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KR101442553B1 - 전원회로 - Google Patents

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KR101442553B1
KR101442553B1 KR1020130052655A KR20130052655A KR101442553B1 KR 101442553 B1 KR101442553 B1 KR 101442553B1 KR 1020130052655 A KR1020130052655 A KR 1020130052655A KR 20130052655 A KR20130052655 A KR 20130052655A KR 101442553 B1 KR101442553 B1 KR 101442553B1
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KR
South Korea
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transformer
switches
synchronous
clamping
unit
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KR1020130052655A
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Inventor
홍성수
김희승
Original Assignee
홍성수
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Publication date
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Abstract

본 발명의 일 실시 예에 따른 전원회로는, 입력전원을 입력받아 제1 출력전류를 출력하는 제1차 변압부 및 상기 제1 출력전류를 입력받아 제2 출력전류를 출력하는 제2 차 변압부를 포함하고, 상기 제2 차 변압부는 상기 제1 차 변압부로부터 출력되어 상기 제2 차 변압부를 통과하는 상기 제1 출력전류를 정류하는 동기 정류부, 상기 동기 정류부에 포함된 스위치에 인가되는 전압의 크기를 일정 크기로 클램핑(clamping)하는 능동 동기형 클램핑부를 포함하는 것을 특징으로 한다.

Description

전원회로{POWER CIRCUIT}
본 발명은 스위칭 방식의 전원회로에 관한 것이다.
위상천이 풀-브리지 기반의 스위칭 방식 전원회로는 2차측 변압부(또는 트랜스포머의 2차측)의 전류를 정류하기 위해 전류 배율기를 가진 정류기를 사용하거나, Center-Tap을 가진 Double-Ended 방식의 정류기 혹은 Center-Tap이 없이 4개의 스위치를 사용하는 전파정류기를 사용한다.
이러한 스위칭 방식의 전원회로에서는 전력변환 과정을 통해 생성되는 공진 에너지에 의해 정류 스위치에 의해 과도한 스파이크 전압이 발생할 수 있다. 이러한, 과도한 스파이크 전압은 전자파 간섭을 일으키기도 하고, 높은 내압의 반도체 소자를 사용하게 됨으로써, 전원회로의 효율 감소를 초래한다.
따라서, 정류 스위치에 인가되는 과도한 전압을 일정 수준으로 클램핑(clamping) 하기 위한 회로의 필요성이 대두되고 있다.
이와 같이, 정류 스위치에 인가되는 과도한 전압을 클램핑 하기 위하여, 공진에너지를 저항에서 소모시키는 RCD 스너버 방식의 회로가 많이 사용되나 손실이 커서 효율이 많이 저감된다. 또한, 별도의 무손실 스너버를 사용하기도 하나 기대 만큼의 효과를 보기가 어렵다.
한편, 최근에는 클램핑 캐패시터의 에너지를 별도의 DC-DC 컨버터를 사용하여 공진에너지를 출력전압 측으로 회생하는 능동 비동기형 클램핑 회로가 제안되었다.
그러나, 이러한 능동 비동기형 클램핑 회로는 입력전압이 변하는 경우, 입력전압의 정보를 알아서 이에 따른 클램핑 전압의 명령을 조절하는 기술이 필요하다. 또한, 별도의 DC-DC 컨버터를 사용함으로써 회로가 복잡해지고, DC-DC 컨버터의 전력변환 과정에서 전력이 손실되는 단점이 있다.
본 발명의 일 목적은, 클램핑 캐패시터의 전압을 제어하는 별도의 DC-DC 컨버터를 사용하지 않고도 클램핑 캐패시터의 에너지를 출력측으로 회생시킴으로써 클램핑 캐패시터의 전압을 일정 수준으로 제한하는 회로를 제공하는 것이다.
또한, 본 발명의 다른 일 목적은 입력전압이 가변되는 환경에서도 입력전압과 트랜스포머 턴 비를 곱한 전압의 크기로 클램핑 캐패시터의 전압을 제한함으로써 2차측 스위치로 공진 형태의 전압이 인가되지 않는 회로를 제공하는 것이다.
본 발명의 일 실시 예에 따른 전원회로는 입력전원을 입력받아 제1 출력전류를 출력하는 제1차 변압부 및 상기 제1 출력전류를 입력받아 제2 출력전류를 출력하는 제2 차 변압부를 포함하고, 상기 제2 차 변압부는 상기 제1 차 변압부로부터 출력되어 상기 제2 차 변압부를 통과하는 상기 제1 출력전류를 정류하는 동기 정류부, 상기 동기 정류부에 포함된 스위치에 인가되는 전압의 크기를 일정 크기로 클램핑(clamping)하는 능동 동기형 클램핑부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
일 실시 예에 있어서, 상기 동기 정류부는 상기 제1 차 변압부로부터 전달받은 상기 제1 출력전류를 정류하기 위하여 제1 및 제2 인덕터와 제1 및 제2 동기 정류 스위치를 포함하거나, 상기 제 2차 변압부의 센터-탭(Center-Tap) 방식에서 인덕터와 제1 및 제2 동기 정류 스위치를 포함하며, 상기 능동 동기형 클램핑부는 상기 제1 및 제2 동기 정류 스위치의 전압을 일정 크기로 클램핑하기 위하여 제1 및 제2 보조 스위치와 클램핑 캐패시터를 포함하는 것을 특징으로 한다.
일 실시 예에 있어서, 상기 제1 및 제2 보조 스위치는 능동형 스위치를 사용하는 것을 특징으로 한다.
일 실시 예에 있어서, 상기 제1 및 제2 동기 정류 스위치의 전압의 크기는 상기 클램핑 캐패시터의 전압의 크기와 대응되는 것을 특징으로 한다.
일 실시 예에 있어서, 상기 제1 및 제2 보조 스위치와 상기 제1 및 제2 동기 정류 스위치는 공통 드레인 방식 또는 공통 소스 방식으로 연결되는 것 특징으로 한다.
일 실시 예에 있어서, 상기 클램핑 캐패시터에는 상기 제1 및 제2 동기 정류 스위치 중 적어도 하나에 근거한 캐패시터 성분과 상기 제1 차 변압부의 누설 인덕턱스 또는 보조 인턱턴스 성분에 의한 공진 에너지가 저장되는 것을 특징으로 한다.
일 실시 예에 있어서, 상기 제1 및 제2 보조 스위치는, 상기 제1 및 제2 보조 스위치에 각각 연결되는 역병렬 다이오드에, 상기 제1 차 변압부의 누설 인덕턱스 또는 보조 인턱턴스와 상기 제2 변압부의 상기 제1 및 제2 동기 정류 스위치 및 상기 제1 및 제2 보조 스위치의 기생 캐패시턴스와의 공진에 의해 공진 전류가 흐르기 시작한 제1시점과 상기 공진 전류가 '0'이 되는 제2 시점 사이에 턴-온(turn-on)되는 것을 특징으로 한다.
일 실시 예에 있어서, 상기 제1 및 제2 보조 스위치는, 상기 제1 차 변압부에 포함된 스위치의 게이팅 신호와 동기화되는 것에 근거하여 턴-오프(turn-off)되는 것을 특징으로 한다.
일 실시 예에 있어서, 상기 제1 및 제2 보조 스위치가 턴-오프 되는 시점은, 상기 제2 차 변압부의 토폴로지(topology)와 별개로 상기 제1 차 변압부에 포함된 스위치와의 동기화에만 영향을 받는 것을 특징으로 한다.
일 실시 예에 있어서, 상기 동기 정류부의 상기 제1 및 제2 인덕터는 공통 모드 초크 인덕터로 구성되는 것을 특징으로 한다.
일 실시 예에 있어서, 상기 능동 동기형 클램핑부는 상기 동기 정류부에 포함된 스위치의 기생 캐패시터의 불균형으로 인해 발생되는 문제를 해결하기 위하여 보조 캐패시터를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 일 실시 예에 따른 전원회로는, 입력전원을 입력받아 제1 출력전류를 출력하는 제1차 변압부 및 상기 제1 출력전류를 입력받아 제2 출력전류를 출력하는 제2 차 변압부를 포함하고, 상기 제2 차 변압부는 상기 제1 차 변압부로부터 출력되어 상기 제2 차 변압부를 통과하는 상기 제1 출력전류를 정류하는 동기 정류부, 능동형 스위치를 통해 상기 동기 정류부에 포함된 스위치의 전압을 클램핑(clamping)함으로써, 상기 스위치의 공진전압을 감소시키는 능동 동기형 클램핑부를 포함하고, 상기 제1 차 변압부, 상기 동기 정류부 및 상기 능동 동기형 클램핑부는, 상기 제1 차 변압부, 상기 동기 정류부 및 상기 능동 동기형 클램핑부에 각각 포함된 능동 스위치를 게이팅 할 수 있는 게이팅 신호부에 연결되는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 일 실시 예에 따른 전원회로는, 상기 게이팅 신호부는, 상기 제1 차 변압부에 포함된 능동 스위치를 게이팅하는 DC/AC 변환부 스위치 게이팅 신호부, 상기 동기 정류부에 포함된 능동 스위치를 게이팅하는 동기 정류부 스위치 게이팅 신호부 및 상기 능동 동기형 클램핑부에 포함된 능동 스위치를 게이팅하는 클램핑부 보조 스위치 게이팅 신호부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 일 실시 예에 따른 전원회로는, 상기 동기 정류부는 상기 제1 차 변압부로부터 전달받은 상기 제1 출력전류를 정류하기 위하여 제1 및 제2 인덕터와 제1 및 제2 동기 정류 스위치를 포함하고, 상기 능동 동기형 클램핑부는 상기 제1 및 제2 동기 정류 스위치의 전압을 일정 크기로 클램핑하기 위하여 능동형 소자로 구성되는 제1 및 제2 보조 스위치와 클램핑 캐패시터를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 일 실시 예에 따른 전원회로는, 상기 제1 및 제2 보조 스위치에는 각각 병렬로 보조 캐패시터가 연결되는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 일 실시 예에 따른 전원회로는, 상기 클램핑 캐패시터에는 상기 제1 및 제2 동기 정류 스위치 중 적어도 하나에 근거한 캐패시터 성분과 상기 제1 차 변압부의 누설 인덕턱스 또는 보조 인턱턴스 성분에 의한 공진 에너지가 저장되는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 일 실시 예에 따른 전원회로는, 상기 제1 및 제2 동기 정류 스위치에는 각각 병렬로 보조 캐패시터가 연결되는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 일 실시 예에 따른 전원회로에서는 정류부의 스위치에 걸리는 전압을 일정 수준으로 제한하는 클램핑부의 보조 스위치를 역병렬 다이오드에 전류가 흐르기 시작한 후에 '턴-온'하고, '파워링'구간이 끝남과 동시에 '턴-오프'함으로써, 클램핑 캐패시터의 전압을 일정 수준으로 제한할 수 있다. 따라서, 제안된 방법은 별도의 DC-DC 컨버터를 사용하지 않음으로써 회로가 간단해지는 장점이 있다.
또한, 본 발명의 일 실시 예에 따른 전원회로에서는 입력전압이 가변되는 환경에서도 클램핑 전압이 입력전압과 변압부 트랜스포머의 턴비를 곱한 값으로 제한되기 때문에 정류부 스위치에 공진 전압이 걸리지 않음으로써, EMI 성능이 개선된다.
나아가, 본 발명의 일 실시 예에 따른 전원회로에서는 공진에너지를 저장/회생시키는 보조 스위치의 도통 손실이 줄게 되어 효율 상승을 기대할 수 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시 예에 따른 전원회로를 설명하기 위한 블록도이다.
도 2a 및 도 2b는 본 발명의 일 실시 예에 따른 전원회로에서 동기 정류부가 전류배율기 구조를 가질 때 능동 동기형 클램핑 회로를 적용한 개념도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시 예에 따른 전원회로에서 동기 정류부가 Double-Ended 구조를 가질 때 능동 동기형 클램핑 회로를 적용한 개념도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시 예에 따른 전원회로에서 능동 동기형 클램핑부의 클램핑 캐패시터의 전압을 일정 수준으로 유지시키는 방법을 설명하기 위한 전류의 파형을 도시한 것이다.
도 5는 동기 정류 스위치의 전압이 클램핑 캐패시터의 전압에 도달하는 시간을 구하기 위한 등가회로이다.
도 6은 클램핑 캐패시터의 전압 및 입출력 전압비의 수식들을 구하기 위하여 보조 스위치에 흐르는 전류의 파형과 출력 인덕터에 걸리는 전압파형을 도시한 것이다.
도 7a 및 도 7b는 본 발명의 일 실시 예에 따른 전원회로를 설명하기 위한 개념도이다.
상술한 본 발명의 특징 및 효과는 첨부된 도면과 관련한 다음의 상세한 설명을 통하여 보다 분명해 질 것이며, 그에 따라 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명의 기술적 사상을 용이하게 실시할 수 있을 것이다. 본 발명은 다양한 변경을 가할 수 있고 여러가지 형태를 가질 수 있는 바, 특정 실시 예들을 도면에 예시하고 본문에 상세하게 설명하고자 한다. 그러나 이는 본 발명을 특정한 개시형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다. 본 명세서에서 사용한 용어는 단지 특정한 실시 예들을 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 발명을 한정하려는 의도가 아니다.
본 발명의 일 실시 예에 따른 전원회로는 클램핑 캐패시터를 이용하여 공진 에너지를 저장 및 회생하여 클램핑 전압을 일정 수준으로 유지시킴으로써, 정류 스위치를 스파이크 전압으로부터 보호할 수 있고, 전원회로의 효율을 향상시킬 수 있다. 이하에서는 에너지 회생이 가능한 전원회로에 대하여, 첨부된 도면을 참조하여 보다 구체적으로 살펴본다. 도 1은 본 발명의 일 실시 예에 따른 전원회로를 설명하기 위한 블록도이고, 도 2a 및 도 2b는 본 발명의 일 실시 예에 따른 전원회로에서 동기 정류부가 전류배율기 구조를 가질 때 능동 동기형 클램핑 회로를 적용한 개념도이다.
도 1을 살펴보면, 본 발명에 따른 전원회로(1000)는 스위칭 방식의 전원 회로로서, 제1 차 변압부(100) 및 제2 차 변압부(200)를 포함한다. 여기에서, 제1 차 및 제2 차 변압부(100, 200)는 각각 변압기 또는 트랜스포머(transformer)의 1차측 및 2차측으로 명명될 수 있다.
본 발명의 전원회로(1000)에서는 제1 차 변압부(100)의 입력단(110)으로 입력되는 입력전원(Vin)을 상기 제1 차 변압부(100)에서 DC-AC 변환하여, 제2 차 변압부(200)로 전달한다. 여기에서, DC/AC변환은 직류전압 또는 직류전류를 교류전압 또는 교류전류로 변환하는 것을 의미한다. 여기에서, 입력전원은 전압이거나 전류의 형태일 수 있다.
한편, 제2 차 변압부(200)는 제1 차 변압부(100)에서 출력되는 제1 출력전류를 입력 받아, 상기 제1 출력전류를 정류(整流, rectification)한 후, 상기 제2 차 변압부(200)와 연결된 부하로, 정류된 전류를 공급할 수 있다.
한편, 상기 제2 차 변압부(200)는 상기 제1 출력전류를 정류하는 동기 정류부(300), 상기 동기 정류부(300)에 포함된 스위치에 인가되는 전압의 크기를 일정 크기로 제한하는 능동 동기형 클램핑부(400)를 포함할 수 있다.
한편, 상기 DC/AC 변환부(100), 동기정류부(300), 능동 동기형 클램핑부(400)는, 상기 DC/AC 변환부(100), 동기정류부(300), 능동 동기형 클램핑부(400)에 각각 포함된 능동 스위치를 게이팅할 수 있는 게이팅 신호부에 각각 연결될 수 있다. 예를 들어, DC/AC 변환부(100)는, DC/AC 변환부 스위치 게이팅 신호부(500)에 연결되고, 동기 정류부(300)는 동기 정류부 스위치 게이팅 신호부(600)에 연결되고, 능동 동기형 클램핑부(400)는 클램핑부 보조 스위치 게이팅 신호부(700)에 각각 연결될 수 있다.
도1에 도시된 동기형 클램핑부(400)는 자기 소자가 사용되지 않으므로 고전력 밀도에 매우 유리한 장점을 지니고 있다. 또한, 본 발명에 따른 전원회로는 동기형 클램핑부(400)를 적용함에 따라 낮은 정격의 동기 정류부(300)의 스위치 소자를 사용할 수 있으므로, 고효율을 위한 소자 선정에 유리한 장점을 지닌다.
도 2a와 함께, 상기 제2 차 변압부(200)에 대하여 보다 상세하게 살펴보면, 상기 동기 정류부(300)는 상기 제1 차 변압부(100)로부터 전달받은 상기 제1 출력전류를 정류하기 위해, 제1 및 제2 인턱터(311, 312)와 제1 및 제2 동기 정류 스위치(321, 322)를 포함할 수 있다.
한편, 상기 제1 및 제2 인덕터(311, 312)는 도시된 것과 같이, 공통 모드 초크(Common Mode Choke) 구조로 구현될 수 있다. 여기에서, 공통 모드 초크 구조는 기준 전위가 서로 다른 공통 모드 전압을 상쇄하기 위한 것으로서, 상기 제1 및 제2 인덕터는 1:1의 권선수비를 갖을 수 있다.
다음으로, 능동 동기형 클램핑부(400)는 상기 제1 및 제2 동기 정류 스위치(321, 322)의 전압을 클램핑하는 역할을 하는 것으로서, 제1 및 제2 보조 스위치(411, 412)와 클램핑 캐패시터(420)를 포함할 수 있다.
여기에서, 상기 제1 및 제2 능동 스위치(411, 412)는 도시된 것과 같이, 공통 드레인(Common Drain) 방식으로 연결된다.
상기 클램핑 캐패시터(420)는 제1 및 제2 보조 스위치(411, 412)의 드레인과 병렬식으로 연결된 제1 및 제2 동기 정류 스위치(321, 322) 사이에 연결될 수 있다.
즉, 상기 클램핑 캐패시터(420)는 도시된 것과 같이, 상기 제1 및 제2 보조 스위치(411, 412)의 공통 드레인과 상기 제1 및 제2 동기 정류 스위치(321, 322)와 역병렬로 연결된 상기 제1 및 제2 보조 스위치 (411, 412)의 공통 소스 사이에 연결될 수 있다.
상기 클램핑 캐패시터(420)는 상기 제1 및 제2 동기 정류 스위치(321, 322)의 드레인-소스 양단의 전압을 일정크기로 제한할 수 있다. 여기에서, 상기 제1 및 제2 스위치(321, 322)의 드레인- 소스 양단 전압은 클램핑 캐패시터(420)의 전압크기로 제한될 수 있으며, 상기 제1 및 제2 스위치(321, 322)의 전압을 제한한다는 것은 클램핑 캐패시터(420)에 의해 제1 및 제2 스위치(321, 322)의 전압이 클램핑 된다고 표현될 수 있다.
상기 클램핑 캐패시터(420)에는 상기 제1 및 제2 동기 정류 스위치(321, 322) 중 적어도 하나에 근거한 캐패시터 성분과 상기 제1 및 제2 차 변압부(100, 200) 중 적어도 하나에 근거한 인덕터 성분에 의한 공진 에너지가 저장될 수 있다.
여기에서, 상기 캐패시터 성분은 상기 제1 및 제2 동기 정류 스위치(321, 322)의 기생 캐패시터 성분을 포함하고, 상기 인덕터 성분은 보조 인덕턴스, 누설 인덕턴스 및 기생 인덕턴스 중 적어도 하나의 성분을 포함할 수 있다.
나아가, 상기 제1 및 제2 동기 정류 스위치(321, 322)는, 앞서 도 2a에 살펴본 것과 같이, 능동 동기형 클램핑부(400)의 제1 및 제2 보조 스위치(411, 412)와 공통 드레인 방식으로 연결되는 것도 가능하지만, 도 2b에 도시된 것과 같이, 제1 및 제2 보조 스위치(411, 412)와 공통 소스 방식으로 연결되는 것 또한 가능하다.
이하에서는, 앞서 도 2a 및 도 2b에서 살펴본 능동 클램핑 회로(또는 능동 동기형 클램핑부)를, Double-Ended 형태의 정류기에 적용한 실시 예에 대해서 살펴본다.
도 3은 본 발명의 일 실시 예에 따른 전원회로에서 동기 정류부가 Double-Ended 구조를 가질 때 능동 동기형 클램핑 회로를 적용한 개념도이다.
이하에서는, 능동 동기형 캐패시터(또는 클램핑 캐패시터)의 전압을 일정 수준으로 유지시키기 위한 방법을 도 2a의 회로를 가지고 설명한다.
도 4은 도 2a의 상세파형을 나타낸다. 가장 위에 도시된 M1~M4 (110,112,113,114, 도 2a 참조), MA1 (411, 도 2a 참조), MA2 (412, 도 2a 참조), MS1(321, 도 2a 참조)과 MS2(322, 도 2a 참조)는 도 2a 도시된 각 해당 스위치의 게이트 파형을 나타낸다.
다음으로 도시된 전류 파형(ILA)은 누설 인덕턴스 또는 보조 인덕터(LA)에 인가되는 전류 파형을 나타낸다.
전류 파형 다음으로 도시된 전압파형 (Vpri)은 도2a에서 살펴본 M1 스위치(110)와 M3스위치(113)를 연결하는 노드에서 M2 스위치(114)와 M4스위치(112)를 연결하는 노드까지의 전압 파형을 나타낸다.
상기 전압파형 다음으로 도시된 전압파형 (Vsec)은 트랜스포머의 2차 측에 인가되는 전압 파형을 나타낸다.
그 다음으로 도시된 파형은 2차측 스위치 MA1 (411), MA2 (412), MS1(321)과 MS2(322)에 인가되는 전류 파형을 나타낸다.
한편, 이러한 파형들은 시간 t0~t7에 걸쳐 모드 별로 구분될 수 있으며, 시간 t0~t7는 각 모드를 구분하는 시점으로써, 도시된 파형은 7개의 모드로 구분될 수 있다. 이하에서는, 각 모드 별로 보다 구체적으로 살펴본다.
제 1모드 ( t 0 ~ t 1 )
먼저, 제1 모드에서는, 도시된 것과 같이, 스위치 M1과 M2(110, 112)의 게이트 전압이 인가되고 있으므로 두 스위치는 도통되어 있다. 이 경우, 2차측 스위치 MS2(322)는 게이트 전압에 의해 도통되어 있으며, MA1(411)의 스위치의 게이트 전압은 MS1스위치(321)의 양단 전압이 증가함에 따라서 병렬 기생 다이오드를 따라 도통될 수 있다.
이와 같이, MA1(411)의 스위가 MS1스위치(321)의 병렬 기생 다이오드를 통해 도통되어 있는 상태에서 MA1(411)의 스위치의 게이트 전압이 인가된다. 따라서 MA1(411)은 영전압 스위칭 동작 조건을 만족하며, MS1(321)의 양단 전압은 클램핑 전압에 의해 일정하게 유지될 수 있다.
이는 기존의 위상 천이 풀 브리지 회로에서 발생하는 2차측 스위치 양단 전압의 공진에 의한 노이즈를 방지하고, 정격 전압이 낮은 소자를 사용할 수 있게 함으로써, 고전력밀도 및 고효율 전력 회로를 구성할 수 있도록 하는 장점을 지니게 한다.
이때의 각 부 전류의 기울기는 다음과 같다.
수학식1은 보조 인덕터 또는 누설 인덕턴스(LA)의 전류 기울기를 나타내며 수학식2는 자화 인덕턴스(LM)의 전류 기울기를 나타낸다. 그리고, 수학식3은 출력 인덕터(311)의 전류 기울기를 나타낸다.
다음으로, 수학식4는 식1~3과 키르히호프의 전류 법칙을 이용하여 유도 할 수 있다.
Figure 112013041169043-pat00001
[수학식1]
Figure 112013041169043-pat00002
[수학식2]
Figure 112013041169043-pat00003
[수학식3]
Figure 112013041169043-pat00004
[수학식4]
제2 모드 ( t 1 ~ t 2 )
제2 모드에서는, 스위치 M2(112)와 MA1(411)의 게이트 전압이 '0'이 되어 M2스위치(112)와 MA1스위치(411)는 차단(또는 오프(off))된다.
인덕터(LA)와 자화 인덕턴스(LM), 그리고 출력 인덕터(311)의 전류에 의해 M2스위치(112)의 기생 캐패시턴스 양단은 입력 전압(Vin)까지 충전되며, M4 스위치(114)의 기생 캐피시턴스 양단은 '0'이 될 때까지 방전된다.
이 후 M4 스위치(114)의 기생 병렬 다이오드를 통해 도통한 후 게이트 전압이 인가되므로, 제2 모드에서 M4 스위치(114)는 영전압 스위칭 동작 조건을 만족한다. 따라서 본 발명회로는 기존의 위상 천이 풀 브리지 회로의 장점인 영전압 스위칭 조건 만족할 수 있는 장점을 동일하게 지니고 있다.
제3 모드 ( t 2 ~ t 3 )
제3 모드에서는, 스위치 M1(111)과 M4(114)는 도통되어 있으며 2차 측 MS1(321)의 스위치는 출력 인덕터 (311)의 전류에 의해 방전된다. 방전이 모두 이루어진 이후 스위치 MS1(321)의 게이트 파형이 인가되므로 제3 모드에서 스위치 MS1(321)는 영전압 스위칭 동작 조건을 만족한다. 따라서 기존의 위상 천이 풀 브리지가 지니는 장점을 그대로 지니고 있다.
제 4 모드 ( t 3 ~ t 4 )
제4 모드에서는, M1 스위치(111)와 M4스위치(114)가 도통되어 있으며 MS1 스위치(321)와 MS2스위치(322)가 도통되어 있다. 보조 인덕터 또는 누설인덕턴스(LA)에 인가되는 전압이 '0'이됨에 따라서 전류의 기울기는 '0'인 전류가 인가된다. 이때 출력 인덕터 (311, 312)는 그 인덕턴스와 출력 전압에 의해 감소되고 있다.
제5 모드 ( t 4 ~ t 5 )
제 5 모드에서는, M1 스위치(111)의 게이트 전압이 '0'이 됨에 따라 M1스위치(111)는 차단된다. 이때 누설 인덕턴스 또는 보조 인덕턴스(LA) 그리고 자화 인덕턴스(LM)의 전류에 의해서 M1스위치(111)의 병렬 캐패시터 양단전압은 충전 M3스위치(113)의 병렬 캐패시터 양단전압은 방전되게 된다. M3스위치(113)의 양단전압이'0'된 이후 병렬 다이오드를 통해 도통을 하게 되며 이후 M3스위치(113)의 게이트 전압이 인가되므로, M3스위치(113)는 영전압 스위칭 조건을 만족한다.
MS2스위치(322)의 게이트 전압 또한 '0'이 되지만 출력 인덕터(311)와 보조 인덕터 또는 누설인덕턴스(LA)의 전류는 급격한 변화를 이룰 수 없으므로 MS2스위치(322)의 병렬 다이오드를 통해 전류가 인가되고 있는 커뮤테이션 구간으로 진입한다.
제6 모드 ( t 5 ~ t 6 )
제6 모드에서는, M3스위치(113)와 M4스위치(114)는 도통되어 있으며 MS1스위치(321)가 도통되어 있다.
출력 인덕터(311)와 보조 인덕터 또는 누설인덕턴스(LA)의 전류는 급격한 변화를 이룰 수 없으므로 MS2스위치(322)의 병렬 다이오드를 통해 전류가 인가되고 있는 커뮤테이션(Commutation) 구간을 이루며 MS2(322)의 전류가 '0'이 될 때까지 감소한다.
제7 모드 ( t 6 ~ t 7 )
제7 모드에서는, MS2스위치(322)의 전류가 '0'됨에 따라서 병렬 다이오드에 인가되던 보조 인덕터 또는 누설 인덕턴스(LA)의 전류는 양단 기생 캐패시터와 공진한다. 공진 전압이 클램프 전압에 도달하면 보조 스위치 MA2(412)의 병렬 다이오드를 통해 도통하게 된다. 이때의 등가 회로를 구현하면 다음과 도5와 같이 나타낼 수 있다.
도5의 등가회로를 통하여 동기 정류 스위치(321,322) 양단 전압이 클램핑 전압에 도달하는 시간을 수학식 5를 통해 유도할 수 있다.
Figure 112013041169043-pat00005
[수학식5]
상기 수학식 5에 의한 시간과 커뮤테이션 구간 동안의 시간 합 이후부터 제1 모드와 같이 보조 스위치(411,412)의 병렬 다이오드로 흐르는 전류가 '0'이 되기 전에 보조 스위치(411,412)의 게이트 전압이 인가되어야 한다. 또한, 누설 인덕턴스 또는 보조 인덕턴스(LA)를 통해 흐르는 전류가 시간 t0시점에서 보조스위치(411,412)의 병렬 다이오드를 통해 흐르므로, 아래의 수학식 6을 통하여 보조 스위치(411,412)에 흐르는 최대 전류치를 유도할 수 있다.
수학식 6에 나타낸 바와 같이 최대 전류 첨두치는 2차 측 스위치의 기생 캐패시턴스와 누설 또는 보조 인덕턴스 (LA)에 의해 조절될 수 있으며 통상적인 누설 인덕턴스에 의해서도 매우 낮은 전류 첨두치를 지니는 장점이 있다. 낮은 전류 첨두치를 지님에 따라서 적용된 두 개의 보조 스위치(411,412)는 그 크기가 작은 소자를 사용할 수 있으며 이로 인하여 고전력 밀도를 지니는 컨버터에 유리하게 적용되는 장점을 지니고 있다.
Figure 112013041169043-pat00006
[수학식6]
제7 모드 이후의 구간은 앞에서 살펴본 제1 모드구간과 유사한 동작이므로 설명을 생략한다.
도 6은 클램핑 캐패시터의 전압 및 입출력 전압비의 수식들을 구하기 위하여 보조 스위치에 흐르는 전류의 파형과 출력 인덕터에 걸리는 전압파형을 도시한 것이다.
도 6은 클램핑 캐패시터(420)에 인가되는 전류 파형(ICl)과 출력 인덕터 (311)에 인가 되는 전압 파형(VL1)을 나타낸다. 이때, 클램핑 캐패시터(420)에 인가되는 전류의 기울기는 앞서 살펴본 수학식 4에 의해 유도되고 최대 전류 치는 수학식 6에 의해 유도할 수 있다.
정상상태의 캐패시터 전류-시간 평형 원리에 의해, 도 6의 면적 A와 B는 동일하며 이를 통해서 입력전압과 유효 시비율 (Deff)에 의한 클램핑 전압관계를 다음 수학식 7과 같이 유도 할 수 있다.
[수학식7]
정상상태의 인덕터의 전압-시간 평형 원리를 이용하여 도6의 면적 C와 D가 동일함을 알 수 있다. 따라서 아래의 수학식8에 의해 클램핑 전압과 출력전압과의 관계를 알 수 있다.
Figure 112013041169043-pat00008
[수학식8]
나아가, 수학식 7과 수학식 8에 의해서 입출력 관계는 아래의 수학식9와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112013041169043-pat00009
[수학식9]
이상에서 살펴본 것과 같이, 본 발명의 일 실시 예에 따른 전원회로에서는 정류부의 스위치에 걸리는 전압을 일정 수준으로 제한하는 클램핑부의 보조 스위치를 역병렬 다이오드에 전류가 흐르기 시작한 후에 '턴-온'하고, '파워링'구간이 끝남과 동시에 '턴-오프'함으로써, 클램핑 캐패시터의 전압을 일정 수준으로 제한할 수 있다. 따라서, 제안된 방법은 별도의 DC-DC 컨버터를 사용하지 않음으로써 회로가 간단해지는 장점이 있다.
또한, 본 발명의 일 실시 예에 따른 전원회로에서는 입력전압이 가변되는 환경에서도 클램핑 전압이 입력전압과 변압부 트랜스포머의 턴 비를 곱한 값으로 제한되기 때문에 정류부 스위치에 공진 전압이 걸리지 않음으로써, EMI 성능이 개선된다.
더욱이 제안된 회로의 추가적으로 사용된 스위치는 영전압 스위칭 조건을 만족하므로 고효율을 달성할 수 있으며 나아가, 본 발명의 일 실시 예에 따른 전원회로에서는 기존의 DC-DC 컨버터를 사용한 방식에 비해 공진에너지를 저장/회생시키는 보조 스위치의 도통 손실이 줄게 되어 효율 상승을 기대할 수 있다.
도 7a 및 도 7b 에 제시된 추가 캐패시터(421)는 본 발명에서 사용된 보조 스위치 (411, 412)간의 기생 캐패시턴스의 불균형 및 2차 측 동기 정류 스위치(321, 322) 간의 기생 캐패시턴스의 불균형 따라 발생하는 변압기의 1차 측 전류 불균형 문제를 해소할 수 있다. 앞서 제시된 모드 해석에서 제 2, 제3, 제7 모드에서 추가로 사용된 캐패시터는 동기 정류 스위치 및 보조 스위치의 기생 캐패시턴스와 병렬로 인가된다. 이때 추가로 사용된 추가 캐패시터(421)를 동기 정류 스위치 및 보조 스위치의 기생 캐패시턴스 보다 크게 사용함으로써 기생 캐패시턴스의 불균형 문제를 조절할 수 있다. 따라서, 상기 추가 캐패시터(421)는 변압기 일차 측 전류 불균형 문제를 해소할 수 있으며 사용된 캐패시터(421)와 변압기의 누설 또는 보조 인덕턴스의 공진에 의해서 진상 레그의 영 전류 스위칭 조건을 만족할 수 있는 장점을 지닌다. 따라서 진상 레그의 스위칭 손실이 더욱 줄게 되어 효율 상승을 기대할 수 있다.
100: 제1 차 변압부 200: 제2 차 변압부
300: 동기 정류부 400: 능동 동기형 클램핑부
500: DC/AC 변환부 스위칭 게이팅 신호부
600: 동기 정류부 스위칭 게이팅 신호부
700: 클램핑부 보조 스위치 게이팅 신호부
1000: 전원회로

Claims (17)

  1. 입력전원을 입력받아 제1 출력전류를 출력하는 제1차 변압부; 및
    상기 제1 출력전류를 입력받아 제2 출력전류를 출력하는 제2 차 변압부를 포함하고,
    상기 제2 차 변압부는
    상기 제1 차 변압부로부터 출력되어 상기 제2 차 변압부를 통과하는 상기 제1 출력전류를 정류하는 동기 정류부;
    상기 동기 정류부에 포함된 스위치에 인가되는 전압의 크기를 일정 크기로 클램핑(clamping)하는 능동 동기형 클램핑부를 포함하고,
    상기 동기 정류부는
    상기 제1 차 변압부로부터 전달받은 상기 제1 출력전류를 정류하기 위하여 제1 및 제2 인덕터와 제1 및 제2 동기 정류 스위치를 포함하거나, 상기 제 2차 변압부의 센터-탭(Center-Tap) 방식에서 인덕터와 제1 및 제2 동기 정류 스위치를 포함하며,
    상기 능동 동기형 클램핑부는
    상기 제1 및 제2 동기 정류 스위치의 전압을 일정 크기로 클램핑하기 위하여 제1 및 제2 보조 스위치와 클램핑 캐패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 전원회로.
  2. 삭제
  3. 제1항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 보조 스위치는 능동형 스위치를 사용하는 것을 특징으로 하는 전원회로.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 동기 정류 스위치의 전압의 크기는 상기 클램핑 캐패시터의 전압의 크기와 대응되는 것을 특징으로 하는 전원회로.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 보조 스위치와 상기 제1 및 제2 동기 정류 스위치는 공통 드레인 방식 또는 공통 소스 방식으로 연결되는 것 특징으로 하는 전원회로.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 클램핑 캐패시터에는
    상기 제1 및 제2 동기 정류 스위치 중 적어도 하나에 근거한 캐패시터 성분과 상기 제1 차 변압부의 누설 인덕턱스 또는 보조 인턱턴스 성분에 의한 공진 에너지가 저장되는 것을 특징으로 하는 전원회로.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 보조 스위치는,
    상기 제1 및 제2 보조 스위치에 각각 연결되는 역병렬 다이오드에,
    상기 제1 차 변압부의 누설 인덕턱스 또는 보조 인턱턴스와 상기 제2 차 변압부의 상기 제1 및 제2 동기 정류 스위치 및 상기 제1 및 제2 보조 스위치의 기생 캐패시턴스와의 공진에 의해 공진 전류가 흐르기 시작한 제1시점과 상기 공진 전류가 '0'이 되는 제2 시점 사이에 턴-온(turn-on)되는 것을 특징으로 하는 전원회로.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 보조 스위치는,
    상기 제1 차 변압부에 포함된 스위치의 게이팅 신호와 동기화되는 것에 근거하여 턴-오프(turn-off)되는 것을 특징으로 하는 전원회로.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 보조 스위치가 턴-오프 되는 시점은, 상기 제2 차 변압부의 토폴로지(topology)와 별개로 상기 제1 차 변압부에 포함된 스위치와의 동기화에만 영향을 받는 것을 특징으로 하는 전원회로.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 동기 정류부의 상기 제1 및 제2 인덕터는 공통 모드 초크 인덕터로 구성되는 것을 특징으로 하는 전원회로.
  11. 제1항에 있어서,
    상기 능동 동기형 클램핑부는
    상기 동기 정류부에 포함된 스위치의 기생 캐패시터의 불균형으로 인해 발생되는 문제를 해결하기 위하여 추가 캐패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 전원회로.
  12. 입력전원을 입력받아 제1 출력전류를 출력하는 제1차 변압부; 및
    상기 제1 출력전류를 입력받아 제2 출력전류를 출력하는 제2 차 변압부를 포함하고,
    상기 제2 차 변압부는
    상기 제1 차 변압부로부터 출력되어 상기 제2 차 변압부를 통과하는 상기 제1 출력전류를 정류하는 동기 정류부;
    능동형 스위치를 통해 상기 동기 정류부에 포함된 스위치의 전압을 클램핑(clamping)함으로써, 상기 스위치의 공진전압을 감소시키는 능동 동기형 클램핑부를 포함하고,
    상기 제1 차 변압부, 상기 동기 정류부 및 상기 능동 동기형 클램핑부는,
    상기 제1 차 변압부, 상기 동기 정류부 및 상기 능동 동기형 클램핑부에 각각 포함된 능동 스위치를 게이팅 할 수 있는 게이팅 신호부에 연결되며,
    상기 동기 정류부는
    상기 제1 차 변압부로부터 전달받은 상기 제1 출력전류를 정류하기 위하여 제1 및 제2 인덕터와 제1 및 제2 동기 정류 스위치를 포함하고,
    상기 능동 동기형 클램핑부는
    상기 제1 및 제2 동기 정류 스위치의 전압을 일정 크기로 클램핑하기 위하여 능동형 소자로 구성되는 제1 및 제2 보조 스위치와 클램핑 캐패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 전원회로.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 게이팅 신호부는,
    상기 제1 차 변압부에 포함된 능동 스위치를 게이팅하는 DC/AC 변환부 스위치 게이팅 신호부,
    상기 동기 정류부에 포함된 능동 스위치를 게이팅하는 동기 정류부 스위치 게이팅 신호부 및
    상기 능동 동기형 클램핑부에 포함된 능동 스위치를 게이팅하는 클램핑부 보조 스위치 게이팅 신호부를 포함하는 것을 특징으로 하는 전원회로.
  14. 삭제
  15. 제12항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 보조 스위치에는 각각 병렬로 보조 캐패시터가 연결되는 것을 특징으로 하는 전원회로.
  16. 제12항에 있어서,
    상기 클램핑 캐패시터에는
    상기 제1 및 제2 동기 정류 스위치 중 적어도 하나에 근거한 캐패시터 성분과 상기 제1 차 변압부의 누설 인덕턱스 또는 보조 인턱턴스 성분에 의한 공진 에너지가 저장되는 것을 특징으로 하는 전원회로.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 동기 정류 스위치에는 각각 병렬로 보조 캐패시터가 연결되는 것을 특징으로 하는 전원회로.
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