JP6296082B2 - 駆動装置 - Google Patents

Description

本明細書が開示する技術は、駆動信号に基づいて駆動対象トランジスタを駆動する駆動装置に関する。

インバータや電圧コンバータは、駆動信号に基づいて電力変換用のパワートランジスタ（駆動対象トランジスタ）のオンとオフを切り換える装置、即ち、パワートランジスタを駆動する駆動装置を備えている。

特許文献１に、カレントミラー回路を利用し、パワートランジスタのオンとオフを切り換える速度（以下、切換速度と称する）を調整可能な駆動装置が開示されている。特許文献１の駆動装置は、パワートランジスタに高速動作が要求されないときには切換速度を下げることで、パワートランジスタのスイッチングノイズを抑制する。

カレントミラー回路は、Ｎチャネル型トランジスタを使うタイプとＰチャネル型トランジスタを使うタイプがあるが、以下では、まず、Ｎチャネル型トランジスタを使ったカレントミラー回路を例に説明する。カレントミラー回路は、ゲート閾値電圧が等しい２個のトランジスタのゲート同士が接続されているとともに、一方のトランジスタの高電位側電極とゲートが接続される。一方のトランジスタの高電位側電極には、一定電流(参照電流）を流す電流源が接続される。説明の都合上、以下では、カレントミラー回路の２個のトランジスタのうち、電流源が接続されるトランジスタを第１トランジスタと称し、他方のトランジスタを第２トランジスタと称する。

カレントミラー回路を駆動装置に用いる場合、第２トランジスタの高電位側電極と低電位側電極の一方が駆動装置の出力端に相当し、パワートランジスタのゲートが接続される。第２トランジスタの高電位側電極と低電位側電極の他方には、パワートランジスタのゲートをオン電圧に引き上げる高電圧端とオフ電圧に引き下げる低電圧端の一方が接続される。参照電流が流れるとカレントミラー回路の第１、第２トランジスタがオンとなり、パワートランジスタのゲートと高電圧端（又は低電圧端）が導通する。参照電流を止めるとともにカレントミラー回路のトランジスタのゲート電圧を下げると第１、第２トランジスタがオフとなり、パワートランジスタのゲートと高電圧端（又は低電圧端）の間が遮断される。

カレントミラー回路では、参照電流に比例した電流が第２トランジスタに流れる。参照電流を小さくすると、第２トランジスタがオン状態のときに流れる電流が小さくなり、パワートランジスタのゲート電圧の変化速度が遅くなる。その結果、パワートランジスタの切換速度が遅くなる。特許文献１の駆動装置は、参照電流の大きさを調整することで、パワートランジスタ（駆動対象トランジスタ）の切換速度を調整する。

特開２００９−１１１４７０号公報

駆動装置のカレントミラー回路には、消費電力の小さい電圧駆動型トランジスタが採用される。電圧駆動型トランジスタは、ゲートを充放電することによりオンとオフを切り換える。Ｎチャネル型トランジスタを用いたカレントミラー回路では、第１、第２トランジスタのゲート同士が接続されるとともに、それらゲートに、第１トランジスタの高電位側電極も接続される。第１トランジスタの高電位側電極には電流源が接続されており、その電流源が出力する参照電流により、２個のトランジスタ（第１トランジスタ及び第２トランジスタ）のゲートが充電される。なお、以下では、第１トランジスタ及び第２トランジスタを単純に第１及び第２トランジスタと称することがある。駆動装置は、駆動信号のトリガ（例えばパルスエッジ）で参照電流によって２個のトランジスタのゲートを充電し始める。参照電流が小さいと、カレントミラー回路のトランジスタのゲート充電速度が遅くなる。その結果、駆動信号のトリガを受信してからカレントミラー回路のトランジスタがオフからオンに切り換わるまでに相応の時間を要してしまう。Ｐチャネル型のトランジスタを用いたカレントミラー回路では、第１トランジスタのゲートと低電位側電極が接続され、第１及び第２トランジスタの双方のゲートの放電電流が参照電流の大きさに規制される。参照電流が小さいと、カレントミラー回路のトランジスタのゲート放電速度が遅くなる。その結果、やはり、駆動信号のトリガを受信してからカレントミラー回路のトランジスタがオフからオンに切り換わるまで相応の時間を要してしまう。すなわち、カレントミラー回路を用いた駆動回路では、駆動信号のトリガを受信してから駆動対象トランジスタのゲート電圧を変更するまでのレスポンスに時間を要してしまう。参照電流を大きくすれば、レスポンスは速くなるが、それでは第１トランジスタの消費電力が増大してしまう。

本明細書は、カレントミラー回路を用いた駆動装置に関し、第１トランジスタの消費電力を大きくすることなく、駆動信号のトリガを受信してから駆動対象トランジスタを駆動するまでのレスポンスを速める技術を提供する。なお、説明を簡単にするため、以下では、「駆動信号のトリガ」を単純に「駆動信号」と称する。即ち、本明細書は、駆動信号を受信してから駆動対象トランジスタを駆動するまでのレスポンスを速める技術を提供する。

まず、カレントミラー回路に電圧駆動型かつＮチャネル型のトランジスタを採用した場合の駆動装置を説明する。本明細書が開示する一態様の駆動装置は、電圧駆動型かつＮチャネル型のトランジスタであってゲート閾値電圧が等しい第１及び第２トランジスタと、電流源と、電流制御回路と、ゲート充電回路を備える。第１トランジスタは、その高電位側電極とゲートが接続されている。第２トランジスタは、そのゲートが第１トランジスタのゲートと接続されているとともに、高電位側電極と低電位側電極の一方に駆動対象トランジスタのゲートが接続される。電流源は、第１トランジスタの高電位側電極に接続されており、一定電流を出力する。電流制御回路は、駆動対象のトランジスタのオンとオフを切り換えるために外部から与えられる駆動信号に応答して、電流源を使って第１及び第２トランジスタのゲートへの充電を開始する。なお、駆動信号は、第１及び第２トランジスタをオフからオンに切り換える信号にも相当する。上記の構成により、第１及び第２トランジスタがカレントミラー回路を構成することが理解される。ゲート充電回路は、電流源とは別に第１及び第２トランジスタのゲートを充電する。ゲート充電回路は、次の第１充電回路と第２充電回路のいずれか一方の構成を備えている。

第１充電回路は、コンデンサと充電端と放電端と充電スイッチを備えている。コンデンサの一方の電極は、第１及び第２トランジスタのゲートに接続されている。充電端は、コンデンサの他方の電極に電力を供給するために備えられており、放電端は、コンデンサの他方の電極から電力を放出させるために備えられている。充電スイッチは、駆動信号に応答してコンデンサの他方の電極の接続先を放電端から充電端へ切り換える。そして、第１トランジスタの高電位側電極と低電位側電極の間に一定電流が流れるときの電流源の出力端電圧Ｖｒｅｆと、コンデンサの容量Ｃｃｇと、第１及び第２トランジスタのゲート容量の合計容量Ｃｃｍと、充電端の電圧Ｖｃｇが、次の（式１）の関係を満たしている。
Ｖｒｅｆ≧Ｖｃｇ・Ｃｃｇ／（Ｃｃｇ＋Ｃｃｍ） （式１）

第２充電回路は、充電端とダイオードと充電スイッチを備えている。充電端は、第１及び第２トランジスタのゲートに電力を供給するために備えられている。ダイオードは、アノードが充電端に接続されておりカソードが第１及び第２トランジスタのゲートに接続されている。充電スイッチは、駆動信号に応答して充電端と第１及び第２トランジスタの間を遮断状態から導通状態に切り換える。そして、第１トランジスタの高電位側電極と低電位側電極の間に一定電流が流れるときの電流源の出力端電圧Ｖｒｅｆと、ダイオードの順電圧Ｖｆと、充電端の電圧Ｖｃｇが、次の（式２）の関係を満たしている。
Ｖｒｅｆ≧Ｖｃｇ−Ｖｆ （式２）

上記した第１充電回路と第２充電回路のいずれかのゲート充電回路を備える駆動装置は、駆動信号に応答して、電流制御回路が電流源を使って第１及び第２トランジスタのゲートの充電を開始するとともに、ゲート充電回路が第１及び第２トランジスタのゲートの充電を開始する。電流源からだけでなく、ゲート充電回路からも電力が供給されるので、第１及び第２トランジスタのゲートの充電時間が短縮される。ゲート充電回路を備えることによって、駆動信号を受信してから第１、第２トランジスタがオフからオンに切り換わるまでのレスポンスが速くなる。即ち、駆動信号を受信してから駆動対象トランジスタを駆動するまでのレスポンスが速くなる。

電流源とゲート充電回路からの電力供給により、第１、第２トランジスタのゲート電圧が増加する。（式１）の右辺（Ｖｃｇ・Ｃｃｇ／（Ｃｃｇ＋Ｃｃｍ））、及び、（式２）の右辺（Ｖｃｇ−Ｖｆ）は、充電端の電圧Ｖｃｇのみによって第１、第２トランジスタのゲートを充電したと仮定した場合のゲート電圧の最大値である。従って、ゲート電圧が［Ｖｃｇ・Ｃｃｇ／（Ｃｃｇ＋Ｃｃｍ）］に達すると、あるいは、ゲート電圧が［Ｖｃｇ−Ｖｆ］に達すると、ゲート充電回路からはそれ以上の電力供給ができなくなる。即ち、ゲート充電回路からの電力供給が自動的に停止する。その後は、電流源からの電力供給のみとなる。第１、第２トランジスタのゲート電圧は、電流源からの電力供給により上昇を続け、第１、第２トランジスタのゲート電圧はゲート閾値電圧Ｖｔｈを越える。即ち、第１及び第２トランジスタがオフからオンに切り換わる。そうすると、第１トランジスタの高電位側電極と低電位側電極の間に電流源の一定電流（電流上限値Ｉｄｍａｘ）が流れる。電流源は、第１トランジスタの高電位側電極と低電位側電極の間に流れる電流が一定電流のときの出力端電圧が電圧Ｖｒｅｆとなるように調整されており、その大きさは、ゲート閾値電圧Ｖｔｈより高い値に設定されている。ゲート電圧が出力端電圧Ｖｒｅｆに達するまでに第１、第２トランジスタはオフからオンに切り換わり、最終的にはゲート電圧が出力端電圧Ｖｒｅｆに達する。このとき、第１トランジスタの高電位側電極と低電位側電極の間には、電流源の一定電流（電流上限値Ｉｄｍａｘ）が流れる。別言すれば、第１トランジスタの高電位側電極と低電位側電極の間を流れる電流は、電流源の一定電流を越えない。

このように本明細書が開示する駆動装置は、ゲート電圧の立ち上がり期間にはゲート充電回路により第１、第２トランジスタのゲートが急速に充電され、駆動信号を受信してから第１、第２トランジスタがオフからオンに切り換わるまでの時間（レスポンス時間）が短縮される。一方、ゲート充電の途中でゲート充電回路からの電力供給が止まる。ゲート電圧は最終的に電流源の出力端電圧Ｖｒｅｆに到達し、第１トランジスタの高電位側電極と低電位側電極の間を流れる電流は一定値（電流上限値Ｉｄｍａｘ）となる。なお、以下では、トランジスタの高電位側電極と低電位側電極の間を流れる電流を主電流と称することがある。本明細書が開示する駆動装置は、第１、第２トランジスタがオフからオンに切り換わった後、第１トランジスタの主電流は、電流源が出力する一定電流（電流上限値Ｉｄｍａｘ）に制限される。それゆえ、第１トランジスタとしては、電流上限値Ｉｄｍａｘを許容できればよい。この駆動装置は、第１トランジスタの主電流を大きくすることなく、即ち、第１トランジスタの消費電力を増大させることなく、第１、第２トランジスタのゲート充電を早めることができる。すなわち、この駆動装置は、消費電力を大きくすることなく、駆動信号の受信から駆動対象トランジスタの駆動までのレスポンスを速めることができる。

第１充電回路の場合、（式１）の関係を満たすコンデンサによって、第１トランジスタの主電流が一定値（電流上限値Ｉｄｍａｘ）に達するまでに第１充電回路からの電力供給が自動的に停止する。第２充電回路の場合は、（式２）の関係によって、第１トランジスタの主電流が一定値（電流上限値Ｉｄｍａｘ）に達するまでに第２充電回路からの電力供給が自動的に停止する。なお、第２充電回路の場合、上記したダイオードを備えることによって、ゲート電圧が［Ｖｃｇ−Ｖｆ］を越えた後に電流源から第２充電回路への電流の逆流が防止される。また、（式１）、（式２）の等号が成立する場合は、第１トランジスタの主電流が一定値（電流上限値Ｉｄｍａｘ）に達した時点でゲート充電回路が停止する。

ゲート充電回路が第１充電回路の場合、コンデンサの容量Ｃｃｇと、第１及び第２トランジスタのゲート容量の合計容量Ｃｃｍと、充電端の電圧Ｖｃｇと、第１及び第２トランジスタのゲート閾値電圧Ｖｔｈは、次の（式３）の関係を満足していることが好ましい。
Ｖｃｇ・Ｃｃｇ／（Ｃｃｇ＋Ｃｃｍ）≧Ｖｔｈ （式３）

また、ゲート充電回路が第２充電回路の場合、順電圧Ｖｆと、充電端の電圧Ｖｃｇと、第１及び第２トランジスタのゲート閾値電圧Ｖｔｈは、次の（式４）の関係を満足していることが好ましい。
Ｖｃｇ−Ｖｆ≧Ｖｔｈ （式４）

（式３）と（式４）の関係は、ゲート充電回路による充電中に第１及び第２トランジスタのゲート電圧がゲート閾値電圧を越えること意味する。即ち、（式３）と（式４）の関係が成立すれば、ゲート充電回路による急速充電中に第１、第２トランジスタをオフからオンに切り換えることができる。（式３）を満たす第１充電回路、及び、（式４）を満たす第２充電回路は、第１トランジスタの消費電力を増加させることなく、駆動信号の受信から第１及び第２トランジスタがオフからオンに切り換わるまでの時間（即ち、駆動信号を受信してからパワートランジスタを駆動するまでの時間）をより一層短縮することができる。

電流制御回路は、第１トランジスタをオフからオンに切り換える駆動信号に応答して第１及び第２トランジスタのゲートと放電端（グランド端）との間を導通から遮断に切り換えるスイッチ回路であってもよい。あるいは、電流制御回路は、駆動信号に応答して、電流源を出力停止状態から出力状態に切り換える回路であってもよい。前者の場合は、電流源は常に一定電流を出力してもよいことになる。電流源から供給される電力はスイッチ回路を通じて放電され、ゲートが充電されないからである。ただし、前者の回路は、第１トランジスタがオフしている間、電流源の出力電力が無駄になる。一方、後者の回路の場合、駆動信号が第１トランジスタのオフを示している間は、電流源は出力停止状態を維持するので電力が無駄にならない。

次に、カレントミラー回路に電圧駆動型かつＰチャネル型のトランジスタを採用した場合の駆動装置を説明する。本明細書が開示する別の態様の駆動装置は、電圧駆動型かつＰチャネル型のトランジスタであってゲート閾値電圧が等しい第１及び第２トランジスタと、電流源と、電流制御回路と、ゲート放電回路を備える。第１トランジスタは、その低電位側電極とゲートが接続されている。第２トランジスタは、そのゲートが第１トランジスタのゲートと接続されているとともに、高電位側電極と低電位側電極の一方に駆動対象トランジスタのゲートが接続される。電流源は、第１トランジスタの低電位側電極に接続されており、一定電流を通過させる。電流制御回路は、駆動信号に応答して、電流源を使って（即ち、電流源を通して）第１及び第２トランジスタのゲートを放電する。なお、駆動信号は、第１及び第２トランジスタをオフからオンに切り換える信号にも相当する。従って、電流制御回路は、第１及び第２トランジスタをオフからオンに切り換える駆動信号に応答して、電流源を遮断状態から導通状態に切り換え、第１、第２トランジスタのゲートの放電を開始する。上記の構成により、第１及び第２トランジスタがカレントミラー回路を構成することが理解される。ゲート放電回路は、電流源とは別に第１及び第２トランジスタのゲートを放電する。ゲート放電回路は、次の第１放電回路と第２放電回路のいずれか一方の構成を備えている。

第１放電回路は、コンデンサと充電端と放電端と放電スイッチを備えている。コンデンサの一方の電極は、第１及び第２トランジスタのゲートに接続されている。充電端は、コンデンサの他方の電極に電力を供給するために備えられており、放電端は、コンデンサの他方の電極から電力を放出させるために備えられている。放電スイッチは、駆動信号に応答してコンデンサの他方の電極の接続先を充電端から放電端へ切り換える。そして、第１トランジスタの高電位側電極と低電位側電極の間に一定電流が流れるときの電流源の入力端電圧ＶＬｒｅｆと、コンデンサの容量Ｃｃｇと、第１及び第２トランジスタのゲート容量の合計容量Ｃｃｍと、第１トランジスタのゲートに電力を供給する電力供給端と放電端との電圧差ｄＶｃｇが、次の（式５）の関係を満たしている。
ｄＶｃｇ・Ｃｃｍ／（Ｃｃｇ＋Ｃｃｍ）≧ＶＬｒｅｆ （式５）

第２放電回路は、放電端とダイオードと放電スイッチを備えている。放電端は、第１及び第２トランジスタのゲートから電力を放出させるために備えられている。ダイオードは、アノードが第１及び第２トランジスタのゲートに接続されており、カソードが放電端に接続されている。放電スイッチは、駆動信号に応答して放電端と第１及び第２トランジスタの間を遮断状態から導通状態に切り換える。そして、第１トランジスタの高電位側電極と低電位側電極の間に一定電流が流れるときの電流源の入力端電圧ＶＬｒｅｆと、ダイオードの順電圧Ｖｆと、放電端の電圧ＶＬｃｇが、次の（式６）の関係を満たしている。
ＶＬｃｇ＋Ｖｆ≧ＶＬｒｅｆ （式６）

第１放電回路又は第２放電回路のゲート放電回路を備える駆動装置は、駆動信号に応答して、電流制御回路が電流源を使って第１及び第２トランジスタのゲート放電を開始するとともに、ゲート放電回路が第１及び第２トランジスタのゲート放電を開始する。電流源とゲート放電回路を通じた放電により、第１及び第２トランジスタのゲートが速やかに放電される。これによって、駆動信号の受信から第１、第２トランジスタがオフからオンに切り換わるまでの時間を短縮することができ、駆動対象トランジスタを駆動するまでのレスポンスを良くすることができる。

ゲート放電が進むと、第１、第２トランジスタのゲート電圧が下がっていく。（式５）の左辺［ｄＶｃｇ・Ｃｃｍ／（Ｃｃｇ＋Ｃｃｍ）］、及び、（式６）左辺［ＶＬｃｇ＋Ｖｆ］は、ゲート放電回路のみで第１、第２トランジスタのゲートを放電したと仮定したときのゲート電圧の最低値である。従って、第１、第２トランジスタのゲート電圧が［ｄＶｃｇ・Ｃｃｍ／（Ｃｃｇ＋Ｃｃｍ）］、あるいは、［ＶＬｃｇ＋Ｖｆ］まで下がると、ゲート放電回路を通じた放電が自動的に止まり、電流源を通じた放電のみとなる。その後、ゲート電圧は、電流源を通じた放電により下降を続け、電流源の入力端電圧ＶＬｒｅｆで一定となる。電流源の入力端電圧ＶＬｒｅｆはゲート閾値電圧Ｖｔｈよりも低く設定されており、ゲート電圧が入力端電圧ＶＬｒｅｆに達するまでに第１、第２トランジスタはオフからオンに切り換わる。電流源は、第１トランジスタの高電位側電極と低電位側電極に一定値の電流（電流上限値Ｉｄｍａｘ）が流れるときにその入力端電圧がＶＬｒｅｆとなるように調整されている。即ち、第１、第２トランジスタがオフからオンに切り換わった後、第１トランジスタの主電流は一定値（電流上限値Ｉｄｍａｘ）に制限される。それゆえ、第１トランジスタとしては、主電流として電流上限値Ｉｄｍａｘを許容できればよい。Ｐチャネル型トランジスタを採用したカレントミラー回路を含む駆動装置も、第１トランジスタの主電流を大きくすることなく、即ち、消費電力を大きくすることなく、駆動信号の受信から駆動対象トランジスタを駆動するまでの時間（レスポンス時間）を短縮することができる。

第１放電回路の場合、（式５）の関係を満たすコンデンサによって、第１トランジスタの主電流が一定値（電流上限値Ｉｄｍａｘ）に達するまでに第１放電回路による放電が自動的に停止する。第２放電回路の場合は、（式６）の関係によって、第１トランジスタの主電流が一定値（電流上限値Ｉｄｍａｘ）に達するまでに第２放電回路による放電が自動的に停止する。なお、第２放電回路の場合、上記したダイオードを備えることによって、ゲート電圧が「ＶＬｃｇ＋Ｖｆ」を下回った後に第２放電回路から電流源への電流の逆流が防止される。また、（式５）、（式６）の等号が成立する場合は、第１トランジスタの主電流が一定値（電流上限値Ｉｄｍａｘ）に達した時点でゲート放電回路が停止する。

ゲート放電回路が第１放電回路の場合、コンデンサの容量Ｃｃｇと、第１及び第２トランジスタのゲート容量の合計容量Ｃｃｍと、電圧差ｄＶｃｇと、第１及び第２トランジスタのゲート閾値電圧Ｖｔｈが、次の（式７）の関係を満足していることが好ましい。
Ｖｔｈ≧ｄＶｃｇ・Ｃｃｍ／（Ｃｃｇ＋Ｃｃｍ） （式７）

また、ゲート放電回路が第２放電回路の場合、順電圧Ｖｆと、電圧ＶＬｃｇと、第１及び第２トランジスタのゲート閾値電圧Ｖｔｈが、次の（式８）の関係を満足していることが好ましい。
Ｖｔｈ≧ＶＬｃｇ＋Ｖｆ （式８）

（式７）と（式８）の関係は、ゲート放電回路による放電中に第１及び第２トランジスタのゲート電圧がゲート閾値電圧Ｖｔｈを下回ること意味する。即ち、（式７）と（式８）の関係が成立すれば、ゲート放電回路による放電中に第１、第２トランジスタがオフからオンに切り換わる。（式７）を満たす第１放電回路、及び、（式８）を満たす第２放電回路は、第１トランジスタの消費電力を増加させることなく、レスポンス時間をより一層短縮することができる。

Ｐチャネル型トランジスタを使ったカレントミラー回路を含む駆動装置と、Ｎチャネル型トランジスタを使ったカレントミラー回路を含む駆動装置のいずれも、第１及び第２トランジスタがオフからオンに切り換わった後に第１トランジスタの高電位側電極と低電位側電極の間を流れる電流（主電流）を遮断する遮断スイッチを備えているとよい。通常のカレントミラー回路では、第１、第２トランジスタがオフからオンに切り換わった後も第１トランジスタの主電流として参照電流が流れ続ける。第１、第２トランジスタがオフからオンに切り換わった後に第１トランジスタの主電流を遮断しても、第１、第２トランジスタのオン状態は保持される。第１及び第２トランジスタがオフからオンに切り換わった後に第１トランジスタの主電流を遮断することで、それ以後は第１トランジスタに電流が流れなくなり、消費電力をさらに抑えることができる。本明細書が開示する技術の詳細とさらなる改良は以下の「発明を実施するための形態」にて説明する。

第１実施例の駆動装置のブロック図である。 第１実施例の駆動装置のタイムチャートである。 ゲート充電回路を備えない場合のタイムチャートである。 第２実施例の駆動装置のブロック図である。 第３実施例の駆動装置のブロック図である。 第４実施例の駆動装置のブロック図である。 第４実施例の駆動装置のタイムチャートである。 第５実施例の駆動装置のブロック図である。 第６実施例の駆動装置のブロック図である。 第７実施例の駆動装置のブロック図である。 第７実施例の駆動装置のタイムチャートである。 第８実施例の駆動装置のブロック図である。 第９実施例の駆動装置のブロック図である。 第９実施例の駆動装置のタイムチャートである。 第９実施例の駆動装置の別のタイムチャートである。 第１０実施例の駆動装置のブロック図である。 第１０実施例の駆動装置のタイムチャートである。 第１１実施例の駆動装置のブロック図である。 第１１実施例の駆動装置のタイムチャートである。

（第１実施例）図１と図２を参照して第１実施例の駆動装置を説明する。図１は、駆動装置１０ａのブロック図である。図２は、駆動装置１０ａの動作を示すタイムチャートである。駆動装置１０ａは、パワートランジスタ９９を駆動する装置である。パワートランジスタ９９は、電力を変換するために用いられるスイッチング素子であり、例えば、直流を交流に変換するインバータのスイッチング素子であったり、電圧コンバータのスイッチング素子であったりする。パワートランジスタ９９を含む電力変換装置は、パワートランジスタ９９を除いて図示を省略する。電力変換装置が複数のパワートランジスタを含む場合は、夫々のパワートランジスタに対して駆動装置１０ａが用意される。

駆動装置１０ａは、不図示の上位の制御装置から与えられるパルス状の駆動信号Ｖｉｎ１に基づき、パワートランジスタ９９のオンとオフを切り換える。駆動装置１０ａは、駆動信号Ｖｉｎ１のパルスエッジをトリガにして、パワートランジスタ９９を駆動する。駆動装置１０ａは、駆動信号Ｖｉｎ１がＬｏｗレベルのときは、パワートランジスタ９９をオンに保持し、駆動信号Ｖｉｎ１がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに切り換わると、パワートランジスタ９９をオンからオフに切り換える。なお、「オン」とは、トランジスタの高電位側電極と低電位側電極の間が導通状態であることを意味し、「オフ」とは、トランジスタの高電位側電極と低電位側電極の間が電流遮断状態であることを意味する。

なお、詳しくは後述するが、駆動装置１０ａは、駆動信号Ｖｉｎ１がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに切り換わるパルスエッジをトリガにして、第１、第２トランジスタ１ａ、２ａをオフからオンに切り換える。以下、第１、第２トランジスタ１ａ、２ａをオフからオンに切り換える動作を主に説明する。以下の説明において、しばしば、「駆動信号Ｖｉｎ１に応答して」との表記が現れるが、この表記は、詳しくは、「パワートランジスタ９９（駆動対象トランジスタ）のオンとオフを切り換える駆動信号であって第１、第２トランジスタ１ａ、２ａをオフからオンに切り換える駆動信号Ｖｉｎ１に応答して」ということを意味する。

駆動装置１０ａは、入力端１１と出力端１２を備える。入力端１１には、先に述べた上位の制御装置が接続されており、駆動信号Ｖｉｎ１が入力される。出力端１２には、駆動対象であるパワートランジスタ９９のゲートが接続される。

駆動装置１０ａは、第１トランジスタ１ａから第６トランジスタ６ａの６個のトランジスタを備える。第１トランジスタ１ａ、第２トランジスタ２ａ、第３トランジスタ３ａ、第５トランジスタ５ａは、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）であり、第４トランジスタ４ａと第６トランジスタ６ａはＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴである。ＭＯＳＦＥＴは、ゲートがソースとドレインから絶縁されており、ゲート電圧の大きさで、オンまたはオフが決まる、いわゆる電圧駆動型である。Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴは、その構造上、ソースからドレインに向けて常に電流を通すダイオードが付随するが、そのダイオードの図示は省略する。Ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴは、その構造上、ドレインからソースに向けて常に電流を通すダイオードが付随するが、そのダイオードの図示は省略する。以降の図でも同様である。なお、各トランジスタには、トランジスタ保護用の還流ダイオードが接続されていてもよい。

駆動装置１０ａの内部には、いくつかの電源正極端３１〜３３と、いくつかの電源負極端４１〜４３、４９が備えられている。電源正極端３１〜３３は、各素子に電力を供給する端子であり、電源負極端４１〜４３、４９は、各素子から流出する電流の放出端に相当する。電源正極端の電圧と電源負極端の電圧は、不図示の電源回路により定められる。電源負極端４１〜４３、４９は、駆動装置１０ａのグランド端に相当する場合もあれば、駆動装置１０ａのグランド端の電圧に対して所定のバイアスを加えられた電圧に保持されることもある。また、電源正極端３１〜３３は、同一の電圧に保持される場合もあるが、夫々が異なる電圧に保持されることもある。

電源正極端３１は、パワートランジスタ９９のオン電圧ＶＣＣ１に保持されている。電源負極端４１は、パワートランジスタ９９のオフ電圧に保持されている。電源正極端３２、３３については後に説明する。

駆動装置１０ａは、上記した６個のトランジスタ１ａ−６ａのほか、ＮＯＴ素子１３（インバータ素子）、コンデンサ１６、電流源１７、抵抗１８、電流制御回路２１を備える。第１トランジスタ１ａと第２トランジスタ２ａがカレントミラー回路１５ａを構成し、第４トランジスタ４ａ、第５トランジスタ５ａ、及び、コンデンサ１６がゲート充電回路１４ａを構成する。

駆動装置１０ａの出力端１２は、第６トランジスタ６ａと抵抗１８を介して、電源正極端３１に接続されている。より詳しくは、第６トランジスタ６ａのソースが電源正極端３１に接続されており、ドレインは抵抗１８を介して出力端１２に接続されている。出力端１２と電源負極端４１の間には、第２トランジスタ２ａが接続されている。第２トランジスタ２ａのドレインは出力端１２に接続されており、ソースは電源負極端４１に接続されている。第６トランジスタ６ａがオンになり、第２トランジスタ２ａがオフになると、パワートランジスタ９９のゲート電圧が電源正極端３１の電圧ＶＣＣ１に引き上げられ、パワートランジスタ９９がオンになる。第６トランジスタ６ａがオフになり、第２トランジスタ２ａがオンになると、パワートランジスタ９９のゲート電圧が電源負極端４１の電圧に引き下げられ、パワートランジスタ９９がオフになる。

第６トランジスタ６ａのゲートは入力端１１に接続されており、第６トランジスタ６ａは、入力端１１に入力される駆動信号Ｖｉｎ１により、オンとオフが切り換えられる。第６トランジスタ６ａは、電源正極端３１と出力端１２（パワートランジスタ９９のゲート）の間の導通と遮断を切り換えるスイッチ回路に相当する。第６トランジスタ６ａは、入力端１１に入力される駆動信号Ｖｉｎ１に応答して電源正極端３１と出力端１２の間の導通と遮断を切り換える。電源正極端３１と出力端１２の間の導通と遮断を切り換えるスイッチ回路には、以下で説明するカレントミラー回路を採用してもよいが、本実施例では、図を理解し易くするために、単純に一つのトランジスタ（第６トランジスタ６ａ）でスイッチ回路を表している。第６トランジスタ６ａは入力端１１に入力される駆動信号Ｖｉｎ１のパルスエッジで速やかに切り換わる。駆動信号Ｖｉｎ１が入力されてからパワートランジスタ９９を駆動するまでのレスポンスは、以下で説明するカレントミラー回路１５ａの動作に依存する。

第２トランジスタ２ａは、第１トランジスタ１ａとともにカレントミラー回路１５ａを構成し、第２トランジスタ２ａのオン／オフは、第１トランジスタ１ａのオン／オフにより切り換えられる。なお、第１トランジスタ１ａと第２トランジスタ２ａには、ゲート閾値電圧Ｖｔｈが等しいトランジスタが採用されている。

カレントミラー回路１５ａについて説明する。先に述べたように、第１トランジスタ１ａと第２トランジスタ２ａは、いずれも、電圧駆動型、かつ、Ｎチャネル型のトランジスタである。ドレインが高電位側電極に相当し、ソースが低電位側電極に相当する。第２トランジスタ２ａは、先に述べたように、出力端１２と電源負極端４１の間に接続されている。第２トランジスタ２ａのドレイン（高電位側電極）が出力端１２に接続されている。先に述べたように、出力端１２にパワートランジスタ９９のゲートが接続される。第１トランジスタ１ａのドレインは、ゲートと接続されている。第１トランジスタのソースは電源負極端４２に接続されている。第１トランジスタ１ａのゲートは第２トランジスタ２ａのゲートに接続されている。

第１及び第２トランジスタ１ａ、２ａのゲートには、第３トランジスタ３ａのドレインが接続されている。第３トランジスタ３ａのソースは電源負極端４９に接続されている。第３トランジスタ３ａは、電源負極端４９を通じて第１及び第２トランジスタ１ａ、２ａのゲートを放電するために備えられている。第３トランジスタ３ａのゲートは、ＮＯＴ素子１３を介して入力端１１に接続されている。それゆえ、第３トランジスタ３ａのゲートには、駆動信号Ｖｉｎ１のＬｏｗとＨｉｇｈを反転した信号（反転信号Ｖｉｎ１ｘ）が入力される。第３トランジスタ３ａは、入力端１１に入力される駆動信号Ｖｉｎ１に応答して第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲートを放電する。

第１トランジスタ１ａのドレイン（高電位側電極）には、電流源１７が接続されており、その電流源１７には、電圧ＶＣＣ２を供給する電源正極端３２が接続されている。電流源１７には、電流制御回路２１が接続されている。その電流制御回路２１には、駆動信号Ｖｉｎ１が入力される。電流制御回路２１は、駆動信号Ｖｉｎ１に応答して、電流源１７の出力停止状態と電流出力状態とを切り換える。具体的には、駆動信号Ｖｉｎ１がＬｏｗ電位のときには電流制御回路２１は、電流源１７を出力停止状態に保持する。駆動信号Ｖｉｎ１がＬｏｗ電位からＨｉｇｈ電位に切り換わると、電流制御回路２１は、電流源１７を出力状態に変更する。出力状態のとき、電流源１７は、電源正極端３２からの電力供給を受け、所定の一定電流（電流上限値Ｉｄｍａｘ）を出力する。電流源１７は、第１トランジスタ１ａがオン状態となり、そのドレインとソースの間に一定電流（電流上限値Ｉｄｍａｘ）が流れるときに、その出力端電圧が所定の電圧Ｖｒｅｆとなるように調整されている。なお、出力停止状態から一定電流（電流上限値Ｉｄｍａｘ）を安定して出力するまでの過渡期には、出力端電圧はゼロから電圧Ｖｒｅｆまで徐々に変化する。なお、以下では、トランジスタのドレインとソースの間に流れる電流を「ドレイン電流」あるいは「主電流」と称する。

駆動信号Ｖｉｎ１に応答して電流制御回路２１が電流源１７を出力停止状態から出力状態に切り換えると、電流源１７から第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲートに電力が供給され始める（ゲートが充電され始める）。

第１トランジスタ１ａのドレイン、及び、第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲートには、ゲート充電回路１４ａが接続されている。ゲート充電回路１４ａは、電流源１７とは別に、第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲートを充電する。ゲート充電回路１４ａは、電圧Ｖｃｇに保持された電源正極端３３と、これに対応する電源負極端４３と、２個のトランジスタ（第４トランジスタ４ａと第５トランジスタ５ａ）と、コンデンサ１６で構成されている。第４トランジスタ４ａはＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、第５トランジスタ５ａはＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴである。第４トランジスタ４ａと第５トランジスタ５ａは、電源正極端３３と電源負極端４３の間に直列に接続されている。具体的には、第４トランジスタ４ａのソースが電源正極端３３に接続されており、ドレインは第５トランジスタ５ａのドレインに接続されている。第５トランジスタ５ａのソースは、電源負極端４３に接続されている。コンデンサ１６の一方の電極１６ａは、カレントミラー回路１５ａの第１トランジスタ１ａのドレインとゲート、及び、第２トランジスタ２ａのゲートに接続されている。コンデンサ１６の他方の電極１６ｂは、第４トランジスタ４ａと第５トランジスタ５ａの直列接続の中点に接続されている。

第４、第５トランジスタ４ａ、５ａのゲートは、共に、ＮＯＴ素子１３を介して入力端１１に接続されている。それゆえ、第４、第５トランジスタ４ａ、５ａのゲートには、駆動信号Ｖｉｎ１のＬｏｗとＨｉｇｈを反転した信号（反転信号Ｖｉｎ１ｘ）が入力される。第４、第５トランジスタ４ａ、５ａのゲートがＬｏｗ電位に保持されると、Ｐチャネル型の第４トランジスタ４ａがオンになり、Ｎチャネル型の第５トランジスタ５ａがオフになる。その結果、コンデンサ１６の電極１６ｂは電源正極端３３に接続され、コンデンサ１６が充電される。第４、第５トランジスタ４ａ、５ａのゲートがＨｉｇｈ電位に保持されると、第４トランジスタ４ａがオフになり、第５トランジスタ５ａがオンになる。その結果、コンデンサ１６の電極１６ｂは電源負極端４３に接続され、コンデンサ１６が放電される。すなわち、コンデンサ１６は、電源正極端３３から電力供給を受けて充電され、電源負極端４３を通じて放電される。第４、第５トランジスタ４ａ、５ａは、駆動信号Ｖｉｎ１に応答してコンデンサ１６の電極１６ｂの接続先を電源負極端４３から電源正極端３３へ切り換えるスイッチの役割を果たす。コンデンサ１６の電極１６ａは第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲートに接続されている。それゆえ、コンデンサ１６が充電されるとき、第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲートが充電され、コンデンサ１６が放電されるとき、第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲートも放電される。

駆動装置１０ａの動作を概説する。今、駆動信号Ｖｉｎ１として、Ｌｏｗ電位からＨｉｇｈ電位に切り換わるパルスエッジが入力される場合を想定する。駆動信号Ｖｉｎ１がＨｉｇｈ電位に切り換わる前、入力端１１はＬｏｗ電位に保持されている。そのときには、第６トランジスタ６ａはオン状態に保持される。また、電流制御回路２１は、電流源１７を出力停止状態に保持する。ゲート充電回路１４ａの第４、第５トランジスタ４ａ、５ａのゲートには、ＮＯＴ素子１３を介してＨｉｇｈ電位の信号が入力される。それゆえ、先に述べたように、コンデンサ１６の電極１６ｂは電源負極端４３に接続され、コンデンサ１６は放電状態に保持される。また、Ｎチャネル型の第３トランジスタ３ａのゲートにも、ＮＯＴ素子１３を介してＨｉｇｈ電位の信号が入力される。それゆえ、第３トランジスタ３ａはオン状態となり、カレントミラー回路１５ａの第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲートは電源負極端４９に接続される。その結果、第１、第２トランジスタ１ａ、２ａはオフ状態に保持される。第２トランジスタ２ａがオフ状態に保持され、第６トランジスタ６ａがオン状態に保持されるので、出力端１２は電源正極端３１の電圧ＶＣＣ１に保持される。すなわち、パワートランジスタ９９がオン状態に保持される。

駆動信号Ｖｉｎ１がＬｏｗ電位からＨｉｇｈ電位に切り換わったときの動作を説明する。概説すると、駆動信号Ｖｉｎ１がＬｏｗ電位からＨｉｇｈ電位に切り換わると、第６トランジスタ６ａがオフになり、第２トランジスタ２ａがオンになる。その結果、出力端１２の電位が電源負極端４１の電位に引き下げられ、パワートランジスタ９９がオンからオフに切り換わる。

駆動信号Ｖｉｎ１がＬｏｗ電位からＨｉｇｈ電位に切り換わったときの動作を詳しく説明する。駆動信号Ｖｉｎ１がＬｏｗ電位からＨｉｇｈ電位に切り換わると、第３トランジスタ３ａがオフになり、カレントミラー回路１５ａの第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲートと電源負極端４９の間が遮断される。同時に、駆動信号Ｖｉｎ１に応答して電流制御回路２１が電流源１７を出力状態に切り換える。その結果、電流源１７が出力を開始し、第１トランジスタ１ａへ電流が供給され始める。当初、第１トランジスタ１ａはオフしているので、ドレインとソースの間は遮断されている。それゆえ、電流源１７から供給される電流は、第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲートに供給される。即ち、電流制御回路２１は、駆動信号Ｖｉｎ１に応答して、電流源１７を使って第１トランジスタ１ａ（及び第２トランジスタ２ａ）のゲートへの充電を開始する。

また、駆動信号Ｖｉｎ１に応答して、ゲート充電回路１４ａのコンデンサ１６の接続先が電源負極端４３から電源正極端３３に切り換えられ、コンデンサ１６が充電される。それまで放電状態だったコンデンサ１６に電力が供給されるので、コンデンサ１６を通じてゲート充電回路１４ａから第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲートへ電力が供給される。第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲートは、電流源１７とゲート充電回路１４ａの双方から電力供給を受け、急速に充電される。第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲート電圧が急速に上昇し、第１、第２トランジスタ１ａ、２ａがオフからオンに切り換わる。第２トランジスタ２ａがオンになり、先に述べたように第６トランジスタ６ａがオフになるので、出力端１２は電源負極端４１の電位に引き下げられ、パワートランジスタ９９はオンからオフに切り換えられる。即ち、駆動装置１０ａは、上位の制御装置からのパルス状の駆動信号Ｖｉｎ１に応答して、パワートランジスタ９９をオンからオフに切り換える。

他方、駆動信号Ｖｉｎ１の電位がＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに切り換わると、駆動装置１０ａの出力端１２の電圧が電源正極端３１の電圧ＶＣＣ１に引き上げられ、パワートランジスタ９９がオフからオンに切り換わる。出力端１２の電位がＬｏｗ電位からＨｉｇｈ電位に切り換わるときの駆動装置１０ａの動作の説明は割愛する。

ゲート充電回路１４ａは、電流源１７の出力電流が電流上限値Ｉｄｍａｘに達するまでに自動的に電力供給を停止する。これは、電流源１７の出力電流（参照電流）によって第１トランジスタ１ａのドレイン／ソース間に電流上限値Ｉｄｍａｘの電流が流れるときの電流源１７の出力端電圧Ｖｒｅｆと、コンデンサ１６の容量Ｃｃｇと、第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲート容量の合計容量Ｃｃｍと、コンデンサ１６を充電するための電源正極端３３の電圧Ｖｃｇが次の（式１）の関係を満足することによって達成される。
Ｖｒｅｆ≧Ｖｃｇ・Ｃｃｇ／（Ｃｃｇ＋Ｃｃｍ） （式１）

（式１）の右辺［Ｖｃｇ・Ｃｃｇ／（Ｃｃｇ＋Ｃｃｍ）］は、電源正極端３３の電圧Ｖｃｇによって、コンデンサ１６のカレントミラー回路１５ａの側の電極１６ａに実現される電圧を意味する。別言すれば、［Ｖｃｇ・Ｃｃｇ／（Ｃｃｇ＋Ｃｃｍ）］は、電源正極端３３の電圧Ｖｃｇによって達成される第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲート電圧に相当する。以下では、第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲート電圧を符号Ｖｃｍで表し、第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲート閾値電圧を記号Ｖｔｈで表す。

先に述べたように、電流源１７とゲート充電回路１４ａは、駆動信号Ｖｉｎ１に応答して電力供給を開始する。電力供給開始に伴い、第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲート電圧Ｖｃｍが上昇する。ゲート電圧Ｖｃｍが［Ｖｃｇ・Ｃｃｇ／（Ｃｃｇ＋Ｃｃｍ）］まで上昇する間、電流源１７とゲート充電回路１４ａの双方から第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲートへ電力が供給される。ゲート電圧Ｖｃｍが［Ｖｃｇ・Ｃｃｇ／（Ｃｃｇ＋Ｃｃｍ）］に達すると、ゲート充電回路１４ａは電流を出力できなくなり、ゲート充電回路１４ａからの電力供給が止まる。電流源１７が第１トランジスタ１ａのドレインに対して電流を供給するときの出力端の電圧Ｖｒｅｆ（即ち、電流上限値Ｉｄｍａｘを出力するときの出力端電圧）は、［Ｖｃｇ・Ｃｃｇ／（Ｃｃｇ＋Ｃｃｍ）］以上であるので、電流源１７を通じた電力供給は続く。なお、電圧Ｖｒｅｆは、電流源１７の出力端の最大電圧に相当する。

電流源１７の出力端の最大電圧Ｖｒｅｆは、ゲート閾値電圧Ｖｔｈよりも高く設定されている。第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲート電圧Ｖｃｍがゲート閾値電圧Ｖｔｈを超えると、第１、第２トランジスタ１ａ、２ａが同時にオフからオンに切り換わる。第１トランジスタ１ａがオンになると、そのドレインとソースの間に電流（ドレイン電流）が流れるようになる。最終的に、ゲート電圧ＶｃｍはＶｒｅｆとなり、第１トランジスタ１ａのドレイン電流は、電流源１７の電流上限値Ｉｄｍａｘとなる。

先に述べたように、第１トランジスタ１ａの主電流はＩｄｍａｘの大きさを越えることはないので、第１トランジスタ１ａは、電流上限値Ｉｄｍａｘを許容するだけのサイズ（チャネル幅）を備えていればよいことになる。

今、第１トランジスタ１ａのサイズ（チャネル幅）を記号Ｍ１で表し、第２トランジスタ２ａのサイズ（チャネル幅）を記号Ｍ２で表すと、第１トランジスタ１ａに流れるドレイン電流Ｉｄ１と、第２トランジスタ２ａに流れるドレイン電流Ｉｄ２との間には、Ｉｄ２＝（Ｍ２／Ｍ１）×Ｉｄ１の関係が成立する。即ち、第２トランジスタ２ａのサイズＭ２に比較して第１トランジスタ１ａのサイズＭ１を小さくすると、小さい消費電力で第２トランジスタ２ａを切り換えることができる。このことは、駆動装置１０ａが、消費電力を抑えつつ、パワートランジスタ９９を切り換えられることを意味する。

一方、第１トランジスタ１ａのサイズＭ１を小さくするには、電流源１７の電流上限値Ｉｄｍａｘを小さくしなければならない。電流源１７の電流上限値Ｉｄｍａｘを小さくすることは、第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲートを充電する電流が小さくなることを意味し、充電速度が遅くなる。第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲート充電が遅いと、駆動信号Ｖｉｎ１を受信してから第１、第２トランジスタ１ａ、２ａがオフからオンに切り換わるまでに時間を要する。即ち、駆動信号Ｖｉｎ１を受けてからパワートランジスタ９９を駆動するまでのレスポンスが遅くなる。そこで、駆動装置１０ａでは、電流源１７とは別に、第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲートに一時的に電力を供給するゲート充電回路１４ａを備える。このゲート充電回路１４ａにより、第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲートの充電速度を高めることと、第１トランジスタ１ａのドレイン／ソース間に定常的に流れる電流（主電流）を電流上限値Ｉｄｍａｘ以下に制限することの両立を図る。すなわち、駆動装置１０ａは、消費電力を抑えつつ、駆動信号Ｖｉｎ１を受けてからパワートランジスタ９９を駆動するまでの時間を短縮することができる。

図２のタイムチャートを参照して、駆動装置１０ａの動作を再度説明する。Ｖｉｎ１は、上位の制御装置から送られる駆動信号である。Ｖｉｎ１ｘは、駆動信号Ｖｉｎ１の反転信号であり、第３トランジスタ３ａと第４トランジスタ４ａと第５トランジスタ５ａのそれぞれのゲートに供給される。Ｖｃｍは、先に述べたように、第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲート電圧を示す。Ｉｄ１は、第１トランジスタ１ａのドレイン電流を示し、Ｉｄ２は第２トランジスタ２ａのドレイン電流を示す。Ｖｏｕｔは、出力端１２の電圧を示す。

駆動信号Ｖｉｎ１は、時刻ｔ１にＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに変化する。Ｖｉｎ１ｘは、時刻ｔ１にＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに変化する。先に述べたように、駆動信号Ｖｉｎ１がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに変化すると、第３トランジスタ３ａと第６トランジスタ６ａが共にオンからオフに切り換わる。また、後述するように、第１トランジスタ１ａと第２トランジスタ２ａはオフからオンに切り換わる。時刻ｔ１が、パワートランジスタ９９の切り換えを指令する駆動信号Ｖｉｎ１のパルスエッジの受信時刻である。

反転信号Ｖｉｎ１ｘがＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに切り換わると、電流制御回路２１が、電流源１７を出力停止状態から出力状態に切り換える。その結果、電流源１７から電力供給が開始される。即ち、電流源１７が第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲートを充電し始める。同時に、コンデンサ１６の電極１６ｂの接続先が電源負極端４３から電源正極端３３に切り換わり、ゲート充電回路１４ａからも電力供給が開始される。電流源１７とゲート充電回路１４ａの双方からの電力供給により、ゲート電圧Ｖｃｍが急速に上昇する。

第１トランジスタ１ａのゲート容量と第２トランジスタ２ａのゲート容量の合計容量Ｃｃｍと、電源正極端３３の電圧Ｖｃｇと、第１トランジスタ１ａと第２トランジスタ２ａのゲート閾値電圧Ｖｔｈは、次の（式３）関係を満足するように定められている。
Ｖｃｇ・Ｃｃｇ／（Ｃｃｇ＋Ｃｃｍ）≧Ｖｔｈ （式３）

先に述べたように、［Ｖｃｇ・Ｃｃｇ／（Ｃｃｇ＋Ｃｃｍ）］は、電源正極端３３の電圧Ｖｃｇによって実現されるゲート電圧Ｖｃｍである。図２において、電圧Ｖｃｍ１が、［Ｖｃｇ・Ｃｃｇ／（Ｃｃｇ＋Ｃｃｍ）］に相当する。（式３）は、電圧Ｖｃｍ１よりもゲート閾値電圧Ｖｔｈが低いことを意味する。それゆえ、ゲート充電回路１４ａからの電力供給が続いている間に、第１トランジスタ１ａと第２トランジスタ２ａはオフからオンに切り換わる。時刻ｔ２が、ゲート電圧Ｖｃｍがゲート閾値電圧Ｖｔｈに達し、第１トランジスタ１ａと第２トランジスタ２ａがオフからオンに切り換わる時刻を意味する。従って、時刻ｔ２から、ドレイン電流Ｉｄ１、Ｉｄ２が流れ始めるとともに、出力端１２の電圧Ｖｏｕｔが下がり始める。駆動装置１０ａは、時刻ｔ１で駆動信号Ｖｉｎ１のパルスエッジを受信し、時刻ｔ２でカレントミラー回路１５ａの第１、第２トランジスタ１ａ、２ａがオフからオンに切り換わる。

時刻ｔ３でゲート電圧Ｖｃｍが電圧Ｖｃｍ１に達する。時刻ｔ３にて、ゲート充電回路１４ａはそれ以上コンデンサ１６から第１トランジスタ１ａへ電流を流せなくなる。即ち、ゲート電圧Ｖｃｍが電圧Ｖｃｍ１に達した時刻ｔ３にて、ゲート充電回路１４ａからの電力供給が自動的に止まる。時刻ｔ３以後は、電流源１７の出力電力のみが第１トランジスタ１ａへ供給される。ゲート充電回路１４ａからの電力供給が止まるので、時刻ｔ３以後は、第１トランジスタ１ａのドレイン電流Ｉｄ１の増加速度が小さくなる。時刻ｔ４でドレイン電流Ｉｄ１が電流上限値Ｉｄｍａｘに達する。時刻ｔ４以後は、第１トランジスタ１ａには、電流上限値Ｉｄｍａｘのドレイン電流Ｉｄ１が流れ続ける。第２トランジスタ２ａには、時刻ｔ２以後、第１トランジスタ１ａのドレイン電流Ｉｄ１を［Ｍ２／Ｍ１］倍したドレイン電流Ｉｄ２が流れる。第２トランジスタ２ａのドレイン電流Ｉｄ２は、パワートランジスタ９９のゲート放電による電流である。第２トランジスタ２ａにドレイン電流Ｉｄ２が流れるとともに、パワートランジスタ９９のゲート電圧、即ち、出力端１２の電圧（出力端電圧Ｖｏｕｔ）が低下する。出力端電圧ＶｏｕｔがＩｄ２＝Ｉｄ１×（Ｍ２／Ｍ１）の電流を流すのに十分でなくなると、出力端電圧Ｖｏｕｔと第２トランジスタ２ａのドレイン電流Ｉｄ２が共に低下し、時刻ｔ５で双方がゼロとなる。パワートランジスタ９９は、時刻ｔ４から時刻ｔ５の間で、出力端電圧Ｖｏｕｔがパワートランジスタ９９のゲート閾値電圧を下回ったときにオンからオフに切り換わる。

なお、時刻ｔ４以後のゲート電圧Ｖｃｍ２は、電流上限値Ｉｄｍａｘを出力しているときの電流源１７の出力端電圧Ｖｒｅｆに等しい（Ｖｃｍ２＝Ｖｒｅｆ）。また、時刻ｔ４以降において、パワートランジスタ９９のゲート電圧、即ち、出力端１２の電圧（出力端電圧Ｖｏｕｔ）は、一時的にフラットになる期間がある。図２において符号Ｓが示す期間が、「フラットになる期間」を示す。これは、カレントミラー回路のミラー効果による現象である。以降のタイムチャートでも同様である。

図３に、ゲート充電回路１４ａを備えない駆動装置の場合のタイムチャートを示す。時刻ｔ１で駆動信号Ｖｉｎ１がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに変化し、電流源１７からの電流供給が開始される。図３の場合、ゲート充電回路１４ａを備えないのであるから、ゲート電圧Ｖｃｍの増加速度は、図２の時刻ｔ１〜ｔ３の期間の増加速度と比較して小さい。それゆえ、ゲート電圧Ｖｃｍがゲート閾値電圧Ｖｔｈに達する時刻ｔ２が図２のケースと比較して遅くなる。即ち、駆動信号Ｖｉｎ１を受信してからカレントミラー回路１５ａの第１、第２トランジスタ１ａ、２ａがオフからオンに切り換わるまでに時間を要する。その結果、出力端電圧Ｖｏｕｔがゼロに下がる時刻ｔ５が図２のケースと比較して遅くなる。第１実施例の駆動装置１０ａ（図２のケース）は、ゲート充電回路１４ａを有さない駆動装置（図３のケース）と比較して、駆動信号Ｖｉｎ１を受信してからパワートランジスタ９９を駆動するまでの時間が短い。一方、図２のケースと図３のケースでは、共に、第１トランジスタ１ａに流れるドレイン電流Ｉｄ１は、いずれもＩｄｍａｘ以下である。

図２と図３を比較すると明らかなとおり、ゲート充電回路１４ａを備える駆動装置１０ａは、カレントミラー回路１５ａの第１トランジスタ１ａのドレイン電流Ｉｄ１を大きくすることなく（即ち、消費電力を増大させることなく）、駆動信号Ｖｉｎ１を受信してからパワートランジスタ９９を駆動するまでの時間を短縮することができる。（式１）を満足するコンデンサを備えたゲート充電回路１４ａが、駆動装置１０ａにそのような利点をもたらす。

第１実施例の駆動装置１０ａでは、駆動信号Ｖｉｎ１がＬｏｗからＨｉｇｈに切り換わると、電流源１７が電力供給を開始するとともに、ゲート充電回路１４ａが電力供給を開始する。ゲート充電回路１４ａの時間当たりの充電量が電流源２７の時間当たりの充電量よりも大きい場合、ゲート充電回路１４ａの電力供給開始と電流源１７の電力供給開始との間に所定の時間差を設けてもよい。例えば、ゲート充電回路１４ａは、駆動信号Ｖｉｎ１のＬｏｗからＨｉｇｈへの切り換え後、直ちに電力供給を開始し、電流源１７は、駆動信号Ｖｉｎ１の切換後に所定の時間差だけ待ってから電力供給を開始する。その時間差は、例えば、ゲート電圧Ｖｃｍがゲート充電回路１４ａによる最大電圧Ｖｃｍ１＝［Ｖｃｇ・Ｃｃｇ／（Ｃｃｇ＋Ｃｃｍ）］に達するまでの時間である。

（第２実施例）図４を参照して、第２実施例を説明する。第１実施例の駆動装置１０ａでは、電源正極端３１と出力端１２の間に第６トランジスタ６ａが接続され、出力端１２と電源負極端４１の間にカレントミラー回路１５ａの第２トランジスタ２ａが接続されていた。これに対して第２実施例の駆動装置１０ｂでは、電源正極端３１と出力端１２の間にカレントミラー回路１５ａの第２トランジスタ２ａが接続されており、出力端１２と電源負極端４１の間に抵抗１８と第６トランジスタ１０６ａが接続されている。第６トランジスタ１０６ａのゲートはＮＯＴ素子１３に接続されており、第６トランジスタ１０６ａのゲートには反転信号Ｖｉｎ１ｘが入力される。なお、電源負極端４２は、出力端１２と同じ電圧となるように制御される。

駆動装置１０ｂでは、駆動信号Ｖｉｎ１がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに切り換わると、第６トランジスタ１０６ａがオンからオフに切り換わるとともに、第２トランジスタ２ａがオフからオンに切り換わる。その結果、出力端１２の電位が電源負極端４１の電位から、電源正極端３１の電圧ＶＣＣ１に引き上げられ、パワートランジスタ９９がオフからオンに切り換わる。

図４の駆動装置１０ｂにおけるカレントミラー回路１５ａ、ゲート充電回路１４ａ、電流源１７は第１実施例の駆動装置１０ａと同じであるので、詳しい説明は省略する。図１の第１実施例の駆動装置１０ａでは、カレントミラー回路１５ａの第２トランジスタ２ａが出力端１２と電源負極端４１の間に接続されており、第２実施例の駆動装置１０ｂでは、第２トランジスタ２ａが電源正極端３１と出力端１２の間に接続されている点で相違する。しかし、ゲート充電回路１４ａの機能と作用効果は、図１の駆動装置１０ａの場合と同じである。図４の駆動装置１０ｂは、図１の駆動装置１０ａと同様に、消費電力を抑えつつ、駆動信号Ｖｉｎ１を受信してからパワートランジスタ９９を駆動するまでの時間を短縮することができる。

第１、第２実施例に関する留意点を述べる。第１実施例の駆動装置１０ａでは、（式３）の関係が成立するように各パラメータが設定されているが、（式３）の関係が成立していない場合には、図２の時刻ｔ３と時刻ｔ４の間でゲート電圧Ｖｃｍがゲート閾値電圧Ｖｔｈを越え、第１トランジスタ１ａと第２トランジスタ２ａがオフからオンに切り換わる。その場合でも、図３に示したゲート充電回路を備えない場合と比較して短時間で第１、第２トランジスタ１ａ、２ａを切り換えることができる。第２実施例についても同様である。

（第３実施例）図５を参照して第３実施例の駆動装置１０ｃを説明する。第３実施例の駆動装置１０ｃは、ゲート充電回路１４ｂが、第１実施例の駆動装置１０ａのゲート充電回路１４ａと相違する。図５のブロック図において、ゲート充電回路１４ｂのほかのデバイスは、図１のブロック図に示したデバイスと同じであるので、説明は省略する。

ゲート充電回路１４ｂは、第１実施例のゲート充電回路１４ａと同様に、第１トランジスタ１ａのドレインとゲート、及び、第２トランジスタ２ａのゲートに接続されている。ゲート充電回路１４ｂは、電圧Ｖｃｇが供給される電源正極端３３と、Ｐチャネル型であって電圧駆動型の第４トランジスタ１０４ａと、ダイオード１９で構成されている。ダイオード１９のカソード１９ａは、第１トランジスタ１ａのドレインとゲート、及び、第２トランジスタ２ａのゲートに接続されている。ダイオード１９のアノード１９ｂは、第４トランジスタ１０４ａを介して電源正極端３３に接続されている。第４トランジスタ１０４ａのゲートは、ＮＯＴ素子１３を介して入力端１１に接続されている。即ち、第４トランジスタ１０４ａは、駆動信号Ｖｉｎ１に応答して電源正極端３３と第１、第２トランジスタ１ａ、２ａとの間を遮断状態から導通状態に切り換えるスイッチの役割を果たす。

電流源１７の出力電流（参照電流）によって第１トランジスタ１ａのドレイン／ソース間に電流上限値Ｉｄｍａｘの電流が流れているときの電流源１７の出力端電圧Ｖｒｅｆと、ダイオード１９の順電圧Ｖｆと、電源正極端３３の電圧Ｖｃｇは、次の（式２）の関係を満たすように定められている。
Ｖｒｅｆ≧Ｖｃｇ−Ｖｆ （式２）

さらに、順電圧Ｖｆと、電源正極端３３の電圧Ｖｃｇと、第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲート閾値電圧Ｖｔｈは、次の（式４）を満たすように定められている。
Ｖｃｇ−Ｖｆ≧Ｖｔｈ （式４）

駆動装置１０ｃは、第１実施例の駆動装置１０ａと同様に、入力端１１に入力されるパルス状の駆動信号Ｖｉｎ１の電位がＬｏｗからＨｉｇｈに切り換わると、パワートランジスタ９９をオンからオフに切り換える。駆動装置１０ｃの動作を、ゲート充電回路１４ｂを中心に説明する。

ＬｏｗからＨｉｇｈに切り換わる駆動信号Ｖｉｎ１を受信すると、電流制御回路２１が、電源正極端３２と第１トランジスタ１ａの間に接続されている電流源１７を出力停止状態から出力状態に切り換える。これによって、電流源１７から第１トランジスタ１ａへの電力供給が開始される。同時に、駆動信号Ｖｉｎ１の反転信号Ｖｉｎ１ｘにより、第４トランジスタ１０４ａのゲートがＨｉｇｈからＬｏｗに切り換わり、電源正極端３３と第１、第２トランジスタ１ａ、２ａとの間が遮断状態から導通状態に切り換わる。ゲート充電回路１４ｂは、電流源１７とは別に第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲートを充電する。第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲート電圧Ｖｃｍが［Ｖｃｇ−Ｖｆ］に達するまでは、第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲートには、電流源１７とゲート充電回路１４ｂの双方から電力が供給される。その結果、ゲート電圧Ｖｃｍが急速に高まる。ゲート電圧Ｖｃｍが［Ｖｃｇ−Ｖｆ］に達すると、ゲート充電回路１４ｂからの電力供給が自動的に止まる。（式４）により、ゲート電圧Ｖｃｍが［Ｖｃｇ−Ｖｆ］に達するまでに第１、第２トランジスタ１ａ、２ａはオフからオンに切り換わる。その結果、第１、第２トランジスタ１ａ、２ａにはドレイン電流が流れ始める。

（式２）の関係より、ゲート電圧Ｖｃｍが［Ｖｃｇ−Ｖｆ］に達しても、電流源１７からの電力供給は続く。なお、ゲート電圧Ｖｃｍが［Ｖｃｇ−Ｖｆ］を越えた場合、ダイオード１９が電流源１７からゲート充電回路１４ｂへの電流の流入を防止する。電流源１７からの電力供給により、ゲート電圧Ｖｃｍは［Ｖｃｇ−Ｖｆ］を越えて上昇する。

ゲート電圧Ｖｃｍが［Ｖｃｇ−Ｖｆ］を越えた後は、電流源１７からの電力供給により、ゲート電圧Ｖｃｍは電圧Ｖｒｅｆまで上昇し、第１トランジスタ１ａを流れるドレイン電流Ｉｄ１は、電流上限値Ｉｄｍａｘまで上昇する。その後は、ゲート電圧Ｖｃｍは電圧Ｖｒｅｆに保持され、第１トランジスタ１ａには電流上限値Ｉｄｍａｘのドレイン電流が流れ続ける。

第１トランジスタ１ａとともに第２トランジスタ２ａがオフからオンに切り換わると、第２トランジスタ２ａにドレイン電流Ｉｄ２が流れ、出力端１２の電圧Ｖｏｕｔが低下する。出力端１２の電圧Ｖｏｕｔがパワートランジスタ９９のゲート電圧を下回ると、パワートランジスタ９９がオンからオフに切り換わる。

駆動装置１０ｃの動作は、図２のタイムチャートと同じとなる。ただし、図２のＶｃｍ１は［Ｖｃｇ−Ｖｆ］に相当する。第３実施例の駆動装置１０ｃは、第１実施例の駆動装置１０ａと同様に、第１トランジスタ１ａの消費電力を大きくすることなく、駆動信号Ｖｉｎ１の受信からパワートランジスタ９９を駆動するまでの時間を短縮することができる。ダイオード１９を備えるとともに、（式２）を満足するゲート充電回路１４ｂが、駆動装置１０ｃにそのような利点をもたらす。

図４を使って説明した第２実施例の駆動装置１０ｂのゲート充電回路１４ａを、ダイオード１９を使ったゲート充電回路１４ｂで置き換えてもよい。

第３実施例の駆動装置１０ｃでは、（式４）の関係が成立するように各パラメータが設定されているが、（式４）の関係が成立していない場合には、図２の時刻ｔ３と時刻ｔ４の間でゲート電圧Ｖｃｍがゲート閾値電圧Ｖｔｈを越え、第１トランジスタ１ａと第２トランジスタ２ａがオフからオンに切り換わる。その場合でも、図３に示したゲート充電回路がない場合と比較して、短時間で第１トランジスタ１ａと第２トランジスタ２ａを切り換えることができる。

（第４実施例）次に、図６と図７を参照して第４実施例の駆動装置を説明する。図６は、第４実施例の駆動装置１０ｄのブロック図であり、図７は、駆動装置１０ｄのタイムチャートである。駆動装置１０ｄは、カレントミラー回路に電圧駆動型かつＰチャネル型のトランジスタを用いる。以後、第４実施例から第６実施例までは、カレントミラー回路に電圧駆動型かつＰチャネル型のトランジスタを用いた駆動装置を説明する。

駆動装置１０ｄは、パルス状の駆動信号Ｖｉｎ１のパルスエッジをトリガにして、パワートランジスタ９９のオンとオフを切り換える。駆動装置１０ｄは、駆動信号Ｖｉｎ１がＨｉｇｈレベルのときは、パワートランジスタ９９をオフに保持し、ＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに切り換わる駆動信号Ｖｉｎ１を受信すると、パワートランジスタ９９をオフからオンに切り換える。

詳しくは後述するが、駆動装置１０ｄは、駆動信号Ｖｉｎ１がＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに切り換わるパルスエッジをトリガにして、第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂをオフからオンに切り換え、その結果、パワートランジスタ９９がオフからオンに切り換えられる。以下の説明において、しばしば、「駆動信号Ｖｉｎ１に応答して」との表記が現れるが、この表記は、詳しくは、「パワートランジスタ９９（駆動対象トランジスタ）のオンとオフを切り換える駆動信号であって第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂをオフからオンに切り換える駆動信号Ｖｉｎ１に応答して」ということを意味する。

駆動装置１０ｄは、入力端１１と出力端１２を備える。入力端１１には、上位の制御装置が接続されており、駆動信号Ｖｉｎ１が入力される。出力端１２には、駆動対象であるパワートランジスタ９９のゲートが接続される。

駆動装置１０ｄは、第１トランジスタ１ｂから第６トランジスタ６ｂの６個のトランジスタを備える。第１トランジスタ１ｂ、第２トランジスタ２ｂ、第３トランジスタ３ｂ、第４トランジスタ４ｂは、Ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）であり、第５トランジスタ５ｂと第６トランジスタ６ｂはＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴである。

駆動装置１０ｄの内部には、いくつかの電源正極端３１、３２、３３、３９と、いくつかの電源負極端４１、４２、４３が備えられている。電源正極端３１、３２、３３、３９は、各素子に電力を供給する端子であり、電源負極端４１、４２、４３は、各素子から流出する電流の放出端に相当する。電源正極端と電源負極端の電圧は、不図示の電源回路により定められる。電源負極端４１、４２、４３は、駆動装置１０ｄのグランド端に相当する場合もあれば、駆動装置１０ｄのグランド端の電圧に対して所定のバイアスを加えられた電圧に保持されることもある。電源正極端３１は、パワートランジスタ９９のオン電圧ＶＣＣ１に保持されている。電源負極端４１は、パワートランジスタ９９のオフ電圧に保持されている。

駆動装置１０ｄは、上記した６個のトランジスタ１ｂ−６ｂのほか、ＮＯＴ素子１３（インバータ素子）、電流制御回路２２、コンデンサ２６、電流源２７、抵抗１８を備える。第１トランジスタ１ｂと第２トランジスタ２ｂがカレントミラー回路１５ｂを構成し、第４トランジスタ４ｂ、第５トランジスタ５ｂ、及び、コンデンサ２６がゲート放電回路２４ａを構成する。

駆動装置１０ｄの出力端１２は、抵抗１８と第６トランジスタ６ｂを介して、電源負極端４１に接続されている。出力端１２と電源正極端３１の間には、第２トランジスタ２ｂが接続されている。第２トランジスタ２ｂのドレインは出力端１２に接続されており、ソースは電源正極端３１に接続されている。第６トランジスタ６ｂがオフになり、第２トランジスタ２ｂがオンになると、パワートランジスタ９９のゲート電圧が電源正極端３１の電圧ＶＣＣ１に引き上げられ、パワートランジスタ９９がオンになる。第６トランジスタ６ｂがオンになり、第２トランジスタ２ｂがオフになると、パワートランジスタ９９のゲート電圧が電源負極端４１の電圧に引き下げられ、パワートランジスタ９９がオフになる。第６トランジスタ６ｂのゲートは入力端１１に接続されており、第６トランジスタ６ｂは、入力端１１に入力される駆動信号Ｖｉｎ１により、オンとオフが切り換えられる。第６トランジスタ６ｂは、電源負極端４１と出力端１２（パワートランジスタ９９のゲート）の間の導通と遮断を切り換えるスイッチ回路に相当する。第６トランジスタ６ｂは、入力端１１に入力される駆動信号Ｖｉｎ１に応答して電源負極端４１と出力端１２の間の導通と遮断を切り換える。第６トランジスタ６ｂは駆動信号Ｖｉｎ１により速やかにオンとオフが切り換えられる。駆動信号Ｖｉｎ１を受信してからパワートランジスタ９９を駆動するまでの時間は、カレントミラー回路１５ｂの動作に依存する。

第２トランジスタ２ｂは、第１トランジスタ１ｂとともにカレントミラー回路１５ｂを構成する。第２トランジスタ２ｂのオン／オフは、第１トランジスタ１ｂのオン／オフにより切り換えられる。先に述べたように、第１トランジスタ１ｂと第２トランジスタ２ｂは、いずれも、電圧駆動型、かつ、Ｐチャネル型である。従って、ゲート電圧が所定のゲート閾値電圧よりも高いとドレイン／ソース間がオフ（遮断）し、ゲート電圧が所定のゲート閾値電圧よりも低いとドレイン／ソース間がオン（導通）する。ソースが高電位側電極に相当し、ドレインが低電位側電極に相当する。第１トランジスタ１ｂのドレインは、ゲートと接続されている。第１トランジスタ１ｂのソースは電源正極端３２に接続されている。第１トランジスタ１ｂのゲートは第２トランジスタ２ｂのゲートに接続されている。なお、第１トランジスタ１ｂと第２トランジスタ２ｂには、ゲート閾値電圧Ｖｔｈが等しいトランジスタが採用されている。

第１及び第２トランジスタ１ｂ、２ｂのゲートには、第３トランジスタ３ｂのドレインが接続されている。第３トランジスタ３ｂのソースは電源正極端３９に接続されている。第３トランジスタ３ｂは、第１及び第２トランジスタ１ｂ、２ｂのゲートを充電するために備えられている。第３トランジスタ３ｂのゲートは、ＮＯＴ素子１３を介して入力端１１に接続されている。それゆえ、第３トランジスタ３ｂのゲートには、駆動信号Ｖｉｎ１の反転信号Ｖｉｎ１ｘが入力される。第３トランジスタ３ｂは、入力端１１に入力される駆動信号Ｖｉｎ１に応答して第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂのゲートを充電する。

第１トランジスタ１ｂのドレイン（低電位側電極）には、電流源２７が接続されており、その電流源２７には電源負極端４２が接続されている。電流源２７は、電流制御回路２２により制御される。その電流制御回路２２には、駆動信号Ｖｉｎ１が入力される。電流制御回路２２は、駆動信号Ｖｉｎ１に応答して、電流源２７を電流遮断状態から導通状態に切り換える。これによって、第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂのゲート放電が開始される。即ち、電流制御回路２２は、駆動信号Ｖｉｎ１に応答して、電流源２７を使って（電流源２７を通じて）第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂのゲート放電を開始する。なお、電流源２７は、導通時には、電源負極端４２を通じて第１トランジスタ１ｂ（及び第２トランジスタ２ｂのゲート）から放出される電流を所定の一定電流（電流上限値Ｉｄｍａｘ）に制限する。電流源２７は、遮断状態から導通状態に切り換わった直後には、通過する電流と、入力端の電圧が徐々に高くなる。電流源２７の入力端電圧は、第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂがオンし、第１トランジスタ１ｂのドレイン／ソース間に電流上限値Ｉｄｍａｘの電流が流れるときにＶＬｒｅｆとなる。

第１トランジスタ１ｂのドレイン、及び、第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂのゲートには、ゲート放電回路２４ａが接続されている。ゲート放電回路２４ａは、電流源２７とは別に、第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂのゲートを放電する回路である。ゲート放電回路２４ａは、電圧ＶＣＣ３が供給される電源正極端３３と、電圧ＶＬｃｇに保持されている電源負極端４３と、２個のトランジスタ（第４トランジスタ４ｂと第５トランジスタ５ｂ）と、コンデンサ２６で構成されている。電圧ＶＬｃｇについては後に説明する。第４、第５トランジスタ４ｂ、５ｂは、図１の第４、第５トランジスタ４ａ、５ａと同じである。

第４、第５トランジスタ４ｂ、５ｂのゲートは、共に、ＮＯＴ素子１３を介して入力端１１に接続されている。第４、第５トランジスタ４ｂ、５ｂのゲートには、駆動信号Ｖｉｎ１の反転信号Ｖｉｎ１ｘが入力される。駆動信号Ｖｉｎ１がＨｉｇｈ電位（反転信号Ｖｉｎ１ｘがＬｏｗ電位）のとき、コンデンサ２６の電極２６ｂは電源正極端３３に接続され、コンデンサ２６が充電される。駆動信号Ｖｉｎ１がＬｏｗ電位（反転信号Ｖｉｎ１ｘがＨｉｇｈ電位）のとき、コンデンサ２６の電極２６ｂは電源負極端４３に接続され、コンデンサ２６が放電される。第４、第５トランジスタ４ｂ、５ｂは、駆動信号Ｖｉｎ１に応答してコンデンサ２６の電極２６ｂの接続先を電源正極端３３から電源負極端４３へ切り換えるスイッチの役割を果たす。コンデンサ２６の電極２６ａは第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂのゲートに接続されている。それゆえ、コンデンサ２６が放電されるとき、第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂのゲートも放電される。

駆動装置１０ｄの動作を概説する。今、駆動信号Ｖｉｎ１として、Ｈｉｇｈ電位からＬｏｗ電位に切り換わるパルスエッジが入力される場合を想定する。駆動信号Ｖｉｎ１がＬｏｗ電位に切り換わる前、入力端１１はＨｉｇｈ電位に保持されている。そのときには、第６トランジスタ６ｂはオン状態に保持される。また、電流制御回路２２は、電流源２７を電流遮断状態に保持している。即ち、電流制御回路２２は、電流源２７を停止させ、第１トランジスタ１ｂと電源負極端４２の間を電流遮断状態に保持している。ゲート放電回路２４ａの第４、第５トランジスタ４ｂ、５ｂのゲートには、ＮＯＴ素子１３を介してＬｏｗ電位の信号が入力される。それゆえ、コンデンサ２６の電極２６ｂは電源正極端３３に接続され、コンデンサ２６は充電状態に保持される。また、Ｐチャネル型の第３トランジスタ３ｂのゲートにも、ＮＯＴ素子１３を介してＬｏｗ電位の信号が入力される。それゆえ、第３トランジスタ３ｂはオン状態となり、カレントミラー回路１５ｂの第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂのゲートは電源正極端３９に接続される。その結果、ゲート電圧が引き上げられ、第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂはオフ状態に保持される。第２トランジスタ２ｂがオフ状態に保持され、第６トランジスタ６ｂがオン状態に保持されるので、出力端１２は電源負極端４１の電圧に保持される。すなわち、パワートランジスタ９９がオフ状態に保持される。

なお、ゲート放電回路２４ａの電源正極端３３の電圧は、第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂのゲート電圧を引き上げる電源正極端３９の電圧ＶＣＣ３と同じである。第３トランジスタ３ｂと第４トランジスタ４ｂが共にオン状態のとき、第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂのゲート電圧は、電源正極端３９、３３により、オン電圧（電圧ＶＣＣ３）に保持される。

Ｈｉｇｈ電位からＬｏｗ電位に切り換わる駆動信号Ｖｉｎ１を受信したときの動作を説明する。概説すると、駆動信号Ｖｉｎ１がＬｏｗ電位に切り換わると、第６トランジスタ６ｂがオフになり、第２トランジスタ２ｂがオンになる。その結果、出力端１２の電位が電源正極端３１の電圧ＶＣＣ１に引き下げられ、パワートランジスタ９９がオフからオンに切り換わる。

Ｈｉｇｈ電位からＬｏｗ電位に切り換わる駆動信号Ｖｉｎ１を受信したときの動作を詳しく説明する。駆動信号Ｖｉｎ１がＨｉｇｈ電位からＬｏｗ電位に切り換わると、第３トランジスタ３ｂがオフになり、カレントミラー回路１５ｂの第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂのゲートと電源正極端３９の間が遮断される。同時に、駆動信号Ｖｉｎ１に応答して電流制御回路２２が電流源２７を導通状態に切り換え、第１トランジスタ１ｂから電源負極端４２へと電力が放出され始める。当初、第１トランジスタ１ｂはオフしているので、ドレインとソースの間は遮断されている。それゆえ、電流源２７を通じて第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂのゲートから電力が放出される。即ち、駆動信号Ｖｉｎ１に応答して、電流制御回路２２が電流源２７を使って（電流源２７を通じて）第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂのゲート放電を開始する。

また、電流制御回路２２と同時に、駆動信号Ｖｉｎ１に応答して、ゲート放電回路２４ａのコンデンサ２６の接続先が電源正極端３３から電源負極端４３に切り換えられ、コンデンサ２６を通じても、第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂのゲートが放電される。ゲート放電回路２４ａは、電流源２７を介さずに、第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂのゲートを放電する。第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂのゲートは、電流源２７とゲート放電回路２４ａの双方を通じて急速に放電される。それゆえ、第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂのゲート電圧が急速に低下し、第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂがオフからオンに切り換わる。第２トランジスタ２ｂがオンになり、第６トランジスタ６ｂがオフになるので、出力端１２は電源正極端３１の電圧ＶＣＣ１に引き下げられ、パワートランジスタ９９はオフからオンに切り換えられる。即ち、駆動装置１０ｂは、上位の制御装置からのパルス状の駆動信号Ｖｉｎ１に応答して、パワートランジスタ９９を切り換える。

他方、駆動信号Ｖｉｎ１の電位がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに切り換わると、駆動装置１０ｂの出力端１２の電圧が電源負極端４１の電位に引き下げられ、パワートランジスタ９９がオンからオフに切り換わる。出力端１２の電位がＨｉｇｈ電位からＬｏｗ電位に切り換わるときの駆動装置１０ｄの動作の説明は割愛する。

ゲート放電回路２４ａは、第１トランジスタ１ａのドレイン電流が電流上限値Ｉｄｍａｘに達する前に自動的に放電を停止する。これは、第１トランジスタ１ａがオンし、第１トランジスタ１ｂのドレイン／ソース間に電流上限値Ｉｄｍａｘの電流が流れるときの電流源２７の入力端電圧ＶＬｒｅｆと、コンデンサ２６の容量Ｃｃｇと、第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂのゲート容量の合計容量Ｃｃｍと、第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂのゲートに電力を供給する電源正極端３９と電源負極端４３との電圧差ｄＶｃｇが次の（式５）の関係を満足することによって達成される。
ｄＶｃｇ・Ｃｃｍ／（Ｃｃｇ＋Ｃｃｍ）≧Ｖｒｅｆ （式５）

なお、電源正極端３９は、第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂのゲートに電力を供給するための高電圧端である。その電圧を記号ＶＣＣ３で表し、電源負極端４３の電圧を記号ＶＬｃｇで表すと、ｄＶｃｇ＝ＶＣＣ３−ＶＬｃｇとなる。

（式５）において、「ｄＶｃｇ・Ｃｃｍ／（Ｃｃｇ＋Ｃｃｍ）」は、電源正極端３９と電源負極端４３との電圧差ｄＶｃｇによって、コンデンサ２６のカレントミラー回路１５ｂの側の電極２６ａに実現される電圧を意味する。別言すれば、「ｄＶｃｇ・Ｃｃｍ／（Ｃｃｇ＋Ｃｃｍ）」は、電圧差ｄＶｃｇによって達成される第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂのゲート電圧Ｖｃｍに相当する。

先に述べたように、電流源２７とゲート放電回路２４ａは、駆動信号Ｖｉｎ１に応答して第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂのゲートから電力を放出し始める（即ち放電し始める）。放電開始に伴い、第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂのゲート電圧Ｖｃｍが低下する。ゲート電圧Ｖｃｍが「ｄＶｃｇ・Ｃｃｍ／（Ｃｃｇ＋Ｃｃｍ）」まで低下する間、電流源２７とゲート放電回路２４ａの双方を通じて第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂのゲートが放電される。ゲート電圧Ｖｃｍが「ｄＶｃｇ・Ｃｃｍ／（Ｃｃｇ＋Ｃｃｍ）」を下回ると、ゲート放電回路２４ａからは電流が放出できなくなり、ゲート放電回路２４ａを通じた放電が止まる。電流源２７の入力端の最低電圧ＶＬｒｅｆは、「ｄＶｃｇ・Ｃｃｍ／（Ｃｃｇ＋Ｃｃｍ）」よりも低いので、電流源２７を通じた放電は続く。最終的に、ゲート電圧ＶｃｍはＶＬｒｅｆとなる。なお、電流源２７の入力端の最低電圧ＶＬｒｅｆについては後述する。

電流源２７の入力端の最低電圧ＶＬｒｅｆは、ゲート閾値電圧Ｖｔｈよりも低く設定されている。第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂのゲート電圧Ｖｃｍがゲート閾値電圧Ｖｔｈを下回ると、第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂが同時にオフからオンに切り換わる。第１トランジスタ１ｂがオンになると、そのドレインとソースの間に電流（ドレイン電流）が流れるようになる。先に述べたように、第１トランジスタ１ｂから放出される電流はＩｄｍａｘの大きさを越えることはないので、第１トランジスタ１ｂは、電流上限値Ｉｄｍａｘを許容するだけのサイズ（チャネル幅）を備えていればよいことになる。なお、電流源２７の入力端の最低電圧ＶＬｒｅｆは、第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂがオンし、第１トランジスタ１ｂのドレイン／ソース間に電流上限値Ｉｄｍａｘが流れるときの電流源２７の入力端電圧に相当する。

駆動装置１０ｄでは、電源負極端４２と電流源２７とは別に、第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂのゲートを放電するゲート放電回路２４ａを備える。パワートランジスタ９９の切り換えを指令する駆動信号Ｖｉｎ１を受信した直後は電流源２７とゲート放電回路２４ａの双方によって第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂのゲートが放電される。それゆえ、駆動信号Ｖｉｎ１を受信してから第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂがオフからオンに切り換わるまでの時間が短縮される。また、ゲート放電回路２４ａは、第１トランジスタ１ｂのドレイン／ソース間に流れる電流（ドレイン電流）が電流上限値Ｉｄｍａｘに達するまでに停止する。（式５）を満足するゲート放電回路２４ａにより、第１トランジスタ１ｂのドレイン／ソース間に定常的に流れる電流（ドレイン電流）を電流上限値Ｉｄｍａｘ以下に制限しつつ、駆動信号Ｖｉｎ１の受信からパワートランジスタ９９を駆動するまでの時間を短縮することができる。

図７のタイムチャートを参照して、駆動装置１０ｄの動作を再度説明する。記号Ｖｉｎ１、Ｖｉｎ１ｘ、Ｖｃｍ、Ｉｄ１、Ｉｄ２、Ｖｏｕｔの意味は、図２の場合と同じである。

駆動信号Ｖｉｎ１は、時刻ｔ１にＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに変化する。Ｖｉｎ１ｘは、時刻ｔ１にＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに変化する。先に述べたように、駆動信号Ｖｉｎ１がＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに変化すると、第３トランジスタ３ｂと第６トランジスタ６ｂが共にオンからオフに切り換わる。

反転信号Ｖｉｎ１ｘがＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに切り換わると、電流制御回路２２が電流源２７を電流遮断状態から導通状態に切り換え、電流源２７を通じた放電が開始される。同時に、コンデンサ２６の電極２６ｂの接続先が電源正極端３３から電源負極端４３に切り換わり、ゲート放電回路２４ａからも放電が開始される。電流源２７とゲート放電回路２４ａの双方を通じた放電により、ゲート電圧Ｖｃｍが急速に低下する。第１トランジスタ１ｂのゲート容量と第２トランジスタ２ｂのゲート容量の合計容量Ｃｃｍと、電源正極端３９と電源負極端４３の電圧差ｄＶｃｇと、第１トランジスタ１ｂと第２トランジスタ２ｂのゲート閾値電圧Ｖｔｈは、次の（式７）関係を満足するように定められている。
Ｖｔｈ≧ｄＶｃｇ・Ｃｃｍ／（Ｃｃｇ＋Ｃｃｍ） （式７）

先に述べたように、［ｄＶｃｇ・Ｃｃｍ／（Ｃｃｇ＋Ｃｃｍ）］は、電圧差ｄＶｃｇによって実現されるゲート電圧Ｖｃｍである。図７において、電圧Ｖｃｍ１が、［ｄＶｃｇ・Ｃｃｍ／（Ｃｃｇ＋Ｃｃｍ）］に相当する。電圧Ｖｃｍ１よりもゲート閾値電圧Ｖｔｈは高いので、ゲート放電回路２４ａからの放電が続いている間に、第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂはオフからオンに切り換わる。時刻ｔ２が、ゲート電圧Ｖｃｍがゲート閾値電圧Ｖｔｈを下回り、第１トランジスタ１ｂと第２トランジスタ２ｂがオフからオンに切り換わる時刻を意味する。従って、時刻ｔ２から、ドレイン電流Ｉｄ１、Ｉｄ２が流れ始めるとともに、出力端１２の電圧Ｖｏｕｔが上昇し始める。

時刻ｔ３でゲート電圧Ｖｃｍが電圧Ｖｃｍ１に達する。時刻ｔ３にて、ゲート放電回路２４ａは、コンデンサ２６を通じて第１トランジスタ１ｂから電源負極端４３へ放電できなくなる。即ち、ゲート電圧Ｖｃｍが電圧Ｖｃｍ１に達した時点でゲート放電回路２４ａを通じた放電は自動的に止まる。時刻ｔ３以後は、電流源２７を通じた放電のみが継続される。それゆえ、時刻ｔ３以後は、第１トランジスタ１ｂのドレイン電流Ｉｄ１の増加速度が小さくなる。時刻ｔ４でドレイン電流Ｉｄ１が電流源２７の電流上限値Ｉｄｍａｘに達する。時刻ｔ４以後は、第１トランジスタ１ｂには、電流上限値Ｉｄｍａｘのドレイン電流Ｉｄ１が流れ続ける。第２トランジスタ２ｂには、時刻ｔ２以後、第１トランジスタ１ｂのドレイン電流Ｉｄ１を［Ｍ２／Ｍ１］倍したドレイン電流Ｉｄ２が流れる。第２トランジスタ２ｂのドレイン電流Ｉｄ２は、電源正極端３１からパワートランジスタ９９のゲートへ流れ込む電流である。第２トランジスタ２ｂにドレイン電流Ｉｄ２が流れるとともに、パワートランジスタ９９のゲート電圧、即ち、出力端１２の電圧（出力端電圧Ｖｏｕｔ）が上昇する。電源正極端３１と出力端電圧Ｖｏｕｔの電位差がＩｄ２＝Ｉｄ１×（Ｍ２／Ｍ１）の電流を流すのに十分でなくなると、第２トランジスタ２ａのドレイン電流Ｉｄ２が低下し、時刻ｔ５でドレイン電流Ｉｄ２はゼロとなる。このとき、出力端電圧Ｖｏｕｔは、電源正極端３１の電圧ＶＣＣ１に等しくなる。パワートランジスタ９９は、時刻ｔ４から時刻ｔ５の間で、出力端電圧Ｖｏｕｔがパワートランジスタ９９のゲート閾値電圧を越えたときにオンからオフに切り換わる。

なお、時刻ｔ４以後のゲート電圧Ｖｃｍは、第１トランジスタ１ｂのドレイン／ソース間に電流上限値Ｉｄｍａｘの電流が流れているときの電流源２７の入力端電圧ＶＬｒｅｆに等しい。

ゲート放電回路２４ａを備えない場合、図７のタイムチャートにおける時刻ｔ１から時刻ｔ３の間のゲート電圧Ｖｃｍが急速に低下する期間が存在しない。ゲート放電回路２４ａを備えない場合、図７の時刻ｔ３と時刻ｔ４の間のゲート電圧Ｖｃｍの下降速度が、時刻ｔ１から開始されることになる。そのため、ゲート放電回路２４ａを備えない場合、ゲート電圧Ｖｃｍがゲート閾値電圧Ｖｔｈを下回る時刻が、図７のケースと比較して遅くなる。一方、ゲート放電回路２４ａは、第１トランジスタ１ｂのドレイン電流を増大させることはない。従って、ゲート放電回路２４ａを備える駆動装置１０ｄは、カレントミラー回路１５ｂの第１トランジスタ１ｂのドレイン電流を増大させることなく、駆動信号Ｖｉｎ１を受信してからパワートランジスタ９９を駆動するまでの時間を短縮することができる。

第４実施例の駆動装置１０ｄでは、駆動信号Ｖｉｎ１がＨｉｇｈからＬｏｗに切り換わると、電流源２７を通じた放電が開始されるとともに、ゲート放電回路２４ａも放電を開始する。ゲート放電回路２４ａの時間当たりの放電量が電流源２７の時間当たりの放電量よりも大きい場合、ゲート放電回路２４ａの放電開始と電流源２７を通じた放電開始との間に所定の時間差を設けてもよい。例えば、ゲート放電回路２４ａは、駆動信号Ｖｉｎ１のＨｉｇｈからＬｏｗへの切り換え後、直ちに放電を開始し、電流制御回路２２は、駆動信号Ｖｉｎ１の切換後に所定の時間差だけ待って電流源２７を遮断から導通に切り換え、放電を開始する。その時間差は、例えば、ゲート電圧Ｖｃｍがゲート放電回路２４ａによる最低電圧Ｖｃｍ１＝［ｄＶｃｇ・Ｃｃｍ／（Ｃｃｇ＋Ｃｃｍ）］に達するまでの時間である。

（第５実施例）図８を参照して、第５実施例を説明する。第５実施例の駆動装置１０ｅも、カレントミラー回路に電圧駆動型かつＰチャネル型のトランジスタを採用する。先の第４実施例の駆動装置１０ｄでは、電源正極端３１と出力端１２の間にカレントミラー回路１５ｂの第２トランジスタ２ｂを接続し、出力端１２と電源負極端４１の間に抵抗１８と第６トランジスタ６ｂを接続していた。第５実施例の駆動装置１０ｅは、電源正極端３１と出力端１２の間に抵抗１８と第６トランジスタ１０６ｂを接続し、出力端１２と電源負極端４１の間にカレントミラー回路１５ｂの第２トランジスタ２ｂを接続する。第６トランジスタ１０６ｂのゲートはＮＯＴ素子１３に接続されており、第６トランジスタ１０６ｂのゲートには反転信号Ｖｉｎ１ｘが入力される。なお、電源正極端３２は、出力端１２と同じ電圧になるように制御される。

駆動装置１０ｅでは、ＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに切り換わる駆動信号Ｖｉｎ１を受信すると、第６トランジスタ１０６ｂがオンからオフに切り換わるとともに、第２トランジスタ２ｂがオフからオンに切り換わる。その結果、出力端１２の電位が電源正極端３１の電位から、電源負極端４１の電圧に引き下がり、パワートランジスタ９９がオンからオフに切り換わる。

図８の駆動装置１０ｅにおけるカレントミラー回路１５ｂ、ゲート放電回路２４ｂ、電流制御回路２２、電流源２７の機能は第４実施例の駆動装置１０ｄと同じであるので、詳しい説明は省略する。図６の第４実施例の駆動装置１０ｄでは、カレントミラー回路１５ｂの第２トランジスタ２ｂが出力端１２と電源正極端３１の間に接続されており、第５実施例の駆動装置１０ｅでは、第２トランジスタ２ｂが電源負極端４１と出力端１２の間に接続されている点で相違する。しかし、ゲート放電回路２４ａの機能と作用効果は、図６の駆動装置１０ｄの場合と同じである。図８の駆動装置１０ｅは、図６の駆動装置１０ｄと同様に、消費電力を抑えつつ、駆動信号Ｖｉｎ１を受信してからパワートランジスタ９９を駆動するまでの時間を短縮することができる。

第４、第５実施例に関する留意点を述べる。第４実施例の駆動装置１０ｄでは、（式７）の関係が成立するように各パラメータが設定されているが、（式７）の関係が成立していない場合には、図７の時刻ｔ３と時刻ｔ４の間でゲート電圧Ｖｃｍがゲート閾値電圧Ｖｔｈを下回り、第１トランジスタ１ｂと第２トランジスタ２ｂがオフからオンに切り換わる。その場合でも、ゲート放電回路を備えない場合と比較して短時間で第１トランジスタ１ｂと第２トランジスタ２ｂを切り換えることができる。第５実施例についても同様である。

（第６実施例）図９を参照して第６実施例の駆動装置１０ｆを説明する。第６実施例の駆動装置１０ｆも、電圧駆動型かつＰチャネル型トランジスタをカレントミラー回路に採用する。第６実施例の駆動装置１０ｆは、ゲート放電回路２４ｂが、第４実施例の駆動装置１０ｄのゲート放電回路２４ａと相違する。図９のブロック図において、ゲート放電回路２４ｂのほかのデバイスは、図６のブロック図に示したデバイスと同じであるので、説明は省略する。

ゲート放電回路２４ｂは、第４実施例のゲート放電回路２４ａと同様に、第１トランジスタ１ｂのドレインとゲート、及び、第２トランジスタ２ｂのゲートに接続されている。ゲート放電回路２４ｂは、電圧ＶＬｃｇに保持されている電源負極端４３と、Ｎチャネル型であって電圧駆動型の第４トランジスタ１０４ｂと、ダイオード２９で構成されている。ダイオード２９のアノード２９ａは、第１トランジスタ１ｂのドレインとゲート、及び、第２トランジスタ２ｂのゲートに接続されている。ダイオード２９のカソード２９ｂは、第４トランジスタ１０４ｂを介して電源負極端４３に接続されている。第４トランジスタ１０４ｂのゲートは、ＮＯＴ素子１３を介して入力端１１に接続されている。即ち、第４トランジスタ１０４ｂは、駆動信号Ｖｉｎ１に応答して電源負極端４３と第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂとの間を遮断状態から導通状態に切り換えるスイッチの役割を果たす。

第１トランジスタ１ｂがオンし、電流源２７を通じて第１トランジスタ１ｂのドレイン／ソース間に電流上限値Ｉｄｍａｘの電流が流れるときの電流源２７の入力端電圧ＶＬｒｅｆと、ダイオード２９の順電圧Ｖｆと、電源負極端４３の電圧ＶＬｃｇは、次の（式６）の関係を満たすように定められている。
ＶＬｃｇ＋Ｖｆ≧ＶＬｒｅｆ （式６）

なお、電源負極端４３は、ゲート放電回路２４ｂにおいて第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂのゲートを放電するための低電圧端である。（式６）の左辺は、電流源２７が遮断状態にあるときの、ゲート電圧Ｖｃｍの最低電圧を意味する。また、順電圧Ｖｆと、電源負極端４３の電圧ＶＬｃｇと、第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲート閾値電圧Ｖｔｈは、次の（式８）を満たすように定められている。
Ｖｔｈ≧ＶＬｃｇ＋Ｖｆ （式８）

駆動装置１０ｆは、第４実施例の駆動装置１０ｄと同様に、入力端１１に入力されるパルス状の駆動信号Ｖｉｎ１の電位がＨｉｇｈからＬｏｗに切り換わると、パワートランジスタ９９をオフからオンに切り換える。駆動装置１０ｆの動作を、ゲート放電回路２４ｂを中心に説明する。

駆動信号Ｖｉｎ１がＨｉｇｈからＬｏｗに切り換わると、電流制御回路２２が、電源負極端４２と第１トランジスタ１ｂの間に接続されている電流源２７を遮断状態から導通状態に切り換える。その結果、電流源２７を通じた第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂのゲート放電が開始される。同時に、駆動信号Ｖｉｎ１の反転信号Ｖｉｎ１ｘにより、第４トランジスタ１０４ｂがオフからオンに切り換わり、電源負極端４３と第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂとの間が遮断状態から導通状態に切り換わる。ゲート放電回路２４ｂは、電流源２７を介さずに第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂのゲートを放電する。第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂのゲート電圧Ｖｃｍが［ＶＬｃｇ＋Ｖｆ］に低下するまでは、第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂのゲートは、ゲート放電回路２４ｂと電流源２７の双方を通じて放電される。その結果、ゲート電圧Ｖｃｍが急速に降下する。ゲート電圧Ｖｃｍが［ＶＬｃｇ＋Ｖｆ］に達すると、ゲート放電回路２４ｂを通じた放電は自動的に止まる。（式８）により、ゲート電圧Ｖｃｍが［ＶＬｃｇ＋Ｖｆ］に達するまでに第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂはオフからオンに切り換わる。その結果、第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂにはドレイン電流が流れ始める。

（式６）の関係より、ゲート電圧Ｖｃｍが［ＶＬｃｇ＋Ｖｆ］に達しても、電流源２７を通じた放電は続く。なお、ゲート電圧Ｖｃｍが［ＶＬｃｇ＋Ｖｆ］を下回った場合、ダイオード２９が電源負極端４３から第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂのゲートへの電流の逆流を防止する。従って、ゲート電圧Ｖｃｍは、電源負極端４２と電流源２７を通じた放電により、［ＶＬｃｇ＋Ｖｆ］よりも低く降下する。

ゲート電圧Ｖｃｍが［ＶＬｃｇ＋Ｖｆ］を下回った後は、電流源２７を通じた放電により、ゲート電圧Ｖｃｍは電圧ＶＬｒｅｆまで下降し、第１トランジスタ１ｂを流れるドレイン電流Ｉｄ１は、電流上限値Ｉｄｍａｘまで上昇する。その後は、ゲート電圧Ｖｃｍは電圧ＶＬｒｅｆに保持され、第１トランジスタ１ｂには電流上限値Ｉｄｍａｘの電流が流れ続ける。

第１トランジスタ１ｂとともに第２トランジスタ２ｂがオフからオンに切り換わると、第２トランジスタ２ｂにドレイン電流Ｉｄ２が流れ、出力端１２の電圧Ｖｏｕｔが上昇する。出力端１２の電圧Ｖｏｕｔがパワートランジスタ９９のゲート電圧を越えると、パワートランジスタ９９がオフからオンに切り換わる。

駆動装置１０ｆの動作は、図７のタイムチャートと同じとなる。ただし、図７のＶｃｍ１は［ＶＬｃｇ＋Ｖｆ］に相当する。第６実施例の駆動装置１０ｆは、第４実施例の駆動装置１０ｄと同様に、第１トランジスタ１ｂの消費電力を大きくすることなく、駆動信号の受信からパワートランジスタ９９の駆動までの時間を短縮することができる。

図８を使って説明した第５実施例の駆動装置１０ｅのゲート放電回路２４ａを、ダイオード２９を使ったゲート放電回路２４ｂで置き換えてもよい。

第６実施例の駆動装置１０ｆでは、（式８）の関係が成立するように各パラメータが設定されているが、（式８）の関係が成立していない場合には、図７の時刻ｔ３と時刻ｔ４の間でゲート電圧Ｖｃｍがゲート閾値電圧Ｖｔｈを下回り、第１トランジスタ１ｂと第２トランジスタ２ｂがオフからオンに切り換わる。その場合でも、ゲート放電回路を備えない場合と比較して短時間で第１トランジスタ１ｂと第２トランジスタ２ｂを切り換えることができる。

（第７実施例）次に、図１０と図１１を参照して第７実施例の駆動装置１０ｇを説明する。図１０は、駆動装置１０ｇのブロック図であり、図１１は、駆動装置１０ｇのタイムチャートである。駆動装置１０ｇは、電圧駆動型であり、かつ、Nチャネル型のトランジスタを用いたカレントミラー回路を含んでいる。

駆動装置１０ｇは、第１実施例の駆動装置１０ａにおいて、ゲート充電回路１４ａの電源正極端３３の電圧Ｖｃｇを適切に調整する電圧調整回路５０ａを備える。電圧調整回路５０ａの電圧出力端５４が、ゲート充電回路１４ａの電源正極端３３に接続されている。図１０では、便宜上、電圧出力端５４と電源正極端３３を接続する線は図示を省略している。

駆動装置１０ｇにおいて、電圧調整回路５０ａ以外の回路は図１に示した回路と同じであるので説明は省略する。ただし、本実施例では、図１の回路の電源負極端４１、４２、４３、４９は、全て同電位（駆動装置１０ｇのグランド電位）に保持されているので、本実施例では、図１における電源負極端４１、４２、４３、４９を、共通グランド端４８と総称する。以下、電圧調整回路５０ａを説明する。

電圧調整回路５０ａは、電源正極端５１、電流源５２、フィルタコンデンサ５３、Ｎチャネル型かつ電圧駆動型のトランジスタ５５、５６を備える。ここで、トランジスタ５５、５６には、カレントミラー回路１５ａの第１トランジスタ１ａと特性が同じであるトランジスタが採用されている。また、電流源５２は、電流源１７と特性が同じであり、電流源１７と同じ電流上限値Ｉｄｍａｘと出力端電圧Ｖｒｅｆで動作する。また、ゲート充電回路１４ａのコンデンサ１６として、その容量Ｃｃｇが、第１トランジスタ１ａのゲート容量と第２トランジスタ２ａのゲート容量の合計容量Ｃｃｍと同じであるコンデンサが採用されている。

トランジスタ５５、５６は、電源正極端５１と共通グランド端４８の間に直列に接続されている。トランジスタ５５は、そのゲートとドレインが接続されており、トランジスタ５６も、そのゲートとドレインが接続されている。電源正極端５１には、所定の電圧が印加されている。電源正極端５１に印加される電圧は、例えば、第１トランジスタ１ａに電力を供給する電源正極端３２の電圧ＶＣＣ２と同じであってよい。高電位側のトランジスタ５５と電源正極端５１の間に電流源５２が接続されている。高電位側のトランジスタ５５のドレインが、電圧調整回路５０ａの電圧出力端５４に接続されている。電圧出力端５４と共通グランド端４８の間には、電圧出力端５４の電圧変動を抑制するフィルタコンデンサ５３が接続されている。

第１実施例の駆動装置１０ａの説明で述べたように、電源正極端３３の電圧Ｖｃｇによるゲート電圧Ｖｃｍは、Ｖｃｍ＝［Ｖｃｇ×Ｃｃｇ／（Ｃｃｇ＋Ｃｃｍ）］となる。ここで、Ｃｃｇは、コンデンサ１６の容量を表す。今、コンデンサ１６の容量Ｃｃｇは、ゲートの合計容量Ｃｃｍと同じに選定されている。それゆえ、Ｖｃｍ＝Ｖｃｇ／２となる。

一方、電圧調整回路５０ａにおいて、トランジスタ５５のゲート電圧を記号Ｖ_５５で表し、トランジスタ５６のゲート電圧を記号Ｖ_５６で表すと、Ｖｃｇ＝Ｖ_５５＋Ｖ_５６となる。一方、第１トランジスタ１ａとトランジスタ５５とトランジスタ５６は同じ特性を有しており、それらのトランジスタには同じ大きさの電流が流れるので、Ｖｇｓ＝Ｖ_２５＝Ｖ_２６である。ここで、Ｖｇｓは、第１トランジスタ１ａの目標オン電圧を示す。目標オン電圧は、第１トランジスタ１ａをオン状態に保持するときのゲート電圧であり、そのゲート電圧により第１トランジスタ１ａのドレイン／ソース間に電流上限値Ｉｄｍａｘの電流が流れるときの電流源１７の出力端電圧Ｖｒｅｆが、目標オン電圧Ｖｇｓに相当する。

以上の関係より、Ｖｃｍ＝Ｖｃｇ／２＝（Ｖ_５５＋Ｖ_５６）／２＝２Ｖｇｓ／２＝Ｖｇｓとなる。他方、先に述べたように、第１トランジスタ１ａのドレイン／ソース間に電流上限値Ｉｄｍａｘの電流が流れているときの電流源１７の出力電圧Ｖｒｅｆが第１トランジスタ１ａの目標オン電圧Ｖｇｓに相当する。すなわち、電圧調整回路５０ａを用いてゲート充電回路１４ａを動作させると、ゲート充電回路１４ａは、第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲート電圧Ｖｃｍを、目標オン電圧Ｖｇｓ、即ち、電流源１７の出力端電圧Ｖｒｅｆまで引き上げる。図１０の駆動装置１０ｇのタイムチャートを図１１に示す。時刻ｔ１で駆動信号Ｖｉｎ１がＬｏｗからＨｉｇｈに切り換わり、ゲート充電回路１４ａと電流源１７が出力を開始する。ゲート充電回路１４ａからの電力供給によって、第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲート電圧Ｖｃｍは、一気にＶｒｅｆ（Ｖｃｍ２）に引き上げられる。先に説明した図２のタイムチャートでは、図２における時刻ｔ３は、ゲート電圧Ｖｃｍがゲート充電回路１４ａの最大出力電圧Ｖｃｍ１（＝Ｖｃｇ・Ｃｃｇ／（Ｃｃｇ＋Ｃｃｍ））に到達する時刻を表した。図１０の駆動装置１０ｇでは、ゲート充電回路１４ａの最大出力電圧Ｖｃｍ１が電圧Ｖｒｅｆとなるように調整されているので、図１１のタイムチャートでは、図２のタイムチャートにおける時刻ｔ３と時刻ｔ４が同時刻となる。また、図２における時刻ｔ４とは、ゲート電圧ＶｃｍがＶｃｍ２、即ち、電流源１７の出力端電圧Ｖｒｅｆに達する時刻である。図１０の駆動装置１０ｇでは、出力電圧を最適に調整されたゲート充電回路１４ａにより、第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲート電圧Ｖｃｍが一気に目標オン電圧（電圧Ｖｒｅｆ）に引き上げられる。それゆえ、出力端１２の電圧Ｖｏｕｔがゼロまでに下がる時間をより短くすることができる。即ち、図１０の駆動装置１０ｇは、駆動信号Ｖｉｎ１を受信してからパワートランジスタ９９を駆動するまでの時間をより短縮することができる。

なお、第７実施例は、（式１）において等号が成立する場合に相当する。駆動装置１０ｇでは、ゲート充電回路１４ａは、ゲート電圧Ｖｃｍが電流源１７の出力端電圧Ｖｒｅｆに達した時点で充電を停止する。第７実施例の駆動装置１０ｇは、共通グランド端４８の電圧を基準に電圧調整回路５０ａの電圧出力端５４の電圧（即ちゲート充電回路１４ａの電源正極端３３の電圧Ｖｃｇ）が定まる。それゆえ、電源正極端５１の電圧が変動しても、ゲート充電回路１４ａは、常に、ゲート電圧Ｖｃｍが電流源１７の出力端電圧Ｖｒｅｆに達した時点で充電を停止する。

（第８実施例）図１２を参照して第８実施例の駆動装置１０ｈを説明する。図１２は、第８実施例の駆動装置１０ｈのブロック図である。第８実施例の駆動装置１０ｈは、第７実施例の駆動装置１０ｇ（図１０参照）の変形例である。駆動装置１０ｈにおいて電圧調整回路５０ｂの他のデバイスは図１０の駆動装置１０ｇと同じであるので説明は省略する。

第８実施例の駆動装置１０ｈは、電圧調整回路５０ｂを備える。先の駆動装置１０ｇの電圧調整回路５０ａは２個のトランジスタ５５、５６の直列接続を備えた。図１２に示す駆動装置１０ｈの電圧調整回路５０ｂは、４個のトランジスタ５５、５６、５７、５８の直列接続を備える。トランジスタ５７、５８が増えたほかは、電圧調整回路５０ｂの構成は電圧調整回路５０ａの構成と同じである。トランジスタ５５、５６、５７、５８には、第１トランジスタ１ａと同じ特性を備えるトランジスタが採用される。また、先の電圧調整回路５０ａと同様に、電圧調整回路５０ｂにおいても、電流源５２は、電流源１７と特性が同じであり、電流源１７と同じ電流上限値Ｉｄｍａｘと出力端電圧Ｖｒｅｆを有する。一方、ゲート充電回路１４ａのコンデンサ１６として、その容量Ｃｃｇが、第１トランジスタ１ａのゲート容量と第２トランジスタ２ａのゲート容量の合計容量Ｃｃｍの１／３の容量のコンデンサが選定されている。

ゲート充電回路１４ａの電源正極端３３の電圧Ｖｃｇと、電流源１７の出力端電圧Ｖｒｅｆとの関係を説明する。電圧Ｖｃｇによるゲート電圧Ｖｃｍは、Ｖｃｍ＝［Ｖｃｇ×Ｃｃｇ／（Ｃｃｇ＋Ｃｃｍ）］である。ここで、駆動装置１０ｈでは、Ｃｃｇ＝Ｃｃｍ／４であるから、Ｖｃｇ＝４Ｖｃｍとなる。一方、トランジスタ５５−５８は、第１トランジスタ１ａと同じ特性を有しており、それらのトランジスタには同じ大きさの電流が流れるので、Ｖｇｓ＝Ｖ_５５＝Ｖ_５６＝Ｖ_５７＝Ｖ_５８ある。第７実施例の場合と同様に、Ｖｇｓは、第１トランジスタ１ａの目標オン電圧を示す。目標オン電圧は、第１トランジスタ１ａをオン状態に保持するときのゲート電圧であり、電流上限値Ｉｄｍａｘを出力しているときの電流源１７の出力端電圧Ｖｒｅｆが、目標オン電圧Ｖｇｓに相当する。以上の関係より、Ｖｃｍ＝Ｖｃｇ／４＝（Ｖ_５５＋Ｖ_５６＋Ｖ_５７＋Ｖ_５８）／４＝４Ｖｇｓ／４＝Ｖｇｓ＝Ｖｒｅｆとなる。即ち、第８実施例の場合も、ゲート充電回路１４ａによる充電で第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲート電圧Ｖｃｍは、電流源１７の出力端電圧Ｖｒｅｆ、すなわち、目標オン電圧まで達する。電圧調整回路５０ｂを含む駆動装置１０ｈの動作は、第７実施例の駆動装置１０ｇの動作と同じとなる。第７実施例の駆動装置１０ｇとの相違は、第８実施例の駆動装置１０ｈでは、ゲート充電回路１４ａのコンデンサの容量を合計容量Ｃｃｍの１／３まで小さくできることにある。これは、電圧調整回路５０ｂのトランジスタの数を増やすとともに、Ｖｃｇを高めることで実現される。

第８実施例に関する上記の説明から、次のことが結論できる。電圧調整回路５０ｂの電流源５２と共通グランド端４８の間に直列に接続されるトランジスタの数をｎとする。その場合、ゲート充電回路１４ａのコンデンサ１６の容量Ｃｃｇは、合計容量Ｃｃｍの１／ｎにすることができる。

（第９実施例）次に、図１３から図１５を用いて、第９実施例の駆動装置１０ｊを説明する。図１３は、第９実施例の駆動装置１０ｊのブロック図である。第９実施例の駆動装置１０ｊは、第１実施例の駆動装置１０ａに加えて、充電調整回路６０を備えている。駆動装置１０ｊは、駆動対象であるパワートランジスタ９９の駆動中に（オン／オフ切換中に）、電流源１７の出力電流を変更する。充電調整回路６０は、電流源１７の出力電流の変更に応じて、第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲート電圧を速やかに調整する。

充電調整回路６０の出力端は、ゲート充電回路１４ａの出力端（即ち、コンデンサ１６の電極１６ａ）に接続されている。充電調整回路６０は、ゲート充電回路１４ａと同じ構造を備えている。なお、第９実施例の駆動装置１０ｊにおいても、第１実施例の駆動装置１０ａにおける電源負極端４１、４２、４３、４９は同電位（駆動装置のグランド電位）に保持されており、それらを共通グランド端４８と総称する。

充電調整回路６０の構造を説明する。充電調整回路６０の回路構造は、ゲート充電回路１４ａの回路構造と同じである。充電調整回路６０は、電圧ＶＣＣ３が供給される電源正極端６１と、共通グランド端４８と、２個のトランジスタ６２、６３と、コンデンサ６４で構成されている。トランジスタ６２はＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、トランジスタ６３はＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴである。トランジスタ６２、６３は、電源正極端６１と共通グランド端４８の間に直列に接続されている。具体的には、トランジスタ６２のソースが電源正極端６１に接続されており、ドレインはトランジスタ６３のドレインに接続されている。トランジスタ６３のソースは、共通グランド端４８に接続されている。コンデンサ６４の一方の電極は、ゲート充電回路１４ａのコンデンサ１６の一方の電極１６ａに接続されている。コンデンサ６４の他方の電極は、トランジスタ６２、６３の直列接続の中点に接続されている。

トランジスタ６２、６３のゲートは、サブ入力端１１ａに接続される。サブ入力端１１ａには、不図示の上位の制御装置から、パルス状の電流調整信号Ｖｉｎ２が入力される。電流調整信号Ｖｉｎ２は、電流制御回路２１に入力される。電流制御回路２１は、電流調整信号Ｖｉｎ２に応答して、電流源１７の出力電流の大きさ（電流上限値）を変更する。電流源１７は、第１トランジスタ１ａのドレイン／ソース間に流れる電流（ドレイン電流）をＩｄｍａｘからＩｄｍａｘ２へ変更することができる。この電流値ＩｄｍａｘとＩｄｍａｘ２を以下では電流上限値と称する。電流源１７が、第１トランジスタ１ａのドレイン電流を電流上限値Ｉｄｍａｘに制限しているときの電流源１７の出力端電圧はＶｒｅｆであり、ドレイン電流を電流上限値Ｉｄｍａｘ２に制限しているときの電流源１７の出力端電圧はＶｒｅｆ２である。ここで、電圧Ｖｒｅｆ＜電圧Ｖｒｅｆ２である。

サブ入力端１１ａには、充電調整回路６０のトランジスタ６２、６３のゲートが接続されており、パルス状の電流調整信号Ｖｉｎ２は、トランジスタ６２、６３のゲートにも入力される。電流調整信号Ｖｉｎ２がＨｉｇｈのときには、トランジスタ６２がオフに保持され、トランジスタ６３がオンに保持される。その結果、コンデンサ６４が共通グランド端４８に接続され、コンデンサ６４が放電状態となる。一方、電流調整信号Ｖｉｎ２がＬｏｗのときには、トランジスタ６２がオンに保持され、トランジスタ６３がオフに保持される。その結果、コンデンサ６４が電源正極端６１に接続され、コンデンサ６４が充電される。コンデンサ６４が放電状態から充電状態に至る間、コンデンサ６４からカレントミラー回路１５ａの第１トランジスタ１ａに電力が供給される。

図１４と図１５のタイムチャートを利用して、充電調整回路６０の機能を説明する。まず、図１４のタイムチャートについて説明する。図１４は、時刻ｔｂにて、電流源１７に設定されている電流上限値の値をＩｄｍａｘからＩｄｍａｘ２へ増加する場合のタイムチャートである。先に述べたように、電流源１７は、電流上限値がＩｄｍａｘのときの出力端電圧がＶｒｅｆであり、電流上限値がＩｄｍａｘ２のときには、出力端電圧はＶｒｅｆ２に上昇する。なお、時刻ｔ１から時刻ｔ４までの動きは、図２に示したタイムチャートと同じであるので説明は省略する。

電流上限値を変更するための信号である電流調整信号Ｖｉｎ２は、時刻ｔｂでＨｉｇｈからＬｏｗに切り換わる。この電流調整信号Ｖｉｎ２に応答して、電流制御回路２１は、電流源１７の電流上限値をＩｄｍａｘからＩｄｍａｘ２へ引き上げる。なお、第１トランジスタ１ａのドレイン電流の大きさは、第１トランジスタ１ａのゲート電圧で決まる。電流源１７の出力電流が変更されると、電流源１７の出力電流（＝電流上限値Ｉｄｍａｘ２）の一部は第１トランジスタ１ａのゲートへと流れ、ゲート電圧を上昇させる。第１トランジスタ１ａのゲートは第２トランジスタ２ａのゲートと接続されているので、電流源１７の出力電流（＝電流上限値Ｉｄｍａｘ２）の一部で第１、第２トランジスタ１ａ、２ａの双方のゲートが充電される。Ｉｄｍａｘ２が小さい場合、ゲート電圧は徐々にしか上昇せず、第１トランジスタ１ａのドレイン電流も徐々にしか変化しない。充電調整回路６０は、電流源１７の出力電流を増加させる際、第１、第２トランジスタ１ａ，２ａのゲート電圧を速やかに調整する。

電流調整信号Ｖｉｎ２は、充電調整回路６０にも入力される。電流調整信号Ｖｉｎ２がＨｉｇｈからＬｏｗに切り換わると、充電調整回路６０において、トランジスタ６２がオフからオンに切り換わり、トランジスタ６３がオンからオフに切り変わる。そうすると、コンデンサ６４の接続先が、共通グランド端４８から電源正極端６１に切り換わり、コンデンサ６４が充電され始める。コンデンサ６４が満充電となるまでの間、コンデンサ６４を介して電源正極端６１から第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲートへ電力が供給される。それゆえ、時刻ｔｂの直後に、第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲート電圧Ｖｃｍは、それまでのＶｃｍ２からＶｃｍ３へ急速に引き上げられる。ゲート電圧Ｖｃｍの増加に伴い、第１トランジスタ１ａのドレイン電流Ｉｄ１が、ＩｄｍａｘからＩｄｍａｘ２へと素早く増加する。第１トランジスタ１ａのドレイン電流Ｉｄ１が増加するので、第２トランジスタ２ａはそれまでよりも電流が流れ易くなり、第２トランジスタ２ａのドレインの電圧、即ち、出力端１２の電圧Ｖｏｕｔの低下速度が速まる。こうして、出力端１２の電圧Ｖｏｕｔがゼロに達する時刻ｔ５が、図２のタイムチャートの場合と比較して早まる。なお、図１４におけるＶｃｍ２は、電流源１７が第１トランジスタ１ａのドレイン電流として電流上限値Ｉｄｍａｘを出力しているときの出力端電圧Ｖｒｅｆに相当する。また、Ｖｃｍ３は、電流源１７がドレイン電流として電流上限値Ｉｄｍａｘ２（＞Ｉｄｍａｘ）を出力しているときの出力端電圧Ｖｒｅｆ２（＞Ｖｒｅｆ）に相当する。

図１５のタイムチャートについて説明する。図１５は、時刻ｔｃにて、電流制御回路２１が電流源１７の電流上限値をＩｄｍａｘからＩｄｍａｘ３へ下げる場合のタイムチャートである。電流源１７は、電流上限値がＩｄｍａｘのときの出力端電圧がＶｒｅｆであり、電流上限値がＩｄｍａｘ３のときには、出力端電圧はＶｒｅｆ３に低下する。なお、時刻ｔ１から時刻ｔ４までの動きは、図２に示したタイムチャートと同じであるので説明は省略する。

電流上限値を変更するための信号である電流調整信号Ｖｉｎ２は、時刻ｔｃでＬｏｗからＨｉｇｈに切り換わる。この電流調整信号Ｖｉｎ２に応答して、電流制御回路２１は、電流源１７の電流上限値をＩｄｍａｘからＩｄｍａｘ３へ引き下げる。電流調整信号Ｖｉｎ２がＬｏｗからＨｉｇｈに切り換わると、充電調整回路６０において、トランジスタ６２がオンからオフに切り換わり、トランジスタ６３がオフからオンに切り変わる。そうすると、コンデンサ６４の接続先が、電源正極端６１から共通グランド端４８に切り換わり、第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲートから所定量の電力が共通グランド端４８から放出される。それゆえ、時刻ｔｃの直後に、第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲート電圧Ｖｃｍは、それまでのＶｃｍ２からＶｃｍ４へ急速に引き下げられる。なお、図１５におけるＶｃｍ２は、電流源１７が電流上限値Ｉｄｍａｘを出力しているときの出力端電圧Ｖｒｅｆに相当し、Ｖｃｍ４は、電流源１７が電流上限値Ｉｄｍａｘ３（＜Ｉｄｍａｘ）を出力しているときの出力端電圧Ｖｒｅｆ３（＜Ｖｒｅｆ）に相当する。

ゲート電圧Ｖｃｍの急速な低下に伴い、第１トランジスタ１ａのドレイン電流Ｉｄ１が、ＩｄｍａｘからＩｄｍａｘ３へと素早く低下する。第１トランジスタ１ａのドレイン電流Ｉｄ１が低下するので、第２トランジスタ２ｂのドレイン電流Ｉｄ２も低下し、第２トランジスタ２ａのドレインの電圧、即ち、出力端１２の電圧Ｖｏｕｔの低下速度が遅くなる。こうして、出力端１２の電圧Ｖｏｕｔがゼロに達する時刻ｔ５が、図２のタイムチャートの場合と比較して遅くなる。

図１４のタイムチャートでは、時刻ｔｂに電流調整信号Ｖｉｎ２を受信すると、ゲート電圧Ｖｃｍが速やかに変化し、ドレイン電流Ｉｄ１は速やかにＩｄｍａｘからＩｄｍａｘ２へと変換する。そして、第２トランジスタ２ａのドレイン電流Ｉｄ２も速やかに変化する。図１５のタイムチャートでは、時刻ｔｃに電流調整信号Ｖｉｎ２を受信すると、ゲート電圧Ｖｃｍが速やかに変化し、ドレイン電流Ｉｄ１は速やかにＩｄｍａｘからＩｄｍａｘ３へと変換する。そして、第２トランジスタ２ａのドレイン電流Ｉｄ２も速やかに変化する。第９実施例の駆動装置１０ｊは、カレントミラー回路１５ａの第１トランジスタ１ａのゲート電圧を素早く変更することができ、第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのドレイン電流Ｉｄ１、Ｉｄ２を素早く変更することができる。第９実施例の駆動装置１０ｊにおける充電調整回路６０は、ゲート充電回路１４ａの技術の応答である。

（第１０実施例）図１６と図１７を参照して第１０実施例の駆動装置１０ｋを説明する。図１６は、駆動装置１０ｋのブロック図である。図１７は、駆動装置１０ｋの動作のタイムチャートである。駆動装置１０ｋは、第１実施例の駆動装置１０ａに加えて、サブ入力端１１ｂと第７トランジスタ７を備えている。第７トランジスタ７は、第１、第２トランジスタ１ａ、２ａがオフからオンに切り換わった後に第１トランジスタ１ａのドレインとソースの間を流れる電流（主電流）を遮断するスイッチ（遮断スイッチ）の役割を果たす。サブ入力端１１ｂと第７トランジスタ７以外の構成は、図１の駆動装置１０ａと同じであり、図１７の時刻ｔ４までの動きは、図２のタイムチャートと同じであるので説明は省略する。

サブ入力端１１ｂには、不図示の上位の制御装置から、第１トランジスタ１ａを回路から切り離す指令信号（遮断指令信号Ｖｉｎ３）が入力される。遮断指令信号Ｖｉｎ３も、パルス状の信号であり、当初はＨｉｇｈ電位に保持されており、Ｈｉｇｈ電位からＬｏｗ電位に切り換わる立下りエッジが、第１トランジスタ１ａを遮断する指示に相当する。

第７トランジスタ７は、第１トランジスタ１ａと接続点Ｐ１の間に接続されている。接続点Ｐ１は、第１トランジスタ１ａの高電位側電極とゲート、及び、コンデンサ１６が接続されている点である。第７トランジスタ７のゲートはサブ入力端１１ｂに接続されている。第７トランジスタ７はＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴであり、ゲート電圧がＨｉｇｈ電位に保持されている間はオンとなり、ゲート電圧がＬｏｗ電位に下がるとオフとなる。先に述べたように、遮断指令信号Ｖｉｎ３は、当初はＨｉｇｈ電位に保持されており、第７トランジスタ７はオン状態に保持される。第７トランジスタ７がオン状態の間は、駆動装置１０ｋは第１実施例の駆動装置１０ａと同じである。

図１７のタイムチャートを参照して、第７トランジスタ７の機能と駆動装置１０ｋの動作を説明する。遮断指令信号Ｖｉｎ３は、時刻ｔｄにてＨｉｇｈ電位からＬｏｗ電位に切り換わる。駆動装置１０ｋのカレントミラー回路１５ａの第１、第２トランジスタ１ａ、２ａは、時刻ｔｄよりも前に、時刻ｔ２にオフからオンに切り換わる。時刻ｔ４にて第１トランジスタ１ａのドレイン電流Ｉｄ１は電流上限値Ｉｄｍａｘに達する。先の図１の駆動装置１０ａでは、時刻ｔ４以後は、第１トランジスタ１ａのドレイン電流Ｉｄ１として一定の電流（＝電流上限値Ｉｄｍａｘ）が流れ続ける（図２参照）。第１０実施例の駆動装置１０ｋでは、時刻ｔ４より後の時刻ｔｄに、遮断指令信号Ｖｉｎ３がＨｉｇｈ電位からＬｏｗ電位に下がる。遮断指令信号Ｖｉｎ３に応答して、時刻ｔｄに第７トランジスタ７がオンからオフに切り換わる。第７トランジスタ７がオフに切り換わると、第１トランジスタ１ａのドレイン（高電位側電極）が遮断状態となる。即ち、時刻ｔｄ以後は、第１トランジスタ１ａのドレイン電流Ｉｄ１はゼロとなる。なお、図１６に示すように、電流源１７と第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲートとの接続は保持される。第１トランジスタ１ａのドレインが遮断されると、電流源１７の電流は第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲートへと流れ、ゲート電圧Ｖｃｍが増加する。ゲート電圧Ｖｃｍが上昇するため、第２トランジスタ２ａのドレイン電流Ｉｄ２が増加する。その結果、出力端電圧Ｖｏｕｔの電圧低下率が大きくなり、図２のタイムチャートと比較して、より早いタイミングで出力端電圧Ｖｏｕｔがゼロになる。

第１０実施例の駆動装置１０ｋは、時刻ｔｄ以後、第１トランジスタ１ａのドレイン電流がゼロになるので、第１実施例の駆動装置１０ａよりも消費電力を抑制できる。

第１０実施例の駆動装置１０ｋでは、第１トランジスタ１ａのドレイン側に第７トランジスタ７が接続されていた。第７トランジスタ７は、第１トランジスタ１ａのソース（低電位側電極）の側に接続されていてもよい。第７トランジスタ７は、第１、第２トランジスタ１ａ、２ａがオフからオンに切り換わった後に第１トランジスタ１ａのドレイン／ソース間を流れる電流（主電流）を遮断するスイッチ（遮断スイッチ）の役割を果たす。遮断スイッチは、トランジスタ以外のデバイスで実現されてもよい。遮断スイッチは、例えば電磁リレーで実現されてもよい。

（第１１実施例）次に、図１８と図１９を参照して第１１実施例の駆動装置１０ｍを説明する。図１８は、駆動装置１０ｍのブロック図である。図１９は、駆動装置１０ｍの動作のタイムチャートである。駆動装置１０ｍは、先の駆動装置１０ｋの構成に加え、第８トランジスタ８を備えている。第８トランジスタ８は、接続点Ｐ１と電源正極端３２ｂとの間に接続されている。電源正極端３２ｂは、電流源１７の入力端に接続されている電源正極端３２と同じ電圧ＶＣＣ２に保持されている。第８トランジスタ８は、Ｐチャネル型のトランジスタであり、ゲート電圧がＨｉｇｈ電位のときにはオフになり、ゲート電圧がＬｏｗ電位のときにはオンになる。また、第８トランジスタ８のゲートは、サブ入力端１１ｂに接続されている。第１０実施例の場合と同じように、サブ入力端１１ｂには、通常はＨｉｇｈ電位に保持されている遮断指令信号Ｖｉｎ３が入力される。第８トランジスタ８は、遮断指令信号Ｖｉｎ３がＨｉｇｈ電位に保持されている間は、電源正極端３２ｂと接続点Ｐ１の間を遮断し、遮断指令信号Ｖｉｎ３がＬｏｗ電位に切り換わると、電源正極端３２ｂと接続点Ｐ１の間を導通させる。

図１９のタイムチャートを参照して駆動装置１０ｍの動作を説明する。なお、時刻ｔ４までは、図２のタイムチャートと同じである。駆動装置１０ｍは、先の駆動装置１０ｋと同様に、時刻ｔｄにＨｉｇｈ電位からＬｏｗ電位に切り換わる遮断指令信号Ｖｉｎ３を受信する遮断。遮断指令信号Ｖｉｎ３により、第７トランジスタ７がオフとなり、第８トランジスタ８がオンとなる。第７トランジスタ７がオフすることにより、第１トランジスタ１ａのドレイン電流Ｉｄ１がゼロになる。第８トランジスタ８がオンすることにより、電流源１７と電源正極端３２ｂの双方から第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲートに電力が供給される。先の駆動装置１０ｋの場合と比較して、時刻ｔｄの後、第１、第２トランジスタ１ａ、２ａに供給される電流が増加する。それゆえ、駆動装置１０ｋの場合と比較して、時刻ｔｄ以後のゲート電圧Ｖｃｍの増加率が高くなる。その結果、第２トランジスタ２ａのドレイン電流Ｉｄ２の増加率も高くなり、より一層早く、出力端電圧Ｖｏｕｔがゼロに達する。

第１１実施例の駆動装置１０ｍも、第１０実施例の駆動装置１０ｋと同様に、遮断スイッチである第７トランジスタ７を備えることで、第１トランジスタ１ａの消費電力をより一層低減することができる。第１１実施例の駆動装置１０ｍは、第８トランジスタ８を備えることで、第１０実施例の駆動装置１０ｋと比較して、より一層早く、出力端電圧Ｖｏｕｔをゼロにすることができる。

第１０実施例の第７トランジスタ７（遮断スイッチ）、及び、第１１実施例の第８トランジスタは、第２実施例から第９実施例の駆動装置に適用してもよい。

実施例で説明した実施例に関する留意点を述べる。第１トランジスタ１ａの高電位側に電流源が配置されている第１〜第３実施例、及び、第７〜第１１実施例では、電流制御回路２１が電流源１７を制御している。即ち、電流制御回路２１が、電流源１７を使った第１トランジスタ１ａのゲートの充電開始を制御している。電流制御回路２１の機能は、電流源１７に組み込まれていてもよい。また、電流制御回路２１は、無くともよい。その場合、第３トランジスタ３ａと、駆動信号Ｖｉｎ１の反転信号Ｖｉｎ１ｘを第３トランジスタ３ａのゲートに供給するＮＯＴ素子１３が、電流制御回路２１の代わりをする。図１の第１実施例の場合でそのことを説明する。仮に、電流制御回路２１が外されており、電流源１７は常に一定電流を出力している場合を想定する。駆動信号Ｖｉｎ１がＬｏｗレベルに保持されている間、第３トランジスタ３ａのゲートにはＨｉｇｈレベルの信号が供給され、第３トランジスタ３ａはオン状態に保持される。このとき、第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲートは、電源負極端４１に接続され、電源負極端４１の電位に保持される。即ち、第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲートはＬｏｗ電位に保持される。電流源１７が一定電流を供給し続けても、その電力は、第３トランジスタ３ａを介して電源負極端４１に流れ、第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲートは充電されない。駆動信号Ｖｉｎ１がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに切り換わると、第３トランジスタ３ａがオフし、第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲートと電源負極端４１の間が遮断される。電流源１７からは常に一定電流が供給されているので、第３トランジスタ３ａがオフすると、電流源１７による第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲートの充電が開始される。上記のとおり、電流制御回路２１が外されている場合、第３トランジスタ３ａとＮＯＴ素子１３が、電流源１７を使って第１、第２トランジスタ１ａ、２ａのゲートの充電を開始する電流制御回路に相当する。ただし、駆動信号Ｖｉｎ１に応答して電流源１７を出力停止状態から出力状態に切り換える電流制御回路２１は、第１トランジスタ１ａがオフの間、電流源１７の出力電流を無駄にしない利点がある。

第４〜第６実施例において、電流制御回路２２は電流源２７に組み込まれていてもよい。

実施例では、カレントミラー回路にＭＯＳＦＥＴを採用している。カレントミラー回路に採用するトランジスタは、電圧駆動型であれば、ＭＯＳＦＥＴに限られない。カレントミラー回路に採用するトランジスタは、ＩＧＢＴであってもよい。

本明細書が開示する技術は、カレントミラー回路に使われているトランジスタ以外のトランジスタについては、そのタイプに限定は無い。また、第１トランジスタと第２トランジスタは、個別にパッケージされたデバイスであってよいし、一つの基板に形成されていてもよい。第１トランシスタと第２トランジスタは、ワンチップの中に実装された２個のトランジスタであってもよい。

第１−第３実施例、及び、第７−第１１実施例の駆動回路は、カレントミラー回路に電圧駆動型かつＮチャネル型の第１、第２トランジスタ１ａ、２ａを採用している。実施例の電流制御回路２１が請求項１の「電流制御回路」の一例に相当し、電流源１７が請求項１の「電流源」の一例に相当する。実施例のゲート充電回路１４ａが、請求項の「第１充電回路」の一例に相当する。電源正極端３３が請求項１の「充電端」の一例に相当し、電源負極端４３、及び共通グランド端４８が「放電端」の一例に相当する。ゲート充電回路１４ａの第４、第５トランジスタ４ａ、５ａが、第１充電回路の「充電スイッチ」の一例に相当する。第１充電回路の「充電スイッチ」は、駆動信号Ｖｉｎ１に応答してコンデンサ１６の電極１６ｂの接続先を放電端（電源負極端４３又は共通グランド端４８）から充電端（電源正極端３３）へ切り換えるスイッチ回路であれば、第４、第５トランジスタ４ａ、５ａに限られない。

実施例のゲート充電回路１４ｂが、請求項１の「第２充電回路」の一例に相当する。ゲート充電回路１４ｂの第４トランジスタ１０４ａが、第２充電回路の「充電スイッチ」の一例に相当する。第２充電回路の「充電スイッチ」は、駆動信号Ｖｉｎ１に応答して充電端（電源正極端３２）と第１、第２トランジスタ１ａ、２ａとの間を遮断状態から導通状態に切り換えるスイッチ回路であれば、第４トランジスタ１０４ａに限られない。

第４−第６実施例の駆動回路は、カレントミラー回路に電圧駆動型かつＰチャネル型の第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂを採用している。実施例の電流制御回路２２が請求項４の「電流制御回路」の一例に相当し、電流源２７が請求項４の「電流源」の一例に相当する。実施例のゲート放電回路２４ａが、請求項４の「第１放電回路」の一例に相当する。電源正極端３３が「充電端」の一例に相当し、電源負極端４３が「放電端」の一例に相当する。ゲート放電回路２４ａの第４、第５トランジスタ４ｂ、５ｂが、第１放電回路の「放電スイッチ」の一例に相当する。第１放電回路の「放電スイッチ」は、駆動信号Ｖｉｎ１に応答してコンデンサ１６の電極１６ｂの接続先を充電端（電源正極端３２）から放電端（電源負極端４３）へ切り換えるスイッチ回路であれば、第４、第５トランジスタ４ｂ、５ｂに限られない。実施例の電源正極端３９が、請求項４の「電力供給端」の一例に相当する。

実施例のゲート放電回路２４ｂが、請求項４の「第２放電回路」の一例に相当する。ゲート放電回路２４ｂの第４トランジスタ１０４ｂが、第２放電回路の「放電スイッチ」の一例に相当する。第２放電回路の「放電スイッチ」は、駆動信号Ｖｉｎ１に応答して放電端（電源負極端４２）と第１、第２トランジスタ１ｂ、２ｂとの間を遮断状態から導通状態に切り換えるスイッチ回路であれば、第４トランジスタ１０４ｂに限られない。

実施例の説明における「駆動信号に応答して」とは、「パワートランジスタのオンとオフの切り換えを指示するトリガに応答して」の意味である。「駆動信号に応答して」のより具体的な例としては、「パワートランジスタのオンとオフを切り換える駆動信号のパルスエッジに応答して」の意味である。

実施例の駆動装置では、出力端１２と電源正極端３１との間、及び、出力端１２と電源負極端４１との間、の一方に、カレントミラー回路を使ったスイッチ回路を配置し、他方に、１個のトランジスタ（第６トランジスタ）で構成されるスイッチ回路を配置した。出力端１２と電源正極端３１との間、及び、出力端１２と電源負極端４１との間、の夫々に、カレントミラー回路を使ったスイッチ回路を配置してもよい。

以上、本発明の具体例を詳細に説明したが、これらは例示に過ぎず、特許請求の範囲を限定するものではない。特許請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例を様々に変形、変更したものが含まれる。本明細書または図面に説明した技術要素は、単独であるいは各種の組合せによって技術的有用性を発揮するものであり、出願時請求項記載の組合せに限定されるものではない。また、本明細書または図面に例示した技術は複数目的を同時に達成し得るものであり、そのうちの一つの目的を達成すること自体で技術的有用性を持つものである。

１ａ、１ｂ：第１トランジスタ
２ａ、２ｂ：第２トランジスタ
３ａ、３ｂ：第３トランジスタ
４ａ、４ｂ：第４トランジスタ
５ａ、５ｂ：第５トランジスタ
６ａ、６ｂ：第６トランジスタ
７：第７トランジスタ
８：第８トランジスタ
１０ａ−１０ｍ：駆動装置
１１：入力端
１１ａ、１１ｂ：サブ入力端
１２：出力端
１３：ＮＯＴ素子
１４ａ、１４ｂ：ゲート充電回路
１５ａ、１５ｂ：カレントミラー回路
１６：コンデンサ
１７、２７：電流源
１８：抵抗
１９、２９：ダイオード
２１、２２：電流制御回路
２４ａ、２４ｂ：ゲート放電回路
２６：コンデンサ
３１−３３、３９：電源正極端
４１−４３、４９：電源負極端
４８：共通グランド端
５０ａ、５０ｂ：電圧調整回路
５２：電流源
５３：フィルタコンデンサ
５４：電圧出力端
５５−５８、６２、６３：トランジスタ
６０：充電調整回路
６４：コンデンサ
９９：パワートランジスタ
１０４ａ、１０４ｂ：第４トランジスタ
１０６ａ、１０６ｂ：第６トランジスタ
１０６ｂ：第６トランジスタ

Claims (8)

1. 駆動信号に基づいて駆動対象トランジスタを駆動する駆動装置であり、
   電圧駆動型かつＮチャネル型のトランジスタであって、高電位側電極とゲートが接続されている第１トランジスタと、
   電圧駆動型かつＮチャネル型のトランジスタであって、ゲート閾値電圧が前記第１トランジスタと同じであり、そのゲートが前記第１トランジスタのゲートと接続されているとともに、高電位側電極と低電位側電極の一方に前記駆動対象トランジスタのゲートが接続される第２トランジスタと、
   前記第１トランジスタの高電位側電極に接続されており、一定電流を出力する電流源と、
   前記駆動信号に応答して、前記電流源を使って前記第１及び前記第２トランジスタのゲートへの充電を開始する電流制御回路と、
   前記電流源とは別に前記第１及び前記第２トランジスタのゲートを充電するゲート充電回路と、
   を備えており、
   前記ゲート充電回路は、第１充電回路と第２充電回路のいずれか一方の構成を備えており、
   前記第１充電回路は、
   一方の電極が前記第１及び前記第２トランジスタのゲートに接続されているコンデンサと、
   前記コンデンサの他方の電極に電力を供給する充電端と、
   前記コンデンサの他方の電極から電力を放出させる放電端と、
   前記駆動信号に応答して前記コンデンサの他方の電極の接続先を前記放電端から前記充電端へ切り換える充電スイッチと、
   を備えており、
   前記第１トランジスタの前記高電位側電極と前記低電位側電極の間に前記一定電流が流れるときの前記電流源の出力端電圧Ｖｒｅｆと、前記コンデンサの容量Ｃｃｇと、前記第１及び前記第２トランジスタのゲート容量の合計容量Ｃｃｍと、前記充電端の電圧Ｖｃｇが、
   Ｖｒｅｆ≧Ｖｃｇ・Ｃｃｇ／（Ｃｃｇ＋Ｃｃｍ）
   の関係を満たしている回路であり、
   前記第２充電回路は、
   前記第１及び前記第２トランジスタのゲートに電力を供給する充電端と、
   アノードが前記充電端に接続されておりカソードが前記第１及び前記第２トランジスタのゲートに接続されているダイオードと、
   前記駆動信号に応答して前記充電端と前記第１及び前記第２トランジスタの間を遮断状態から導通状態に切り換える充電スイッチと、
   を備えており、
   前記第１トランジスタの前記高電位側電極と前記低電位側電極の間に前記一定電流が流れるときの前記電流源の出力端電圧Ｖｒｅｆと、前記ダイオードの順電圧Ｖｆと、前記充電端の電圧Ｖｃｇが、
   Ｖｒｅｆ≧Ｖｃｇ−Ｖｆ
   の関係を満たしている回路である、駆動装置。
2. 前記ゲート充電回路は前記第１充電回路であり、
   前記容量Ｃｃｇと、前記合計容量Ｃｃｍと、前記電圧Ｖｃｇと、前記第１及び前記第２トランジスタのゲート閾値電圧Ｖｔｈが、
   Ｖｃｇ・Ｃｃｇ／（Ｃｃｇ＋Ｃｃｍ）≧Ｖｔｈ
   の関係を満たしている、請求項１の駆動装置。
3. 前記ゲート充電回路は前記第２充電回路であり、
   前記順電圧Ｖｆと、前記電圧Ｖｃｇと、前記第１及び前記第２トランジスタのゲート閾値電圧Ｖｔｈが、
   Ｖｃｇ−Ｖｆ≧Ｖｔｈ
   の関係を満たしている、請求項１の駆動装置。
4. 前記電流制御回路は、前記駆動信号に応答して、前記電流源を出力停止状態から出力状態に切り換える、請求項１から３のいずれか１項に記載の駆動装置。
5. 駆動信号に基づいて駆動対象トランジスタを駆動する駆動装置であり、
   電圧駆動型かつＰチャネル型のトランジスタであって、低電位側電極とゲートが接続されている第１トランジスタと、
   電圧駆動型かつＰチャネル型のトランジスタであって、ゲート閾値電圧が前記第１トランジスタと同じであり、そのゲートが前記第１トランジスタのゲートと接続されているとともに、高電位側電極と低電位側電極の一方に前記駆動対象トランジスタのゲートが接続される第２トランジスタと、
   前記第１トランジスタの低電位側電極に接続されており、一定電流を通過させる電流源と、
   前記駆動信号に応答して、前記電流源を使って前記第１及び前記第２トランジスタのゲートの放電を開始する電流制御回路と、
   前記電流源とは別に前記第１及び前記第２トランジスタのゲートを放電するゲート放電回路と、
   を備えており、
   前記ゲート放電回路は、第１放電回路と第２放電回路のいずれか一方の構成を備えており、
   前記第１放電回路は、
   一方の電極が前記第１及び前記第２トランジスタのゲートに接続されているコンデンサと、
   前記コンデンサの他方の電極に電力を供給する充電端と、
   前記コンデンサの他方の電極から電力を放出させる放電端と、
   前記駆動信号に応答して前記コンデンサの他方の電極の接続先を前記充電端から前記放電端へ切り換える放電スイッチと、
   を備えており、
   前記第１トランジスタの前記高電位側電極と前記低電位側電極の間に前記一定電流が流れるときの前記電流源の入力端電圧ＶＬｒｅｆと、前記コンデンサの容量Ｃｃｇと、前記第１及び前記第２トランジスタのゲート容量の合計容量Ｃｃｍと、前記第１及び前記第２トランジスタのゲートに電力を供給する電力供給端と前記放電端との電圧差ｄＶｃｇが、
   ｄＶｃｇ・Ｃｃｍ／（Ｃｃｇ＋Ｃｃｍ）≧ＶＬｒｅｆ
   の関係を満たしている回路であり、
   前記第２放電回路は、
   前記第１及び前記第２トランジスタのゲートから電力を放出させる放電端と、
   アノードが前記第１及び前記第２トランジスタのゲートに接続されており、カソードが前記放電端に接続されているダイオードと、
   前記駆動信号に応答して前記放電端と前記第１及び前記第２トランジスタの間を遮断状態から導通状態に切り換える放電スイッチと、
   を備えており、
   前記第１トランジスタの前記高電位側電極と前記低電位側電極の間に前記一定電流が流れるときの前記電流源の入力端電圧ＶＬｒｅｆと、前記ダイオードの順電圧Ｖｆと、前記放電端の電圧ＶＬｃｇが、
   ＶＬｃｇ＋Ｖｆ≧ＶＬｒｅｆ
   の関係を満たしている回路である、駆動装置。
6. 前記ゲート放電回路は前記第１放電回路であり、
   前記容量Ｃｃｇと、前記合計容量Ｃｃｍと、前記電圧差ｄＶｃｇと、前記第１及び前記第２トランジスタのゲート閾値電圧Ｖｔｈが、
   Ｖｔｈ≧ｄＶｃｇ・Ｃｃｍ／（Ｃｃｇ＋Ｃｃｍ）
   の関係を満たしている、請求項５の駆動装置。
7. 前記ゲート放電回路は前記第２放電回路であり、
   前記順電圧Ｖｆと、前記電圧ＶＬｃｇと、前記第１及び前記第２トランジスタのゲート閾値電圧Ｖｔｈが、
   Ｖｔｈ≧ＶＬｃｇ＋Ｖｆ
   の関係を満たしている、請求項５の駆動装置。
8. 前記第１及び前記第２トランジスタがオフからオンに切り換わった後に前記第１トランジスタの高電位側電極と低電位側電極の間を流れる電流を遮断する遮断スイッチを備えている、請求項１から７のいずれか１項に記載の駆動装置。

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