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KR102001884B1 - 마이크로웨이브 음파 필터들의 개선된 설계 - Google Patents

마이크로웨이브 음파 필터들의 개선된 설계 Download PDF

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KR102001884B1
KR102001884B1 KR1020167037064A KR20167037064A KR102001884B1 KR 102001884 B1 KR102001884 B1 KR 102001884B1 KR 1020167037064 A KR1020167037064 A KR 1020167037064A KR 20167037064 A KR20167037064 A KR 20167037064A KR 102001884 B1 KR102001884 B1 KR 102001884B1
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Abstract

음파 마이크로웨이브 필터(100)를 설계하는 방법은, 주파수 응답 요건들에 기초하여 필터부를 선택하는 단계를 포함한다. 필터부는, 입력(106), 출력(108), 및 복수의 회로 소자들을 포함한다. 복수의 회로 소자들은 적어도 인-라인 음파 공진기들(102a, 104a) 또는 인-션트 음파 공진기들(102b, 104b)을 가진다. 상기 방법은 회로 소자들 각각에 대한 값을 선택하는 단계와, 필터부들의 수를 선택하는 단계와, 적어도 한 쌍의 바로 인접한 필터부들이 그들의 입력 또는 출력을 통해 서로 연결되도록 선택된 수의 필터부들을 캐스케이드하여 캐스케이드된 필터 회로 설계를 생성하는 단계를 더 포함한다. 방법은 상기 캐스케이드된 필터 회로 설계에 기생 효과를 추가하여 사전-최적화된 필터 회로 설계를 생성하는 단계와, 사전 최적화된 필터 회로 설계를 최적화하여 최종 필터 회로 설계를 생성하는 단계와, 최종 필터 회로 설계에 기초하여 음파 마이크로웨이브 필터를 구성하는 단계를 더 포함한다.

Description

마이크로웨이브 음파 필터들의 개선된 설계{IMPROVED DESIGN OF MICROWAVE ACOUSTIC WAVE FILTERS}
본 발명은 일반적으로 마이크로웨이브 필터들에 관한 것으로, 특히 음파 마이크로웨이브 필터들에 관한 것이다.
통신 어플리케이션을 위한 주파수 선택성 전기 신호 필터는 전신 및 전화 용도로 1910년대부터 개발이 시작되었고, 특히 장거리 케이블 및 무선 링크들 상에 실리는 통신 신호 채널들의 멀티플렉싱 및 디멀티플렉싱을 위해 개발되었다. "이미지" 또는 "이미지 파라미터" 설계 방법들로 명명된 필터 설계 방법이, 1920년대 특히 벨 연구소에서 개발되었다(참고, George A. Campbell, Physical Theory of the Electric Wave Filter, The Bell System Technical Journal, Volume I, No. 2 (November, 1922); Otto J. Zobel, Theory and Design of Uniform and Composite Electric Wave-Filters, The Bell System Technical Journal, Volume II, No. 1 (January, 1923)). 이러한 기술을 사용하여, 필터는 동일 또는 유사한 입력 임피던스를 갖고 동일 또는 유사한 출력 임피던스를 갖는 종종 동일한 섹션들로 위상적으로 분할되는 송신 라인으로서 설계된다. 섹션들은, 인접 섹션들의 입력이 서로 연결되고 인접 섹션들의 출력이 서로 연결되도록 교번하는 형태로 연결된다(즉, 제1 섹션의 입력은 제2 섹션의 입력에 연결되고, 제2 섹션의 출력은 제3 섹션의 출력에 연결되며, 제3 섹션의 입력은 제4 섹션의 입력에 연결된다 등). 입력 임피던스 또는 출력 임피던스가 항상 서로 대향하기 때문에 신호가 필터를 통해 송신될 때, 섹션들 사이의 인터페이스에서 반사는 없을 것이다.
일반적으로, 이미지 설계 방법은 "초기 필터 설계"를 생성한다. 더 많은 설계 단계가 제조될 수 있는 "최종 필터 설계"를 생성하는데 필요하다. 이러한 추가 단계들은, 유사 인접 소자들을 결합하는 단계와, 필터 특성에 대한 원하는 향상을 가져오도록 특정 회로 소자들을 추가 또는 삭제하는 단계와, 제조될 물리 회로를 더욱 정확히 표현하도록 이상적인 회로 소자 모델에 포함되지 않는 기생 효과를 추가하는 단계와, 원하는 요건에 더 잘 매칭되도록 회로 소자 값의 컴퓨터 최적화를 수행하는 단계 등을 포함할 수 있다.
AW(Acoustic wave) 공진기, 특히 석영 BAW(bulk acoustic wave) 공진기가, 일부 전기 신호 필터에서 사용되기 시작했다. AW 공진기의 등가 회로는 "공진" 주파수 및 "반공진(anti-resonance)" 주파수로 불리는 주파수에서 가깝게 이격된 2개의 공진들을 가진다(참고, K.S. Van Dyke, Piezo-Electric Resonator and its Equivalent Network Proc. IRE, Vol. 16, 1928, pp.742-764). 이미지 필터 설계 방법은 이들 석영 공진기들을 활용하는 필터 회로에 적용되었고, 2개의 AW 필터 회로 타입: "래더(ladder)" 및 "래티스(lattice)" AW 필터 설계들을 가져왔다(참고, 미국특허번호 제1,795,204호; W.P. Mason, Electrical Wave Filters Employing Quartz Crystals as Elements, The Bell System Technical Journal (1934)). 이후 수십 년 동안 석영 래터 설계는 매우 좁은 대역폭 때문에 단일 채널 필터에만 전형적으로 사용되었다. 대다수의 석영 필터는 더 적은 협 대역폭들을 허용하지만 통상 인덕터들을 필요로 하는 하이브리드-래티스 설계였다.
1960년대에는 회로망 합성 설계가 나타나기 시작하였는데, 이 설계는 훨씬 다양한 필터 회로 설계들을 허용하였지만, 또한 커패시터에 비해 물리적으로 크고 손실이 있을 수 있는 인덕터를 통상 필요로 하였다. 이런 설계는 RF 주파수 및 더 낮은(<100MHz) 주파수에 있었고, 벌크 결정, 종종 석영을 이용하여 이루어졌다. SAW(surface acoustic wave) 필터가 또한 이때 나타나기 시작했다. 이런 설계는 트랜스듀서 손실에 기인한 높은 삽입 손실을 겪어, 무선 주파수가 아닌 중간 주파수에서만 사용을 허용하였고, "태핑된 지연 라인(tapped delay line)"으로 지칭되는 횡단(transversal) 설계를 기초로 하였다.
대략 1992년대부터, 박막 SAW 공진기 및 BAW 공진기들이 개발되었고 마이크로웨이브(주파수 > 500MHz)에서 사용되기 시작했다. AW IEF(impedance element filter) 설계는 에스펜쉬드(Espenschied) 타입 래더 음파 필터 설계로 지칭될 수도 있다(참고, O. Ikata, et al., Development of Low-Loss Bandpass Filters Using Saw Resonators for Portable Telephones, 1992 Ultrasonics Symposium, pp. 111-115). SAW 및 BAW 구현시 이미지 설계 AW IEF 대역 통과 필터는 이동 통신 디바이스의 RF(radio frequency) 전단에서 마이크로웨이브 필터링 어플리케이션에 종종 사용되었다. 이동 통신 산업에서 특히 중요한 것은 대략 500-3,500MHz의 주파수 범위이다. 미국에서는 셀룰러 통신에 사용되는 다수의 표준 대역들이 존재한다. 이들은 대역 2(~1800-1900MHz), 대역 4(~1700-2100MHz), 대역 5(~800-900MHz), 대역 13(~700-800MHz), 및 대역 17(~700-800MHz)를 포함하고, 다른 대역들이 부상하고 있다.
필터의 특수한 종류인 듀플렉서는 이동 장치의 전단에서 핵심 구성 요소이다. 현대의 이동 통신 장치는 (LTE, WCDMA 또는 CDMA 사용하여) 동시에 송신 및 수신하고 동일한 안테나를 사용한다. 듀플렉서는 피코 와트(pico-watt)만큼 낮을 수 있는 수신 신호로부터 0.5와트까지의 전력일 수 있는 송신 신호를 분리한다. 송신 및 수신 신호들은 듀플렉서가 선택하는 것을 가능케 하는 상이한 주파수들의 반송파들에 변조되는데, 그렇다 할지라도 듀플렉서는 매우 작은 크기, 종종 겨우 약 2mm 면적에서 주파수 선택, 분리 및 낮은 삽입 손실을 제공해야만 한다. 이미지 설계 대역통과 AW IEF 필터는 듀플렉서에서 사용되는 것이 일반적으로 바람직한데, 그 이유는 이것이 이들 요건들을 만족하며, 태핑된 지연 라인(이는 더 높은 손실을 가짐), 그리고 공진 단상 단방향 트랜스듀서(SPUDT: single-phase unidirectional tranducer) 필터(요구되는 좁은 라인이 마이크로웨이브 주파수에 대한 스케일링을 막음)와 같은 대안들보다 현저히 양호하기 때문이다; 하지만 이중 모드 SAW(DMS)(종방향 결합 공진기(LCR; longitudinally coupled resonator)라고도 불림) 필터가 그것이 제공하는 밸런싱된 출력에 기인하여 듀플렉서에서의 수신 필터에 때때로 이용되기도 한다(참고, David Morgan, Surface Acoustic Wave Filters With Applications to Electronic Communications and Signal Processing Morgan, pp. 335-339, 352-354(2007)). 전통적으로, IEF 필터는 각 이미지 섹션에 대한 단지 하나의 인-라인 공진기와 단지 하나의 인-션트(in-shunt) 공진기로 이루어지는 단순한 공진기 쌍의 아키텍처를 이용한다.
이러한 전통적인 AW IEF 필터 설계에 대한 사소한 변형은 전형적으로 하나 이상의 회로 소자들(예컨대, 커패시터, 인덕터, 또는 AW 공진기)를 IEF 설계에 추가하여 특정 회로 특징을 강화하는 이들 어플리케이션(미국특허 제8,026,776호 및 미국특허 제8,063,717호 참조)에서 고려되었다. 이것은, 공통 컴퓨터 최적화 툴이 전통적인 AW IEF 필터 설계에 비해 개선된 설계를 생성하게 수렴될 만큼 기본 AW IEF 회로에 대한 영향이 충분히 작은 경우에 달성될 수 있다. 이것은 AW IEF 필터에 사용되는 공진기와 같은 가깝게 이격된 공진 및 반공진을 포함하는 임의의 회로에 대한 엄격한 요건이며, 따라서 기본 AW IEF 디자인 및 기능에 매우 작은 변동만을 허용하게 된다. 그 이유는, 개선된 회로 설계 솔루션에 수렴하기 위한 컴퓨터 회로 최적화 루틴을 위한 기본 요건이, 초기 설계가 최종 개선된 설계와 동일한 회로 구조이며 초기 회로 소자 값이 최종 값에 매우 가까운 값이 되기 때문이다. 따라서, AW IEF 필터 설계의 기본적인 아키텍처는 단순한 공진기 쌍의 아키텍처, 및 기본 AW 래더 설계에 대한 사소한 변경들, 즉 이런 전통적인 회로 설계에 "사후" 이루어진 변경들로 제한되게 되었다. 이동 통신에 대한 비용, 손실, 크기 및 전력 핸들링의 관점에서 마이크로웨이브 AW 필터에 대한 개선이 필요하게 되었다.
본 발명의 제1 측면에 따르면, 주파수 응답 요건에 따라 음파 마이크로웨이브 필터를 설계하는 방법이 제공된다. 상기 방법은 주파수 응답 요건에 기초하여 필터부를 선택하는 단계를 포함한다. 필터부는 입력 및 출력과, 입력과 출력 사이의 복수의 회로 소자들을 포함한다. 복수의 회로 소자들은 적어도 2개의 인-라인 음파 공진기 또는 적어도 2개의 인-션트 음파 공진기를 갖는다. 하나의 방법에서, 인-라인 공진기(들) 또는 인-션트 공진기(들) 각각은 단일 압전 기판 상에 만들어진다.
이 방법은 선택적으로 회로 소자의 구조적 타입을 선택하는 단계를 포함할 수 있다. 예컨대, 인-라인 공진기(들) 또는 인-션트 공진기(들) 각각의 구조적 타입은 SAW(surface acoustic wave) 공진기, BAW(bulk acoustic wave) 공진기, FBAR(film bulk acoustic resonator) 및 MEMS(microelectromechanical system) 공진기 중 하나로부터 선택될 수 있다.
이 방법은 주파수 응답 요건에 기초하여 회로 소자들의 각각에 대한 값을 선택하는 단계와, 주파수 응답 요건에 기초하여 필터부의 수를 선택하는 단계와, 적어도 한 쌍(아마 모든 쌍일 수도 있음)의 바로 인접한 필터부들이 그들의 입력 또는 출력을 통해 서로 연결되도록 상기 선택된 수의 필터부(동일할 수 있음)를 캐스케이드(cascade)하여 캐스케이드된 필터 회로 설계를 생성하는 단계를 더 포함한다.
하나의 방법에서, 주파수 응답 요건은 통과 대역과 저지 대역(stopband) 중 적어도 하나를 포함하고, 상기 필터부는 통과 대역 또는 저지 대역에 기초하여 선택된다. 복수의 회로 소자는 한 쌍의 인-라인 공진기와 인-션트 공진기를 가질 수 있고, 이 경우 한 쌍의 인-라인 공진기와 인-션트 공진기의 값들은 통과 대역이나 저지 대역을 형성하도록 선택될 수 있다. 주파수 응답 요건이 통과 대역 및 저지 대역을 포함한다면, 한 쌍의 인-라인 공진기와 인-션트 공진기의 값들은 통과 대역을 형성하도록 선택될 수 있고, 복수의 회로 소자는 다른 한 쌍의 인-라인 공진기와 인-션트 공진기일 수 있으며, 다른 한 쌍의 인-라인 공진기와 인-션트 공진기의 값들은 저지 대역을 형성하도록 선택될 수 있다.
선택적인 방법은, 주파수 응답 요건을 정규화된 설계 공간에 매핑하는 단계 - 이 경우 회로 소자 값들은 매핑된 주파수 응답 요건을 기초로 결정되는 정규화된 값들이 될 것임 - 와, 캐스케이드된 필터 회로 설계의 정규화된 회로 소자 값들을 실제 설계 공간에 언매핑(unmapping)하는 단계를 더 포함한다. 일 실시예에서, 복수의 회로 소자는 한 쌍의 인-라인 공진기와 인-션트 공진기를 가지며, 통과대역을 형성하기 위하여 인-션트 공진기의 정규화된 공진 주파수는 인-라인 공진기의 정규화된 반공진 주파수보다 약 2만큼 낮다. 다른 실시예에서, 복수의 회로 소자는 한 쌍의 인-라인 공진기와 인-션트 공진기를 가지며, 저지대역을 형성하기 위하여 인-라인 공진기의 정규화된 반공진 주파수는 인-션트 공진기의 정규화된 반공진 주파수보다 약 1만큼 낮다.
이 방법은, 사전 최적화된 필터 회로 설계를 생성하기 위해 캐스케이드된 필터 회로 설계에 기생 효과를 추가하는 단계와, 최종 필터 회로 설계를 생성하기 위하여 컴퓨터화된 필터 최적화기와 같은 필터 최적화기에 사전 최적화된 필터 회로 설계를 입력하는 단계와, 최종 필터 회로 설계를 기초로 음파 마이크로웨이브 필터를 구성하는 단계를 더 포함한다. 선택적인 방법은, 캐스케이드된 필터 설계에 기생 효과를 추가하기 이전에 캐스케이드된 필터 설계에서 서로 전기적으로 인접하는 유사 회로 소자들을 결합하는 단계를 더 포함한다. 또 다른 선택적인 방법은, 최종 필터 회로 설계를 생성하기 위하여 사전-최적화된 필터 회로 설계의 소자 제거 최적화를 수행하는 단계를 더 포함한다.
하나의 방법에서, 최종 필터 회로 설계에서 복수의 공진기들의 가장 낮은 공진 주파수와 가장 높은 공진 주파수 간의 차이는, 복수의 공진기에서 가장 높은 공진 주파수를 갖는 공진기의 공진 주파수와 반공진 주파수 간의 차이의 적어도 1.25 배, 어쩌면 적어도 2배이다. 또 다른 방법에서, 최종 필터 회로 설계의 복귀 손실(return loss) 크기의 국부 최소(local minimum) 또는 국부 최대(local maximum)는, 최종 필터 회로 설계에서 가장 높은 공진 주파수를 갖는 공진기의 공진 주파수와 반공진 주파수 간의 분리의 적어도 1배, 어쩌면 적어도 1.25배, 심지어 어쩌면 2배이다.
본 발명의 제2 측면에 따르면, 음파 마이크로웨이브 필터는 입력 및 출력과, 입력과 출력 사이에 결합된 복수의 음파 공진기를 포함한다. 최종 필터 회로 설계에서 복수의 공진기들의 가장 낮은 공진 주파수와 가장 높은 공진 주파수의 차이는, 복수의 공진기에서 가장 높은 공진 주파수를 갖는 공진기의 공진 주파수와 반공진 주파수 간의 분리의 적어도 1.25배, 어쩌면 적어도 2배이다. 일 실시예에서, 복수의 공진기는 적어도 2개의 인-라인 공진기 및/또는 적어도 2개의 인-션트 공진기들을 포함한다. 복수의 공진기들은 적어도 한 쌍의 인-라인 공진기 및 인-션트 공진기를 포함한다. 복수의 공진기들 각각은 SAW(surface acoustic wave) 공진기, BAW(bulk acoustic wave) 공진기, FBAR(flim bulk acoustic resonator), 및 MEMS(microelectromechanical system) 공진기 중 하나일 수 있다.
본 발명의 제3 측면에 따르면, 음파 마이크로웨이브 필터는 입력 및 출력과, 입력과 출력 사이에 결합된 복수의 음파 공진기를 포함한다. 음파 마이크로웨이브 필터의 복귀 손실 크기의 국부 최소 또는 국부 최대는 가장 높은 공진 주파수를 갖는 공진기의 공진 주파수와 반공진 주파수간의 분리의 적어도 1배, 어쩌면 적어도 1.25배, 어쩌면 적어도 2배이다. 일 실시예에서, 복수의 공진기들은 적어도 2개의 인-라인 공진기들 및/또는 적어도 2개의 인-션트 공진기들을 포함한다. 복수의 공진기들은 적어도 한 쌍의 인-라인 공진기 및 인-션트 공진기를 포함한다. 복수의 공진기들 각각은 SAW(surface acoustic wave) 공진기, BAW(bulk acoustic wave) 공진기, FBAR(flim bulk acoustic resonator), 및 MEMS(microelectromechanical system) 공진기 중 하나일 수 있다.
본 발명의 다른 추가의 양태 및 특징은 후술되는 바람직한 실시예들의 상세한 설명으로부터 명백해질 것이며, 이 실시예들은 본 발명을 예시하기 위한 것이지, 한정하는 것은 아니다.
본 발명의 바람직한 실시예들의 설계 및 활용을 도시한 도면에서는 유사한 구성요소가 공통 도면부호로 언급된다. 본 발명의 전술한 또한 다른 이점 및 목적들이 얻어질 수 있는 방법을 잘 이해할 수 있도록, 간략하게 전술한 본 발명의 보다 상세한 설명이, 첨부된 도면에 예시되어 있는 특정 실시예들을 참고하여 설명될 것이다. 이들 도면이 본 발명의 하나의 전형적인 실시예만을 도시하며 이에 따라 본 발명의 범위를 제한하는 것으로 여겨서는 안 되는 것을 이해하면서, 본 발명은 첨부 도면을 사용해 보다 상세히 후술될 것이다.
도 1은 무선 통신 시스템의 블록도이다.
도 2는 본 발명의 일 방법에 따르는 음파 필터를 설계하는 데 사용되는 이미지 기법을 예시하는 흐름도이다.
도 3은 도 2의 이미지 기법에 따라 선택될 수 있는 하나의 필터부의 개략도이다.
도 4a-4e는 도 3의 필터부에서 상이한 대역 타입을 달성하기 위한 다른 베타 값을 나타낸 주파수 응답도이다.
도 5는 도 2의 이미지 기법에 따라 선택될 수 있는 다른 필터부의 개략도이다.
도 6은 도 2의 이미지 기법에 따라서 도 5에 도시된 다른 필터부의 동일한 것들을 캐스케이드하여 생성되는 캐스케이드된 필터 회로 설계의 개요도이다.
도 7은 도 2의 이미지 기법에 따라서 도 6의 캐스케이드된 필터 회로 설계에서 유사 회로 소자들을 결합하여 생성되는 초기 필터 회로 설계의 개요도이다.
도 8a는 도 2의 이미지 기법에 따라서 도 7의 초기 필터 회로 설계의 공진 주파수 값 및 정적 커패시턴스 값을 도시한 표이다.
도 8b는 특히 송신 제로를 나타내는, 사전 최적화된 필터 회로 설계의 주파수 응답도이다.
도 9는 도 2의 이미지 기법에 따라서 사전 최적화된 필터 회로 설계를 컴퓨터화된 필터 최적화기에 입력하고, 소자 제거 설계 기법을 수행하여 생성되는 최적화된 필터 회로 설계의 개요도이다.
도 10a는 도 9의 최적화된 필터 회로 설계의 공진 주파수 값 및 정전 커패시턴스 값을 나타내는 표이다.
도 10b는 특히 송신 제로를 나타내는, 도 9의 최적화된 필터 회로 설계의 주파수 응답도이다.
도 10c는 특히 반사 제로를 나타내는, 도 9의 최적화된 필터 회로 설계의 주파수 응답도이다.
본 발명은 AW(acoustic wave) 마이크로웨이브 필터(예컨대, SAW(surface acoustic wave), BAW(bulk acoustic wave), FBAR(flim bulk acoustic resonator), 및 MEMS(microelectromechanical system) 필터)를 설계하기 위한 이미지 기법을 설명한다. 필터 설계의 각각의 캐스케이드된 섹션에서 단순한 공진기 쌍의 아키텍처의 사용에 제한되는 종래의 이미지 설계 기법과는 달리, 이하 설명되는 이미지 설계 기법은 필터 설계의 각각의 캐스케이스된 섹션에서 더 복잡한 회로 소자 아키텍처를 사용한다. 이미지 설계 기법에 의해 가능해진 설계의 복잡성이 증가함에 따라 개선된 삽입 손실, 개선된 소거 및/또는 더 낮은 비용과 같은 개선된 성능을 갖는 설계를 가져올 수 있다.
이하 설명되는 AW 마이크로웨이브 필터는 가깝게 이격된 저지 대역을 갖는 통과 대역이 요구되는 통신 시스템 듀플렉서에 특히 유용한, 단일 통과 대역 및 단일 저지 대역을 갖는 주파수 응답을 나타낸다. 예컨대, 도 1을 참고하면, 이동 통신 장치에 사용하기 위한 통신 시스템(10)은 무선 신호를 송신 및 수신할 수 있는 트랜시버(12), 및 트랜시버(12)의 기능을 제어할 수 있는 컨트롤러/프로세서(14)를 포함한다. 트랜시버(12)는 일반적으로 광대역 안테나(16), 송신 필터(24) 및 수신 필터(26)를 갖는 듀플렉서(18), 듀플렉서(18)의 송신 필터(24)를 통해 안테나(16)에 연결된 송신기(20), 및 듀플렉서(18)의 수신 필터(26)를 통해 안테나(16)에 연결된 수신기(22)를 포함한다.
송신기(20)는 컨트롤러/프로세서(14)에 의해 제공된 기저대역 신호를 RF(radio frequency) 신호로 변환하도록 구성된 업컨버터(28), RF 신호를 증폭하도록 구성된 가변 이득 증폭기(VGA)(30), 컨트롤러/프로세서(14)에 의해 선택된 동작 주파수에서 RF 신호를 출력하도록 구성된 대역 통과 필터(32), 및 듀플렉서(18)의 송신 필터(24)를 통해 안테나(16)에 제공되는 필터링된 RF 신호를 증폭하도록 구성된 전력 증폭기(34)를 포함한다.
수신기(22)는 수신 필터(26)를 통해 안테나(16)로부터 입력된 RF 신호로부터 송신 신호 간섭을 소거하도록 구성된 노치 또는 저지 대역 필터(36), 비교적 낮은 잡음을 갖는 저지 대역 필터(36)로부터의 RF 신호를 증폭하도록 구성된 LNA(low noise amplifier)(38), 컨트롤러/프로세서(14)에 의해 선택된 주파수에서 증폭된 RF 신호를 출력하도록 구성된 조정가능한 대역 통과 필터(40), 및 RF 신호를 컨트롤러/프로세서(14)에 제공되는 기저대역 신호로 다운컨버팅하도록 구성된 다운컨버터(42)를 포함한다. 대안적으로, 저지 대역 필터(36)에 의해 수행되는 송신 신호 간섭을 소거하는 기능은 듀플렉서(18)에 의해 대신 수행될 수 있다. 또는 송신기(20)의 전력 증폭기(34)는 송신 신호 간섭을 감소시키도록 설계될 수 있다.
도 2에 도시된 블록도는 본질적으로 기능도이며, 여러 기능들이 하나의 전자 컴포넌트에 의해 수행될 수 있거나 하나의 기능이 여러 전자 컴포넌트들에 의해 수행될 수 있음을 이해해야 한다. 예컨대, 업 컨버터(28), VGA(30), 대역통과 필터(40), 다운컨버터(42), 및 컨트롤러/프로세서(14)에 의해 수행되는 기능들은 종종 단일 트랜시버 칩에 의해 수행된다. 대역통과 필터(32)의 기능은 전력 증폭기(34) 및 듀플렉서(18)의 송신 필터(24)에 있을 수 있다
이하 설명되는 예시적인 이미지 설계 기법은 통신 시스템(10)의 전단용의 음파 마이크로웨이브 필터, 특히 듀플렉서(18)의 송신 필터(24)를 설계하는데 사용되지만, 동일 기법이 듀플렉서(18)의 수신 필터(26) 및 다른 RF 필터용의 음파 마이크로웨이브 필터를 설계하는데 사용될 수도 있다.
도 2를 참고하여, AW 마이크로웨이브 필터를 설계하기 위한 하나의 예시적인 기법(50)을 설명한다. 우선, 주파수 응답 요건들(통과 대역, 복귀 손실, 삽입 손실, 소거, 선형성, 잡음 지수, 입력 및 출력 임피던스 등을 포함) 뿐만 아니라, 크기 및 비용 요건과, 예컨대 동작 온도 범위, 진동, 실패율 등과 같은 환경 요건을 포함하는 필터 요건들은, 필터 및 사용자의 어플리케이션에 의해 구축된다(단계 52).
다음에, AW 필터에 사용될 회로 소자의 구조적 타입이 선택된다; 예컨대, 필터를 제조하기 위한 패키징 및 어셈블리 기술을 포함하여, 공진기의 구조적 타입(SAW, BAW, FBAR, MEMS 등), 및 인덕터, 커패시터 및 스위치의 타입과 함께 이들 회로 소자를 제조하는데 사용될 재료가 선택된다(단계 54). 설명되는 특정 예에서, 회로 소자 타입의 선택은 42도 XY 컷 LiTaO3 기판상에 구성된 SAW 공진기, 및 42도 XY 컷의 LiTaO3 기판 상에 집적된 커패시터이다.
그 후, 통과 대역(들) 및 저지 대역(들)은 주파수 응답 요건으로부터 선택되고, 설계될 필터부에 대한 회로가 선택된다(단계 56). 우선, 이런 요건에 기초하여, 통과 대역 및 저지 대역이 식별된다. 필터부는 필터의 기본 구축 블록이며, 통과 대역(들) 및/또는 저지 대역(들)에 기초하여 선택된다. 예컨대, 인-라인 공진기들(즉, 직렬 연결)/인-션트 공진기들(즉, 병렬 연결) 쌍은 각각의 통과 대역(들) 및/또는 저지 대역(들)을 위해 선택될 수 있고, 그 후 필터부를 형성하도록 일렬로(in-line) 연결된다. 필터부는 또한 커패시터, 인덕터 및/또는 스위치와 같은 공진기 이외의 회로 소자들을 포함할 수 있다.
필터부(100)의 이러한 일 실시예가 도 3에 도시된다. 필터부(100)는 인-라인 공진기(102a) 및 인-션트 공진기(102b)로 이루어지는 공진기쌍(102)과, 인-라인 공진기(104a) 및 인-션트 공진기(104b)로 이루어지는 공진기쌍(104)을 포함한다. 2개의 공진기쌍들(102, 104)은 도시된 바와 같이 서로 일렬로 연결되며, 주파수 응답 요건의 통과 대역 및 저지 대역에 각각 대응한다. 필터부(100)는 입력 단자(106) 및 출력 단자(108)를 더 포함한다.
음파 공진기들(102a, 102b, 104a, 104b) 각각은 수정된 MBVD(modified Butterworth-Van Dyke) 모델(110)에 의해 표현될 수 있다. MBVD 모델(110)은 IDT(interdigital transducer)들을 압전 기판, 예컨대 결정 석영, 니오브산리튬(LiNbO3), 리튬탄탈레이트(LiTaO3) 결정 또는 BAW(FBAR 포함) 공진기 또는 MEMS 공진기상에 배치함으로써 제조될 수 있는 SAW 공진기를 표현할 수 있다. 각각의 MBVD 모델(110)은 운동 커패시턴스(motional capacitance) Cm(112), 정적 커패시턴스(static capacitance) Co(114), 운동 인덕턴스 Lm(116) 및 저항 R(118)을 포함한다. 운동 커패시턴스 Cm(112) 및 운동 인덕턴스 Lm(116)는 전기 음파 행위의 상호작용으로부터 유발될 수 있으며, 그 결과 MBVD 모델(110)의 운동 암(arm)으로서 언급될 수 있다. 정적 커패시턴스 Co(114)는 구조의 커패시턴스로부터 유발될 수 있고, 그 결과 MBVD 모델(110)의 정적(비운동) 커패시턴스로서 언급될 수 있다. 저항 R(118)은 음파 공진기의 전기 저항으로부터 유발될 수 있다. 파라미터들은 다음의 수학식들과 관련된다:
Figure 112016129558832-pat00001
Figure 112016129558832-pat00002
여기서 ωR 및 ωA는 어느 주어진 음파 공진기에 대한 각각의 공진 및 반공진 주파수들일 수 있으며, 감마 γ는 다음의 수학식 3에 의해 더 정의될 수 있는 물질 속성에 따라 달라질 수 있다.
Figure 112016129558832-pat00003
전형적인 γ 값은 42도 X Y 컷 LiTaO3에 대해 약 12 내지 약 18의 범위에 있을 수 있다.
음파 공진기의 공진 주파수 ωR은 임피던스의 크기가 국부 최소에 도달하고 임피던스의 위상이 제로 교차하는 주파수를 의미한다. 음파 공진기의 반공진 주파수 ωA는 임피던스의 크기가 국부 최대에 도달하고 임피던스의 위상이 제로 교차하는 주파수를 의미한다.
수학식 1로부터 음파 공진기들 각각의 공진 주파수는 MBVD 모델(110)의 운동 암에 따라 달라질 것이며, 반면에 필터 특성(예컨대, 대역폭)은 수학식 2에서의 γ에 의해 크게 영향받을 것임을 이해할 수 있다. 음파 공진기(102)에 대한 품질 팩터(Q)는 필터 내의 소자의 손실과 관련하여, 음파 필터 설계에서 중요한 성능 지수일 수 있다. 회로 소자의 Q는 사이클당 저장된 에너지와 사이클당 소실되는 에너지의 비율을 나타낸다. Q 팩터는 각각의 음파 공진기에서의 실제 손실을 모델링하며, 일반적으로 둘 이상의 Q 팩터들이 음파 공진기의 손실을 표현하는데 요구될 수 있다. Q 팩터는 필터 예들에 대해 다음과 같이 정의될 수 있다. 운동 커패시턴스 Cm(112)는 QCm=108로서 정의되는 연관된 Q를 가질 수 있으며, 정적 커패시턴스 Co(114)는 QCo=200으로서 정의되는 연관된 Q를 가질 수 있고, 운동 인덕턴스 Lm(116)는 QLm=1000로서 정의되는 연관된 Q를 가질 수 있다. 회로 설계자는 전형적으로 SAW 공진기를, 공진 주파수 ωR, 정적 커패시턴스 Co, 감마 γ 및 품질 팩터 QLm으로 특징화할 수 있다. 상용 어플리케이션에서, QLm은 SAW 공진기에서 약 1000이며, BAW 공진기에서 약 3000일 수 있다.
도 2를 다시 참조하면, 주파수 응답 요건은 그 후 정규화된 설계 공간에 매핑된다(단계 58). 매핑은 적당한 알고리즘, 예컨대 제곱근/이차 매핑 기법(참고 George L. Matthaei, Microwave Filters, Impedance-Matching Networks, and Coupling Structures, McGraw-Hill Book Company, pp. 95-97, 438-440 (1964)), 또는 음파 공진기에 더 적당한 대수/지수 매핑 기법을 이용하여 수행될 수 있다.
한가지 흥미로운 대수 매핑 기법은 다음의 수학식을 사용한다.
Figure 112016129558832-pat00004
Figure 112016129558832-pat00005
여기서 2πωP는 통과 대역 또는 저지 대역의 기하학적 중심 주파수이며, 2πω는 실제 주파수이고, Ω는 매핑된 주파수이고, γ는 공진기의 정적 커패시턴스와 운동 커패시턴스의 비이고, ΩR은 공진기의 매핑된 공진 주파수이며, ΩA는 공진기의 매핑된 반공진 주파수이다.
공진기 쌍의 인-라인 공진기의 매핑된 반공진 주파수와 인-션트 공진기의 매핑된 공진 주파수 간의 관계는 다음 수학식에 따르는 주파수 응답의 원하는 형상을 정의하는 데 편리하게 사용될 수 있다:
Figure 112016129558832-pat00006
여기서,
Figure 112016129558832-pat00007
은 인-라인 공진기의 매핑된 반공진 주파수이고,
Figure 112016129558832-pat00008
은 인-션트 공진기의 매핑된 공진 주파수이며, β는 주파수 응답의 형상을 정의하는 주파수 분리 파라미터이다. 필터부 내에서 β의 선택은 통과 대역, 저지 대역 또는 빈 대역(null band)이 형성되는지 여부를 결정한다.
예컨대, 도 4a-4e는 한 쌍의 인-라인/인-션트 공진기들에 대한 주파수 응답들의 상이한 5가지 타입을 각각 도시한다. 특히, 도 4a에 도시한 바와 같이, β~2인 경우, 주파수 응답은 통과 대역을 포함한다. 이 경우에, 인-션트 공진기는 -1의 정규화된 공진 주파수를 갖고, 인-라인 공진기는 +1의 정규화된 반공진 주파수(따라서 0의 정규화된 공진 주파수)를 갖는다. 도 4b에 도시된 바와 같이, β~1인 경우, 주파수 응답은 빈 대역을 포함한다. 이 경우, 인-션트 공진기는 -0.5의 정규화된 공진 주파수를 가지며, 인-라인 공진기는 +0.5의 정규화된 반공진 주파수(따라서 -0.5의 정규화된 공진 주파수)를 갖는다. 도 4c에 도시된 바와 같이, β~0인 경우, 주파수 응답은 좁은 저지 대역을 포함한다. 이 경우, 인-션트 공진기는 0의 정규화된 공진 주파수를 가지며, 인-라인 공진기는 0의 정규화된 반공진 주파수(따라서, 1의 정규화된 공진 주파수)를 갖는다. 도 4d에 도시된 바와 같이, β~-0.5인 경우, 주파수 응답은 넓은 저지 대역을 포함한다. 이 경우, 인-션트 공진기는 0.25의 정규화된 공진 주파수를 가지며, 인-라인 공진기는 -0.25의 정규화된 반공진 주파수(따라서, 0.75의 정규화된 공진 주파수)를 갖는다. 도 4e에 도시된 바와 같이, β~-1인 경우, 주파수 응답은 훨씬 넓은 저지 대역을 포함한다. 이 경우, 인-션트 공진기는 0.5의 정규화된 공진 주파수를 가지며, 인-라인 공진기는 -0.5의 정규화된 반공진 주파수(따라서, 0.5의 정규화된 공진 주파수)를 갖는다.
이러한 원리, 주파수 응답 요건, 및 식별된 통과대역 및 저지대역을 이용하여, 도 3에 도시된 필터부(100)에서의 모든 공진기들의 정규화된 주파수들이 결정된다(단계 60). 예컨대, 주파수 응답 요건이 도 4a에 도시된 주파수 응답(β~2)의 통과대역과 유사한 통과대역을 포함한다면, 인-라인 공진기(102a)의 정규화된 반공진 주파수는 +1이 되도록 선택될 수 있으며, 인-션트 공진기(102b)의 정규화된 공진 주파수는 -1이 되도록 선택될 수 있다. 주파수 응답 요건이 도 4e에 도시된 주파수 응답(β~-1)의 저지대역과 유사한 저지대역을 포함한다면, 인-라인 공진기(104a)의 정규화된 반공진 주파수는 -0.5가 되도록 선택될 수 있으며, 인-션트 공진기(104b)의 정규화된 공진 주파수는 0.5가 되도록 선택될 수 있다. 주파수가 각각의 통과대역 및 각각의 저지대역에 대해 다시 정규화될 수 있음을 이해해야 한다.
다음에, 회로 소자의 정규화된 서셉턴스(susceptance) 값(공진기의 경우, 정규화된 서셉턴스는 정적 커패시턴스 CO에 비례한다)은, 필터부의 인-라인 및 인-션트 분기들의 정규화된 서셉턴스 값들 간의 고유 관계뿐만 아니라, 특정 필터부에 대한 원하는 대역 저지(band rejection) 요건에 기초하여 각각의 통과대역 및 각각의 저지대역의 중심 주파수에서 선택될 수 있다(단계 62). 특히, 수학식 4 및 5의 대수/지수 매핑이 사용된다고 가정하면, 각각의 통과대역 및 저지대역에 대해, 다음의 수학식이 성립된다.
Figure 112016129558832-pat00009
여기서, 각 공진기 쌍에 있어,
Figure 112016129558832-pat00010
은 인-라인 분기, 예컨대, 도 3에 도시된 필터쌍(102)의 인-라인 공진기(102a)에 대한 정규화된 서셉턴스이고,
Figure 112016129558832-pat00011
은 인-션트 분기, 예컨대, 필터쌍(102)의 인-션트 공진기(102b)에 대한 정규화된 서셉턴스이다. 더욱이, 비율
Figure 112016129558832-pat00012
은 문헌(Ken-ya Hashimoto, Surface Acoustic Wave Devices in Telecommunications, Springer, 2000, chapter 5.4-"Impedance Element Filters" 특히 도면 5.41 및 5.42)의 교시에 따라 필터쌍의 신호 저지(signal rejection)에 관한 것일 수 있다.
수학식 7, 및 비율
Figure 112016129558832-pat00013
에 대한 신호 저지 관계를 이용하여, 회로 소자에 대한 서셉턴스 값이 선택될 수 있다. 예컨대, 도 3을 다시 참조하면, 인-라인 공진기(102a) 및 인-션트 공진기(102b)의 정규화된 서셉턴스 값들,
Figure 112016129558832-pat00014
및
Figure 112016129558832-pat00015
은, 수학식 7을 따르고 필터부의 통과대역 부분의 원하는 저지와 동일한 통과대역 소자에 기인한 저지를 갖는 예상된 통과대역 주파수 응답을 생성하는 방식으로, 선택될 수 있다. 유사하게, 인-라인 공진기(104a) 및 인-션트 공진기(104b)의 정규화된 서셉턴스 값들,
Figure 112016129558832-pat00016
및
Figure 112016129558832-pat00017
은 수학식 7을 따르고 필터부의 원하는 신호 저지의 남아있는 부분과 동일한 저지대역에서 저지를 갖는 예상된 주파수 응답을 생성하는 방식으로, 선택될 수 있다. 예컨대, 필터부의 원하는 신호 저지가 10dB인 경우, 통과대역에 대응하는 인-라인 공진기(102a) 및 인-션트 공진기(102b)의 서셉턴스 값들은 5dB의 저지에 기여하도록 선택될 수 있으며, 저지대역에 대응하는 인-라인 공진기(102a) 및 인-션트 공진기(102b)의 서셉턴스 값들은 5dB의 저지에 기여할 수 있다.
다음으로, 필터에 사용될 필터부의 수는 주파수 응답 요건, 이 경우 필터의 원하는 저지에 기초하여 선택된다(단계 64). 예컨대, 원하는 저지가 40dB보다 크고 각 필터부에 대한 저지가 10dB인 경우, 회로부의 선택된 수는 바람직하게 적어도 4일 것이다.
필터의 주파수 응답에서 통과대역 및 저지대역을 제공하기 위해 단계 56에서 필터부에 대해 2개의 공진기쌍이 선택되었다 할지라도, 통과대역 및 저지대역의 주파수가 충분히 근접한다면, 공진기들 중 하나는 통과대역 및 저지대역 모두를 생성하는데 도움을 줄 수 있다는 것을 이해해야 한다. 예컨대, 대안적인 필터부(120)가 도 5에 도시된다. 필터부(120)는 하나의 인-라인 공진기(122), 2개의 인-션트 공진기(124, 126), 및 커패시터(128)를 포함한다. 인-라인 공진기(122)는 통과대역을 형성하기 위해 인-션트 공진기(124)와 쌍을 이룰 수 있고, 저지대역을 형성하기 위해 인-션트 공진기(126)와 또한 쌍을 이룰 수 있다. 즉, 인-라인 공진기(122)는 통과대역 및 저지대역 모두를 형성하기 위해 각각의 인-션트 공진기(124, 126)에 의해 공유된다. 필터부(120)는 입력 단자(130) 및 출력 단자(132)를 포함한다.
선택된 필터부의 회로에 무관하게, 선택된 수의 필터부의 동일한 부분들은, 적어도 바로 인접한 쌍의 필터부들이 그들의 입력 또는 출력을 통해 서로 연결되도록, 캐스케이드된 필터 회로 설계를 생성하기 위해 캐스케이드된다(단계 66). 예컨대, 도 5에 도시된 필터부(120)가 선택된다면, 도 6에 도시된 캐스케이드된 필터 회로 설계(150)를 생성하기 위해 5번 캐스케이드될 수 있다. 도시된 바와 같이, 제2 및 제4 필터부(120(2), 120(4))는, 제2 필터부(120(2))의 출력 단자(132)가 제1 필터부(120(1))의 출력 단자(132)에 연결되고, 제2 필터부(120(2))의 입력 단자(130)가 제3 필터부(120(3))의 입력 단자(130)에 연결되며, 제4 필터부(120(4))의 출력 단자(132)가 제3 필터부(120(3))의 출력 단자(132)에 연결되고, 그리고 제4 필터부(120(4))의 입력 단자(130)가 제5 필터부(120(5))의 입력 단자(130)에 연결되도록, 반전된다. 대안적인 실시예에서, 캐스케이스된 필터 회로 설계에 사용되는 필터부의 일부 또는 모두는 서로 동일하지 않고, 오히려 M-유도(derived) 이미지 방법(Otto J.Zobel, Theory and Design of uniform and Composite Electric Wave-Filters, The Bell System Technical Journal, Volume Ⅱ, No.1(January 1923)에 개시됨)을 이용하여 초기 필터부(120)로부터 유도된다.
다음으로, 캐스케이드된 필터 설계에서 서로 전기적으로 인접한 유사 회로 소자들은 감소된 캐스케이드된 필터 설계(250)를 생성하도록 결합된다(단계 68). 본 명세서에서, 인-라인 회로 소자들은 이들 간에 션트된 전기 경로가 없는 경우 서로 "전기적으로 인접하다"고 말하며, 인-션트 회로 소자들은 이들 단자들이 함께 단락된 경우 서로 "전기적으로 인접하다"고 말한다.
예컨대, 도 7에 도시된 바와 같이, 각각의 제1 및 제2 필터부(120(1), 120(2))의 동일한 인-라인 공진기(122)들은 함께 결합되어 원래의 인-라인 공진기(122)들 중 어느 하나와 같이 동일한 정규화된 공진 주파수를 가지나 정규화된 정적 커패시턴스의 절반을 갖는 단일 인-라인 공진기(222)가 될 수 있으며, 각각의 제1 및 제2 필터부(120(1), 120(2))의 동일한 커패시터(128)들은 함께 결합되어 원래의 커패시터(128)들 중 어느 하나와 같이 정규화된 커패시턴스의 절반을 갖는 단일 커패시터(228)가 될 수 있다. 유사하게, 각각의 제3 및 제4 필터부(120(3), 120(4))의 동일한 인-라인 공진기(122)들은 함께 결합되어 원래의 인-라인 공진기(122)들 중 어느 하나와 같이 동일한 정규화된 공진 주파수를 가지나 정규화된 정적 커패시턴스의 절반을 갖는 단일 인-라인 공진기(222)가 될 수 있으며, 각각의 제3 및 제4 필터부(120(3), 120(4))의 동일한 커패시터(128)들은 함께 결합되어 원래의 커패시터(128)들 중 어느 하나와 같이 정규화된 커패시턴스의 절반을 갖는 단일 커패시터(228)가 될 수 있다.
각각의 제2 및 제3 필터부(120(2), 120(3))의 동일한 인-션트 공진기(124)들은 함께 결합되어 원래의 인-션트 공진기(124)들 중 어느 하나와 같이 동일한 정규화된 공진 주파수를 가지나 정규화된 정적 커패시턴스의 2배를 갖는 2개의 단일 인-션트 공진기(224)가 될 수 있으며, 각각의 제2 및 제3 필터부(120(3), 120(4))의 동일한 인-션트 공진기(126)들은 함께 결합되어 원래의 인-션트 공진기(126)들 중 어느 하나와 같이 동일한 정규화된 공진 주파수를 가지며 정규화된 정적 커패시턴스의 2배를 갖는 단일 인-션트 공진기(226)가 될 수 있다. 유사하게, 각각의 제4 및 제5 필터부(120(4), 120(5))의 동일한 인-션트 공진기(124)들은 함께 결합되어 원래의 인-션트 공진기(124)들 중 어느 하나와 같이 동일한 정규화된 공진 주파수를 가지나 정규화된 정적 커패시턴스의 2배를 갖는 2개의 단일 인-션트 공진기(224)가 될 수 있으며, 각각의 제4 및 제 5 필터부(120(4), 120(5))의 동일한 인-션트 공진기(126)들은 함께 결합되어 원래의 인-션트 공진기(126)들 중 어느 하나와 같이 동일한 정규화된 공진 주파수를 가지나 정규화된 정적 커패시턴스의 2배를 갖는 단일 인-션트 공진기(226)가 될 수 있다.
다음으로, 감소된 필터 회로 설계의 정규화된 회로 소자 값들은, 주파수 응답 요건을 정규화된 설계 공간에 매핑하는데 초기에 사용되는 매핑 기술의 역에 따라서 실제 설계 공간에 언매핑된다(단계 70). 예컨대, 수학식 4의 대수 매핑 기술이 주파수 응답 요건을 정규화된 공간에 매핑하는데 사용되었다면, 다음의 대수 언매핑 수학식이 정규화된 회로 소자 값들을 실제 설계 공간에 언매핑하는데 사용될 수 있다:
Figure 112016129558832-pat00018
이 필터 설계는 초기 필터 설계이다. 주파수 응답 요건(통과대역: 1.5dB 미만의 삽입 손실을 갖는 1850MHz 내지 1910MHz; 저지대역: 40dB 초과의 저지를 갖는 1930MHz 내지 1990MHz), 및 42도 XY-컷 LiTaO3 기판상에 구성되는 SAW 공진기와 42도 XY-컷 LiTaO3 기판 상에 집적된 커패시터로 이루어지는 회로 소자 타입의 선택이 주어지고, 초기 필터 회로 설계(250)를 언매핑한 후, 각각의 공진기에 대한 공진 주파수 ωR 및 정적 커패시턴스 CO와, 커패시터의 커패시턴스는 도 8a에 도시된 바와 같이 선택되었으며, 시뮬레이션시 도 8b에 도시된 주파수 응답을 가져왔다.
다음으로, 기생 효과가 다음의 파라미터들(QCO=200, Qcap=200, QLm=1000 및 Rs=0.5옴)을 이용하여 초기 필터 회로 설계(250)에 추가되어, 사전 최적화된 필터 회로 설계를 생성한다(단계 72). 그 후, 사전 최적화된 필터 회로 설계는 컴퓨터화된 필터 최적화기에 입력되어 최종 필터 회로 설계를 생성한다(단계 74). 선택적인 방법에서, ERD(element removal design) 기술이 최적화 동안 구현되고, 여기서, 불필요한 또는 "사라지는(vanishing)" 회로 소자들은 단순한 회로 소자들로 제거 또는 감소되어, 도 9에 도시된 최종 필터 회로 설계를 가져온다. ERD 기술은 이하 참고로 명확히 통합된 미국 가출원 번호 제61/802,114호(발명의 명칭 "Element Removal Design in Microwave Filters")에 기술되어 있다. 최적화 및 ERD 기술은 도 10a에 도시된 바와 같이 각각의 공진기에 대한 공진 주파수 ωR 및 정전 커패시턴스 CO, 및 커패시터의 커패시턴스를 가져왔으며, 시뮬레이션시 목표 주파수 응답 요건을 만족시키는 도 10b에 도시된 주파수 응답을 가져왔다.
특히, 도 2에 도시된 이미지 설계 기법에 따라 설계된 다중 대역 필터들은 종래의 이미지 설계 기법에 따라 설계된 마이크로웨이브 음파 필터에 비해 비교적 큰 범위에 걸쳐있는 공진 주파수를 갖는 공진기를 가질 것으로 예상된다.
예컨대, 공진 주파수의 범위(span)와 비교될 수 있는 하나의 척도(measure)는 가장 큰 공진 주파수를 갖는 공진기의 주파수 분리이다. 음파 공진기의 주파수 분리는 그 공진 주파수와 반동진 주파수 간의 차이를 의미한다. 음파 공진기의 분리 퍼센티지는 그 공진 주파수와 반공진 주파수 간의 주파수 분리 퍼센티지이며, 다음의 수학식으로 계산될 수 있다:
Figure 112016129558832-pat00019
여기서, γ는, 압전 물질의 물질 특성에 의해 결정되고 디바이스의 기하 형태에 의해 결정되는 공진기의 정적 커패시턴스와 운동 커패시턴스의 비(수학식 3)이다.
42도 XY-컷 LiTaO3 기판에서, γ는 약 12보다 크다. 음파 공진기의 구현시 기생 커패시턴스는 γ를 증가시킬 수 있으며, 따라서 분리 퍼센티지를 감소시키면서 기생 인덕턴스는 γ를 효율적으로 감소시킬 수 있다. 본 예에서, γ=12에 대해, 분리 퍼센티지는 대략 4.1%이며, 이에 따라 분리는 도 10a의 공진기들 중 가장 높은 공진 주파수(Res4에 대해 1988MHz)에서 대략 81MHz의 최대값을 갖는다. 음파 공진기의 주파수 분리와는 달리, 2개의 음파 공진기들 간의 "주파수 차이"는 2개의 공진기들의 공진 주파수들 간의 절대 주파수 차를 의미한다. 도 10a에 도시된 가장 높은 공진기와 가장 낮은 공진기 간의 주파수 차이는 184MHz이거나 또는 최대 주파수 분리의 2.27배이다. 본 예에서, 도 10a의 공진기들의 모든 가능한 쌍들 간의 평균 주파수 차이는 최대 주파수 분리의 대략 0.9배이다. 공진기 쌍들의 공진 주파수들 간의 차이의 분산의 제곱근은 56MHz이거나 또는 최대 주파수 분리의 0.69배이다. 모두 21개의 가능한 공진기 쌍들 중 4개 사이의 주파수 차이는 최대 주파수 분리를 초과한다.
따라서, 최종 필터 회로 설계에서 공진기들의 가장 낮은 공진 주파수와 가장 높은 공진 주파수 간의 차이는, 가장 높은 공진 주파수를 갖는 공진기들의 공진 주파수와 반공진 주파수 간의 분리의 적어도 1.25배이며, 많은 경우에 적어도 2배일 것임이 예상된다.
또한, 도 2에 도시된 이미지 설계 기법에 따라 설계된 다중 대역 필터는, 종래의 이미지 설계 기법에 따라 설계된 필터와 대조되게 통과대역으로부터 비교적 멀리 떨어져 위치하는 반사 제로(zero)들을 가질 것임이 예상되며, 여기서 반사 제로들은 통과대역에 국한되거나 또는 이에 매우 근접하다.
특히, 반사 제로들은, 국부 복귀 손실(및/또는 S11) 최소 및 국부 삽입 손실(및/또는 S21) 최대가 최대 주파수 분리의 약 5% 미만, 본 예에서는 약 4MHz 미만 내로 일치하는 주파수들에서 일어난다. 대안적으로, 반사 제로들은 S11의 지연의 국부 최소 및 국부 최대에서 일어난다. 도 10c에서 알 수 있듯이, 일부 반사 제로들(특히, 마커 A1 및 A7에 대응하는 반사 제로들)은 통과대역(1850MHz 내지 1910MHz)의 밖에 멀리 떨어져 위치한다. 반사 제로와 가장 근접한 통과대역 에지 간의 주파수 차이는 최대 주파수 분리의 1배보다 크고, 어쩌면 1.25배보다 크며, 어쩌면 2배보다 클 수 있다. 본 특정 예에서, 마커 A7에 대응하는 반사 제로는 통과대역의 상부 에지로부터 대략 91MHz(즉, 81MHz의 최대 주파수 분리의 대략 1.1배)이다. 본 예에서 통과대역은 60MHz 폭을 갖는다. 도 10c에 도시된 바와 같이 통과대역 폭에 대하여 반사 제로들은 통과대역의 하부 에지의 25% 및 5% 미만이며 통과대역의 상부 에지의 6% 및 21% 초과이고, 통과대역에서 다른 반사 제로들과 인접한다. 또한, 마커 A7에서 하나의 반사 제로는 통과대역 반사 제로들과 인접하지 않고 통과대역의 상부 에지를 164% 초과한다. 최종 필터 회로 설계의 삽입 손실은 바람직하게 3dB 미만이다.
도 2를 다시 참조하면, 최종 필터 회로 설계가 달성되면, 실제 마이크로웨이브 필터가 최종 필터 회로 설계를 기초로 구성된다(단계 76). 바람직하게, 실제 마이크로웨이브 필터의 회로 소자 값들은 최종 필터 회로 설계에서 대응하는 회로 소자 값들과 매칭할 것이다.
비록 본 발명의 특정 실시예가 도시되고 설명된다 할지라도, 상술한 논의는 본 발명을 이들 실시예들로 제한하고자 하는 것이 아니라는 점을 이해해야 한다. 당업자에게는 본 발명의 정신 및 범위를 벗어남이 없이 다양한 수정 및 변형이 이루어질 수 있음이 자명할 것이다. 예컨대, 본 발명은 단일 입력 및 출력을 갖는 필터를 훨씬 넘어선 어플리케이션을 가지며, 본 발명의 특정한 실시예는 듀플렉서, 멀티플렉서, 채널라이저, 리액티브 스위치 등을 형성하는데 사용될 수 있으며, 여기서 저-손실 선택성 회로가 사용될 수 있다. 따라서, 본 발명은 특허청구범위에 정의된 바와 같이 본 발명의 정신 및 범위 내에 있을 수 있는 대안, 수정 및 균등물들을 커버하는 것을 의도한다.

Claims (19)

  1. 주파수 응답 요건들(단계 52)에 따라서 음파 마이크로웨이브 필터를 설계하는 방법으로서,
    상기 주파수 응답 요건들에 기초하여 필터부(filter section)(100)를 선택하는 단계(단계 56) - 상기 필터부(100)는, 입력(106) 및 출력(108)과, 상기 입력(106)과 상기 출력(108) 사이의 복수의 회로 소자들(102, 104)을 포함하며, 상기 복수의 회로 소자들(102, 104)은 한 쌍의 인-라인 음파 공진기(in-line acoustic resonator)(102a) 및 인-션트(in-shunt) 음파 공진기(102b)를 갖고, 추가적인 인-라인 음파 공진기(104a) 및 인-션트 음파 공진기(104b) 중 적어도 하나를 더 가짐 -;
    상기 주파수 응답 요건들에 기초하여 상기 회로 소자들(102, 104)을 각각 특징화(characterizing)하는 값들을 선택하는 단계(단계 60, 62);
    상기 주파수 응답 요건들에 기초하여 필터부들(100)의 수를 선택하는 단계(단계 64);
    적어도 한 쌍의 바로 인접한 필터부들(100)이 그들의 입력(106) 또는 출력(108)을 통해 서로 연결되도록 상기 선택된 수의 필터부(100)를 캐스케이드(cascade)하여 캐스케이드된 필터 회로 설계(150)를 생성하는 단계(단계 66);
    사전 최적화된(pre-optimized) 필터 회로 설계를 생성하기 위하여 상기 캐스케이드된 필터 회로 설계(150)에 기생 효과를 추가하는 단계(단계 72);
    최종 필터 회로 설계를 생성하기 위하여 상기 사전 최적화된 필터 회로 설계를 필터 최적화기에 입력하는 단계(단계 74); 및
    상기 최종 필터 회로 설계에 기초하여 상기 음파 마이크로웨이브 필터를 구성하는 단계(단계 76)
    를 포함하는 음파 마이크로웨이브 필터를 설계하는 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 회로 소자들(102, 104)의 구조적 타입(structural type)을 선택하는 단계(단계 54)를 더 포함하는 음파 마이크로웨이브 필터를 설계하는 방법.
  3. 제2항에 있어서, 상기 인-라인 음파 공진기(102a), 인-션트 음파 공진기(102b), 및 추가적인 인-라인 음파 공진기(104a) 및 인-션트 음파 공진기(104b) 중 적어도 하나의 각각의 구조적 타입은, SAW(surface acoustic wave) 공진기, BAW(bulk acoustic wave) 공진기, FBAR(flim bulk acoustic resonator), 및 MEMS(microelectromechanical system) 공진기 중 하나로부터 선택되는, 음파 마이크로웨이브 필터를 설계하는 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 주파수 응답 요건들을 단위 없는 스케일(unit-less scale) 상의 정규화된 주파수 응답 요건들(normalized frequency response requirements)로 변환하는 단계 - 상기 회로 소자 값들은 단위 없고 상기 정규화된 주파수 응답 요건들에 기초하여 결정되는 정규화된 값들임 -; 및
    상기 캐스케이드된 필터 회로 설계의 정규화된 회로 소자 값들을 단위 있는 실제 회로 소자 값들로 변환하는 단계
    를 더 포함하는 음파 마이크로웨이브 필터를 설계하는 방법.
  5. 제4항에 있어서, 통과대역을 형성하기 위하여 상기 인-션트 공진기(102b)의 정규화된 공진 주파수는 상기 인-라인 공진기(102a)의 정규화된 반공진(anti-resonant) 주파수보다 2의 팩터만큼 낮은, 음파 마이크로웨이브 필터를 설계하는 방법.
  6. 제4항에 있어서, 저지대역(stopband)을 형성하기 위하여 상기 인-라인 공진기(102a)의 정규화된 반공진 주파수는 상기 인-션트 공진기(102b)의 정규화된 공진 주파수보다 1의 팩터만큼 낮은. 음파 마이크로웨이브 필터를 설계하는 방법.
  7. 제1항에 있어서, 상기 캐스케이드된 필터 회로 설계(150)에 기생 효과(parasitic effects)를 추가하기 이전에 상기 캐스케이드된 필터 회로 설계(150)에서 서로 전기적으로 인접한 유사 회로 소자들(like circuit elements)(102, 104)을 결합하는 단계(단계 68)를 더 포함하는 음파 마이크로웨이브 필터를 설계하는 방법.
  8. 제1항에 있어서, 상기 최종 필터 회로 설계를 생성하기 위하여, 불필요한 회로 소자들을 더 단순한 회로 소자들로 제거 또는 감소시킴으로써 상기 사전 최적화된 필터 회로 설계의 소자 제거 최적화를 수행하는 단계를 더 포함하는 음파 마이크로웨이브 필터를 설계하는 방법.
  9. 제1항에 있어서, 상기 주파수 응답 요건들은 신호 저지(signal rejection)를 정의하는 저지 요건(rejection requirement)을 포함하며, 상기 필터부의 수는 상기 저지 요건에 기초하여 선택되는, 음파 마이크로웨이브 필터를 설계하는 방법.
  10. 제1항에 있어서, 상기 인-라인 음파 공진기(102a), 인-션트 음파 공진기(102b), 및 추가적인 인-라인 음파 공진기(104a) 및 인-션트 음파 공진기(104b) 중 적어도 하나의 각각은 압전 기판을 이용하여 구성되는, 음파 마이크로웨이브 필터를 설계하는 방법.
  11. 제1항에 있어서, 상기 주파수 응답 요건들은 적어도 2개의 통과대역 및 저지대역을 포함하며, 상기 필터부(100)는 상기 적어도 2개의 상기 통과대역 및 상기 저지대역에 기초하여 선택되는, 음파 마이크로웨이브 필터를 설계하는 방법.
  12. 제1항에 있어서, 상기 최종 필터 회로 설계는 복수의 공진기들(Res1-Res7)을 포함하고, 상기 복수의 공진기들(Res1-Res7)의 가장 낮은 공진 주파수와 가장 높은 공진 주파수 간의 차이는 상기 복수의 공진기들(Res1-Res7) 중 임의의 공진기의 주파수 분리(frequency separation)의 적어도 1.25배인, 음파 마이크로웨이브 필터를 설계하는 방법.
  13. 제1항에 있어서, 상기 최종 필터 회로 설계는 복수의 공진기들(Res1-Res7)을 포함하고, 복수의 공진기들(Res1-Res7)의 가장 낮은 공진 주파수와 가장 높은 공진 주파수 간의 차이는 상기 복수의 공진기들(Res1-Res7)에서 가장 높은 공진 주파수를 갖는 공진기의 주파수 분리의 적어도 2배인, 음파 마이크로웨이브 필터를 설계하는 방법.
  14. 제1항에 있어서, 상기 주파수 응답 요건들은 통과대역을 포함하며, 상기 통과대역의 에지와, 상기 최종 필터 회로 설계의 복귀 손실 크기(return loss magnitude)의 국부 최소(local minimum) 및 삽입 손실 크기(insertion loss magnitude)의 국부 최대(local maximum)가 가장 높은 공진 주파수를 갖는 공진기의 주파수 분리의 5% 미만 내로 일치하는 주파수 간의 주파수 차이는 상기 최종 필터 회로 설계에서 가장 높은 공진 주파수를 갖는 공진기의 주파수 분리의 적어도 1배인, 음파 마이크로웨이브 필터를 설계하는 방법.
  15. 제1항에 있어서, 상기 주파수 응답 요건들은 통과대역을 포함하며, 상기 통과대역의 에지와, 상기 최종 필터 회로 설계의 복귀 손실 크기의 국부 최소 및 삽입 손실 크기의 국부 최대가 가장 높은 공진 주파수를 갖는 공진기의 주파수 분리의 5% 미만 내로 일치하는 주파수 간의 주파수 차이는 상기 최종 필터 회로 설계에서 가장 높은 공진 주파수를 갖는 공진기의 주파수 분리의 적어도 1.25배인, 음파 마이크로웨이브 필터를 설계하는 방법.
  16. 제1항에 있어서, 상기 주파수 응답 요건들은 통과대역을 포함하며, 상기 통과대역의 에지와, 상기 최종 필터 회로 설계의 복귀 손실 크기의 국부 최소 및 삽입 손실 크기의 국부 최대가 가장 높은 공진 주파수를 갖는 공진기의 주파수 분리의 5% 미만 내로 일치하는 주파수 간의 주파수 차이는 상기 최종 필터 회로 설계에서 가장 높은 공진 주파수를 갖는 공진기의 주파수 분리의 적어도 2배인, 음파 마이크로웨이브 필터를 설계하는 방법.
  17. 제14항에 있어서, 상기 주파수 응답 요건들은 3dB 미만의 삽입 손실 요건을 포함하는, 음파 마이크로웨이브 필터를 설계하는 방법.
  18. 제1항에 있어서, 상기 필터부들(100)은 서로 동일한, 음파 마이크로웨이브 필터를 설계하는 방법.
  19. 제1항에 있어서, 모든 인접한 쌍의 바로 인접한 필터부들(100)은 그들의 입력(106) 또는 출력(108)을 통해 서로 연결되는, 음파 마이크로웨이브 필터를 설계하는 방법.
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