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KR100950141B1 - 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보를 사용하기 위한방법 및 장치 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보를 사용하기 위한방법 및 장치 Download PDF

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KR100950141B1
KR100950141B1 KR1020037012349A KR20037012349A KR100950141B1 KR 100950141 B1 KR100950141 B1 KR 100950141B1 KR 1020037012349 A KR1020037012349 A KR 1020037012349A KR 20037012349 A KR20037012349 A KR 20037012349A KR 100950141 B1 KR100950141 B1 KR 100950141B1
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KR
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csi
data
channel
matrix
transmission
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KR1020037012349A
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펀운 링
제이 알. 왈톤
스티븐 제이. 호워드
마크 월래이스
존 더블유. 켓춤
Original Assignee
콸콤 인코포레이티드
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Publication date
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Abstract

본 발명은 다중-입력 다중-출력(MIMO) 통신 시스템에서 송신기 유닛으로부터 수신기 유닛으로 데이터를 전송하기 위한 기술에 관한 것이다. 한 방법에 있어서, 수신기 유닛에서는 송신기 유닛으로부터 다수의 수신 안테나를 통해 다수의 신호가 수신된다. 수신된 신호는 데이터 전송에 사용되는 다수의 전송 채널의 특성을 나타내는 채널 상태 정보(CSI)를 유도하도록 처리된다. CSI는 송신기 유닛으로 다시 전송된다. 송신기 유닛에서, 수신기 유닛으로부터의 CSI가 수신되며 수신기 유닛에 전송하기 위한 데이터는 수신된 CSI에 기초하여 처리된다.

Description

무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보를 사용하기 위한 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR UTILIZING CHANNEL STATE INFORMATION IN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}
본원 발명은 데이터 통신에 관한 것으로서, 특히 무선 통신 시스템에서 개선된 성능을 제공하기 위해 채널 상태 정보를 (전체 또는 부분적으로) 이용하는 신규하고 개선된 방법 및 장치에 관한 것이다.
음성, 데이터 등과 같은 다양한 타입의 통신을 제공하기 위해 무선 통신 시스템들이 널리 사용되고 있다. 이러한 시스템들은 코드 분할 다중 접속(CDMA), 시 분할 다중 접속(TDMA), 직교 주파수 분할 변조(OFDM), 또는 다른 변조 기술들에 기반한다. OFDM 시스템들은 일부 채널 환경들에 있어서 높은 성능을 제공할 수 있다.
지상 통신 시스템에서(예를 들면, 셀룰러 시스템, 방송 시스템, 다중 채널 다중 포인트 분배 시스템(MMDS) 등), 송신기 유닛으로부터의 RF 변조 신호는 많은 통신 경로를 통해 수신기 유닛에 도달한다. 일반적으로 통신 경로들의 특성들은 페이딩 및 다중 경로와 같은 많은 인자로 인해 시간에 따라 변화된다.
이러한 유익하지 못한 경로 효과들에 대한 다이버시티를 제공하고 성능을 개선하기 위해 복수의 송신 및 수신 안테나가 사용될 수 있다. 송신 및 수신 안테나들 사이의 전송 경로들이 선형적으로 독립적이면(즉, 하나의 경로 상에서의 전송이 다른 경로들 상에서의 전송들의 선형 조합으로서 형성되지 않으면), 안테나들의 수가 증가함에 따라 전송된 신호를 정확하게 수신할 확률이 증가하며, 이러한 조건은 어느 정도는 사실이다. 일반적으로 송신 및 수신 안테나들의 수가 증가하면 다이버시티가 증가하고 성능이 개선된다.
다중-입력 다중-출력(MIMO) 통신 시스템은 데이터 전송을 위해 다수의(NT) 송신 안테나 및 다수의(NR) 수신 안테나를 사용한다. MIMO 채널은 NC개의 독립 채널로 분해될 수 있으며, 여기서 NC ≤ min{NT, NR}이다. NC개의 독립 채널 각각은 MIMO 채널의 공간 서브채널로 지칭되고 차원(dimension)에 해당한다. MIMO 시스템은 다수의 송신 및 수신 안테나에 의해 발생한 추가적인 차원들이 이용되는 경우 개선된 성능을 제공할 수 있다.
따라서, 개선된 시스템 성능을 제공하기 위해 MIMO 시스템에 의해 발생한 추가적인 차원들을 이용할 수 있도록 채널 상태 정보(CSI)를 이용하는 기술이 필요하다.
본원 발명의 양상은 송신 신호들을 복원하기 위해 다중-입력 다중-출력(MIMO) 통신 시스템에서 수신 신호들을 처리하고 MIMO 채널의 특성들을 추정하는 기술들을 제공한다. 데이터 전송에 사용되는 전송 채널들의 특성을 나타내는 채널 상태 정보(CSI)를 유도하기 위해 다양한 수신기 처리 방식이 사용된다. 그리고 나서 CSI는 송신기 시스템으로 전달되어 신호 처리(예를 들면, 코딩, 변조 등)를 조정하는데 사용된다. 이러한 방식으로, 결정된 채널 조건들에 기반하여 높은 성능이 달성된다.
본 발명의 특정 실시예는 MIMO 통신 시스템에서 송신기 유닛으로부터 수신기 유닛으로 데이터를 전송하기 위한 방법을 제공한다. 상기 방법에 따라, 수신기 유닛에서, 다수의 신호가 다수의 안테나를 통해 수신되고, 각각의 수신 안테나로부터 수신된 신호는 송신기 유닛으로부터 전송된 하나 또는 그 이상의 신호의 조합으로 구성된다. 수신된 신호들은 (예를 들어, 채널 상관 행렬 인버전(CCMI) 방식, 언바이어스 최소 평균 제곱 에러(UMMSE) 방식, 또는 다른 수신기 처리 방식을 통해) 처리되어 데이터 전송에 사용되는 다수의 전송 채널의 특성들을 표시하는 CSI를 유도한다. CSI는 인코딩되어 송신기 유닛으로 전송된다. 송신기 유닛에서, 수신기 유닛으로부터의 CSI가 수신되고 수신된 CSI에 기반하여 수신기 유닛으로의 전송을 위한 데이터가 처리된다.
송신기 유닛에 보고된 CSI는 전체(full)-CSI 또는 부분(partial)-CSI를 포함할 수 있다. 전체-CSI는 송신 및 수신 안테나들의 모든 쌍 사이의 통신 경로의 충분한 전체-대역폭 특성(예를 들면, 가용 대역폭 상의 위상 및 진폭)을 포함한다. 부분-CSI는 예를 들면, 전송 채널의 신호대 잡음비(SNR)를 포함한다. 송신기 유닛에서, 각 전송 채널에 대한 데이터는 전송 채널에 대한 SNR 평가치에 기반하여 코딩될 수 있고, 각 전송 채널에 대해 코딩된 데이터는 이러한 SNR 평가치에 기반하여 선택된 변조 방식에 따라 변조될 수 있다. 전체-CSI 처리에 있어서, 변조 심벌들은 또한 수신된 CSI에 따라 전송에 앞서 사전 컨디셔닝(precondition)된다.
본 발명은 또한 후술하는 바와 같이 본 발명의 다양한 양상, 실시예 및 특징을 구현하는 방법, 시스템 및 장치를 제공한다.
본 발명의 특징, 특성 및 이점은 하기 도면을 참고로 한 상세한 설명을 통해 보다 명백해질 것이다.
도 1은 본 발명의 다양한 실시예들 및 양상들을 구현할 수 있는 다중-입력 다중-출력(MIMO) 통신 시스템의 다이어그램이다.
도 2A 및 2B는 각각 부분-CSI 처리 및 전체-CSI 처리를 수행할 수 있는 MIMO 송신기 시스템의 실시예에 대한 블록 다이어그램이다.
도 3은 직교 주파수 분할 변조(OFDM)를 이용하는 MIMO 송신기 시스템의 실시예에 대한 블록 다이어그램이다.
도 4는 상이한 송신 타입에 대한 상이한 처리를 제공할 수 있고 또한 OFDM을 사용하는 MIMO 송신기 시스템의 일부를 보여주는 블록 다이어그램이다.
도 5 및 6은 각각 채널 상관 행렬 인버전(CCMI) 기술 및 언바이어스 최소 평균 제곱 에러(UMMSE) 방식에 기반하여 데이터 전송을 처리할 수 있고 다수(NR)의 수신 안테나를 갖는 수신기 시스템의 2가지 실시예에 대한 블록 다이어그램이다.
도 7A는 3개의 수신기 처리 기술 및 상이한 SNR 값들에 대한 MIMO 시스템의 평균 처리량을 보여주는 도이다.
도 7B는 데이터 히스토그램에 기반하여 발생한 3개의 수신기 처리 기술들에 대한 누적 확률 분포 함수들(CDF)을 보여주는 도이다.
도 1은 본 발명의 다양한 양상들 및 실시예들을 구현할 수 있는 다중-입력 다중-출력(MIMO) 통신 시스템(100)의 다이어그램이다. 시스템(100)은 제2 시스템(150)과 통신하는 제1 시스템(110)을 포함한다. 시스템(100)은 스펙트럼 효율성을 증가시키고, 성능을 개선하며, 유연성을 향상시키기 위해 안테나, 주파수, 및 시간 다이버시티(하기에서 상술함)의 조합을 사용하여 동작할 수 있다. 일 양상에서, 시스템(150)은 통신 링크의 특성들을 결정하고 시스템(110)으로 채널 상태 정보(CSI)를 보고하도록 동작할 수 있고, 시스템(110)은 보고된 CSI에 기반하여 전송될 데이터의 처리(예를 들면, 인코딩 및 변조)를 조정하도록 동작할 수 있다.
시스템(110) 내에서, 데이터 소스(112)는 송신(TX) 데이터 처리기(114)로 데이터(즉, 정보 비트들)를 제공하고, 상기 데이터 프로세서(114)는 특정 인코딩 방식에 따라 데이터를 인코딩하고, 특정 인터리빙 방식에 따라 인코딩된 데이터를 인터리빙(즉, 재정렬)하며, 데이터 전송에 사용되는 하나 또는 그 이상의 전송 채널들에 대해 인터리빙된 비트들을 변조 심벌들에 매핑한다. 이러한 인코딩은 데이터 전송의 신뢰성을 증가시킨다. 상기 인터리빙은 코딩된 비트들에 대해 시간 다이버시티를 제공하고, 데이터 전송에 사용되는 전송 채널들에 대한 평균 신호대 잡음비(SNR)에 기반하여 데이터가 전송될 수 있도록 하며, 페이딩을 완화하고, 또한 각 변조 심벌을 형성하는데 사용되는 코딩 비트들 사이의 상관성을 없앤다. 코딩된 비트들이 다수의 주파수 서브채널 상에서 전송되면, 이러한 인터리빙은 추가로 주파수 다이버시티를 제공한다. 본 발명의 일 양상에 따라, 인코딩, 인터리빙, 및 심벌 매핑(또는 이들의 조합)은 도 1에 도시된 바와 같이 시스템(110)에 제공되는 전체 또는 부분-CSI에 기반하여 수행된다.
송신기 시스템(110)에서의 인코딩, 인터리빙, 및 심벌 매핑은 여러 방식에 기반하여 수행될 수 있다. 하나의 특정 방식은 미국 특허 출원 번호 09/776,073, 제목 "CODING SCHEME FOR A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM"에 제시되어 있고, 이는 본 발명의 양수인에게 양도되었으며, 본 명세서에서 참조된다.
MIMO 시스템(100)은 통신 링크의 송신 및 수신단에서 다수의 안테나를 사용한다. 이러한 송신 및 수신 안테나들은 송신 다이버시티 및 수신 다이버시티를 포함하여 공간 다이버시티의 다양한 형태를 제공하기 위해 사용된다. 공간 다이버시티는 다수의 송신 안테나 및 하나 또는 그 이상의 수신 안테나를 사용하는 것을 특징으로 한다. 송신 다이버시티는 다수의 송신 안테나 상에서의 데이터 전송으로 특성화된다. 일반적으로, 요구되는 다이버시티를 달성하기 위해 송신 안테나들로부터 전송된 데이터에 대해 추가적인 처리가 이뤄진다. 예를 들어, 상이한 송신 안테나들로부터 전송된 데이터는 시간적으로 지연 또는 재정렬되고, 가용 송신 안테나 상에서 코딩 및 인터리빙된다. 수신 다이버시티는 다수의 수신 안테나들 상에서 전송 신호들의 수신에 의해 특성화되고, 다이버시티는 상이한 신호 경로들을 통해 간단히 신호들을 수신함으로써 달성된다.
시스템(100)은 다양한 통신 모드에서 동작할 수 있고, 각 통신 모드는 안테나, 주파수, 또는 시간 다이버시티, 또는 이들의 조합을 이용한다. 이러한 통신 모드들은 예를 들어 "다이버시티" 통신 모드 및 "MIMO" 통신 모드를 포함할 수 있다. 다이버시티 통신 모드는 통신 링크의 신뢰성을 증가시키기 위해 다이버시티를 사용한다. "순수(pure)" 다이버시티 통신 모드로 지칭되는 다이버시티 통신 모드의 일반적인 응용예에서, 데이터는 모든 가용 송신 안테나들로부터 수신 시스템으로 전송된다. 순수 다이버시티 통신 모드는 데이터 레이트 요구조건들이 낮거나 또는 SNR 이 낮은 경우, 또는 이 두 가지 모두가 사실이 경우에서 사용될 수 있다. MIMO 통신 모드는 통신 링크의 양 단(즉, 다수의 송신 안테나 및 다수의 수신 안테나들)에서 안테나 다이버시티를 사용한다. MIMO 통신 모드는 안테나 다이버시티와 조합하여 추가로 주파수 및/또는 시간 다이버시티를 사용할 수 있다.
시스템(100)은 추가로 동작 주파수 대역을 다수의(L개) 주파수 서브채널(즉, 주파수 빈)로 효과적으로 분할하는 직교 주파수 분할 변조(OFDM)를 사용한다. 각 타임 슬롯에서(즉, 주파수 서브채널의 대역폭에 의존하는 특정 시간 인터벌), 변조 심벌은 L개의 주파수 서브채널 각각에서 전송된다.
시스템(100)은 다수의 전송 채널을 통해 데이터를 전송하도록 동작한다. 상술한 바와 같이, MIMO 채널은 Nc개의 독립 채널로 분해되며, 여기서 Nc≤mim{NT,NR} 이다. Nc개의 독립 채널 각각은 또한 MIMO 채널의 공간 서브채널로서 언급된다. OFDM을 이용하지 않는 MIMO 시스템에 있어서, 단지 하나의 주파수 서브채널만이 존재하고 각각의 공간 서브채널은 "전송 채널"로 언급된다. OFDM을 사용하는 MIMO 시스템에 있어서, 각각의 주파수 서브채널의 각 공간 서브채널은 전송 채널로서 언급된다. MIMO 통신 모드에서 동작하지 않는 OFDM 시스템에 있어서, 단지 하나의 공간 서브채널만이 존재하고 각각의 주파수 서브채널은 전송 채널로서 언급된다.
MIMO 시스템은 다수의 송신 및 수신 안테나에 의해 발생한 추가적인 차원이 이용되는 경우, MIMO 시스템은 개선된 성능을 제공할 수 있다. 이는 송신기에서 CSI의 정보를 반드시 필요로 하지는 않지만, 송신기 안테나들로부터 수신기 안테나들로 전송 특성들을 표시하는 CSI가 제공되는 경우에 증가한 시스템 효율 및 성능이 가능하다. CSI는 "전체-CSI" 또는 "부분-CSI"로서 카테고리화 된다.
전체-CSI는 NT×NR MIMO 행렬에서 각각의 송신기-수신기 안테나 쌍 사이의 전파 경로에 대해 전체 시스템 대역폭(즉, 각각의 주파수 서브채널)에 걸친 충분한 특성(예를 들면, 진폭 및 위상)을 포함한다. 전체-CSI 처리는 (1) 채널 특성이 송신기 및 수신기 모두에서 이용 가능하고, (2) 송신기가 MIMO 채널에 대한 고유모드를 계산하고(하기에서 기술됨), 고유모드에서 전송될 변조 심벌들을 결정하고, 변조 심벌들을 컨디셔닝하고(필터링하고), 컨디셔닝된 변조 심벌들을 전송하며, (3) 각 전송 채널에 필요한 Nc개의 공간 매칭 필터 계수(즉, 각각의 고유모드)를 계산하기 위해 채널 특성에 기반하여 선형 전송 처리에 대한 상보적 처리(예를 들면, 공간 매칭 필터)를 수행하는 것을 의미한다. 전체-CSI 처리는 변조 심벌들을 유도하기 위해 채널의 고유값(하기에서 기술됨)에 기반한 각 전송 채널에 대한 데이터 처리(예를 들면, 적절한 코딩 및 변조 방식의 선택)를 추가로 수반한다.
부분-CSI는 예를 들어, 전송 채널들의 신호대 잡음비(SNR)를 포함한다(즉, OFDM이 없으면 MIMO 시스템의 각 공간 서브 채널에 대한 SNR, 또는 OFDM이 있으면 MIMO 시스템의 각 공간 서브채널에 대한 각각의 주파수 서브채널의 SNR). 부분-CSI 처리는 채널의 SNR에 기반한 각 전송 채널에 대한 데이터 처리(예를 들면, 적절한 코딩 및 변조 방식의 선택)를 의미한다.
도 1을 참고하여, TX MIMO 프로세서(120)는 TX 데이터 프로세서(114)로부터 변조 심벌들을 수신하고 처리하여 상기 MIMO 채널 상에서 송신하기에 적절한 심벌들을 제공한다. 상기 TX MIMO 프로세서(120)에 의해 수행된 처리는 전체 또는 부분-CSI 처리가 사용되는지에 의존하며, 이하에서 보다 자세히 설명된다.
전체-CSI 처리에 대해, TX MIMO 프로세서(120)는 상기 변조 심벌을 디멀티플렉싱하고 미리 컨디셔닝한다. 그리고 부분-CSI 처리에 대해서, TX MIMO 프로세서(120)는 상기 변조 심벌들을 단순히 디멀티플렉싱한다. 상기 전체 및 부분-CSI MIMO 처리는 이하에서 보다 구체적으로 설명된다. 전체-CSI 처리를 사용하고 OFDM을 사용하지 않는 MIMO 시스템에서, TX MIMO 프로세서(120)는 각 송신 안테나에 대해 사전 컨디셔닝된 변조 심벌들의 스트림을 제공하는데, 시간 슬롯당 하나의 사전 컨디셔닝된 변조 심벌을 제공한다. 각 사전 컨디셔닝된 변조 심벌들은 이하에서 보다 자세히 설명되는 것과 같이, 상기 NC 공간 서브채널에 대해 소정의 시간 슬롯에서 선형 조합의 NC 변조 심벌들이다. 전체-CSI 처리와 OFDM을 사용하는 MIMO 시스템에서, TX MIMO 프로세서(120)는 각 전송 채널에 대해 사전 컨디셔닝된 변조 심벌 벡터들의 스트림을 제공하는데, 각 벡터는 소정의 시간 슬롯 동안 L개의 주파수 서브채널에 대한 L개의 사전 컨디셔닝된 변조 심벌을 포함하고 있다. 부분-CSI 처리를 사용하고 OFDM을 사용하지 않는 MIMO 시스템에서, TX MIMO 프로세서(120)는 각 송신 안테나에 대해 사전 컨디셔닝된 변조 심벌들의 스트림을 제공하는데, 시간 슬롯당 하나의 변조 심벌을 제공한다. 그리고 부분-CSI 처리와 OFDM을 사용하는 MIMO 시스템에서, TX MIMO 프로세서(120)는 각 송신 안테나에 대해 변조 심벌 벡터들의 스트림을 제공하는데, 각 벡터는 소정의 시간 슬롯 동안에 L개의 주파수 서브채널에 대한 L개의 사전 컨디셔닝된 변조 심벌을 포함하고 있다. 상기 설명된 모든 경우에, 변조 심벌들 또는 변조 심벌 벡터들의 각 스트림은 개별적인 변조기(MOD, 122)에 의해 수신되어 변조되며, 관련된 안테나(124)를 통해 송신된다.
도 1에 도시되어 있는 실시예에서, 수신기 시스템(150)은 상기 송신된 신호들을 수신하고 상기 수신된 신호를 각각의 복조기(DEMOD, 154)에 제공하는 여러 개의 수신 안테나(152)를 포함한다. 각 복조기(154)는 상기 변조기(122)에서 수행된 처리에 상보적인 처리를 수행한다. 모든 복조기(154)로부터의 복조된 심벌들은 (RX, MINO) 프로세서(156)에 의해 수신되도록 제공되며, 이하에서 설명된 방식으로 처리된다. 상기 전송 채널들에 대해 상기 수신된 변조 심벌들은 RX 데이터 프로세서(158)에 제공되는데, 상기 프로세서는 TX 데이터 프로세서(114)에 의해 수행된 프로세서에 상보적인 처리를 수행한다. 특정 설계에서, RX 데이터 프로세서(158)는 상기 수신된 변조 심벌들을 지시하는 비트 값을 제공하고, 상기 비트 값들을 디인터리빙하며, 상기 디인터리빙된 값들을 디코딩하여 디코딩된 비트들을 발생하는데, 이것은 데이터 싱크(160)로 제공된다. 상기 수신되어 디매핑되고, 디인터리빙되고 디코딩된 심벌은 송신기 시스템(110)에서 수행된 매핑, 인터리빙 및 인코딩에 대응한다. 상기 수신기 시스템(150)에 의한 처리는 이하에서 보다 구체적으로 설명된다.
MIMO 시스템의 공간 서브채널(보다 일반적으로, OFDM을 가지고 있는 또는 가지고 있지 않은 MIMO 시스템의 전송 채널들)들은 전형적으로 서로 다른 링크 상태를 경험하게 되며(예를 들어 서로 다른 페이딩과 다중 경로 효과), 서로 다른 SNR을 달성할 수 있다. 결국, 전송 채널의 용량은 채널마다 다를 수도 있다. 이 용량은 특정 레벨의 성능에 대한 각 전송 채널 상에서 송신되는 정보 비트율(즉, 변조 심벌당 정보 비트 수)에 의해 결정된다. 게다가, 상기 링크 상태들은 전형적으로 시간에 따라 변한다. 결국, 상기 전송 채널에 대해 지원되는 정보 비트율은 시간에 따라 변한다. 상기 전송 채널들을 보다 효율적으로 사용하기 위해, 상기 링크 상태들을 기술하는 CSI는 (전형적으로 상기 수신기 유닛에서) 결정될 수 있으며 송신기 유닛에 제공되어, 이에 따라 처리가 적절하게 조정(또는 적응)될 수 있다. 본 발명은 개선된 시스템 성능을 제공하기 위해 (전체 또는 부분) CSI를 결정하고 활용하는 기술을 제공한다.
부분-CSI 처리에 의한 MIMO 송신기 시스템
도 2A는 도 1의 시스템의 송신기 부분의 일 실시예인 MIMO 송신기 시스템(110a)의 실시예에 대한 계통도이다. OFDM을 사용하지 않는 송신기 시스템(110a)은 수신기 시스템(150)에 의해 보고되는 부분-CSI에 근거하여 그것의 처리를 조정할 수 있다. 시스템(110a)은 (1) 정보 비트들을 수신하고 처리하여 변조 심벌들을 제공하는 TX 데이터 프로세서(114a) 및 (2) 상기 NT 송신 안테나들에 대한 변조 심벌들을 디멀티플렉싱하는 TX MIMO 프로세서(120a)를 포함한다.
TX 데이터 프로세서(114a)는 도 1의 TX 데이터 프로세서(114)의 일 실시예이며, 다른 많은 설계가 TX 데이터 프로세서(114)에 사용될 수 있으며, 이것은 본 발명의 범위에 포함된다. 도 2A의 특정 실시예에서, TX 데이터 프로세서(114a)는 인코더(202), 채널 인터리버(204), 펑처러(puncturer)(206) 및 심벌 매핑 엘리먼트(208)를 포함한다. 인코더(202)는 특정 인코딩 구조에 상응하도록 상기 정보 비트들을 수신하고 인코딩하여 코딩된 비트들을 제공한다. 채널 인터리버(204)는 특정 인터리빙 구조에 근거하여 상기 코딩된 비트들을 인터리빙하여 다이버시티를 제공한다. 펑처러(206)는 0개 이상의 인터리빙된 코드 비트들을 펑처링하여 바람직한 수의 코딩된 비트를 제공한다. 심벌 매핑 엘리먼트(208)는 상기 데이터를 송신하기 위해 사용되는 하나 이상의 전송 채널을 위해 펑처링되지 않은 코딩된 비트를 변조 심벌들로 매핑한다.
간소화를 위해 비록 도 2A에는 도시되어 있지 않지만, 파일럿 데이터(예를 들어 공지된 형태의 데이터)가 인코딩될 수 있으며, 상기 처리된 정보 비트들과 멀티플렉싱된다. 상기 처리된 파일럿 데이터는 상기 정보 비트들을 송신하는데 사용되는 전송 채널들의 모든 또는 서브 세트에서 송신될 수 있다(즉, 시분할 멀티플렉싱 방식으로). 상기 파일럿 데이터는 공지되어 있으며, 이하에서 보다 자세히 설명되는 것과 같이 채널 평가를 위해 상기 수신기에서 사용될 수 있다.
도 2A에 도시되어 있는 것과 같이, 상기 인코딩 및 변조는 수신기 시스템(150)에 의해 보고된 부분-CSI에 근거하여 조정될 수 있다. 일 실시예에서, 적응형 인코딩은 고정된 기본 코드(fixed base code)(예를 들어, 1/3 터보 코드)를 사용하고 데이터를 송신하기 위해 사용되는 전송 채널의 SNR에 의해 지원되는 것과 같이, 원하는 코드율을 달성하기 위해 펑처링을 조절함으로써 달성될 수 있다. 대안적으로, (블록(202)으로 점선으로 표시된 화살표에 의해 지시되는 것과 같이) 서로 다른 코딩 구조들이 상기 보고된 부분-CSI에 근거하여 사용될 수 있다. 예를 들어, 상기 전송 채널들 각각은 개별 코드에 의해 코딩될 수 있다. 상기 코딩 구조에 의해, 연속적인 "널링/등화(nulling/equalization) 및 방해 제거" 수신기 처리 구조는 상기 데이터 스트림을 탐지하고 디코딩하여 상기 송신 데이터 스트림의 보다 신뢰할 수 있는 추정치를 유도하기 위해 사용될 수 있다. 상기 수신기 처리 구조는 이탈리아, 피사, Proc. ISSSE "V-BLAST: 리치-분산 무선 채널 상에서 초고속 데이터 속도를 달성하기 위한 구조( An Architecture for Archieving Very High Data Rates over the Rich-Scattering Wireless Channel)" 제하의 P.W. Wolniansky에 의한 논문에 설명되어 있으며, 이하 참고로 통합되어 있다.
각 전송 채널에 대해, 심벌 매핑 엘리먼트(208)는 논(non)-이진 심벌들을 형성하기 위해 그리고 상기 논-이진 심벌들을 상기 전송 채널을 위해 선택된 특정 변조 구조(예를 들어, QPSK, M-PSK, M-QAM)에 상응하는 신호 배열에 매핑하기 위해 펑처링되지 않은 코딩된 비트 세트들의 그룹으로 설계될 수 있다. 각 매핑된 포인트는 변조 심벌들에 상응한다. 특정 레벨의 성능에 대한 각 변조 심벌들을 위해 전송될 수 있는 정보 비트 수는 상기 전송 채널의 SNR에 의존한다. 따라서 각 전송 채널에 대한 코딩 구조와 변조 구조는 지원되는 부분-CSI에 근거하여 선택될 수 있다. 상기 채널 인터리빙은 (블록(204)으로 화살표에 의해 지시되는 것과 같이) 상기 보고된 부분-CSI에 근거하여 조정될 수 있다.
테이블 1은 다수의 SNR 범위에 사용될 수 있는 코딩률과 변조 구조의 여러 조합을 열거하고 있다. 각 전송 채널에 대해 지원되는 비트율은 여러 개의 가능 코딩률과 변조 구조 중 하나를 사용하여 달성될 수 있다. 예를 들어, 심벌당 하나의 정보 비트는 (1) 1/2의 코딩률과 QPSK 변조 (2) 1/3 코딩률과 8-PSK 변조 (3) 1/4 코딩률과 16-QAM 또는 다른 코딩률과 변조 구조의 조합을 사용하여 달성될 수 있다. 테이블 1에서, QPSK, 16-QAM, 64-QAM은 열거된 SNR 범위에 사용된다. 8-PSK, 32-QAM, 128-QAM과 같은 다른 변조 구조들 또한 본 발명의 범위에서 사용될 수 있다.
테이블1
SNR 범위 심벌당 정보 비트의 수 변조 심벌 심벌당 코딩된 비트의 수 코딩률
1.5-4.4 1 QPSK 2 1/2
4.4-6.4 1.5 QPSK 2 3/4
6.4-8.35 2 16-QAM 4 1/2
8.35-10.4 2.5 16-QAM 4 5/8
10.4-12.3 3 16-QAM 4 3/4
12.3-14.15 3.5 64-QAM 6 7/12
14.15-15.55 4 64-QAM 6 2/3
15.55-17.35 4.5 64-QAM 6 3/4
>17.35 5 64-QAM 6 5/6
TX 데이터 프로세서(114a)로부터의 변조 심벌들은 TX 데이터 프로세서(120a)로 제공되는데, 이것은 도 1의 TX MIMO 프로세서(102)의 일 실시예이다. TX MIMO 프로세서(120a)에서, 디멀티플렉서(214)는 상기 수신된 변조 심벌들을 다수의 변조 심벌 스트림(NT)으로 디멀티플렉싱하는데, 하나의 스트림이 상기 변조 심벌들을 송신하는데 사용된다. 각 변조 심벌 스트림은 개별적인 변조기(122)에 제공된다. 각 변조기(122)는 상기 변조 심벌들을 아날로그 신호로 변환하며, 증폭하고 필터링하며 직교변조하고 상기 신호를 상향 변환하여 상기 무선 링크 상에서 송신하기에 적절하게 변조된 신호를 생성한다.
만약 다수의 공간 서브채널이 가용 송신 안테나 수보다 적으면(즉, Nc<NT), 여러 구조가 데이터 송신에 사용될 수 있다. 일 구조에서, Nc 변조 심벌 스트림이 생성되어 상기 가용 송신 안테나의 서브 세트(즉 Nc)로 송신된다. 나머지 송신 안테나(Nt-Nc)는 데이터 송신에 사용된다. 다른 구조에서, 데이터 송신의 신뢰도를 개선하기 위해 추가적인 송신 안테나(NT-Nc)에 의해 제공되는 추가적인 자유도가 사용된다. 이러한 구조에서, 하나 이상의 데이터 스트림 각각은 인코딩되고, 인터리빙되고, 다수의 송신 안테나 상에서 송신될 수 있다. 데이터 스트림에 대한 다수의 안테나의 사용은 다이버시티를 증가시키며, 경로 효과의 삭제에 대해 신뢰도를 개선한다.
전체-CSI 처리에 의한 MIMO 송신기 시스템
도 2B는 수신기 시스템(150)에 의해 보고된 전체-CSI에 근거하여 데이터를 처리할 수 있는 MIMO 송신기 시스템(110b)의 실시예에 대한 계통도이다. 상기 정보 비트들은 TX 데이터 프로세서(114)에 의해 인코딩되고, 인터리빙되고 심벌 매핑되어 변조 심벌들을 생성한다. 상기 코딩 및 변조는 상기 수신기 시스템에 의해 보고된 가용 전체-CSI에 근거하여 조정되며, MIMO 송신기 시스템(110a)에 대해 상기 설명된 것과 같이 수행될 수 있다.
TX MIMO 프로세서(120b) 안에서, 채널 MIMO 프로세서(212)는 수신된 변조 심벌들을 다수의 변조 심벌 스트림으로 디멀티플렉싱하는데, 각 공간 서브채널에 대한 하나의 스트림(즉, 고유모드)이 상기 변조 심벌들을 송신하는데 사용된다. 전체-CSI 처리에서, 채널 MIMO 프로세서(212)는 상기 Nc 변조 심벌들을 각 시간 슬롯에 사전 컨디셔닝하여, 다음과 같이 NT 사전 컨디셔닝된 변조 심벌들을 생성한다;
Figure 112003034982058-pct00001
식(1)
여기서, b1, b2,...bNc는 공간 서브채널 1, 2, ....NNc에 대한 변조 심벌들이며, 각각의 Nc 변조 심벌은 예를 들어 M-PSK, M-QAM 또는 다른 변조 구조를 사용하여 발생한다;
eij는 상기 송신 안테나로부터 상기 수신 안테나로의 송신 특성에 관련된 고유벡터 행렬(E)의 엘리먼트들이며, x1, x2,....xNr은 다음과 같이 표현될 수 있는 사전 컨디셔닝된 변조 심벌들이다;
Figure 112003034982058-pct00002
상기 고유벡터 행렬(E)은 송신기에 의해 계산될 수 있으며, 수신기에 의해 송신기로 제공된다.
전체-CSI 처리에 대해, 특정 송신 안테나에 대한 각 사전 컨디셔닝된 변조 심벌(xi)은 Nc 공간 서브채널까지의 변조 심벌의 선형 조합을 나타낸다. 상기 변조 심벌(xi) 각각에 사용되는 변조 구조는 고유모드의 유효 SNR에 근거하며, 고유값(λi)에 비례한다. 각각의 사전 컨디셔닝된 변조 심벌을 생성하기 위해 사용되는 변조 심벌들(Nc) 각각은 서로 다른 신호 배열에 관련되어 있다. 각 시간 슬롯 동안에, 채널 MIMO 프로세서(212)에 의해 발생한 사전 컨디셔닝된 변조 심벌(NT)은 디멀티플렉서(214)에 의해 디멀티플렉싱되고 변조기(122, NT)로 제공된다.
전체-CSI 처리는 가용 CSI와 선택된 송신 안테나에 근거하여 수행될 수 있다. 전체-CSI 처리는 또한 선택적으로 능동적으로 인에이블되거나 또는 디스에이블된다. 예를 들어, 전체-CSI 처리는 특정 데이터 송신에 대해서 인에이블되고 다른 데이터 송신에 대해서는 디스에이블된다. 전체-CSI 처리는 예를 들어, 통신 링크가 적절한 SNR을 가질 때 일정 상태에서 인에이블될 수 있다.
OFDM에 의한 MIMO 송신기 시스템
도 3은 OFDM을 활용하며, 전체 또는 부분-CSI에 근거하여 그것의 프로세싱을 조절할 수 있는 MIMO 송신기 시스템(110c)의 실시예에 대한 계통도이다. 상기 정보 비트들은 TX 데이터 프로세서(114)에 의해 인코딩되고, 인터리빙되고, 펑처링되며 매핑되어 변조 심벌들을 발생한다. 상기 코딩 및 변조는 상기 수신기 시스템에 의해 보고된 가용 전체 또는 부분-CSI에 근거하여 조절될 수 있다. OFDM을 이용하는 MIMO 시스템에 대해, 변조 심벌들은 다수의 주파수 서브채널 상에서 다수의 송신 안테나로부터 송신될 수 있다. 순수하게 MIMO 통신 모드에서 작동할 때, 각 주파수 서브채널 상에서의 송신과 각 송신 안테나로부터의 송신은 복제된 데이터를 나타내는 것은 아니다.
MIMO 프로세서(120c)에서, 디멀티플렉서(DEMUX, 310)는 변조 심벌들을 수신하고 다수의 서브채널 심벌 스트림(S1에서 SL)으로 디멀티플렉싱하는데, 각 주파수 서브채널들에 대한 하나의 서브채널 심벌 스트림이 심벌들을 송신하는데 사용된다.
전체-CSI 처리에 대해, 각 서브채널 심벌 스트림은 개별적인 서브채널 MIMO 프로세서(312)로 제공된다. 각 서브채널 MIMO 프로세서(312)는 수신된 서브채널 심벌 스트림을 다수의 심벌 서브스트림으로 디멀티플렉싱하며, 각 공간 서브채널에 대한 하나의 심벌 서브스트림이 변조 심벌들을 송신하는데 사용된다. OFDM 시스템에서 전체-CSI 처리에 대해, 고유모드가 유도되어 각각의 주파수 서브채널 상에 적용된다. 따라서, 각각의 서브채널 MIMO 프로세서(312)는 식(1)에 상응하여 Nc 변조 심벌들까지 사전 컨디셔닝하여 사전 컨디셔닝된 변조 심벌들을 생성한다. 특정 주파수 서브채널의 특정 전송 채널에 대한 각각의 사전 컨디셔닝된 변조 심벌은 Nc 공간 서브채널들까지의 변조 심벌들의 선형 조합을 나타낸다.
전체-CSI 처리에 대해, 각 시간 슬롯 동안에 각각의 서브채널 MIMO 프로세서(312)에 의해 발생한 NT 사전 컨디셔닝된 변조 심벌들은 각각의 디멀티플렉서(314)에 의해 디멀티플렉싱되고, 316a에서 316t까지의 NT 심벌 결합을 제공한다. 예컨대, 주파수 서브채널(1)에 할당되는 서브채널 MIMO 프로세서(312a)는 안테나(1 내지 NT)의 주파수 서브채널(1)에 최대 NT개의 미리 컨디셔닝된 변조 심벌을 제공할 수 있다. 마찬가지로, 주파수 서브채널(L)에 할당되는 서브채널 MIMO 프로세서(312l)는 안테나(1 내지 NT)의 주파수 서브채널(L)에 최대 NT개의 심벌을 제공할 수 있다.
그리고 부분-CSI 처리를 위해서, 각각의 서브채널 심벌 스트림(S)은 각각의 디멀티플렉서(314)에 의해서 디멀티플렉싱되고, (최대) NT개의 심벌 결합기(316a 내지 316t)에 제공된다. 서브채널 MIMO 프로세서(312)를 통한 상기 처리는 부분-CSI 처리를 위해서 회피된다.
각각의 결합기(316)는 최대 L개의 주파수 서브채널에 대한 변조 심벌을 수신하고, 각각의 시간 슬롯에 대한 심벌을 변조 심벌 벡터(V)에 결합하며, 그 다음 처리 단(즉, 변조기(122))에 그 변조 심벌 벡터를 제공한다.
따라서, MIMO 프로세서(120c)는 각각의 전송 안테나에 대해서 하나씩 총 NT개의 변조 심벌 벡터(V1 내지 VT)를 제공하기 위해서 변조 심벌을 수신하여 처리한다. 각각의 변조 심벌 벡터(V)는 단일 시간 슬롯을 커버하고, 변조 심벌 벡터(V)의 각 엘리먼트는 변조 심벌을 전달하는 고유 서브캐리어를 구비한 특정 주파수 서브채널과 연관된다. 만약 "순수" MIMO 통신 모드로 동작하지 않는다면, 변조 심벌 벡터 중 일부는 다른 전송 안테나에 대한 특정 주파수 서브채널에 대해서 복제 또는 중복 정보를 가질 수 있다.
도 3은 OFDM을 위한 변조기(122)의 실시예를 또한 도시하고 있다. MIMO 프로세서(120c)로부터의 변조 심벌 벡터(V1 내지 VT)가 변조기(122a 내지 122t)에 각각 제공된다. 도 3에 도시된 실시예에서, 각각의 변조기(122)는 고속 푸리에 역변환(IFFT)(320), 사이클 프리픽스 발생기(322), 및 업컨버터(324)를 포함한다.
IFFT(320)는 IFFT를 사용하여 각각의 수신된 변조 심벌 벡터를 시간-도메인 표현(OFDM 심벌로 지칭됨)으로 변환한다. IFFT(320)는 임의의 수의 주파수 서브채널(예컨대, 8, 16, 32 등의 수)에 대해서 IFFT를 수행하도록 설계될 수 있다. 실시예에서는, OFDM 심벌로 변환된 각각의 변조 심벌 벡터에 대해서, 사이클 프리픽스 발생기(322)가 특정 전송 안테나에 대한 전송 심벌을 형성하기 위해 OFDM 심벌의 시간-도메인 표현 중 일부분을 반복한다. 사이클릭 프리픽스는 전송 심벌이 다중경로 지연 확산이 존재하는 경우에 직교 특성을 유지함으로써 해로운 경로 효과에 대항해서 성능을 향상시키도록 보장한다. IFFT(320) 및 사이클 프리픽스 발생기(322)를 구현하는 것은 해당 기술분야에 알려져 있으므로 여기서는 상세히 설명되지 않는다.
다음으로, 각각의 사이클 프리픽스 발생기(322)(즉, 각각의 안테나에 대한 전송 심벌)로부터의 시간-도메인 표현은 변조된 신호를 생성하기 위해 상향변환기(324)에 의해 처리되고(예컨대, 아날로그 신호로 변환, 변조, 증폭, 및 필터링), 이어서 각각의 안테나(124)로부터 전송된다.
OFDM 변조는 존 A.C. 빙햄(John A.C. Bingham)에 의해서 1990년 IEEE 통신 매거진의 "Multicarrier Modulation for Data Transmission : An Idea Whose Time Has Come"이란 논문에 더욱 상세히 설명되어 있으며, 이는 본 명세서에서 참조된다.
다수의 다른 유형의 전송(예컨대, 음성, 시그널링, 데이터, 파일럿 등)이 통신 시스템에 의해서 전송될 수 있다. 그러한 전송 각각은 다른 처리 과정을 필요로 할 수 있다.
도 4는 다른 전송 유형을 위해 다른 처리 과정을 제공할 수 있으면서 또한 OFDM을 사용하는 MIMO 전송기 시스템(110d)의 일부분에 대한 블록도이다. 시스템(110d)에 의해서 전송될 모든 정보 비트를 포함하고 있는 집합 입력 데이터가 디멀티플렉서(408)에 제공된다. 디멀티플렉서(408)는 입력 데이터를 다수(K)의 채널 데이터 스트림(B1 내지 BK)으로 디멀티플렉싱한다. 각각의 채널 데이터 스트림은 예컨대 시그널링 채널, 방송 채널, 음성 통화, 또는 패킷 데이터 전송에 대응할 수 있다. 각각의 채널 데이터 스트림이 각각의 TX 데이터 프로세서(114)에 제공되고, 상기 TX 데이터 프로세서(114)는 그 채널 데이터 스트림을 위해 선택된 특정 인코딩 방식을 사용하여 상기 데이터를 인코딩하고, 특별한 인터리빙 방식에 근거해서 상기 인코딩된 데이터를 인터리빙하며, 그 채널 데이터 스트림을 전송하기 위해 사용되는 하나 이상의 전송 채널을 위한 변조 심벌에 상기 인터리빙된 비트를 매핑시킨다.
상기 인코딩은 매 전송마다 수행될 수 있다(즉, 도 4에 도시된 바와 같이 각각의 채널 데이터 스트림마다 수행될 수 있다). 그러나, 그 인코딩은 집합 입력 데이터(도 1에 도시된 바와 같이), 다수의 채널 데이터 스트림, 채널 데이터 스트림의 일부분, 주파수 서브채널 및 공간 서브채널 세트, 각각의 주파수 서브채널, 각각의 변조 심벌, 또는 일부 다른 시간, 공간 및 주파수 단위로 수행될 수도 있다.
각 TX 데이터 프로세서(114)로부터의 변조 심벌 스트림은 하나 이상의 주파수 서브채널 및 각 주파수 서브채널의 하나 이상의 공간 서브채널을 통해서 전송될 수 있다. TX MIMO 프로세서(120d)는 TX 데이터 프로세서(114)로부터 변조 심벌 스트림을 수신한다. 각각의 변조 심벌 스트림에 사용될 통신 모드에 따라서, TX MIMO 프로세서(120d)는 변조 심벌 스트림을 다수의 서브채널 심벌 스트림으로 디멀티플렉싱한다. 도 4에 도시된 실시예에서, 변조 심벌 스트림(S1)은 하나의 주파수 서브채널을 통해 전송되고, 변조 심벌 스트림(SK)은 L개의 주파수 서브채널을 통해 전송된다. 각각의 주파수 서브채널에 대한 변조 스트림은 각각의 서브채널 MIMO 프로세서(412)에 의해서 처리되고, 디멀티플렉서(414)에 의해서 디멀티플렉싱되며, 각각의 전송 안테나에 대한 변조 심벌 벡터를 형성하기 위해서 결합기(416)에 의해 결합된다(예컨대, 도 3에 설명된 것과 유사한 방식으로 결합한다).
일반적으로, 전송기 시스템은 전송 채널의 전송 성능을 나타내는 정보에 근거해서 각각의 상기 전송 채널에 대한 데이터를 코딩하고 변조한다. 그러한 정보는 통상적으로 위에서 설명된 부분-CSI나 전체-CSI의 형태이다. 데이터 전송에 사용되는 전송 채널에 대한 전체/부분-CSI는 통상적으로 수신기 시스템에서 결정되어 전송기 시스템에 다시 보고되며, 상기 전송기 시스템은 적절히 코딩 및 변조를 조정하기 위해서 그 정보를 사용한다. 본 명세서에서 설명되는 기술은 MIMO, OFDM 또는 다중 병렬 전송 채널을 지원할 수 있는 어떤 다른 통신 방식(예컨대, CDMA 방식)에 의해서 지원되는 다중 병렬 전송 채널에 적용 가능하다.
MIMO 처리 과정은 2000년 3월 22에 출원되어 본 출원인의 양수인에게 양도되었으며 본 명세서에서 참조되고 있는 미국 특허 출원 제 09/532,492호 "HIGH EFFICIENCY, HIGH PERFORMANCE COMMUNICATIONS SYSTEM EMPLOYING MULTI-CARRIER MODULATION"에 더 상세히 설명되어 있다.
MIMO 수신기 시스템
본 발명의 양상은 전송된 데이터를 복원하기 위해 MIMO 시스템에서 수신된 신호를 처리하고 MIMO 채널의 특성을 추정하는 기술을 제공한다. 추정된 채널 특성은 전송기 시스템에 다시 보고되고, 신호 처리(예컨대, 코딩, 변조 등)를 조정하기 위해 사용된다. 그러한 방식을 통해서, 결정된 채널 조건에 근거해서 높은 성능이 달성된다. 본 명세서에서 설명되는 수신기 처리 기술은 채널 상관 행렬 인버전(CCMI) 기술, 언바이어스 최소 평균 제곱 에러(UMMSE) 기술, 및 전체-CSI 기술을 포함하며, 이들 모두 뒤에 더 자세히 설명한다. 다른 수신기 처리 기술도 또한 사용될 수 있으며 본 발명의 범위 내에 있다.
도 1은 여러 개(NR)의 수신 안테나를 구비하면서 데이터 전송을 처리할 수 있는 수신기 시스템(150)을 나타낸다. 최대 NT개의 전송 안테나로부터 전송되는 신호는 NR개의 안테나(152a 내지 152r) 각각에 의해서 수신되고, 각각의 복조기(DEMOD)(154)(프런트-엔드 프로세서로도 지칭됨)에 보내진다. 예컨대, 수신 안테나(152a)는 다수의 전송 안테나로부터 전송되는 다수의 신호를 수신할 수 있고, 수신 안테나(152r)도 마찬가지로 전송되는 여러 신호를 수신할 수 있다. 각각의 복조기(154)는 수신된 신호를 컨디셔닝하고(예컨대, 필터링 및 증폭), 그 컨디셔닝된 신호를 중간 주파수나 기저대역으로 하향변환하며, 그 하향변환된 신호를 디지털화한다. 각각의 복조기(154)는 수신된 변조 심벌을 생성하기 위해서 수신된 파일럿을 통해 상기 디지털화된 샘플을 또한 복조하고, RX MIMO 프로세서(156)에 제공한다.
만약 데이터 전송을 위해서 OFDM이 사용되면, 각각의 복조기(154)는 도 3에 도시된 변조기(122)에 의해서 수행되는 처리에 상보적인 처리 또한 수행한다. 그 경우에, 각각의 복조기(154)는 상기 FFT 프로세서는 샘플의 변환된 표현을 생성하고, 변조 심벌 벡터 스트림을 제공하는 FFT 프로세서(미도시)를 포함하는데, 각각의 벡터는 L개의 주파수 서브채널에 대한 L개의 변조 심벌을 포함한다. 모든 복조기의 FFT 프로세서로부터의 변조 심벌 벡터 스트림은 디멀티플렉서/결합기(도 5에 미도시)에 제공되는데, 상기 디멀티플렉서/결합기는 먼저 각각의 FFT 프로세서로부터의 변조 심벌 벡터 스트림을 다수(최대 L개)의 서브채널 심벌 스트림으로 "채널화"한다. (최대) L개의 서브채널 심벌 스트림 각각은 각각의 RX MIMO 프로세서(156)에 제공될 수 있다.
MIMO 시스템이 OFDM을 사용하지 않는 경우에는, 하나의 RX MIMO 프로세서(156)가 사용됨으로써 NR개의 수신 안테나로부터의 변조 심벌에 대해 MIMO 처리를 수행할 수 있다. MIMO 시스템이 OFDM을 사용한다면, 하나의 RX MIMO 프로세서(156)가 사용됨으로써 데이터 전송에 사용되는 L개의 주파수 서브채널 각각에 대해 NR개의 수신 안테나로부터의 변조 심벌에 대해 MIMO 처리를 수행할 수 있다.
NT개의 전송 안테나와 NR개의 수신 안테나를 구비한 MIMO 시스템에서, NR개의 수신 안테나의 출력단에서 수신되는 신호는 다음과 같이 표현될 수 있는데,
Figure 112003034982058-pct00003
식 (2)
여기서,
Figure 112007022706659-pct00004
은 수신된 심벌 벡터(즉, 수신 안테나에서 측정되는 바와 같은 MIMO 채널로부터 출력된 NR ×1 벡터)이고, H는 특정 시간에 NT개의 전송 안테나 및 NR개의 수신 안테나에 채널 응답을 제공하는 NR ×NT 채널 계수 행렬이고,
Figure 112007022706659-pct00005
은 전송된 심벌 벡터(MIMO 채널로의 NR ×1 벡터 입력)이며,
Figure 112007022706659-pct00006
은 잡음과 간섭의 합을 나타내는 NR ×1 벡터이다. 수신된 심벌 벡터(
Figure 112007022706659-pct00007
)는 특정 시간에 NR개의 수신 안테나를 통해 수신되는 NR개의 신호로부터의 NR개의 변조 심벌을 포함한다. 마찬가지로, 전송된 심벌 벡터(
Figure 112007022706659-pct00008
)는 특정 시간에 NT개의 전송 안테나를 통해 전송되는 NT개의 신호의 NT개의 변조 심벌을 포함한다.
CCMI 기술을 사용하는 MIMO 수신기
CCMI 기술에 있어서, 수신기 시스템은 수신된 심벌 벡터(
Figure 112007022706659-pct00009
)에 대해 채널 매칭 필터 동작을 먼저 수행하고, 필터링된 출력은 다음과 같이 표현될 수 있는데,
Figure 112003034982058-pct00010
식(3)
여기서, 위첨자 "H"는 전치 및 복소 공액을 나타낸다. 정방(square) 행렬(R)은 채널 계수 행렬(H)과 공액-전치 HH의 곱을 나타내기 위해 사용될 수 있다(즉, R=HHH).
채널 계수 행렬(H)은 예컨대 데이터와 함께 전송되는 파일럿 심벌로부터 유도될 수 있다. 최적의 수신을 수행하고 전송 채널의 SNR을 추정하기 위해서, 일부 알려진 심벌을 전송 데이터 스트림에 삽입하고 그 알려진 심벌을 하나 이상의 전송 채널을 통해 전송하는 것이 종종 유리하다. 그러한 알려진 심벌은 또한 파일럿 심벌이나 파일럿 신호로도 지칭된다. 파일럿 신호나 데이터 전송에 근거해서 단일 전송 채널을 추정하기 위한 방법은 해당 기술분야에서 입수할 수 있는 여러 문서에서 찾아볼 수 있다. 그러한 채널 추정 방법 중 한 가지는 F. Ling에 의한 1999년 10월의 IEEE 통신 회보에 "Optimal Reception, Performance Bound, and Cutoff-Rate Analysis of Reference-Assisted Coherent CDMA Communications with Applications"에 기재되어 있다. 그러한 채널 추정 방법이나 일부 다른 채널 추정 방법이 채널 계수 행렬(H)을 유도하기 위해서 행렬 형태로 확장될 수 있다.
전송 심벌 벡터(
Figure 112009067818463-pct00011
)는 신호 벡터(
Figure 112009067818463-pct00012
)를 R의 역행렬(또는 의사-역행렬(pseudo-inverse))과 곱함으로써 획득될 수 있는데, 이는 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112003034982058-pct00013
식 (4)
위의 수학식으로부터, 전송 심벌 벡터(
Figure 112007022706659-pct00014
)가 수신 심벌 벡터(
Figure 112007022706659-pct00015
)를 매칭 필터링하고(즉, 행렬 HH와 곱함으로써) 그 필터링된 결과를 역 정방 행렬(R-1)과 곱함으로써 복원될 수 있다는 것을 알 수 있다.
전송 채널의 SNR은 다음과 같은 결정될 수 있다. 잡음 벡터(
Figure 112007022706659-pct00016
)의 자동 상관 행렬(
Figure 112007022706659-pct00017
)은 수신된 심벌로부터 제일 먼저 계산된다. 일반적으로,
Figure 112007022706659-pct00018
은 에르미트 행렬(Hermitian matrix)인데, 즉, 그것은 복수-공액-대칭이다. 만약 채널 잡음의 성분이 비상관적이고 또한 의존적이며 동일하게 분산된다면(iid), 잡음 벡터(
Figure 112007022706659-pct00019
)의 자동 상관 행렬(
Figure 112007022706659-pct00020
)은 다음과 같이 표현될 수 있는데,
Figure 112003034982058-pct00021
식 (5)
여기서, I는 항등 행렬(즉, 대각선을 따라 "1"이고 그 밖에는 "0")이고,
Figure 112007022706659-pct00022
은 수신 신호의 잡음 분산이다. 사전 컨디셔닝된 잡음 벡터(
Figure 112007022706659-pct00023
)의 자동 상관 행렬(
Figure 112007022706659-pct00024
)(즉, 매칭 필터링 및 행렬 R-1과의 사전-곱 이후)는 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112003034982058-pct00025
식 (6)
수학식 6에서, 사전 컨디셔닝된 잡음(
Figure 112009022236312-pct00026
)의 i-번째 엘리먼트의 잡음 분산(
Figure 112009022236312-pct00027
)은
Figure 112009022236312-pct00028
이고, 여기서,
Figure 112009022236312-pct00029
는 R-1의 i-번째 대각 엘리먼트이다. MIMO 시스템이 OFDM을 사용하지 않는 경우에, i-번째 엘리먼트는 i 번째 수신 안테나를 나타낸다. 그리고 OFDM이 사용되면, 서브스크립트 "i"는 서브스크립트 "jk"로 분할될 수 있으며, 상기 "j"는 j번째 주파수 서브채널을 나타내고 "k"는 k번째 수신 안테나와 상응하는 k번째 공간의 서브채널을 나타낸다.
CCMI 기술을 위해, 처리 후 수신된 심벌 벡터(즉, x'의 i번째 엘리먼트)의 i번째 엘리먼트의 SNR은 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112003034982058-pct00030
식(7)
만약 i번째 송신된 심벌
Figure 112007022706659-pct00031
의 편차가 평균적으로 1(1.0)이면, 수신 심벌 벡터의 SNR은 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112003034982058-pct00032
.
잡음 분산은
Figure 112007022706659-pct00033
에 의한 수신된 심벌 벡터의 i번째 엘리먼트를 스케일링하여 표준화될 수 있다.
NN 수신 안테나로부터 스케일링된 신호는 서로 합산되어 조합된 신호를 형성할 수 있으며, 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112003034982058-pct00034
식(8)
조합된 신호의 SNR인 SNRtotal은 NR 수신 안테나로부터의 신호의 SNR의 합과 동일한 최대 조합된 SNR을 포함할 것이다. 조합된 SNR은 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112003034982058-pct00035
식(9)
도 5는 전술된 CCMI 처리를 실행할 수 있는 RX MIMO 프로세서(156a)의 실시예를 도시한다. RX MIMO 프로세서(156a) 내에서, NR 수신 안테나로부터의 변조 신호는 멀티플렉서(512)에 의해 멀티플렉싱되어 수신된 변조 심벌 벡터 r 의 스트림을 형성한다. 채널 계수 행렬 H는 당업자에게 공지된 바와 같이 종래의 파일럿 보조 단일 및 다중-캐리어 시스템과 유사한 파일럿 신호에 기초하여 추정될 수 있다. 행렬 R은 그 후에 전술된 바와 같이 R=H H H에 따라 계산된다. 수신된 변조 심벌 벡터 r 은 그 후에 매치 필터(514)에 의해 필터링되며 식(3)에 전술된 바와 같이 공액-전치 채널 계수 행렬 H H에 각 벡터 r 을 미리 곱한다. 필터링된 벡터는 또한 곱셈기(516)에 의해 역제곱 행렬 R-1 과 미리 곱해져서 식(4)에 전술된 바와 같이 송신된 변조 심벌 벡터 x 의 추정값 x'를 형성한다.
특정 통신 모드를 위해, 채널 데이터 스트림의 송신을 위해 사용되는 모든 안테나로부터의 서브채널 심벌 스트림은 시간, 공간, 및 주파수를 통해 리던던트(redundant) 정보를 결합하는 결합기(518)에 제공될 수 있다. 결합된 변조 심벌 x''는 RX 데이터 프로세서(158)에 제공된다. 임의의 다른 통신 모드를 위해, 추정된 정보 심벌 x'은 RX 데이터 프로세서(158)에 직접 제공될 수 있다(도 5에는 미도시).
따라서 RX MIMO 프로세서(156a)는 송신기 시스템에서 사용되는 전송 채널 수에 상응하는 다수의 개별적인 심벌 스트림을 생성한다. 각각의 심벌 스트림은 송신기 시스템에서 전체/부분-CSI 처리 이전에 변조 심벌에 상응하는 전처리된 변조 심벌을 포함한다. (전처리된) 심벌 스트림은 RX 데이터 프로세서(158)에 제공된다.
RX 데이터 프로세서(158) 내에서, 변조 심벌의 각각의 전처리된 심벌 스트림은 처리될 전송 채널을 위한 송신기 시스템에서 사용되는 변조 방식과 상호 보완되는 복조 방식(예, M-PSK, M-QAM)을 실행하는 각각의 복조 엘리먼트에 제공된다. MIMO 통신 모드를 위해, 모든 할당된 복조기로부터 복조된 데이터는 독립적으로 디코딩될 수 있거나 한 개의 채널 데이터 스트림으로 멀티플렉싱될 수 있으며, 그 후에 송신기 유닛에서 사용되는 코딩 및 변조 방법에 따라 디코딩될 수 있다. 각각의 채널 데이터 스트림은 그 후에 채널 데이터 스트림에 대한 송신기 유닛에서 사용되는 것과 상호 보완되는 디코딩 방식을 실행하는 각각의 디코더에 제공될 수 있다. 각각의 디코더로부터 디코딩된 데이터는 채널 데이터 스트림에 대한 송신된 데이터의 추정값을 나타낸다.
추정된 변조 심벌 x' 및/또는 조합된 변조 심벌 x''은 CSI 프로세서(520)에 제공되어 전송 채널에 대한 전체 또는 부분-CSI를 결정하고 상기 전체/부분-CSI가 다시 보고되도록 송신기 시스템(110)에 제공한다. 예를 들어, CSI 프로세서(520)는 수신된 파일럿 신호에 기초하여 i번째 전송 채널의 잡음 공분산 행렬
Figure 112007022706659-pct00036
nn 를 추정하여 식(7) 및 식(9)을 기초로 SNR을 계산할 수 있다. SNR은 당업자에게 공지된 바와 같이 종래의 파일럿 보조 단일 및 멀티-캐리어 시스템과 유사하게 추정될 수 있다. 전송 채널에 대한 SNR은 송신기 시스템에 다시 보고되는 부분-CSI를 포함한다. 변조 심벌은 채널 추정기(522) 및 채널 계수 행렬 H를 각각 조정하는 행렬 프로세서(524)에 추가로 제공되어 제곱 행렬 R을 유도한다. 제어기(530)는 RX MIMO 프로세서(156a) 및 RX 데이터 프로세서(158)에 접속하여 상기 유닛의 작동을 감독한다.
UMMSE 기술을 사용하는 MIMO 수신기
UMMSE 기술에 대하여, 수신기 시스템은 수신된 심벌 벡터 r 과 행렬 M을 곱하여 송신된 심벌 벡터 x 의 초기 MMSE 추정값
Figure 112007022706659-pct00037
을 유도하며, 이는 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112003034982058-pct00038
식(10)
행렬 M은 초기 MMSE 추정값
Figure 112007022706659-pct00039
과 송신된 심벌 벡터 x (즉, e=
Figure 112007022706659-pct00040
-x)사이의 에러 벡터 e 의 평균 제곱 에러값이 최소가 되도록 선택된다.
M을 결정하기 위해, 비용 함수 ε는 먼저 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112003034982058-pct00041
비용 함수 ε를 최소화하기 위해, 비용 함수의 도함수는 M과 연관하여 구할 수 있으며, 그 결과는 다음과 같이 0이 될 수 있다:
Figure 112003034982058-pct00042
등식
Figure 112003034982058-pct00043
및
Figure 112003034982058-pct00044
를 사용하여, 다음 식이 계산된다:
Figure 112003034982058-pct00045
따라서, 행렬 M은 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112003034982058-pct00046
식(11)
식(10) 및 식(11)을 기초로 하여, 송신된 심벌 벡터 x 의 초기 MMSE 추정값
Figure 112007022706659-pct00047
은 다음과 같이 결정될 수 있다:
Figure 112003034982058-pct00048
식(12)
UMMSE 기술을 위한 전송 채널의 SNR을 결정하기 위해, 신호 성분은 먼저 추가 잡음을 통해 평균된 x 의 평균값
Figure 112007022706659-pct00049
를 기초로 하여 결정될 수 있으며, 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112003034982058-pct00050
상기 행렬 V는 다음과 같이 정의된다:
Figure 112003034982058-pct00051
다음 항등식을 사용하여,
Figure 112003034982058-pct00052
행렬 V는 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112003034982058-pct00053
초기 MMSE 추정값
Figure 112003034982058-pct00054
의 i번째 엘리먼트인
Figure 112003034982058-pct00055
은 다음과 같이 표현될 수 있 다:
Figure 112003034982058-pct00056
식(13)
만약
Figure 112003034982058-pct00057
의 모든 엘리먼트가 비상관되고, 0의 평균값을 가지면,
Figure 112003034982058-pct00058
의 i번째 엘리먼트의 예측값은 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112003034982058-pct00059
식(14)
식(14)에 도시된 바와 같이,
Figure 112007022706659-pct00060
는
Figure 112007022706659-pct00061
i 의 바이어싱된 추정값이다. 상기 바이어스는 UMMSE 기술에 따라 개선된 수신기 성능을 획득하기 위하여 소거될 수 있다.
Figure 112007022706659-pct00062
i 의 바이어싱되지 않은 추정값은
Figure 112007022706659-pct00063
를 vii 로 나눔으로써 획득될 수 있다. 따라서, x 의 바이어싱되지 않은 최소 제곱 평균 에러 추정값인
Figure 112007022706659-pct00064
은 다음과 같이 바이어싱된 추정값
Figure 112007022706659-pct00065
에 대각 행렬 Dv -1을 미리 곱하여 획득될 수 있으며:
Figure 112003034982058-pct00066
식(15)
상기
Figure 112003034982058-pct00067
간섭을 더한 잡음값을 결정하기 위해, 바이어싱되지 않은 추정값
Figure 112007022706659-pct00068
과 송신된 심벌 벡터 x 사이의 에러
Figure 112007022706659-pct00069
는 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112003034982058-pct00070
.
에러 벡터
Figure 112007022706659-pct00071
의 자기상관 행렬은 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112003034982058-pct00072
에러 벡터
Figure 112007022706659-pct00073
의 i번째 엘리먼트의 편차는 uii 와 동일하다. 에러 벡터
Figure 112007022706659-pct00074
의 엘리먼트는 상관된다. 그러나 충분한 인터리빙은 에러벡터
Figure 112007022706659-pct00075
의 엘리먼트 사이의 상관이 무시될 수 있고 편차가 시스템 성능에만 영향을 미치도록 사용될 수 있다.
만약 채널 잡음 성분이 비상관되고 iid라면, 채널 잡음의 상관 행렬은 식(5)에 도시된 바와 같이 표현될 수 있다. 상기 경우에, 에러 벡터
Figure 112007022706659-pct00076
의 자기상관 행렬은 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112003034982058-pct00077
식(16)
그리고 채널 잡음 성분이 비상관되면,
Figure 112003034982058-pct00078
식(17)
i번째 송신된 심벌에 상응하는 복조기 출력의 SNR은 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112003034982058-pct00079
식(18)
만약 처리된 수신 심벌
Figure 112007022706659-pct00080
i 의 편차
Figure 112007022706659-pct00081
가 평균적으로 1(1.0)과 동일하다면, 수신 심벌 벡터의 SNR은 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112003034982058-pct00082
도 6은 RX MIMO 프로세서(156b)의 실시예를 도시하며, 전술된 UMMSE 처리를 실행할 수 있다. CCMI 방법과 유사하게, 행렬 H 및
Figure 112007022706659-pct00083
nn 은 먼저 수신된 파일럿 신호 및/또는 데이터 송신을 기초로 추정될 수 있다. 그 후에 가중 계수 행렬 M이 식(11)에 따라 계산된다. RX MIMO 프로세서(156b) 내에서, NR개의 수신 안테나로부터의 변조 심벌이 곱셈기(612)에 의해 곱해져서 수신된 변조 심벌 벡터 r 의 스트림을 생성한다. 수신된 변조 심벌 벡터 r 은 그 후에 곱셈기(614)에 의해 행렬 M과 미리 곱해져서 식(10)에 전술된 바와 같이 송신된 심벌 벡터 x 의 추정값
Figure 112007022706659-pct00084
을 형성한다. 추정값
Figure 112007022706659-pct00085
은 추가로 곱셈기(616)에 의해 대각 행렬 DV -1과 미리 곱해져서 식(15)에 전술된 바와 같이 송신된 심벌 벡터 x 의 바이어싱되지 않은 추정값
Figure 112007022706659-pct00086
을 형성한다.
다시, 실행중인 특정 통신 모드에 따라, 채널 데이터 스트림의 송신을 위해 사용되는 서브채널 심벌 스트림은 시간, 공간 및 주파수를 통해 리던던트 정보를 결합하는 결합기(618)에 제공될 수 있다. 결합된 변조 심벌
Figure 112009022236312-pct00087
은 그 후에 RX 데이터 프로세서(158)에 제공된다. 그리고 임의의 다른 통신 모드에 대하여, 추정된 변조 심벌
Figure 112009022236312-pct00088
은 RX 데이터 프로세서(158)에 직접 제공될 수 있다.
바이어싱되지 않은 변조 심벌
Figure 112007022706659-pct00089
및/또는 조합된 변조 심벌
Figure 112007022706659-pct00090
이 CSI 프로세서(620)에 제공되며, 이러한 프로세서는 전송 채널에 대한 전체 또는 부분-CSI를 결정하고 송신기 시스템(110)에 다시 보고될 전체/부분-CSI를 제공한다. 예를 들면, CSI 프로세서(620)는 식 (16) 내지 (18)에 따라 i번째 전송 채널의 SNR을 결정한다. 전송 채널의 SNR은 송신기 시스템으로 다시 보고되는 부분-CSI를 포함한다. 식 (11)에서 계산된 바와 같이 최적의 M은 이미 에러 벡터의 표준을 최소화하여야 한다. Dv 는 식 (16)에 따라 계산된다.
전체-CSI 기술을 사용하는 MIMO 수신기
전체-CSI 기술에 대해, NR개의 수신 안테나의 출력에서 수신된 신호는 상기 식 (2)에 표현된 바와 같이 표현될 수 있고:
Figure 112003034982058-pct00091
자신의 공액 전치와의 채널 행렬 곱에 의해 형성된 에르미트 행렬의 고유값 분해는 다음과 같이 표현된다:
Figure 112003034982058-pct00092
여기서, E는 고유값 행렬이고, Λ는 고유값의 대각행렬이며, 이들 둘의 차원은 NTxNT이다. 송신기는 식 (1)에 표현된 바와 같이, 고유값 행렬 E를 사용하여 NT 변조 심벌의 세트 b 를 사전에 컨디셔닝한다. 따라서, NT 송신 안테나로부터 전송된 (사전 컨디셔닝된) 변조 심벌은 다음과 같이 표현된다:
Figure 112003034982058-pct00093
Figure 112007022706659-pct00094
가 에르미트 연산자이므로, 고유값 행렬은 단위 행렬이다. 따라서, 만일 b 의 엘리먼트가 동일한 멱(power)을 가진다면, x 의 엘리먼트는 동일한 멱을 가진다. 수신된 신호는 다음과 같이 표현된다:
Figure 112003034982058-pct00095
식 (19)
수신기는 채널-정합-필터 연산을 수행하고, 정확한 고유벡터에 의한 곱이 이어진다. 채널-정합-필터와 곱 연산의 결과가 벡터 z 이고 다음과 같이 표현된다:
Figure 112003034982058-pct00096
식 (20)
여기서, 새로운 잡음 항은 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112003034982058-pct00097
식(21)
즉, 잡음 성분은 고유값에 의해 주어진 분산에 대해 독립적이다. z 의 i번/째 성분의 SNR은 λi이고, Λ의 I번째 대각 엘리먼트이다.
전체-CSI 처리는 언급된 미국 특허출원번호 09/532,492에 상세히 개시되어 있다.
도 5에 도시된 수신된 엘리먼트는 전체-CSI 기술을 구현하는데 사용될 수 있다. 수신된 변조 심벌 벡터 r 은 정합 필터(514)에 의해 필터링되고, 이러한 필터는 식 (20)에 표현된 바와 같이 각각의 벡터 r 을 공액 전치 채널 계수 행렬 H H와 미리 곱한다. 더욱이, 필터링된 벡터는 식 (20)에 표현된 바와 같이, 곱셈기(516)에 의해 정확한 고유벡터 E H와 미리 곱해져서 변조 심벌 벡터 b 의 추정치 z 를 생성한다. 전체-CSI 기술의 경우, 행렬 프로세서(524)는 정확한 고유벡터 E H를 제공하도록 구성된다. 후속 처리(예를 들면, 결합기(518)와 RX 데이터 프로세서(158))는 상술된 바와 같이 달성된다.
전체-CSI 기술에 대해, 송신기 유닛은 고유값에 의해 주어진 SNR에 기초하여 각각의 고유벡터에 대한 코딩 방식과 변조 방식(즉, 신호 배치)을 선택한다. 채널 조건이 CSI가 수신기에서 측정되고 보고되어 송신기에서 전송을 사전에 컨디셔닝하는데 사용된 시간 사이의 간격 내에서 감지할 수 있을 정도로 변화되지 않는다면, 통신 시스템의 성능은 공지된 SNR을 가진 독립적인 AWGN 세트의 성능과 동일하다.
전체 또는 부분-CSI를 송신기 시스템으로 다시 보고하는 단계
여기서 설명된 부분-CSI(예를 들면, CCMI 또는 UMMSE) 또는 전체-CSI 기술을 사용하여, 각각의 전송 채널의 SNR이 수신된 신호에 대해 얻어진다. 다음으로, 전송 채널에 대해 결정된 SNR은 역방향 채널을 통해 송신기 시스템으로 다시 보고된다. 전송 채널(즉, 각각의 부분 서브채널에 대해 그리고 가능하게는 OFDM이 사용될 경우 각각의 주파수 채널에 대해) 전송된 변조 심벌의 SNR 값을 피드백함으로써, MIMO 채널의 이용성을 개선하기 위해 적응성 처리(예를 들면, 적응성 코딩 및 변조)의 구현이 필요하다. 부분-CSI 피드백 기술에 대해, 적응성 처리는 완전한 CSI 없이 달성된다. 전체-CSI 피드백 기술에 대해, 충분한 정보(반드시 필요하지는 않지만 명확한 고유값과 고유모드)이 각각의 사용된 주파수 서브채널에 대한 고유값과 고유모드의 계산을 용이하게 하기 위해 송신기로 피드백된다.
CCMI 기술의 경우, 수신된 변조 심벌(예를 들면, i번째 전송 채널에서 수신된 심벌에 대한
Figure 112007022706659-pct00098
또는
Figure 112007022706659-pct00099
)이 송신기에 피드백된다. UMMSE 기술의 경우, 수신된 변조 심벌의 SNR 값(예를 들면, i번째 전송 채널 상에서 수신된 심벌에 대한
Figure 112007022706659-pct00100
또는 SNR_i = 1/u_ii, 여기서 uii는 식 (16)과 (17)에 표현된 바와 같이 계산됨)이 송신기에 피드백된다. 전체-CSI 기술의 경우, 수신된 변조 심벌의 SNR 값(예를 들면, i번째 전송 채널 상에서 수신된 심벌에 대한
Figure 112007022706659-pct00101
또는
Figure 112007022706659-pct00102
, 여기서 λii는 사각행렬 R의 고유값이다)이 송신기에 피드백된다. 전체-CSI 기술에 대해, 고유모드 E가 결정되고 송신기에 피드백된다. 부분 및 전체-CSI 기술에 대해, SNR은 데이터 처리를 조정하기 위해 송신기에서 사용된다. 전체-CSI 기술의 경우, 고유모드 E는 전송 전에 변조 심벌을 컨디셔닝하는데 사용된다.
송신기에 다시 보고될 CSI는 전체적으로, 차동적으로 또는 이들을 조합하여 송신된다. 일 실시예에서, 전체 또는 부분-CSI는 주기적으로 보고되고, 차동적 업데이트가 이전에 전송된 CSI에 기초하여 송신된다. 전체-CSI 기술에 대한 예로서, 업데이트는 보고된 고유모드에 대한 (에러 신호에 기초한) 수정이다. 고유값은 전형적으로 고유모드와 같이 빠르게 변화하지 않고, 이에 따라 이들은 느린 속도로 업데이팅된다. 다른 실시예에서, CSI는 변화가 있을 때(예를 들면, 변화가 특정 임계치를 초과할 때)에만 송신되고, 이는 피드백 채널의 유효 속도를 낮춘다. 부분-CSI의 예로서, SNR은 이들이 변화될 때만 송신된다(예를 들면, 차동적으로). (MIMO를 가지거나 또는 가지지 않은) OFDM 시스템의 경우, 주파수 도메인에서의 상관은 피드백될 CSI의 양에서의 감소를 허용하는데 사용된다. 부분-CSI를 사용하는 OFDM 시스템의 예로서, M 주파수 서브채널에 대한 특정 공간 서브채널에 해당하는 SNR이 동일한 경우, 이러한 조건이 참인 SNR 및 최초 그리고 최종 주파수 서브채널이 보고된다. CSI에 대해 피드백될 데이터량을 감소시키는 다른 압축 및 피드백 채널 에러 복원 기술이 사용될 수 있고 이들은 본 발명의 범위 내에 있다.
도 1을 다시 참조하면, RX MIMO 프로세서(156)에 의해 결정된 전체 또는 부분-CSI(예를 들면, 채널 SNR)은 TX 데이터 프로세서(162)에 제공되고, 이러한 프로세서는 CSI를 처리하여 하나 이상의 변조기(154)에 처리된 데이터를 제공한다. 변조기(154)는 처리된 데이터를 추가로 컨디셔닝하여 CSI를 수신 채널을 통해 송신기 시스템(110)에 다시 전송한다.
시스템(110)에서, 전송된 피드백 신호는 안테나(124)에 의해 수신되어, 복조기(122)에 의해 복조되고 RX 데이터 프로세서(132)에 제공된다. RX 데이터 프로세서(132)는 TX 데이터 프로세서(162)에 의해 수행된 것과 상보적인 처리를 수행하고 이후 TX 데이터 프로세서(114)와 TC MIMO 프로세서(120)에 제공되어 이들에 의해 처리를 조정하는데 사용되는 보고된 전체/부분-CSI를 복원한다.
송신기 시스템(110)은 수신기 시스템(150)으로부터 전체/부분-CSI(예를 들면, SNR 정보)에 기초하여 자신의 처리를 조정(즉, 적응)한다. 예를 들면, 각각의 전송 채널에 대한 코딩은 정보 비트율이 채널 SNR에 의해 지원된 전송 용량과 정합하도록 조정된다. 추가로, 전송 채널에 대한 변조 방식은 채널 SNR에 기초하여 선택된다. 다른 처리(예를 들면, 인터리빙) 또한 조정되며 이들은 본 발명의 범위 내이다. 채널에 대해 결정된 SNR에 기초한 각각의 전송 채널에 대한 처리의 조정은 MIMO 시스템이 고성능(즉, 고출력 또는 특정 레벨의 성능에 대한 비트율)을 달성하게 한다. 적응성 처리는 단일-캐리어 MIMO 시스템 또는 멀티-캐리어 기반 MIMO 시스템(예를 들면, OFDM을 사용하는 MIMO 시스템)에 적용된다.
송신기 시스템에서의 코딩에 대한 조정과 변조 방식에 대한 선택은 여러 기술에 기초하여 달성되고, 이러한 기술 중 하나가 미국 특허출원번호 09/776,073에 개시된다.
부분(예를 들면, CCMI 및 UMMSE) 및 전체-CSI 기술은 MIMO 시스템이 다수의 송신 및 수신 안테나의 사용에 의해 형성된 추가의 차원성을 사용하도록 하는 수신기 처리 기술이고, 이는 MIMO를 사용하는 주된 이점이다. CCMI 및 UMMSE 기술은 동일한 수의 변조 심벌이 전체-CSI를 사용하는 MIMO 시스템에 대한 것과 같이 각각의 타임 슬롯에 대해 전송되도록 한다. 하지만, 다른 수신기 처리 기술은 여기서 설명되고 본 발명의 범위 내인 전체/부분-CSI 피드백 기술과 관련하여 사용된다. 유사하게, 도 5와 도 6은 MIMO 전송을 처리하고, 전송 채널의 특성(즉, SNR)을 결정하며 송신기 시스템으로 전체 또는 부분-CSI를 보고할 수 있는 수신기 시스템의 두 실시예를 나타낸다. 여기서 설명된 기술에 기초한 다른 설계 및 다른 수신기 처리 기술이 가능하며 본 발명의 범위 내이다.
부분-CSI 기술(예를 들면, CCMI 및 UMMSE 기술)은 또한 전체 수신된 신호 SNR 또는 이러한 SNR에 기초하여 결정된 입수 가능한 전체 출력이 피드백될 때 송신기에서 적응성 처리 없이 직접 방식(straightforward manner)으로 사용될 수 있다. 일 구현으로, 변조 포맷은 수신된 SNR 추정치 또는 추정된 처리량에 기초하여 결정되며, 동일한 변조 포맷이 모든 전송 채널에 대해 사용된다. 이러한 방법은 전체 시스템 처리량을 감소시키지만 역방향 링크를 통해 다시 전송된 정보량을 상당히 감소시킨다.
시스템 성능에서의 개선은 본 발명의 전체/부분-CSI 피드백 기술의 사용으로 실현된다. 부분-CSI 피드백을 가진 시스템 처리량이 계산되어 전체-CSI 피드백을 가진 처리량과 비교된다. 시스템 처리량은 다음과 같이 정의된다:
Figure 112003034982058-pct00103
여기서 γi는 부분-CSI 기술에 대한 각각의 수신된 변조 심벌의 SNR 또는 전체-CSI 기술에 대한 각각의 전송 채널의 SNR이다. 여러 처리 기술에 대한 SNR은 다음과 같이 요약될 수 있다:
Figure 112003034982058-pct00104
CCMI 기술의 경우,
Figure 112003034982058-pct00105
UMMSE 기술의 경우
Figure 112007022706659-pct00106
, 전체-CSI 기술의 경우.
도 7A와 도 7B는 부분-CSI 및 전체-CSI 피드백 기술을 사용하는 4×4 MIMO 시스템의 성능을 도시한다. 컴퓨터 시뮬레이션으로부터 결과가 얻어진다. 시뮬레이션에서, 각각의 채널 계수 행렬 H의 엘리먼트는 제로 평균 및 단위 분산을 가진 독립 가우스 확률 변수로서 모델링된다. 각각의 계산에 대해, 다수의 임의 행렬 구현이 생성되고 구현에 대해 계산된 처리량이 평균되어 평균 처리량을 산출한다.
도 7A는 여러 SNR 값에 대한 전체-CSI, 부분-CSI CCMI 및 부분-CSI UMMSE 기술을 위한 MIMO 시스템의 평균 처리량을 도시한다. 도 7A로부터 부분-CSI UMMSE 기술의 처리량이 높은 SNR 값에서 전체-SI 처리량의 대략 75%이며 낮은 SNR 값에서 전체-CSI 처리량에 근접한다는 것을 알 수 있다. 부분-CSI CCMI 기술의 처리량은 높은 SNR 값에서 부분-CSI UMMSE 기술의 처리량의 대략 75%-90%이며, 낮은 SNR 값에서 대략 UMMSE 처리량의 30% 이하이다.
도 7B는 데이터의 히스토그램에 기초하여 생성된 3가지 기술에 대한 누적 확률 분포 함수(CDF)를 도시한다. 도 7B는 전송 채널당 16dB의 평균 SNR에서, 처리량이 CCMI 기술의 경우 2bps/Hz 이하일 때 대략 5%인 경우가 존재한다는 것을 도시한다. 한편, UMMSE 기술의 처리량은 동일한 SNR에서 모든 경우에 대해 7.5bps/Hz 이상이다. 따라서, UMMSE 기술은 CCMI 기술보다 낮은 출력 확률을 가지는 경향이 있다.
송신기 및 수신기 시스템의 엘리먼트는 하나 이상의 디지털 신호 처리기(DSP), 응용 주문형 집적회로(ASIC), 프로세서, 마이크로프로세서, 제어기, 마이크로컨트롤러, 현장 프로그램가능 게이트 어레이(FPGA), 프로그램가능 논리소자, 다른 전자 유닛 또는 이들의 조합으로 구현된다. 여기서 설명된 기능과 처리중 몇몇은 또한 프로세서상에서 실행되는 소프트웨어로 구현될 수 있다.
본 발명의 특징은 소프트웨어와 하드웨어의 조합으로 구현된다. 예를 들면, CCMI 및 UMMSE 기술에 대한 심벌 추정치와 채널 SNR의 편차에 대한 계산은 프로세서상에서 실행된 프로그램에 기초하여 수행된다(도 5와 도 6에서 각각 제어기(530 및 650)).
설명된 실시예에 대한 이전의 설명은 당업자에게 본 발명의 제조 또는 사용이 가능하도록 한다. 이들 실시예에 대한 여러 변경은 당업자에게 용이할 것이며, 여기서 설명된 일반적인 원리는 본 발명의 정신 또는 범위를 벗어남 없이 다른 실시예에 적용될 수 있다. 따라서, 본 발명은 개시된 실시예에 한정하기 위한 것이 아니라 설명된 원리 및 새로운 특징에 부합하는 가장 광범위한 청구항에 따른다.

Claims (52)

  1. 다중-입력 다중-출력(MIMO) 통신 시스템에서 송신기 유닛으로부터 수신기 유닛으로 데이터를 전송하기 위한 방법으로서,
    상기 수신기 유닛에서,
    다수의 수신 안테나들을 통해 다수의 신호들을 수신하는 단계 - 각각의 수신 안테나로부터 수신된 신호는 상기 송신기 유닛으로부터 전송된 하나 이상의 신호들의 결합을 포함함 -,
    데이터 전송을 위해 사용되는 다수의 전송 채널들의 특성들을 나타내는 채널 상태 정보(CSI)를 획득하기 위해 상기 수신된 신호들을 처리하는 단계, 및
    상기 CSI를 다시 상기 송신기 유닛으로 전송하는 단계;
    상기 송신기 유닛에서,
    상기 수신기 유닛으로부터 상기 CSI를 수신하는 단계, 및
    상기 수신된 CSI를 기초로 상기 수신기 유닛에 전송하기 위한 데이터를 처리하는 단계를 포함하며,
    상기 획득된 CSI는 상기 다수의 전송 채널들 각각에 대한 신호-대-잡음-및-간섭(SNR) 추정들을 포함하며, 상기 송신기 유닛에서의 상기 처리하는 단계는 각각의 전송 채널에 대한 SNR 추정에 기초하여 상기 전송 채널에 대한 데이터를 코딩하는 단계를 포함하며, 각각의 전송 채널에 대한 상기 데이터는 상기 전송 채널에 대한 상기 SNR 추정에 기초하여 독립적으로 코딩되며,
    상기 코딩하는 단계는 고정된 기본 코드를 사용하여 상기 전송 채널에 대한 상기 데이터를 코딩하는 단계 및 상기 전송 채널에 대한 상기 SNR 추정에 기초하여 코딩된 비트들의 펑처링(puncturing)을 조절하는 단계를 포함하는, 데이터 전송 방법.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 송신기 유닛에서의 상기 처리하는 단계는 각각의 전송 채널에 대한 상기 SNR 추정에 기초하여 선택된 변조 방식에 따라 상기 전송 채널에 대한 코딩된 데이터를 변조하는 단계를 더 포함하는, 데이터 전송 방법.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 CSI는 상기 다수의 전송 채널들에 대한 특성들을 포함하는, 데이터 전송 방법.
  4. 제 1 항에 있어서, 상기 CSI는 상기 다수의 전송 채널들에 대한 고유모드들 및 고유값들을 나타내는, 데이터 전송 방법.
  5. 제 4 항에 있어서, 상기 송신기 유닛에서의 상기 처리하는 단계는 상기 고유값들에 기초하여 상기 전송 채널들에 대한 데이터를 코딩하는 단계를 포함하는, 데이터 전송 방법.
  6. 제 5 항에 있어서, 각각의 전송 채널에 대한 데이터는 독립적으로 코딩되는, 데이터 전송 방법.
  7. 제 5 항에 있어서, 상기 송신기 유닛에서의 상기 처리하는 단계는 변조 심볼들을 제공하기 위해 상기 고유값들에 기초하여 선택된 변조 방식들에 따라 상기 전송 채널들에 대한 코딩된 데이터를 변조하는 단계를 더 포함하는, 데이터 전송 방법.
  8. 제 7 항에 있어서, 상기 송신기 유닛에서의 상기 처리하는 단계는 상기 고유모드들에 기초하여 전송 전에 상기 변조 심볼들을 사전 컨디셔닝하는 단계를 더 포함하는, 데이터 전송 방법.
  9. 제 1 항에 있어서, 상기 CSI는 상기 수신기 유닛으로부터 전체로(in full) 전송되는, 데이터 전송 방법.
  10. 제 1 항에 있어서, 상기 CSI는 주기적으로 상기 수신기 유닛으로부터 전체로 전송되며, 상기 CSI에 대한 업데이트들은 전체 전송들 사이에서 전송되는, 데이터 전송 방법.
  11. 제 1 항에 있어서, 상기 CSI는 특정한 임계치를 초과하는 채널 특성들에서의 변화들이 검출될 때 전송되는, 데이터 전송 방법.
  12. 제 4 항에 있어서, 상기 고유모드들 및 상기 고유값들을 나타내는 상기 CSI는 상이한 업데이트 레이트들로 전송되는, 데이터 전송 방법.
  13. 제 1 항에 있어서, 상기 CSI는 상관 행렬 인버전(CCMI) 프로세싱에 기초하여 상기 수신기 유닛에서 획득되는, 데이터 전송 방법.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 수신기 유닛에서의 상기 CCMI 프로세싱은,
    수신된 변조 심볼들을 획득하기 위해 상기 수신된 신호들을 처리하는 단계;
    필터링된 변조 심볼들을 제공하기 위해 제 1 행렬에 따라 상기 수신된 변조 심볼들을 필터링하는 단계 - 상기 제 1 행렬은 상기 데이터 전송을 위해 사용되는 다수의 전송 안테나들 및 상기 다수의 수신 안테나들 사이의 채널 특성들의 추정을 나타냄 -;
    전송된 변조 심볼들의 추정들을 제공하기 위해 상기 필터링된 변조 심볼들을 제 2 행렬과 곱하는 단계; 및
    상기 데이터 전송을 위해 사용되는 다수의 전송 채널들의 특성들을 추정하는 단계를 포함하는, 데이터 전송 방법.
  15. 제 14 항에 있어서, 복조된 심볼들을 제공하기 위해 특정한 복조 방식에 따라 상기 변조 심볼 추정들을 복조하는 단계를 더 포함하는, 데이터 전송 방법.
  16. 제 15 항에 있어서, 특정한 디코딩 방식에 따라 상기 복조된 심볼들을 디코딩하는 단계를 더 포함하는, 데이터 전송 방법.
  17. 제 14 항에 있어서, 결합된 변조 심볼 추정들을 제공하기 위해 리던던트 전송에 대한 변조 심볼 추정들을 결합하는 단계를 더 포함하는, 데이터 전송 방법.
  18. 제 14 항에 있어서, 상기 수신된 변조 심볼들에 기초하여 채널 계수 행렬을 획득하는 단계를 더 포함하며, 상기 제 1 행렬은 상기 채널 계수 행렬로부터 획득되는, 데이터 전송 방법.
  19. 제 18 항에 있어서, 상기 채널 계수 행렬은 파일럿 데이터에 대응하는 수신된 변조 심볼들에 기초하여 획득되는, 데이터 전송 방법.
  20. 제 14 항에 있어서, 상기 제 2 행렬은 상기 제 1 행렬에 기초하여 획득되는 역제곱 행렬인, 데이터 전송 방법.
  21. 제 1 항에 있어서, 상기 CSI는 언바이어스 최소 평균 제곱 에러(UMMSE) 프로세싱에 기초하여 상기 수신기 유닛에서 획득되는, 데이터 전송 방법.
  22. 제 21 항에 있어서, 상기 UMMSE 프로세싱은,
    수신된 변조 심볼들을 획득하기 위해 상기 수신된 신호들을 처리하는 단계;
    전송된 변조 심볼들의 추정들을 제공하기 위해 상기 수신된 변조 심볼들을 제 1 행렬 M과 곱하는 단계; 및
    상기 수신된 변조 심볼에 기초하여 상기 데이터 전송을 위해 사용되는 다수의 전송 채널들의 특성들을 추정하는 단계를 포함하며, 상기 제 1 행렬 M은 상기 변조 심볼 추정들 및 전송된 변조 심볼들 사이의 평균 제곱 에러를 최소화하기 위해 선택되는, 데이터 전송 방법.
  23. 제 22 항에 있어서, 상기 전송된 변조 심볼들의 언바이어스 추정들을 제공하기 위해 상기 변조 심볼 추정들을 제 2 행렬과 곱하는 단계를 더 포함하며, 상기 전송 채널들의 특성들은 상기 언바이어스 변조 심볼 추정들에 기초하여 추정되는, 데이터 전송 방법.
  24. 제 23 항에 있어서, 상기 언바이어스 변조 심볼 추정들 및 상기 전송된 변조 심볼들 사이의 상기 평균 제곱 에러를 최소화하기 위해 상기 언바이어스 변조 심볼 추정들에 기초하여 상기 제 1 행렬 M을 획득하는 단계를 더 포함하는, 데이터 전송 방법.
  25. 제 1 항에 있어서, 상기 MIMO 시스템은 직교 주파수 분할 변조(OFDM)를 구현하는, 데이터 전송 방법.
  26. 제 25 항에 있어서, 상기 수신기 유닛 및 상기 송신기 유닛 각각에서의 처리는 다수의 주파수 서브채널들 각각에 대하여 수행되는, 데이터 전송 방법.
  27. 다중-입력 다중-출력(MIMO) 통신 시스템으로서, 수신기 유닛 및 송신기 유닛을 포함하며,
    상기 수신기 유닛은,
    다수의 수신 안테나들을 통해 다수의 신호들을 수신하고, 수신된 변조 심볼들을 제공하기 위해 상기 수신된 신호들을 처리하도록 구성되는 다수의 프런트-엔드 프로세서들;
    상기 프런트-엔드 프로세서들에 연결되며, 데이터 전송을 위해 사용되는 다수의 전송 채널들의 특성들을 나타내는 채널 상태 정보(CSI)를 획득하기 위해 상기 수신된 변조 심볼들을 수신하여 처리하도록 구성되는 적어도 하나의 수신 MIMO 프로세서; 및
    상기 수신 MIMO 프로세서와 동작하도록 연결되며, 상기 송신기 유닛으로 다시 전송하기 위해 상기 CSI를 처리하도록 구성되는 전송 데이터 프로세서를 포함하고,
    상기 송신기 유닛은,
    상기 수신기 유닛으로부터 하나 이상의 신호들을 수신하여 처리하고 상기 전송된 CSI를 복원하도록 구성되는 적어도 하나의 복조기; 및
    상기 복원된 CSI에 기초하여 상기 수신기 유닛으로의 전송을 위한 데이터를 처리하도록 구성되는 전송 데이터 프로세서를 포함하며,
    상기 획득된 CSI는 상기 다수의 전송 채널들 각각에 대한 신호-대-잡음-및-간섭(SNR) 추정들을 포함하며, 상기 송신기 유닛에서의 상기 처리하는 동작은 각각의 전송 채널에 대한 SNR 추정에 기초하여 상기 전송 채널에 대한 데이터를 코딩하는 동작을 포함하며, 각각의 전송 채널에 대한 상기 데이터는 상기 전송 채널에 대한 상기 SNR 추정에 기초하여 독립적으로 코딩되며,
    상기 코딩하는 동작은 고정된 기본 코드를 사용하여 상기 전송 채널에 대한 상기 데이터를 코딩하는 동작 및 상기 전송 채널에 대한 상기 SNR 추정에 기초하여 코딩된 비트들의 펑처링을 조절하는 동작을 포함하는, 통신 시스템.
  28. 다중-입력 다중-출력(MIMO) 통신 시스템의 수신기 유닛으로서,
    다수의 수신 안테나들을 통해 다수의 신호들을 수신하고, 수신된 변조 심볼들을 제공하기 위해 상기 수신된 신호들을 처리하도록 구성되는 다수의 프런트-엔드 프로세서들;
    상기 다수의 프런트-엔드 프로세서들과 동작하도록 연결되며, 필터링된 변조 심볼들을 제공하기 위해 제 1 행렬에 따라 상기 수신된 변조 심볼들을 필터링하도록 구성되는 필터 - 상기 제 1 행렬은 데이터 전송을 위해 사용되는 다수의 전송 안테나들 및 상기 다수의 수신 안테나들 사이의 채널 특성들의 추정을 나타냄 -;
    상기 필터와 연결되며, 전송된 변조 심볼들의 추정들을 제공하기 위해 상기 필터링된 변조 심볼들과 제 2 행렬을 곱하도록 구성되는 곱셈기 - 상기 제 2 행렬은 상기 제 1 행렬 및 상기 제 1 행렬의 공액-전치의 곱인 정방 행렬의 역행렬로부터 획득됨 -;
    상기 곱셈기와 연결되며, 데이터 전송을 위해 사용되는 다수의 전송 채널들의 특성들을 추정하고 상기 추정된 채널 특성들을 나타내는 채널 상태 정보(CSI)를 제공하도록 구성된 채널 품질 추정기; 및
    상기 수신기 유닛으로부터의 전송을 위해 상기 CSI를 수신하여 처리하도록 구성되는 전송 데이터 프로세서를 포함하는, 수신기 유닛.
  29. 제 28 항에 있어서, 상기 변조 심볼 추정들에 기초하여 채널 계수 행렬을 획득하도록 구성되는 제 2 추정기를 더 포함하며, 상기 제 1 행렬은 상기 채널 계수 행렬에 기초하여 획득되는, 수신기 유닛.
  30. 제 28 항에 있어서, 상기 전송 채널 특성들의 추정들은 신호-대-잡음-및-간섭(SNR) 추정들을 포함하는, 수신기 유닛.
  31. 제 28 항에 있어서, 하나 이상의 복조 엘리먼트들을 더 포함하며, 각각의 복조 엘리먼트는 복조된 심볼들의 스트림을 제공하기 위해 특정한 복조 방식에 따라 변조 심볼 추정들의 각각의 스트림을 수신하여 복조하도록 구성되는, 수신기 유닛.
  32. 제 31 항에 있어서, 하나 이상의 디코더들을 더 포함하며, 각각의 디코더는 디코딩된 데이터를 제공하기 위해 특정한 디코딩 방식에 따라 복조된 심볼들의 스트림을 수신하여 디코딩하도록 구성되는, 수신기 유닛.
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