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JP6398895B2 - 分波器 - Google Patents

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Description

本発明は、分波器に関する。
近年の携帯電話には、一端末で複数の周波数帯域および複数の無線方式、いわゆるマルチバンド化およびマルチモード化に対応することが要求されている。そこで、これに対応するモジュールとして、周波数帯域が異なる２つのデュプレクサを備え、２つのデュプレクサの各々のアンテナ端子を当該モジュールの共通アンテナ端子に接続する構成が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
特開２０１０−４５５６３号公報
しかしながら、上記の構成では、各々のデュプレクサ単体の状態でインピーダンス整合（マッチング）を最適化しているため、各デュプレクサのアンテナ端子を共通アンテナ端子に接続してマルチプレクサまたは分波器等の構成にした場合、インピーダンス整合を良好にすることが難しい。このため、このような構成では、通過ロス及び反射ロスが悪化するという問題がある。
そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、通過ロス及び反射ロスを低減できる分波器を提供することを目的とする。
上記目的を達成するために、本発明の一態様に係る分波器は、互いに異なるｎ以上（ｎは３以上の自然数）の通過帯域を有するｎ個のバンドパスフィルタと、前記ｎ個のバンドパスフィルタに共通に設けられた共通端子とを有し、前記ｎ個のバンドパスフィルタのうち、通過帯域の中心周波数が最も低域側及び最も高域側のいずれか一方のバンドパスフィルタであって、他方のバンドパスフィルタと比べて隣接するバンドパスフィルタと通過帯域の中心周波数の差分が大きいまたは等しい１番目のバンドパスフィルタについて、通過帯域の中心周波数をｆ（１）、前記共通端子から見た当該中心周波数におけるサセプタンス値をＢ（１）とし、前記ｎ個のバンドパスフィルタのうち前記１番目のバンドパスフィルタと通過帯域が隣接する２番目のバンドパスフィルタについて、通過帯域の中心周波数をｆ（２）、前記共通端子から見た当該中心周波数におけるサセプタンス値をＢ（２）とすると、前記１番目のバンドパスフィルタは、前記２番目のバンドパスフィルタについて、以下の構成（i）または構成（ii）を満たす。
（i）前記１番目のバンドパスフィルタが最も高域側のバンドパスフィルタの場合、
Ｂ（２）×｛２×ｆ（２）−ｆ（１）｝／ｆ（１）＜Ｂ（１）＜Ｂ（２）
（ii）前記１番目のバンドパスフィルタが最も低域側のバンドパスフィルタの場合、
Ｂ（２）＜Ｂ（１）＜Ｂ（２）×｛２×ｆ（２）−ｆ（１）｝／ｆ（１）
このような構成により、共通の整合回路によって、１番目のバンドパスフィルタ、及び、当該１番目のバンドパスフィルタに通過帯域が隣接する２番目のバンドパスフィルタの各々について、良好なインピーダンス整合をとることができる。よって、通過ロス及び反射ロスの低減が図られる。
また、前記ｎ個のバンドパスフィルタのうちｋ番目（２≦ｋ≦ｎ）のバンドパスフィルタについて、通過帯域の中心周波数をｆ（ｋ）、前記共通端子から見た当該中心周波数におけるサセプタンス値をＢ（ｋ）とすると、前記１番目のバンドパスフィルタは、前記２番目からｎ番目のバンドパスフィルタの各々について、以下の構成（iii）または構成（iv）を満たすことにしてもよい。
（iii）前記１番目のバンドパスフィルタが最も高域側のバンドパスフィルタの場合、
Ｂ（ｋ）×｛２×ｆ（ｋ）−ｆ（１）｝／ｆ（１）＜Ｂ（１）＜Ｂ（ｋ）
（iv）前記１番目のバンドパスフィルタが最も低域側のバンドパスフィルタの場合、
Ｂ（ｋ）＜Ｂ（１）＜Ｂ（ｋ）×｛２×ｆ（ｋ）−ｆ（１）｝／ｆ（１）
このような構成により、共通の整合回路によって、１番目からｎ番目のバンドパスフィルタの各々について、良好なインピーダンス整合をとることができる。よって、通過ロス及び反射ロスのさらなる低減が図られる。
また、前記１番目のバンドパスフィルタは、前記共通端子に接続された直列腕共振子を有する弾性波フィルタであることにしてもよい。
このように、共通端子に接続された直列腕共振子を設けることにより、マッチングの設計自由度の向上が図られる。具体的には、直列腕共振子のＩＤＴ電極の対数を調整することにより、１番目のバンドパスフィルタの直列容量成分を調整できるため、上述の構成（i）または構成（ii）を満たす１番目のバンドパスフィルタを容易に作製することができる。
また、前記１番目のバンドパスフィルタは、さらに、前記直列腕共振子の一方のノードと基準端子との間に接続された並列腕共振子を有することにしてもよい。
ここで、一般的に、弾性波フィルタは、直列腕共振子の容量成分が変わることにより、通過帯域における減衰量及び抑圧帯域等の特性が変動する場合がある。そこで、並列腕共振子を設けることにより、マッチングと減衰量との安定化が図られる。
また、前記分波器は、さらに、前記共通端子に接続された整合回路を備え、前記１番目のバンドパスフィルタは、前記整合回路による整合のない状態で、前記２番目のバンドパスフィルタについて、前記構成（i）または前記構成（ii）を満たすことにしてもよい。
これにより、外付けの整合回路を設けることなく、通過ロス及び反射ロスの低減が図られる。
また、前記整合回路は、一端が前記共通端子に接続され、他方が基準端子に接続されたインダクタであり、前記インダクタは、多層基板に内蔵され、前記ｎ個のバンドパスフィルタは、前記多層基板の上に実装されていることにしてもよい。
これにより、小型化、ならびに、通過ロス及び反射ロスの低減が図られる。
本発明に係る分波器によれば、通過ロス及び反射ロスを低減することが可能となる。
実施の形態１に係るマルチプレクサの全体構成図である。 実施の形態１に係る弾性表面波フィルタの共振子を模式的に表す平面図および断面図である。 実施の形態１に係るバンドパスフィルタの回路構成を示したマルチプレクサの全体構成図である。 一般的なマルチプレクサに共通の整合回路を接続した場合の問題について説明するための図である。 実施の形態１において、本発明者らが見出した構成の一例について説明するための図である。 実施の形態１において、本発明者らが見出した構成の他の一例について説明するための図である。 実施の形態１の比較例に係るマルチプレクサの全体構成図である。 実施例に係るマルチプレクサのＢａｎｄ４の送信通過帯域におけるインピーダンスを示すスミスチャートである。 比較例に係るマルチプレクサのＢａｎｄ４の送信通過帯域におけるインピーダンスを示すスミスチャートである。 実施例に係るマルチプレクサのＢａｎｄ２の送信通過帯域におけるインピーダンスを示すスミスチャートである。 比較例に係るマルチプレクサのＢａｎｄ２の送信通過帯域におけるインピーダンスを示すスミスチャートである。 実施例に係るマルチプレクサのＢａｎｄ２の受信通過帯域におけるインピーダンスを示すスミスチャートである。 比較例に係るマルチプレクサのＢａｎｄ２の受信通過帯域におけるインピーダンスを示すスミスチャートである。 実施例に係るマルチプレクサのＢａｎｄ４の受信通過帯域におけるインピーダンスを示すスミスチャートである。 比較例に係るマルチプレクサのＢａｎｄ４の受信通過帯域におけるインピーダンスを示すスミスチャートである。 実施例及び比較例に係るマルチプレクサの共通端子側のＶＳＷＲを示すグラフである。 実施の形態１の変形例に係るマルチプレクサの全体構成図である。 実施の形態２に係るマルチプレクサの外観の一例を示す斜視図である。 実施の形態２に係るマルチプレクサの断面構造の一例を概念的に示す図である。 その他の実施の形態に係る分波器の全体構成図である。 分波器の製造方法を示すフローチャートである。
以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態、製造方法、および製造方法の順序などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさまたは大きさの比は、必ずしも厳密ではない。また、以下の実施の形態において、「接続される」とは、直接接続される場合だけでなく、他の素子等を介して電気的に接続される場合も含まれる。
また、以下の実施の形態では、互いに異なるｎ以上（ｎは３以上の自然数）の通過帯域を有するｎ個のバンドパスフィルタと、ｎ個のバンドパスフィルタに共通に設けられた共通端子とを有する分波器として、マルチプレクサを例に説明する。
（実施の形態１）
［１．マルチプレクサの基本構成］
本実施の形態に係るマルチプレクサは、互いに異なるｎ以上（ｎは３以上の自然数）の通過帯域を有するｎ個のバンドパスフィルタと、ｎ個のバンドパスフィルタに共通に設けられた共通端子とを有する。
図１は、本実施の形態に係るマルチプレクサ１の全体構成図である。なお、同図には、マルチプレクサ１の共通端子２１に接続されるアンテナ２及びインダクタ３も図示されている。
同図に示すように、本実施の形態では、マルチプレクサ１は、互いに異なる４つの通過帯域を有する４つのバンドパスフィルタ１０〜４０と、共通端子２１とを有する。このマルチプレクサ１は、例えば、Ｂａｎｄ２（送信通過帯域：１８５０−１９１０ＭＨｚ、受信通過帯域：１９３０−１９９０ＭＨｚ）およびＢａｎｄ４（送信通過帯域：１７１０−１７５５ＭＨｚ、受信通過帯域：２１１０−２１５５ＭＨｚ）に適用されるクワッドプレクサである。
バンドパスフィルタ１０は、送信回路（ＲＦＩＣなど）で生成されて送信入力端子１１から入力された送信波を、Ｂａｎｄ４の送信通過帯域（１７１０−１７５５ＭＨｚ）でフィルタリングして共通端子２１に出力する非平衡入力−非平衡出力型の送信側フィルタである。
バンドパスフィルタ２０は、送信回路（ＲＦＩＣなど）で生成されて送信入力端子１２から入力された送信波を、Ｂａｎｄ２の送信通過帯域（１８５０−１９１０ＭＨｚ）でフィルタリングして共通端子２１に出力する非平衡入力−非平衡出力型の送信側フィルタである。
バンドパスフィルタ３０は、共通端子２１から入力された受信波を、Ｂａｎｄ２の受信通過帯域（１９３０−１９９０ＭＨｚ）でフィルタリングして受信出力端子１３に出力する非平衡入力−非平衡出力型の受信側フィルタである。
バンドパスフィルタ４０は、共通端子２１から入力された受信波を、Ｂａｎｄ４の受信通過帯域（２１１０−２１５５ＭＨｚ）でフィルタリングして受信出力端子１４に出力する非平衡入力−非平衡出力型の受信側フィルタである。
本実施の形態では、バンドパスフィルタ１０〜４０は、表面弾性波（ＳＡＷ：Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ）を利用した弾性表面波フィルタによって構成されている。なお、バンドパスフィルタ１０〜４０の構成は、ＳＡＷを利用した弾性波フィルタに限定されず、バルク波（ＢＡＷ： Ｂｕｌｋ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ）を利用した弾性波フィルタであってもかまわない。また、弾性波フィルタに限定されず、チップインダクタ及びチップコンデンサ等を適宜組み合わせて構成されたフィルタであってもかまわない。
［２．弾性表面波共振子の構造］
ここで、弾性表面波フィルタを構成する共振子の構造について説明する。
図２は、本実施の形態に係る弾性表面波フィルタの共振子を模式的に表す平面図および断面図である。同図には、バンドパスフィルタ４０を構成する複数の共振子のうち、後述する直列腕共振子１４１（図３参照）の構造を表す平面摸式図および断面模式図が例示されている。なお、図２に示された直列腕共振子４０１は、上記複数の共振子の典型的な構造を説明するためのものであって、電極を構成する電極指の本数や長さなどは、これに限定されない。
バンドパスフィルタ１０〜４０の各共振子は、圧電基板４２１と、櫛形形状を有するＩＤＴ（ＩｎｔｅｒＤｉｇｉｔａｌ Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極４１１ａ、４１１ｂとで構成されている。
図２の平面図に示すように、圧電基板４２１の上には、互いに対向する一対のＩＤＴ電極４１１ａ、４１１ｂが形成されている。ＩＤＴ電極４１１ａは、互いに平行な複数の電極指４１２ａと、複数の電極指４１２ａを接続するバスバー電極４１３ａとで構成されている。また、ＩＤＴ電極４１１ｂは、互いに平行な複数の電極指４１２ｂと、複数の電極指４１２ｂを接続するバスバー電極４１３ｂとで構成されている。複数の電極指４１２ａ、４１２ｂは、Ｘ軸方向と直交して延設されている。
また、複数の電極指４１２ａ、４１２ｂ、ならびに、バスバー電極４１３ａ、４１３ｂで構成されるＩＤＴ電極４１１ａ、４１１ｂは、図２の断面図に示すように、密着層４２２と主電極層４２３との積層構造となっている。
密着層４２２は、圧電基板４２１と主電極層４２３との密着性を向上させるための層であり、材料として、例えば、Ｔｉが用いられる。主電極層４２３は、材料として、例えば、Ｃｕを１％含有したＡｌが用いられる。
なお、密着層４２２及び主電極層４２３を構成する材料は、上述した材料に限定されない。さらに、ＩＤＴ電極４１１ａ、４１１ｂは、上記積層構造でなくてもよい。ＩＤＴ電極４１１ａ、４１１ｂは、例えば、Ｔｉ、Ａｌ、Ｃｕ、Ｐｔ、Ａｕ、Ａｇ、Ｐｄなどの金属又は合金から構成されてもよく、また、上記の金属又は合金から構成される複数の積層体から構成されてもよい。また、圧電基板４２１上に、電極保護または特性改善を目的として、密着層４２２および主電極層４２３を覆う誘電体膜が形成されていてもよい。
このような直列腕共振子等の共振子で構成される弾性表面波フィルタの特性は、当該共振子のＩＤＴ電極の構造に依存する。このため、例えば、ＩＤＴ電極の構造を調整することで、各周波数帯域（Ｂａｎｄ）における通過特性の要求仕様に応じたバンドパスフィルタ１０〜４０が構成される。
ここで、ＩＤＴ電極の構造について説明する。
弾性表面波共振子の波長とは、図２の中段に示すＩＤＴ電極４１１ａおよび４１１ｂを構成する複数の電極指４１２ａ、４１２ｂの繰り返しピッチλで規定される。また、ＩＤＴ電極の交叉幅Ｈは、図２の上段に示すように、Ｘ軸方向から見た場合に、ＩＤＴ電極４１１ａの電極指４１２ａとＩＤＴ電極４１１ｂの電極指４１２ｂとが重複する電極指長さである。Ｘ軸方向はＩＤＴ電極によって圧電基板４２１に励振される縦モードの弾性表面波の伝搬方向に平行に延びている。また、デューティー比は、複数の電極指４１２ａ、４１２ｂのライン幅占有率であり、複数の電極指４１２ａ、４１２ｂのライン幅とスペース幅との加算値に対する当該ライン幅の割合である。より具体的には、デューティー比は、ＩＤＴ電極４１１ａ、４１１ｂを構成する電極指４１２ａ、４１２ｂ各々のライン幅をＷとし、隣り合う電極指４１２ａと電極指４１２ｂとの間のスペース幅をＳとした場合、Ｗ／（Ｗ＋Ｓ）で定義される。
［３．バンドパスフィルタの回路構成］
次に、バンドパスフィルタ１０〜４０の構成について、バンドパスフィルタ４０を例に説明する。
図３は、本実施の形態に係るバンドパスフィルタ４０の回路構成を示したマルチプレクサ１の全体構成図である。
同図に示すように、バンドパスフィルタ４０は、直列腕共振子１４１、１４３と、並列腕共振子１４２と、縦結合型フィルタ部１４４とを有する。
直列腕共振子１４１、１４３は、共通端子２１と受信出力端子１４との間で互いに直列に接続されている。並列腕共振子１４２は、直列腕共振子１４１と直列腕共振子１４３との接続ノードと基準端子（グランド）との間に設けられている。このように接続された直列腕共振子１４１、１４３および並列腕共振子１４２は、ラダー型のバンドパスフィルタを構成している。縦結合型フィルタ部１４４は、直列腕共振子１４３と受信出力端子１４との間に設けられている。
なお、バンドパスフィルタ４０の回路構成としては、このような構成に限らず、Ｂａｎｄ４の受信通過帯域における通過特性の要求仕様を満足できる構成であればよい。ただし、インピーダンス設計の自由度を確保するために、共通端子２１側に、直列腕共振子及び並列腕共振子が設けられていることが好ましい。つまり、バンドパスフィルタ４０は、他の素子を介することなく、共通端子２１と接続される直列腕共振子又は並列腕共振子を有することが好ましい。
また、バンドパスフィルタ１０〜３０の詳細な回路構成としては、各周波数帯域における通過特性の要求仕様を満足できる構成であれば、適宜公知の配置構成を適用できる。配置構成とは、例えば、直列腕共振子および並列腕共振子の配置数であり、また、ラダー型および縦結合型などのフィルタ構成の選択である。
［４．通過帯域中心周波数が最も離れたバンドパスフィルタの設計範囲］
ここで、本実施の形態では、通過ロス及び反射ロスを低減するために、通過帯域の中心周波数が最も離れたバンドパスフィルタが、以下で詳細に説明する所定の構成を満たす点に特徴を有する。具体的には、本実施の形態に係るマルチプレクサ１は、Ｂａｎｄ２及びＢａｎｄ４に適用されるため、Ｂａｎｄ４の受信側フィルタであるバンドパスフィルタ４０が通過帯域の中心周波数が最も離れたバンドパスフィルタとなる。このため、バンドパスフィルタ４０が所定の構成を満たすように設計されている。
以下、通過帯域中心周波数が最も離れたバンドパスフィルタが満たす構成について、発明者らが本発明に至った経緯に基づいて説明する。
図４は、一般的なマルチプレクサに共通の整合回路を接続した場合の問題について説明するための図である。具体的には、同図の上段には、比較例に係るマルチプレクサの構成が示されている。また、同図の下段には、当該比較例において共通の整合回路が接続されていない状態で共通端子９２１から見たインピーダンス（図中の「整合回路（Ｌｐ）未接続」）、及び、接続されている状態（図中の「整合回路（Ｌｐ）接続」）で共通端子９２１から見たインピーダンスを示すアドミタンスチャートである。
なお、比較例に係るマルチプレクサは、互いに異なる３以上の通過帯域を有する３以上のバンドパスフィルタを有するが、同図には、第１の通過帯域（ＢＰＦ９１）の通過帯域を有するバンドパスフィルタ９１０、及び、第２の通過帯域（ＢＰＦ９４）の通過帯域を有するバンドパスフィルタ９４０が示されている。
これらバンドパスフィルタ９１０、９４０は、共通端子９２１及び共通の整合回路であるインダクタ９０３に共通に接続されている。ここで、インダクタ９０３は、一端が共通端子９２１に接続され、他端がグランドに接続された、いわゆる並列インダクタである。
同図に示されているように、バンドパスフィルタ９１０、９４０のインピーダンスは、整合回路としてインダクタ９０３が接続されることにより、等コンダクタンス円上を誘導性へと移動する。つまり、バンドパスフィルタ９１０、９４０は、インダクタ９０３が接続されることにより、サセプタンス値が小さくなる。
このときのサセプタンス値の変化量ΔＢは、インダクタ９０３のインダクタンス値をＬｐとし、通過帯域の中心周波数をｆとすると、１／（２πｆＬｐ）で表される。
このように、サセプタンス値の変化量ΔＢは周波数に依存するため、整合回路が接続されていないときに同等のインピーダンスを有するバンドパスフィルタ９１０とバンドパスフィルタ９４０とでは次のような問題が生じる。すなわち、一方のインピーダンスを５０Ω等の特性インピーダンスに整合するように調整すると、他方のインピーダンスが特性インピーダンスから外れることとなり、インピーダンスの不整合が生じる虞がある。
このようなインピーダンスの不整合は、サセプタンス値の変化量ΔＢが周波数に依存することにより、特に、他のフィルタと通過帯域が離れたフィルタにおいて顕著である。
そこで、本発明者らは、共通の整合回路として並列インダクタが設けられるマルチプレクサにおいて、通過帯域が最も離れたバンドパスフィルタのサセプタンス値を所定の範囲内にすることによって、当該バンドパスフィルタのインピーダンス不整合を低減することを考え、以下で説明する構成を見出した。
以下、本発明者らが見出したインピーダンス不整合を低減できる構成について説明する。
図５Ａ及び図５Ｂは、本発明者らが見出した構成について説明するための図である。具体的には、図５Ａは、通過帯域が最も離れたバンドパスフィルタが最も高域側のバンドパスフィルタである場合に満たすべき構成について説明するための図である。図５Ｂは、通過帯域が最も離れたバンドパスフィルタが最も低域側のバンドパスフィルタである場合に満たすべき構成について説明するための図である。また、図５Ａ及び図５Ｂは、上段に４つのバンドパスフィルタ（以下、ＢＰＦ１〜ＢＰＦ４）の通過帯域が模式的に示され、下段にサセプタンス値の範囲を説明するためのアドミタンスチャートが示されている。
なお、図５Ａに示すＢＰＦ１〜ＢＰＦ４の通過帯域及び各通過帯域の中心周波数（ｆ（１）〜ｆ（４））と、図５Ｂに示すＢＰＦ１〜ＢＰＦ４の通過帯域及び各通過帯域の中心周波数（ｆ（１）〜ｆ（４））とは、後述する構成の説明を簡素化するために周波数の大小関係が異なっている。
まず、通過帯域が最も離れたフィルタの定義について、図５Ａ及び図５Ｂを用いて説明する。
本実施の形態において、「通過帯域が最も離れたフィルタ」とは、ｎ個のバンドパスフィルタのうち、通過帯域の中心周波数が最も低域側及び最も高域側のいずれか一方のバンドパスフィルタであり、かつ、他方のバンドパスフィルタと比べて隣接するバンドパスフィルタと通過帯域の中心周波数の差分が大きいまたは等しいバンドパスフィルタである。
つまり、図５Ａに示す例では、「通過帯域が最も離れたフィルタ」として、ＢＰＦ１〜ＢＰＦ４（ただし、各バンドパスフィルタの中心周波数の関係はＢＰＦ４＜ＢＰＦ３＜ＢＰＦ２＜ＢＰＦ１を満たす）のうち、最も低域側のＢＰＦ４又は最も高域側のＢＰＦ１が候補に挙げられる。ここで、ＢＰＦ１の中心周波数ｆ（１）とＢＰＦ１に隣接するＢＰＦ２の中心周波数ｆ（２）との差分ｆ（１）−ｆ（２）と、ＢＰＦ４の中心周波数ｆ（４）とＢＰＦ４に隣接するＢＰＦ３の中心周波数ｆ（３）との差分ｆ（３）−ｆ（４）とを比較する。その結果、（ｆ（１）−ｆ（２））≧（ｆ（３）−ｆ（４））を満たす場合、通過帯域が最も離れたバンドパスフィルタとして最も高域側のＢＰＦ１が定義される。
また、図５Ｂに示す例では、「通過帯域が最も離れたフィルタ」として、ＢＰＦ１〜ＢＰＦ４（ただし、各バンドパスフィルタの中心周波数の関係はＢＰＦ１＜ＢＰＦ２＜ＢＰＦ３＜ＢＰＦ４を満たす）のうち、最も低域側のＢＰＦ１又は最も高域側のＢＰＦ４が候補に挙げられる。ここで、ＢＰＦ４の中心周波数ｆ（４）とＢＰＦ４に隣接するＢＰＦ３の中心周波数ｆ（３）との差分ｆ（４）−ｆ（３）と、ＢＰＦ１の中心周波数ｆ（１）とＢＰＦ１に隣接するＢＰＦ２の中心周波数ｆ（２）との差分ｆ（２）−ｆ（１）とを比較する。その結果、（ｆ（２）−ｆ（１））≧（ｆ（４）−ｆ（３））を満たす場合、通過帯域が最も離れたバンドパスフィルタとして最も低域側のＢＰＦ１が定義される。
以下では、ｎ個のバンドパスフィルタのうち、上記のように定義された通過帯域が最も離れたバンドパスフィルタを１番目のバンドパスフィルタとし、以降、通過帯域が隣接するバンドパスフィルタを順に、ｋ番目のバンドパスフィルタ（２≦ｋ≦ｎ）として説明する。
また、以下では、マルチプレクサの整合回路が、ｎ個のバンドパスフィルタに共通に設けられる構成を想定して説明し、特に、当該整合回路として並列インダクタが適用される構成を想定して説明する。また、以下では、インピーダンスに関して特に断りのない場合、共通端子からマルチプレクサ側を見たインピーダンスを指す。
［４−１．最も高域側のバンドパスフィルタが最も離れたバンドパスフィルタの場合］
まず、通過帯域が最も離れたバンドパスフィルタ（１番目のバンドパスフィルタ）が最も高域側のバンドパスフィルタである場合の、通過ロス及び反射ロスを低減するための所定の構成について説明する。
整合回路として並列インダクタを用いる場合、当該並列インダクタを設けることによる１番目のバンドパスフィルタのサセプタンス（アドミタンスの虚数部）の変動量ΔＢ（１）は、次の式で表される。
｜ΔＢ（１）｜＝１／｛２πｆ（１）Ｌｐ｝ 式（１）
ただし、ｆ（１）は、１番目のバンドパスフィルタの通過帯域の中心周波数である。また、Ｌｐは、ｎ個のバンドパスフィルタに共通の整合回路として設けられる並列インダクタのインダクタンス値である。
共通端子から見て、１番目のバンドパスフィルタのマッチングを最適化するためには、整合回路を設けた状態でサセプタンス値が０となることが最も好ましい。このため、整合回路を設けない状態における１番目のバンドパスフィルタのサセプタンス値の最適値Ｂ（１＿ｂｅｓｔ）は、次の式で表される。
Ｂ（１＿ｂｅｓｔ）＝｜ΔＢ（１）｜
＝１／｛２πｆ（１）Ｌｐ｝ 式（２）
同様に、整合回路として並列インダクタを用いる場合、当該並列インダクタを設けることによる２番目のバンドパスフィルタのサセプタンスの変動量ΔＢ（２）は、次の式で表される。
｜ΔＢ（２）｜＝１／｛２πｆ（２）Ｌｐ｝ 式（３）
ただし、ｆ（２）は２番目のバンドパスフィルタの通過帯域の中心周波数である。
２番目のバンドパスフィルタについても、１番目のバンドパスフィルタと同様に、共通端子から見て、マッチングを最適化するためには、整合回路を設けた状態でサセプタンス値が０となることが最も好ましい。このため、整合回路を設けない状態における２番目のバンドパスフィルタのサセプタンス値の最適値Ｂ（２）は、次の式で表される。
Ｂ（２）＝｜ΔＢ（２）｜
＝１／｛２πｆ（２）Ｌｐ｝ 式（４）
上述したように、Ｌｐは共通の整合回路として設けられる並列インダクタのインダクタンス値である。このため、式（４）をＬｐについて解き、式（１）に代入すると、１番目のバンドパスフィルタのサセプタンス値の最適値Ｂ（１＿ｂｅｓｔ）は、２番目のバンドパスフィルタのサセプタンス値の最適値Ｂ（２）を用いて、次の式で表される。
Ｂ（１＿ｂｅｓｔ）＝｛ｆ（２）／ｆ（１）｝×Ｂ（２） 式（５）
したがって、整合回路を設けない状態で、１番目のバンドパスフィルタのサセプタンス値を｛ｆ（２）／ｆ（１）｝×Ｂ（２）とすることにより、次のような効果が奏される。すなわち、最もマッチングが取りにくい１番目のバンドパスフィルタ、及び、２番目のバンドパスフィルタの各々について、共通の整合回路である並列インダクタによって最適なマッチングをとることができる。
ここで、１番目及び２番目のバンドパスフィルタ各々の通過帯域の中心周波数は、ｆ（１）＞ｆ（２）の関係を満たすため、並列インダクタを設けることによるサセプタンスの変動量は、｜ΔＢ（１）｜＜｜ΔＢ（２）｜となる。
よって、整合回路を設けた状態における不整合の程度を低減する観点から、整合回路を設けない状態では、１番目のバンドパスフィルタのサセプタンス値が２番目のバンドパスフィルタのサセプタンス値の最適値Ｂ（２）より小さいことが好ましい。このため、整合回路を設けない状態における１番目のバンドパスフィルタのサセプタンス値の最大値Ｂ（１＿ｍａｘ）は、次の式で表される。
Ｂ（１＿ｍａｘ）＜Ｂ（２） 式（６）
つまり、整合回路を設けた状態における不整合の程度を低減する観点から、整合回路を設けない状態における１番目のバンドパスフィルタのサセプタンス値Ｂ（１）の範囲は、最適値Ｂ（１＿ｂｅｓｔ）に対してＢ（２）−Ｂ（１＿ｂｅｓｔ）未満の許容値の範囲に定義される。
よって、整合回路を設けない状態での１番目のバンドパスフィルタのサセプタンス値の最小値Ｂ（１＿ｍｉｎ）は、次の式で表される。
Ｂ（１＿ｍｉｎ）＞Ｂ（１＿ｂｅｓｔ）−｛Ｂ（２）−Ｂ（１＿ｂｅｓｔ）｝
＝２Ｂ（１＿ｂｅｓｔ）−Ｂ（２）
＝２×｛ｆ（２）／ｆ（１）｝×Ｂ（２）−Ｂ（２）
＝Ｂ（２）×｛２×ｆ（２）−ｆ（１）｝／ｆ（１） 式（７）
以上の式（６）及び式（７）から、本発明者らは、整合回路を設けない状態において、１番目のバンドパスフィルタが所定の構成を満たすことにより、不整合の程度を低減できることに気付いた。すなわち、通過ロス及び反射ロスを低減するために、通過帯域が最も離れたバンドパスフィルタ（１番目のバンドパスフィルタ）として、隣接するバンドパスフィルタ（２番目のバンドパスフィルタ）について以下の構成を満たすバンドパスフィルタを設ける、という着想を得た。
つまり、ｎ個のバンドパスフィルタのうち、通過帯域の中心周波数が最も低域側及び最も高域側のいずれか一方のバンドパスフィルタであって、他方のバンドパスフィルタと比べて隣接するバンドパスフィルタと通過帯域の中心周波数の差分が大きいまたは等しい１番目のバンドパスフィルタ（ここでは、ＢＰＦ１）について、通過帯域の中心周波数をｆ（１）、整合回路を設けない状態で共通端子から見た当該中心周波数におけるサセプタンス値をＢ（１）とする。また、ｎ個のバンドパスフィルタのうち１番目のバンドパスフィルタと通過帯域が隣接する２番目のバンドパスフィルタ（ここでは、ＢＰＦ２）について、通過帯域の中心周波数をｆ（２）、整合回路を設けない状態で共通端子から見た当該中心周波数におけるサセプタンス値をＢ（２）とする。
このとき、１番目のバンドパスフィルタは、２番目のバンドパスフィルタについて、次の構成（i）を満たす。
構成（i）：第１のバンドパスフィルタが最も高域側のバンドパスフィルタの場合、Ｂ（２）×｛２×ｆ（２）−ｆ（１）｝／ｆ（１）＜Ｂ（１）＜Ｂ（２）
この構成（i）を満たす第１のバンドパスフィルタを設けることにより、第１のバンドパスフィルタが最も高域側のバンドパスフィルタの場合、最もマッチングが取りにくい１番目のバンドパスフィルタ、及び、２番目のバンドパスフィルタの各々について、共通の整合回路によって良好なマッチングをとることができる。
ここで、「良好なマッチング」または「良好なインピーダンス整合」とは、例えば、各周波数帯域（Ｂａｎｄ）におけるＶＳＷＲ（電圧定在波比：Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｔａｎｄｉｎｇ Ｗａｖｅ Ｒａｔｉｏ）が小さいことを指し、本実施の形態では、通過特性の要求仕様に応じた値未満（例えば、２．０未満）となることを指す。
また、本発明者らは、１番目のバンドパスフィルタが、ｎ個のバンドパスフィルタのうちｋ番目（２≦ｋ≦ｎ）のバンドパスフィルタについて、以下の構成を満たすことにより、不整合の程度を一層低減できることに気付いた。
つまり、ｎ個のバンドパスフィルタのうちｋ番目（２≦ｋ≦ｎ）のバンドパスフィルタについて、通過帯域の中心周波数をｆ（ｋ）、共通端子から見た当該中心周波数におけるサセプタンス値をＢ（ｋ）とする。
このとき、１番目のバンドパスフィルタは、２番目からｎ番目のバンドパスフィルタの各々について、次の構成（iii）を満たす。
構成（iii）：第１のバンドパスフィルタが最も高域側のバンドパスフィルタの場合、Ｂ（ｋ）×｛２×ｆ（ｋ）−ｆ（１）｝／ｆ（１）＜Ｂ（１）＜Ｂ（ｋ）
この構成（iii）を満たす第１のバンドパスフィルタを設けることにより、第１のバンドパスフィルタが最も高域側のバンドパスフィルタの場合、ｎ個のバンドパスフィルタの各々について、共通の整合回路によって良好なマッチングをとることができる。
［４−２．最も低域側のバンドパスフィルタが最も離れたバンドパスフィルタの場合］
次に、通過帯域が最も離れたバンドパスフィルタ（１番目のバンドパスフィルタ）が、最も低域側のバンドパスフィルタである場合の、通過ロス及び反射ロスを低減するための所定の構成について説明する。
なお、以下では、上述した最も高域側のバンドパスフィルタが最も離れたバンドパスフィルタである場合と比べて、バンドパスフィルタの通過帯域の中心周波数の大小関係に関連する点を除いて同様であるため、適宜簡略化または省略して説明する。
１番目のバンドパスフィルタのサセプタンス値の最適値Ｂ（１＿ｂｅｓｔ）は、２番目のバンドパスフィルタのサセプタンス値の最適値Ｂ（２）を用いて、次の式で表される。
Ｂ（１＿ｂｅｓｔ）＝｛ｆ（２）／ｆ（１）｝×Ｂ（２） 式（８）
ただし、ｆ（１）は、１番目のバンドパスフィルタの通過帯域の中心周波数である。また、ｆ（２）は２番目のバンドパスフィルタの通過帯域の中心周波数である。
ここで、１番目及び２番目のバンドパスフィルタ各々の通過帯域の中心周波数は、ｆ（１）＜ｆ（２）の関係を満たす。よって、整合回路として並列インダクタを設けることによる１番目のバンドパスフィルタのサセプタンスの変動量ΔＢ（１）及び１番目のバンドパスフィルタのサセプタンスの変動量ΔＢ（２）は、｜ΔＢ（１）｜＞｜ΔＢ（２）｜となる。
よって、整合回路を設けた状態における不整合の程度を低減する観点から、整合回路を設けない状態において、１番目のバンドパスフィルタのサセプタンス値は、２番目のバンドパスフィルタのサセプタンス値の最適値Ｂ（２）より大きいことが好ましい。このため、整合回路を設けない状態における１番目のバンドパスフィルタのサセプタンス値の最小値Ｂ（１＿ｍｉｎ）は、次の式で表される。
Ｂ（１＿ｍｉｎ）＞Ｂ（２） 式（９）
つまり、整合回路を設けた状態における不整合の程度を低減する観点から、整合回路を設けない状態における１番目のバンドパスフィルタのサセプタンス値Ｂ（１）の範囲は、最適値Ｂ（１＿ｂｅｓｔ）に対してＢ（１＿ｂｅｓｔ）−Ｂ（２）未満の許容値の範囲に定義される。
よって、整合回路を設けない状態での１番目のバンドパスフィルタのサセプタンス値の最大値Ｂ（１＿ｍａｘ）は、次の式で表される。
Ｂ（１＿ｍａｘ）＜Ｂ（１＿ｂｅｓｔ）＋｛Ｂ（１＿ｂｅｓｔ）−Ｂ（２）｝
＝２Ｂ（１＿ｂｅｓｔ）−Ｂ（２）
＝２×｛ｆ（２）／ｆ（１）｝×Ｂ（２）−Ｂ（２）
＝Ｂ（２）×｛２×ｆ（２）−ｆ（１）｝／ｆ（１） 式（１０）
以上の式（９）及び式（１０）から、本発明者らは、整合回路を設けない状態において、１番目のバンドパスフィルタが所定の構成を満たすことにより、不整合の程度を低減できることに気付いた。すなわち、通過ロス及び反射ロスを低減するために、通過帯域が最も離れたバンドパスフィルタ（１番目のバンドパスフィルタ）として、隣接するバンドパスフィルタ（２番目のバンドパスフィルタ）について以下の構成を満たすバンドパスフィルタを設ける、という着想を得た。
つまり、ｎ個のバンドパスフィルタのうち、通過帯域の中心周波数が最も低域側及び最も高域側のいずれか一方のバンドパスフィルタであって、他方のバンドパスフィルタと比べて隣接するバンドパスフィルタと通過帯域の中心周波数の差分が大きいまたは等しい１番目のバンドパスフィルタ（ここでは、ＢＰＦ１）について、通過帯域の中心周波数をｆ（１）、整合回路を設けない状態で共通端子から見た当該中心周波数におけるサセプタンス値をＢ（１）とする。また、ｎ個のバンドパスフィルタのうち１番目のバンドパスフィルタと通過帯域が隣接する２番目のバンドパスフィルタ（ここでは、ＢＰＦ２）について、通過帯域の中心周波数をｆ（２）、整合回路を設けない状態で共通端子から見た当該中心周波数におけるサセプタンス値をＢ（２）とする。
このとき、１番目のバンドパスフィルタは、２番目のバンドパスフィルタについて、次の構成（ii）を満たす。
構成（ii）：第１のバンドパスフィルタが最も低域側のバンドパスフィルタの場合、Ｂ（２）＜Ｂ（１）＜Ｂ（２）×｛２×ｆ（２）−ｆ（１）｝／ｆ（１）
この構成を満たす第１のバンドパスフィルタを設けることにより、第１のバンドパスフィルタが最も低域側のバンドパスフィルタの場合、最もマッチングが取りにくい１番目のバンドパスフィルタ、及び、２番目のバンドパスフィルタの各々について、共通の整合回路によって良好なマッチングをとることができる。
また、本発明者らは、１番目のバンドパスフィルタが、ｎ個のバンドパスフィルタのうちｋ番目（２≦ｋ≦ｎ）のバンドパスフィルタについて、以下の構成を満たすことにより、不整合の程度を一層低減できることに気付いた。
つまり、ｎ個のバンドパスフィルタのうちｋ番目（２≦ｋ≦ｎ）のバンドパスフィルタについて、通過帯域の中心周波数をｆ（ｋ）、共通端子から見た当該中心周波数におけるサセプタンス値をＢ（ｋ）とする。
このとき、１番目のバンドパスフィルタは、２番目からｎ番目のバンドパスフィルタの各々について、次の構成（iｖ）を満たす。
構成（iｖ）：第１のバンドパスフィルタが最も低域側のバンドパスフィルタの場合、Ｂ（ｋ）×｛２×ｆ（ｋ）−ｆ（１）｝／ｆ（１）＜Ｂ（１）＜Ｂ（ｋ）
この構成（iｖ）を満たす第１のバンドパスフィルタを設けることにより、第１のバンドパスフィルタが最も低域側のバンドパスフィルタの場合、ｎ個のバンドパスフィルタの各々について、共通の整合回路によって良好なマッチングをとることができる。
［５．実施例と比較例との特性比較］
次に、本実施の形態に係るマルチプレクサの特性について、本実施の形態の一例である実施例を、比較例と比べながら説明する。
図６は、比較例に係るバンドパスフィルタ４０Ａの回路構成を示したマルチプレクサ１Ａの全体構成図である。
比較例に係るマルチプレクサ１Ａは、Ｂａｎｄ２用デュプレクサとＢａｎｄ４用デュプレクサとが共通端子２１で接続されたクワッドプレクサである。具体的には、図６に示すように、比較例は、実施例とほぼ同様であるが、他のバンドパスフィルタと通過帯域が最も離れたバンドパスフィルタ４０Ａ（Ｂａｎｄ４の受信側フィルタ）の構成が異なる。具体的には、比較例に係るバンドパスフィルタ４０Ａは、実施例に係るバンドパスフィルタ４０と比べて、並列腕共振子１４２及び直列腕共振子１４３を有していない。
表１に、本実施例に係るバンドパスフィルタ４０の直列腕共振子１４１、１４３及び並列腕共振子１４２の構造（交叉幅Ｈ、ＩＤＴ対数Ｎ）、ならびに、比較例に係るバンドパスフィルタ４０Ａの直列腕共振子１４１Ａの当該構造の詳細を示す。交叉幅Ｈの寸法は、μｍと、ＩＤＴ電極の電極指ピッチによって定まる波長λに対する倍率である波長比とで示す。具体的には、直列腕共振子１４１を構成するＩＤＴにおいて、交叉幅Ｈが波長λの１８．４倍に相応する約３３μｍであり、電極指の対数が１００対ある。
Figure 0006398895
なお、ピッチλ及びデューティー比Ｄは、Ｂａｎｄ４の受信通過帯域における通過特性の要求仕様に応じて、適宜決定される。また、また、各共振子の容量は、表１に示された構造および圧電基板４２１の誘電率等により決定される。
ここで、本実施の形態では、直列腕共振子１４１ＡのＩＤＴ電極の対数を増減することにより、バンドパスフィルタ４０が上述の構成（i）を満たすように形成する。
具体的には、バンドパスフィルタ４０は、共通端子２１に接続された直列腕共振子１４１を有する。この直列腕共振子１４１は、他の素子を介することなく共通端子２１に接続されている。
このような構成により、直列腕共振子１４１のＩＤＴ電極の対数を増減することで、共通端子２１から見たバンドパスフィルタ４０の容量成分を増減することができるため、サセプタンス値を調整することができる。
なお、サセプタンス値を調整する手法としては、このような手法に限らず、例えば、バンドパスフィルタ４０を構成する共振子にキャパシタを並列接続したり、当該共振子の電極膜厚やデューティー比を変更したりすることで調整してもかまわない。
また、本実施の形態では、比較例における直列腕共振子１４１Ａと比べて、実施例の直列腕共振子１４１ではＩＤＴ電極の対数が増加している。このような直列腕共振子１４１におけるＩＤＴ電極の対数の増加は、バンドパスフィルタ４０の減衰量が低下する場合がある。そこで、本実施の形態では、直列腕共振子１４１の一方のノードと基準端子（グランド）との間に並列腕共振子１４２を設けている。これにより、減衰量の低下が抑制される。
以下、このように構成された実施例に係るマルチプレクサ１の周波数特性について、比較例に係るマルチプレクサ１Ａと比較しながら説明する。
図７Ａ〜図１０Ｂは、マルチプレクサの共通端子２１に共通の整合回路を設けた状態において、共通端子２１から見たマルチプレクサのインピーダンスを示すスミスチャートである。なお、実施例の整合回路としては、一端が共通端子２１に接続され、他端がグランドに接続された、インダクタンス値１．６ｎＨのインダクタ３を用いた。また、比較例の整合回路としては、一端が共通端子２１に接続され、他端がグランドに接続された、インダクタンス値１．７ｎＨのインダクタ３を用いた。
具体的には、図７Ａには、Ｂａｎｄ４の送信通過帯域において、実施例に係るマルチプレクサ１の上記インピーダンスが示されている。また、図７Ｂには、Ｂａｎｄ４の送信通過帯域において、比較例に係るマルチプレクサ１Ａの上記インピーダンスが示されている。また、図８Ａには、Ｂａｎｄ２の送信通過帯域において、実施例に係るマルチプレクサ１の上記インピーダンスが示されている。また、図８Ｂには、Ｂａｎｄ２の送信通過帯域において、比較例に係るマルチプレクサ１Ａの上記インピーダンスが示されている。また、図９Ａには、Ｂａｎｄ２の受信通過帯域において、実施例に係るマルチプレクサ１の上記インピーダンスが示されている。また、図９Ｂには、Ｂａｎｄ２の受信通過帯域において、比較例に係るマルチプレクサ１Ａの上記インピーダンスが示されている。また、図１０Ａには、Ｂａｎｄ４の受信通過帯域において、実施例に係るマルチプレクサ１の上記インピーダンスが示されている。また、図１０Ｂには、Ｂａｎｄ４の受信通過帯域において、比較例に係るマルチプレクサ１Ａの上記インピーダンスが示されている。
なお、これらの図には、４つの通過帯域を包含する帯域（例えば、１５００ＭＨｚ−２３００ＭＨｚ）におけるインピーダンスの軌跡が示されているが、各図では、当該図に示される通過帯域（Ｂａｎｄ）の軌跡については、太線で示されている。
図７Ａ〜図９Ｂに示すように、実施例に係るマルチプレクサ１は、比較例と比べて、Ｂａｎｄ４の送信通過帯域及びＢａｎｄ２の送受信通過帯域において、良好なインピーダンス整合を維持していることがわかる。つまり、本実施例によれば、バンドパスフィルタ４０が上記の構成（ｉ）を満たすように構成された場合であっても、他のバンドパスフィルタ１０〜３０のインピーダンス整合が維持される。
また、図１０Ａ及び図１０Ｂに示すように、実施例に係るマルチプレクサ１は、比較例と比べて、Ｂａｎｄ４の受信通過帯域において、インピーダンス整合が良好になっていることがわかる。つまり、本実施例によれば、バンドパスフィルタ４０が上記の構成（ｉ）を満たすように調整されることにより、バンドパスフィルタ４０のインピーダンス不整合を低減される。
このように、実施例に係るマルチプレクサ１によれば、４つのバンドパスフィルタ１０〜４０のうち、通過帯域が最も離れたバンドパスフィルタ４０について、他のバンドパスフィルタ１０〜３０のインピーダンス整合を維持しつつ、インピーダンス不整合を低減することができる。
具体的には、比較例に係るマルチプレクサ１Ａは、Ｂａｎｄ２用デュプレクサとＢａｎｄ４用デュプレクサとが共通端子２１で接続されることで構成されている。ここで、一般的に、デュプレクサでは、２つの帯域（受信通過帯域及び送信通過帯域）に対して、自らの通過帯域のサセプタンス及び１つの相手の通過帯域のサセプタンスを合わせた状態で、共通の整合回路によってインピーダンス整合されるように設けられている。このため、このようなデュプレクサを組み合わせて構成されたマルチプレクサ１Ａでは、インピーダンス不整合が生じてしまう。
これに対し、実施例に係るマルチプレクサ１は、バンドパスフィルタ４０が上記の構成（ｉ）を満たすことにより、インピーダンス不整合を低減することができる。
図１１は、実施例及び比較例に係るマルチプレクサの共通端子２１側のＶＳＷＲを示すグラフである。
同図に示すように、比較例では、Ｂａｎｄ４の受信通過帯域において、ＶＳＷＲが悪化していることがわかる。これは、比較例の構成では図１０Ｂに示すように、良好なインピーダンス整合が得られないためである。
これに対し、実施例に係るマルチプレクサ１では、比較例と比べて、Ｂａｎｄ４の受信通過帯域においても、良好なＶＳＷＲが得られることがわかる。つまり、本実施例によれば、バンドパスフィルタ４０が上記の構成（ｉ）を満たすように設けられることでインピーダンス不整合が低減されるため、ＶＳＷＲが改善する。
表２に、各通過帯域（Ｂａｎｄ４の送信通過帯域：Ｂ４Ｔｘ、Ｂａｎｄ２の送信通過帯域：Ｂ２Ｔｘ、Ｂａｎｄ２の受信通過帯域：Ｂ２Ｒｘ、Ｂａｎｄ４の受信通過帯域：Ｂ４Ｒｘ）内におけるＶＳＷＲの最大値を示す。
Figure 0006398895
この表に示すように、本実施例では、ＶＳＷＲが、４つの帯域全てにおいて２．０以下に抑えられている。また、本実施例では、比較例と比べて、Ｂａｎｄ４の受信通過帯域以外のＶＳＷＲについて同程度に維持しつつ、Ｂａｎｄ４の受信通過帯域のＶＳＷＲが改善されている。
［６．まとめ］
以上、本実施の形態に係るマルチプレクサ１によれば、互いに異なるｎ以上（ｎは３以上の自然数）の通過帯域を有するｎ個のバンドパスフィルタ（本実施の形態では、４つの通過帯域を有する４つのバンドパスフィルタ１０〜４０）と、ｎ個のバンドパスフィルタに共通に設けられた共通端子２１とを有し、ｎ個のバンドパスフィルタのうち、通過帯域の中心周波数が最も低域側及び最も高域側のいずれか一方のバンドパスフィルタであって、他方のバンドパスフィルタと比べて隣接するバンドパスフィルタと通過帯域の中心周波数の差分が大きいまたは等しい１番目のバンドパスフィルタが、上述の構成（i）または構成（ii）を満たす（本実施の形態では、最も高域側のバンドパスフィルタ４０が構成（i）を満たす）。
このような構成により、並列インダクタ等の共通の整合回路（本実施の形態ではインダクタ３）によって、１番目のバンドパスフィルタ、及び、当該１番目のバンドパスフィルタに通過帯域が隣接する２番目のバンドパスフィルタの各々（本実施の形態ではバンドパスフィルタ４０及びバンドパスフィルタ３０）について、良好なインピーダンス整合をとることができる。よって、本実施の形態に係るマルチプレクサ１によれば、通過ロス及び反射ロスの低減が図られる。
一般的に、ｎ以上の通過帯域を有するマルチプレクサでは、最も低域側または最も高域側の通過帯域において、通過ロス及び反射ロスが大きくなりやすい。このため、最も低域側または最も高域側のバンドパスフィルタのサセプタンス値が上述の構成（i）または構成（ii）を満たすことにより、共通の整合回路で良好インピーダンス整合をとることができるため、通過ロス及び反射ロスが大きくなりやすい通過帯域において、当該通過ロス及び反射ロスを効果的に低減することができる。
また、本実施の形態に係るマルチプレクサ１によれば、１番目のバンドパスフィルタが２番目からｎ番目のバンドパスフィルタの各々について、上述の構成（iii）または構成（iv）を満たす（本実施の形態では、最も高域側のバンドパスフィルタ４０がバンドパスフィルタ１０〜３０について構成（iii）を満たす）。
このような構成により、並列インダクタ等の共通の整合回路によって、１番目からｎ番目のバンドパスフィルタの各々（本実施の形態ではバンドパスフィルタ１０〜４０）について、良好なインピーダンス整合をとることができる。よって、本実施の形態に係るマルチプレクサ１によれば、通過ロス及び反射ロスのさらなる低減が図られる。
また、本実施の形態に係るマルチプレクサ１によれば、１番目のバンドパスフィルタ（本実施の形態ではバンドパスフィルタ４０）は、共通端子２１に接続された直列腕共振子１４１を有する弾性波フィルタ（本実施の形態では弾性表面波フィルタ）である。
このように、共通端子２１に接続された直列腕共振子１４１を設けることにより、マッチングの設計自由度の向上が図られる。具体的には、直列腕共振子１４１のＩＤＴ電極の対数を調整することにより、１番目のバンドパスフィルタ（本実施の形態ではバンドパスフィルタ４０）の直列容量成分を調整できるため、上述の構成（i）または構成（ii）を満たす１番目のバンドパスフィルタを容易に作製することができる。
また、本実施の形態に係るマルチプレクサ１によれば、直列腕共振子１４１の一方のノードと基準端子（グランド）との間に並列腕共振子１４２が設けられている。
ここで、一般的に、弾性波フィルタは、直列腕共振子の容量成分が変わることにより、通過帯域における減衰量及び抑圧帯域等の特性が変動する場合がある。そこで、本実施の形態では、並列腕共振子１４２を設けることにより、変動する特性の抑制等が可能になるため、マッチングと減衰量との安定化が図られる。
なお、本実施の形態では、マルチプレクサの一例として、Ｂａｎｄ２及びＢａｎｄ４に適用されるマルチプレクサを例に説明したが、適用される帯域はこれに限らず、例えばＢａｎｄ１（送信通過帯域：１９２０−１９８０ＭＨｚ、受信通過帯域：２１１０−２１７０ＭＨｚ）及びＢａｎｄ３（送信通過帯域：１７１０−１７８５ＭＨｚ、受信通過帯域：１８０５−１８８０ＭＨｚ）であってもかまわない。
また、マルチプレクサは、通過帯域の中心周波数が最も離れたバンドパスフィルタが最も低域側のバンドパスフィルタであってもよい。この構成の場合、最も低域側のバンドパスフィルタ４０が上述の構成（ii）、さらには構成（iv）を満たすことにより、本実施の形態と同様の効果が奏される。
また、マルチプレクサは、３以上の通過帯域を有するフィルタに適用されてもよい。図１２は、本実施の形態の変形例に係るマルチプレクサ１Ｂの全体構成図である。例えば、図１２に示すように、Ｂａｎｄ３およびＢａｎｄ４の信号を取り扱うマルチプレクサ１Ｂにおいて、Ｂａｎｄ３，Ｂａｎｄ４の送信通過帯域でフィルタリングするバンドパスフィルタ１０Ｂ、Ｂａｎｄ３の受信帯域でフィルタリングするバンドパスフィルタ３０Ｂ、Ｂａｎｄ４の受信帯域でフィルタリングするバンドパスフィルタ４０を備えるトリプレクサを構成することが望ましい。
また、ｎ個のバンドパスフィルタ各々（本実施の形態では、４つのバンドパスフィルタ１０〜４０の各々）のコンダクタンス（アドミタンスの虚数部）については、特に限定されないが、正規化コンダクタンスが０．７以上１．４以下の範囲であることが好ましい。正規化コンダクタンスをこの範囲にすることにより、マルチプレクサ１の共通端子２１側のＶＳＷＲを１．７以下にすることができる。
（実施の形態２）
上記実施の形態１では、マルチプレクサ１はインダクタ３等の外付けの整合回路に接続されるとして説明したが、マルチプレクサは整合回路を備えてもよい。つまり、整合回路を内蔵したマルチプレクサとして構成されてもよい。
図１３は、本実施の形態に係るマルチプレクサ１０１の外観の一例を示す斜視図である。図１４は、本実施の形態に係るマルチプレクサ１０１の断面構造の一例を概念的に示す図である。なお、図１３では、封止樹脂６０を透視して示している。また、図１４では、バンドパスフィルタ１０〜４０について、側面視して示している。
図１３及び図１４に示すように、マルチプレクサ１０１は、インダクタ３が内蔵された多層基板５０の一方主面に、例えば圧電体チップとして構成されたバンドパスフィルタ１０〜４０が設けられて構成されている。つまり、バンドパスフィルタ１０〜４０は、多層基板５０の上に実装されている。
バンドパスフィルタ１０〜４０の各々の入力端子及び出力端子の一方は、多層基板５０に設けられた配線により、例えば、多層基板５０の表面電極として形成された共通端子２１に接続される。本実施の形態では、バンドパスフィルタ１０〜４０は、熱硬化性または光硬化性等の封止樹脂６０によって封止されている。なお、封止樹脂６０の材料は絶縁性を有するものであれば特に限定されない。また、バンドパスフィルタ１０〜４０は、封止樹脂６０によって封止されていなくてもかまわない。
多層基板５０には、インダクタ３及びマルチプレクサ１０１の回路を形成するための各種の導体が設けられている。当該導体には、マルチプレクサ１０１をプリント基板等のマザー基板に実装するための表面電極、バンドパスフィルタ１０〜４０を多層基板５０に実装するための表面電極、ならびに、インダクタ３を形成するループ状の面内導体、及び、各層を厚み方向に貫通して形成された層間導体等が含まれる。
本実施の形態によれば、マルチプレクサ１０１が整合回路（本実施の形態ではインダクタ３）を備えることにより、外付けの整合回路を設けることなく、通過ロス及び反射ロスの低減が図られる。
また、本実施の形態では、インダクタ３が内蔵された多層基板５０にバンドパスフィルタ１０〜４０が実装されているため、小型化、ならびに、通過ロス及び反射ロスの低減が図られる。
なお、整合回路を内蔵したマルチプレクサは、プリント基板等に実装された整合回路と、当該プリント基板等に実装されたバンドパスフィルタ１０〜４０とによって構成されていてもかまわない。
（その他の実施の形態）
以上、本発明の実施の形態及びその変形例に係るマルチプレクサについて説明したが、本発明は、個々の実施の形態及びその変形例には限定されない。本発明の趣旨を逸脱しない限り、当業者が思いつく各種変形を本実施の形態及びその変形例に施したものや、異なる実施の形態及びその変形例における構成要素を組み合わせて構築される形態も、本発明の一つ又は複数の態様の範囲内に含まれてもよい。
また、上記説明では、マルチプレクサを例に説明したが、本発明は、互いに異なるｎ以上（ｎは３以上の自然数）の通過帯域を有するｎ個のバンドパスフィルタと、ｎ個のバンドパスフィルタに共通に設けられた共通端子２１とを有する分波器に適用してもかまわない。つまり、全てのバンドパスフィルタが、共通端子２１から入力された受信波を、所定の受信通過帯域でフィルタリングして受信出力端子に出力する受信側フィルタであってもかまわない。
図１５は、その他の実施の形態に係る分波器２０１の全体構成図である。なお、同図には、分波器２０１の共通端子１２１に接続されるアンテナ２及び整合回路１０３も図示されている。
同図に示す分波器２０１は、互いに異なる３つの通過帯域（Ｒｘ１〜Ｒｘ３）を有する３つのバンドパスフィルタ１１０〜１３０を有する。バンドパスフィルタ１１０〜１３０の各々の入力端子は共通端子１２１に接続されている。
このような分波器２０１においても、３つのバンドパスフィルタ１１０〜１３０のうち、通過帯域の中心周波数が最も低域側及び最も高域側のいずれか一方のバンドパスフィルタであって、他方のバンドパスフィルタと比べて隣接するバンドパスフィルタと通過帯域の中心周波数の差分が大きいまたは等しい１番目のバンドパスフィルタが上述の構成（i）または構成（ii）を満たすことにより、実施の形態と同様の効果が奏される。つまり、分波器２０１は、通過ロス及び反射ロスを低減することができる。
また、上記説明では、共通端子２１に接続される整合回路として、一端が共通端子２１に接続され、他端がグランドに接続されたインダクタ３を例に説明した。しかし、整合回路は、この構成に限らず、例えば、図１５に示されるように、一端が共通端子１２１に接続され他端がグランドに接続されたインダクタ１０３ａと、アンテナ２と共通端子１２１との間に直列に設けられたコンデンサ１０３ｂとで構成されてもかまわない。
また、本発明は、分波器の製造方法として実現されてもよい。図１６は、分波器の製造方法を示すフローチャートである。
すなわち、当該分波器の製造方法は、互いに異なるｎ以上（ｎは３以上の自然数）の通過帯域を有するｎ個のバンドパスフィルタと、ｎ個のバンドパスフィルタに共通に接続された共通端子とを備える分波器の製造方法であって、ｎ個のバンドパスフィルタのうち、通過帯域の中心周波数が最も低域側及び最も高域側のいずれか一方のバンドパスフィルタであって、他方のバンドパスフィルタと比べて隣接するバンドパスフィルタと通過帯域の中心周波数の差分が大きいまたは等しい１番目のバンドパスフィルタについて、通過帯域の中心周波数をｆ（１）、共通端子から見た当該中心周波数におけるサセプタンス値をＢ（１）とし、ｎ個のバンドパスフィルタのうち１番目のバンドパスフィルタと通過帯域が隣接する２番目のバンドパスフィルタについて、通過帯域の中心周波数をｆ（２）、共通端子から見た当該中心周波数におけるサセプタンス値をＢ（２）とすると、２番目のバンドパスフィルタを形成する工程（Ｓ１０）と、１番目のバンドパスフィルタが２番目のバンドパスフィルタについて以下の構成（i）または構成（ii）を満たすように、１番目のバンドパスフィルタを設ける工程（Ｓ２０）とを含む。
（i）第１のバンドパスフィルタが最も高域側のバンドパスフィルタの場合、
Ｂ（２）×｛２×ｆ（２）−ｆ（１）｝／ｆ（１）＜Ｂ（１）＜Ｂ（２）
（ii）第１のバンドパスフィルタが最も低域側のバンドパスフィルタの場合、
Ｂ（２）＜Ｂ（１）＜Ｂ（２）×｛２×ｆ（２）−ｆ（１）｝／ｆ（１）
具体的には、２番目のバンドパスフィルタを形成する工程（Ｓ１０）では、ｎ個のバンドパスフィルタのうちｋ番目（２≦ｋ≦ｎ）のバンドパスフィルタの各々を設計し、ｋ番目（２≦ｋ≦ｎ）のバンドパスフィルタについて、通過帯域の中心周波数をｆ（ｋ）、共通端子から見た当該中心周波数におけるサセプタンス値をＢ（ｋ）とすると、１番目のバンドパスフィルタを形成する工程では、１番目のバンドパスフィルタが２番目からｎ番目のバンドパスフィルタの各々について、以下の構成（iii）または構成（iv）を満たすように設計する。
（iii）第１のバンドパスフィルタが最も高域側のバンドパスフィルタの場合、
Ｂ（ｋ）×｛２×ｆ（ｋ）−ｆ（１）｝／ｆ（１）＜Ｂ（１）＜Ｂ（ｋ）
（iv）第１のバンドパスフィルタが最も低域側のバンドパスフィルタの場合、
Ｂ（ｋ）＜Ｂ（１）＜Ｂ（ｋ）×｛２×ｆ（ｋ）−ｆ（１）｝／ｆ（１）
また、具体的には、１番目のバンドパスフィルタは、共通端子に接続される直列腕共振子を有する弾性波フィルタであり、１番目のバンドパスフィルタを形成する工程（Ｓ２０）では、直列腕共振子のＩＤＴ電極の対数を増減することにより、１番目のバンドパスフィルタが上記の構成（i）または上記の構成（ii）を満たすように設計する。
このような分波器の製造方法は、例えばＣＡＤ装置等のコンピュータにおいて実行される。また、当該製造方法は、設計者によるコンピュータとの対話的な操作によって、当該コンピュータにおいて実行されてもかまわない。
なお、２番目のバンドパスフィルタを形成する工程（Ｓ１０）と、１番目のバンドパスフィルタを形成する工程（Ｓ２０）とは、順次実行されてもかまわないし、順序が入れ替わって実行されてもかまわないし、同時に実行されてもかまわない。
例えば、ＥＤＡ等の自動ツールによって、各周波数帯域（Ｂａｎｄ）における通過特性の要求仕様に応じたＩＤＴ電極の対数等の構造が考慮されることにより、これらの工程（Ｓ１０及びＳ２０）が同時に実行されてもかまわない。
本発明は、低通過ロスかつ低反射ロスなマルチプレクサとして、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。
１、１Ａ、１Ｂ、１０１ マルチプレクサ
２ アンテナ
３、１０３ａ、９０３ インダクタ
１０、１０Ｂ、２０、３０、３０Ｂ、４０、４０Ａ、１１０、１２０，１３０、９１０、９４０ バンドパスフィルタ
１１、１２ 送信入力端子
１３、１４ 受信出力端子
２１、１２１、９２１ 共通端子
５０ 多層基板
６０ 封止樹脂
１０３ 整合回路
１０３ｂ コンデンサ
１４１、１４１Ａ、１４３、４０１ 直列腕共振子
１４２ 並列腕共振子
１４４ 縦結合型フィルタ部
２０１ 分波器
４１１ａ、４１１ｂ ＩＤＴ電極
４１２ａ、４１２ｂ 電極指
４１３ａ、４１３ｂ バスバー電極
４２１ 圧電基板
４２２ 密着層
４２３ 主電極層

Claims (5)

  1. 互いに異なるｎ以上（ｎは３以上の自然数）の通過帯域を有するｎ個のバンドパスフィルタと、
    前記ｎ個のバンドパスフィルタに共通に設けられた共通端子と、
    前記共通端子に接続された整合回路と、を有し、
    前記ｎ個のバンドパスフィルタのうち、通過帯域の中心周波数が最も低域側及び最も高域側のいずれか一方のバンドパスフィルタであって、他方のバンドパスフィルタと比べて隣接するバンドパスフィルタと通過帯域の中心周波数の差分が大きいまたは等しい１番目のバンドパスフィルタについて、通過帯域の中心周波数をｆ（１）、前記共通端子から見た当該中心周波数におけるサセプタンス値をＢ（１）とし、
    前記ｎ個のバンドパスフィルタのうち前記１番目のバンドパスフィルタと通過帯域が隣接する２番目のバンドパスフィルタについて、通過帯域の中心周波数をｆ（２）、前記共通端子から見た当該中心周波数におけるサセプタンス値をＢ（２）とすると、
    前記１番目のバンドパスフィルタは、前記整合回路による整合のない状態で、前記２番目のバンドパスフィルタについて、以下の構成（i）または構成（ii）を満たす
    （i）前記１番目のバンドパスフィルタが最も高域側のバンドパスフィルタの場合、
    Ｂ（２）×｛２×ｆ（２）−ｆ（１）｝／ｆ（１）＜Ｂ（１）＜Ｂ（２）
    （ii）前記１番目のバンドパスフィルタが最も低域側のバンドパスフィルタの場合、
    Ｂ（２）＜Ｂ（１）＜Ｂ（２）×｛２×ｆ（２）−ｆ（１）｝／ｆ（１）
    分波器。
  2. 前記ｎ個のバンドパスフィルタのうちｋ番目（２≦ｋ≦ｎ）のバンドパスフィルタについて、通過帯域の中心周波数をｆ（ｋ）、前記共通端子から見た当該中心周波数におけるサセプタンス値をＢ（ｋ）とすると、
    前記１番目のバンドパスフィルタは、前記整合回路による整合のない状態で、前記２番目からｎ番目のバンドパスフィルタの各々について、以下の構成（iii）または構成（iv）を満たす
    （iii）前記１番目のバンドパスフィルタが最も高域側のバンドパスフィルタの場合、
    Ｂ（ｋ）×｛２×ｆ（ｋ）−ｆ（１）｝／ｆ（１）＜Ｂ（１）＜Ｂ（ｋ）
    （iv）前記１番目のバンドパスフィルタが最も低域側のバンドパスフィルタの場合、
    Ｂ（ｋ）＜Ｂ（１）＜Ｂ（ｋ）×｛２×ｆ（ｋ）−ｆ（１）｝／ｆ（１）
    請求項１に記載の分波器。
  3. 前記１番目のバンドパスフィルタは、前記共通端子に接続された直列腕共振子を有する弾性波フィルタである
    請求項１または２に記載の分波器。
  4. 前記１番目のバンドパスフィルタは、さらに、
    前記直列腕共振子の一方のノードと基準端子との間に接続された並列腕共振子を有する
    請求項３に記載の分波器。
  5. 前記整合回路は、一端が前記共通端子に接続され、他方が基準端子に接続されたインダクタであり、
    前記インダクタは、多層基板に内蔵され、
    前記ｎ個のバンドパスフィルタは、前記多層基板の上に実装されている
    請求項１に記載の分波器。
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