KR101923317B1 - 양방향 풀브릿지 컨버터 및 그 구동방법 - Google Patents
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Abstract
양방향 풀브릿지 컨버터 및 그 구동방법이 개시된다. 양방향 풀브릿지 컨버터는 입력 전압을 공급하는 입력 커패시터와 배터리 사이에서 전압 변환을 수행하며, 상기 배터리 충전을 위한 충전모드 또는 배터리 방전을 위한 방전모드에 따라 동작하는 양방향 풀브릿지 컨버터로서, 상기 입력 커패시터와 연결되고 제1 스위치 내지 제4 스위치가 마련된 일차측 풀브릿지 회로, 상기 일차측 풀브릿지 회로를 통해 전달되는 상기 입력 전압을 변환하는 변압기, 상기 변압기를 통해 변환된 입력 전압을 출력 인덕터 및 출력 커패시터 측으로 전달하며, 제 1 스위치 내지 제 4 스위치로 구성된 이차측 풀브릿지 회로 및 상기 출력 인덕터에 병렬 연결되어 상기 이차측 풀브릿지 회로에서 발생하는 전압발진을 클램핑하는 클램핑부로서, 상기 클램핑부는 클램핑 커패시터 및 상기 클램핑 커패시터와 직렬 연결된 클램핑 스위치를 포함하는 상기 클램핑부를 포함한다. 따라서, 간단한 구조의 공진 능동 클램핑 회로만으로 이차측에서의 전압발진을 클램핑할 수 있고, 클램핑 커패시터의 전압 스트레스를 감소시킬 수 있다.
Description
본 발명은 양방향 풀브릿지 컨버터 및 그 구동방법에 관한 것으로, 보다 상세하게는 V2G 시스템에 적용가능한 양방향 풀브릿지 컨버터 및 그 구동방법에 관한 것이다.
V2G 시스템이란, 플러그인된 전기 차량이 전력 그리드와 통신하여 전기를 반환하는 시스템이다. 이러한 V2G 시스템에는 플러그인된 전기 차량과 연결될 양방향 AC-DC 컨버터와 양방향 DC-DC 컨버터가 포함된다. 이때, 양방향 DC-DC 컨버터는 차량의 DC 링크와 추진 배터리 간의 전력 흐름을 제어하는 역할을 수행하며, 양방향 DC-DC 컨버터는 양방향 풀브릿지 컨버터로 구성될 수 있다. 이러한 양방향 풀브릿지 컨버터는 충전 모드인 벅모드와 방전 모드인 부스트 모드로 2개의 메인 모드 동작을 갖는 컨버터로서, 고전력 애플리케이션에 적합하고, 충방전 모드 모두 모든 스위치에 대해 영전압 스위칭 조건(ZVS) 를 달성할 수 있는 장점을 갖고 있다. 그러나, 양방향 풀브릿지 컨버터는 이차측 스위치에 전압 발진이 생길 수 있어, 이러한 전압 발진으로 인해 전자기 간섭(EMI) 잡음, 스위치의 높은 정격 전압 및 고전압 애플리케이션에서의 낮은 신뢰성을 갖는다는 단점을 갖고 있다.
따라서, 이러한 이차측에서의 전압 발진을 클램핑할 필요가 있다.
먼저, 충전모드에서 전압 발진을 클램핑하는 방법으로서, RCD 스너버를 사용하는 방안을 고려해볼 수 있으며, 이러한 RCD 스너버를 사용함으로써 전압 발진을 야기할 수 있는 변압기의 누설 인덕턴스에 저장된 에너지가 클램핑 커패시터와 클램핑 저항에서 소모될 수 있다. 그러나, 상기 RCF 스너버를 사용하는 방법은 클램핑 저항에서 소비하는 에너지가 커서 낮은 효율의 성능을 갖는다는 단점이 있다. 이를 위해, 도 1 과 같이, 다이오드와 커패시터를 사용함으로써 클램핑 저항에서의 에너지 소모를 피하는 무손실 스너버 회로가 고려될 수 있다.
도 1 은 4개의 1차측 스위치(S1,S2,S3,S4), 변압기 및 4개의 2차측 스위치(Q1,Q2,Q3,Q4)로 구성된 양방향 풀브릿지 컨버터와, 2차측 스위치(Q1,Q2,Q3,Q4) 에 발생하는 전압발진을 클램핑하는 클램핑 회로가 결합되는 모습을 도시한 도면(도 1a 참조)으로서, 상기 클램핑 회로는 다이오드(D), 저항(R), 커패시터(C) 로 구성되는 수동 클램핑 회로(도 1b, 도 1c, 도 1d 참조) 와, 커패시터(C)와 스위치(S) 로 구성된 능동 클램핑 회로(도 1e 참조) 일 수 있다.
그러나, 이러한 수동 클램핑 회로는 방전 모드 동작시 2차측에서 발생하는 전압 발진을 적절히 클램핑 할 수 없는 문제점을 갖고 있고, 능동 클램핑 회로는 모든 스위치에 대해 영전압 스위칭(ZVS)을 달성할 수 있고, 순환전류를 제거할 수 있다는 장점을 갖고 있으나, 모든 스위치가 하드 스위칭 턴오프되고 클램핑 커패시터 상에 고전압 스트레스가 가해지며 정류기 스위치의 역방향 회복 전류의 문제로 인해 효율이 낮다는 문제점을 갖고 있다.
따라서, 이를 극복하기 위해, 클램핑 회로를 사용하지 않고 방전 모드시 전압 발진을 클램핑하기 위한 제어방법이 제안된 바 있다. 이 방법은, 일차측 스위치에 대해서는 영전류 스위칭(ZCS)을 달성하고, 이차측 스위치에 대해서는 영전압 스위칭(ZVS) 를 달성할 수 있으며, 이차측 스위치에 걸친 전압발진을 자연스럽게 클램핑할 수 있다는 이점을 갖는다. 그러나, 충전 모드 동작시에는 표준의 PSFB 의 컨버터로만 동작할 뿐이어서, 높은 정격 전압의 소자가 필요하고 저효율의 성능을 갖게 한다는 문제점을 갖고 있다.
또한, 능동 클램핑 회로를 플라이백 회로로 구성하는 방안이 제안된 바 있다. 상기 플라이백 회로는 클램핑 커패시터에서 흡수된 에너지를 재사용할 수 있고 이차측 스위치를 통해 순환하는 클램핑 전류를 방지하여 스위치의 전류 스트레스를 감소시킬 수 있는 이점을 갖으나, 일차측 및 이차측 모두 복잡한 추가적 회로를 필요로 하고, 고전력 애플리케이션에는 적합하지 않다는 문제점을 갖는다.
W. Kempton and J. Tomic, "Vehicle-to-grid power fundamentals: Calculating capacity and net revenue," J. Power Sources, vol. 144, no. 1, pp. 268-279, Jun. 2005.
본 발명의 일 측면은 충전모드 또는 방전모드로 동작하는 양방향 풀브릿지 컨버터로서, 이차측에서 발생하는 전압발진을 클램핑하는 클램핑부를 출력 인덕터에 병렬 연결한 양방향 풀브릿지 컨버터 및 그 구동방법을 제공한다.
본 발명의 일 측면에 따른 양방향 풀브릿지 컨버터는 입력 전압을 공급하는 입력 커패시터와 배터리 사이에서 전압 변환을 수행하며, 상기 배터리 충전을 위한 충전모드 또는 배터리 방전을 위한 방전모드에 따라 동작하는 양방향 풀브릿지 컨버터로서, 상기 입력 커패시터와 연결되고 제1 스위치 내지 제4 스위치가 마련된 일차측 풀브릿지 회로, 상기 일차측 풀브릿지 회로를 통해 전달되는 상기 입력 전압을 변환하는 변압기, 상기 변압기를 통해 변환된 입력 전압을 출력 인덕터 및 출력 커패시터 측으로 전달하며, 제 1 스위치 내지 제 4 스위치로 구성된 이차측 풀브릿지 회로 및 상기 출력 인덕터에 병렬 연결되어 상기 이차측 풀브릿지 회로에서 발생하는 전압발진을 클램핑하는 클램핑부로서, 상기 클램핑부는 클램핑 커패시터 및 상기 클램핑 커패시터와 직렬 연결된 클램핑 스위치를 포함하는 상기 클램핑부를 포함한다.
한편, 변압기는 일차측에 누설 인덕터 및 자화 인덕터를 포함하고, 상기 누설 인덕터와 상기 클램핑 커패시터는 공진 탱크를 구성할 수 있다.
또한, 충전모드시에는, 일차측의 제 1 스위치 내지 제 4 스위치가 위상 시프트 제어되고, 이차측의 제 1 스위치 내지 제 4 스위치는 동기 정류기로서 동작할 수 있다.
또한, 클램핑 스위치의 스위칭 주파수는 상기 일차측 제 1 스위치 내지 제 4 스위치의 스위칭 주파수의 2배일 수 있다.
또한, 일차측의 제 1 스위치 및 제 2 스위치는 래깅 스위치이고, 상기 일차측의 제 3 스위치 및 제 4 스위치는 리딩 스위치로 동작하며, 상기 클램핑 스위치는 상기 리딩 스위치가 턴오프되기 전에 턴온되고 상기 래깅 스위치가 턴오프되기 전에 턴오프되도록 하이브리드 스위칭 제어될 수 있다.
또한, 방전모드시에는, 이차측의 제 1 스위치 내지 제 4 스위치가 위상 시프트 제어되고, 일차측의 제 1 스위치 내지 제 4 스위치는 동기 정류기로서 동작할 수 있다.
또한, 클램핑 스위치의 스위칭 주파수는 상기 이차측 제 1 스위치 내지 제 4 스위치의 스위칭 주파수의 2배일 수 있다.
또한, 이차측의 제 1 스위치 및 제 3 스위치는 래깅 스위치이고, 상기 이차측의 제 2 스위치 및 제 4 스위치는 리딩 스위치로 동작하며, 상기 클램핑 스위치는 상기 리딩 스위치가 턴오프되기 전에 턴온되고 상기 래깅 스위치가 턴오프되기 전에 턴오프되도록 하이브리드 스위칭 제어될 수 있다.
본 발명의 다른 측면에 따른 양방향 풀브릿지 컨버터의 구동방법은 입력 전압을 공급하는 입력 커패시터와 배터리 사이에서 상기 배터리 충전을 위한 충전모드 또는 배터리 방전을 위한 방전모드에 따라 동작하고, 상기 입력 커패시터와 연결되며 제 1 스위치 내지 제 4 스위치가 마련된 일차측 풀브릿지 회로, 상기 일차측 풀브릿지 회로를 통해 전달되는 상기 입력 전압을 변환하는 변압기, 상기 변압기를 통해 변환된 입력 전압을 출력 인덕터 및 출력 커패시터측으로 전달하며 제 1 스위치 내지 제 4 스위치로 구성된 이차측 풀브릿지 회로 및 상기 이차측 풀브릿지 회로에서 발생하는 전압발진을 클램핑하는 클램핑부를 포함하는 양방향 풀브릿지 컨버터의 구동방법로서, 상기 충전모드시에는 일차측의 제 1 스위치 내지 제 4 스위치가 위상 시프트 제어되고 이차측의 제 1 스위치 내지 제 4 스위치는 동기 정류기로서 동작하고, 상기 방전모드시에는 이차측의 제 1 스위치 내지 제 4 스위치가 위상 시프트 제어되고 일차측의 제 1 스위치 내지 제 4 스위치는 동기 정류기로서 동작하며, 상기 클램핑부는 상기 출력 인덕터에 병렬 연결되고, 클램핑 커패시터 및 상기 클램핑 커패시터와 직렬 연결된 클램핑 스위치를 포함한다.
한편, 변압기는 일차측에 누설 인덕터 및 자화 인덕터를 포함하고, 상기 누설 인덕터와 상기 클램핑 커패시터는 공진 탱크를 구성할 수 있다.
또한, 충전모드시의 상기 클램핑 스위치의 스위칭 주파수는 상기 일차측 제 1 스위치 내지 제 4 스위치의 스위칭 주파수의 2배일 수 있다.
또한, 충전모드시에는, 일차측의 제 1 스위치 및 제 2 스위치는 래깅 스위치이고, 상기 일차측의 제 3 스위치 및 제 4 스위치는 리딩 스위치로 동작하며, 상기 클램핑 스위치는 상기 리딩 스위치가 턴오프되기 전에 턴온되고 상기 래깅 스위치가 턴오프되기 전에 턴오프되도록 하이브리드 스위칭 제어될 수 있다.
또한, 방전모드시의 상기 클램핑 스위치의 스위칭 주파수는 상기 이차측 제 1 스위치 내지 제 4 스위치의 스위칭 주파수의 2배일 수 있다.
또한, 방전모드시에는, 상기 이차측의 제 1 스위치 및 제 3 스위치는 래깅 스위치이고, 상기 이차측의 제 2 스위치 및 제 4 스위치는 리딩 스위치로 동작하며, 상기 클램핑 스위치는 상기 리딩 스위치가 턴오프되기 전에 턴온되고 상기 래깅 스위치가 턴오프되기 전에 턴오프되도록 하이브리드 스위칭 제어될 수 있다.
상술한 본 발명에 따르면 간단한 구조의 공진 능동 클램핑 회로만으로 이차측에서의 전압발진을 클램핑할 수 있다. 또한, 일차측 스위치와 공진 능동 클램핑 회로간에 하이브리드 스위칭을 제어함으로써 충전 모드 동작을 위한 소프트 스위칭 특성을 향상시키며, 이로 인해 고효율의 양방향 풀브릿지 컨버터를 제공할 수 있다. 또한, 클램핑 커패시터의 전압 스트레스를 감소시키며, 프리휠링 기간 동안 순환전류를 제거할 수 있다. 또한, 충전 모드시 이차측 브릿지의 무회복 손실 및 모든 일차측 스위치에 대해 거의 영전류 스위칭(ZCS)를 달성할 수 있고, 충방전 모드시 모든 스위치에 대한 풀 영전압 스위칭(ZVS) 를 달성할 수 있는 이점이 있다.
도 1a 내지 도 1e 는 종래의 무손실 클램프 회로가 적용된 양방향 풀브릿지 컨버터의 모습을 도시한 회로도이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 클램핑 회로가 적용된 양방향 풀브릿지 컨버터의 개략적인 회로도이다.
도 3 은 도 2 에 도시된 양방향 풀브릿지 컨버터가 충전 모드로 동작할 때의 주요 파형을 도시한 도면이다.
도 4a 내지 도 4h 는 도 2 에 도시된 양방향 풀브릿지 컨버터의 충전모드에서의 구동방법을 도시한 도면이다.
도 5 는 도 2 에 도시된 양방향 풀브릿지 컨버터가 방전 모드로 동작할 때의 주요 파형을 도시한 도면이다.
도 6a 내지 도 6f는 도 2 에 도시된 양방향 풀브릿지 컨버터의 방전모드에서의 구동방법을 도시한 도면이다.
도 7 은 이차측 스위치에 대한 가해지는 전압을 도시하기 위한 등가회로이다.
도 8 은 클램핑 커패시터와 이차측 스위치에 걸친 전압의 파형을 도시한 도면이다.
도 9 는 도 2 에 도시된 양방향 풀브릿지 컨버터의 등가회로이다.
도 10 및 도 11 은 일차측 스위칭의 턴온시간과 공진기간과의 관계를 도시한 도면이다.
도 12 내지 도 21 은 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 풀브릿지 컨버터의 충전 모드에서의 유리한 효과를 설명하기 위한 도면이다.
도 22 내지 도 31 은 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 풀브릿지 컨버터의 방전 모드에서의 유리한 효과를 설명하기 위한 도면이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 클램핑 회로가 적용된 양방향 풀브릿지 컨버터의 개략적인 회로도이다.
도 3 은 도 2 에 도시된 양방향 풀브릿지 컨버터가 충전 모드로 동작할 때의 주요 파형을 도시한 도면이다.
도 4a 내지 도 4h 는 도 2 에 도시된 양방향 풀브릿지 컨버터의 충전모드에서의 구동방법을 도시한 도면이다.
도 5 는 도 2 에 도시된 양방향 풀브릿지 컨버터가 방전 모드로 동작할 때의 주요 파형을 도시한 도면이다.
도 6a 내지 도 6f는 도 2 에 도시된 양방향 풀브릿지 컨버터의 방전모드에서의 구동방법을 도시한 도면이다.
도 7 은 이차측 스위치에 대한 가해지는 전압을 도시하기 위한 등가회로이다.
도 8 은 클램핑 커패시터와 이차측 스위치에 걸친 전압의 파형을 도시한 도면이다.
도 9 는 도 2 에 도시된 양방향 풀브릿지 컨버터의 등가회로이다.
도 10 및 도 11 은 일차측 스위칭의 턴온시간과 공진기간과의 관계를 도시한 도면이다.
도 12 내지 도 21 은 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 풀브릿지 컨버터의 충전 모드에서의 유리한 효과를 설명하기 위한 도면이다.
도 22 내지 도 31 은 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 풀브릿지 컨버터의 방전 모드에서의 유리한 효과를 설명하기 위한 도면이다.
후술하는 본 발명에 대한 상세한 설명은, 본 발명이 실시될 수 있는 특정 실시예를 예시로서 도시하는 첨부 도면을 참조한다. 이들 실시예는 당업자가 본 발명을 실시할 수 있기에 충분하도록 상세히 설명된다. 본 발명의 다양한 실시예는 서로 다르지만 상호 배타적일 필요는 없음이 이해되어야 한다. 예를 들어, 여기에 기재되어 있는 특정 형상, 구조 및 특성은 일 실시예와 관련하여 본 발명의 정신 및 범위를 벗어나지 않으면서 다른 실시예로 구현될 수 있다. 또한, 각각의 개시된 실시예 내의 개별 구성요소의 위치 또는 배치는 본 발명의 정신 및 범위를 벗어나지 않으면서 변경될 수 있음이 이해되어야 한다. 따라서, 후술하는 상세한 설명은 한정적인 의미로서 취하려는 것이 아니며, 본 발명의 범위는, 적절하게 설명된다면, 그 청구항들이 주장하는 것과 균등한 모든 범위와 더불어 첨부된 청구항에 의해서만 한정된다. 도면에서 유사한 참조부호는 여러 측면에 걸쳐서 동일하거나 유사한 기능을 지칭한다.
이하, 도면들을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예들을 보다 상세하게 설명하기로 한다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 풀브릿지 컨버터의 개략적인 회로도이다.
도 2를 참조하면, 본 실시예에 따른 양방향 풀브릿지 컨버터(100)는 V2G 시스템에 포함되는 DC-DC 컨버터로, 입력 커패시터(10)와 출력 커패시터(20) 사이에서 전압 변환을 수행한다. 이와 같은 양방향 풀브릿지 컨버터(100)는 충전 모드(벅 모드)와 방전 모드(부스트 모드)의 두가지 메인 모드로 동작할 수 있다.
한편, 양방향 풀브릿지 컨버터(100)는 동작 중 이차측 스위치에 전압발진이 일어나며, 이러한 전압 발진은 전자기 간섭 잡음, 스위치의 높은 정격 전압 및 고전압 애플리케이션에의 부적합성을 야기한다. 따라서, 본 실시예에 따른 양방향 풀브릿지 컨버터(100)는 이차측에 클램핑부를 더 마련하여 이차측에서 발생하는 전압 발진을 클램핑한다.
이하, 도 2에 도시된 본 실시예에 따른 양방향 풀브릿지 컨버터(100)의 각 구성요소에 대하여 구체적으로 설명하기로 한다.
양방향 풀브릿지 컨버터(100)는 변압기(110)를 중심으로 1차측 회로와 2차측 회로가 전기적으로 절연된 DC-DC 공진형 컨버터로, 1차측 회로는 제1 스위치(121) 내지 제4 스위치(124)가 마련된 풀브릿지 회로를 포함할 수 있으며, 2차측 회로는 제1 스위치(131) 내지 제4 스위치(134)가 마련된 풀브릿지 회로를 포함할 수 있다.
또한, 양방향 풀브릿지 컨버터(100)의 1차측 회로는 입력 커패시터(10)와 연결되고, 2차측 회로는 배터리측의 출력 커패시터(20)와 연결됨에 따라, 변압기(110)에 의해 입력 커패시터(10)의 전압을 변환하여 출력 커패시터(20)측으로 전달할 수 있다.
구체적으로는, 양방향 풀브릿지 컨버터(100)는 1차측 회로의 전압을 n1:n2로 변환하여 2차측 회로로 전달하는 변압기(110)를 포함할 수 있다. 즉, 변압기(110)는 1차측 권선 및 2차측 권선으로 구성되며, 1차측 권선은 양방향풀브릿지 컨버터(100)의 1차측 회로와 연결되고 2차측 권선은 양방향 풀브릿지 컨버터(100)의 2차측 회로와 연결될 수 있다.
양방향 풀브릿지 컨버터 (100)의 1차측 회로는 제1 스위치(121) 내지 제4 스위치(124)가 마련된 풀브릿지 회로와, 이러한 풀브릿지 회로와 연결되는 누설 인덕터(125) 및 자화 인덕터(126) 를 포함할 수 있다.
여기에서, 양방향 풀브릿지 컨버터(100)의 1차측 회로에 포함되는 풀브릿지 회로는 병렬로 연결된 제1 레그(120-1) 및 제2 레그(120-2)로 구성되고, 제1 레그(120-1) 및 제2 레그(120-2)의 상측 접점 및 하측 접점은 각각 입력 커패시터(10)의 양단에 연결될 수 있으며, 제1 레그(120-1)의 상측 및 하측에는 각각 제1 스위치(121) 및 제2 스위치(122)가 마련되고, 제2 레그(120-2)의 상측 및 하측에는 각각 제3 스위치(123) 및 제4 스위치(124)가 마련될 수 있다. 이때, 제1 스위치(121) 내지 제4 스위치(124)는 일예로, MOSFET 스위치일 수 있으며, 각각 바디 다이오드와 기생 커패시터가 병렬로 연결되어 부가될 수 있다.
또한, 양방향 풀브릿지 컨버터(100)의 1차측 회로는 이러한 풀브릿지 회로의 제1 레그(120-1) 및 제2 레그(120-2)를 연결하는 입력 전압선(120-3), 구체적으로는, 제1 레그(120-1)에서 제1 스위치(121)와 제2 스위치(122) 사이의 제1 접점(a)과 제2 레그(120-2)에서 제3 스위치(123)와 제4 스위치(124) 사이의 제2 접점(b)을 연결하는 입력 전압선(120-3)을 포함하며, 입력 전압선(120-3) 상에 누설 인덕터(125) 및 자화 인덕터(126) 가 마련되어 양방향 풀브릿지 컨버터(100)의 1차측 회로를 형성할 수 있다. 이때, 자화 인덕터(126)는 변압기(110)의 1차측 권선과 병렬 연결될 수 있다.
양방향 풀브릿지 컨버터(100)의 2차측 회로는 제1 스위치(131) 내지 제4 스위치(134)로 구성되는 풀브릿지 회로와, 이러한 풀브릿지 회로와 연결되는 출력 인덕터(135) 및 출력 커패시터(20)를 포함할 수 있다. 특히, 본 실시예에 따른 양방향 풀브릿지 컨버터(100)의 2차측 회로는 제1 스위치(131) 내지 제4 스위치(134) 에서 발생하는 전압발진을 클램핑하기위한 클램핑부(140)를 더 포함하고, 이러한 클램핑부(140)는 출력 인덕터(135) 에 병렬로 연결될 수 있다.
보다 구체적으로, 양방향 풀브릿지 컨버터(100)의 2차측 회로에 포함되는 풀브릿지 회로는, 병렬로 연결된 제3 레그(130-1) 및 제4 레그(130-2)로 구성되고, 제3 레그(130-1) 및 제4 레그(130-2)의 상측 접점 및 하측 접점은 각각 직렬로 연결된 출력 인덕터(135) 및 출력 커패시터(20)의 양단에 연결될 수 있다. 제3 레그(130-1)의 상측 및 하측에는 각각 제1 스위치(131) 및 제2 스위치(132)가 마련되고, 제4 레그(130-2)의 상측 및 하측에는 각각 제3 스위치(133) 및 제4 스위치(134)가 마련될 수 있다. 이때, 제1 스위치(131) 내지 제4 스위치(134)는 일예로, MOSFET 스위치일 수 있으며, 각각 바디 다이오드와 기생 커패시터가 병렬로 연결되어 부가될 수 있다.
또한, 양방향 풀브릿지 컨버터(100)의 2차측 회로는 이러한 풀브릿지 회로의 제3 레그(130-1) 및 제4 레그(130-2)를 연결하는 출력 전압선(130-3), 구체적으로는, 제3 레그(130-1)에서 제1 스위치(131)와 제2 스위치(132) 사이의 제3접점(c)과 제4 레그(130-2)에서 제3 스위치(133)와 제4 스위치(134) 사이의 제4접점(d)을 연결하는 출력 전압선(130-3)을 포함하며, 출력 전압선(130-3) 상에 변압기(110)의 2차측 권선이 마련될 수 있다.
또한, 클램핑부(140) 는 클램핑 커패시터(141) 및 클램핑 스위치(142)로 구성된 공진 능동 클램핑 회로로서, 클램핑 스위치(142) 는 일 예로 MOSFET 스위치일 수 있으며, 각각 바디 다이오드와 기생 커패시터가 병렬로 연결되어 부가될 수 있다. 한편, 1차측의 누설 인덕터(125) 와 클램핑 커패시터(141) 는 공진 탱크를 구성하여 변압기 전류를 의사 사인 파형(quasi-sinusoidal waveform) 으로 성형한다.
이와 같이, 본 실시예에 따른 양방향 풀브릿지 컨버터(100)는 간단한 클램핑 커패시터(141)와 클램핑 스위치(142)가 직렬연결된 클램핑부(140) 를 포함하여 2차측 스위치(131 내지 134) 에서 발생하는 전압발진을 클램핑한다. 또한, 클램핑 스위치(142) 는 일차측 스위치(121 내지 124) 와 하이브리드 스위칭하도록 제어되어 전 스위치의 소프트 스위칭 특성을 개선할 수 있고, 일차측 스위치(121 내지 124) 에 대해 거의 영전류스위칭(ZCS) 특성을 보장하며, 충전 모드 동작시 역방향 회복전류를 제거하는 효과를 제공한다. 또한, 모든 스위치에 대해 풀 영전압 스위칭(ZVS) 특성을 보장하고, 듀티 사이클 손실방지 및 감소된 필터 요건 등의 효과가 제공될 수 있다.
이하에서는, 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 풀브릿지 컨버터(100)의 구동방법에 대하여 설명하기로 한다.
본 실시예에 따른 양방향 풀브릿지 컨버터(100) 는 충전 모드와 방전 모드의 두가지 메인모드를 갖는데, 충전 모드시에는, 1차측 스위치(121 내지 124) 가 제어되고 2차측 스위치(131 내지 134) 는 동기 정류기로서 동작한다. 또한, 방전 모드시에는, 2차측 스위치(131 내지 134) 가 제어되고 1차측 스위치(121 내지 124)가 동기 정류기로서 동작한다. 한편, 이러한 양방향 풀브릿지 컨버터(100) 는 모든 커패시터와 인덕터의 내부 저항은 '0' 이고, 모든 반도체 장치는 전압 강하와 역방향 회복 전류가 없는 이상적인 부품이며, 모든 스위치의 출력 커패시턴스가 Coss인 것으로 가정한다. 또한, 공진 주기(Tr)와 스위칭 기간(Ts)은 아래 수학식 1 에 따르는 것으로 가정한다.
[수학식 1]
Tr= Ts/3, 
먼저, 본 실시예에 따른 양방향 풀브릿지 컨버터(100)는 충전 모드시 하나의 스위칭 기간동안 9개의 동작모드를 갖는다. 구체적으로, 충전 모드 동안에 일차측 스위치는 래깅 스위치(121,122)와 리딩 스위치(123,124) 에 의해 위상 시프트 제어되고 이차측 스위치(131 내지 134) 는 동기 정류기로서 동작한다. 이때, 클램핑 스위치(142)는 일차측 스위치(121 내지 124) 의 스위칭 주파수에 두배의 스위칭 주파수로 동작한다. 또한, 클램핑 스위치(142)와 일차측 스위치(121 내지 124)는 하이브리드 스위칭 제어되는데, 구체적으로, 클램핑 스위치(142) 는 Tr/4 의 기간에 리딩 스위치(123,124)가 턴오프되기 전에 턴온되고 래깅 스위치(121,122)가 턴오프되기 전에 턴오프되도록 제어된다. 이렇게 상술한 방식으로 동작하는 충전모드 상의 양방향 풀브릿지 컨버터의 주요 파형은 도 3 과 같다.
이하에서는, 도 4 를 참조하여, 충전 모드시 하나의 스위칭 기간동안의 양방향 풀브릿지 컨버터(100) 의 구동방법을 상세히 설명한다.
먼저, 제 1 동작모드[t0-t1] 에서의 양방향 풀브릿지 컨버터(100) 는 도 4 의 (a) 에 따른다. 구체적으로, t=t0 에서 일차측의 제 2 스위치(122) 는 거의 영전류 스위칭(ZCS) 조건하에서 턴오프되고, 이에 따라 자화전류(Im)은 제 1 스위치(121) 의 출력 커패시터(Coss) 에 대해 방전을 개시한다. 제 1 스위치(121)의 출력 커패시터(Coss)의 방전에 따라 제 1 스위치(121)의 전압이 '0'에 도달하면, 자화 전류(Im)는 제 1 스위치(121)의 본체 다이오드를 통해 흘러 제 1 스위치(121)가 턴온될 때까지 영전압 스위칭(ZVS)의 조건이 유지될 수 있다. 한편, 양방향 풀브릿지 컨버터(100)의 이차측에서는, 모든 정류기 스위치(131 내지 134) 가 출력 인덕터(135) 의 전류(
)가 리셋되도록 턴온될 수 있으며, 이때, 일차측 전류의 기울기는 수학식 2 에 따른다.
[수학식 2]
제 2 동작모드[t1-t2] 에서의 양방향 풀브릿지 컨버터(100) 는 도 4 의 (b) 에 따른다. 구체적으로, 제 1 스위치(121) 는 영전압 스위칭(ZVS) 의 조건하에 턴온되고, 입력 전력은 출력 인덕터(135) 와 클램핑 커패시터(141) 를 통해 배터리측에 전달될 수 있다. 이때, 출력 인덕터(135) 상의 전류(
)와 클램핑 커패시터상의 전류(
)는 아래 수학식 3 및 4 에 따른다.
[수학식 3]
[수학식 4]
여기서, 
이고, 
를 따른다.
이차측의 제 2 스위치(132) 상의 전압(
)과 클램핑 커패시터에 걸리는 전압(
)은 아래 수학식 5 및 6 에 따른다.
[수학식 5]
[수학식 6]
여기서, 
이다.
제 3 동작모드[t2-t3] 에서의 양방향 풀브릿지 컨버터(100) 는 도 4 의 (c) 에 따른다. 구체적으로, t=t2에서, 클램핑 커패시터(141) 상에 흐르는 전류(
)는 '0' 에 도달하고, 클램핑 스위치(142)의 본체 다이오드는 영전류 스위칭(ZCS) 조건하에 턴오프된다. 한편, 입력 전력은 출력 인덕터(135)를 통해서만 배터리측에 전달되며, 이때, 출력 인덕터(135) 상의 전류(
)는 아래 수학식 7 에 따른다.
[수학식 7]
제 4 동작모드[t3-t4] 에서의 양방향 풀브릿지 컨버터(100) 는 도 4 의 (d) 에 따른다. 구체적으로, t=t3 에서, 클램핑 스위치(142) 는 영전류 스위칭(ZCS) 조건하에 턴온되고, 클램핑 커패시터(141) 는 방전되어 입력 전력은 클램핑 커패시터를 통해 배터리측에 전달된다. 이때. 출력 인덕터(135) 의 전류(
)는 아래 수학식 8 에 따르며, 동기 정류기로 동작하는 제 1 스위치(131)의 전류(
)는 아래 수학식 9 와 같이 점진적으로 감소한다.
[수학식 8]
[수학식 9]
제 5 동작모드[t4-t5] 에서의 양방향 풀브릿지 컨버터(100) 는 도 4 의 (e) 에 따른다. 구체적으로, t=t4 에서, 제 1 스위치(131)의 전류(
)가 '0'이 된다. 이는, 제 1 스위치(131) 가 영전류 스위칭 조건하에 턴오프되었음을 의미하며, 따라서, 이차측에서의 역방향 회복전류를 없앨 수 있다. 또한, 제 4 스위치(124) 가 거의 영전류 스위칭 조건하에 턴오프된다. 한편, 이차측으로부터 일차측으로의 반사 전류가 없으므로, 일차측 스위치(121 내지 124)에 흐르는 전류는 자화전류(Im) 와 같고, 이 자화전류(Im)는 제 3 스위치(123) 의 출력 커패시터(Coss) 를 방전시킨다. 이러한 방전에 의해 제 3 스위치(123) 의 전압이 '0' 이되면, 자화전류(Im)는 제 3 스위치(123) 의 본체 다이오드를 통해 흐르고, 제 3 스위치(123) 는 턴온될 때까지 영전압 스위칭(ZVS) 상태를 유지한다.
제 6 동작모드[t5-t6] 에서의 양방향 풀브릿지 컨버터(100) 는 도 4 의 (f) 에 따른다. 구체적으로, t=t5 에서, 제 3 스위치(123) 는 영전압 스위칭(ZVS) 조건하에 턴온되고, 자화전류(Im)는 변압기(110) 의 일차측과 제 1 및 제 3 스위치(121,123) 을 통해 순환하는데, 그 값은 아래 수학식 10 에 따른다.
[수학식 10]
여기서, D 는 일차측 스위치의 위상을 시프트함으로써 생성되는 듀티 사이클이다.
한편, 입력 전력은 클램핑 커패시터(141)를 통해 출력 인덕터(135) 로 전달되는데 이때 출력 인덕터 상에 흐르는 전류(
)는 아래 수학식 11 과 같다.
[수학식 11]
제 7 동작모드[t6-t7] 에서의 양방향 풀브릿지 컨버터(100) 는 도 4 의 (g) 에 따른다. 구체적으로, 자화전류(Im)는 제 6 동작모드와 동일하게 일차측에서 순환하고, 클램핑 스위치(142) 는 t=t6 에서 턴온되어 출력 인덕터(135) 로의 입력 전력의 전달을 종료한다. 한편, 제 7 동작모드에서는 모든 2차측의 스위치(131 내지 134) 가 출력 인덕터(135) 의 전류가 리셋되도록 턴온되며, 이때, 출력 인덕터(135) 의 전류(
)는 아래 수학식 12 에 따른다.
[수학식 12]
제 8 동작모드[t7-t8] 에서의 양방향 풀브릿지 컨버터(100) 는 도 4 의 (h) 에 따른다. 구체적으로, t=t7 에서, 일차측의 제 1 스위치(121) 가 거의 영전류 스위칭(ZCS) 조간하에 턴오프된다. 또한, t=t8 에서, 자화전류(Im) 는 제 2 스위치(122) 의 출력 커패시터(Coss) 를 방전시키므로, 영전압 스위칭(ZVS) 상태가 달성된다.
제 9 동작모드[t8-t9] 와 관련하여, 제 9 동작모드의 기간의 절반은 이전 제 1 내지 제 8 동작모드와 유사하게 동작하고, 나머지 절반은 제 1 내지 제 8 동작 모드에서의 제 1 스위치(121,131) 및 제 4 스위치(131,134)의 동작과 제 2 스위치 및 제 3 스위치의 동작이 서로 스위칭된 방식으로 동작한다.
이하에서는, 본 실시예에 따른 양방향 풀브릿지 컨버터(100)의 방전 모드시 구동방법에 대해 설명한다. 본 실시예에 따른 양방향 풀브릿지 컨버터(100)는 방전 모드시 하나의 스위칭 기간동안 8 개의 동작모드를 갖는다. 구체적으로, 방전 모드 동안에 이차측 스위치는 래깅 스위치(131,133) 과 리딩 스위치(132,134) 에 의해 위상 시프트 제어되고 일차측 스위치(121 내지 124) 는 동기 정류기로서 동작한다. 이때, 클램핑 스위치(142)는 이차측 스위치(131 내지134) 의 스위칭 주파수에 두배의 스위칭 주파수로 동작한다. 또한, 클램핑 스위치(142) 는 이차측 스위치(131 내지 134) 는 하이브리드 스위칭 제어되는데, 구체적으로, 클램핑 스위치(142) 가 3Tr/8 의 기간에 리딩 스위치(132,134)가 턴오프되기 전에 턴온되고 래깅 스위치(131,133)가 턴오프되기 전에 턴오프되도록 제어된다. 한편, 일차측의 누설 인덕턴스(Llk1) 와 이차측의 누설 인덕턴스(Llk2) 의 관계는 아래 수학식 13 에 따른다.
[수학식 13]
상술한 방식으로 동작하는 방전모드상의 양방향 풀브릿지 컨버터의 주요 동작 파형은 도 5 와 같으며, 이하에서는 도 6 을 참조하여, 방전 모드시 하나의 스위칭 기간 동안의 양방향 풀브릿지 컨버터(100) 의 구동방법을 상세히 설명한다.
먼저, 제 1 동작모드[t0-t1] 에서의 양방향 풀브릿지 컨버터(100) 는 도 6 의 (a) 에 따른다. 구체적으로, t=t0 에서, 제 2 스위치(132) 는 영전압 스위칭(ZVS) 조건하에 턴오프되고, 제 4 스위치(134) 는 영전압 스위칭(ZVS) 조건 하에 턴온된다. 이때, 전류는 두 개의 루프를 통해 흐르는데, 제 1 루프는 제 3 및 제 4 스위치(133,134) 를 통해 출력 인덕터(134)까지의 경로이고, 제 2 루프는 제 1 및 제 3 스위치(131,133) 의 본체 다이오드상에서 순환하는 경로이다. 여기서, 출력 인덕터(135) 상에 흐르는 전류(
)는 아래 수학식 14 에 따른다.
[수학식 14]
제 2 동작모드[t1-t2] 에서의 양방향 풀브릿지 컨버터(100) 는 도 6 의 (b) 에 따른다. 구체적으로, t=t1 에서, 제 3 스위치(133)가 턴오프되고 제 1 스위치(131) 가 영전압 스위칭(ZVS) 조건하에 턴온된다. 이때, 출력 인덕터(135) 에 저장된 에너지는 일정한 값의 전류로 클램핑 커패시터(141) 에 전달되며, 이로 인한 클램핑 커패시터의 전압(
) 은 아래 수학식 15 에 따르고, 변압기(110)의 이차측 권선에 걸리는 전압(Vs)은 아래 수학식 16 에 따른다. 한편, 이차측에서 일차측으로 반사되는 전압은 입력전압(VDC)보다 작으며, 일차측으로 전달되는 에너지는 없다.
[수학식 15]
[수학식 16]
제 3 동작모드[t2-t3] 에서의 양방향 풀브릿지 컨버터(100) 는 도 6 의 (c) 에 따른다. 구체적으로, t=t2 에서, 이차측에서 일차측으로 반사되는 전압은 입력전압(VDC)과 같고 전력이 일차측으로 전달된다. 이때, 클램핑 커패시터(141) 에 흐르는 전류(ICr)는 아래 수학식 17 을 따른다.
[수학식 17]
여기서, 
이고,
이다.
제 4 동작모드[t3-t4] 에서의 양방향 풀브릿지 컨버터(100) 는 도 6 의 (d) 에 따른다. 구체적으로, t=t3 에서, 클램핑 커패시터(141) 에 흐르는 전류(ICr)가 '0'에 도달하고, 이로 인해 출력 인덕터(135) 의 전류(
)가 아래 수학식 18 에 의해 표현될 수 있다.
[수학식 18]
제 5 동작모드[t4-t5] 에서의 양방향 풀브릿지 컨버터(100) 는 도 6 의 (e) 에 따른다. 구체적으로, t=t4 에서, 클램핑 스위치(142) 가 영전류 스위칭(ZCS) 조건하에 턴온되고, 이로 인해 클램핑 커패시터(141) 상에 저장된 에너지가 일차측으로 전달되기 시작한다. 한편, 일차측의 제 1 스위치(121)에 흐르는 전류(IS1)는 아래 수학식 19 와 같이 출력 인덕터 전류(
)와 클램핑 커패시터의 전류(ICr)의 합과 같고, 출력 인덕터의 전류(
) 및 클램핑 커패시터의 전류(ICr)는 각각 아래 수학식 20 및 수학식 21 에 따른다.
[수학식 19]
[수학식 20]
[수학식 21]
제 6 동작모드[t5-t6] 에서의 양방향 풀브릿지 컨버터(100) 는 도 6 의 (f) 에 따른다. 구체적으로, t=t5 에서, 클램핑 스위치(142) 가 턴오프되는데, 클램핑 스위치(142) 가 다시 턴온될 때까지의 간격은, 2차측의 누설 인덕터(Llk2)에 저장된 에너지를 이용하여 제 2 및 제 3 스위치(132,133) 가 영전압 스위칭(ZVS) 조건이 될 수 있는 시간인 3Tr/8 이 되도록 설정된다. 누설 인덕터(Llk2) 에 저장된 에너지는 제 2 및 제 3 스위치(132,133) 의 출력 커패시터(Coss)를 방전시키고 이로인해 제 2 및 제 3 스위치(132,133) 의 전압이 '0'이 되면, 출력 인덕터의 전류(
)가 이차측의 모든 스위치(131 내지 134)를 통해 흐른다.
한편, 일차측의 제 1 스위치(121) 에 흐르는 전류(IS1)는 2차측의 누설 인덕터(Llk2)에 저장된 에너지가 모두 방출될 때까지 점진적으로 램프다운(ramp down)되며, 이러한 제 1 스위치(121) 에 흐르는 전류(IS1)는 아래 수학식 22 에 따른다.
[수학식 22]
제 7 동작모드[t6-t7] 와 관련하여, 제 7 동작모드의 기간의 절반은 이전 제 1 내지 제 6 동작모드와 유사하게 동작하고, 나머지 절반은 제 1 내지 제 6 동작 모드에서의 제 1 스위치(121,131) 및 제 4 스위치(131,134) 의 동작과 제 2 스위치 및 제 3 스위치의 동작이 서로 스위칭된 방식으로 동작한다.
이상, 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 풀브릿지 컨버터(100) 의 회로구성과 구동방법에 대해 설명하였다.
상술한 바와 같은, 양방향 풀브릿지 컨버터는 이차측에 공진 능동 클램핑 회로를 부가하되, 이차측의 브릿지 회로와 배터리 간에 직렬접속하도록 구성하여 클램핑 회로상의 클랜핑 커패시터에 대한 전압 스트레스를 낮출 수 있다.
보다 구체적으로, 종래의 능동 클램핑 회로는 도 1 의 (a) 및 (e) 에서와 같이, 2차측 브릿지 회로에 병렬로 접속되므로 능동 클램핑 회로의 클램핑 커패시터에 걸리는 전압(VCr _conventional)은 2차측 브릿지 회로에 걸리는 전압과 같으며, 아래 수학식 23 과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 23]
한편, 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 풀브릿지 컨버터에 적용되는 공진 능동 클램핑 회로는 2차측 브릿지 회로와 배터리간에 직렬 접속되므로, 이로 인해 클램핑 커패시터에 걸리는 전압은 아래 수학식 24 와 같이 누설 인덕터의 volt-second 밸런스 원리에 따라 산출될 수 있다. 따라서, 수학식 24 에서와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 풀브릿지 컨버터의 클램핑 커패시터는 배터리에 걸리는 전압(VBat)보다 낮은 전압 스트레스를 갖는다.
[수학식 24]
또한, 본 발명의 일 실시예에 따른 공진 능동 클램핑 회로는 이차측 스위치에 걸친 발진 전압을 클램핑한다. 여기서, 이차측 스위치들의 출력 커패시터(Coss) 는, 변압기의 이차측 누설 인덕터(Llk2) 로 공진하도록 클램핑 커패시터(Cr)로 대체될 수 있는데, 이러한 이차측 스위치에 대한 등가회로는 도 7 과 같다.
도 7 을 참조하면, 누설 인덕터의 volt-second 밸런스 원리에 기초하여 클램핑 커패시터의 DC 소자 전압(VCr _dc)과 2차측 스위치에 걸리는 전압(VQs)은 아래 수학식 25 및 26 과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 25]
[수학식 26]
수학식 6 과 수학식 25 로부터 수학식 26 은 아래 수학식 27 과 같이 표현될 수 있다.
[수학식 27]
여기서, 
은 충전 모드 동작의 간격 t3-t6 로부터 산출될 수 있으며, 아래에 따른다.
따라서, 2차측 스위치에 걸리는 전압(VQs)는 수학식 14와 수학식 27 에 따라 아래 수학식 28 에 따른다.
[수학식 28]
상술한 바와 같이, 산출된 2차측 스위치에 걸리는 전압(VQs)과 클램핑 커패시터에 걸리는 전압(VCr)의 파형은 도 8 과 같다. 도 8 에 따르면, 공진 능동 클램핑 회로가 이차측 스위치에 걸친 발진 전압을 클램핑하는 점을 알 수 있다.
한편, 공진 능동 클램핑 회로가 부가된 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 풀브릿지 컨버터는 충전 모드 동작시 모든 일차측 스위치가 거의 영전류 스위칭 조건하에 스위칭하고, 이차측 스위치에 발생할 수 있는 역방향 회복 전류를 방지할 수 있다.
보다 구체적으로, 앞서 살펴본 충전 모드의 제 4 동작모드에서와 같이, 동기 정류기로 동작하는 2차측의 제 1 스위치(Q1)의 전류(
) 가 수학식 9 에서와 같이 점진적으로 램프다운되는데, 일차측 스위치의 거의 영전류 스위칭(ZCS) 조건을 달성하고 이차측 스위치의 영전류 스위칭(ZCS) 조건을 달성하기 위해, 제 1 스위치(Q1)의 전류(
) 는 아래 수학식 29 와 같이, '0' 이 되어야 한다.
[수학식 29]
한편, 로드 변동에 관계없이 영전류 스위칭 조건(ZCS)이 달성될 수 있도록, 수학식 29 는 최대 충전 전류로 고려되어야 하며, 이로 인해 누설 인덕터와 클램프 커패시터의 공진 임피던스(Zr) 은 아래 수학식 30 과 같이 산출될 수 있다.
[수학식 30]
이때, 공진 능동 클램프 회로의 RMS 값은 공진 임피던스(Zr)에 기초하므로, 제 4 동작모드의 간격인 [t3-t4] 는 이러한 공진 능동 클램프 회로의 RMS 값을 최소화하기 위해, Tr/4 로 선택될 수 있다. 이를 반영한 공진 임피던스(Zr) 는 아래 수학식 31 에 따른다.
[수학식 31]
공진 능동 클램핑 회로가 부가된 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 풀브릿지 컨버터는 공진 시간과 스위칭 시간을 조절하여 소프트 스위칭을 보장한다.
구체적으로, 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 풀브릿지 컨버터는 도 9 와 같은 등가회로로 도시될 수 있다. 먼저, 수학식 9 에 따르면, 클램핑 스위치가 턴온될 때, 이차측의 제 1 스위치의 전류(
)가 출력 인덕터상의 전류(
)와 같다. 이때, 일차측과 이차측의 스위치의 영전압 스위칭 조건을 보장하기 위해 일차측 스위치의 턴온시간(Ton)과 공진 시간(Tr)의 비가 고려될 수 있다. 도 10 은 Ton < 3/4 Tr 인 경우의 파형을 도시한 도면으로서, 도 10 에 따르면, 클램핑 스위치가 턴온될 때 이차측의 제 1 스위치의 전류(
)가 출력 인덕터(
)의 전류보다 크므로, 일차측의 스위치가 턴오프될 때 일차측에 흐르는 전류(Ip)가 '0'이 되지 않아 이로 인해 하드-스위칭 턴오프가 발생됨을 알 수 있다. 반면에, Ton ≥3/4 Tr 인 경우의 파형을 도시한 도면인 도 11 을 참조하면, 클램핑 스위치가 턴온될 때 이차측의 제 1 스위치의 전류(
) 가 출력 인덕터(
) 의 전류와 같고, 이로 인해 일차측의 스위치가 턴오프될 때 일차측에 흐르는 전류(Ip)가 '0'이 되므로 소프트-스위칭 및 영전류 스위칭(ZCS) 턴오프가 발생됨을 알 수 있다.
즉, 소프트 스위칭 및 영전류 스위칭(ZCS) 턴오프를 보장하기 위한, 스위칭 시간과 공진 시간의 조건은 아래 수학식 32 에 따르며, 수학식 32 는 수학식 33 과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 32]
[수학식 33]
이하에서는 도 12 내지 31을 참조하여, 본 발명의 일 실싱예에 따른 양방향 풀브릿지 컨버터의 효과에 대해 설명한다.
먼저, 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 풀브릿지 컨버터의 동작 특성을 확인하고, 그 효과를 확인하기 위해 아래 표 1 및 표 2 와 같은 사양의 컨버터를 설계하였으며, 3.3 kW사양의 V2G 애플리케이션에 적용하였다.
| 파라미터 | 지정자 | 값 |
| DC-링크전압 | VDC | 380-420[V] |
| 최소 배터리 전압 | VBat _min | 250[V] |
| 최대 배터리 전압 | VBat _min | 420[V] |
| 정격 전력 | Po | 3.3[kW] |
| 스위칭 주파수 | fs | 30[kHz] |
| 공진 주파수 | fr | 107.3[kHz] |
| 유효 듀티(충전모드) | Dmin -max | 0.55-0.93 |
| 유효 듀티(방전모드) | Dmin -max | 0.1-0.4 |
| 파라미터 | 산출값 | 측정값 |
| 턴비(n1:n2) | 1:1.15 | 20:23 |
| 누설 인덕턴스(Llk1) | 24[μH] | 24.6[μH] |
| 자화 인덕턴스(Lm1) | 600[μH] | 605[μH] |
| 클램핑 커패시터(Cr) | 0.15[μH] | 0.15[μH] |
| 출력 인덕터(Lo) | 450[μH] | 452[μH] |
| 출력 커패시터(Co) | 480[μH] | 480[μH] |
| 스위치(S1-S4; Q1-Q4) | IPW65R041CFD | - |
| 코어크기 | PQ72/52 | - |
먼저, 이와 같은 사양을 갖는 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 풀브릿지 컨버터가 충전 모드로 동작하는 경우 동작 특성과 그 효과에 대해 설명한다.
도 12 내지 14 는 일차측의 제 1 스위치(S1) 의 파형을 도시한 도면이다.
도 12 는 250V 의 최소 배터리 전압과 최소 유효 듀티 0.55 에서의 제 1 스위치(S1) 의 전압과 전류를 도시한 도면으로서, 도 12 에 따르면, 제 1 스위치(S1)가 10V 에서 거의 영전류 스위칭(ZCS) 조건하에 턴온 및 턴오프 됨을 알 수 있다.
도 13 은 420V 의 최소 배터리 전압과 최소 유효 듀티 0.93 에서의 제 1 스위치(S1) 의 전압과 전류를 도시한 도면으로서, 도 13 에 따르면, 제 1 스위치(S1)가 3.3kW 의 헤비 로드 상태에서 거의 영전류 스위칭(ZCS) 조건하에 턴온 및 턴오프 됨을 알 수 있다.
또한, 도 14 에 따르면, 10% 의 로드 상태에서 제 1 스위치(S1)가 풀 영전압 스위칭(ZVS) 조건하에 턴온 및 턴오프됨을 알 수 있다.
도 15 내지 도 19 는 VDC=400V, VBat=420V, Po=3.3kW, Dmax=0.93 상태하의 양방향 풀브릿지 컨버터의 파형을 도시한 도면이다.
도 15 는 리딩 스위치인 일차측의 제 3 스위치(S3) 가 영전압 스위칭(ZVS) 조건하의 턴온과 거의 영전류 스위칭(ZCS) 조건하에 턴오프됨을 보여주는 도면이고, 도 16 은 변압기의 일차측에 순환 전류가 없음을 보여주는 도면이다. 도 17 은 이차측 스위치의 파형을 도시한 도면으로서, 도 17 에 따르면, 하나의 스위칭 기간동안 영전류 스위칭(ZCS) 조건하의 턴오프되는 기간이 두 배에 해당하고, 이차측 스위치의 제 1 스위치(Q1) 에 걸친 전압은 IPW65R041CFD 의 정격전압인 600V 미만으로 클램핑 됨을 알 수 있다.
도 18 은 클램핑 커패시터의 파형으로서, 도 18 에 따르면, 각 스위칭 기간동안의 클램핑 커패시터를 통한 충방전 전류의 합은 '0'으로서, 이로 인해 클램핑 커패시터에서의 전압 밸런싱을 유지할 수 있음을 알 수 있다.
도 19 는 클램핑 스위치가 영전류 스위칭 조건하에 턴온될 때의 전압과 전류의 파형을 도시한 도면으로서, 전류가 클램핑 스위치의 다이오드 본체를 통해 흐르는 동안에는 턴온 및 턴오프시 스위칭 손실이 발생하지 않음을 알 수 있다.
도 20 은 배터리 전압의 범위가 260-420V로 넓을 때, 충전 모드로 동작하는 양방향 풀브릿지 컨버터의 효율을 나타내는 도면으로서, 도 20 에 따르면, 최대 효율이 2.3 Kw, 98.2%로 높은 효율을 갖음을 알 수 있다.
도 21 은 VDC=400V, VBat=420V, Po=3.3kW 에서의 추정 손실을 나타내는 도면이다.
도 22 내지 도 31 은 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 풀브릿지 컨버터가 방전 모드로 동작할 때의 동작 특성과 효과를 도시한 도면이다.
도 22 는 VDC=400V, VBat=250V, Po=1.8kW, Dmax=0.4 일 때의 이차측의 제 2 스위칭(Q2)의 파형이고, 도 23 은 VDC=400V, VBat=420V, Po=2kW, Dmax=0.1 일 때의 제 2 스위칭(Q2)의 파형이고, 도 24 는 VDC=400V, VBat=420V, Po=0.33Kw(로드의 10%), Dmax=0.1 일 때의 제 2 스위칭(Q2)의 파형으로서, 도 22 내지 도 24 에 따르면, 제 2 스위칭(Q2)는 영전압 스위칭(ZVS) 조건하에 턴오프되고 이로 인해 래깅 스위치(Q2,Q4)의 손실이 완전히 제거됨을 알 수 있다.
도 25 는 이차측의 제 1 스위치(Q1) 의 파형이며, 제 1 스위치(Q1) 는 다이오드 본체를 통과하는 자화 전류에 의해 항상 영전압 스위칭(ZVS) 하에 턴온됨을 알 수 있다.
도 26 은 변압기의 이차측에서 측정된 전압파형으로서, 도 26 에 따르면, 이차측 스위치에 가해지는 전압은 600V 미만임을 알 수 있다.
도 27 은 일차측의 제 1 스위치(S1) 의 파형을 나타내는 도면으로서, 제 1 스위치(S1)가 영전류 스위칭 조건하에 턴온 및 턴오프되고, 이에 따라 일차측 스위치에서의 스위칭 손실이 발생하지 않음을 알 수 있다.
도 28 은 클램핑 커패시터의 파형으로서, 도 28 에 따르면, 각 스위칭 기간동안의 클램핑 커패시터를 통한 충방전 전류의 합은 '0'으로서, 이로 인해 클램핑 커패시터에서의 전압 밸런싱을 유지할 수 있음을 알 수 있다.
도 29 는 클램핑 스위치가 영전류 스위칭(ZCS) 조건하에 턴온될 때의 전압과 전류의 파형을 도시한 도면으로서, 전류가 클램핑 스위치의 다이오드 본체를 통해 흐르는 동안에는 턴온 및 턴오프시 스위칭 손실이 발생하지 않음을 알 수 있다.
도 30 은 배터리 전압의 범위가 270-420V로 넓을 때, 방전 모드로 동작하는 양방향 풀브릿지 컨버터의 효율을 나타내는 도면으로서, 도 30 에 따르면, 최대 효율이 1.8 Kw, 97.58%로 높은 효율을 갖음을 알 수 있다.
도 31 은 VDC=400V, VBat=420V, Po=3.3kW 에서의 추정 손실을 나타내는 도면이다.
이상에서는 실시예들을 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허 청구범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.
100: 양방향 풀브릿지 컨버터
110: 변압기
121~124: 1차측 스위치
131~134: 2차측 스위치
140: 클램핑부
110: 변압기
121~124: 1차측 스위치
131~134: 2차측 스위치
140: 클램핑부
Claims (14)
- 입력 전압을 공급하는 입력 커패시터와 배터리 사이에서 전압 변환을 수행하며, 상기 배터리 충전을 위한 충전모드 또는 배터리 방전을 위한 방전모드에 따라 동작하는 양방향 풀브릿지 컨버터에 있어서,
상기 입력 커패시터와 연결되고 제1 스위치 내지 제4 스위치가 마련된 일차측 풀브릿지 회로;
상기 일차측 풀브릿지 회로를 통해 전달되는 상기 입력 전압을 변환하는 변압기;
상기 변압기를 통해 변환된 입력 전압을 출력 인덕터 및 출력 커패시터 측으로 전달하며, 제 1 스위치 내지 제 4 스위치로 구성된 이차측 풀브릿지 회로; 및
상기 출력 인덕터에 병렬 연결되어 상기 이차측 풀브릿지 회로에서 발생하는 전압발진을 클램핑하는 클램핑부로서, 상기 클램핑부는 클램핑 커패시터 및 상기 클램핑 커패시터와 직렬 연결된 클램핑 스위치를 포함하는 상기 클램핑부를 포함하되
상기 충전모드시에는,
일차측의 제 1 스위치 내지 제 4 스위치가 위상 시프트 제어되고, 이차측의 제 1 스위치 내지 제 4 스위치는 동기 정류기로서 동작하고, 상기 클램핑 스위치의 스위칭 주파수는 상기 일차측 제 1 스위치 내지 제 4 스위치의 스위칭 주파수의 2배인 양방향 풀브릿지 컨버터. - 제 1 항에 있어서,
상기 변압기는 일차측에 누설 인덕터 및 자화 인덕터를 포함하고,
상기 누설 인덕터와 상기 클램핑 커패시터는 공진 탱크를 구성하는 양방향 풀브릿지 컨버터. - 삭제
- 삭제
- 제 1 항에 있어서,
상기 일차측의 제 1 스위치 및 제 2 스위치는 래깅 스위치이고, 상기 일차측의 제 3 스위치 및 제 4 스위치는 리딩 스위치로 동작하며,
상기 클램핑 스위치는 상기 리딩 스위치가 턴오프되기 전에 턴온되고 상기 래깅 스위치가 턴오프되기 전에 턴오프되도록 하이브리드 스위칭 제어되는 양방향 풀브릿지 컨버터. - 제 1 항에 있어서,
상기 방전모드시에는,
이차측의 제 1 스위치 내지 제 4 스위치가 위상 시프트 제어되고, 일차측의 제 1 스위치 내지 제 4 스위치는 동기 정류기로서 동작하는 양방향 풀브릿지 컨버터. - 제 6 항에 있어서,
상기 클램핑 스위치의 스위칭 주파수는 상기 이차측 제 1 스위치 내지 제 4 스위치의 스위칭 주파수의 2배인 양방향 풀브릿지 컨버터. - 제 7 항에 있어서,
상기 이차측의 제 1 스위치 및 제 3 스위치는 래깅 스위치이고, 상기 이차측의 제 2 스위치 및 제 4 스위치는 리딩 스위치로 동작하며,
상기 클램핑 스위치는 상기 리딩 스위치가 턴오프되기 전에 턴온되고 상기 래깅 스위치가 턴오프되기 전에 턴오프되도록 하이브리드 스위칭 제어되는 양방향 풀브릿지 컨버터. - 입력 전압을 공급하는 입력 커패시터와 배터리 사이에서 상기 배터리 충전을 위한 충전모드 또는 배터리 방전을 위한 방전모드에 따라 동작하고, 상기 입력 커패시터와 연결되며 제 1 스위치 내지 제 4 스위치가 마련된 일차측 풀브릿지 회로, 상기 일차측 풀브릿지 회로를 통해 전달되는 상기 입력 전압을 변환하는 변압기, 상기 변압기를 통해 변환된 입력 전압을 출력 인덕터 및 출력 커패시터측으로 전달하며 제 1 스위치 내지 제 4 스위치로 구성된 이차측 풀브릿지 회로 및 상기 이차측 풀브릿지 회로에서 발생하는 전압발진을 클램핑하는 클램핑부를 포함하는 양방향 풀브릿지 컨버터의 구동방법에 있어서,
상기 충전모드시에는 일차측의 제 1 스위치 내지 제 4 스위치가 위상 시프트 제어되고 이차측의 제 1 스위치 내지 제 4 스위치는 동기 정류기로서 동작하고, 상기 클램핑 스위치의 스위칭 주파수는 상기 일차측 제 1 스위치 내지 제 4 스위치의 스위칭 주파수의 2배이며,
상기 방전모드시에는 이차측의 제 1 스위치 내지 제 4 스위치가 위상 시프트 제어되고 일차측의 제 1 스위치 내지 제 4 스위치는 동기 정류기로서 동작하며,
상기 클램핑부는 상기 출력 인덕터에 병렬 연결되고, 클램핑 커패시터 및 상기 클램핑 커패시터와 직렬 연결된 클램핑 스위치를 포함하는 양방향 풀브릿지 컨버터의 구동방법. - 제 9 항에 있어서,
상기 변압기는 일차측에 누설 인덕터 및 자화 인덕터를 포함하고,
상기 누설 인덕터와 상기 클램핑 커패시터는 공진 탱크를 구성하는 양방향 풀브릿지 컨버터의 구동방법. - 삭제
- 제 9 항에 있어서,
상기 충전모드시에는,
일차측의 제 1 스위치 및 제 2 스위치는 래깅 스위치이고, 상기 일차측의 제 3 스위치 및 제 4 스위치는 리딩 스위치로 동작하며,
상기 클램핑 스위치는 상기 리딩 스위치가 턴오프되기 전에 턴온되고 상기 래깅 스위치가 턴오프되기 전에 턴오프되도록 하이브리드 스위칭 제어되는 양방향 풀브릿지 컨버터의 구동방법. - 제 9 항에 있어서,
상기 방전모드시의 상기 클램핑 스위치의 스위칭 주파수는 상기 이차측 제 1 스위치 내지 제 4 스위치의 스위칭 주파수의 2배인 양방향 풀브릿지 컨버터의 구동방법. - 제 13 항에 있어서,
상기 방전모드시에는,
상기 이차측의 제 1 스위치 및 제 3 스위치는 래깅 스위치이고, 상기 이차측의 제 2 스위치 및 제 4 스위치는 리딩 스위치로 동작하며,
상기 클램핑 스위치는 상기 리딩 스위치가 턴오프되기 전에 턴온되고 상기 래깅 스위치가 턴오프되기 전에 턴오프되도록 하이브리드 스위칭 제어되는 양방향 풀브릿지 컨버터의 구동방법.
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