas over støyen. Det antas at modulasjonssymbolene ikke er korrelerte i tid, og forventningen tas over samtlige intersymbolinterferenser i uttrykket ovenfor, idet samtlige sendte signalkomponenter ikke sendes ved tidspunktet n, idet uttrykket for forventningen da blir:

Etter midling over interferensen fra andre romlige subkanaler kan den midlere verdi av signalet fra den i-te senderantenne ved tidspunktet n uttrykkes som:

hvor v„ er det i-te diagonalelement av V, idet v,; er en skalar størrelse, mens x,(n) er det i-te element av estimatet for MMSE-LE.

Ved å definere

vil dette estimat i ikke forskjøvet versjon for den sendte signalvektor ved tidspunktet n kunne uttrykkes som: Feilkovariansmatrisen som er tilordnet denne uforskjøvne verdi MMSE-LE kan uttrykkes som:

Nytteforholdet som er knyttet til estimatet av det symbol som sendes via den i-te senderantenne kan til slutt uttrykkes som:

Teknikken for MMSE-LE kan implementeres av kanalprosessoren 520y for MIMO/data på fig. 6B. 1 dette tilfelle kan multiplikatoren 634 utformes for å kunne utføre omhylningen av sekvensen av mottatte signalvektorer r(n) med sekvensen av vektmatriser M(k) slik det er vist i likning (26). Multiplikatoren 636 kan utformes for å utføre forhåndsmulliplikasjonen av estimatet x med diagonalmatrisen D' l for å komme frem til det uforskjøvne estimat x av MMSE-LE, slik det er vist i likning (37). Adaptivprosessoren 642 kan utformes for å utlede sekvensen av vektmatriser M(k) som vist i likning (32) og diagonalmatrisen D"J, som vist i likning (36). Den etterfølgende prosessering kan oppnås på tilsvarende måte som det som ble beskrevet ovenfor for MMSE-teknikken. Nytteforholdet av symbolstrømmen som sendes ut fra den j-te senderantenne kan estimeres basert på likning (39) av CSI-prosessoren 626.

DFE-teknikken

Fig. 6C viser et blokkskjema over en utførelse av en kanalprosessor 520z for MIMO/data og som er i stand til å implementere teknikken for utjevning for DFE rom-tid. Prosessoren 520z har en romtidsprosessorkrets 61 Oz innlagt for å utføre DFE-prosessering og er koplet til RX-dataprosessoren 620.

For DFE-teknikken moltas modulasjonssymbolvektorene r(n) og blir behandlet i en forovermottakingsprosessor 654 for å danne estimerte modulasjonssymboler for den datastrøm som skal gjenopprettes. Prosessoren 654 kan implementere teknikk av typen CCMI eller MMSE beskrevet ovenfor eller annen teknikk for lineær romutjevning. En summeringskrets 656 kombinerer de estimerte forvrengningskomponenter som kommer ut fralilbakekoplingsprosessoren 658, med de estimerte modulasjonssymboler slik at man får frem utjevnede modulasjonssymboler hvis forvrengningskomponent er fjernet. Innledningsvis vil de estimerte forvrengningskomponenter være null, og de utjevnede modulasjonssymboler blir rett og slett da de estimerte slike symboler. De utjevnede modulasjonssymboler fra summeringskretsen 656 demoduleres deretter og dekodes av RX-dataprosessoren 620 for å gi ut den dekodete ønskede datastrøm.

Denne dekodete datastrøm omkodes og ommoduleres i en kanaldataprosessor 210x slik at det fremkommer ommodulerte symboler som danner estimater for modulasjonssymbolene i senderen. Kanaldataprosessoren 210x utfører samme prosessering, dvs. koding, innfelling og modulasjon som den som ble utført i senderen for datastrømmen, dvs. som vist på fig. 2. De ommodulerte symboler fra kanaldataprosessoren 210x går til en tilbakekoplingsprosessor 658 som sørger for prosessering av symbolene slik at det fremkommer estimerte forvrengningskomponenter. Denne prosessor 658 kan implementere en lineær romutjevner (så som en lineær transversal "equalizer").

Det resulterende estimat av den sendte symbolvektor ved tidspunktet n kan uttrykkes som: hvor r(n) er vektoren for de mottatte modulasjonssymboler, gitt ovenfor i likning (25), x (n) er vektoren over symbolbeslutninger som tilveiebringes av kanaldataprosessoren 210x, Mt(k), -K| < k < 0 er sekvensen av (K|+l)-(NTx"NR) foroverkoplede koeffisientmatriser som brukes av den foroverkoplede mottakerprosessor 654, og Mb(k), 1 < k < K2er sekvensen av K2-(NtxNr) tilbakekoplingskoeffisientmatriser som brukes av tilbakekoplingsprosessoren 658. Likning (40) kan også uttrykkes som:

Dersom MMSE-kriteriet brukes til å finne koeffisientmatrisene vil de løsninger for Mr °8 Mb som reduserer den midlere kvadratiske feil8= E{e'"'(k)e(k)} kunne brukes, når feilen e(k) kunne uttrykkes som:

MMSE-løsningen for foroverkoplingsfilteret kan deretter uttrykkes som: og fi er en (K|+l)NRx(K|+l)NRmatrise av blokker på NRxNR. Den (i,j)-te blokk i fi er gitt ved:

Løsningen for MMSE for tilbakekoplingsfilteret blir:

Som i den MMSE-LE som er beskrevet ovenfor, bestemmes først det ikke forskjøvne estimat ved å finne den kondisjonelle midlere verdi av den sendte symbolvektor:

hvor Vd|-e = Mifl = H<11>R"' fl- Deretter uttrykkes den midlere verdi av det i-te element av x (n),_x (n) som: hvor Vdib.ii er det i-te diagonalelement i Vdre. For å danne estimatet uten forskyvning, tilsvarende det som er beskrevet ovenfor defineres først den diagonalmatrise hvis elementer er de inverse av de tilsvarende diagonalelementer i denne matrise Vdfe, som:

Deretter uttrykkes det ikke forskjøvne estimat som:

Den resulterende feilkovariansmatrise er gitt ved:

Det nytteforhold som er koplet til estimatet av det symbol som sendes via den i-te senderantenne kan deretter uttrykkes som:

Med denne DFE-teknikk brukes den dekodete datastrøm til å utlede et estimat for den forvrengning som genereres av de allerede dekodete informasjonssiffer. Dersom nå datastrømmen dekodes uten feil eller med minimale feil vil forvrengningskomponenten på nøyaktig måte kunne estimeres, og den intersymbolinterferens som kommer som bidrag av de allerede dekodete informasjonssiffer kan da effektivt kanselleres ut. Prosessen som utføres av forovermottakerprosessoren 654 og tilbakekoplingsprosessoren 658 blir typisk innregulert samtidig for å redusere den midlere kvadratiske feil (MSE) av intersymbolinterferensen i de utjevnede modulasjonssymboler. DFE-prosessering er beskrevet i nærmere detalj i det allerede nevnte tidsskrift med forfattere Ariyavistakul et al.

Interferenskansellering

Fig. 8 viser et blokkskjema over en interferenskansellerer 530x som er en bestemt utførelse av den tilsvarende kansellerer 530 på fig. 5. I enheten 530x omkodes, innfelles og ommoduleres den dekodete datastrøm fra en kanalprosessor 520 for MIMO/data innenfor samme trinn, ved hjelp av en kanaldataprosessor 210y, slik at det fremkommer ommodulerte symboler som utgjør estimater av modulasjonssymbolene i senderen, før MIMO-prosesseringen og kanal forvrengningen. Denne prosessor 210y utfører samme prosessering, dvs. koding, innfelling og modulasjon som det som ble utført i senderen for datastrømmen. De ommodulerte symboler går deretter til en kanalsimulator 810 som sørger for prosessering av symbolene ved hjelp av den estimerte kanalrespons, for å komme frem til estimater av interferensen som skyldes den dekodete datastrøm.

For en ikke-dispersiv kanal multipliserer en kanalsimulator 810 den ommodulerte symbolstrøm som er tilordnet den i-te senderantenne, med en vektor A,h„ idet denne vektor er et estimat for kanalresponsen mellom den i-te senderantenne som datastrømmen blir gjenopprettet via, og hver av de alt NR mottakerantenner. Denne vektor kan uttrykkes slik: og er en spalte i en kanalresponsmatrise for estimerte verdier, nemlig matrisen som uttrykkes nedenfor:

Denne matrise kan tilveiebringes av kanalprosessoren 520 innenfor samme trinn.

Hvis den ommodulerte symbolstrøm som samsvarer med signalene som videreføres via den i-te senderantenne, uttrykkes som x, blir den estimerte interferenskomponent i<1>som skyldes det gjenopprettede sendte signal kunne uttrykkes som:

De i alt NR elementer i denne interferensvektor tilsvarer komponenten av det mottatte signal via hver av de NR mottakerantenner og på grunn av symbolstrømmen som sendes via den i-te senderantenne. Hvert element i vektoren representerer en estimert komponent som skyldes de dekodete data i datastrømmen i den tilsvarende mottatte modulasjonssym-bolstrøm. Disse komponenter danner interferens med de resterende, men ikke ennå detekterte sendte signaler i de i alt NK modulasjonssymbolstrømmer, dvs. vektoren r<k>og blir trukket fra eller kansellert fra den mottatte signalvektor rk i en summeringskrets 812 slik at det fremkommer en modifisert vektor rk+l med komponenter fra den dekodete datastrøm fjernet. Denne kansellering kan uttrykkes som vist ovenfor i likning (5). Den modifiserte vektor går som inngangsvektor til det neste mottakerprosesseringstrinn, slik det også er vist på fig. 5.

For en dispersiv kanal erstattes vektoren<A>,h, med et estimat av kanalover-føringsfunksjonsvektoren som er gitt av likning (23), ved<A>,h,(k), 0<k<L. Deretter kan den estimerte interferensvektor ved tidspunktet n uttrykkes på følgende måte:

hvor x,(n) er det ommodulerte symbol for tidspunktet n. Likning (53) sørger for konvolvering på en effektiv måte av de ommodulerte symboler med kanalresponsestimatene for hvert antennepar for sending og mottaking.

For enkelhets skyld gir den mottakerarkitektur som er vist på fig. 5 de mottatte eller modifiserte modulasjonssymbolstrømmer til hvert mottakerprosesseringstrinn 510, og disse strømmer har sine interferenskomponenter på grunn av at de tidligere dekodete datastrømmer ble fjernet. 1 utførelsen vist på fig. 5 fjerner hvert trinn interferenskomponentene som skyldes datastrømdekodingen i det aktuelle trinn. I enkelte andre løsninger kan de mottatte modulasjonssymbolstrømmer videreføres til samtlige trinn, og hvert trinn kan da utføre kansellering av interferenskomponenter fra alle tidligere dekodete datastrømmer, idet disse kan stamme fra tidligere trinn. Interferenskanselleringen kan også hoppes over for et eller flere trinn, for eksempel dersom nytteforholdet for datastrømmen er godt. Forskjellige modifikasjoner for denne mottakerarkitektur som er vist på fig. 5 kan også tenkes og vil være innenfor oppfinnelsens ramme.

Utledning og rapportering av informasjonen CSI

For enkelhets skyld har forskjellige aspekter og utførelses fonner av oppfinnelsen her blitt beskrevet, hvor informasjonen CSI omfatter nytteforholdet SNR (eller SNR1). Generelt kan denne informasjon CSI omfatte enhver type informasjon som indikerer karakteristikken av kommunikasjonslinken. Forskjellige typer informasjon kan tilveiebringes som CSI, og noen eksempler på dette gjennomgås nedenfor.

I en bestemt utførelse omfatter denne infonnasjon CSI totalnytteforholdet mellom signalnivået og nivået av støy pluss interferens, og dette forhold utledes som forholdet mellom signaleffekten og totaleffekten av støy og interferens. Forholdet estimeres typisk og tilveiebringes for hver transmisjonskanal som brukes for datatransmisjon, så som hver sendte datastrøm, selv om en oppsamlet verdi for forholdet også kan tilveiebringes for flere transmisjonskanaler. Forholdsestimatet kan kvantiseres til en verdi som har et bestemt antall digitalsiffer, og i en bestemt utførelse omformes estimatet til en SNR-indeks ved hjelp av en oppslagstabell.

I en annen utførelse omfatter informasjonen signaleffekt og effekten av interferens pluss støy, og disse to komponenter kan separat utledes og settes opp for hver transmisjonskanal som brukes for datatransmisjonen.

I nok en utførelse omfatter informasjonen CSI signaleffekt, interferenseffekt og støyeffekt, idet de tre komponenter kan utledes og videreføres særskilt for hver transmisjonskanal som brukes for datatransmisjonen.

I en annen utførelse omfatter informasjonen CSI signal/støyforholdet pluss en liste over interferenseffekt for hvert observerbart interferensledd. Denne informasjon kan utledes og tilveiebringes for hver transmisjonskanal som brukes for datatransmisjonen, som ovenfor.

I nok en utførelse omfatter informasjonen CSI signalkomponenter i matriseform, for eksempel av rangen NTxNRog med komplekse ledd for samtlige antennepar for sending og mottaking, og for støy- pluss interferenskomponenten i matriseform på tilsvarende måte, ved NTxNRkomplekse verdier. Senderenheten kan da på riktig måte kombinere signal-komponentene og komponentene for støyen pluss interferensen for de riktige antennepar for sending og mottaking, for å utlede kvaliteten av hver transmisjonskanal som brukes for datatransmisjonen, for eksempel den forhåndsbehandlede SNR for hver overført datastrøm slik denne mottas i mottakerenheten.

I en annen utførelse omfatter CSI en dataoverføringshastighetsindikator for den sendte datastrøm. Kvaliteten av en transmisjonskanal som skal brukes for datatransmisjon kan bestemmes innledningsvis, for eksempel basert på den SNR som er estimert for transmisjonskanalen, og en overføringshastighet som tilsvarer den bestemte kanalkvalitet kan deretter fastlegges, for eksempel ut fra en oppslagstabell. Den identifiserte overføringshas-tighet vil gi en indikasjon på den maksimale slike hastighet man kan bruke ved overføring via transmisjonskanalen, for det ønskede nivå for ytelsen. Denne overføringshastighet blir da kartlagt og omformet til en indikator DR1 for overføringshastighet, og denne verdi kan kodes effektivt. Som et eksempel, hvis det er opp til syv mulige dataoverføringshastigheter som kan håndteres av senderenheten for hver senderantenne vil en 3 b verdi kunne brukes til å representere indikatoren DRI hvor for eksempel en null kan angi en overføringshastighet på null, hvor man altså ikke bruker noen senderantenne, mens 1-7 kan indikere syv forskjellige hastigheter. I en typisk utførelse omformes kvalitetsmåleresultatene, dvs. SNR-estimatene direkte til DRI og basert på for eksempel en oppslagstabell.

I en annen utførelse omfatter informasjonen CSI en indikasjon på et bestemt prosesseringsskjema som skal brukes i senderenheten for hver sendte datastrøm. I denne ut-førelse kan indikatoren identifisere det bestemte kodeskjema og det bestemte modulasjonsskjema som skal brukes for overføring av datastrømmen, slik at man oppnår det ønskede ytelsesnivå.

I enda en annen utførelse omfatter informasjonen CSI en differensialindikator for et bestemt kvalitetsmål for en transmisjonskanal. Innledningsvis bestemmes da nytteforholdet SNR eller DRI eller et annet mål på kvaliteten for transmisjonskanalen, og resultatet rapporteres som en referansemåleverdi. Deretter fortsetter overvåkingen av transmi-sjonskanalens kvalitet, og forskjellen mellom det siste rapporterte måleresultat og resultatet ved måling av den aktuelle situasjon bestemmes. Forskjellen kan deretter kvantiseres til digital form med flere siffer, og denne forskjell omformes deretter til differensialindikatoren og representeres av denne, idet denne da rapporteres. Den kan indikere en økning eller en reduksjon i forhold til den sist rapporterte måling, ved en bestemt trinnstørrelse (eller for å opprettholde den sist rapporterte måling). Som et eksempel kan indikatoren indikere at (1) det observerte nytteforhold for en bestemt transmisjonskanal er øket eller redusert med et bestemt trinn, eller (2) dataoverføringshastigheten må reguleres med en bestemt verdi eller en annen endring må utføres. Referansemåleresultatet kan sendes periodisk for å sikre at feil i differensialindikasjonene og/eller mottakingen av dem ikke samler seg opp over tid.

Andre fonner av CSI kan også brukes og vil være innenfor oppfinnelsens ramme, og generelt omfatter informasjonen CSI tilstrekkelig substans uansett hvilken form man bruker for innregulering av prosesseringen i senderen, slik at det ønskede ytelsesnivå oppnås for de utsendte datastrømmer.

CSI kan utledes basert på de signaler som sendes fra senderenheten og mottas i mottakerenheten, og i en særlig utførelse utledes CSI basert på en pilotreferanse som er lagt inn i de sendte signaler. Alternativt eller i tillegg til dette kan CSI utledes basert på data som ligger innlagt i de sendte signaler.

I en annen utførelse omfatter CSI et eller flere signaler som sendes via returlinken fra mottakerenheten til senderenheten. I enkelte systemer kan det foreligge en viss grad av korrelasjon mellom disse linker, for eksempel i tidsdelt dupleksordnede systemer (TDD) hvor opp- og nedlinken deler samme frekvensbånd på tidsdelt måte. I slike systemer kan kvaliteten av signalene i foroverlinken estimeres til en viss nøyaktighetsgrad, basert på kvaliteten i returlinken, som kan estimeres basert på signaler, gjerne pilotsignaler, som sendes ut fra mottakerenheten. Pilotsignalene representerer da et middel som senderen kan estimere CSI ved hjelp av, slik denne informasjon blir observert av mottakerenheten.

Signalkvaliteten kan bedømmes i mottakerenheten basert på forskjellige teknikker, og enkelte av disse er beskrevet i patentene nevnt nedenfor, alle i navnet Qualcomm: • US patent nr. 5 799 005 med tittel "System and method for detennining received pilot power and path loss in a CDMA communication system", innlevert 25. august 1998, • US patent nr. 5 903 554 med tittel "Method and apparatus for measuring link quality in a spread spectrum communication system", innlevert 11. mai, 1999, • US patent nr. 5 056 109 og 5 265 119 begge med tittel "Method and apparatus for controlling transmission power in a CDMA cellular mobile telephone system" innlevert hhv.

8. oktober 1991 og 23. november 1993, og

• US patent nr. 6 097 972 med tittel "Method and apparatus for processing power control signals in a CDMA mobile telephone system", innlevert 1. august 2000.

Forskjellige typer informasjon for CSI og forskjellige CSI-rapporteringsmekanismer er også beskrevet i vår søknad USSN 08/963,386 med tittel "Method and apparatus for high rate packet data transmission" av 3. november 1997 og ganske sikkert videreført i Norge slik at den norske tekst er tilgjengelig for leseren, og i "TIE/EIA/IS-856 cdma2000 high rate packet data air interface specification".

Informasjonen CSI kan rapporteres tilbake til senderen ved hjelp av forskjellige CSI-transmisjonsskjemaer, for eksempel kan CSI sendes komplett, differensielt eller i en kombinasjon av dette. I en vektor utførelse rapporteres CSI periodisk, og differensielle oppdateringer blir deretter sendt basert på den først utsendte CSI-versjon. I en annen ut-førelse sendes CSI bare når det foreligger en endring, så som en endring hvor man overskrider en bestemt terskel, og dette kan innebære at den effektive overføringshastighet i tilbakekoplingskanalen blir redusert. Som et eksempel på dette kan nytteforholdet sendes tilbake, gjerne differensielt, bare når dette forhold endres. For et OFDM-system, med eller uten MIMO kan korrelasjonen i frekvensplanet utnyttes til å tillate reduksjon i den mengde informasjon CSI som skal tilbakeføres. Som et eksempel for et slikt OFDM-system og hvis nytteforholdet tilsvarer en bestemt romsubkanal for i alt NM frekvenssubkanaler er det samme vil dette nytteforhold og den første og den siste frekvenssubkanal som dette gjelder for, kunne rapporteres. Annen kompresjons- og tilbakekoplingskanalfeil ved gjenopprettingsteknikker for å redusere mengden data som tilbakekoples for informasjonen CSI, kan også brukes og vil være innenfor oppfinnelsens ramme.

Det vises igjen til fig. 1 hvor det fremgår at informasjonen CSI, i form av kanalnytteforholdet og bestemt av prosessoren 156 (RX MIMO) går til en tilsvarende prosessor 162 for TX-data. Denne prosessor behandler informasjonen CSI og overfører behandlede data til en eller flere modulatorer 154. Disse behandler ytterligere de innkomne data og sender resultatet i form av behandlet CSI tilbake til sendersystemet 110 via en returkanal.

I systemet 110 mottas det overførte tilbakekoplingssignal via antennene 124, blir demodulert i demodulatorene 122 og går til RX-dataprosessoren 132 som utfører en prosessering som er komplementær med den som ble utført av TX-dataprosessoren 162, for å gjenopprette den rapportert informasjon CSI som deretter går til og brukes til å innregulere prosesseringen av prosessoren 114 og 120 på sendersiden.

Sendersystemet 110 kan videre innregulere eller tilpasse seg til prosesseringen, basert på informasjonen CSI, særskilt informasjon om nytteforholdet, fra mottakersystemet 150. Som et eksempel kan kodingen for hver transmisjonskanal innstilles slik at informa-sjonstakten eller -overføringshastigheten passer til den transmisjonskapasitet som har det bestemte nytteforhold. I tillegg kan modulasjonsskjemaet for transmisjonskanalen velges ut fra kanalnytteforholdet. Annen prosessering, så som innfelling kan også innreguleres og vil ligge innenfor oppfinnelsens ramme, innreguleringen av prosesseringen for hver transmisjonskanal, basert på det bestemte nytteforhold for kanalen, tillater at MIMO-systemet kan oppnå god ytelse, dvs. en stor gjennomføringshastighet eller siffertakt for en bestemt gitt ytelse. Den adaptive tilpasning kan også gjelde for et enkelt system med MIMO eller et flerbasert MIMO-system så som et som bruker OFDM.

Reguleringen av koding og/eller valg av modulasjonsskjema i sendersystemet kan oppnås ut fra numerisk teknikk, og en slik teknikk er allerede beskrevet i det tidligere nevnte US søknadsskrift nr. 09/776,975.

Driftsskjemaer for MIMO-system

Forskjellige drifts- eller betjeningssystemer kan implementeres for et MIMO-system som bruker den adaptive senderprosessering, idet denne er avhengig av den tilgjengelige informasjon CSI, og kanselleringsmottakerprosessering som likeledes er beskrevet her. Enkelte av disse driftsskjemaer skal likevel beskrives fullt ut nedenfor.

I et bestemt driftsskjema velges kode- og modulasjonsskjema for hver enkelt transmisjonskanal basert på kanalens transmisjonskapasitet, slik denne bestemmes av dens nytteforhold. Skjemaet kan gi bedret ytelse når det brukes i kombinasjon med den allerede beskrevne mottakerprosesseringsteknikk, og dette vil gjennomgås nærmere nedenfor. Er det stor forskjell mellom verste og beste tilfelle for overføring i kanalen, dvs. parkanalen for sending og mottaking, kan kodingen velges for å innføre tilstrekkelige reserver for å muliggjøre at mottakersystemet kan gjenopprette den opprinnelige datastrøm. Som et eksempel kan den verste situasjon for senderantennen være tilknyttet et dårlig nytteforhold på mottakersiden. Foroverfeilkorreksjonskoden (FEC) velges da til å være tilstrekkelig sterk til å muliggjøre at de symboler som sendes fra denne dårligste antenne i dette tilfelle, blir korrekt mottatt i mottakersystemet. I praksis vil man få bedret feilkorreksjonsmulighet på bekostning av øket reservekapasitet, hvilket innebærer en degradering i totalytelsen. Således vil man ha et kompromiss når det gjelder redusert ytelse for øket reservekapasitet ved bruk av FEC-koding.

Når senderen har sitt nytteforhold per gjenopprettet sendt signal kan man bruke en annen skjemaoppsetting for kodingen og modulasjonen, for hvert sendt signal, for eksempel kan man bruke et helt spesielt kode- og modulasjonsskjema for hvert enkelt sendt signal, basert på dette signals nytteforhold, hvorved feiltakten som koples til dette sendte signal blir tilnærmet den samme. På denne måte blir ikke ytelsen diktert av nytteforholdet for det dårligst tenkelige sendte signal.

Som et eksempel kan man betrakte et 4x4 MIMO-system med fire senderantenner og fire mottakerantenner og da bruke mottakerprosesseringsteknikken med suksessiv kansellering som her er beskrevet, og for dette eksempel vil nytteforholdet for de fire sendte signaler henholdsvis være 5, 8,5, 13 og 17,5 dB. Hvis samme kode- og modulasjonsskjema brukes for alle fire sendte signaler vil det valgte skjema bli diktert av det sendte signal som har et nytteforhold på 5 dB bare. Ved å bruke informasjonen gitt i tabell 1 fremkommer at hver senderantenne kan bruke en kodetakt på 3/4 og modulasjonstypen QPSK, hvilket gir en total modulasjonseffektivitet på 6 informasjonssiffer per symbol, eller 1,5 informasjonssiffer per symbol per sendt signal.

Med informasjonen CSI tilgjengelig kan imidlertid senderen velge blant følgende kode- og modulasjonsskjemaer for de fire sendte signaler, nemlig de skjemaer som er satt opp i tabell 2 nedenfor.

Ved å innregulere kode- og modulasjonsskjemaet i senderen, basert på den tilgjengelige informasjon CSI vil den effektive modulasjonseffektivitet som oppnås mer enn dobles til 12,5 siffer per symbol, i forhold til 6 uten CSI. Feilhyppigheten etter dekoding for hver av de sendte signaler vil være tilnærmet den samme, siden skjemaet ble valgt for å oppnå akkurat denne ytelseshøyde.

Med adaptiv tilpasning av sendersystemet og basert på den tilgjengelige informasjon CSI kan mottakerprosesseringsteknikken med suksessiv kansellering endres til å ta fordel av det faktum at sifferfeilhyppigheten for de sendte signaler tilnærmet vil være den samme. Hvis skjemaet som brukes for hvert sendt signal gir en ekvivalent feilhyppighet etter dekodingen vil rangeringsprosedyren, dvs. fra høyest til lavest nytteforhold kunne tas ut fra mottakerprosesseringen, hvilket vil forenkle denne. I praktisk implementering kan det være noen forskjeller i feilhyppigheten etter dekoding for de sendte signaler, og i dette tilfelle kan nytteforholdet for disse signaler, etter en lineær eller ulineær prosessering rangeres og det beste etterprosesserte nytteforhold velges først for detekteringen, dvs. demodulasjonen og dekodingen, som beskrevet ovenfor.

Med CSI tilgjengelig i senderen vil ikke ytelsen lenger være bestemt av det dårligste sendte signal, siden kode- og modulasjonsskjemaene velges for å gi en bestemt ytelse, særskilt en bestemt størrelser BER for hver transmisjonskanal og basert på kanalens nytteforhold. Siden FEC-koding brukes uavhengig for hver transmisjonskanal brukes den minste verdi av den påkrevde reserve for å møte målnivået for ytelse, slik at denne blir holdt maksimal. Den ytelse som blir tilgjengelig med adaptiv senderprosessering og basert på CSI, særskilt nytteforholdet og den prosessering som utføres i mottakeren, vil konkurrere med et prosesseringsskjema for full informasjon CSI, hvor en full karakterisering vil være tilgjengelig for hvert antennepar for sending og mottaking, under visse driftsforhold, slik det skal beskrives nærmere nedenfor.

I et annen driftsskjema har ikke senderen nytteforholdet som oppnås for hver transmisjonskanal, men kan gis en enkelt verdi som indikerer det midlere nytteforhold for samtlige transmisjonskanaler, eventuelt en eller annen informasjon som indikerer hvilke senderantenner som skal brukes for den aktuelle datatransmisjon. I dette skjema kan senderen bruke samme kode- og modulasjonsskjema for samtlige overføringer via de forskjellige antenner for datatransmisjon, idet dette kan være et subsett av de i alt NT tilgjengelige senderantenner. Når samme skjema brukes for samtlige senderantenner kan ytelsen imidlertid bli dårligere, og dette skyldes at mottakerprosesseringsteknikken vil være avhengig av dekoding av hver sendt signalfeil på fri basis. En slik korrekt deteksjon er viktig for effektivt å kansellere interferensen som måtte skyldes det gjenopprettede sendersignal.

Ved å bruke samme skjema for samtlige sendte signaler vil det gjenopprettede sendte signal med dårligst nytteforhold ha størst feilhyppighet etter dekodingen, og dette vil til slutt begrense ytelsen av MIMO-systemet, siden kode- og modulasjonsskjemaet velges slik at feilhyppigheten som er knyttet til det dårligste sendte signal, møter totalkravene for feilhyppighet. For å øke nytteforholdet kan ytterligere mottakerantenner brukes for å bedre feiltaktsituasjonen for det første gjenopprettede sendte signal. Ved så å bruke flere mottakerantenner enn senderantenner kan feiltaktytelsen hos det første gjenopprettede sendte signal få en diversitetsorden på (NR-NT+1) slik at påliteligheten økes.

I nok et driftsskjema "cykles" de enkelte sendte datastrømmer over samtlige tilgjengelige senderantenner. Et slikt skjema bedrer nytteforholdsstatistikken for hvert av de gjenoppprettede sendte signaler, siden de sendte data ikke underlegges overføring via den dårligste transmisjonskanal, men i stedet overføres via samtlige kanaler. Den dekoder som er knyttet til en bestemt datastrøm vil effektivt bli presentert med "mykoverføringer" som representerer den middelverdi man kan regne frem for samtlige mulige par sender/mottakerantenner. Dette driftsskjema er beskrevet i nærmere detalj i EP søknadsnummer 99302692.1 med tittel "Wireless communications system håving a space-time architecture employing multi-element antennas at both the transmitter and receiver".

Prosesseringsteknikken i mottakeren tillater at et slikt MIMO-system kan utnytte den ytterligere dimensjonalitet som etableres ved bruken av flere sender- og mottakerantenner, hvilket er en hoved fordel for bruk av MIMO. I avhengighet av karakteristikken i MIMO-kanalen kan det brukes en lineær romutjevningsteknikk, så som CCMI eller MMSE eller en romtidsutjevningsteknikk så som MSSE-LE, DFE eller MLSE for å behandle de mottatte signaler. Mottakerbehandlingsteknikken, når denne brukes i kombinasjon med den adaptive senderprosessering basert på den tilgjengelige informasjon CSI kan muliggjøre at man sender samme antall modulasjonssymboler i hver tidsluke som for et MIMO-system som bruker full CSI.

Andre lineære og ulineære mottakerprosesseringsteknikker kan også brukes sammen med den teknikk som er beskrevet ovenfor og den adaptive senderprosesseringsteknikk, og dette vil være innenfor oppfinnelsens ramme. Analogt med dette viser fig. 6A-6C utførelser av tre mottakerprosesseringsteknikker som kan behandle en MIMO-transmisjon og bestemme karakteristikken av transmisjonskanaler (så som nytteforholdet), men andre mottakerkonstruksjoner som er basert på denne teknikk og andre mottakerprosesseringsteknikker kan også tenkes og vil likeledes være innenfor oppfinnelsens ramme.

De lineære og ulineære mottakerprosesseringsteknikker (så som de som er nevnt ovenfor og andre) kan også brukes på enkel måte uten adaptiv prosessering på sendersiden, når bare det totale mottatte signalnytteforhold eller når den oppnåelige totale ytelse som estimeres ut fra et slikt nytteforhold er tilbakeført. I en bestemt utførelse bestemmes først et modulasjonsfonnat basert på det mottatte nytteforholdestimat eller et estimat for ytelsen, og samme modulasjonsformat brukes da for samtlige transmisjonskanaler. Denne fremgangsmåte kan redusere den totale ytelse i systemet, men vil også redusere mengden informasjon som sendes tilbake via returkanalen i meget stor grad.

Systemytelse

Forbedringer i systemytelsen kan realiseres med bruken av den mottakerprosesseringsteknikk som gjelder suksessiv kansellering og den senderprosesseringsteknikk som er adaptiv, basert på den tilgjengelige informasjon CSI, og systemytelsen med slik tilbakekoplet CSI kan beregnes og sammenliknes med den tilsvarende ytelse med full CSI-tilbakeføring. Systemytelsen kan således fastlegges som:

hvor y, er nytteforholdet for hvert mottatt modulasjonssymbol. Dette nytteforhold for enkelte av mottakerprosesseringsteknikkene er gjennomgått ovenfor.

Fig. 9A viser forbedringen i nytteforhold for en 4x4 MIMO-kanalkonfigurasjon som bruker den aktuelle prosesseringsteknikk på mottakersiden. Resultatene oppnås ved maskinsimulering, og der antas følgende: 1) uavhengig Rayleigh-fadingkanaler mellom mottaker/senderantennepar, dvs. ingen antennegruppekorrelasjon, 2) total interferenskansellering, dvs. at ingen beslutningsfeil gjøres i dekodeprosessen og at nøyaktige kanalestimater er tilgjengelige på mottakersiden. I en praktisk implementering er ikke kanalestimatene helt nøyaktige, og en reduksjonsfaktor kan da brukes i modulasjonsskjemaet som velges for hver sendt datastrøm. I tillegg kan enkelte beslutningsfeil sannsynligvis opptre ved deteksjonen av hver datastrøm, og denne sannsynlighet kan reduseres dersom uavhengig sendte datastrømmer kodes enkeltvis, hvilket vil tillate at mottakeren dekoder dem likeledes uavhengig, og på denne måte vil sannsynligheten for beslutningsfeil kunne reduseres. I dette tilfelle omkodes de dekodete data for å danne det interferensestimat som brukes i den etterfølgende og suksessive interferenskansellering.

Som vist på fig. 9A fremgår at det første gjenopprettede sendte signal har dårligst fordeling av nytteforholdet, mens hvert etterfølgende signal har bedret slik fordeling, med det endelige sendte signal, dvs. det fjerde i dette eksempel har den beste fordeling. Fordelingen av det midlere nytteforhold og fremkommet ved summering av disse forhold for de enkelte sendte signaler og deling med fire, er også vist. Nytteforholdfordelingen som oppnås uten suksessiv romutjevning og interferenskansellering er gitt ved den nytteforholdfordeling som gjelder for det første gjenopprettede sendte signal. Ved sammenlikning av nytteforholdfordelingen for det første gjenopprettede signal, med den midlere fordeling fremgår at romutjevningen og interferenskanselleringsteknikken bedrer det effektive nytteforhold på mottakersiden. Fig. 9B viser den gjennomsnittlige ytelse for flere mottakerprosesseringsteknikker, innbefattet 1) den lineære romlige utjevningsteknikk, uten interferenskansellering, 2) romutjevning og interferenskansellering, og 3) full-CSI-teknikken. For hvert av disse skjemaer har senderen enten full informasjon CSI eller delvis CSI for samtlige sendte signaler, og de aktuelle data for hvert sendt signal blir kodet og modulert basert på nytteforholdet. For de inntegninger som illustreres på fig. 9B brukes CCMI- og MMSE-teknikken for den lineære romlige utjevningsteknikk. Fig. 9B viser således den teoretiske kapasitet (plott 920) som oppnås når man har full-CSI-prosessering basert på oppdeling av MIMO-kanalen til egenmodi. Fig. 9B viser videre hvordan ytelsen for både CCMI-teknikken (plott 924) og MMSE-teknikken (plott 922) med delvis CSI, men uten interferenskansellering har dårligere ytelse enn kapasitetsløsningen (plott 920).

Siden kapasiteten er proporsjonal med nytteforholdet, slik det er vist i likning (20) og dette nytteforhold øker med bruken av suksessiv interferenskansellering vil den gjennomsnittlige kapasitet også bedres ved bruk av disse teknikker, nemlig den romlige utjevnings- og interferenskanselleringsteknikken. Bruk av den første med CCMI og den andre og delvis CSI gir en bedret (plott 926) ytelse i forhold til romutjevningen bare, idet dette er vist i plott 922 og 924, med ytelse som bedres mer enn hva nytteforholdet tilsier med sin ytelse. Ved bruk av romutjevning med MMSE og interferenskansellering og delvis CSI vil ytelsen (plott 928) være identisk med kapasitetsløsningen (plott 920), idet dette representerer en bemerkelsesverdig systemytelse. Plott 922 antar perfekte kanalestimater og ingen beslutningsfeil. De ytelsesestimater som er illustrert på fig. 9B for disse to teknikker med delvis CSI-prosessering kan degraderes under praktiske implementeringer på grunn av uperfekt interferenskansellering og deteksjonsfeil.

Fig. 9C viser den gjennomsnittlige ytelse for den suksessiv romtidsutjevning med MMSE-LE og interferenskanselleringsteknikken med adaptiv senderprosessering basert på CSI for et 4x4 MIMO-system. Plottene oppnås ved midling over et stort antall statiske realiseringer av en dispersiv kanalmodell, nemlig VehA. Fig. 9C viser kapasitetsløsningen (-grensen), (plott 930) og ytelsen for MMSE-LE-teknikken med interferenskansellering (plott 934) og uten suksessiv interferenskansellering (plott 932). Ytelsen for den første teknikk (plott 932) degraderes ved høyere nytteforholdverdier, mens ytelsen for den neste nevnt ovenfor (plott 934) er nær kanalkapasiteten, som representerer en god ytelse.

De enkelte elementer i sender- og mottakersystemet kan implementeres med en eller flere digitalsignalprosessorer DSP, anvendelsesspesifikke integrerte kretser ASIC, pro-sessorer, mikroprosessorer, styreenheter, mikrostyreenheter, feltprogrammerbare portgrupper (FPGA), programmerbare logiske innretninger, andre elektroniske enheter eller enhver kombinasjon av disse elementer. Enkelte av funksjonene og prosesseringene som er beskrevet her kan også implementeres ved hjelp av programvare som kan kjøres på en prosessor.

Visse aspekter av oppfinnelsen kan implementeres med en kombinasjon av mykvare og hardvare. For eksempel kan beregningen for symbolestimatene for de to utjevningstyper og utledningen av kanalnytteforholdet utføres basert på programkoder som kan kjøres på en prosessor (styreenheter 540 som vist på fig. 5).

For enkelthets skyld omfatter mottakerarkitekturen som vist på fig. 5 flere mottakerprosesseringstrinn, ett trinn for hver datastrøm som skal dekodes. I enkelte spesielle an-vendelser kan slike trinn implementeres med en enkelt komponentenhet eller en enkelt programvaremodul som kjøres om igjen for hvert trinn, på denne måte kan hard- eller maskinvaren og mykvaren eller programmer tidsdeles for å forenkle mottakerkonstruk-sjonen.

Overskriftene er her tatt med for å gjøre det lettere å lokalisere bestemte avsnitt i beskrivelsen, men de er naturligvis ikke tatt med for å begrense oppfinnelsen på noen måte. Oppfinnelsens konsept kan imidlertid også brukes i andre sammenhenger uten at dette virker begrensende.

Beskrivelsen ovenfor av de foretrukne utførelser er lagt opp for å muliggjøre at enhver person som er noe bevandret innenfor faget kan bruke eller lage oppfinnelsen. De enkelte modifikasjoner til de utførelser som er vist vil være åpenbare for fagfolk, og hovedprinsippene kan også brukes i andre utførelser uten bruk av oppfinnerisk virksomhet. Således er ikke den foreliggende oppfinnelse ment å være begrenset til de utførelsesformer som er vist her, men skal innrømmes videst mulig omfang i samsvar med de prinsipper og de nye trekk som her er demonstrert.

Claims (45)

1. Fremgangsmåte for prosessering av data i en mottakerenhet i et kommunikasjonssystem av typen med flere innganger og flere utganger, også kalt MIMO,karakterisert ved: prosessering av flere inngangssignaler som innbefatter en eller flere symbolstrømmer som tilsvarer en eller flere datastrømmer, for å komme frem til en dekodet datastrøm for en av de en eller flere symbolstrømmer, utledning av flere modifiserte signaler basert på inngangssignalene og med komponenter grunnet den dekodede datastrøm som tilnærmet er fjernet, valg av en symbolstrøm fra den ene eller de flere symbolstrømmer for hver av en eller flere iterasjoner, en iterasjon for hver datastrøm som skal dekodes, utførelse av prosesseringen og utførelse av utledningen for den valgte symbolstrøm for hver enkelt av den minst ene iterasjon, hvor inngangssignalene for hver slik iterasjon etter en første iterasjon er de modifiserte signaler fra en foregående iterasjon, og bestemmelse av en kanaltilstandsinformasjon, også kalt CSI, som indikerer karakteristikken i en MIMO-kanal som brukes for sending av datastrømmene, idet disse datastrømmer adaptivt prosesseres i en senderenhet, basert delvis på denne informasjon.

2. Fremgangsmåte ifølge krav 1,karakterisert vedat utledningen utelates for en siste iterasjon.

3. Fremgangsmåte ifølge krav 1,karakterisert vedat prosesseringen omfatter: prosessering av inngangssignalene i samsvar med et bestemt skjema for å komme frem til symbolstrømmene, og prosessering av en valgt av disse symbolstrømmer for å komme frem til den dekodete datastrøm.

4. Fremgangsmåte ifølge krav 3,karakterisert vedat for hver iterasjon utføres en estimering av en kvalitet av hver av en eller flere ikke-prosesserte symbolstrømmer omfattet av inngangssignalene, og et valg av en ikke-prosessert symbolstrøm for prosessering, basert på estimerte kvaliteter for den ene eller de flere ikke-prosesserte symbolstrømmer.

5. Fremgangsmåte ifølge krav 4,karakterisert vedat kvaliteten av hver ikke-prosessert symbolstrøm estimeres basert på et nytteforhold som er forholdet mellom signalet og støy pluss interferens.

6. Fremgangsmåte ifølge krav 4,karakterisert vedat den ikke-prosesserte sym-bolstrøm som har den best estimerte kvalitet velges for prosesseringen.

7. Fremgangsmåte ifølge krav 3,karakterisert vedat prosesseringsskjemaet på mottakersiden utfører lineær romprosessering av inngangssignalene.

8. Fremgangsmåte ifølge krav 7,karakterisert vedat prosesseringsskjemaet implementerer en av: en matriseinversjonsteknikk, også kalt CCMI, for en kanalkorrelasjonsmatrise, en teknikk kalt MMSE for minste midlere kvadratiske feil, og en prosesseringsteknikk for full informasjon.

9. Fremgangsmåte ifølge krav 3,karakterisert vedat prosesseringsskjemaet utfører rom-tidsprosessering av inngangssignalene.

10. Fremgangsmåte ifølge krav 9,karakterisert vedat prosesseringsskjemaet implementerer en av: en lineær rom-tidsutjevner, også kalt MMSE-LE, for minste midlere kvadratiske feil, også kalt MMSE, en rom-tidsutjevner for beslutningstilbakeføring, også kalt DFE, og en sekvensestimator for maksimal sannsynlighet også kalt LMSE.

11. Fremgangsmåte ifølge krav 1,karakterisert vedat utledningen omfatter: generering av en ommodulert symbolstrøm basert på den dekodete datastrøm, etablering av flere interferenssignaler basert på den ommodulerte signalstrøm, og fjerning av interferenssignalene fra inngangssignalene for å komme frem til de modifiserte signaler som tjener som inngangssignaler for en etterfølgende iterasjon.

12. Fremgangsmåte ifølge krav 11,karakterisert vedat interferenssignalene dannes ut fra en kanalkoeffisientmatrise H som indikerer karakteristikken av MIMO-kanalen.

13. Fremgangsmåte ifølge krav 1,karakterisert vedsending av informasjonen fra mottakerenheten til senderenheten.

14. Fremgangsmåte ifølge krav 1-5,karakterisert vedat informasjonen omfatter en eller flere av: estimering for nytteforholdet for hver enkelt transmisjonskanal som danner MIMO-kanalen, karakterisering av en eller flere transmisjonskanaler som danner MIMO-kanalen, en indikasjon av en bestemt dataoverføringshastighet som kan håndteres av hver enkelt av transmisjonskanalene som brukes for datatransmisjonen, en indikasjon over et bestemt prosesseringsskjema som skal brukes for hver enkelt transmisjonskanal, signalmålinger og målinger av støy pluss interferens for en eller flere transmisjonskanaler, signalmål inger, støymålinger og interferensmålinger for en eller flere transmisjonskanaler, måling av signal/støyforhold og interferensmålinger for en eller flere transmisjonskanaler, signalkomponenter og komponenter for støy pluss interferens, for en eller flere transmisjonskanaler, eller indikasjoner på endringer i karakteristikken for en eller flere transmisjonskanaler.

15. Fremgangsmåte ifølge krav 1,karakterisert vedat informasjonen bestemmes i mottakerenheten og rapporteres til senderenheten.

16. Fremgangsmåte ifølge krav 1,karakterisert vedat informasjonen bestemmes i senderenheten basert på et eller flere signaler som sendes av mottakerenheten.

17. Fremgangsmåte ifølge krav 1,karakterisert vedat hver datastrøm kodes i senderenheten i samsvar med et kodeskjema som velges ut fra informasjonen for den transmisjonskanal som brukes til å sende datastrømmen.

18. Fremgangsmåte ifølge krav 17,karakterisert vedat hver datastrøm kodes uavhengig i samsvar med et kodeskjema som velges ut fra informasjonen for den transmisjonskanal som brukes til å sende datastrømmen.

19. Fremgangsmåte ifølge krav 17,karakterisert vedat hver datastrøm videre moduleres i samsvar med et modulasjonsskjema som velges ut fra informasjonen for den transmisjonskanal som brukes til å sende datastrømmen.

20. Fremgangsmåte ifølge krav 19,karakterisert vedat kode- og modulasjonsskjemaene velges i senderenheten, basert på informasjonen.

21. Fremgangsmåte ifølge krav 20,karakterisert vedat kode- og modulasjonsskjemaene indikeres av informasjonen.

22. Fremgangsmåte ifølge krav 3,karakterisert vedat prosesseringen av den valgte symbolstrøm omfatter: demodulasjon av symbolstrømmen for å komme frem til demodulerte symboler, og dekoding av de demodulerte symboler for å danne den dekodete datastrøm.

23. Fremgangsmåte ifølge krav 22,karakterisert vedat prosesseringen av den valgte symbolstrøm videre omfatter: omgjøring av innfellingen av de demodulerte symboler, idet dekodingen utføres for de omgjorte symboler for å tilveiebringe den dekodete datastrøm.

24. Fremgangsmåte ifølge krav 1,karakterisert vedat MIMO-systemet implementerer ortogonal frekvensdelt modulasjon, også kalt OFDM.

25. Fremgangsmåte ifølge krav 24,karakterisert vedat prosesseringen i mottakerenheten utføres uavhengig for hver av flere frekvenssubkanaler.

26. Mottakerenhet i et kommunikasjonssystem med flere innganger og flere utganger,karakterisert ved: flere inngangsprosessorer for signalbehandling av flere mottatte signaler slik at det fremkommer flere symbolstrømmer, minst én mottakerprosessor som er koplet til inngangsprosessorene og er innrettet for å velge en symbolstrøm fra flere mottatte symbolstrømmer og behandle den valgte symbolstrøm for å tilveiebringe en dekodet datastrøm, idet hver mottakerprosessor omfatter flere prosesseringstrinn, hvert innrettet for å kunne behandle inngangssymbolstrømmer for å komme frem til sin respektive dekodete datastrøm og kanaltilstandsinformasjon som er tilordnet denne datastrøm, og for selektivt å kunne frembringe modifiserte symbolstrømmer for et etterfølgende trinn, idet inngangssymbolstrømmene for hvert trinn enten er de mottatte symbolstrømmer eller de modifiserte symbolstrømmer fra et foregående trinn, og en senderprosessor for å motta og behandle den informasjon som er tilordnet de dekodete datastrømmer for transmisjon fra mottakerenheten, idet disse datastrømmer er adaptivt prosessert før sendingen, basert delvis på informasjonen.

27. Mottakerenhet ifølge krav 26,karakterisert vedat hvert prosesseringstrinn, med unntak av et siste trinn innbefatter: en kanalprosessor for å behandle de innkommende symbolstrømmer for å gi ut en dekodet datastrøm, og en interferenskansellerer som er innrettet for å utlede de modifiserte sym-bolstrømmer basert på den dekodete datastrøm og de innkommende symbolstrømmer.

28. Mottakerenhet ifølge krav 27,karakterisert vedat hver kanalprosessor innbefatter: en inngangsprosessor for å behandle de innkommende symbolstrømmer og danne en gjenopprettet symbolstrøm, og en dataprosessor for å behandle den gjenopprettede symbolstrøm og komme frem til den dekodete datastrøm.

29. Mottakerenhet ifølge krav 28karakterisert vedat hver inngangsprosessor omfatter: en første prosessor for å behandle de innkommende symbolstrømmer i samsvar med et lineært eller ulineært mottakerprosesseringsskjema for å danne den gjenopprettede sym-bolstrøm, og en kanalkvalitetsestimator for å estimere kvaliteten av denne symbolstrøm.

30. Mottakerenhet ifølge krav 29,karakterisert vedat den estimerte kvalitet omfatter et nytteforhold som er lik forholdet mellom signalet og støy pluss interferens.

31. Mottakerenhet ifølge krav 29,karakterisert vedat kanalkvalitetsestimatoren videre er innrettet for å danne en indikasjon på en dataoverføringshastighet som kan håndteres for den gjenopprettede symbolstrøm og basert på kvalitetsestimatet.

32. Mottakerenhet ifølge krav 29,karakterisert vedat kanalkvalitetsestimatoren videre er innrettet for å danne en indikasjon på et bestemt prosesseringsskjema som skal brukes i en senderenhet for den gjenopprettede symbolstrøm og basert på kvalitetsestimatet.

33. Mottakerenhet ifølge krav 29,karakterisert vedat den estimerte kvalitet omfatter et feilsignal som indikerer detektert støy pluss interferensnivå på utgangen av mottakerenheten.

34. Mottakerenhet ifølge krav 29,karakterisert vedat den første prosessor er innrettet for å utføre lineær romprosessering av de innkommende symbolstrømmer.

35. Mottakerenhet ifølge krav 29,karakterisert vedat den første prosessor er innrettet for å utføre rom-tidsprosessering av de innkommende symbolstrømmer.

36. Apparat for prosessering av data i en mottakerenhet i et kommunikasjonssystem av typen med flere innganger og flere utganger, kalt MIMO,karakterisert ved: midler for prosessering av flere inngangssignaler omfattende en eller flere symbolstrømmer tilsvarende en eller flere datastrømmer, for å tilveiebringe en dekodet datastrøm for en av de en eller flere symbolstrømmer, midler for utledning av flere modifiserte signaler basert på inngangssignalene og med komponenter grunnet den dekodede datastrøm tilnærmet fjernet, midler for valg av en symbolstrøm fra den ene eller de flere symbolstrømmer for hver av en eller flere iterasjoner, en iterasjon for hver datastrøm som skal dekodes, midler for utførelse av midlene for prosessering og midlene for utledning av den valgte symbolstrøm for hver av en eller flere iterasjoner, og idet inngangssignalene for hver iterasjon påfølgende en første iterasjon er de modifiserte signaler fra en foregående iterasjon, og midler for bestemmelse av en kanaltilstandsinformasjon som indikerer karakteristikken i en MIMO-kanal som brukes for sending av datastrømmene, idet disse datastrømmer adaptivt prosesseres i en senderenhet, basert delvis på denne informasjon.

37 Apparat ifølge krav 36,karakterisert vedat midlene for prosessering omfatter midler for prosessering av inngangssignalene i samsvar med et bestemt skjema for å komme frem til den ene eller de flere symbolstrømmer, og midler for prosessering av en valgt av disse symbolstrømmer for å komme frem til den dekodete datastrøm.

38. Apparat ifølge krav 37,karakterisert vedat for hver iterasjon, midler for estimering av en kvalitet av hver av en eller flere ikke-prosesserte symbolstrømmer omfattet av inngangssignalene, og midler for valg av en ikke-prosessert symbolstrøm for prosessering, basert på estimerte kvaliteter for den ene eller de flere ikke-prosesserte symbolstrømmer.

39. Apparat ifølge krav 37,karakterisert vedat prosesseringsskjemaet på mottakersiden utfører lineær romprosessering av inngangssignalene.

40. Apparat ifølge krav 37,karakterisert vedat prosesseringsskjemaet på mottakersiden utfører lineær romtidprosessering av inngangssignalene.

41. Apparat ifølge krav 37,karakterisert vedat midlene for prosessering den valgte symbolstrøm omfatter demodulering av symbolstrømmen for å tilveiebringe demodulerte symbler, og midler for dekoding av de demodulerte symbler for å tilveiebringe den dekodede datastrøm.

42. Apparat ifølge krav 37,karakterisert vedat MIMO-systemet implementerer ortogonalt frekvensdelt modulasjon.

43. Apparat ifølge krav 42,karakterisert vedat midlene for prosessering ved mottakerenheten utføres uavhengig for hver av flere frekvensunderkanaler.

44. Apparat ifølge krav 36,karakterisert vedat midlene for avledning omfatter: midler for generering av en ommodulert symbolstrøm basert på den dekodede datastrøm, midler for danning av flere interferenssignaler basert på den ommodulerte symbolstrøm, og midler for fjerning av interferenssignalene fra inngangssignalene for å avlede de modifiserte signaler som tjener som inngangssignaler for en påfølgende iterasjon.

45. Apparat ifølge krav 36,karakterisert vedytterligere å omfatte: midler for overføring av CSI fra mottakeren til senderenheten.