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KR101492620B1 - 환류 전류의 제거기능을 갖는 위상천이 풀브릿지 컨버터 - Google Patents

환류 전류의 제거기능을 갖는 위상천이 풀브릿지 컨버터 Download PDF

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KR101492620B1
KR101492620B1 KR20130155702A KR20130155702A KR101492620B1 KR 101492620 B1 KR101492620 B1 KR 101492620B1 KR 20130155702 A KR20130155702 A KR 20130155702A KR 20130155702 A KR20130155702 A KR 20130155702A KR 101492620 B1 KR101492620 B1 KR 101492620B1
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KR
South Korea
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current
switch
primary side
synchronous rectification
voltage
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KR20130155702A
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홍성수
이용철
정광순
박준우
Original Assignee
국민대학교산학협력단
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
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Publication date
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Abstract

본 발명은 능동 클램프 회로가 적용되고 환류 전류를 제거하여 스위치의 도통손실을 방지하도록 하는 환류 전류의 제거기능을 갖는 위상천이 풀브릿지 컨버터에 관한 것이다.
본 발명에 따른 위상천이 풀브릿지 컨버터는, 트랜스포머(120)의 1차측에 풀브릿지 형태로 구성된 스위치를 이용하여 입력전원(Vin)을 스위칭시키는 1차측 회로; 상기 트랜스포머의 2차측에 상기 1차측 회로의 출력전류를 정류하는 동기정류부 및 상기 동기정류부에 포함된 보조 스위치의 전압을 클램핑(clamping)하는 능동 클램핑부로 구성된 2차측 회로; 및 상기 1차측 회로 또는 2차측 회로로부터 입력받은 전류 또는 전압에 따라서 상기 능동 클램핑부에 포함된 보조 스위치로 턴온(turn-on)/턴오프(turn-off)를 위한 게이팅신호를 인가하는 클램핑부 보조 스위치 게이팅 신호부; 를 포함한다.

Description

환류 전류의 제거기능을 갖는 위상천이 풀브릿지 컨버터{PHASE-SHIFT FULL-BRIDGE CONVERTER}
본 발명은 위상천이 풀브릿지 컨버터에 관한 것으로서, 특히 능동 클램프 회로가 적용되고 환류 전류를 제거하여 스위치의 도통손실을 방지하도록 하는 환류 전류의 제거기능을 갖는 위상천이 풀브릿지 컨버터에 관한 것이다.
위상천이 풀브릿지 컨버터(phase-shift full-bridge converter)는 2차측 회로, 즉 트랜스포머의 2차측의 전류를 정류하기 위해 전류 배율기를 가진 정류기를 사용하거나, Center-Tap을 가진 Double-Ended 방식의 정류기 또는 Center-Tap 없이 4개의 스위치를 사용하는 전파정류기를 사용한다.
이러한 위상천이 풀브릿지 컨버터에서는 전력변환 과정을 통해 생성되는 공진 에너지에 의해 2차측에 위치하는 정류 스위치에 과도한 스파이크 전압이 발생할 수 있다. 과도한 스파이크 전압은 전자파 간섭을 일으키기도 하고 높은 내압의 반도체 소자를 사용하게 됨으로써 전력변환 효율이 감소하게 된다.
따라서 정류 스위치의 과도한 전압을 일정 수순으로 클램핑(clamping)하기 위한 클램프 회로가 필요하며, 이러한 클램프 회로로서는 전력변환 효율을 높이기 위해 무손실 클램프 회로인 능동 클램프 회로가 사용될 수 있다. 능동 클램프 회로는 보조 스위치와 클램프 커패시터로 구성될 수 있으며, 보조 스위치는 능동 스위치를 사용할 수 있다.
능동 클램프 회로의 보조 스위치는 고정된 Dead time을 가지는 동기신호에 의해 턴온(turn-on) 시점이 결정될 수 있다. 여기서, 영 전압 스위칭(Zero Voltage Switching)을 만족하기 위해 요구되는 Dead time은 부하조건, 트랜스포머의 누설 인덕턴스, 보조 스위치의 출력 커패시터와 같은 기생성분에 따라 다르므로 정확하게 설정하는 것이 어렵다. 따라서, 통상적으로 이러한 변수들을 고려한 최장 시간의 Dead time을 설정한다.
하지만, 보조 스위치가 영 전압 스위칭을 할 경우, 보조 스위치에 흐르는 전류의 최대치가 커지고, 트랜스포머의 1차측의 전류 기울기가 감소하는 형태로 나타남에 따라 위상천이 풀브릿지 컨버터에 피크 전류 모드(Peak current mode) 제어방식의 적용이 어려워진다. 또한, 불가피하게 전압모드(voltage mode) 제어방식을 적용하더라도 트랜스포머의 1차측 전류의 불균형 문제가 발생한다.
한편, 위상천이 풀브릿지 컨버터는 환류 전류가 발생할 수 있다. 이러한 환류 전류는 불필요하게 PCB 패턴, 스위치 소자 및 트랜스포머 등에 흐르면서 소통손실을 발생시켜 전력변환 효율을 감소시키는 원인이 된다.
한국등록특허 제10-0940227호
본 발명은 능동 클램프 회로에 포함되는 보조 스위치를 트랜스포머의 1차측 전류의 입력에 따라 정확한 시점에 턴오프시켜 환류 전류를 제거하고 도통손실을 저감시킬 수 있도록 하는 환류 전류의 제거기능을 갖는 위상천이 풀브릿지 컨버터를 제공하는데 목적이 있다.
또한, 본 발명은 능동 클램프 회로에 포함되는 보조 스위치를 트랜스포머의 1차측 전류의 입력에 따라 정확한 시점에 턴온시켜 전원회로에 피크 전류 모드 제어방식의 적용이 용이하도록 하는 환류 전류의 제거기능을 갖는 위상천이 풀브릿지 컨버터를 제공하는데 추가적인 목적이 있다.
본 발명에 따른 위상천이 풀브릿지 컨버터는,
트랜스포머(120)의 1차측에 풀브릿지 형태로 구성된 스위치(M1,M2,M3,M4)를 이용하여 입력전원(Vin)을 스위칭시키는 1차측 회로; 상기 트랜스포머의 2차측에 상기 1차측 회로의 출력전류를 정류하는 동기정류부 및 상기 동기정류부에 포함된 보조 스위치의 전압을 클램핑(clamping)하는 능동 클램핑부로 구성된 2차측 회로; 및 상기 1차측 회로 또는 2차측 회로로부터 입력받은 전류 또는 전압에 따라서 상기 능동 클램핑부에 포함된 보조 스위치로 턴온(turn-on)/턴오프(turn-off)를 위한 게이팅신호를 인가하는 클램핑부 보조 스위치 게이팅 신호부; 를 포함하고, 상기 능동 클램핑부는, 제1 및 제2 보조 스위치(Ma1,Ma2)를 포함하며, 상기 제1 및 제2 보조 스위치는 상기 트랜스포머의 1차측 누설 인덕터(Lk)에 흐르는 전류를 입력받고 상기 입력된 전류에 따라 턴오프된다.
삭제
또한, 본 발명에 따른 위상천이 풀브릿지 컨버터는,
트랜스포머(120)의 1차측에 풀브릿지 형태로 구성된 스위치(M1,M2,M3,M4)를 이용하여 입력전원(Vin)을 스위칭시키는 1차측 회로; 상기 트랜스포머의 2차측에 상기 1차측 회로의 출력전류를 정류하는 동기정류부 및 상기 동기정류부에 포함된 보조 스위치의 전압을 클램핑(clamping)하는 능동 클램핑부로 구성된 2차측 회로; 및 상기 1차측 회로 또는 2차측 회로로부터 입력받은 전류 또는 전압에 따라서 상기 능동 클램핑부에 포함된 보조 스위치로 턴온(turn-on)/턴오프(turn-off)를 위한 게이팅신호를 인가하는 클램핑부 보조 스위치 게이팅 신호부; 를 포함하고, 상기 능동 클램핑부는, 제1 및 제2 보조 스위치(Ma1,Ma2)를 포함하며, 상기 제1 및 제2 보조 스위치는 상기 동기정류부에 포함된 제1 및 제2 동기 정류 스위치(Ms1,Ms2)의 양단 전압을 입력받고 상기 입력된 양단 전압에 따라 턴온된다.
본 발명에서, 상기 능동 클램핑부는 클램핑 커패시터를 더 포함하고 상기 제1 및 제2 보조 스위치(Ma1,Ma2)와 클램핑 커패시터는 상기 제1 및 제2 동기 정류 스위치(Ms1,Ms2)의 전압을 일정크기로 클램핑(clamping)한다.
본 발명에서, 상기 1차측 회로의 제1 및 제4 스위치(M1,M4)가 도통되어 상기 트랜스포머의 누설 인덕터(Lk)에 환류 전류가 흐르는 경우, 상기 제2 동기 정류 스위치(Ms2) 및 상기 제1 보조 스위치(Ma1)가 도통되어 상기 트랜스포머의 권선비가 반영된 클램핑 커패시터의 전압이 상기 누설 인덕터(Lk)로 인가되어 상기 누설 인덕터(Lk)의 환류 전류를 제거한다.
본 발명에서, 상기 클램핑부 보조 스위치 게이팅 신호부는, 상기 누설 인덕터(Lk)에 흐르는 환류 전류를 검출하고 상기 제1 보조 스위치(Ma1)의 게이트 전압에 0이 인가되는 시점에 상기 제1 동기 정류 스위치(Ms1) 및 제2 동기 정류 스위치(Ms2)가 도통된다.
본 발명에서, 상기 제1 보조 스위치(Ma1)가 턴오프되는 시점부터 상기 제1 동기 정류 스위치(Ms1)가 턴온되는 시점 사이 또는 상기 1차측의 제1스위치(M1)가 턴오프되는 시점부터 제3스위치(M3)가 턴온되는 시점 사이에 각각 데드타임(Dead time)을 유지한다.
본 발명에 의하면 위상천이 풀브릿지 컨버터에서 능동 클램프 회로에 포함된 보조 스위치를 트랜스포머의 2차측으로부터 입력받은 전압에 근거하여 정확한 시점에 턴온시킴으로써 전원회로에 피크 전류 모드 제어방식의 적용이 용이하다.
또한, 본 발명에 의하면 위상천이 풀브릿지 컨버터에서 능동 클램프 회로에 포함된 보조 스위치를 트랜스포머의 1차측으로부터 입력받은 전류에 근거하여 정확한 시점에 턴오프시킴으로써 1차측의 전류 파형이 증가하는 형태를 갖게 되어 환류 전류가 제거되고, 이로써 도통손실이 저감되는 효과가 있다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 환류 전류의 제거기능을 갖는 위상천이 풀브릿지 컨버터의 블럭도.
도 2는 본 발명의 일 실시 예에 따른 Double-Ended 구조의 동기 정류부를 가지는 위상천이 풀브릿지 컨버터의 예시적인 회로도.
도 3은 본 발명에 따른 환류 전류의 제거기능을 갖는 위상천이 풀브릿지 컨버터에서 전류 및 전압 파형도.
도 4는 본 발명에 따른 보조 스위치에 흐르는 초기 전류를 계산하기 위한 등가회로도.
도 5a 및 도 5b는 본 발명에 따른 피크 전류 모드 제어의 용이함을 설명하기 위한 본 발명과 기존의 전류 파형의 비교도.
이하에서, 본 발명의 바람직한 실시 예가 첨부된 도면들을 참조하여 설명할 것이다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어서 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 환류 전류의 제거기능을 갖는 위상천이 풀브릿지 컨버터의 블럭도이다.
도 1을 참조하면, 본 발명에 따른 위상천이 풀브릿지 컨버터(1000)는 트랜스포머(transformer)를 중심으로 1차측 회로(100) 및 2차측 회로(200)를 포함한다. 여기서, 1차측 회로(100) 및 2차측 회로(200)는 각각 트랜스포머 또는 변압기의 1차측 및 2차측으로 명명될 수도 있다.
이러한 위상천이 풀브릿지 컨버터(1000)는 1차측 회로(100)의 입력단으로 입력되는 입력전원(Vin)을 1차측 회로(100)에서 DC-AC 변환하여 2차측 회로(200)로 전달한다. 여기서 DC/AC 변환은 직류전압 또는 직류전류를 교류전압 또는 교류전류로 변환하는 것을 의미한다. 이때 입력전원은 전압이거나 전류의 형태일 수 있다.
또한, 2차측 회로(200)는 1차측 회로(100)에서 출력되는 1차측 출력전류를 입력받고 1차측 출력전류를 정류(rectification)한 후 2차측 회로(200)와 연결된 부하로 그 정류된 전류를 공급할 수 있다. 이러한 2차측 회로(200)는 1차측 출력전류를 정류하는 동기정류부(300), 동기정류부(300)에 포함된 스위치에 인가되는 전압의 크기를 일정크기로 제한하는 능동 클램핑부(400)를 포함할 수 있다.
한편, DC/AC 변환부(110), 동기정류부(300), 능동 클램핑부(400)는 DC/AC 변환부(110), 동기정류부(300), 능동 클램핑부(400)에 각각 포함된 능동 스위치를 게이팅할 수 있는 게이팅 신호부(500,600,700)에 각각 연결될 수 있다. 예컨대, DC/AC 변환부(110)는 DC/AC 변환부 스위치 게이팅 신호부(500)에 연결되고, 동기정류부(300)는 동기 정류부 스위치 게이팅 신호부(600)에 연결되고, 능동 클램핑부(400)는 클램핑부 보조 스위치 게이팅 신호부(700)에 각각 연결될 수 있다. 이때, 클램핑부 보조 스위치 게이팅 신호부(700)는 1차측 회로(100)로부터 입력받은 전류에 따라 능동 클램핑부(400)로 게이트 신호를 인가하고, 2차측 회로(200)로부터 입력받은 전압에 따라 능동 클램핑부(400)로 게이트 신호를 인가함으로써 환류 전류를 제거하도록 한다. 이에 대해서는 하기에서 구체적으로 설명된다.
도 2는 본 발명의 일 실시 예에 따른 Double-Ended 구조의 동기 정류부를 가지는 위상천이 풀브릿지 컨버터의 예시적인 회로도이다.
도 2를 참조하면, 본 발명에 따른 위상천이 풀브릿지 컨버터의 DC/AC 변환부(110)는 4개의 스위치(M1,M2,M3,M4)가 풀브릿지(full-bridge) 형태로 구성되며 이들 스위치(M1~M4)를 이용하여 입력전원(Vin)을 스위칭하여 트랜스포머(120)의 1차측으로 전달한다. 트랜스포머(120)는 1차측의 입력전원(Vin)을 설정된 권선비에 따라 2차측으로 전달한다. 이러한 트랜스포머(120)는 누설 인덕터(Lk) 및 자화 인덕터(Lm)를 갖는다.
2차측 회로(200)의 동기정류부(300)는 1차측 회로(100)로부터 전달받은 1차측 출력전류를 정류하기 위해 제1 및 제2 동기 정류 스위치(321,322)와, 출력 인덕터(313)를 포함한다. 또한, 2차측 회로(200)의 능동 클램핑부(400)는 제1 및 제2 동기 정류 스위치(321,322)의 전압을 클램핑하기 위한 제1 및 제2 보조 스위치(411,412) 및 클램핑 커패시터(420)를 포함한다. 이러한 제1 및 제2 보조 스위치(411,412)와 클램핑 커패시터(420)는 제1,2 동기 정류 스위치(321,322)의 전압을 제한하는 역할을 한다. 여기서, 제1,2 동기 정류 스위치(321,322)의 전압을 제한한다는 것은 클램핑 커패시터(420)에 의해 제1,2 동기 정류 스위치(321,322)의 전압이 '클램핑(clamping)'된다는 것을 의미한다.
도 3은 본 발명의 일 실시 예에 따른 위상천이 풀브릿지 컨버터에서 전류 및 전압 파형도이다.
도 3의 도시에서, 가장 위에 도시된 M1,M2,M3,M4(도 2의 111,112,113,114), Ma1,Ma2(도 2의 411,412), Ms1,Ms2(도 2의 321,322)는 도 2에 도시된 각 해당 스위치의 게이트 파형을 나타낸다.
그 아래에 도시된 전류 파형(ILk)는 트랜스포머(120)의 누설 인덕터(Lk)에 인가되는 전류의 파형이고, 그 아래에 도시된 전압파형(Vpri)은 도 2에서 살펴본 M1스위치(111)와 M3스위치(113)를 연결하는 노드(node)에서 M2스위치(112)와 M4스위치(114)를 연결하는 노드까지의 전압 파형을 나타낸다. 또한, 그 아래에 도시된 전압파형(Vsec)는 트랜스포머(120)의 2차측의 Center-Tap의 전압파형이다.
다음으로 도시된 파형은 2차측 회로(200)의 Ma1(411), Ma2(412), Ms1(321), Ms2(322)에 인가되는 전류의 파형이다.
이러한 파형들은 시간 t0~t8에 걸쳐 각각의 모드별로 구분될 수 있으며, 이러한 8개의 모드가 계속해서 반복된다. 이하에서는, 각 모드별로 보다 구체적으로 동작과정을 설명한다.
제1모드(t0~t1)
제1모드(t0~t1)에서는, 2차측의 제1 보조 스위치(Ma1)(411)의 게이트 전압이 인가되므로 제1 보조 스위치(Ma2)(412)는 턴온(turn-on)된다. 1차측 회로(100)의 4개의 스위치 중 M1스위치(111), M2스위치(112) 및 2차측 회로(200)의 제2 동기 정류 스위치(Ms2)(322)는 이전 모드에서부터 도통된 상태이다.
이러한 제1모드는 1차측의 M1스위치(111) 및 M2스위치(112)가 도통되어 입력전압 측의 에너지가 출력전압 측으로 전달되는 구간이다. 이러한 구간을 '파워링(powering)' 구간이라 명명할 수 있다.
제1모드에서는 제1 보조 스위치(Ma1)(411)가 도통되어 있어 제1 동기 정류 스위치(Ms1)(321)의 양단 전압은 클램핑 커패시터(420)의 전압에 의해 일정하게 유지되는 기존의 장점을 동일하게 지닌다. 이에 따라 위상천이 풀브릿지 컨버터에서 발생하는 2차측 스위치 양단 전압의 공진에 의한 노이즈를 방지하고 정격 전압의 낮은 소자를 사용할 수 있게 함으로써 고 전력밀도 및 고 효율의 전력회로를 구성할 수 있다.
이때, 주요 소자의 전류 기울기는 다음과 같다.
하기 수학식 1은 누설 인덕터(Lk)에서의 전류 기울기를 나타내고, 수학식 2는 자화 인덕터(Lm)에서의 전류 기울기를 나타내며, 수학식 3은 출력 인덕터(L)에서의 전류 기울기를 나타낸다.
Figure 112013114450744-pat00001
여기서, Vin은 입력전압, n은 트랜스포머(120)의 권선비, Vcl은 클램핑 커패시터(420)에 저장된 전압, Lk는 누설 인덕턴스이다.
Figure 112013114450744-pat00002
여기서, Lm은 자화 인덕턴스이다.
Figure 112013114450744-pat00003
여기서, L은 출력 인덕턴스, Vo는 2차측 출력전압이다.
다음으로, 수학식 4는 제1 보조 스위치(Ma1)(411)에서의 전류 기울기를 나타내며, 상기한 수학식 1 내지 3과 키르히호프의 전류법칙(Kirchhoff's Current Law)을 이용하여 수학식 4를 유도할 수 있다.
Figure 112013114450744-pat00004
제2모드(t1~t2)
제2모드에서는 1차측 M2스위치(112)의 게이트 전압이 0(zero)이 되어 M2스위치(112)가 턴오프(turn-off)된다. 이 경우, 누설 인덕터(Lk)와 자화 인덕터(Lm), 그리고 출력 인덕터(L)(313)의 전류에 의해 1차측 M2스위치(112)의 기생 커패시터의 양단은 입력전압(Vin)까지 충전되며, M4스위치(114)의 기생 커패시터의 양단은 0(zero)V가 될 때까지 방전된다. 다음 모드에서 M4스위치(114)는 M4스위치(114)의 기생 병렬 다이오드를 통해 도통한다. 1차측 M4스위치(114)의 기생 병렬 다이오드가 도통한 후에 게이트 전압이 인가되므로 제2모드에서 M4스위치(114)는 영 전압 스위칭 동작조건을 만족한다. 이로써, 본 발명에서는 기존의 위상천이 풀브릿지 컨버터의 장점인 영 전압 스위칭 동작을 수행할 수 있도록 한다.
제3모드(t2~t3)
제3모드에서는, 1차측 M1스위치(111) 및 M4스위치(114)와 제2 동기 정류 스위치(Ms2)(322), 제1 보조 스위치(Ma1)(411)가 도통된다. 1차측 M1스위치(111) 및 M4스위치(114)가 도통된 상태에서 M1스위치(111) 및 M4스위치(114)에 흐르는 누설 인덕터(Lk)에는 '환류 전류(circulating current)'가 흐르게 된다. 여기서, 이러한 환류 전류는 파워링 구간이 아닌 구간에서 불필요하게 해당 스위치 소자, PCB 패턴, 트랜스포머 등으로 흐르는 전류로서 도통 손실의 원인이 될 수 있다.
이에, 제3모드에서는 제2 동기 정류 스위치(Ms2)(322) 및 1차측 M1스위치(111)가 도통되어 트랜스포머(120)의 권선비가 반영된 클램핑 커패시터(320)의 전압이 누설 인덕터(Lk)로 인가된다. 이와 같이 인가되는 클램핑 커패시터(320)의 전류는 상기한 환류 전류와 반대 방향이다. 이에 따라, 누설 인덕터(Lk)의 전류가 감소되므로 환류 전류가 감소하게 된다.
구체적으로, t3 시점에서 누설 인덕터(Lk)의 전류가 0(zero)이 되므로, 1차측 M1스위치(111), M2스위치(112)를 흐르는 환류 전류는 제거되고, 이에 따라 이러한 환류 전류에 의한 도통 손실은 발생하지 않게 된다. 반면, 기존의 컨버터 회로에서는 환류 전류가 0(zero)까지 감소되지 못하여 환류 전류에 의한 도통 손실이 발생하므로 효율이 저감되는 문제점이 있다. 따라서, 본 발명에 따른 위상천이 풀브릿지 컨버터에서는 이러한 종래기술의 문제점을 해결할 수 있도록 한다.
한편, 상기에서 언급한 본 발명에 따른 컨버터 회로의 특징과 종래의 컨버터 회로의 차이점은, 제1 보조 스위치(Ma1)(411)가 턴오프되는 시점에 기인한다. 즉, 기존에는 제1 보조 스위치(Ma1)(411)가 M2스위치(112)와 동시에 턴오프된다. 이에 반해, 본 발명은 누설 인턱터(Lk)의 전류를 검출하여 제1 보조 스위치(Ma1)(411)의 게이트 전압에 0(zero)이 인가되는 정확한 시점을 결정하는 것을 특징으로 한다. 이때, 각 주요 소자의 전류 기울기는 다음과 같다.
먼저, 하기 수학식 5는 누설 인턱터(Lk)에서의 전류 기울기이고, 수학식 6은 자화 인덕터(Lm)에서의 전류 기울기이며, 수학식 7은 출력 인덕터(L)(313)에서의 전류 기울기를 나타낸다.
Figure 112013114450744-pat00005
Figure 112013114450744-pat00006
Figure 112013114450744-pat00007
다음으로 수학식 8은 제1 보조 스위치(Ma1)(411)에서의 전류 기울기로서, 이는 상기한 수학식 5 내지 7과 키르히호프의 전류법칙(Kirchhoff's Current Law)을 이용하여 유도할 수 있다.
Figure 112013114450744-pat00008
제4모드(t3~t4)
제4모드에서는, 제1 보조 스위치(Ma1)(411)가 턴오프되는 시점으로부터 제1 동기 정류 스위치(Ms1)(321)가 턴온되는 시점까지의 사이에 데드타임(Dead time)을 확보한다. 여기에서, 데드타임(Dead time)을 확보하지 않을 시, 제1 보조 스위치(Ma1)(411)와 제1 동기 정류 스위치(Ms1)(321)이 동시에 도통될 가능성이 있다. 이로 인해 제1 보조 스위치(Ma1)(411)와 제1 동기 정류 스위치(Ms1)(321)를 통해 클램핑 커패시터(320)에 저장된 에너지가 방전되어 과전류가 흐를 수 있다. 이러한 과전류는 회로 고장의 원인이 된다. 따라서 데드타임(Dead time)을 확보할 필요성이 있다.
제5모드(t4~t5)
제5모드에서는 제1 동기 정류 스위치(Ms1)(321)의 게이트 전압이 인가되어 제1 동기 정류 스위치(Ms1)(321)가 턴온된다. 따라서, 1차측의 M1스위치(111), M4스위치(114)와 제1 및 제2 동기 정류 스위치(Ms1,Ms2)(321,322)가 도통된 상태이다. 이와 같이 제1 및 제2 동기 정류 스위치(Ms1,Ms2)(321,322)가 동시에 도통됨에 따라 누설 인덕터(Lk)에 인가되는 전압이 0(zero)이 되어 누설 인덕터(Lk)의 전류의 기울기는 0(zero)이 된다. 따라서, 환류 전류가 0(zero)을 유지한다.
이에, 본 발명은 환류 전류에 의한 도통 손실이 발생하지 않으므로 기존의 컨버터 회로에 비해 전력변환 효율이 우수하다. 이로 인해 전원회로의 고효율 달성이 유리해지는 장점이 있다.
제5모드에서의 각 주요 소자의 전류 기울기는 다음과 같다.
수학식 9는 누설 인덕터(Lk)에서의 전류 기울기이고, 수학식 10은 출력 인덕터(L)에서의 전류 기울기이다.
Figure 112013114450744-pat00009
Figure 112013114450744-pat00010
제6모드(t5~t6)
제6모드에서는, M1스위치(111)dml 게이트 전압이 0이 되어 M1스위치(111)가 턴오프되는 시점부터 M3스위치(113)의 게이트 전압이 인가되기까지의 사이에 데드타임(Dead time)을 확보한다. 여기에서 이러한 데드타임(Dead time)을 확보하지 않을 경우, 1차측의 M1스위치(111)와 M3스위치(113)가 동시에 도통될 가능성이 있다. 이로 인해 M1스위치(111)와 M3스위치(113)을 통해 입력전압(Vin)측으로부터 과전류가 흘러들어 올 수도 있다. 이러한 과전류는 회로 고장의 원인이 될 수 있다.
또한, 제6모드에서는, M1스위치(111)에 흐르는 전류가 0인 상태에서 M1스위치(111)가 턴오프된다. 따라서, 기존의 컨버터 회로와는 달리 본 발명에서는 M1스위치(111)가 영 전류 스위칭을 한다. M1스위치(111)가 영 전류 스위칭을 함에 따라 스위칭 손실을 저감할 수 있어 고효율 달성에 유리한 장점을 지닌다.
제7모드(t6~t7)
제7모드에서는, 1차측 M3스위치(113)의 게이트 전압이 인가되어 M3스위치(113)가 턴온된다. 따라서, 1차측의 M3스위치(113) 및 M4스위치(114)와, 제1 및 제2 동기 정류 스위치(Ms1,Ms2)(321,322)가 도통된다. 이러한 제7모드의 구간에서는 제1 동기 정류 스위치(Ms1)(321)에 흐르는 전류는 증가하고 제2 동기 정류 스위치(Ms2)(322)에 흐르는 전류는 0까지 감소하며, 이를 '커뮤테이션(Commutation) 구간'이라 명명할 수 있다.
또한, 제7모드에서는 출력 인덕터(L)(313)에 흐르는 전류는 제1 및 제2 동기 정류 스위치(Ms1,Ms2)(321,322)에 흐르는 전류의 합과 같다. 출력 인덕터(313)에 흐르는 전류는 급격한 변화를 이룰 수 없으므로 제1 동기 정류 스위치(Ms1)(321)에 흐르는 전류의 증가분만큼 제2 동기 정류 스위치(Ms2)(322)에 흐르는 전류는 감소한다.
이때, 각 주요 소자의 전류 기울기는 다음과 같다. 수학식 11은 누설 인덕터(Lk)에서의 전류 기울기이고, 수학식 12는 자화 인덕터(Lm)에서의 전류 기울기이며, 수학시 13은 출력 인덕터(L)(313)에서의 전류 기울기를 나타낸다.
Figure 112013114450744-pat00011
Figure 112013114450744-pat00012
Figure 112013114450744-pat00013
다음으로, 수학식 14 및 15는 제1 및 제2 보조 스위치(Ms1,Ms2)(321,322)의 전류 기울기를 각각 나타내며, 이는 수학식 11 내지 13과 키르히호프의 전류 법칙(Kirchhoff's Current Law)을 이용하여 유도할 수 있다.
Figure 112013114450744-pat00014
Figure 112013114450744-pat00015
제8모드(t7~t8)
제8모드에서는, 제2 동기 정류 스위치(Ms2)(322)에 흐르는 전류가 0(zero)이 되는 동시에, 누설 인덕터(Lk)와, 제2 동기 정류 스위치(Ms2)(322)와, 제1 보조 스위치(Ma1)(411)의 기생 커패시터 간에 공진이 발생한다. 이러한 공진으로 인해 제2 동기 정류 스위치(Ms2)(322)의 양단 전압이 증가하고, 제1 보조 스위치(Ma1)(411)의 양단 전압은 감소한다. 또한, 제2 동기 정류 스위치(Ms2)(322) 및 제1 보조 스위치(Ma1)(411)에 흐르는 전류가 증가한다.
이때, 본 발명에서는 이러한 제8모드에서 제2 동기 정류 스위치(Ms2)(322)의 양단 전압 또는 제2 동기 정류 스위치(Ms2)(322)의 양단 전압을 유추할 수 있는 2차측의 전압(Vsec)을 입력받아 제2 보조 스위치(Ma2)(412)의 게이트 전압을 인가하는 시점을 결정하는 것을 특징으로 한다.
또한, 제8모드에서는 상기와 같이 공진으로 인해 증가하는 제2 동기 정류 스위치(Ms2)(322)의 양단 전압을 입력받고 제2 동기 정류 스위치(Ms2)(322)의 양단 전압이 기설정된 설정전압(Vx)에 도달하면 제2 보조 스위치(Ma2)(412)의 게이트 전압을 인가한다. 이때, 상기한 설정전압(Vx)에 따라 제2 보조 스위치(Ma2)(412)가 턴온되는 시점과 다음 모드에서 제2 보조 스위치(Ma2)(412)에 흐르는 초기 전류가 결정된다.
또한, 제8모드의 등가회로는 도 4와 같이 나타낼 수 있다. 도 4에는 본 발명에 따른 보조 스위치에 흐르는 초기 전류를 계산하기 위한 등가회로도이다. 도 4에 도시된 등가회로로부터 다음 모드에서 제2 보조 스위치(Ma2)(412)에 흐르는 초기 전류(Ipk)를 하기의 수학식 16을 이용하여 유도할 수 있다.
Figure 112013114450744-pat00016
상기 수학식 16에서 나타나듯이, 설정전압(Vx)가 증가함에 따라 제2 보조 스위치(Ma2)(412)에 흐르는 전류는 초기 전류가 증가한다. 따라서, 설정전압(Vx)를 낮게 설정하여 제2 동기 정류 스위치(Ms2)(322)의 양단 전압이 낮을 때 제1 보조 스위치(Ma1)(411)를 턴온하도록 하면, 기존에 데드타임(Dead time)을 설정하여 제1 보조 스위치(Ma1)(411)가 영 전압 스위칭을 할 때에 비해 낮은 초기 전류를 갖게 된다. 이러한 제1 보조 스위치(Ma1)(411)의 낮은 초기 전압은 제1 보조 스위치(Ma1)(411)의 전류 스트레스를 경감시키고 피크 전류 모드 제어방식의 적용이 용이하게 된다.
도 5a 및 도 5b는 본 발명에 따른 피크 전류 모드 제어의 용이함을 설명하기 위한 본 발명과 기존의 전류 파형의 비교도이다.
도 5a는 본 발명에 따른 제1 및 제2 보조 스위치(Ma1,Ma2)(411,412)가 정확한 시점에 턴온되는 경우에 대한 전류 파형도이고, 도 5b는 종래기술에 따른 제1 및 제2 보조 스위치(Ma1,Ma2)(411,412)가 영 전압 스위칭을 하도록 충분한 데드타임(Dead time)을 설정한 경우에 대한 전류 파형도이다.
도 5a 및 도 5b에서, 가장 위에 도시된 M1,M2,M3,M4(111,112,113,114), Ma1,Ma2(411,412), Ms1,Ms2(321,322)는 도 2에 도시된 각 해당 스위치의 게이트 파형을 나타낸다.
그 아래에 도시된 전류 파형(ILk)는 트랜스포머(120)의 누설 인덕터(Lk)에 인가되는 전류의 파형이고, 그 아래에 도시된 파형은 2차측의 제1 및 제2 보조 스위치(411,412)에 인가되는 전류의 파형이다.
이때, 도 5a와 도 5b의 차이점은 파워링 구간인 제1모드(t0~t1)에서 나타난다. 일반적으로 피크 전류 모드 제어방식은 파워링 구간 동안 증가하는 인덕터의 전류의 크기를 검출하고 그 전류의 크기가 제어기에 의해 결정되는 최대 전류(peak current)에 도달할 때까지 파워링을 지속하는 제어방식이다.
도 5a의 경우에는 to시점에서 파워링을 시작하는 동시에 누설 인덕턴스의 전류 파형(Ik)이 증가하는 형태를 보인다. 이후에 t1시점에서 누설 인덕턴스의 저류 파형은 최대치에 도달한다. 이때, 누설 인덕턴스의 전류 파형의 최대치가 제어기에 의해 결정되는 최대 전류와 같다면 파워링을 중단하도록 스위치의 도통상태가 변한다. 그러므로, t0~t1 구간에서 파워링을 하도록 제어된다. 이에 따라 도 5a와 같이, 파워링 구간에서 누설 인덕턴스의 전류가 증가하는 형태인 경우에는 피그 전류 제어 모드가 적용 가능하다.
반면에, 도 5의 경우에는 to시점에서 파워링을 시작하는 동시에 누설 인덕턴스의 전류 파형(Ik)이 감소하는 형태를 보인다. 따라서, t0시점에서 누설 인덕턴스의 전류 파형은 최대치에 도달한다. 이로 인해, t0시점에서 파워링이 시작되자마자 중단되므로 정상적인 파워링이 불가능하다. 그러므로, 도 5b와 같이 파워링 구간에서 누설 인덕턴스의 전류가 감소하는 형태인 경우에는 피크 전류 제어 모드가 적용될 수 없다. 따라서 본 발명에 따른 위상천이 풀브릿지 컨버터에서 피크 전류 제어 모드가 아닌 전압 모드 제어를 적용할 경우 1차측에서 전류 불균형이 발생할 수 있다. 이에 본 발명은 피크 전류 모드 제어의 적용이 용이하므로 전류 불균형 문제가 발생하지 않고, 이에 기존의 회로보다 효율성이 뛰어나다.
이상에서 설명한 바와 같이, 본 발명은 보조 스위치의 게이트 신호를 정확한 시점에 인가함으로써 피크 전류 모드 제어방식의 적용이 가능하고, 특히 보조 스위치의 게이트 전압을 정확한 시점에 0이 되게 함으로써 환류 전류가 제거되고, 이로써 도통손실을 저감시킬 수 있다.
상술한 본 발명은 바람직한 실시 예들을 통하여 상세하게 설명되었지만, 본 발명은 이러한 실시 예들의 내용에 한정되는 것이 아님을 밝혀둔다. 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면, 비록 실시 예에 제시되지 않았지만 첨부된 청구항의 기재 범위 내에서 다양한 본 발명에 대한 모조나 개량이 가능하며, 이들 모두 본 발명의 기술적 범위에 속함은 너무나 자명하다 할 것이다. 따라서, 본 발명의 진정한 기술적 보호 범위는 첨부된 특허청구범위의 기술적 사상에 의해 정해져야 할 것이다.
100 : 1차측 회로 110 : DA/AC 변환부
120 : 트랜스포머 200 : 2차측 회로
300 : 동기 정류부 321,322 : 제1 및 2 동기 정류 스위치
400 : 능동 클램핑부 411, 412 : 제1 및 제2 보조 스위치
500 : DC/AC 변환부 스위치 게이팅 신호부
600 : 동기 정류부 스위치 게이팅 신호부
700 : 클램핑부 보조 스위치 게이팅 신호부

Claims (7)

  1. 트랜스포머(120)의 1차측에 풀브릿지 형태로 구성된 스위치(M1,M2,M3,M4)를 이용하여 입력전원(Vin)을 스위칭시키는 1차측 회로(100);
    상기 트랜스포머(120)의 2차측에 상기 1차측 회로(100)의 출력전류를 정류하는 동기정류부(300) 및 상기 동기정류부(300)에 포함된 보조 스위치의 전압을 클램핑(clamping)하는 능동 클램핑부(400)로 구성된 2차측 회로(200); 및
    상기 1차측 회로(100) 또는 2차측 회로(200)로부터 입력받은 전류 또는 전압에 따라서 상기 능동 클램핑부(400)에 포함된 보조 스위치로 턴온(turn-on)/턴오프(turn-off)를 위한 게이팅신호를 인가하는 클램핑부 보조 스위치 게이팅 신호부(700); 를 포함하고,
    상기 능동 클램핑부(400)는,
    제1 및 제2 보조 스위치(Ma1,Ma2)(411,412)를 포함하며, 상기 제1 및 제2 보조 스위치(411,412)는 상기 트랜스포머(120)의 1차측 누설 인덕터(Lk)에 흐르는 전류를 입력받고 상기 입력된 전류에 따라 턴오프되는 환류 전류의 제거기능을 갖는 위상천이 풀브릿지 컨버터.
  2. 삭제
  3. 트랜스포머(120)의 1차측에 풀브릿지 형태로 구성된 스위치(M1,M2,M3,M4)를 이용하여 입력전원(Vin)을 스위칭시키는 1차측 회로(100);
    상기 트랜스포머(120)의 2차측에 상기 1차측 회로(100)의 출력전류를 정류하는 동기정류부(300) 및 상기 동기정류부(300)에 포함된 보조 스위치의 전압을 클램핑(clamping)하는 능동 클램핑부(400)로 구성된 2차측 회로(200); 및
    상기 1차측 회로(100) 또는 2차측 회로(200)로부터 입력받은 전류 또는 전압에 따라서 상기 능동 클램핑부(400)에 포함된 보조 스위치로 턴온(turn-on)/턴오프(turn-off)를 위한 게이팅신호를 인가하는 클램핑부 보조 스위치 게이팅 신호부(700); 를 포함하고,
    상기 능동 클램핑부(400)는,
    제1 및 제2 보조 스위치(Ma1,Ma2)(411,412)를 포함하며, 상기 제1 및 제2 보조 스위치(411,412)는 상기 동기정류부(300)에 포함된 제1 및 제2 동기 정류 스위치(Ms1,Ms2)(321,322)의 양단 전압을 입력받고 상기 입력된 양단 전압에 따라 턴온되는 환류 전류의 제거기능을 갖는 위상천이 풀브릿지 컨버터.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 능동 클램핑부(400)는 클램핑 커패시터(420)를 더 포함하고 상기 제1 및 제2 보조 스위치(Ma1,Ma2)(411,412)와 클램핑 커패시터(420)는 상기 제1 및 제2 동기 정류 스위치(Ms1,Ms2)(321,322)의 전압을 일정크기로 클램핑(clamping)하는 환류 전류의 제거기능을 갖는 위상천이 풀브릿지 컨버터.
  5. 제3항에 있어서,
    상기 1차측 회로(100)의 제1 및 제4 스위치(M1,M4)(111,114)가 도통되어 상기 트랜스포머(120)의 누설 인덕터(Lk)에 환류 전류가 흐르는 경우, 상기 제2 동기 정류 스위치(Ms2)(322) 및 상기 제1 보조 스위치(Ma1)(411)가 도통되어 상기 트랜스포머(120)의 권선비가 반영된 클램핑 커패시터(320)의 전압이 상기 누설 인덕터(Lk)로 인가되어 상기 누설 인덕터(Lk)의 환류 전류를 제거하는 환류 전류의 제거기능을 갖는 위상천이 풀브릿지 컨버터.
  6. 제5항에 있어서, 상기 클램핑부 보조 스위치 게이팅 신호부(700)는,
    상기 누설 인덕터(Lk)에 흐르는 환류 전류를 검출하고 상기 제1 보조 스위치(Ma1)(411)의 게이트 전압에 0이 인가되는 시점에 상기 제1 동기 정류 스위치(Ms1)(321) 및 상기 제2 동기 정류 스위치(Ms2)(322)가 도통되는 환류 전류의 제거기능을 갖는 위상천이 풀브릿지 컨버터.
  7. 제3항에 있어서,
    상기 제1 보조 스위치(Ma1)(411)가 턴오프되는 시점부터 상기 제1 동기 정류 스위치(Ms1)(321)가 턴온되는 시점 사이 또는 상기 1차측의 제1스위치(M1)(111)가 턴오프되는 시점부터 제3스위치(M3)(113)가 턴온되는 시점 사이에 각각 데드타임(Dead time)을 유지하는 환류 전류의 제거기능을 갖는 위상천이 풀브릿지 컨버터.
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