KR100520159B1

KR100520159B1 - 다중 안테나를 사용하는 직교주파수분할다중 시스템에서간섭신호 제거 장치 및 방법

Info

Publication number: KR100520159B1
Application number: KR10-2003-0079760A
Authority: KR
Inventors: 송기봉; 황찬수; 이동준
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2003-11-12
Filing date: 2003-11-12
Publication date: 2005-10-10
Anticipated expiration: 2023-11-12
Also published as: US20050122896A1; KR20050045619A

Abstract

본 발명은 복수의 안테나를 이용하는 이동통신 시스템에 있어서, 전달된 부호화비트들을 부호율양립천공 방식에 의해 천공하는 천공기와, 천공정도를 고려하여 상기 천공된 부호화비트들을 상기 안테나의 개수와 동일 개수로 분배하는 분배기와, 상기 분배된 부호화비트들을 인터리빙하는 인터리버와, 상기 인터리빙된 부호화비트들을 변조하는 변조부와,

상기 변조된 심벌들에 대한 우선순위를 지정하는 정렬부와, 상기 정렬된 심벌들을 상기 복수의 안테나를 사용하여 전송함을 특징으로 한다.

Description

다중 안테나를 사용하는 직교주파수분할다중 시스템에서 간섭신호 제거 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR INTERFERENCE CANCELLATION OF OFDM SYSTEM USING MULTIPLE ANTENNA}

본 발명은 다중 입력 다중 출력(다중 안테나)(Multi-Input Multi-Output)- 직교주파수분할다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing: OFDM) 이동통신 시스템에 관한 것으로서 특히, 오류 전파의 영향에 따른 오류 정정 부호의 성능을 향상시키는 장치 및 방법에 관한 것이다.

무선 채널로 신호를 전송하는 경우에 전송된 신호는 송신기와 수신기 사이에 존재하는 다양한 장애물들에 의해 다중경로 간섭을 받는다. 상기 다중경로가 존재하는 무선 채널은 채널의 최대지연확산과 신호의 전송주기로 특성을 규정지을 수 있다. 또한, 상기 최대지연확산보다 신호의 전송주기가 긴 경우에는 연속된 신호 사이에 간섭이 발생하지 않으며, 채널의 주파수 영역의 특성은 주파수 비선택적 페이딩(frequency nonselective fading)으로 주어진다. 그러나 광대역을 사용하는 고속 전송의 경우에는 상기 신호의 전송주기가 상기 최대 지연확산보다 짧아 상기 연속된 신호 사이에 간섭이 발생하여, 수신된 신호는 심벌간 간섭(intersymbol interference)을 받게 된다. 또한 이 경우 상기 채널의 주파수 영역의 특성은 주파수 선택적 페이딩(frequency selective fading)으로 주어지며, 코히어런트(coherent) 변조 방식을 사용하는 단일 반송파 전송방식에서는 심벌간 간섭을 제거하기 위해 등화기(Equalizer)가 요구된다. 또한, 상기 데이터 전송속도가 증가함에 따라 상기 심벌간 간섭에 의한 왜곡이 증가하게 되는데 이에 따라 등화기의 복잡도도 함께 증가된다. 이와 같이 상기 단일 반송파 전송방식에서 등화 문제를 해결하기 위한 대안으로 직교주파수분할다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing: 이하 OFDM이하 한다.)시스템이 제안되었다.

통상적으로 직교주파수분할다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 "OFDM"이라 칭함) 방식은 시간분할접속(Time Division Access)과 주파수분할접속(Frequency Division Access) 기술을 결합하는 2차원 접속 방식으로 정의할 수 있다. 따라서, 상기 OFDM 방식에 의한 데이터를 전송함에 있어 각각의 OFDM 심벌(Symbol)은 부-반송파(sub-carrier)에 나뉘어 실려 소정의 부-채널(sue-channel)로 묶여져 전송된다.

이러한, 상기 OFDM 방식은 부-채널의 스펙트럼이 상호 직교성을 유지하면서 서로 중첩되어 있어 스펙트럼 효율이 좋고, OFDM 변/복조가 역고속 퓨리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform, 이하 "IFFT"라 함)과 고속 퓨리에 변환(Fast Fourier Transform, 이하 "FFT"라 함)에 의해 구현되기 때문에 변/복조부의 효율적인 디지털 구현이 가능하다. 또한, 주파수 선택적 페이딩이나 협대역 간섭에 대해 강건해 현재 유럽 디지털 방송의 전송과 IEEE 802.11a, IEEE 802.16a 및 IEEE 802.16b 등 대용량 무선 통신 시스템의 규격으로 채택되어 있는 고속의 데이터 전송에 효과적인 기술이다.

전술한 OFDM 방식은 직렬로 입력되는 심벌(Symbol) 열을 병렬로 변환하여, 이들 각각을 상호 직교성을 갖는 다수의 부-반송파(Sub-Carrier, Sub-Channel)들로 변조하여 전송하는 다중 반송파 변조(Multi Carrier Modulation: 이하 "MCM"이라 칭함) 방식의 일종이다.

이와 같은 MCM 방식을 적용하는 시스템은 1950년대 후반 군용 고주파(High Frequency) 무선통신에 처음 적용되었으며, 다수의 직교하는 부-반송파를 중첩하는 OFDM 방식은 1970년대부터 발전하기 시작하였다. 이러한 OFDM 방식은 다중 반송파들간의 직교변조의 구현을 해결해야만 했기 때문에 실제 시스템 적용에 한계가 있었다. 하지만, 1971년 'Weinstein' 등이 상기 OFDM 방식을 사용하는 변/복조는 DFT(Discrete Fourier Transform)를 이용하여 효율적으로 처리가 가능함을 발표하면서 상기 OFDM 방식에 대한 기술개발이 급속히 발전했다. 또한, 보호구간(Guard Interval)의 사용과 순환 전치(Cyclic prefix) 보호구간 삽입 방식이 알려지면서 다중경로 및 지연 확산(Delay spread)에 대한 시스템의 부정적 영향을 더욱 감소시키게 되었다. 따라서, 상기 OFDM 방식은 디지털 오디오 방송(Digital Audio Broadcasting: 이하 "DAB"라 칭함)과 디지털 TV, 무선 근거리 통신망(Wireless Local Area Network: 이하 "W-LAN"이라 칭함) 및 무선 비동기 전송 모드(Wireless Asynchronous Transfer Mode: 이하 "W-ATM"이라 칭함) 등의 디지털 전송 기술에 광범위하게 적용되어지고 있다. 즉, 하드웨어적인 복잡도(Complexity)로 인하여 널리 사용되지 못하다가 최근 FFT와 IFFT를 포함한 각종 디지털 신호 처리 기술이 발전함으로써 실현 가능해졌다. 상기 OFDM 방식은 종래의 주파수 분할 다중(Frequency Division Multiplexing: 이하 "FDM"이라 칭함) 방식과 비슷하나 무엇보다도 다수 개의 부-반송파들간 직교성(Orthogonality)을 유지하여 전송함으로써 고속 데이터 전송 시 최적의 전송 효율을 얻을 수 있는 특징을 가진다. 또한, 주파수 사용 효율이 좋고 다중 경로 페이딩(Multi-path fading)에 강한 특성이 있어 고속 데이터 전송 시 최적의 전송 효율을 얻을 수 있는 특징을 가진다. 특히, 주파수 스펙트럼을 중첩하여 사용하므로 주파수 사용이 효율적이고, 주파수 선택적 페이딩(Frequency selective fading) 및 다중 경로 페이딩에 강하며, 보호구간을 이용하여 심벌들간 간섭(Inter Symbol Interference: 이하 "ISI"라 칭함) 영향을 줄일 수 있을 뿐만 아니라 하드웨어적으로 등화기 구조를 간단하게 설계하는 것이 가능하다. 그리고 임펄스(Impulse)성 잡음에 강하다는 장점을 가지고 있어서 통신시스템 구조에 적극 활용되고 있는 추세에 있다.

도 1은 OFDM 방식을 사용하는 일반적인 이동통신 시스템의 구조를 도시한 도면이다. 이하 상기 도1을 이용하여 OFDM 방식을 사용하는 일반적인 이동통신 시스템의 구조에 대해 상세하게 알아본다.

입력비트는 이진 신호로서 부호화부(100)로 입력된다. 상기 부호화부(100)는 입력비트들을 부호화하여 부호화 비트열들을 출력한다. 상기 부호화 비트열들은 인터리버(102)로 입력된다. 상기 인터리버(102)는 입력된 직렬 부호화 비트열들에 대해 인터리빙을 수행하고, 변조부(104)로 전달한다. 상기 변조부(104)는 입력받은 부호화 비트열들을 심벌 매핑 성상도에 심벌 매핑하여 출력한다. 상기 변조부(104)의 변조방식으로는 QPSK, 8PSK, 16QAM, 64QAM 등이 존재한다. 상기 심벌을 구성하는 비트 수는 상기 각각의 변조방식들에 대응하여 정의되어 있다. 상기 QPSK 변조 방식은 2비트로 구성되며, 상기 8PSK는 3비트로 구성된다. 또한 16QAM 변조 방식은 4비트로 구성되며, 64QAM 변조방식은 6비트로 구성된다. 상기 변조부(104)로부터 출력된 변조 심벌은 IFFT부(106)로 입력된다. 상기 IFFI가 수행되어진 상기 변조 심벌들은 송신안테나(108)를 통해 전송된다.

상기 송신안테나(108)로부터 전송된 심벌들은 수신안테나(110)에 의해 수신된다. 상기 수신안테나(110)에 의해 수신된 심벌들은 FFT부(112)로 전달된다. 상기 FFT부(112)로 입력된 수신 신호는 상기 FFT 과정을 수행한 후, 복조부(114)로 입력된다. 상기 복조부(114)는 상기 변조부(104)의 상기 심벌 매핑 성상도와 동일한 심벌 매핑 성상도를 가지고 있으며, 상기 심벌 매핑 성상도에 의해 상기 역확산된 심벌을 이진 비트를 가지는 심벌로 변환된다. 즉, 상기 복조 방식은 상기 변조 방식에 의해 결정된다. 상기 복조부(114)에 의해 복조된 이진비트열들은 디인터리버(116)로 전달된다. 상기 디인터리버(116)은 상기 인터리버(102)의 인터리빙 방식과 동일한 방식으로 상기 복조된 이진비트열에 대해 디인터리빙을 수행한다. 상기 디인터리빙된 이진비트열들은 복호화부(118)에 의해 복호된다. 상기 복호화부(118)로 입력된 상기 이진 비트열들은 복호화 과정을 수행함으로서 이진비트를 출력한다.

도 2는 다중 송수신 안테나들을 사용하여 OFDM 방식에 의해 데이터를 송수신하는 이동통신 시스템의 구조를 도시하고 있다. 이하 상기 도 2를 이용하여 다중 송수신 안테나들을 사용하여 OFDM 방식에 의해 데이터를 송수신하는 이동통신 시스템에 대해 알아본다.

입력비트는 이진 신호로서 부호화부(200)로 입력된다. 상기 부호화부(200)는 입력비트들을 부호화하여 부호화 비트열들을 출력한다. 상기 부호화 비트열들은 직렬/병렬 변환부(202)로 전달된다. 상기 직렬/병렬 변환부(202)는 전달된 직렬 부호화 비트열들을 병렬 부호화 비트열로 변환한다. 상기 병렬 부호화 비트열들 각각은 인터리버들(204,206)으로 전달된다. 상기 인터리버들(204, 206)과 변조부(208, 210), IFFT부들(212, 214), 송신 안테나들(216, 218)에서 수행되는 동작은 상기 도 1의 인터리버(102), 변조부(104), IFFT부(106), 송신안테나(108)에서 수행되는 동작과 동일하다. 다만, 상기 도 2는 다중 송신안테나들로 구성되어 있으므로 상기 각 IFFT부에 할당되는 부반송파의 개수는 상기 도 1의 IFFT부에 할당되는 부반송파의 개수보다 줄어들게 된다.

상기 송신안테나들(216, 218)로부터 전송된 심벌들은 수신안테나들(220, 222)에 의해 수신된다. 상기 수신안테나들(220, 222)에 의해 수신된 심벌들은 FFT부들(224, 226)로 전달된다. 상기 FFT부들(224, 226)로 입력된 수신 신호는 상기 FFT 과정을 수행한 후, 연속간섭소거방식(Successive Interference Cancellation :SIC) 수신기(228)로 전달된다. 상기 SIC 수신기에 대해서는 이하 도 3을 이용하여 설명하기로 한다. 상기 SIC 수신기(228)로부터 출력된 심벌들은 역 정렬부(Strem de-ordering)(230)로 전달된다. SIC 수신기는 보통 수신 상태가 더 좋은 스트림(stream)을 우선 검출하고, 상기 검출된 스트림을 이용하여 다른 스트림를 검출합니다. 이때 어떤 스트림의 수신 상태가 더 좋은지는 SIC수신기에서 결정하기 때문에 검출 순서(detection order)와 송신 신호의 순서는 서로 상이합니다. 그러므로 상기 역 정렬부(230)는 수신상태에 따라 송신신호의 순서를 재 정렬 하는 역할을 합니다. 상기 역 정렬부(230)에서 출력된 심벌들은 복조부들(232, 234)로 전달된다. 상기 복조부들(232, 234)과 디인터리버들(236, 238)에서 수행되는 동작은 상기 도 1의 복조부(114)와 디인터리버(116)에서 수행되는 동작과 동일하다. 상기 디인터리버들(236, 238)에서 출력된 심볼들은 병렬/직렬 변환부(240)로 전달된다. 상기 병렬/직렬 변환부(240)에서 수행되는 동작은 하기 도 4에서 일 예를 들어 설명하기로 한다. 상기 병렬/직렬 변환부(240)에서 출력된 이진비트열들은 복호화부(242)로 입력된다. 상기 복호화부(242)로 입력된 상기 이진 비트열들은 복호화 과정을 수행함으로서 이진비트를 출력한다.

다중 안테나 시스템에서의 수신 안테나들은 서로 다른 송신 안테나들에서 발생된 신호들이 선형 중첩되어 수신된다. 따라서, 송신안테나의 개수 내지 수신안테나의 개수가 증가될수록 수신단에서 수행되는 디코딩을 위해 송신신호를 추정하는 복잡도 역시 증가된다. 상기 SIC 수신기는 디코딩을 위한 복잡도를 감소시키기 위해 저연산량의 선형 수신기들을 반복적으로 사용한다. 상기 SIC 수신기는 이전단계에서 디코딩된 신호들의 간섭을 제거함으로서 점진적으로 향상된 성능을 획득한다. 하지만 SIC 방식은 이전단계에서 결정된 신호들에 대해 오류가 발생할 경우 다음 단계 수행시 증가된 오류를 발생시키는 단점을 가진다. 이하 도 3을 이용하여 SIC 수신기의 구조에 대해 설명한다. 상기 도 3은 2개의 수신안테나를 이용하여 신호를 수신하는 일 예를 들어보이고 있다.

상기 도 3에 의하면 두 개의 수신안테나를 통해 수신된 신호는 y₁, y₂이다. 상기 수신신호 y₁, y₂는 최소 제곱 에러(Minimum Mean Square Error: MMSE)수신기(300)로 전달된다. 하기 〈수학식 1〉은 상기 y₁, y₂를 나타내고 있다.

상기 〈수학식 1〉은 두 개의 송신안테나가 신호를 송신하고 있음을 보이고 있다. 상기 x₁은 제1 송신안테나가 송신하는 신호를 의미하며, 상기 x₂는 제2 송신안테나가 송신하는 신호를 의미한다. 상기 h₁₁은 제1 송신안테나와 제1수신안테나간의 채널 상수를 의미하며, 상기 h₁₂는 제2송신안테나와 제1수신안테나간의 채널 상수를 의미한다. 상기 h₂₁은 제1 송신안테나와 제2수신안테나간의 채널 상수를 의미하며, 상기 h₂₂는 제2송신안테나와 제2수신안테나간의 채널 상수를 의미한다. 상기 z₁과 z₂는 무선채널 상의 잡음을 의미한다.

상기 MMSE 수신부(300)는 입력된 y₁, y₂를 이용하여 x₁과 x₂를 추정한다. 상술한 바와 같이 SIC 수신기는 여러 단계를 거쳐 상기 송신안테나들에서 송신한 신호들을 추정한다. 즉, 다중 송신안테나들 중 하나의 송신안테나(제1송신안테나)가 송신한 신호를 먼저 추정한 후, 상기 추정된 신호를 이용하여 다른 송신안테나(제2송신안테나)가 송신한 신호를 추정하게 된다. 만약 3개의 송신안테나들에 의해 송신신호가 송신된다면 제3송신안테나가 송신한 신호는 추정된 상기 제1송신안테나 내지 제2송신안테나의 송신 신호를 이용하여 추정하게 된다. 하기 〈수학식 2〉는 상기 MMSE 수신부(300)에서 상기 제1수신안테나 내지 제2수신안테나에서 수신한 신호를 나타내고 있다.

상기 〈수학식 2〉에서 보이고 있는 바와 같이 상기 MMSE 수신기(300)는 상기 제 2송신안테나의 송신신호를 잡음으로 추정한다. 상기 〈수학식 1〉 내지 〈수학식 2〉에 의하면 상기 z₃ 내지 z₄는 하기 〈수학식 3〉과 같이 나타낼 수 있다.

상기 〈수학식 2〉는 제2송신안테나의 송신 신호를 잡음으로 추정하였으나, 상기 제1송신안테나의 송신신호를 잡음으로 추정할 수 있다. 하기 〈수학식 4〉는 상기 제1송신안테나의 송신신호를 잡음으로 추정할 경우의 제1수신안테나 내지 제2수신안테나의 수신신호를 나타내고 있다.

하기 〈수학식 5〉는 상기 MMSE 수신부(300)에서 상기 송신신호를 추정하기 위한 수식을 나타내고 있다.

상기 〈수학식 5〉는 상기 〈수학식 2〉를 이용하여 x₁을 추정하는 예를 들어 보이고 있다. 상기 y는 y₁과 y₂의 합을 의미한다. 상기 〈수학식 5〉을 이용하여 가장 작은 E값을 갖는 x₁을 구하게 된다. 따라서, x₁의 추정값은 하기 〈수학식 6〉과 같이 구할 수 있다.

상기 는 x₁의 추정값을 나타낸다. 상기 x₂의 추정값 역시 상기 〈수학식 5〉 내지 〈수학식 6〉과 같은 방식으로 구할 수 있다. 상기 추정된 x₁, x₂는 정렬부(Stream ordering)(302)로 전달된다. 상기 정렬부(302)는 상기 x₁, x₂의 MMSE 값을 고려하여 우선순위를 결정한다. 즉, MMSE 값을 이용하여 무선채널 상에서 오류가 가장 작게 발생한 수신신호를 결정한다. 상기 도 3에서는 x₁에 대한 오류가 x₂에 대한 오류보다 작음을 가정한다.

상기 정렬부(302)는 상기 를 도 2의 역정렬부와 판별부(Decision)(304)로 전달한다. 상기 판별부(304)는 MMSE 수신부(300)에서 추정한 비트들의 값을 결정한다. 상기 MMSE 수신부(300)에서 추정한 값은 단순히 수학식에 의해 계산된 값이므로 송신 가능하지 않은 값을 가질 수 있다. 따라서, 상기 판별부(304)는 상기 MMSE 수신부에서 추정한 값을 가지고 상기 송신단에서 송신 가능한 값을 결정한다. 만약 무선채널 상에서 오류가 발생하지 않았다면 상기 추정 값과 결정 값은 동일할 것이다. 상기 삽입부(306)는 결정된 를 연산부들(308, 310)로 전달한다. 하기 〈수학식 7〉은 연산부들(308, 310)에서 수행되는 동작에 대해 나타내고 있다.

상기 연산부들(308, 310)에서 구한 추정 수신신호값들은 MMSE수신부(312)로 전달된다. 상기 MMSE 수신부(312)는 전달된 신호를 이용하여 제2송신안테나의 송신신호를 추정한다. 하기 〈수학식 8〉은 상기 MMSE 수신부(312)에서 수행되는 동작을 나타내고 있다.

상기 y' 는 과 의 합을 의미한다. 상기 〈수학식 8〉을 이용하여 가장 작은 E값을 갖는 x₂을 구하게 된다. 따라서, 추정 x₂은 하기 〈수학식 9〉과 같이 구할 수 있다

상기 는 x₂의 추정값을 나타낸다. 상기 는 도 2의 역정렬부로 전달된다.

상술한 바와 같이 상기 SIC는 수신기는 추정된 제1송신안테나의 송신신호를 이용하여 제 2송신안테나의 송신신호를 추정한다.

상술한 바와 같이 제1 송신안테나들이 송신신호를 추정하고, 상기 추정된 송신신호를 이용하여 제2 송신안테나의 송신신호를 추정한다. 따라서 상기 제2 송신안테나의 송신신호를 추정하기 위해 사용되는 수신신호는 제1 송신안테나들의 송신신호에 대한 추정치가 반영된다. 하기 〈수학식 10〉은 제2 송신안테나의 송신신호를 추정하기 위한 추정 수신신호를 나타내고 있다.

상기 는 j번째 송신안테나의 송신신호를 추정하기 위한 수신신호의 추정치이며, 는 (j-1)번째 송신안테나의 송신신호를 추정하기 위한 수신신호의 추정치이다. 또한, 상기 는 (j-1)번째 송신안테나의 송신신호의 추정치이다. 상기 〈수학식 10〉에서 보이고 있는 바와 같이 다음 송신안테나의 송신신호를 추정하기 위해서는 이전 송신안테나의 송신신호를 추정하기 위해 사용한 수신신호의 추정치를 반영하여야 함을 알 수 있다. 하기 〈수학식 11〉은 j번째 송신안테나의 추정 송신신호의 편중(bias)를 제거하기 위한 축소 비율(scaling factor)을 나타낸다.

상기 H(j) 는 다중 수신안테나들과 j번째 송신안테나간의 채널상수를 의미한다. 는 NT x NT 의 identity matrix입니다. 상기 〈수학식10〉과 〈수학식 11〉을 이용하여 특정 송신안테나의 송신신호에 대한 추정치는 하기 〈수학식 12〉와 같다.

상기 〈수학식 12〉에서 보이고 있는 바와 같이 j번째 송신안테나의 송신신호를 추정하기 위해서는 (j-1)번째 송신안테나의 송신신호를 추정하여야 한다. 따라서 상기 (j-1)번째 송신안테나의 송신신호를 추정함에 있어 오류가 발생한 경우 j번째 송신신호의 송신신호 역시 오류가 발생하게 된다. 이는 상기 SIC 수신기의 특성으로 인해 발생된다. 따라서, 상술한 바와 같은 문제점을 해결하기 위한 방안이 논의된다.

따라서 전술한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 목적은 이전 단계에서 탐색된 정보를 이용하여 다음단계의 정보를 탐색하는 시스템에서 상기 다음단계 정보를 탐색함에 있어 이전단계에서 발생된 오류에 대한 영향을 감소시키는 장치 및 방법을 제안함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 전송하고자 하는 데이터에 대한 중요도에 따라 서로 다른 무선채널로 전송하고, 상기 수신된 데이터에 대한 중요도에 따라 채널추정을 추정하기 위한 우선순위를 부여하는 장치 및 방법을 제안함에 있다.

상기 본 발명의 목적들을 이루기 위해 복수의 안테나를 이용하는 이동통신 시스템에 있어서, 복수의 안테나와, 전달된 부호화비트들을 소정 방식에 의해 천공하는 천공기와, 천공정도를 고려하여 상기 천공된 부호화비트들을 상기 안테나의 개수와 동일 개수로 분배하는 분배기와, 상기 분배된 부호화비트들을 인터리빙하는 인터리버와, 상기 인터리빙된 부호화비트들을 변조하는 변조부와, 상기 변조된 심벌들에 대한 우선순위를 지정하는 정렬부와, 상기 정렬된 심벌들을 상기 복수의 안테나를 사용하여 전송함을 특징으로 한다.

상기 본 발명의 목적들을 이루기 위해 복수의 안테나를 이용하는 이동통신 시스템에 있어서, 복수의 안테나와, 상기 안테나로부터 전달된 부반송파에 실려 무선채널로 전송된 주파수에 대한 신호를 시간에 대한 신호로 변환하는 푸리에 변환(FFT)부와, 상기 푸리에 변환된 수신심벌들 중 우선순위가 높은 수신심벌에 대한 채널추정을 이용하여 우선순위가 낮은 수신심벌에 대한 채널추정을 수행하는 연속간섭소거방식 수신기와, 상기 채널추정된 수신심벌을 조합하는 조합부로 이루어짐을 특징으로 한다.

상기 본 발명의 목적들을 이루기 위해 복수의 안테나를 이용하는 이동통신 시스템에 있어서, 전달된 부호화비트들을 소정 방식에 의해 천공하는 과정과, 천공정도를 고려하여 상기 천공된 부호화비트들을 상기 안테나의 개수와 동일 개수로 분배하는 과정과, 상기 분배된 부호화비트들을 인터리빙하는 과정과, 상기 인터리빙된 부호화비트들을 변조하는 과정과, 상기 변조된 심벌들에 대한 우선순위를 지정하는 과정과, 상기 우선순위가 지정된 심벌들을 상기 복수의 안테나를 사용하여 전송함을 특징으로 한다.

상기 본 발명의 목적들을 이루기 위해 복수의 안테나를 이용하는 이동통신 시스템에 있어서, 상기 안테나로부터 전달된 부반송파에 실려 무선채널로 전송된 주파수에 대한 신호를 시간에 대한 신호로 변환하는 푸리에 변환(FFT)하는 과정과, 상기 푸리에 변환된 수신심벌들 중 우선순위가 높은 수신심벌에 대한 채널추정을 이용하여 우선순위가 낮은 수신심벌에 대한 채널추정을 수행하는 과정과, 상기 채널추정된 수신심벌을 조합하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 한다.

이하 본 발명이 바람직한 실시 예를 첨부한 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 또한 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다.

도 4는 본 발명에 따른 송신단의 구조를 도시하고 있다. 입력비트들은 이진 신호로서 부호화부(400)로 입력된다. 상기 부호화부(400)는 입력비트들을 부호화하여 부호화 비트열들을 출력한다. 상기 부호화부(400)의 모부호화율이 1/3이라면 입력된 하나의 비트는 3개의 비트로 구성된 비트열을 생성한다. 하기 〈수학식 13〉은 상기 부호화부(400)에서 수행되는 동작을 나타내고 있다.

상기 "1"은 천공되지 않은 부호화 비트(비트값이 0 또는 1을 갖는 이진비트)를 의미한다. 상기 〈수학식 13〉에 의하면 상기 부호화부(400)는 8비트로 구성된 이진비트를 전달받아 24비트로 구성된 비트열을 생성한다. 상기 부호화 비트열들은 천공부(402)로 전달된다. 상기 천공부(402)는 입력된 부호화 비트열의 자유거리를 유지한 상태에서 상기 부호화 비트열에 대한 천공을 수행한다. 따라서, 상기 천공부(402)는 부호율양립천공(Rate-Compatible Puncturing: RCP)방식을 사용한다. 하기 〈수학식 14〉는 상기 RCP 방식의 일예를 보이고 있다. 상기 RCP는 각 송신안테나로 송신하는 비트들에 대한 부호화율을 달리하여 전송하는 방법을 지칭한다. 하기 〈수학식 14〉는 1/2부호화율과 2/3부호화율을 갖도록 천공하는 과정을 보이고 있다.

상기 〈수학식 14〉에서 "1"은 천공하지 않은 비트를 의미하며, "0"은 천공한 비트를 의미한다. 상기 〈수학식 14〉의 첫 번째 행렬은 천공기(402)로 입력된 비트열을 의미하며, 두 번째 행렬과 세 번째 행렬은 첫 번째 행렬을 구성하고 있는 일부 비트들에 대해 천공을 수행하였음을 보이고 있다. 하지만, 상기 첫 번째 행렬 내지 세 번째 행렬을 구성하고 있는 비트열의 자유거리는 동일하다. 상기 두 번째 행렬과 같이 천공을 수행하면 실제 부호율은 1/2가 되고, 세 번째 행렬과 같이 천공을 수행하면 실제 부호율은 2/3이 된다. 상기 2/3부호화율은 첫 번째 행렬로부터 구할 수 있지만, 설명의 편의를 위해 2단계로 나누어 나타내고 있다. 하기 〈수학식 15〉는 RCP에 의한 실제 부호율을 나타낸다.

상기 R은 천공과정이 수행된 후의 부호율을 의미하며, 상기 L은 부호화부로 전달되는 입력 비트들의 수를 의미한다. 상기 N은 부호화부의 모부호율을 의미한다. M은 임의의 수를 의미한다. 따라서 상기 〈수학식 13〉 내지 〈수학식 14〉에 의하면 상기 천공과정을 수행한 후 실제 부호율은 1/2, 2/3이며, 이는 상기 〈수학식 15〉에서 나타난 바와 동일하다. 본원 발명과 관련하여 상기 M은 (N/2-1)L가 되도록 설정하면, 상기 천공 패턴은 상기 세 번째 행렬과 동일한 방식을 갖는다. 따라서, 상기 천공기(402)는 상기 전달된 이진비트열을 상기 세 번째 행렬과 같은 패턴으로 천공을 수행한 후 분배부(404)로 전달한다.

상기 분배부(404)는 상기 천공기(402)로부터 전달된 천공된 이진비트열을 인터리버들(406, 408)로 전달한다. 상기 분배부(404)는 이진비트열의 천공패턴을 고려하여 상기 각 인터리버들(406, 408)로 전달한다. 즉, 천공되지 않은 비트열과 천공된 비트열을 서로 다른 인터리버로 전달한다. 상기 〈수학식 14〉를 이용하여 설명하면 다음과 같다. 인터리버가 2개라면 제1인터리버로는 1행의 전체와 2행의 전단을 구성하는 (1 1 1 1 1 1 1 1 1 0 1 0)를 전달하며, 제2인터리버로는 2행의 후단과 3행의 전체를 구성하는 (1 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0)를 전달한다. 인터리버가 3개라면 제 1인터리버로는 1행을 구성하는 비트열을 전달하며, 제2인터리버로는 2행을 구성하는 비트열을 전달하며, 제3인터리버로는 3행을 구성하는 비트열을 전달한다. 상기 도 4와 관련하여 송신단은 천공된 비트도 천공되지 않은 비트열과 함께 전송함을 알 수 있다. 또한, 상기 천공부(402)와 분배부(404)는 하나의 구성으로 이루어질 수 있음은 자명하다.

상기 인터리버들(406, 408)은 입력된 부호화 심벌들에 대해 인터리빙을 수행하고, 변조부(410, 412)로 전달한다. 상기 변조부들(410, 412)은 입력받은 부호화 심벌들을 심벌 매핑 성상도에 심벌 매핑하여 출력한다. 상기 변조부들(410, 412)의 변조방식으로는 QPSK, 8PSK, 16QAM, 64QAM 등이 존재한다. 상기 심벌을 구성하는 비트 수는 상기 각각의 변조방식들에 대응하여 정의되어 있다. 상기 QPSK 변조 방식은 2비트로 구성되며, 상기 8PSK는 3비트로 구성된다. 또한 16QAM 변조 방식은 4비트로 구성되며, 64QAM 변조방식은 6비트로 구성된다. 상기 변조부들(410, 412)로부터 출력된 변조 심벌은 정렬부(414)로 전달된다.

상기 정렬부(414)는 다중 송신안테나들에 대한 우선순위를 부여한다. 상기 우선순위는 각 송신안테나들의 송신신호와 관련된다. 즉, 특정 송신안테나의 송신신호의 천공빈도가 낮을수록 우선순위는 높아진다. 수신단은 상기 우선순위가 높은 송신안테나의 송신신호를 먼저 추정하여 검출한다. 상기 분배기(404)가 천공하지 않은 비트열을 인터리버(406)로 전달하고, 천공한 비트열을 인터리버(408)로 전달하였으면, 상기 정렬부(414)는 변조부(410)로부터 전달된 변조심벌에 대해 우선순위를 부여한다. 상기 정렬부(414)에서 우선순위가 부여된 심벌들은 IFFT부(416 또는 418)로 입력된다. 상기 IFFI가 수행되어진 상기 변조 심벌들은 송신안테나(420 또는 422)를 통해 전송된다.

도 5는 본 발명에 따른 수신단의 구조를 도시하고 있다. 송신안테나들로부터 전송된 심벌들은 수신안테나들(500, 502)에 의해 수신된다. 상기 수신안테나들(500, 502)에 의해 수신된 심벌들은 FFT부들(504, 506)로 전달된다. 상기 FFT부들(504, 506)로 입력된 수신 신호는 상기 FFT 과정을 수행한 후, RCP-연속간섭소거방식(Successive Interference Cancellation :SIC) 수신부(508)로 전달된다. 상기 RCP-SIC 수신부에 대해서는 후술하기로 한다. 상기 RCP-SIC 수신부(808)로부터 출력된 심벌들은 조합부(510)로 전달된다. 상기 조합부(510)는 상기 도 4의 분배부에서 수행된 동작에 대한 역 동작을 수행한다. 즉, 상기 RCP-SIC 수신부(508)로부터 전달된 비트열을 조합한다. 상기 조합부(510)은 조합한 비트열을 비트 삽입부(512)로 전달한다. 상기 비트 삽입부(512)는 상기 천공된 비트에 특정값을 갖는 비트를 삽입한다. 상기 조합부(510)과 비트 삽입부(512)는 하나의 구성으로 이루어질 수 있다. 상기 이진비트열들은 복호화부(514)에 의해 복호된다. 상기 복호화부(514)로 입력된 상기 이진 비트열들은 복호화 과정을 수행함으로서 이진비트를 출력한다.

도 6은 본 발명에 따른 RCP-SIC 수신부의 구조를 도시하고 있다. 상기 도 6은 일 예로 2개의 송신안테나와 2개의 수신안테나에서 수행되는 동작에 대해 설명하기로 한다. MMSE 수신부(600)는 FFT부로부터 수신신호를 전달받는다. 즉, 상기 수신신호 y1, y2는 최소 제곱 에러(Minimum Mean Square Error: MMSE)수신기로 전달된다. 상기 수신신호 y1, y2은 상기 〈수학식 1〉과 같다.

상기 MMSE 수신부(600)는 입력된 y1, y2를 이용하여 MMSE를 검출한다. 상기 MMSE(600)는 입력된 상기 〈수학식 2〉와 같이 제2송신안테나의 송신신호를 잡음으로 간주하거나, 상기 〈수학식 4〉와 같이 제1송신안테나의 송신신호를 잡음으로 간주한다. 상기 〈수학식 2〉와 같이 제2송신안테나의 송신신호를 잡음으로 간주한 경우 상기 〈수학식 5〉를 이용하여 MMSE를 만족하는 x1을 추정한다. 상기 〈수학식 4〉와 같이 제1송신안테나의 송신신호를 잡음으로 간주한 경우 상기 〈수학식 5〉와 동일한 방식으로 MMSE를 만족하는 x2를 추정한다. 상기 추정된 x1 내지 x2는 정렬부(602)로 전달된다. 상기 정렬부(602)는 상기 송신단에서 설정한 우선순위를 검출한다. 상술한 바와 상기 우선순위는 천공 수행여부와 관련된다. 상기 정렬부(602)는 x1(제1송신안테나의 송신신호)의 우선순위가 높다면 x1의 추정값을 복조부(604)로 전달하며, x2(제2송신안테나의 송신신호)의 우선순위가 높다면 x2의 추정값을 복조부(604)로 전달한다. 상기 도 6과 관련하여 상기 x1의 우선순위가 높다고 가정하면, 상기 정렬부(602)는 x1의 추정값을 상기 복조부(604)로 전달한다.

상기 복조부(604)로 전달된 x1의 추정값은 복조과정을 수행한 후 디인터리버(606)로 전달된다. 상기 디인터리버(606)는 복조된 x1의 추정값에 대해 디인터리빙을 수행한다. 상기 복조과정과 디인터리빙과정을 수행 함으로서 심볼은 비트열로 변환된다. 상기 변환된 비트열은 판별부(608) 내지 도 5의 조합부로 전달한다. 상기 판별부(608)는 디인터리버(606)로부터 전달된 비트열을 구성하고 있는 비트들의 값을 결정한다. 상기 MMSE수신부(600)에서 추정한 값은 단순히 수학식에 의해 계산된 값이므로 송신 가능하지 않은 값을 가질 수 있다. 예컨대 특정 송신안테나에서 송신한 값이 "1"일 경우 상기 MMSE 수신부(600)는 상기 특정 송신안테나에서 송신한 값을 "1.12"로 추정할 수 있다. 하지만 상기 "1.12"는 상기 특정 송신안테나에서 송신할 수 없는 값이다. 따라서 상기 판별부(608)는 상기 MMSE 수신부(600)에서 추정한 값을 가지고 상기 송신단에서 송신가능한 값을 결정한다. 만약 무선채널 상에서 오류가 발생하지 않았다면 상기 추정 값과 결정 값은 동일하다. 상기 도 6에서는 상기 추정값과 결정 값이 동일하게 도시되어 있으나, 무선채널 상의 오류발생으로 인해 동일하지 않은 경우가 대부분일 것이다.

상기 판별부(608)에서 결정된 이진비트열은 인터리버(610)에서 인터리빙이 수행되고, 변조부(612)에서 변조 과정을 수행함으로 변조 심볼을 생성한다. 상기 생성된 x1의 변조심볼은 삽입부(614)로 전달된다. 상술한 바와 복조부(604) 디인터리버(606), 판별부(608), 인터리버(610), 변조부(612)를 거침으로서 상기 RCP-SIC 수신부는 좀 더 정확한 x1을 추정하고, 결정할 수 있게 된다.

상기 삽입부(614)는 상기 x1의 변조심벌을 연산부들(616, 618)로 전달한다. 상기 연산부들(616, 618)은 상기 전달된 x1의 변조심벌을 이용하여 y1, y2의 값을 추정한다. 상기 y1, y2의 값은 상기 〈수학식 10〉에 의해 추정된다. 상기 연산부들(616, 618)에서 추정된 값은 MMSE 수신부(620)로 전달된다. 상기 MMSE 수신부(620)는 전달받은 y1, y2의 추정값과 x1의 변조심벌을 이용하여 x2의 추정값을 계산한다. 상기 x2의 추정값은 상기 x1의 추정값과 동일한 방식으로 구할 수 있다. 상기 추정된 x2는 복조부(622)와 디인터리버(624)에 의해 이진비트열로 변환되어 출력된다.

도 7과 도 8은 본 발명에 따른 효과를 도시하고 있다. 특히, 상기 도 7은 QPSK 변조방식에 의해 변조된 심벌들이 2개의 송신안테나들을 통해 전송된 후, 2개의 수신안테나들을 통해 수신될 경우의 효과를 도시하고 있다. 상기 도 8은 16QAM 변조방식에 의해 변조된 심벌들이 2개의 송신안테나들을 통해 전송된 후, 2개의 수신안테나들을 통해 수신될 경우의 효과를 도시하고 있다. 상기 도 7과 도 8에서 보여 지고 있는 바와 같이 본원 발명에서 제안된 방식은 종래 방식에 비해 현저히 향상된 성능을 보이고 있다.

전술한 바와 같이 본 발명은 데이터를 중요도에 따라 서로 다른 무선채널을 통해 전송하면, 수신단에서는 중요도가 높은 데이터를 먼저 복원함으로서 무선 채널이 가지는 페이딩에 따라 오류 성능 저하를 극복할 수 있다. 즉, 중요도가 높은 데이터(에러 확률이 낮은 데이터)를 먼저 복원하고, 상기 복원된 데이터를 이용하여 다른 데이터를 복원함으로서 수신 에러를 감소시킬 수 있게 된다.

도 1은 일반적인 직교주파수분할 다중접속 이동통신 시스템의 구조를 도시한 도면.

도 2는 일반적인 다중 안테나 직교 주파수분할 다중접속 이동통신 시스템의 구조를 도시한 도면.

도 3은 연속 간섭소거 방식(SIC) 수신기의 구조를 도시한 도면.

도 4는 본 발명에 따른 다중 안테나 직교 주파수분할 다중접속 이동통신 시스템의 송신단 구조를 도시한 도면.

도 5는 본 발명에 따른 다중 안테나 직교 주파수분할 다중접속 이동통신 시스템의 수신단 구조를 도시한 도면.

도 6은 본 발명에 따른 수신단의 SIC 구조를 도시한 도면.

도 7은 본 발명에 의해 제안된 방식과 종래 방식을 비교한 도면.

도 8은 본 발명에 의해 제안된 방식과 종래 방식을 비교한 다른 도면.

Claims

복수의 안테나를 이용하는 이동통신 시스템에 있어서,

전달된 부호화비트들을 부호율양립천공 방식에 의해 천공하는 천공기와,

천공정도를 고려하여 상기 천공된 부호화비트들을 상기 안테나의 개수와 동일 개수로 분배하는 분배기와,

상기 분배된 부호화비트들을 인터리빙하는 인터리버와,

상기 인터리빙된 부호화비트들을 변조하는 변조부와,

상기 변조된 심벌들에 대한 우선순위를 지정하는 정렬부와,

상기 정렬된 심벌들을 상기 복수의 안테나를 사용하여 전송함을 특징으로 하는 이동통신 시스템의 부호화 장치.
제 1항에 있어서, 상기 정렬부는,

천공정도가 낮은 변조 심벌들에 높은 우선순위를 부여함을 특징으로 하는 상기 장치.
제 2항에 있어서, 상기 이동통신 시스템은,

쉬프터를 수행한 변조 심볼들을 부반송파에 실어 무선채널로 전송하기 위해 주파수에 대한 신호로 변환하는 역푸리에 변환(IFFT)부를 부가함을 특징으로 하는 상기 장치.
제 3항에 있어서, 상기 천공부는,

전송하고자하는 부호율에 따라 상기 천공비트의 수를 달리함을 특징으로 하는 상기 장치.
복수의 안테나를 이용하는 이동통신 시스템에 있어서,

상기 안테나로부터 전달된 부반송파에 실려 무선채널로 전송된 주파수에 대한 신호를 시간에 대한 신호로 변환하는 푸리에 변환(FFT)부와,

상기 푸리에 변환된 수신심벌들 중 우선순위가 높은 수신심벌에 대한 채널추정을 이용하여 우선순위가 낮은 수신심벌에 대한 채널추정을 수행하는 연속간섭소거방식 수신기와,

상기 채널추정된 수신심벌을 조합하는 조합부로 이루어짐을 특징으로 하는 이동통신 시스템의 복호화 장치.
제 5항에 있어서, 상기 연속간섭소거방식 수신기는,

수신심벌에 대한 우선순위를 검출하는 정렬부와,

상기 높은 우선순위를 가지는 수신심벌을 복조하는 복조부와,

상기 복조된 부호화비트를 디인터리빙하는 디인터리버와,

상기 디인터리빙된 부호화비트를 이용하여 송신비트를 판별하는 판별부를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
제 6항에 있어서, 상기 연속간섭소거방식 수신기는,

상기 판별된 높은 우선순위를 가지는 수신심벌의 송신비트를 인터리빙하는 인터리버와,

상기 인터리빙된 부호화비트를 변조하는 변조부와,

상기 변조된 우선순위를 갖는 부호화비트를 이용하여 상기 우선순위가 낮은 수신심벌의 채널추정을 수행하는 최소제곱에러 수신기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
복수의 안테나를 이용하는 이동통신 시스템에 있어서,

전달된 부호화비트들을 부호율양립천공 방식에 의해 천공하는 과정과,

천공정도를 고려하여 상기 천공된 부호화비트들을 상기 안테나의 개수와 동일 개수로 분배하는 과정과,

상기 분배된 부호화비트들을 인터리빙하는 과정과,

상기 인터리빙된 부호화비트들을 변조하는 과정과,

상기 변조된 심벌들에 대한 우선순위를 지정하는 과정과,

상기 우선순위가 지정된 심벌들을 상기 복수의 안테나를 사용하여 전송함을 특징으로 하는 이동통신 시스템의 부호화 방법.
제 8항에 있어서, 상기 우선순위를 지정하는 과정은,

천공정도가 낮은 변조 심벌들에 높은 우선순위를 부여함을 특징으로 하는 상기 방법.
제 9항에 있어서, 상기 이동통신 시스템은,

쉬프터를 수행한 변조 심볼들을 부반송파에 실어 무선채널로 전송하기 위해 주파수에 대한 신호로 변환하는 역푸리에 변환(IFFT)하는 과정을 부가함을 특징으로 하는 상기 방법.
제 10항에 있어서, 상기 천공하는 과정은,

전송하고자하는 부호율에 따라 상기 천공비트의 수를 달리 지정함을 특징으로 하는 상기 방법.
복수의 안테나를 이용하는 이동통신 시스템에 있어서,

상기 안테나로부터 전달된 부반송파에 실려 무선채널로 전송된 주파수에 대한 신호를 시간에 대한 신호로 변환하는 푸리에 변환(FFT)하는 과정과,

상기 푸리에 변환된 수신심벌들 중 우선순위가 높은 수신심벌에 대한 채널추정을 이용하여 우선순위가 낮은 수신심벌에 대한 채널추정을 수행하는 과정과,

상기 채널추정된 수신심벌을 조합하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 이동통신 시스템의 복호화 방법.
제 12항에 있어서, 상기 채널추정하는 과정은,

수신심벌에 대한 우선순위를 검출하는 과정과,

상기 높은 우선순위를 가지는 수신심벌을 복조하는 과정과,

상기 복조된 부호화비트를 디인터리빙하는 과정과,

상기 디인터리빙된 부호화비트를 이용하여 송신비트를 판별하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 상기 방법.
제 13항에 있어서, 채널추정하는 과정은,

상기 판별된 높은 우선순위를 가지는 수신심벌의 송신비트를 인터리빙하는 과정과,

상기 인터리빙된 부호화비트를 변조하는 과정과,

상기 변조된 우선순위를 갖는 부호화비트를 이용하여 상기 우선순위가 낮은 수신심벌의 채널추정을 수행하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 상기 방법.