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KR101840315B1 - 직렬 공진 dc／dc 컨버터를 제어하기 위한 방법 - Google Patents

직렬 공진 dc／dc 컨버터를 제어하기 위한 방법 Download PDF

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KR101840315B1
KR101840315B1 KR1020137013570A KR20137013570A KR101840315B1 KR 101840315 B1 KR101840315 B1 KR 101840315B1 KR 1020137013570 A KR1020137013570 A KR 1020137013570A KR 20137013570 A KR20137013570 A KR 20137013570A KR 101840315 B1 KR101840315 B1 KR 101840315B1
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엘텍 에이에스
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Abstract

본 발명은 직렬 공진 DC/DC 컨버터를 제어하기 위한 방법에 관한 것이다. 상기 방법은 제 1 절반 기간(TA) 및 제 2 절반 기간(TB)을 갖는 스위칭 기간(TP)을 정의하고, 스위칭 기간(TP) 후에 후속 스위칭 기간(TP+1)을 정의하는 단계들을 포함한다. 다음 단계에서, 제 1 스위칭 회로(SC1)의 제 1 세트(S1sc1; S1sc1, S4sc1)의 스위치들은 제 1 절반 기간(TA)의 시작(Tstart) 마이너스 시간 간격(ΔTAE1)으로부터 ON이 되도록 제어되고, 여기서 시간 간격(ΔTAE1)이 제 1 절반 기간(TA)의 종료에서 제공되고, 제 1 스위칭 회로(SC1)의 제 2 세트(S2sc1; S2sc1, S3sc1)의 스위치들은 제 2 절반 기간(TB)의 시작(Tcenter) 마이너스 시간 간격(ΔTBE1)으로부터 ON이 되도록 제어되고, 여기서 시간 간격(ΔTBE1)이 제 2 절반 기간(TB)의 종료에서 제공된다. 제 2 스위칭 회로(SC2)의 제 1 세트(S1sc2; S1sc2, S4sc2)의 스위치들은 제 1 절반 기간(TA) 마이너스 시간 간격(ΔTAS1) 및 마이너스 시간 간격(ΔTAE2)에서 ON이 되도록 제어되고, 여기서 시간 간격(ΔTAS1)이 제 1 절반 기간(TA)의 시작에서 제공되고, 여기서 시간 간격(ΔTAE2)이 제 1 절반 기간(TA)의 종료에서 제공되고, 제 2 스위칭 회로(SC2)의 제 2 세트(S2sc2; S2sc2, S3sc2)의 스위치들은 제 2 절반 기간(TB) 마이너스 시간 간격(ΔTBS1) 및 마이너스 시간 간격(ΔTBE2)에서 ON이 되도록 제어되고, 여기서 시간 간격(ΔTBS1)이 제 2 절반 기간(TB)의 시작에서 제공하고, 여기서 시간 간격(ΔTBE2)이 제 2 절반 기간(TB)의 종료에서 제공된다. 제 1 및 제 2 스위칭 회로들의 세트들 모두가 off인 시간 간격들(Tsc1off1 및 Tsc2off1), 및 시간 간격들(Tsc1off2 및 Tsc2off2)은 적어도 부분적으로 중첩한다.

Description

직렬 공진 DC／DC 컨버터를 제어하기 위한 방법{METHOD FOR CONTROLLING A SERIES RESONANT DC／DC CONVERTER}
본 발명은 직렬 공진 DC/DC 컨버터를 제어하기 위한 방법 및 상기 방법에 따라 제어되는 직렬 공진 DC/DC 컨버터에 관한 것이다.
통상적인 UPS(uninterruptable power supply) 시스템이 도 1에 도시된다. UPS 시스템은 AC 또는 DC 전원으로부터의 전력을 변환하기 위한 입력 컨버터를 포함한다. 통상적인 UPS는 상용 AC 메인 또는 재생 가능한 에너지 AC 또는 DC 소스를 DC 전압으로 변환하는 입력 전력 스테이지를 갖는다. 이어서, DC 전압은 컨버터에 의해, 제어되는 AC 또는 DC 전압으로 변환되고, 따라서 무정전 전력 공급 장치를 필요로 하는 컴퓨터들, 냉장고들 등과 같은 전기 부하들에 대한 전력 공급 장치를 형성한다. 통상적으로, 입력 컨버터 및 출력 컨버터 사이에 정전압 DC 버스가 제공된다. DC 버스는 이상적으로 DC 배터리에 접속되는 것이 적합하다. 배터리 전압이 DC-버스 상의 DC 전압과 상이한 경우에, 양방향 DC/DC 컨버터가 요구된다.
통상적인 AC-UPS는 DC/DC 컨버터를 통해 DC 전력을 DC 버스에 공급하기 위해 배터리를 사용함으로써 AC 메인에서 전력 실패를 처리할 수 있어서, AC 부하에 공급되는 전력이 중단되지 않는다. AC 메인이 다시 동작 가능할 때, AC 메인으로부터의 전력은 배터리를 재충전하고 에너지를 부하에 공급하는데 사용될 수 있다.
많은 UPS 시스템들에서, 하나의 DC/DC 컨버터는 배터리로부터 DC 버스로 전력을 공급하기 위해 사용되고, 별개의 컨버터는 배터리를 충전하는데 사용된다. 배터리 충전 컨버터는 AC 메인으로부터 전력이 공급되는 AC/DC 컨버터, 또는 DC 버스로부터 전력이 공급되는 별개의 DC/DC 컨버터 중 어느 하나일 수 있다.
일부 애플리케이션들에서, 입력은 또한 DC 소스, 예를 들면, 태양 전지들과 같은 재생 가능한 전기 에너지 소스일 수 있다.
Krismer, Round, Kolar에 의해 2006년, 전력 전자 전문가 회의에 공개된 "Performance optimization of a High Current Dual Active Bridge with Wide operating Voltage Range", Kim, Han, Park, Moon에 의해 2006년 7월, 전력 전자 저널, Vol. 6, No.3에 공개된 "A new HE ZVZCS Bidirectional DC/DC converter for HEV 42V Power Systems", Ray에 의해 1992년, 전력 전자 전문가 회의에 공개된 "Bidirectional DC/DC Power Conversion using Quasi-Resonant Topology", Jalbrzykowski, Citko에 의해 2009년, Bulletin of the Polish Academy of Technical Sciences Vol. 57, No. 4에 공개된 "A Bidirectional DC_DC converter for renewable energy systems"에서와 같이, 개선된 효율을 위한 일방향 및 양방향 DC/DC 컨버터들에 대한 많은 제안된 회로들이 존재한다. 이들 모두는 고정 주파수에서 동작되고, 위상-시프팅 게이트 펄스들 또는 듀티 사이클 변조 중 어느 하나에 의해 제어된다. 이들 회로들 모두는, 단지 제한된 부하 범위 등에 대한 메인 스위치들의 제로 전압 스위칭(ZVS)과 같이, 고효율 동작에 대해 제한된 동작 범위들의 단점을 갖는다.
본 발명의 목적은 개선된 효율로 직렬 공진 DC/DC 컨버터를 제어하기 위한 방법을 제공하는 것이다. 본 발명의 목적은 또한 양방향 DC/DC 컨버터가 달성되도록 직렬 공진 DC/DC 컨버터를 제어하기 위한 방법을 제공하는 것이다. 따라서, 직렬 공진 DC/DC 컨버터는, 전력 실패들 동안에 배터리로부터 DC 버스로 전력을 공급하고, 전력 실패 후에 배터리를 재충전하기 위해 DC 버스로부터 전력을 공급하는데 모두 사용될 수 있다. 이것은 컴포넌트들의 수를 감소시키고, 따라서 비용들/공간이 절약될 수 있다.
본 발명은 직렬 공진 DC/DC 컨버터를 제어하기 위한 방법에 관한 것이며, 상기 방법은:
- 직렬 공진 DC/DC 컨버터에 대해 시간(Tstart)에서 시간(Tend)까지의 스위칭 기간(TP)을 정의하고 ― 스위칭 기간(TP)은 시간(Tstart)에서 시간(Tcenter)까지의 제 1 절반 기간(TA) 및 시간(Tcenter)에서 시간(Tend)까지의 제 2 절반 기간(TB)을 포함함 ― , 스위칭 기간(TP) 후에 후속 스위칭 기간(TP+1)을 정의하는 단계;
- 제 1 절반 기간(TA)의 시작(Tstart) 마이너스 시간 간격(ΔTAE1)으로부터 ON이 되도록 제 1 스위칭 회로의 제 1 세트의 스위치들을 제어하는 단계 ― 시간 간격(ΔTAE1)이 제 1 절반 기간(TA)의 종료에서 제공됨 ― ;
- 제 2 절반 기간(TB)의 시작(Tcenter) 마이너스 시간 간격(ΔTBE1)으로부터 ON이 되도록 제 1 스위칭 회로의 제 2 세트의 스위치들을 제어하는 단계 ― 시간 간격(ΔTBE1)이 제 2 절반 기간(TB)의 종료에서 제공됨 ― ;
- 시간 간격(ΔTAE1) 및 시간 간격(ΔTBE1)에서 OFF가 되도록 제 1 스위칭 회로의 제 1 세트 및 제 2 세트의 스위치들을 제어하는 단계;
- 제 1 절반 기간(TA) 마이너스 시간 간격(ΔTAS1) 및 마이너스 시간 간격(ΔTAE2)에서 ON이 되도록 제 2 스위칭 회로의 제 1 세트의 스위치들을 제어하는 단계 ― 시간 간격(ΔTAS1)이 제 1 절반 기간(TA)의 시작에서 제공되고, 시간 간격(ΔTAE2)이 제 1 절반 기간(TA)의 종료에서 제공됨 ― ;
- 제 2 절반 기간(TB) 마이너스 시간 간격(ΔTBS1) 및 마이너스 시간 간격(ΔTBE2)에서 ON이 되도록 제 2 스위칭 회로의 제 2 세트의 스위치들을 제어하는 단계 ― 시간 간격(ΔTBS1)이 제 2 절반 기간(TB)의 시작에서 제공되고, 시간 간격(ΔTBE2)이 제 2 절반 기간(TB)의 종료에서 제공됨 ― ;
- 시간 간격들(ΔTAS1, ΔTAE2, ΔTBS1 및 ΔTBE2)에서 OFF가 되도록 제 2 스위칭 회로의 제 1 세트 및 제 2 세트의 스위치들을 제어하는 단계를 포함하고,
시간 간격(ΔTAE1)은 제 1 스위칭 회로의 제 1 및 제 2 세트들의 스위치들이 OFF인 제 1 시간 간격(Tsc1off1)을 형성하고, 시간 간격(ΔTBE)은 제 1 스위칭 회로의 제 1 및 제 2 세트들의 스위치들이 OFF인 제 2 시간 간격(Tsc1off2)을 형성하고,
시간 간격들(ΔTAE2 및 ΔTBS1)은, 제 2 스위칭 회로의 제 1 및 제 2 세트의 스위치들이 OFF인 연속적인 시간 간격(Tsc2off1)을 형성하고, 후속 스위칭 기간(TP+1)의 시간 간격(ΔTBE2) 및 시간 간격(ΔTAS1(TP+1))은, 제 2 스위칭 회로의 제 1 및 제 2 세트들의 스위치들이 OFF인 연속적인 시간 간격(Tsc2off2)을 형성하고,
시간 간격(Tsc1off1) 및 시간 간격(Tsc2off1)은 중첩하고,
시간 간격(Tsc1off2) 및 시간 간격(Tsc2off2)은 중첩한다.
일 양상에서, 상기 방법은 시간 간격(Tsc2off1)의 중앙에 가깝거나 동일하도록 시간 간격(Tsc1off1)의 중앙을 제어하고, 시간 간격(Tsc2off2)의 중앙에 가깝거나 동일하도록 시간 간격(Tsc1off2)의 중앙을 제어하는 단계를 포함한다.
일 양상에서, 상기 방법은 스위칭 기간(TP)의 길이를 변경함으로써 직렬 공진 DC/DC 컨버터의 제 1 DC 단자들 사이의 전압 및 직렬 공진 DC/DC 컨버터의 제 2 단자들 사이의 전압 간의 관계를 제어하는 단계를 포함한다.
일 양상에서, 상기 방법은 스위칭 기간(TP)을 변경함으로써 직렬 공진 DC/DC 컨버터를 통한 전력 흐름의 방향을 제어하는 단계를 포함한다.
일 양상에서, 상기 방법은 직렬 공진 주파수에 가까운 고정 스위칭 주파수를 갖도록 제 1 및 제 2 스위칭 회로를 제어함으로써, 스위치 턴 온 시에 제로 전압 스위칭을 제공하고 스위치 턴 오프 시에 거의 제로 전류 스위칭을 제공하도록 제 1 및 제 2 스위칭 회로의 스위치들을 제어하는 단계를 포함한다.
일 양상에서, 제 1 및 제 2 스위칭 회로의 스위치들은, 특정 동작 범위 내에 있는 제 1 DC 단자들에 걸친 모든 전압들에 대한 직렬 공진 주파수에서 또는 직렬 공진 주파수 근처에서의 동작점에서 스위칭함으로써 제어된다.
일 양상에서, 제 1 및 제 2 스위칭 회로의 스위치들은, 제 2 DC 단자들에서 모든 부하 조건들에 대해 직렬 공진 주파수에서 또는 직렬 공진 주파수 근처에서의 동작 포인트에서 스위칭함으로써 제어된다.
본 발명은 또한 직렬 공진 DC/DC 컨버터에 관한 것이며, 직렬 공진 DC/DC 컨버터는:
- 제 1 DC 단자들;
- 제 2 DC 단자들;
- 인덕터 디바이스;
- 제 1 DC 단자들 및 인덕터 디바이스 사이에 접속된 제 1 스위칭 회로 ― 제 1 스위칭 회로는 제 1 세트의 스위치들 및 제 2 세트의 스위치들을 포함함 ― ;
- 제 2 DC 단자들 및 인덕터 디바이스 사이에 접속된 제 2 스위칭 회로 및 공진 회로 ― 제 2 스위칭 회로는 제 1 세트의 스위치들 및 제 2 세트의 스위치들을 포함함 ― ;
- 상기 방법들 중 하나에 따라 제 1 및 제 2 스위칭 회로들의 스위치들의 세트를 제어하기 위한 제어 회로를 포함한다.
본 발명의 실시예들은 첨부된 도면들을 참조하여 다음에 상세히 설명될 것이다.
도 1은 양방향 DC/DC 컨버터들에 대한 통상적인 애플리케이션을 예시한 도면.
도 2는 DC/DC 컨버터의 제 1 실시예를 예시한 도면.
도 3은 DC/DC 컨버터의 제 2 실시예를 예시한 도면.
도 4는 DC/DC 컨버터의 제 3 실시예를 예시한 도면.
도 5는 DC/DC 컨버터의 제 4 실시예를 예시한 도면.
도 6은 DC/DC 컨버터의 제 5 실시예를 예시한 도면.
도 7은 DC/DC 컨버터의 제 5 실시예 ― 이러한 실시예는 변압기 디바이스를 갖지 않음 ― 를 예시한 도면.
도 8은 완전한 부하에서 제 2 실시예의 전압들 및 전류들의 파형들을 도시한 도면.
도 9는 도 9의 세부 사항들을 도시한 도면.
도 10은 무부하에서 제 2 실시예의 전압들 및 전류들의 파형들을 도시한 도면.
도 11은 도 10의 세부 사항들을 도시한 도면.
도 12는 상이한 스위칭 주파수들 및 상이한 부하들에 대한 출력 전압 Vout의 변동을 도시한 도면.
도 13은 도 3의 실시예에 대한 출력 전력의 함수로서 효율 곡선을 도시한 도면.
직렬 공진 DC/DC 컨버터의 실시예들을 예시하는 도 2 내지 도 7이 이제 참조된다. 용어 "직렬 공진 DC/DC 컨버터 시리즈"가 상이한 형태들의 직렬 공진 LC DC/DC 컨버터들 및 상이한 형태들의 직렬 공진 LLC DC/DC 컨버터들을 의미한다는 것이 유의되어야 한다. 직렬 공진 DC/DC 컨버터는 또한 양방향 DC/DC 컨버터일 수 있다.
DC/DC 컨버터는 제 1 DC 단자들(T1P, T1N) 및 제 2 DC 단자들(T2P, T2N)을 포함한다. 제 1 DC 단자들은 제 1 포지티브 DC 단자(T1P) 및 제 1 네가티브 DC 단자(T1N)를 포함한다. 제 2 DC 단자들은 제 2 포지티브 DC 단자(T2P) 및 제 2 네가티브 DC 단자(T2N)를 포함한다.
DC/DC 컨버터는 단일 인덕터 디바이스(ID)(도 7의 실시예에서와 같이)의 형태 또는 변압기 디바이스(TD)(도 2 내지 도 6의 실시예에서와 같이)의 형태 중 어느 하나의 인덕터 디바이스를 더 포함한다.
단일 인덕터 디바이스(ID)는 단일 인덕터(Lm)를 포함할 수 있거나, 몇몇의 인덕터들을 포함할 수 있지만, 갈바닉 절연(galvanic isolation)을 제공하지 않는다.
변압기 디바이스(TD)는 제 1 권선 및 제 2 권선을 포함할 수 있다. 변압기 디바이스는 제 1 DC 단자들 및 제 2 DC 단자들 사이에 갈바닉 절연을 제공한다. 변압기는 또한 공진 커패시터(들)와 함께 병렬 공진 회로를 형성하는 자화 인덕턴스를 포함한다.
변압기 디바이스의 변압기 비율은 본 실시예들에서 1:1이지만, 다른 변압기 비율들이 또한 가능하고, 입력 출력 전압 및 전류 비율들에 대한 요건들을 충족시키도록 설계될 수 있다.
제 1 스위칭 회로(SC1)(점선 박스로 예시됨)는 제 1 DC 단자들(T1P, T1N) 및 인덕터 디바이스(단일 인덕터 디바이스(ID) 또는 변압기 디바이스(TD) 중 어느 하나) 사이에 접속된다. 제 1 스위칭 회로(SC1)는 제 1 세트의 스위치들 및 제 2 세트의 스위치들을 포함한다. 제 1 세트 및 제 2 세트의 스위치들은 각각 1 개, 2 개 또는 몇몇의 스위치들을 포함할 수 있다.
제 1 스위칭 회로(SC1)는 3 개의 상이한 스위칭 상태들로 제어되도록 배열된다. 제 1 상태는 제 1 세트의 스위치들에게 ON이 되도록 지시함으로써 전류가 인덕터 디바이스를 통해 제 1 포지티브 DC 단자(T1P)로부터 네가티브 DC 단자(T1N)로 흐르도록 허용한다. 제 2 상태는 제 2 세트의 스위치들에게 ON이 되도록 지시함으로써 전류가 인덕터 디바이스를 통해 제 1 네가티브 DC 단자(T1N)로부터 제 1 포지티브 DC 단자(T1P)로 흐르도록 허용한다. 제 3 스위칭 상태는 양자의 세트들의 스위치들에게 OFF가 되도록 지시하는 것을 특징으로 한다.
제 2 스위칭 회로(SC2)(점선 박스로 예시됨) 및 공진 회로(RC)(점선 박스로 예시됨)는 제 2 DC 단자들(T2P, T2N) 및 인덕터 디바이스(단일 인덕터 디바이스(ID) 또는 변압기 디바이스(TD) 중 어느 하나) 사이에 접속된다. 제 2 스위칭 회로(SC2)는 제 1 세트의 스위치들 및 제 2 세트의 스위치들을 포함한다. 제 1 세트 및 제 2 세트의 스위치들은 각각 1 개, 2 개 또는 몇몇의 스위치들을 포함할 수 있다. 제 2 스위칭 회로(SC2) 및 공진 회로(RC)가 제 2 DC-단자들(T2P 및 T2N) 사이에 인덕터 디바이스(단일 인덕터 디바이스(ID) 또는 변압기 디바이스(TD))와 직렬로 접속되는 것을 알 수 있다. 공진 회로(RC) 및 인덕터 디바이스의 직렬 결합은 제 2 스위칭 회로(SC2)에 접속된다. 제 2 스위칭 회로(SC2)는 3 개의 상이한 스위칭 상태들로 제어되도록 배열된다. 제 1 상태는 제 1 세트의 스위치들에게 ON이 되도록 지시함으로써 공진 전류가 공진 회로(RC) 및 인덕터 디바이스의 직렬 결합을 통해 제 2 포지티브 DC 단자(T2P)로부터 제 2 네가티브 DC 단자(T2N)로 흐르도록 허용한다. 제 2 상태는 제 2 세트의 스위치들에게 ON이 되도록 지시함으로써 공진 전류가 RC 및 인덕터 디바이스의 직렬 결합을 통해 제 2 네가티브 DC 단자(T2N)로부터 제 2 포지티브 DC 단자(T2P)로 흐르도록 허용한다. 제 3 스위칭 상태는 양자의 세트들의 스위치들에게 OFF가 되도록 지시하는 것을 특징으로 한다.
제 1 스위칭 회로(SC1)는 풀(full) 브리지 회로 또는 하프(half) 브리지 회로와 같은 푸시 풀(push pull) 회로 또는 브리지 회로일 수 있다.
제 2 스위칭 회로(SC2)는 또한 풀 브리지 회로 또는 하프 브리지 회로와 같은 브리지 회로일 수 있다.
공진 회로(RC)는 종종 공진 탱크로서 지칭되고, 인덕터 디바이스, 즉, 단일 인덕터 디바이스(ID) 또는 변압기 디바이스(T)의 제 2 권선 중 어느 하나와 함께 적절한 구성으로 적어도 하나의 커패시터 또는 적어도 하나의 인덕터를 포함하고, 여기서 단일 인덕터 디바이스(ID) 또는 변압기 디바이스(T)의 제 2 권선의 인덕턴스와 함께 적어도 하나의 커패시터 및/또는 적어도 하나의 인덕터의 인덕턴스는, DC/DC 컨버터가 SC1 및 SC2의 모든 활성 스위치들 상에서 제로 전압 턴 온 스위칭을 나타내도록 하는 공진 주파수를 정의한다.
공진 회로(RC)는 또한 LC 네트워크에서 몇몇의 커패시터들 및 인덕터들을 포함하는 다중-엘리먼트 공진 회로일 수 있다. 따라서, 컨버터는 직렬 공진 LLC DC/DC 컨버터로서 간주될 수 있다.
또한, DC/DC 컨버터는, 전력 흐름의 원하는 방향을 결정하고 제 1 및 제 2 DC-단자들에서 전류의 방향을 제어하고 따라서 제 1 DC-단자들에 접속된 부하 또는 제 2 DC-단자들에 접속된 부하 중 어느 하나에 대한 컨버터 공급 에너지를 제조할 수 있는 제어 회로를 포함한다.
다음에서, 몇몇의 실시예들이 설명될 것이다. 모든 이러한 실시예들에서, 스위치들은 MOSFET 스위치들이다. 대안적으로, 스위치들은 진성 다이오드들을 갖는 스위치들 또는 역병렬 다이오드들을 갖는 IGBT들과 같은 역병렬 다이오드들과 병렬로 접속된 스위치들일 수 있다.
제 1 실시예
이제 도 2가 참조된다. 여기서 제 1 스위칭 회로(SC1)는 제 1 스위치(S1sc1) 및 제 2 스위치(S2sc1)를 포함하는 하프 브리지 회로이다. 여기서 제 1 스위칭 회로(SC1)의 제 1 세트의 스위치들은 제 1 스위치(S1sc1)를 포함하고, 제 1 스위칭 회로(SC1)의 제 2 세트의 스위치들은 제 2 스위치(S2sc1)를 포함한다.
제 1 스위치(S1sc1)는 제 1 네가티브 DC 단자(T1N) 및 제 1 권선의 제 1 단자 사이에 접속된다. 스위치의 소스는 제 1 네가티브 DC 단자(T1N)에 접속된다.
제 2 스위치(S2sc1)는 제 1 네가티브 DC 단자(T1N) 및 제 1 권선의 제 2 단자 사이에 접속된다. 스위치의 소스는 제 1 네가티브 DC 단자(T1N)에 접속된다.
변압기 디바이스(T)의 제 1 권선은 제 1 포지티브 DC 단자(T1P)에 접속된 제 3 단자를 포함한다. 제 2 권선의 제 3 단자는 제 2 권선의 제 1 단자 및 제 2 단자 사이에 제공된다. 따라서, 제 1 및 제 3 단자들 사이의 턴들(turns)의 수 및 제 2 및 제 3 단자들 사이의 턴들의 수는 제 2 권선에 대한 턴들의 총수와 동일하다. 본 실시예에서, 제 1 및 제 3 단자들 사이의 턴들의 수 및 제 2 및 제 3 단자들 사이의 턴들의 수는 서로 동일하다.
제 1 커패시터(C1)는 제 1 포지티브 DC 단자(T1P) 및 제 1 네가티브 DC 단자(T1N) 사이에 접속된다.
제 2 스위칭 회로(SC2)는 제 1 스위치(S1sc2) 및 제 2 스위치(S2sc2)를 포함하는 하프 브리지 회로이다. 제 2 스위칭 회로(SC2)의 제 1 세트의 스위치들은 여기서 제 1 스위치(S1sc2)를 포함하고, 제 2 스위칭 회로(SC2)의 제 2 세트의 스위치들은 제 2 스위치(S2sc2)를 포함한다.
제 1 스위치(S1sc2)는 제 1 노드(10) 및 제 2 포지티브 DC 단자(T2P) 사이에 접속된다. 제 2 스위치(S2sc2)는 제 2 네가티브 DC 단자(T2N) 및 제 2 노드(10) 사이에 접속된다. 제 1 스위치(S1sc2)의 소스는 제 2 네가티브 DC 단자(T2N)에 접속되고, 제 2 스위치(S2sc2)의 소스는 제 1 노드(10)에 접속된다. 제 1 노드(10)는 또한 변압기 디바이스(T)의 제 2 권선의 제 1 단자에 접속된다.
공진 회로(RC)는 공진 인덕터(Lrc), 제 1 공진 커패시터(C1rc) 및 제 2 공진 커패시터(C2rc)를 포함한다. 공진 인덕터(Lrc)는 변압기(T)의 제 2 권선의 제 2 단자 및 제 2 노드(12) 사이에 접속된다. 제 1 공진 커패시터(C1rc)는 제 2 노드(12) 및 제 2 포지티브 DC 단자(T2P) 사이에 접속된다. 제 2 공진 커패시터(C2rc)는 제 2 노드(12) 및 제 2 네가티브 DC 단자(T2N) 사이에 접속된다.
제 2 실시예
이제 도 3이 참조된다.
제 1 스위칭 회로(SC1)는 제 1 스위치(S1sc1), 제 2 스위치(S2sc1), 제 3 스위치(S3sc1) 및 제 4 스위치(S4sc1)를 포함하는 풀 브리지 회로이다.
제 1 스위칭 회로(SC1)의 제 1 세트의 스위치들은 여기서 제 1 스위치(S1sc1) 및 제 4 스위치(S4sc1)를 포함한다. 제 1 스위칭 회로(SC1)의 제 2 세트의 스위치들은 제 2 스위치(S2sc1) 및 제 3 스위치(S3sc1)를 포함한다.
제 1 스위치(S1sc1)는 제 1 포지티브 DC 단자(T1P) 및 제 1 노드(20) 사이에 접속된다. 스위치의 소스는 제 1 노드(20)에 접속된다.
제 2 스위치(S2sc1)는 제 1 네가티브 DC 단자(T1N) 및 제 1 노드(20) 사이에 접속된다. 스위치의 소스는 제 1 네가티브 DC 단자(T1N))에 접속된다.
제 3 스위치(S3sc1)는 제 1 포지티브 DC 단자(T1P) 및 제 2 노드(22) 사이에 접속된다. 스위치의 소스는 제 2 노드(22)에 접속된다.
제 4 스위치(S4sc1)는 제 1 네가티브 DC 단자(T1N) 및 제 2 노드(22) 사이에 접속된다. 스위치의 소스는 제 1 네가티브 DC 단자(T1N)에 접속된다.
제 1 노드(20)는 변압기 디바이스(T)의 제 1 권선의 제 1 단자에 접속된다. 제 2 노드(22)는 변압기 디바이스(T)의 제 1 권선의 제 2 단자에 접속된다.
제 1 커패시터(C1)는 제 1 포지티브 DC 단자(T1P) 및 제 1 네가티브 DC 단자(T1N) 사이에 접속된다.
제 2 스위칭 회로(SC2)는 여기서 제 1 스위치(S1sc2) 및 제 2 스위치(S2sc2)를 포함하는 하프 브리지 회로이다.
여기서 제 2 스위칭 회로(SC2)의 제 1 세트의 스위치들은 제 1 스위치(S1sc2)를 포함하고, 제 2 스위칭 회로(SC2)의 제 2 세트의 스위치들은 제 2 스위치(S2sc2)를 포함한다. 제 1 스위치(S1sc2)는 제 1 노드(10) 및 제 2 포지티브 DC 단자(T2P) 사이에 접속된다. 제 2 스위치(S2sc2)는 제 2 네가티브 DC 단자(T2N) 및 제 2 노드(10) 사이에 접속된다. 제 1 스위치(S1sc2)의 소스는 노드(10)에 접속되고, 제 2 스위치(S2sc2)의 소스는 제 2 네가티브 DC 단자(T2N)에 접속된다. 제 1 노드(10)는 또한 변압기 디바이스(T)의 제 2 권선의 제 1 단자에 접속된다.
공진 회로(RC)는 공진 인덕터(Lrc), 제 1 공진 커패시터(C1rc) 및 제 2 공진 커패시터(C2rc)를 포함한다. 공진 인덕터(Lrc)는 변압기(T)의 제 2 권선의 제 2 단자 및 제 2 노드(12) 사이에 접속된다. 제 1 공진 커패시터(C1rc)는 제 2 노드(12) 및 제 2 포지티브 DC 단자(T2P) 사이에 접속된다. 제 2 공진 커패시터(C2rc)는 제 2 노드(12) 및 제 2 네가티브 DC 단자(T2N) 사이에 접속된다.
제 2 커패시터(C2)는 제 2 포지티브 DC 단자(T2P) 및 제 2 네가티브 DC 단자(T2N) 사이에 접속된다.
도 3에서, 변압기 디바이스(TD)의 제 1 권선은 Tp로서 표기되고, 변압기 디바이스(TD)의 제 2 권선은 Ts로서 표기된다. 제 1 권선을 통한 전류는 Ip로서 표기되고, 제 2 권선을 통한 전류는 Is로서 표기된다.
도 3에 도시된 바와 같이, 입력 전압(Vin)을 갖는 전압 소스는 제 1 네가티브 DC 단자 및 제 1 포지티브 DC 단자(T1P, T1N) 사이에 접속된다. 부하(Rload)는 제 2 네가티브 DC 단자 및 제 2 포지티브 DC 단자(T2P, T2N) 사이에 접속된다.
제 3 실시예
이제 도 4가 참조된다.
제 1 스위칭 회로(SC1)는 제 1 스위치(S1sc1), 제 2 스위치(S2sc1), 제 3 스위치(S3sc1) 및 제 4 스위치(S4sc1)를 포함하는 풀 브리지 회로이다.
여기서 제 1 스위칭 회로(SC1)의 제 1 세트의 스위치들은 제 1 스위치(S1sc1) 및 제 4 스위치(S4sc1)를 포함한다. 제 1 스위칭 회로(SC1)의 제 2 세트의 스위치들은 제 2 스위치(S2sc1) 및 제 3 스위치(S3sc1)를 포함한다. 제 1 스위치(S1sc1)는 제 1 포지티브 DC 단자(T1P) 및 제 1 노드(20) 사이에 접속된다. 스위치의 소스는 제 1 노드(20)에 접속된다.
제 2 스위치(S2sc1)는 제 1 네가티브 DC 단자(T1N) 및 제 1 노드(20) 사이에 접속된다. 스위치의 소스는 제 1 네가티브 DC 단자(T1N)에 접속된다.
제 3 스위치(S3sc1)는 제 1 포지티브 DC 단자(T1P) 및 제 2 노드(22) 사이에 접속된다. 스위치의 소스는 제 2 노드(22)에 접속된다.
제 4 스위치(S4sc1)는 제 1 네가티브 DC 단자(T1N) 및 제 2 노드(22) 사이에 접속된다. 스위치의 소스는 제 1 네가티브 DC 단자(T1N)에 접속된다.
제 1 노드(20)는 변압기 디바이스(T)의 제 1 권선의 제 1 단자에 접속된다. 제 2 노드(22)는 변압기 디바이스(T)의 제 1 권선의 제 2 단자에 접속된다.
제 1 커패시터(C1)는 제 1 포지티브 DC 단자(T1P) 및 제 1 네가티브 DC 단자(T1N) 사이에 접속된다.
제 2 스위칭 회로(SC2)는 제 1 스위치(S1sc2), 제 2 스위치(S2sc2), 제 3 스위치(S3sc2) 및 제 4 스위치(S4sc2)를 포함하는 풀 브리지 회로이다.
여기서 제 2 스위칭 회로(SC2)의 제 1 세트의 스위치들은 제 1 스위치(S1sc2) 및 제 4 스위치(S4sc2)를 포함한다. 제 2 스위칭 회로(SC2)의 제 2 세트의 스위치들은 제 2 스위치(S2sc2) 및 제 3 스위치(S3sc2)를 포함한다.
제 1 스위치(S1sc2)는 제 2 포지티브 DC 단자(T2P) 및 제 1 노드(20) 사이에 접속된다. 제 1 스위치(S1sc2)의 소스는 제 1 노드(10)에 접속된다.
제 2 스위치(S2sc2)는 제 2 네가티브 DC 단자(T1N) 및 제 1 노드(10) 사이에 접속된다. 스위치의 소스는 제 2 네가티브 DC 단자(T2N)에 접속된다.
제 3 스위치(S3sc2)는 제 2 포지티브 DC 단자(T2P) 및 제 2 노드(12) 사이에 접속된다. 스위치의 소스는 제 2 노드(12)에 접속된다.
제 4 스위치(S4sc2)는 제 2 네가티브 DC 단자(T2N) 및 제 2 노드(12) 사이에 접속된다. 스위치의 소스는 제 2 네가티브 DC 단자(T2N)에 접속된다.
제 2 스위칭 회로(SC2)의 제 2 노드(12)는 또한 변압기 디바이스(T)의 제 2 권선의 제 1 단자에 접속된다.
공진 회로(RC)는 변압기 디바이스(T)의 제 2 권선의 제 2 단자 및 제 1 노드(10) 사이에 직렬로 접속된 공진 커패시터(Crc) 및 공진 인덕터(Lrc)를 포함한다.
제 2 커패시터(C2)는 제 2 포지티브 DC 단자(T2P) 및 제 2 네가티브 DC 단자(T2N) 사이에 접속된다.
제 4 실시예
이제 도 5가 참조된다.
여기서, 제 1 스위칭 회로(SC1)는 제 1 스위치(S1sc1) 및 제 2 스위치(S2sc1)를 포함하는 하프 브리지 회로이다. 제 1 스위칭 회로(SC1)의 제 1 세트의 스위치들은 여기서 제 1 스위치(S1sc1)를 포함하고, 제 1 스위칭 회로(SC1)의 제 2 세트의 스위치들은 제 2 스위치(S2sc1)를 포함한다. 제 1 스위치(S1sc1)는 제 1 네가티브 DC 단자(T1N) 및 제 1 권선의 제 1 단자 사이에 접속된다. 스위치의 소스는 제 1 네가티브 DC 단자(T1N)에 접속된다.
제 2 스위치(S2sc1)는 제 1 네가티브 DC 단자(T1N) 및 제 1 권선의 제 2 단자 사이에 접속된다. 스위치의 소스는 제 1 네가티브 DC 단자(T1N)에 접속된다.
변압기 디바이스(T)의 제 1 권선은 제 1 포지티브 DC 단자(T1P)에 접속된 제 3 단자를 포함하다. 제 2 권선의 제 3 단자는 제 2 권선의 제 1 단자 및 제 2 단자 사이에 제공된다. 여기서, 제 1 및 제 3 단자들 사이의 턴들의 수 및 제 2 및 제 3 단자들 사이의 턴들의 수는 제 2 권선에 대한 턴들의 총수와 동일하다. 본 실시예에서, 제 1 및 제 3 단자들 사이의 턴들의 수 및 제 2 및 제 3 단자들 사이의 턴들의 수는 서로 동일하다.
제 1 커패시터(C1)는 제 1 포지티브 DC 단자(T1P) 및 제 1 네가티브 DC 단자(T1N) 사이에 접속된다.
제 2 스위칭 회로(SC2)는 제 1 스위치(S1sc2), 제 2 스위치(S2sc2), 제 3 스위치(S3sc2) 및 제 4 스위치(S4sc2)를 포함하는 풀 브리지 회로이다.
제 2 스위칭 회로(SC2)의 제 1 세트의 스위치들은 여기서 제 1 스위치(S1sc2) 및 제 4 스위치(S4sc2)를 포함한다. 제 2 스위칭 회로(SC2)의 제 2 세트의 스위치들은 제 2 스위치(S2sc2) 및 제 3 스위치(S3sc2)를 포함한다.
제 1 스위치(S1sc2)는 제 2 포지티브 DC 단자(T2P) 및 제 1 노드(10) 사이에 접속된다. 제 1 스위치(S1sc2)의 소스는 제 1 노드(10)에 접속된다.
제 2 스위치(S2sc2)는 제 2 네가티브 DC 단자(T1N) 및 제 1 노드(10) 사이에 접속된다. 스위치의 소스는 제 2 네가티브 DC 단자(T2N)에 접속된다.
제 3 스위치(S3sc2)는 제 2 포지티브 DC 단자(T2P) 및 제 2 노드(12) 사이에 접속된다. 스위치의 소스는 제 2 노드(12)에 접속된다.
제 4 스위치(S4sc2)는 제 2 네가티브 DC 단자(T2N) 및 제 2 노드(12) 사이에 접속된다. 스위치의 소스는 제 2 네가티브 DC 단자(T2N)에 접속된다.
제 2 스위칭 회로(SC2)의 제 2 노드(12)는 또한 변압기 디바이스(T)의 제 2 권선의 제 1 단자에 접속된다.
공진 회로(RC)는 변압기 디바이스(T)의 제 2 권선의 제 2 단자 및 제 1 노드(10) 사이에 직렬로 접속된 공진 커패시터(Crc) 및 공진 인덕터(Lrc)를 포함한다.
제 2 커패시터(C2)는 제 2 포지티브 DC 단자(T2P) 및 제 2 네가티브 DC 단자(T2N) 사이에 접속된다.
제 5 실시예
이제 도 6이 참조된다.
여기서, 제 1 스위칭 회로(SC1)는 제 1 스위치(S1sc1) 및 제 2 스위치(S2sc1)를 포함하는 배전압 회로(voltage doubler circuit)이다. 제 1 스위칭 회로(SC1)의 제 1 세트의 스위치들은 여기서 제 1 스위치(S1sc1)를 포함하고, 제 1 스위칭 회로(SC1)의 제 2 세트의 스위치들은 제 2 스위치(S2sc1)를 포함한다.
제 1 스위치(S1sc1)는 제 1 포지티브 DC 단자(T1P) 및 변압기 디바이스(TD)의 제 1 권선의 제 1 단자 사이에 접속된다. 스위치의 소스는 변압기 디바이스(TD)의 제 1 권선의 제 1 단자에 접속된다.
제 2 스위치(S2sc1)는 제 1 네가티브 DC 단자(T1N) 및 변압기 디바이스(TD)의 제 1 권선의 제 2 단자 사이에 접속된다. 스위치의 소스는 변압기 디바이스(TD)의 제 1 권선의 제 2 단자에 접속된다.
제 1 커패시터(C1)는 제 1 포지티브 DC 단자(T1P) 및 노드(20) 사이에 접속된다. 제 2 커패시터(C2)는 노드(20) 및 제 1 네가티브 DC 단자(T1N) 사이에 접속된다. 노드(20)는 변압기 디바이스(TD)의 제 1 권선의 제 3 단자에 접속된다.
제 2 권선의 제 1 단자 및 제 2 단자 사이에 제 2 권선의 제 3 단자가 제공된다. 따라서, 제 1 및 제 3 단자들 사이의 턴들의 수 및 제 2 및 제 3 단자들 사이의 턴들의 수는 제 2 권선에 대한 턴들의 총수와 동일하다. 본 실시예에서, 제 1 및 제 3 단자들 사이의 턴들의 수 및 제 2 및 제 3 단자들 사이의 턴들의 수는 서로 동일하다.
제 2 스위칭 회로(SC2)는 여기서 제 1 스위치(S1sc2) 및 제 2 스위치(S2sc2)를 포함하는 하프 브리지 회로이다.
제 2 스위칭 회로(SC2)의 제 1 세트의 스위치들은 여기서 제 1 스위치(S1sc2)를 포함하고, 제 2 스위칭 회로(SC2)의 제 2 세트의 스위치들은 제 2 스위치(S2sc2)를 포함한다.
제 1 스위치(S1sc2)는 제 1 노드(10) 및 제 2 포지티브 DC 단자(T2P) 사이에 접속된다. 제 2 스위치(S2sc2)는 제 2 네가티브 DC 단자(T2N) 및 제 2 노드(10) 사이에 접속된다.
제 1 스위치(S1sc2)의 소스는 노드(10)에 접속된다. 제 2 스위치(S2sc2)의 소스는 제 2 네가티브 DC 단자(T2N)에 접속된다. 제 1 노드(10)는 또한 변압기 디바이스(T)의 제 2 권선의 제 1 단자에 접속된다.
공진 회로(RC)는 공진 인덕터(Lrc), 제 1 공진 커패시터(C1rc) 및 제 2 공진 커패시터(C2rc)를 포함한다. 공진 인덕터(Lrc)는 변압기(T)의 제 2 권선의 제 2 단자 및 제 2 노드(12) 사이에 접속된다. 제 1 공진 커패시터(C1rc)는 제 2 노드(12) 및 제 2 포지티브 DC 단자(T2P) 사이에 접속된다. 제 2 공진 커패시터(C2rc)는 제 2 노드(12) 및 제 2 네가티브 DC 단자(T2N) 사이에 접속된다.
제 6 실시예
이제 도 7이 참조된다.
제 1 스위칭 회로(SC1)는 제 1 스위치(S1sc1), 제 2 스위치(S2sc1), 제 3 스위치(S3sc1) 및 제 4 스위치(S4sc1)를 포함하는 풀 브리지 회로이다.
여기서 제 1 스위칭 회로(SC1)의 제 1 세트의 스위치들은 제 1 스위치(S1sc1) 및 제 4 스위치(S4sc1)를 포함한다. 제 1 스위칭 회로(SC1)의 제 2 세트의 스위치들은 제 2 스위치(S2sc1) 및 제 3 스위치(S3sc1)를 포함한다.
제 1 스위치(S1sc1)는 제 1 포지티브 DC 단자(T1P) 및 제 1 노드(20) 사이에 접속된다. 스위치의 소스는 제 1 노드(20)에 접속된다.
제 2 스위치(S2sc1)는 제 1 네가티브 DC 단자(T1N) 및 제 1 노드(20) 사이에 접속된다. 스위치의 소스는 제 1 네가티브 DC 단자(T1N)에 접속된다.
제 3 스위치(S3sc1)는 제 1 포지티브 DC 단자(T1P) 및 제 2 노드(22) 사이에 접속된다. 스위치의 소스는 제 2 노드(22)에 접속된다.
제 4 스위치(S4sc1)는 제 1 네가티브 DC 단자(T1N) 및 제 2 노드(22) 사이에 접속된다. 스위치의 소스는 제 1 네가티브 DC 단자(T1N)에 접속된다.
상술된 바와 같이, 본 실시예에서 어떠한 변압기 디바이스(TD)도 존재하지 않는다. 대신에, 자화 인덕터(Lm)의 형태의 인덕터 디바이스(ID)가 제공된다.
제 1 노드(20)는 자화 인덕터(Lm)의 제 1 단자에 접속된다. 제 2 노드(22)는 자화 인덕터(Lm)의 제 2 단자에 접속된다.
제 1 커패시터(C1)는 제 1 포지티브 DC 단자(T1P) 및 제 1 네가티브 DC 단자(T1N) 사이에 접속된다.
제 2 스위칭 회로(SC2)는 여기서 제 1 스위치(S1sc2) 및 제 2 스위치(S2sc2)를 포함하는 하프 브리지 회로이다.
제 2 스위칭 회로(SC2)의 제 1 세트의 스위치들은 여기서 제 1 스위치(S1sc2)를 포함하고, 제 2 스위칭 회로(SC2)의 제 2 세트의 스위치들은 제 2 스위치(S2sc2)를 포함한다.
제 1 스위치(S1sc2)는 제 1 노드(10) 및 제 2 포지티브 DC 단자(T2P) 사이에 접속된다. 제 2 스위치(S2sc2)는 제 2 네가티브 DC 단자(T2N) 및 제 2 노드(10) 사이에 접속된다. 제 1 스위치(S1sc2)의 소스는 노드(10)에 접속되고, 제 2 스위치(S2sc2)의 소스는 제 2 네가티브 DC 단자(T2N)에 접속된다. 제 1 노드(10)는 또한 자화 인덕터(Lm)의 제 2 단자에 접속된다.
공진 회로(RC)는 공진 인덕터(Lrc), 제 1 공진 커패시터(C1rc) 및 제 2 공진 커패시터(C2rc)를 포함한다. 공진 인덕터(Lrc)는 자화 인덕터(Lm)의 제 1 단자 및 제 2 노드(12) 사이에 접속된다. 제 1 공진 커패시터(C1rc)는 제 2 노드(12) 및 제 2 포지티브 DC 단자(T2P) 사이에 접속된다. 제 2 공진 커패시터(C2rc)는 제 2 노드(12) 및 제 2 네가티브 DC 단자(T2N) 사이에 접속된다.
제 2 커패시터(C2)는 제 2 포지티브 DC 단자(T2P) 및 제 2 네가티브 DC 단자(T2N) 사이에 접속된다.
제어 회로
제 1 및 제 2 스위칭 회로들(SC1 및 SC2)의 스위치들을 ON 및 OFF가 되도록 제어하기 위한 제어 회로가 제공된다. 제어 회로는 디지털 신호 프로세서(DSP)에 의해 실행되는 소프트웨어 프로그램으로서 구현될 수 있거나, 제어 회로는 아날로그 회로로서 구현될 수 있다.
모든 스위치들이 단극(uni-polar)이고, 이것은 스위치들이 하나의 방향의 도전만을 차단할 수 있다는 것을 의미한다. 단극 스위치의 예는 역병렬 다이오드(anti-parallel diode)를 포함하는 MOSFET 스위치이다. 또 다른 예는 이미터로부터 드레인으로 접속된 역병렬 다이오드를 갖는 IGBT 스위치이다.
본 발명에 따른 제어 방법은 이제 도 8 내지 도 12를 참조하여 아래에 상세히 설명될 것이다. 여기서, 도 3에 도시된 실시예에 대한 제어 신호들 및 결과적인 전압들 및/또는 전류들이 도시된다. 입력 전압(Vin)은 50 VDC로 설정되었고, 출력 전압은 350 VDC로 조절되었다. 스위칭 주파수는 대략 110kHz이다.
이제 도 8이 참조된다.
제 1 단계에서, 직렬 공진 DC/DC 컨버터에 대한 시간(Tstart)에서 시간(Tend)까지의 스위칭 기간(TP)이 정의된다. 스위칭 기간(TP)은 시간(Tstart)에서 시간(Tcenter)까지의 제 1 하프 기간(TA) 및 시간(Tcenter)에서 시간(Tend)까지의 제 2 하프 기간(TB)을 포함한다. 스위칭 기간(TP) 후의 다음의 시간 기간은 후속 스위칭 기간(TP+1)으로서 표기된다.
위에 설명된 바와 같이, 직렬 공진 DC/DC 컨버터는 공진 회로(RC)의 인덕터 디바이스(ID 또는 TD) 및 엘리먼트들(커패시터들 및 인덕터들)의 속성들에 의해 정의되는 공진 주파수를 갖는다.
스위칭 기간(TP) 및 따라서 스위칭 주파수는 공진 주파수보다 높거나, 이와 동일하거나 이보다 더 낮도록 제어 회로에 의해 제어될 수 있다. 따라서, 스위칭 기간(TP)은 공진 주파수에 의존하지 않는다.
도 8에서, 제 1 스위칭 기간(TP)에 대한 관련 시간들(T0)(Tstart와 동일) 내지 T8(Tend와 동일)은 점선들로 표시되고, 몇몇의 시간 간격들이 또한 아래의 설명으로부터 명백할 바와 같이 정의된다. 시간(T8)(Tend와 동일)은 후속 스위칭 기간TP+1의 시작(즉, 시간 T0(TP+1))이다. 시간(T4)은 여기서 Tcenter와 동일하지만, 시간 간격들(T0-T1, T1-T2, T2-T3, T3-T4, T4-T5, T5-T6, T6-T7, T7-T8)의 길이는 서로 모두 동일하지는 않다.
모든 세트의 스위치들의 듀티 사이클은 근본적으로 50%이고, 이것은 스위치들이 스위치 기간의 거의 절반 동안에 스위치에게 도전 상태, 즉, ON에 있도록 요구하는 제어 신호를 갖고, 스위칭 기간의 거의 절반 동안에 스위치에게 비도전 상태, 즉, OFF에 있도록 요구하는 제어 신호를 갖는 것을 의미한다. 스위치들의 세트는 상이한 지연들을 갖도록 독립적으로 제어되고, 또한 동기화된다.
제 1 스위칭 회로(SC1)의 제 1 세트(S1sc1, S1sc1, S4sc1)의 스위치들은 제 1 절반 기간(TA)의 시작 Tstart 마이너스 시간 간격(ΔTAE1)에서 ON이 되도록 제어되고, 여기서 시간 간격(ΔTAE1)은 제 1 절반 기간(TA)의 종료에 제공된다. 제 1 스위칭 회로(SC1)의 제 1 세트(S1sc1, S1sc1, S4sc1)의 스위치들은 제 2 절반 기간(TB)에서 OFF가 되도록 제어된다. 본 실시예에서 시간 간격(ΔTAE1)은 시간(T3)에서 시작하고 시간(T4)에서 종료된다.
제 1 스위칭 회로(SC1)의 제 2 세트(S2sc1, S2sc1, S2sc1)의 스위치들은 제 2 절반 기간(TB)의 시작 Tcenter 마이너스 시간 간격(ΔTBE1)에서 ON이 되도록 제어되고, 여기서 시간 간격(ΔTBE1)은 제 2 절반 기간(TA)의 종료에 제공된다. 제 1 스위칭 회로(SC1)의 제 2 세트(S2sc1, S2sc1, S3sc1)의 스위치들은 제 1 절반 기간(TB)에서 OFF가 되도록 제어된다. 본 실시예에서 시간 간격(ΔTBE1)은 시간(T7)에서 시작하고 시간(T8)에서 종료된다.
제 1 스위칭 회로(SC1)의 제 1 세트(S1sc1; S1sc1, S4sc1) 및 제 2 세트(S2sc1; S2sc1, S3sc1)의 스위치들은 시간 간격(ΔTAE1) 및 시간 간격(ΔTBE1)에서 OFF가 되도록 제어된다.
시간 간격(ΔTAE1)은 제 1 시간 간격(Tsc1off1)을 형성하고, 여기서 제 1 스위칭 회로(SC1)의 제 1 및 제 2 세트들의 스위치들은 OFF이다. 시간 간격(ΔTBE)은 제 2 시간 간격(Tsc1off2)을 형성하고, 여기서 제 1 스위칭 회로(SC1)의 제 1 및 제 2 세트들의 스위치들은 OFF이다.
제 2 스위칭 회로(SC2)의 제 1 세트(S1sc2; S1sc2, S4sc2)의 스위치들은 제 1 절반 기간(TA) 마이너스 시간 간격(ΔTAS1) 및 마이너스 시간 간격(ΔTAE2)에서 ON이 되도록 제어되고, 여기서 시간 간격(ΔTAS1)은 제 1 절반 기간(TA)의 시작에서 제공되고, 여기서 시간 간격(ΔTAE2)은 제 1 절반 기간(TA)의 종료에서 제공된다. 제 2 스위칭 회로(SC2)의 제 1 세트(S1sc2; S1sc2, S4sc2)의 스위치들은 제 2 절반 기간(TB)에서 OFF가 되도록 제어된다. 본 실시예에서 시간 간격(ΔTAS1)은 시간(T0)에서 시작하고, 시간(T1)에서 종료된다. 본 실시예에서 시간 간격(ΔTAE2)은 시간(T2)에서 시작하고 T4에서 종료된다.
제 2 스위칭 회로(SC2)의 제 2 세트(S2sc2; S2sc2, S3sc2)의 스위치들은 제 2 절반 기간(TB) 마이너스 시간 간격(ΔTBS1) 및 마이너스 시간 간격(ΔTBE2)에서 ON이 되도록 제어되고, 여기서 시간 간격(ΔTBS1)은 제 2 절반 기간(TB)의 시작에서 제공되고, 여기서 시간 간격(ΔTBE2)은 제 2 절반 기간(TB)의 종료에서 제공된다. 제 2 스위칭 회로(SC2)의 제 2 세트(S2sc2; S2sc2, S3sc2)의 스위치들은 제 1 절반 기간(TA)에서 OFF가 되도록 제어된다. 본 실시예에서 시간 간격(ΔTBS1)은 시간(T4)에서 시작하고, 시간(T5)에서 종료된다. 본 실시예에서 시간 간격(ΔTBE2)은 시간(T6)에서 시작하고 T8에서 종료된다.
제 2 스위칭 회로(SC2)의 제 1 세트(S1sc2; S1sc2, S4sc2) 및 제 2 세트(S2sc2; S2sc2, S3sc2)의 스위치들은 시간 간격들(ΔTAS1, ΔTAE2, ΔTBS1 및 ΔTBE2)에서 OFF가 되도록 제어된다.
시간 간격(ΔTAE2 및 ΔTBS1)은 시간(T2)에서 시간(T5)까지 연속적인 시간 간격(Tsc2off1)을 형성하고, 여기서 제 2 스위칭 회로(SC2)의 제 1 및 제 2 세트들의 스위치들은 OFF이다. 시간 간격(ΔTBE2 및 ΔTAS1(TP+1))(즉, 후속 스위칭 기간(TP+1)의 시간 간격(ΔTAS1))은 시간(T6)에서 시간(T1(TP+1))까지의 연속적인 시간 간격(Tsc2off2)을 형성하고, 여기서 제 2 스위칭 회로(SC2)의 제 1 및 제 2 세트들의 스위치들은 OFF이다.
아래의 표 1은 스위칭 기간(TP) 동안 제 1 스위칭 회로(SC1)의 제 1 및 제 2 세트의 스위치들에 대한 상태들을 도시한다. 각각의 간격의 시작 시간 및 종료 시간이 또한 제공된다.
TA TB
TA 마이너스 ΔTAE1
(T0-T3)		 ΔTAE1
(T3-T4)		 TB 마이너스 ΔTBE1
(T4-T7)		 ΔTBE1
(T7-T8)
Tsc1off1 Tsc1off2
SC1의 제 1 세트 ON OFF OFF OFF
SC1의 제 2 세트 OFF OFF ON OFF
표 1: 제 1 스위칭 회로(SC1)의 제 1 및 제 2 세트의 스위치들에 대한 ON/OFF 상태들
아래의 표 2는 스위칭 기간(TP) 동안 제 2 스위칭 회로(SC2)의 제 1 및 제 2 세트의 스위치들에 대한 상태들을 도시한다. 각각의 간격의 시작 시간 및 종료 시간이 또한 제공된다.
TA
(T0-T4)		 TB
(T4-T8)
ΔTAS1
(T0-T1)
TA 마이너스
(ΔTAS1 및		 ΔTAE2)
(T1-T2)		 ΔTAE2
(T2-T4)		 ΔTBS1
(T4-T5)		 TB
마이너스
TBS1
및
ΔTBE2		 (T5-T6)
ΔTBE2
(T6-T8)
Tsc2off2 Tsc2off1 Tsc2off2
SC2의 제 1 세트 OFF ON OFF OFF OFF OFF
SC2의 제 2 세트 OFF OFF OFF OFF ON OFF
표 2: 제 2 스위칭 회로(SC2)의 제 1 및 제 2 세트의 스위치들에 대한 ON/OFF 상태들
시간 간격(Tsc1off1) 및 시간 간격(Tsc2off1)은 적어도 부분적으로 중첩하고, 즉, 시간 간격(Tsc1off1)은 시간 간격(Tsc2off1)이 종료되기 전에 시작하거나, 시간 간격(Tsc2off1)은 시간 간격(Tsc1off1)이 종료되기 전에 시작한다. 또한, 시간 간격(Tsc1off2) 및 시간 간격(Tsc2off2)은 적어도 부분적으로 중첩하고, 즉, 시간 간격(Tsc1off2)은 시간 간격(Tsc2off2)이 종료되기 전에 시작하거나, 시간 간격(Tsc2off2)은 시간 간격(Tsc1off2)이 종료되기 전에 시작한다. 이러한 방식으로, 제 1 스위칭 회로(SC1)의 스위치들 및 제 2 스위칭 회로(SC2)의 스위치들이 동기화된다.
본 실시예에서, 시간 간격(Tsc2off1)의 길이는 시간 간격(Tsc2off2)의 길이와 동일하고, 시간 간격(Tsc1off1)의 길이는 시간 간격(Tsc1off2)의 길이와 동일하다.
위의 실시예에서, 시간 간격들(Tsc2off1 및 Tsc2off2)은 시간 간격들(Tsc1off1 및 Tsc1off2)보다 더 길다. 그러나, 이들은 동일한 듀레이션을 가질 수 있거나, 시간 간격(Tsc1off)은 기간(Tsc2off)보다 더 길 수 있다. 이것은 스위칭 회로들에서 제로 전압 스위칭(ZVS)을 달성하기 위해 요구된 시간에 의존하고, 또한 제 1 포지티브 및 네가티브 DC 단자들 사이의 전압 및 제 2 포지티브 및 네가티브 DC 단자들 사이의 전압에 의존할 수 있다.
위의 실시예에서, 시간 간격(Tsc1off1)의 중앙은 시간 간격(Tsc2off1)의 중앙에 가깝거나 동일하도록 제어되고, 시간 간격(Tsc1off2)의 중앙은 시간 간격(Tsc2off2)의 중앙에 가깝거나 동일하도록 제어된다.
도 8에 예시된 바와 같이, 완전한 부하에 대해 하이(high)에서 턴 ON 시에 모든 스위치들에 대해 제로 전압 스위칭이 유지된다.
도 9에서, 노드(10)에서의 전압(V10) 및 노드(20)에서의 전압(V20)은 모두 시간 인스턴스(T2) 전에 하이이고, 따라서 스위치들(S1sc1, S4sc1(SC1의 제 1 세트) 및 S1sc2(SC1의 제 1 세트))은 모두 도전성이고, 스위치들(S2sc1, S3sc1(SC1의 제 2 세트) 및 S2sc2(SC2의 제 2 세트))은 모두 비-도전성이다.
제 2 스위칭 회로(SC2) 내의 제 1 세트의 스위치들(S1sc2)은 시간 인스턴스(T2)에서 턴 오프된다. 전류(Is)가 포지티브가 되는 시간 인스턴스에서, 이것은 제 2 스위칭 회로의 제 1 및 제 2 세트의 스위치들 양자에서 출력 커패시턴스들을 방전시킴으로써 노드(10)에서의 전압을 하이에서 로우로 유도할 수 있다. 제 2 스위칭 회로의 제 2 세트의 스위치들(S2sc2)은 T5에서 ON이 되도록 지시받고, 따라서 임의의 중대한 스위칭 손실들 없이 ― 소위 제로 전압 스위칭(ZVS)이라 불림 ― 제로에 가까운 전압으로 턴 온된다.
Ip가 포지티브이기 때문에, T3에서 제 1 세트의 스위치들(S1sc1 및 S4sc1)을 턴 오프하는 것은 노드(20)에서 하이에서 로우로의 전압의 빠른 변화 및 노드(22)에서 로우에서 하이로의 전압의 빠른 변화를 발생시키고, 이것은 제 1 스위칭 회로의 제 1 및 제 2 세트들의 스위치들(S1sc1, S3sc1 및 S2sc1, S4sc1)에서 출력 커패시턴스들의 방전/충전에 의해 야기된다. 제 1 스위칭 회로(SC1)의 제 2 세트의 스위치들(S2sc1 및 S3sc1)은 T4에서 ON이 되도록 지시받고, 따라서, 임의의 중요한 스위칭 손실들 없이 ― 소위 ZVS라 불림 ― 제로에 가까운 전압으로 턴 온된다.
본 실시예에서, S1sc2의 턴 오프 및 S2sc2의 턴 온 사이의 시간 간격(T2 내지 T5)은 S1sc1, S4sc1을 턴 오프하고 S2sc1, S3sc1을 턴 온하기 위한 시간 간격(T3 내지 T4)보다 더 길고, 왜냐하면, 제 2 스위칭 회로(SC2)의 전압(350V의 Vout)이 정류(commutate)하는데 걸리는 시간이 제 1 스위칭 회로(SC1)의 전압(50V의 Vin)보다 더 오래 걸리기 때문이라는 것을 유의하라.
도 10에 예시된 무부하에 대해 로우에서조차 턴 온 시의 모든 스위치들에 대해 ZVS가 또한 유지된다. 우리는 이제 도 11을 참조한다.
노드(10)에서의 전압(V10) 및 노드(20)에서의 전압(V20)은 모두 시간 인스턴스(T2) 전에 하이이고, 따라서 스위치들(S1sc1, S4sc1 및 S1sc2)은 모두 도전성이다.
스위치(S1sc2)는 시간 인스턴스(T2)에서 턴 오프된다. 전류(Is)는 포지티브이고, 따라서 스위치들(S1sc2 및 S2sc2)에서 출력 커패시턴스들을 방전시킴으로써 V10을 하이에서 로우로 유도할 수 있다.
전류(Is)는 시간 기간(T2 내지 T3) 동안에 공진 인덕터(LRC)에 걸쳐 변경된 전압으로 인해 감소된다. 그러나, 권선(Ls) 내의 자화 전류(ILM)는 여전히 증가하고, 따라서 1차 권선(LP)에 반영되고, 전류(IP)가 증가하게 한다. IP가 증가하고 포지티브이기 때문에, 스위치들(S1sc1 및 S4sc1)을 턴 오프하는 것은 노드(20)에서 하이에서 로우로의 전압(V20)의 빠른 변화 및 노드(22)에서 로우에서 하이로의 전압(V22)의 빠른 변화를 발생시키고, 이것은 스위치들(S1sc1, S3sc1 및 S2sc1, S4sc1)에서 출력 커패시턴스들의 방전/충전에 의해 야기된다.
출력 전압(Vout)은 스위칭 주파수를 변경함으로써 제어될 수 있다. 이것이 도 12에 예시되고, 여기서 출력 전압(Vout)이 상이한 부하들 및 상이한 스위칭 주파수들에 대해 변동될 수 있다는 것이 도시된다. 모든 스위칭들의 ZVS 동작은, 본문 및 도 8 및 표 1 및 표 2에 기재된 바와 같이 스위칭 인스턴스들 사이에서 적절한 지연들, 즉 시간 간격들(Tsc1off1, Tscoff2, Tsc2off1 및 Tsc2off2)에 의해 제어된다.
직렬 공진 DC/DC 컨버터의 제 1 DC 단자들(T1P, T1N) 사이의 전압 및 직렬 공진 DC/DC 컨버터의 제 2 DC 단자들(T2P, T2N) 사이의 전압 간의 관계는 스위칭 기간(TP)의 길이를 변경함으로써 제어될 수 있다.
직렬 공진 DC/DC 컨버터를 통한 전력 흐름의 방향은 스위칭 기간(TP)의 길이를 변경함으로써 제어될 수 있다. 따라서, 직렬 공진 DC/DC 컨버터는 양방향 직렬 공진 DC/DC 컨버터가 되도록 제어될 수 있다.
제 1 및 제 2 스위칭 회로(SC1, SC2)의 스위치들은, 직렬 공진 주파수에 가까운 고정 스위칭 주파수를 갖도록 제 1 및 제 2 스위칭 회로를 제어함으로써 스위치 턴 온 시에 제로 전압 스위칭(ZVS)을 제공하고 스위치 턴 오프 시에 거의 제로 전류 스위칭(ZCS)을 제공하도록 제어된다.
제 1 및 제 2 스위칭 회로(SC1, SC2)의 스위치들은, 특정 동작 범위 내에 있는 제 1 DC 단자들에 걸친 모든 전압들에 대한 직렬 공진 주파수에서 또는 직렬 공진 주파수 근처에서의 동작점에서 스위칭함으로써 제어될 수 있다.
제 1 및 제 2 스위칭 회로(SC1, SC2)의 스위치들은, 제 2 DC 단자들에서 모든 부하 조건들에 대해 직렬 공진 주파수에서 또는 직렬 공진 주파수 근처에서의 동작점에서 스위칭함으로써 제어될 수 있다.
직렬 공진 DC / DC 컨버터를 갖는 UPS 시스템
위의 도입부에서, 직렬 공진 DC/DC 컨버터의 통상적인 사용들이 설명되었다. 통상적인 UPS 시스템에서, 직렬 공진 DC/DC 컨버터를 포함하는 UPS 시스템의 모든 컴포넌트들에 대해 하나의 공통 제어 시스템이 존재할 것이다. 공통 제어 회로는, 예를 들면, 양방향 DC/DC 컨버터를 통한 전력 흐름의 방향에 대한 표시자로서 상태 플래그 신호를 포함할 수 있다.
또한, 제어 회로는 제 1 DC 단자들(T1P, T1N) 및 제 2 DC 단자들(T2P, T2N)에서 전류 및/또는 전압을 감지하기 위한 센서들을 포함한다.
제 1 동작 모드에서, 상태 플래그 신호는 전력이 제 1 DC 단자들(T1P, T1N)로부터 제 2 DC 단자들(T2P, T2N)로 흘러야 한다는 것을 표시한다. 여기서, 제어 회로는 제 1 동작 모드 동안에 미리 결정된 기준 신호에 기초하여 제 2 DC 단자들(T2P, T2N)의 전류 및/또는 전압을 제어한다.
제 2 동작 모드에서, 상태 플래그 신호는 전력이 제 2 DC 단자들(T2P, T2N)로부터 제 1 DC 단자들(T1P, T1N)로 흘러야 한다는 것을 표시한다. 여기서, 제어 회로는 제 2 동작 모드 동안에 미리 결정된 기준 신호에 기초하여 제 1 DC 단자들(T1P, T1N)의 전류 및/또는 전압을 제어한다.
상술된 바와 같이, 직렬 공진 DC/DC 컨버터는 도 1에 도시된 바와 같이 UPS 시스템을 위한 DC/DC 컨버터로서 사용될 수 있고, 여기서 그의 제 1 DC 단자들(T1P, T1N)은 배터리에 접속되고, 그의 제 2 DC 단자들(T2P, T2N)은 DC 버스(도시되지 않음)에 접속된다.
상태 플래그 신호는 AC 메인에서의 실패가 검출될 때 제 1 동작 모드로 스위칭될 수 있다. 그러한 상황에서, 전력은 제 1 DC 단자들에 접속된 배터리로부터 제 2 DC 단자들에 접속된 DC 버스로 전달되어야 한다. 여기서, 제어 회로는, 배터리 전력 공급 장치가 이를 허용하는 한, DC/AC 컨버터에 대한 입력으로서 적절한 미리 결정된 레벨로 제 2 DC 단자들(T2P, T2N)에서의 전압 및/또는 전류를 제어한다.
상태 플래그 신호는 AC 메인이 다시 작동할 때 제 2 동작 모드로 스위칭될 수 있고, 이어서 배터리를 재충전하기 위해 DC 버스로부터 배터리로 전력을 공급한다. 여기서, 제어 회로는 배터리에 대한 입력으로서 적절한 미리 결정된 레벨로 제 1 DC 단자들(T1P, T1N)에서의 전압 및/또는 전류를 제어한다.
상태 플래그 신호는, 어떠한 전력도 양방향 DC/DC 컨버터를 통해 전달되지 않아야 한다는 것을 표시하기 위한 제 3 동작 모드를 가질 수 있다. 이러한 동작 모드에서, 모든 스위치들은 스위칭 오프되어야 한다. 이러한 동작 모드에서, AC 메인에서 어떠한 실패도 없고, 배터리가 완전히 충전된다.
직렬 공진 DC/DC 컨버터에 대한 또 다른 애플리케이션은 배터리 저장 장치들에 저장된 에너지의 재사용에 대한 것이다.
결과들
도 3에 따른 직렬 공진 DC/DC 컨버터의 효율이 테스팅되었다. 도 12는 테스팅의 결과들을 도시한다. 테스팅에서, 2 개의 효율 곡선들이 예시되고, 제 1 곡선은 50V의 입력 전압(Vin)을 갖는 회로에 대한 출력 전력의 함수로서 효율을 도시하고, 제 2 곡선은 48V의 입력 전압(Vin)을 갖는 회로에 대한 출력 전력의 함수로서 효율을 도시한다. 출력 전압(Vout)이 355V이도록 제어되었다.
보이는 바와 같이, 효율은 약 400W 내지 2200W의 전력 출력 범위에서 96%를 초과한다. 최대 전력 효율은 97.5%를 초과한다. 이것은 약 92%의 효율들을 보여준 도입부에 언급된 종래 기술의 DC/DC 컨버터에 비해 상당한 개선이다.

Claims (8)

  1. 직렬 공진(series resonant) DC/DC 컨버터를 제어하기 위한 방법으로서,
    상기 직렬 공진 DC/DC 컨버터에 대해 시간(Tstart)에서 시간(Tend)까지의 스위칭 기간(TP)을 정의하고 ― 상기 스위칭 기간(TP)은 시간(Tstart)에서 시간(Tcenter)까지의 제 1 절반 기간(TA) 및 시간(Tcenter)에서 시간(Tend)까지의 제 2 절반 기간(TB)을 포함함 ― , 상기 스위칭 기간(TP) 후에 후속 스위칭 기간(TP+1)을 정의하는 단계;
    상기 제 1 절반 기간(TA)의 시작(Tstart) 마이너스 시간 간격(ΔTAE1)으로부터 ON이 되도록 제 1 스위칭 회로(SC1)의 제 1 세트(S1sc1; S1sc1, S4sc1)의 스위치들을 제어하는 단계 ― 상기 시간 간격(ΔTAE1)이 상기 제 1 절반 기간(TA)의 종료에서 제공됨 ― ;
    상기 제 2 절반 기간(TB)의 시작(Tcenter) 마이너스 시간 간격(ΔTBE1)으로부터 ON이 되도록 상기 제 1 스위칭 회로(SC1)의 제 2 세트(S2sc1; S2sc1, S3sc1)의 스위치들을 제어하는 단계 ― 상기 시간 간격(ΔTBE1)이 상기 제 2 절반 기간(TB)의 종료에서 제공됨 ― ;
    상기 시간 간격(ΔTAE1) 및 상기 시간 간격(ΔTBE1)에서 OFF가 되도록 상기 제 1 스위칭 회로(SC1)의 제 1 세트(S1sc1; S1sc1, S4sc1) 및 제 2 세트(S2sc1; S2sc1, S3sc1)의 스위치들을 제어하는 단계;
    상기 제 1 절반 기간(TA) 마이너스 시간 간격(ΔTAS1) 및 마이너스 시간 간격(ΔTAE2)에서 ON이 되도록 제 2 스위칭 회로(SC2)의 제 1 세트(S1sc2; S1sc2, S4sc2)의 스위치들을 제어하는 단계 ― 상기 시간 간격(ΔTAS1)이 상기 제 1 절반 기간(TA)의 시작에서 제공되고, 상기 시간 간격(ΔTAE2)이 상기 제 1 절반 기간(TA)의 종료에서 제공됨 ― ;
    상기 제 2 절반 기간(TB) 마이너스 시간 간격(ΔTBS1) 및 마이너스 시간 간격(ΔTBE2)에서 ON이 되도록 제 2 스위칭 회로(SC2)의 제 2 세트(S2sc2; S2sc2, S3sc2)의 스위치들을 제어하는 단계 ― 상기 시간 간격(ΔTBS1)이 상기 제 2 절반 기간(TB)의 시작에서 제공되고, 상기 시간 간격(ΔTBE2)이 상기 제 2 절반 기간(TB)의 종료에서 제공됨 ― ;
    상기 시간 간격들(ΔTAS1, ΔTAE2, ΔTBS1 및 ΔTBE2)에서 OFF가 되도록 상기 제 2 스위칭 회로(SC2)의 제 1 세트(S1sc2; S1sc2, S4sc2) 및 제 2 세트(S2sc2; S2sc2, S3sc2)의 스위치들을 제어하는 단계를 포함하고,
    상기 시간 간격(ΔTAE1)은 상기 제 1 스위칭 회로(SC1)의 제 1 및 제 2 세트들의 스위치들이 OFF인 제 1 시간 간격(Tsc1off1)을 형성하고, 상기 시간 간격(ΔTBE)은 상기 제 1 스위칭 회로(SC1)의 제 1 및 제 2 세트들의 스위치들이 OFF인 제 2 시간 간격(Tsc1off2)을 형성하고,
    상기 시간 간격들(ΔTAE2 및 ΔTBS1)은, 상기 제 2 스위칭 회로(SC2)의 제 1 및 제 2 세트의 스위치들이 OFF인 연속적인 시간 간격(Tsc2off1)을 형성하고, 상기 후속 스위칭 기간(TP+1)의 시간 간격(ΔTBE2) 및 시간 간격(ΔTAS1(TP+1))은, 상기 제 2 스위칭 회로(SC2)의 제 1 및 제 2 세트들의 스위치들이 OFF인 연속적인 시간 간격(Tsc2off2)을 형성하고,
    상기 시간 간격(Tsc1off1) 및 상기 시간 간격(Tsc2off1)은 중첩하고,
    상기 시간 간격(Tsc1off2) 및 상기 시간 간격(Tsc2off2)은 중첩하고,
    상기 방법은, 상기 스위칭 기간(TP)의 길이를 변경함으로써 상기 직렬 공진 DC/DC 컨버터의 제 1 DC 단자들(T1P, T1N) 사이의 전압 및 상기 직렬 공진 DC/DC 컨버터의 제 2 DC 단자들(T2P, T2N) 사이의 전압 간의 관계를 제어하는 단계를 포함하는,
    직렬 공진 DC/DC 컨버터를 제어하기 위한 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 방법은 시간 간격(Tsc2off1)의 중앙과 동일하도록 시간 간격(Tsc1off1)의 중앙을 제어하고, 시간 간격(Tsc2off2)의 중앙과 동일하도록 시간 간격(Tsc1off2)의 중앙을 제어하는 단계를 포함하는,
    직렬 공진 DC/DC 컨버터를 제어하기 위한 방법.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 방법은 상기 스위칭 기간(TP)을 변경함으로써 상기 직렬 공진 DC/DC 컨버터를 통한 전력 흐름의 방향을 제어하는 단계를 포함하는,
    직렬 공진 DC/DC 컨버터를 제어하기 위한 방법.
  4. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 방법은 직렬 공진 주파수와 동일한 고정 스위칭 주파수를 갖도록 상기 제 1 및 제 2 스위칭 회로를 제어함으로써, 스위치 턴 온 시에 제로 전압 스위칭(ZVS)을 제공하고 스위치 턴 오프 시에 거의 제로 전류 스위칭(ZCS)을 제공하도록 상기 제 1 및 제 2 스위칭 회로(SC1, SC2)의 스위치들을 제어하는 단계를 포함하는,
    직렬 공진 DC/DC 컨버터를 제어하기 위한 방법.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 스위칭 회로(SC1, SC2)의 스위치들은, 특정 동작 범위 내에 있는 상기 제 1 DC 단자들에 걸친 모든 전압들에 대한 직렬 공진 주파수에서의 동작점에서 스위칭함으로써 제어되는,
    직렬 공진 DC/DC 컨버터를 제어하기 위한 방법.
  6. 제 4 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 스위칭 회로(SC1, SC2)의 스위치들은, 상기 제 2 DC 단자들에서 모든 부하 조건들에 대해 직렬 공진 주파수에서의 동작점에서 스위칭함으로써 제어되는,
    직렬 공진 DC/DC 컨버터를 제어하기 위한 방법.
  7. 직렬 공진 DC/DC 컨버터로서,
    제 1 DC 단자들(T1P, T1N);
    제 2 DC 단자들(T2P, T2N);
    인덕터 디바이스(ID; TD);
    상기 제 1 DC 단자들(T1P, T1N) 및 상기 인덕터 디바이스(ID; TD) 사이에 접속된 제 1 스위칭 회로(SC1) ― 상기 제 1 스위칭 회로(SC1)는 제 1 세트(S1sc1; S1sc1, S4sc1)의 스위치들 및 제 2 세트(S2sc1; S2sc1, S3sc1)의 스위치들을 포함함 ― ;
    상기 제 2 DC 단자들(T2P, T2N) 및 상기 인덕터 디바이스(ID; TD) 사이에 접속된 제 2 스위칭 회로(SC2) 및 공진 회로(RC) ― 상기 제 2 스위칭 회로(SC2)는 제 1 세트(S1sc2; S1sc2, S4sc2)의 스위치들 및 제 2 세트(S2sc2; S2sc2, S3sc2)의 스위치들을 포함함 ― ;
    제 1 항 또는 제 2 항에 따른 방법에 따라 상기 제 1 및 제 2 스위칭 회로들(SC1, SC2)의 스위치들의 세트를 제어하기 위한 제어 회로를 포함하는,
    직렬 공진 DC/DC 컨버터.
  8. 삭제
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Families Citing this family (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101735134B1 (ko) 2009-07-27 2017-05-24 마그나 일렉트로닉스 인크. 주차 보조 시스템
KR101449120B1 (ko) 2012-09-06 2014-10-13 엘지이노텍 주식회사 전원 공급 장치
JP5995139B2 (ja) * 2012-10-12 2016-09-21 富士電機株式会社 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ
EP2940848B1 (en) * 2012-12-28 2018-12-05 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Dc-to-dc converter
CN104795984B (zh) * 2014-01-21 2017-09-26 华为技术有限公司 电源转换器
CN104836325A (zh) * 2014-02-12 2015-08-12 艾默生网络能源有限公司 一种不间断电源的切换控制方法、装置和不间断电源系统
CN103929064B (zh) * 2014-03-24 2016-09-28 江苏固德威电源科技股份有限公司 一种隔离双向dc/dc变换器及其控制方法
GB2524992A (en) 2014-04-08 2015-10-14 Eltek As Electic multi-mode power converter module and power system
US10328932B2 (en) 2014-06-02 2019-06-25 Magna Electronics Inc. Parking assist system with annotated map generation
DE102015002687A1 (de) * 2015-03-04 2016-09-08 Witech GmbH Verfahren der induktiven Stromübertragung
WO2016157963A1 (ja) * 2015-03-30 2016-10-06 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
CN104868776B (zh) * 2015-05-12 2016-10-12 江苏固德威电源科技股份有限公司 应用于储能逆变器的双向控制驱动电路
CN104852586B (zh) * 2015-05-27 2017-09-22 深圳科士达科技股份有限公司 一种双向dcdc转换器
EP3104509A1 (en) * 2015-06-09 2016-12-14 Constructions Electroniques + Telecommunications Dual bridge dc/dc power converter
US10078789B2 (en) 2015-07-17 2018-09-18 Magna Electronics Inc. Vehicle parking assist system with vision-based parking space detection
US9973099B2 (en) 2015-08-26 2018-05-15 Futurewei Technologies, Inc. AC/DC converters with wider voltage regulation range
MX382798B (es) * 2015-10-13 2025-03-13 Nissan Motor Convertidor de energia.
WO2017123241A1 (en) 2016-01-15 2017-07-20 General Electric Company System and method for operating a dc to dc power converter
US10177671B2 (en) * 2016-12-07 2019-01-08 Carl David Klaes Modified dual active half bridge DC/DC converter with transformer DC bias
US10992233B2 (en) 2017-01-31 2021-04-27 Vestas Wind Systems A/S Sub-resonant mode dual control of DC-DC converter with secondary-side resonant tank
GB2566479B (en) * 2017-09-14 2019-10-23 Eltek As DC-DC Converter
CN109194130B (zh) * 2018-09-06 2020-11-17 南京南瑞继保电气有限公司 一种单向直流电压变换装置和系统及其控制方法
US11496062B2 (en) 2020-07-08 2022-11-08 Texas Instruments Incorporated DC transformer load regulation circuit

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2976603B2 (ja) 1991-07-23 1999-11-10 日本電気株式会社 直列共振コンバータ制御回路
US20080074905A1 (en) 2006-09-22 2008-03-27 Kabushiki Kaisha Toyota Jidoshokki Method for Controlling Bidirectional DC-DC Converter
JP4280976B2 (ja) 2003-04-10 2009-06-17 横河電機株式会社 スイッチング電源
JP5065188B2 (ja) 2008-05-23 2012-10-31 オリジン電気株式会社 直列共振型コンバータ

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4953068A (en) * 1989-11-08 1990-08-28 Unisys Corporation Full bridge power converter with multiple zero voltage resonant transition switching
US6370050B1 (en) * 1999-09-20 2002-04-09 Ut-Batelle, Llc Isolated and soft-switched power converter
JP2003259643A (ja) * 2002-03-04 2003-09-12 Orc Mfg Co Ltd 電流共振型ソフトスイッチング電源回路
JP4274353B2 (ja) * 2003-03-13 2009-06-03 本田技研工業株式会社 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ
KR100547289B1 (ko) * 2005-05-18 2006-01-26 주식회사 피에스텍 간헐 모드로 동작하는 동기 정류형 직렬 공진 컨버터
JP4527616B2 (ja) * 2005-06-24 2010-08-18 株式会社日立製作所 絶縁共振形双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ及びその制御方法
JP4378400B2 (ja) * 2007-08-28 2009-12-02 日立コンピュータ機器株式会社 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ及び双方向ｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法
JP5278224B2 (ja) * 2008-12-08 2013-09-04 富士電機株式会社 スイッチング電源装置、およびスイッチング電源制御回路

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2976603B2 (ja) 1991-07-23 1999-11-10 日本電気株式会社 直列共振コンバータ制御回路
JP4280976B2 (ja) 2003-04-10 2009-06-17 横河電機株式会社 スイッチング電源
US20080074905A1 (en) 2006-09-22 2008-03-27 Kabushiki Kaisha Toyota Jidoshokki Method for Controlling Bidirectional DC-DC Converter
JP5065188B2 (ja) 2008-05-23 2012-10-31 オリジン電気株式会社 直列共振型コンバータ

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