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CN111697838B - 同步整流控制电路、方法和开关电源系统 - Google Patents

同步整流控制电路、方法和开关电源系统 Download PDF

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CN111697838B CN202010471872.1A CN202010471872A CN111697838B CN 111697838 B CN111697838 B CN 111697838B CN 202010471872 A CN202010471872 A CN 202010471872A CN 111697838 B CN111697838 B CN 111697838B
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Abstract

本发明公开了一种同步整流控制电路、方法和开关电源系统。根据本发明实施例，该同步整流控制电路包括：第一比较器，用于比较与VD端电压相关的第一电压和第一阈值；计时模块，用于响应于第一电压小于第一阈值而开始计时；第二比较器，用于比较与VD端电压相关的第二电压和第二阈值；以及触发器，其数据输入端连接至计时模块的输出端，其时钟输入端连接至第二比较器的输出端，并且输出使能信号，以基于使能信号来控制同步整流开关的导通与断开；其中，第二阈值等于同步整流开启阈值。根据上述技术方案，通过对VD端处出现的负向电压进行有效区分，以确定接通SR开关的准确时机，从而保证开关电源系统的可靠性。

Description

同步整流控制电路、方法和开关电源系统
技术领域
本发明实施例涉及开关电源技术领域，尤其涉及一种同步整流控制电路、方法和开关电源系统。
背景技术
随着电源能效标准的不断提高和便携式电子设备的日益普及，同步整流(Synchronous Rectifying，SR)技术在开关电源系统中得到了越来越广泛的应用。总的来说，同步整流技术可以有效提升开关电源功率密度，同时降低便携式电子设备的体积和重量，提高电源转换效率，降低温升。然而，同步整流技术的应用也不可避免地提高了开关电源系统的复杂度，对开关电源系统的可靠性和稳定性带来了若干不确定影响。
具体地，当电源系统中的原边反馈脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)控制电路工作在某些模式(例如，断续导通模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM))下时，当变压器退磁结束后，变压器原边磁电感会与原边功率开关管的寄生电容发生谐振，该谐振会通过变压器由原边耦合到二次侧VD端，同步整流控制电路可能会将谐振误认为是二次侧退磁开始而开启同步整流管，造成电源系统工作紊乱，从而影响电源效率和系统可靠性问题。
综上，在充分利用同步整流技术便利性的同时，如何提高开关电源系统的可靠性和稳定性也是需要考虑的问题之一。
发明内容
本发明实施例提供一种同步整流控制电路、方法和开关电源系统，能够对VD端处出现的负向电压进行有效区分，以确定接通SR开关的准确时机，从而保证开关电源系统的可靠性。
第一方面，本发明实施例提供一种用于开关电源系统的同步整流控制电路，包括：
第一比较器，第一比较器用于比较与VD端电压相关的第一电压和第一阈值；
计时模块，计时模块用于响应于第一电压小于第一阈值而开始计时预定时段；
第二比较器，第二比较器用于比较与VD端电压相关的第二电压和第二阈值；以及
触发器，触发器的数据输入端连接至计时模块的输出端，触发器的时钟输入端连接至第二比较器的输出端，并且输出使能信号，以基于使能信号来控制同步整流开关的导通与断开；
其中，第二阈值等于同步整流开启阈值。
根据本发明第一方面提供的同步整流控制电路，第一电压为VD端电压；并且第二电压为VD端电压。
根据本发明第一方面提供的同步整流控制电路，第一电压为VD端电压经分压得到的一电压；并且第二电压为VD端电压经分压得到的另一电压。
根据本发明第一方面提供的同步整流控制电路，第一阈值被设置为一固定值，或者第一阈值被设置为与开关电源系统的输出电压相关的值，或者第一阈值被设置为与第一电压的峰值电压相关的值。
根据本发明第一方面提供的同步整流控制电路，同步整流控制电路还包括连接在开关电源系统的输出端和第一比较器的一输入端之间的输出电压获取模块，输出电压获取模块用于提供与开关电源系统的输出电压相关的值作为第一阈值。
根据本发明第一方面提供的同步整流控制电路，同步整流控制电路还包括峰值检测模块，峰值检测模块用于接收第一电压，峰值检测模块的输出端连接至第一比较器的一输入端，并且峰值检测模块用于提供与第一电压的峰值电压相关的值作为第一阈值。
根据本发明第一方面提供的同步整流控制电路，峰值检测模块包括二极管和电容；其中，
二极管的正极用于接收第一电压，二极管的负极连接至第一比较器的一输入端，并且二极管的负极还经由电容接地。
根据本发明第一方面提供的同步整流控制电路，峰值检测模块还包括缓冲器；其中，
缓冲器的正相输入端用于接收第一电压，缓冲器的输出端连接至二极管的正极，缓冲器的负相输入端和二极管的负极连接至第一比较器的一输入端，并且二极管的负极还经由电容接地。
根据本发明第一方面提供的同步整流控制电路，峰值检测模块还包括MOS管；其中，
MOS管的栅极连接至缓冲器的正相输入端，MOS管的源极连接至第一比较器的一输入端，MOS管的漏极用于接收芯片供电电压。
第二方面，本发明实施例还提供了一种用于开关电源系统的同步整流控制电路，包括：
第一比较器，第一比较器用于比较与VD端电压相关的第一电压和第一阈值；
计时模块，计时模块用于响应于第一电压小于第一阈值而开始计时预定时段；
第二比较器，第二比较器用于比较与VD端电压相关的第二电压和第二阈值；
第三比较器，第三比较器用于比较VD端电压和同步整流开启阈值；
触发器，触发器的数据输入端连接至计时模块的输出端，触发器的时钟输入端连接至第二比较器的输出端，并且输出使能信号；
同步整流使能信号产生器，同步整流使能信号产生器的一输入端连接至触发器的输出端，并且同步整流使能信号产生器的另一输入端连接至第三比较器的输出端，并且输出同步整流信号，以基于同步整流信号来控制同步整流开关的导通与断开；
其中，第二阈值不等于同步整流开启阈值。
第三方面，本发明实施例提供了一种用于开关电源系统的同步整流控制方法，包括：
比较与VD端电压相关的第一电压和第一阈值；
响应于第一电压小于第一阈值而开始计时预定时段；以及
判断与VD端电压相关的第二电压是否在预定时段内下降至第二阈值；其中，
若第二电压在预定时段内下降至第二阈值，则基于使能信号接通同步整流开关；或者
若第二电压未在预定时段内下降至第二阈值，则不接通同步整流开关；并且
其中，第二阈值等于同步整流开启阈值。
根据本发明第三方面提供的同步整流控制方法，第一电压为VD端电压；并且第二电压为VD端电压。
根据本发明第三方面提供的同步整流控制方法，第一电压为VD端电压经分压得到的一电压；并且第二电压为VD端电压经分压得到的另一电压。
根据本发明第三方面提供的同步整流控制方法，第一阈值被设置为一固定值，或者第一阈值被设置为与开关电源系统的输出电压相关的值，或者第一阈值被设置为与第一电压的峰值电压相关的值。
根据本发明第三方面提供的同步整流控制方法，第一阈值被设置为与第一电压的峰值电压相关的值，包括：
当VD端电压上升时，利用二极管对电容进行充电；
当VD端电压达到峰值时，电容两端的电压达到最大值；以及
当VD端电压下降时，电容两端的电压保持处于最大值，其中，
第一阈值被设置为最大值。
根据本发明第三方面提供的同步整流控制方法，第一阈值被设置为与第一电压的峰值电压相关的值，包括：
当VD端电压上升时，利用缓冲器和二极管对电容进行充电；
当VD端电压达到峰值时，电容两端的电压达到最大值；以及
当VD端电压下降时，电容两端的电压保持处于最大值，其中，
第一阈值被设置为最大值，并且电容两端的电压与二极管两端的压降无关。
根据本发明第三方面提供的同步整流控制方法，第一阈值被设置为与第一电压的峰值电压相关的值，包括：
当VD端电压上升时，利用缓冲器、二极管和MOS晶体管对电容进行充电；
当VD端电压达到峰值时，电容两端的电压达到最大值；以及
当VD端电压下降时，电容两端的电压保持处于最大值，其中，
第一阈值被设置为最大值。
本发明实施例的同步整流控制电路、方法和开关电源系统，能够对VD端处出现的负向电压进行有效区分，以确定接通SR开关的准确时机，从而保证开关电源系统的可靠性。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对本发明实施例中所需要使用的附图作简单的介绍，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1A示出了现有技术中具有下端SR控制电路的反激式开关电源系统的结构示意图；
图1B示出了现有技术中具有上端SR控制电路的反激式开关电源系统的结构示意图；
图2示出了当原边控制电路工作在CCM下时的理想情况和实际情况的SR控制时序的曲线示意图；
图3示出了当原边控制电路工作在DCM下时的理想情况和实际情况的SR控制时序的曲线示意图；
图4示出了本发明实施例提供的VD端电压下降沿的曲线示意图；
图5示出了本发明一实施例提供的SR控制电路的结构示意图；
图6是图5所示的SR控制电路的一具体实现方式的电路示意图；
图7是图6所示的SR控制电路的一具体实现方式的电路示意图；
图8是图6所示的SR控制电路的另一具体实现方式的电路示意图；
图9示出了本发明另一实施例提供的SR控制电路的结构示意图；
图10是图9所示的SR控制电路的第一具体实现方式的电路示意图；
图11是图9所示的SR控制电路的第二具体实现方式的电路示意图；
图12是图9所示的SR控制电路的第三具体实现方式的电路示意图；
图13是图9所示的SR控制电路的第四具体实现方式的电路示意图；
图14是图9所示的SR控制电路的第五具体实现方式的电路示意图；
图15是图9所示的SR控制电路的第六具体实现方式的电路示意图；
图16是图5所示的SR控制电路的另一具体实现方式的电路示意图；以及
图17示出了本发明实施例提供的SR控制方法。
具体实施方式
下面将详细描述本发明的各个方面的特征和示例性实施例，为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及具体实施例，对本发明进行进一步详细描述。应理解，此处所描述的具体实施例仅被配置为解释本发明，并不被配置为限定本发明。对于本领域技术人员来说，本发明可以在不需要这些具体细节中的一些细节的情况下实施。下面对实施例的描述仅仅是为了通过示出本发明的示例来提供对本发明更好的理解。
需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括…”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
为了更好地理解本发明，下面首先对现有技术中存在的若干技术问题进行介绍。
图1A示出了现有技术中具有下端SR控制电路的反激式开关电源系统的结构示意图，并且图1B示出了现有技术中具有上端SR控制电路的反激式开关电源系统的结构示意图。
作为一个示例，如图1A所示，该开关电源系统包括原边反馈脉冲宽度调制(PulseWidth Modulation，PWM)控制电路(以下称为原边控制电路)110、原边绕组、原边功率开关M1、变压器T1、同步整流控制电路(以下简称SR控制电路)120、二次侧绕组、SR开关M2以及电容Co等。其中，Np为T1原边绕组匝数，Ns为二次侧绕组匝数。在该实施例中，SR控制电路120工作在下端控制模式，并且SR控制电路120和SR开关M2的地电平与输出的地电平处于同等电位。
此外，在图1A所示的示例中，该SR控制电路120可以包括VD端、GND端、Vcc端、Vout端和栅极(Gate)端，其中，VD端可以连接至二次侧绕组，GND端可以接地，Vcc端可以经由电容C1接地，Vout端可以连接至系统的输出端(Vo)，并且Gate端可以连接至SR开关M2的栅极。
然而，在图1B所示的实施例中，其中图1B所示的实施例与图1A所示的实施例类似，除了SR控制电路120工作在上端控制模式，并且SR控制电路120和SR开关M2的低电平处于浮动状态，其电平在开关电源处于不同的工作区间时呈现不同的电位。其中，当原边功率开关M1导通时，其电位可以为(设定二次侧地电平为0)，当二次侧退磁时，其电位可以为Vo+Vds(M2)。
此外，在图1B所示的示例中，该SR控制电路120可以包括VD端、Vcc端、GND端和Gate端，其中，VD端可以连接至系统的输出端(Vo)，Vcc端可以经由电容C2连接至GND端，GND端可以连接至二次侧绕组，并且Gate端可以连接至SR开关M2的栅极。
出于对整个开关电源系统成本的考虑，SR控制电路120通常会直接检测变压器T1二次侧绕组处的电压以决定是否接通SR开关M2，基本原理如下所述：当变压器原边功率开关M1导通时，变压器原边开始储能。经过一段时间之后，原边功率开关M1断开，此时原边功率开关M1的漏极电位Vd1快速下降，变压器二次侧开始退磁，退磁电流流经SR开关M2的体二极管(Body diode)，使得VD端电压下降至-Vdiode，Vdiode为SR开关M2的体二极管处的压降。若SR控制电路120检测到VD端负向电压低于SR开启阈值，则接通SR开关M2，使得退磁电流流经具有低Rdson的SR开关M2，以降低损耗。
应当注意的是，当开关电源系统的原边控制电路110工作在连续导通模式(Continuous Conduction Mode，CCM)下时，VD端仅在变压器二次侧退磁期间出现负向电压，在这种情况下，同步整流控制较为简单，可以仅在VD端出现负向电压时接通SR开关M2，如图2所示，图2示出了当原边控制电路工作在CCM下时的理想情况和实际情况的SR控制时序的曲线示意图。其中，图2分别示出了原边功率开关M1的栅极处的电压、电压Vd1、SR控制电路120的VD端处的电压以及SR开关M2的栅极处的电压的曲线示意图。
其中，当VD端处于负向电压时，SR开关M2的栅极处的电压处于高电平，此时SR开关M2导通。
此外，当原边控制电路110工作在断续导通模式(Discontinuous ConductionMode，DCM)下时，情况则有所不同，当变压器退磁结束后其原边磁电感可能会与原边功率开关M1的寄生电容产生谐振，该谐振可能会通过变压器T1由原边耦合到二次侧VD端。在理想情况下，VD端的谐振波形是以系统的输出电压Vo为中心的、幅度为Vo的近似正弦波。则该VD端谐振波形的峰值电平为2*Vo，谷值电平为0V(伏特)。
然而，在实际的开关电源系统中，取决于不同的系统参数和负载，谐振波形的谷值电平有时可能会低于零电平，甚至可能会出现幅值较高的负向电压，如图3所示，图3示出了当原边控制电路工作在DCM下时的理想情况和实际情况的SR控制时序的曲线示意图。其中，图3分别示出了原边功率开关M1的栅极处的电压、电压Vd1、SR控制电路120的VD端处的电压以及SR开关M2的栅极处的电压的曲线示意图。
作为一个示例，如图3所示，当负向电压低于SR开启阈值时，SR控制电路120可能会将谐振误认为是二次侧退磁开始而接通SR开关M2(参见图3的M2栅极处的虚线所示)，从而造成开关电源系统的工作紊乱，带来效率损失和系统可靠性问题。
为了解决上述问题，本发明实施例通过对VD端处出现的负向电压进行有效区分，以确定接通SR开关M2的准确时机，防止在谐振时误接通SR开关M2，实现SR开关M2的准确可靠导通，从而保证开关电源系统的可靠性。
如先前内容所描述的，开关电源系统的二次侧VD端在变压器T1退磁期间和退磁结束后的变压器谐振期间会出现无差别的负向电压，这可能会导致在谐振时误接通SR开关M2。
为了解决现有技术问题，本发明实施例提供了一种同步整流控制电路、方法和开关电源系统。下面首先对本发明实施例所提供的同步整流控制电路进行介绍。
应当注意，实际上退磁开始时的VD端电压下降斜率与退磁结束后的变压器谐振时的VD端电压下降斜率存在较大区别。
具体地，在变压器T1退磁开始而SR开关M2尚未导通时，退磁电流可以首先流经SR开关M2的体二极管，在这种情况下，VD端电压下降至负向电压所用的时间可能较短，例如通常小于约100ns(纳秒)，即具有较快的下降速度。
然而，在退磁结束后的变压器谐振期间，该变压器的谐振周期通常为例如2uS，虽然该周期可能取决于变压器励磁电感与原边功率MOS管的寄生电容大小，但是应当理解，与变压器退磁时的VD端电压相比较，变压器谐振时的VD端电压从谷顶下降到谷底时的斜率要缓慢很多。
因此，本发明实施例通过判断VD端电压下降斜率的大小来区分退磁阶段与谐振阶段，从而防止在谐振阶段误接通SR开关M2，实现SR开关M2的准确导通。
作为一个示例，参考图4和图5，图4示出了本发明实施例提供的VD端电压下降沿的曲线示意图，并且图5示出了本发明一实施例提供的SR控制电路的结构示意图。
具体地，在图4中，下降速率较快的部分(例如，斜率1)可以对应于退磁阶段，而下降速率较慢的部分(例如，斜率2)可以对应于谐振阶段。在图5中，SR控制电路可以包括：斜率计算电路130和SR使能信号产生器140，应当注意，图5所示的结构是SR控制电路120的组成部分，在一些实施例中，SR控制电路120除了包括图5所示的电路之外，还可以包括其他电路结构，本发明对此不做限制。下面结合图4和图5对本发明实施例的原理进行介绍。
具体地，本发明实施例可以通过利用斜率计算电路130来判断与VD端电压相关的电压的下降斜率是否满足预设条件(即，下降速度的快慢)，以确定由开关电源系统的原边功率开关管M1断开(开关管M1的漏极电位Vd1快速下降)导致的退磁是否开始，若判断出退磁开始，则利用SR使能信号产生器140来接通或断开SR开关M2，若判断出退磁未开始，则不会接通SR开关M2，从而实现SR开关M2的准确且可靠接通，防止在谐振时误接通SR开关M2，从而保证开关电源系统的可靠性。
下面结合图6，对本发明一实施例提供的SR控制电路进行详细的阐述，图6是图5所示的SR控制电路的一具体实现方式的电路示意图。
作为一个示例，参考图6，SR控制电路可以包括第一比较器210、第二比较器220、计时模块230和触发器240。
其中，第一比较器210的正相输入端可以用于接收与SR控制电路的VD端电压相关的第一电压，并且第一比较器210的负相输入端可以用于接收第一阈值，以比较第一电压和第一阈值并输出比较结果。
应当注意，在其他实施例中，第一比较器的正相输入端可以用于接收第一阈值，并且第一比较器的负相输入端可以用于接收与SR控制电路的VD端电压相关的第一电压，以比较第一电压和第一阈值并输出比较结果，本发明对此不作限制。
计时模块230(例如，时间窗口)的输入端可以连接至第一比较器210的输出端，该计时模块230用于响应于第一比较器210的输出状态变化而开始计时预定时段，例如，当第一电压小于第一阈值时，第一比较器210的输出信号发生翻转，使得计时模块230开始计时预定时段。
第二比较器220的正相输入端可以用于接收与SR控制电路的VD端电压相关的第二电压，并且第二比较器220的负相输入端可以用于接收第二阈值，以比较第二电压和第二阈值并输出比较结果，并且第二比较器220用于在第二电压小于第二阈值时，经由触发器240去采集计时模块230的计时状态(即，计时是否结束)。
类似地，在其他实施例中，第二比较器的正相输入端可以用于接收第二阈值，第二比较器的负相输入端可以用于接收与SR控制电路的VD端电压相关的第二电压，以比较第二电压和第二阈值并输出比较结果，本发明对此不作限制。
并且触发器240的数据输入端可以连接至计时模块230的输出端，触发器240的时钟输入端可以连接至第二比较器220的输出端，并且触发器240可以输出使能信号(Enb，参见图6)，以基于该使能信号来控制SR开关M2的导通与断开。
此外，该触发器240可以用于记录计时模块230的计时状态，当第二电压下降至第二阈值时，第二比较器220的输出状态发生翻转，基于该状态翻转沿去采样触发器240的输入状态(即，计时模块230是否计时结束)，以用于后续判断是否允许接通SR开关M2。
在图6所示的实施例中，第二阈值可以等于SR开启阈值，因此，在这种情况下，不需要额外的电路(例如，比较电路)来比较第二电压和SR开启阈值，可以利用诸如第二比较器220之类的现有电路来比较第二电压和SR开启阈值，从而在斜率满足条件，且第二电压小于SR开启阈值时，允许接通SR开关M2。
在一些实施例中，第一电压可以与第二电压相等，例如第一电压和第二电压可以均为VD端电压(即，第一比较器210和第二比较器220的正相输入端均可以连接至VD端)，如图7所示，图7是图6所示的SR控制电路的一具体实现方式的电路示意图，在这种情况下，本发明实施例的工作原理可以被解释为如下：
如果在预设的检测时间窗口内，VD端电压从第一阈值下降至第二阈值，则判断出VD端电压具有较快的下降斜率，且VD端电压小于SR开启阈值，则允许接通SR开关M2。
然而，如果VD端电压未能在预设的检测时间窗口内从第一阈值下降至第二阈值，则判断出VD端电压具有较慢的下降斜率，此时即便VD端电压小于SR开启阈值，也不允许接通SR开关M2。
在这种情况下，VD端电压在下降过程中首先下降至第一阈值，此时第一比较器210发生翻转，随后便会触发计时模块230开始计时，触发器240用于记录计时模块230的计时状态，当VD端电压继续下降至第二阈值时，第二比较器220发生翻转，此时第二比较器220用于采样触发器240的输入状态(即，计时模块是否计时结束)，以确定是否允许接通SR开关M2。
此外，第一电压和第二电压可以为不同的电压，例如第一电压可以为VD端电压经分压得到的一电压，并且第二电压可以为VD端电压经分压得到的另一电压，例如，第一比较器210和第二比较器220的正相输入端可以经由例如分压电路连接至VD端，这将在下面进行详细介绍。
可以理解的是，在图6所示的实施例中，检测与VD端相关的电压的下降速率时，在退磁阶段和谐振阶段，与VD端相关的电压从第一阈值下降至第二阈值经历的时间差别越大，斜率检测就越简单和可靠。
其中，在退磁开始时，与VD端相关的电压的下降速率大小仅与SR体二极管的导通速度有关，第一阈值和第二阈值的选择对斜率检测的影响不大。然而，在谐振时，第一阈值和第二阈值的选择对斜率检测的影响相比较退磁时明显很多。
在一些实施例中，可以将第一阈值设置为一固定值。
然而，应当注意的是，尽管在发生谐振时，在理想情况下，与VD端相关的电压的幅度基本上是系统输出电压(Vo)的两倍，但是在实际情况下，开关电源系统由于受到电源系统设计和负载大小的影响，其谐振波形往往会有不同程度的畸变。
因此，为了防止在不同输出电压和波形畸变的影响下，与VD端相关的电压从第一阈值下降至第二阈值所用的时间t出现很大的差异，例如，系统输出电压越高，时间t越短，会使得谐振时的斜率趋近于退磁开始时的斜率，这会降低斜率检测时的裕量(margin)或导致检测出错。
综上，为了进一步提高斜率检测的精度，在一些实施例中，可以将第一阈值设置为与开关电源系统的输出电压(Vo)相关的值，保持时间t在不同的系统输出电压下的一致性，进而使得斜率检测更为可靠和准确。
参考图8，图8是图6所示的SR控制电路的另一具体实现方式的电路示意图。如图8所示，在将第一阈值设置为与系统输出电压(Vo)相关的值的情况下，SR控制电路除了包括图6所示的各个组件之外，还可以包括输出电压获取模块250，该输出电压获取模块250可以连接在开关电源系统的输出端和第一比较器210的负相输入端之间，该输出电压获取模块250用于获取与系统的输出电压相关的值作为第一阈值。其中相同的组件使用相同的附图标记表示，并且为了简洁起见，相同的组件在此不再赘述。
综上，第一阈值的选择对于斜率检测十分重要。在一些情况下(例如，在下端同步整流应用中)，可以较为方便地实现与系统的输出电压相关的第一阈值。然而，在某些情况下(例如，在上端同步整流应用中)，由于无法直接获得有关输出电压的信息，故直接利用系统的输出电压来设置第一阈值的方法不再适用。
作为一个示例，由于在谐振时，第一电压的峰值电压由系统的输出电压决定，故可以采用峰值检测的方法来获得与第一电压的峰值电压相关的信息，然后可以根据该信息来设置与第一电压的峰值电压相关的第一阈值，因此可以实现与系统的输出电压相关的第一阈值，以提高斜率检测的准确性。应注意，该峰值检测的方法可以应用于上端应用或下端应用，本发明对此不作限制。
参考图9，图9示出了本发明另一实施例提供的SR控制电路的结构示意图。图9所示的SR控制电路类似于图5所示的SR控制电路，不同之处在于：图9所示的SR控制电路除了包括图5所示的各个组件之外，还可以包括峰值检测模块150，其中相同的组件使用相同的附图标记表示，并且为了简洁起见，相同的组件在此不再赘述。
如图9所示，峰值检测模块150可以用于接收与VD端电压相关的第一电压，以检测第一电压的峰值大小，并提供与第一电压的峰值电压相关的值作为第一阈值，该峰值检测模块150的输出端可以连接至斜率计算电路130的输入端。
此外，应注意，在一些实施例中，峰值检测模块150可以检测VD端峰值电压。在替代实施例中，峰值检测模块150还可以检测VD端电压经分压得到的电压的峰值电压。
以下通过具体示例的方式对本发明实施例提供的峰值检测模块150进行详细介绍。例如，参考图10和图11，图10是图9所示的SR控制电路的第一具体实现方式的电路示意图，并且图11是图9所示的SR控制电路的第二具体实现方式的电路示意图。
其中，图10所示的示例是通过检测VD端峰值电压来设置第一阈值，而图11所示的示例是通过检测VD端电压经分压得到的电压的峰值电压来设置第一阈值。
首先，图10所示的实施例与图7所示的实施例类似，不同之处在于：图10通过增加峰值检测模块1501来检测与VD端峰值电压相关的信息，并且基于该信息来设置第一阈值，从而使得第一比较器210对VD端电压和VD端峰值电压进行比较，并输出比较结果。
其中，该峰值检测模块1501可以包括例如二极管D1和电容C1，其中二极管D2的正极可以用于接收VD端电压，二极管D1的负极可以连接至第一比较器210的负相输入端，并且二极管D1的负极还可以经由电容C1接地。
其次，图11所示的实施例与图10所示的实施例类似，不同之处在于：在图10所示的实施例中，第一比较器210和第二比较器220的一输入端(例如，正相输入端)可以直接连接至VD端，并且第一比较器210的另一输入端(例如，负相输入端)可以经由峰值检测模块1501连接至VD端；而在图11所示的实施例中，第一比较器210和第二比较器220的一输入端(例如，正相输入端)可以经由分压电路连接至VD端，并且第一比较器210的另一输入端(例如，负相输入端)可以分别经由峰值检测模块1501和分压电路连接至VD端，其中，该分压电路可以包括例如串联连接在VD端与地之间的三个电阻R1、R2和R3，本发明对此不作限制。
具体地，在图11所示的实施例中，VD端可以连接至分压电路的输入端，分压电路的第一输出端(即，R2和R3的连接点)可以连接至第一比较器210的一输入端(例如，正相输入端)，并且分压电路的第一输出端可以经由峰值检测模块1501连接至第一比较器210的另一输入端(例如，负相输入端)，具体地，分压电路的第一输出端可以连接至二极管210的正极，二极管的负极可以连接至第一比较器210的负相输入端，并且电容C1可以连接在第一比较器210的负相输入端和地之间。并且，分压电路的第一输出端还可以连接至第一比较器210的正相输入端。
此外，在图11所示的实施例中，分压电路的第二输出端(即，R1和R2的连接点)可以连接至第二比较器220的正相输入端。
在图10和图11所示的实施例中，当VD端电压上升时，通过二极管D1对电容C1进行充电，使得电容C1两端的电压随着VD端电压的升高而升高；当VD端电压达到峰值时，C1两端的电压也随之达到峰值；当VD端电压下降时，由于二极管D1的单向导通特性，使得电容C1两端的电压保持处于峰值电压不变。此时，该峰值电压即可作为第一阈值，当第一电压(例如，VD端电压(图10)或VD端经分压得到的一电压(图11))小于第一阈值时，第一比较器210发生翻转，触发计时模块230开始计时，实现与下端系统中相同的斜率检测过程。
其中，在图10所示的示例中，第一阈值可以为VD-Vdiode(其中，Vdiode为二极管D1两端的电压)，而在图11所示的示例中，第一阈值可以为k*VD-Vdiode(其中，k为分压比例)。
应当注意，在实际的开关电源系统中，VD端电压不管在原边开启期间还是谐振期间均具有较大的变化范围。例如，在原边开启期间，VD端电压可以表示为：
VD＝Vbulk/N+Vout (1)
在谐振期间，VD端电压可以表示为：
VD＝2*Vout (2)
其中，Vbulk是bulk电压，N为变压器匝比，Vout为开关电源系统的输出电压。特别地，在原边开启期间，VD端电压可能会超过例如100V，而在谐振期间，VD端峰值电压由输出电压决定。因此，在SR控制电路设计时需要对VD端进行分压(参见图11)。
作为一个示例，当VD端电压较高时，二极管D1的压降在峰值检测模块实际检测到的峰值电压k*VD-Vdiode中占比较小，使得该峰值电压作为第一阈值时对斜率检测的影响不大。然而，当VD端电压较低时，该占比就会比较明显，此时会使得斜率检测的第一阈值趋同于第二阈值，从而导致VD端电压从第一阈值下降到第二阈值所需的时间t较小，易造成退磁和谐振难以区分，进而影响斜率检测的准确性。
综上，为了进一步提高斜率检测的准确性，避免二极管压降带来的影响，本发明实施例还提供了不同于图10和图11所示的峰值检测模块的其他峰值检测模块。
以下通过具体示例的方式对本发明实施例提供的其他峰值检测模块进行详细介绍。例如，参考图12和图13，图12是图9所示的SR控制电路的第三具体实现方式的电路示意图，并且图13是图9所示的SR控制电路的第四具体实现方式的电路示意图。
其中，图12所示的示例是通过检测VD端峰值电压来设置第一阈值，而图13所示的示例是通过检测VD端电压经分压得到的电压的峰值电压来设置第一阈值。
首先，图12所示的实施例与图10所示的实施例类似，不同之处在于：图12所示的峰值检测模块1502除了包括图10所示的峰值检测模块1501的各个组件之外还可以包括缓冲器。
其中，缓冲器的正相输入端可以用于接收VD端电压，缓冲器的输出端可以连接至二极管D1的正极，缓冲器的负相输入端和二极管的负极可以连接至第一比较器D1的一输入端(例如，负相输入端)，并且二极管D1的负极还经由电容C1接地。
其次，图13所示的实施例与图12所示的实施例类似，不同之处在于：在图12所示的实施例中，第一比较器210和第二比较器220的正相输入端可以直接连接至VD端，并且第一比较器210的负相输入端可以经由峰值检测模块1502连接至VD端；而在图13所示的实施例中，第一比较器210和第二比较器220的正相输入端可以经由分压电路连接至VD端，并且第一比较器210的负相输入端可以分别经由峰值检测模块1502和分压电路连接至VD端，其中，该分压电路可以包括例如串联连接在VD端与地之间的三个电阻R1、R2和R3，本发明对此不作限制。
具体地，在图13所示的实施例中，VD端可以连接至分压电路的输入端，分压电路的第一输出端(即，R2和R3的连接点)可以连接至第一比较器210的正相输入端，并且分压电路的第一输出端可以经由峰值检测模块1502连接至第一比较器210的负相输入端，具体地，分压电路的第一输出端可以连接至缓冲器的正相输入端，缓冲器的输出端可以连接至二极管D1的正极，缓冲器的负相输入端和二极管D1的负极可以连接至第一比较器210的负相输入端，并且电容C1可以连接在第一比较器的负相输入端和地之间。
此外，在图13所示的实施例中，分压电路的第二输出端(即，R1和R2的连接点)可以连接至第二比较器220的正相输入端。
在图12和图13所示的实施例中，当VD端电压上升时，通过缓冲器和二极管D1对电容C1进行充电，使得电容C1两端的电压随着VD端电压的升高而升高；当VD端电压达到峰值时，C1两端的电压也随之达到峰值；当VD端电压下降时，由于二极管D1的单向导通特性，使得电容C1两端的电压保持处于峰值电压不变。此时，该峰值电压即可作为第一阈值，当第一电压(例如，VD端电压或VD端经分压得到的一电压)小于第一阈值时，第一比较器210发生翻转，触发计时模块230开始计时，实现与下端系统中相同的斜率检测过程。
通过本发明实施例提供的缓冲器的作用，斜率检测中的第一阈值不再受到二极管D1两端的压降的影响，即电容C1两端的电压直接跟随k*VD，VC1＝k*VD(k为分压比例)，这进一步提高了斜率检测的准确性。
然而，应注意的是，在图12和图13所示的实施例中，电容C1两端的电压对缓冲器的输入信号k*VD的快速追踪十分重要，因此需要缓冲器具有较快的响应速度，这势必需要增加缓冲器的工作电流，从而在一定程度上可能导致功耗增大。
为了降低功耗，本发明实施例通过增加MOS管实现对缓冲器的输入端信号k*VD的跟随作用，可以有效提高缓冲器的转换速率(slew rate)，从而在不增加功耗的前提下，提高了缓冲器的响应速度。
以下通过具体示例的方式对本发明实施例提供的峰值检测模块进行详细介绍。例如，参考图14和图15，图14是图9所示的SR控制电路的第五具体实现方式的电路示意图，并且图15是图9所示的SR控制电路的第六具体实现方式的电路示意图。
其中，图14所示的示例是通过检测VD端峰值电压来设置第一阈值，而图11所示的示例是通过检测VD端电压经分压得到的电压的峰值电压来设置第一阈值。
首先，图14所示的实施例与图12所示的实施例类似，不同之处在于：图14所示的峰值检测模块1503除了包括图12所示的峰值检测模块1502的各个组件之外，还可以包括MOS管Ms。
其中，MOS管Ms的栅极可以连接至缓冲器的正相输入端，MOS管Ms的源极可以连接至第一比较器的负相输入端，并且MOS管Ms的漏极可以用于接收芯片供电电压。
其次，图15所示的实施例与图14所示的实施例类似，不同之处在于：在图14所示的实施例中，第一比较器210和第二比较器220的正相输入端可以直接连接至VD端，并且第一比较器210的负相输入端可以经由峰值检测模块1503连接至VD端；而在图15所示的实施例中，第一比较器210和第二比较器220的正相输入端可以经由分压电路连接至VD端，并且第一比较器210的负相输入端可以分别经由峰值检测模块1503和分压电路连接至VD端，其中，该分压电路可以包括例如串联连接在VD端与地之间的三个电阻R1、R2和R3，本发明对此不作限制。
具体地，在图15所示的实施例中，VD端可以连接至分压电路的输入端，分压电路的第一输出端(即，R2和R3的连接点)可以连接至第一比较器210的一输入端(例如，正相输入端)，并且经由峰值检测模块1503连接至第一比较器210的另一输入端(例如，负相输入端)，例如分压电路的第一输出端可以连接至缓冲器的正相输入端和MOS管的栅极，缓冲器的输出端可以连接至二极管D1的正极，缓冲器的负相输入端、二极管D1的负极和MOS管的源极可以连接至第一比较器210的负相输入端，并且电容C1接地可以连接在第一比较器210的负相输入端和地之间。
此外，在图15所示的实施例中，分压电路的第二输出端(即，R1和R2的连接点)可以连接至第二比较器220的正相输入端。
在图14和图15所示的实施例中，当VD端电压上升时，通过缓冲器和二极管D1、以及MOS管对电容C1进行充电，使得电容C1两端的电压随着VD端电压的升高而升高；当VD端电压达到峰值时，C1两端的电压也随之达到峰值；当VD端电压下降时，由于二极管D1的单向导通特性，使得电容C1两端的电压保持处于峰值电压不变。此时，该峰值电压即可作为第一阈值，当第一电压(例如，VD端电压或VD端经分压得到的一电压)小于第一阈值时，第一比较器210发生翻转，触发计时模块230开始计时，实现与下端系统中相同的斜率检测过程。
综上，通过本发明实施例提供的SR控制电路通过以下过程判断是否允许接通SR开关：利用第一比较器比较与VD端电压相关的第一电压和第一阈值，在该第一电压小于第一阈值时使得计时模块开始计时预定时段，并将计时状态传送至触发器，利用第二比较器比较与VD端电压相关的第二电压和第二阈值，在该第二电压小于第二阈值时使得第二比较器接收来自触发器的计时状态，并基于该计时状态判断斜率大小；以及比较该第二电压与SR开启阈值。
其中，若第二电压下降至第二阈值时，计时状态未结束，则说明VD端电压下降速率较快，则可以允许接通SR开关。
可以理解的是，本发明的上述实施例通过将第二阈值设置为等于SR开启阈值，这样可以直接利用第二比较器对第二电压和SR开启阈值进行比较，无需额外的电路来比较VD端电压与SR开启阈值，简化了电路设计，且在比较第二电压和第二阈值时相当于同时比较了第二电压和SR开启阈值，简化了流程。
综上，本发明实施例通过判断VD端下降斜率的大小，防止将谐振误认为是二次侧退磁方式，从而防止在谐振时误接通SR开关，防止电源系统工作紊乱，实现SR开关的准确可靠导通，提高系统可靠性。
此外，本发明实施例还提供了一种用于开关电源系统的同步整流控制电路，下面结合图16，对本发明另一实施例提供的SR控制电路进行详细的阐述。图16是图5所示的SR控制电路的另一具体实现方式的电路示意图。
作为一个示例，参考图16，图16所示的SR控制电路类似于图6所示的SR控制电路，具体地，图16所示的SR控制电路可以包括：第一比较器210，第一比较器210用于比较与VD端电压相关的第一电压和第一阈值；计时模块230，计时模块230用于响应于第一电压小于第一阈值而开始计时预定时段；第二比较器220，第二比较器220用于比较与VD端电压相关的第二电压和第二阈值；第三比较器260，第三比较器260用于比较VD端电压和SR开启阈值，其中第二阈值不等于SR开启阈值；触发器240，触发器240的数据输入端可以连接至计时模块230的输出端，触发器240的时钟输入端连接至第二比较器220的输出端，并且输出使能信号(Enb)；SR使能信号产生器140，SR使能信号产生器140的一输入端可以连接至触发器240的输出端，并且SR使能信号产生器140的另一输入端可以连接至第三比较器260的输出端，并且输出SR信号，以基于该SR信号来控制SR开关M2的导通与断开。
本发明实施例提供的这种SR控制电路与前述实施例中的各个SR控制电路相比较，通过增加第三比较器以对VD端电压和SR开启阈值进行比较，在这种情况下，无需将第二阈值设置为等于SR开启阈值，使得电路设计更为灵活，同时提高了系统可靠性。
在一些实施例中，该SR控制电路还可以包括开关(例如，高压开关270，参见图16)，则VD端可以经由该开关连接至第三比较器260的正相输入端，并且第三比较器260的负相输入端可以用于接收SR开启阈值。
在图16所示的实施例中，可以将第一电压和第二电压设置为VD端电压。当第一电压和第二电压均为VD端电压时对应的电路图类似于图7，一不同之处在于：除了包括图7所示的各个组件之外，还可以包括第三比较器和SR使能信号产生器，该第三比较器用于比较VD端电压和SR开启阈值，并将比较结果输出至SR使能信号产生器，使得SR使能信号产生器基于来自触发器的使能信号(Enb)和第三比较器260的输出信号而输出SR信号，以基于该SR信号来控制SR开关M2的导通与断开。此外，另一不同之处在于：第二比较器的负相输入端可以用于接收第二阈值(而不是SR开启阈值)。
在图16所示的实施例中，可以将第一阈值设置为与系统的输出电压相关的值。当第一阈值为与系统的输出电压相关的值时对应的电路图类似于图8，一不同之处在于：除了包括图8所示的各个组件之外，还可以包括第三比较器和SR使能信号产生器，该第三比较器用于比较VD端电压和SR开启阈值，并将比较结果输出至SR使能信号产生器，使得SR使能信号产生器基于来自触发器的使能信号(Enb)和第三比较器的输出信号而输出SR信号，以基于该SR信号来控制SR开关M2的导通与断开。此外，另一不同之处在于：第二比较器的负相输入端可以用于接收第二阈值(而不是SR开启阈值)。
在图16所示的实施例中，可以将第一电压和第二电压设置为VD端电压，并且可以将第一阈值设置为VD端峰值电压。在这种情况下，相应的电路图类似于图10或图12或图14，一不同之处在于：除了包括图10或图12或图14所示的各个组件之外，还可以包括第三比较器和SR使能信号产生器，该第三比较器用于比较VD端电压和SR开启阈值，并将比较结果输出至SR使能信号产生器，使得SR使能信号产生器基于来自触发器的使能信号(Enb)和第三比较器的输出信号而输出SR信号，以基于该SR信号来控制SR开关M2的导通与断开。此外，另一不同之处在于：第二比较器的负相输入端可以用于接收第二阈值(而不是SR开启阈值)。为了简化描述，与图10或图12或图14的类似之处在此不再赘述。
在图16所示的实施例中，可以将第一电压设置为VD端电压经分压得到的一电压，将第二电压设置为VD端电压经分压得到的另一电压，并且将第一阈值设置为VD端电压经分压得到的一电压的峰值电压。在这种情况下，相应的电路图类似于图11或图13或图15，一不同之处在于：除了包括图11或图13或图15所示的各个组件之外，还可以包括第三比较器和SR使能信号产生器，该第三比较器用于比较VD端电压和SR开启阈值，并将比较结果输出至SR使能信号产生器，使得SR使能信号产生器基于来自触发器的使能信号(Enb)和第三比较器的输出信号而输出SR信号，以基于该SR信号来控制SR开关M2的导通和断开。此外，另一不同之处在于：第二比较器的负相输入端用于接收第二阈值(而不是SR开启阈值)。为了简化描述，与图11或图13或图15的类似之处在此不再赘述。
综上可见，在图6至图8以及图10至图15所示的实施例中，通过将第二阈值设置为SR开启阈值，故可以通过第二比较器220来比较第二电压和第二阈值，并且该第二比较器220还可以用于比较第二电压和SR开启阈值，此时无需额外的电路来比较与VD端电压相关的电压和SR开启阈值，可以简化电路设计。
然而，在图16所示的实施例中，通过增加第三比较器260来比较VD端电压和SR开启阈值，可以提高电路设计灵活性，提高斜率检测精度等。
此外，本发明一实施例还提供了一种用于开关电源系统的SR控制方法，参考图17，图17示出了本发明实施例提供的SR控制方法，该方法可以包括以下步骤：S1701，比较与VD端电压相关的第一电压和第一阈值；S1702，响应于第一电压小于第一阈值而开始计时预定时段；以及S1703，判断与VD端电压相关的第二电压是否在预定时段内下降至第二阈值，其中，第二阈值等于SR开启阈值；S1704，若第二电压在预定时段内下降至第二阈值，则基于使能信号接通SR开关；或者S1705，若第二电压未在预定时段内下降至第二阈值，则不接通SR开关。
并且，结合图16，本发明另一实施例还提供了一种用于开关电源系统的SR控制方法，该方法可以包括以下步骤：比较与VD端电压相关的第一电压和第一阈值；响应于第一电压小于第一阈值而开始计时预定时段；判断与VD端电压相关的第二电压是否在预定时段内下降至第二阈值；以及比较VD端电压与SR开启阈值，其中，第二阈值不等于SR开启阈值；其中，当该第二电压在预设时段内下降至第二阈值，且VD端电压小于SR开启阈值时，则基于同步整流信号(SR信号，参见图16)来控制SR开关的导通与断开。
在一些实施例中，第一电压可以为VD端电压，并且第二电压可以为VD端电压。
在一些实施例中，第一电压可以为VD端电压经分压得到的一电压，并且第二电压可以为VD端电压经分压得到的另一电压。
在一些实施例中，第一阈值可以被设置为一固定值，或者第一阈值可以被设置为与开关电源系统的输出电压相关的值，或者第一阈值可以被设置为与第一电压的峰值电压相关的值。
在一些实施例中，参考图10和图11，当第一阈值被设置为与第一电压的峰值电压相关的值时，该方法包括：当VD端电压上升时，可以利用二极管对电容进行充电；当VD端电压达到峰值时，电容两端的电压达到最大值；以及当VD端电压下降时，电容两端的电压保持处于最大值，其中，第一阈值被设置为该最大值。
在一些实施例中，参考图12和图13，当第一阈值被设置为与第一电压的峰值电压相关的值时，该方法包括：当VD端电压上升时，可以利用缓冲器和二极管对电容进行充电；当VD端电压达到峰值时，电容两端的电压达到最大值；以及当VD端电压下降时，电容两端的电压保持处于最大值，其中，第一阈值被设置为该最大值，并且电容两端的电压与二极管两端的压降无关。
在一些实施例中，参考图14和图15，当第一阈值被设置为与第一电压的峰值电压相关的值时，该方法包括：当VD端电压上升时，可以利用缓冲器、二极管和MOS晶体管对电容进行充电；当VD端电压达到峰值时，电容两端的电压达到最大值；以及当VD端电压下降时，电容两端的电压保持处于最大值，其中，第一阈值被设置为最大值。
通过本发明上述实施例提供的SR控制方法，可以通过检测斜率下降速率快慢，防止将谐振误认为是二次侧退磁方式，从而防止在谐振时误接通SR开关，防止电源系统工作紊乱，实现SR开关的准确可靠导通，提高系统可靠性。
应当理解的是，本说明书的各个部分均采用递进的方式进行描述，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点介绍的都是与其他实施例不同之处。尤其，对于图16所示的SR控制电路和方法实施例而言，由于其基本相似于前述实施例，所以描述的比较简单，相关之处参见前述详细描述的实施例部分的说明即可。
需要明确的是，本发明并不局限于上文所描述并在图中示出的特定配置和处理。为了简明起见，这里省略了对已知方法的详细描述。在上述实施例中，描述和示出了若干具体的步骤作为示例。但是，本发明的方法过程并不限于所描述和示出的具体步骤，本领域的技术人员可以在领会本发明的精神后，作出各种改变、修改和添加，或者改变步骤之间的顺序。
以上所述的结构框图中所示的功能块可以实现为硬件、软件、固件或者它们的组合。当以硬件方式实现时，其可以例如是电子电路、专用集成电路(ASIC)、适当的固件、插件、功能卡等等。当以软件方式实现时，本发明的元素是被用于执行所需任务的程序或者代码段。程序或者代码段可以存储在机器可读介质中，或者通过载波中携带的数据信号在传输介质或者通信链路上传送。“机器可读介质”可以包括能够存储或传输信息的任何介质。机器可读介质的例子包括电子电路、半导体存储器设备、ROM、闪存、可擦除ROM(EROM)、软盘、CD-ROM、光盘、硬盘、光纤介质、射频(RF)链路，等等。代码段可以经由诸如因特网、内联网等的计算机网络被下载。
还需要说明的是，本发明中提及的示例性实施例，基于一系列的步骤或者装置描述一些方法或系统。但是，本发明不局限于上述步骤的顺序，也就是说，可以按照实施例中提及的顺序执行步骤，也可以不同于实施例中的顺序，或者若干步骤同时执行。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为了描述的方便和简洁，上述描述的系统、模块和单元的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。应理解，本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到各种等效的修改或替换，这些修改或替换都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (18)

1.一种用于开关电源系统的同步整流控制电路，包括：
第一比较器，所述第一比较器用于比较与信号输入端电压相关的第一电压和第一阈值；
计时模块，所述计时模块用于响应于所述第一电压小于所述第一阈值而开始计时预定时段；
第二比较器，所述第二比较器用于比较与所述信号输入端电压相关的第二电压和第二阈值；以及
触发器，所述触发器的数据输入端连接至所述计时模块的输出端，所述触发器的时钟输入端连接至所述第二比较器的输出端，并且输出使能信号，以基于所述使能信号来控制同步整流开关的导通与断开；
其中，所述第二阈值等于同步整流开启阈值。
2.根据权利要求1所述的同步整流控制电路，其特征在于，
所述第一电压为所述信号输入端电压；并且
所述第二电压为所述信号输入端电压。
3.根据权利要求1所述的同步整流控制电路，其特征在于，
所述第一电压为所述信号输入端电压经分压得到的一电压；并且
所述第二电压为所述信号输入端电压经分压得到的另一电压。
4.根据权利要求1所述的同步整流控制电路，其特征在于，
所述第一阈值被设置为一固定值，或者
所述第一阈值被设置为与所述开关电源系统的输出电压相关的值，或者
所述第一阈值被设置为与所述第一电压的峰值电压相关的值。
5.根据权利要求1所述的同步整流控制电路，其特征在于，所述同步整流控制电路还包括连接在所述开关电源系统的输出端和所述第一比较器的一输入端之间的输出电压获取模块，所述输出电压获取模块用于提供与所述开关电源系统的输出电压相关的值作为所述第一阈值。
6.根据权利要求1所述的同步整流控制电路，其特征在于，所述同步整流控制电路还包括峰值检测模块，所述峰值检测模块用于接收所述第一电压，所述峰值检测模块的输出端连接至所述第一比较器的一输入端，并且所述峰值检测模块用于提供与所述第一电压的峰值电压相关的值作为所述第一阈值。
7.根据权利要求6所述的同步整流控制电路，其特征在于，所述峰值检测模块包括二极管和电容；其中，
所述二极管的正极用于接收所述第一电压，所述二极管的负极连接至所述第一比较器的一输入端，并且所述二极管的负极还经由所述电容接地。
8.根据权利要求7所述的同步整流控制电路，其特征在于，所述峰值检测模块还包括缓冲器；其中，
所述缓冲器的正相输入端用于接收所述第一电压，所述缓冲器的输出端连接至所述二极管的正极，所述缓冲器的负相输入端和所述二极管的负极连接至所述第一比较器的一输入端，并且所述二极管的负极还经由所述电容接地。
9.根据权利要求8所述的同步整流控制电路，其特征在于，所述峰值检测模块还包括MOS管；其中，
所述MOS管的栅极连接至所述缓冲器的正相输入端，所述MOS管的源极连接至所述第一比较器的一输入端，所述MOS管的漏极用于接收芯片供电电压。
10.一种用于开关电源系统的同步整流控制电路，包括：
第一比较器，所述第一比较器用于比较与信号输入端电压相关的第一电压和第一阈值；
计时模块，所述计时模块用于响应于所述第一电压小于所述第一阈值而开始计时预定时段；
第二比较器，所述第二比较器用于比较与所述信号输入端电压相关的第二电压和第二阈值；
第三比较器，所述第三比较器用于比较所述信号输入端电压和同步整流开启阈值；
触发器，所述触发器的数据输入端连接至所述计时模块的输出端，所述触发器的时钟输入端连接至所述第二比较器的输出端，并且输出使能信号；以及
同步整流使能信号产生器，所述同步整流使能信号产生器的一输入端连接至所述触发器的输出端，并且所述同步整流使能信号产生器的另一输入端连接至所述第三比较器的输出端，并且输出同步整流信号，以基于所述同步整流信号来控制同步整流开关的导通与断开；
其中，所述第二阈值不等于所述同步整流开启阈值。
11.一种用于开关电源系统的同步整流控制方法，包括：
比较与信号输入端电压相关的第一电压和第一阈值；
响应于所述第一电压小于所述第一阈值而开始计时预定时段；以及
判断与所述信号输入端电压相关的第二电压是否在所述预定时段内下降至第二阈值；其中，
若所述第二电压在所述预定时段内下降至所述第二阈值，则基于使能信号接通同步整流开关；或者
若所述第二电压未在所述预定时段内下降至所述第二阈值，则不接通所述同步整流开关；并且
其中，所述第二阈值等于同步整流开启阈值。
12.根据权利要求11所述的同步整流控制方法，其特征在于，
所述第一电压为所述信号输入端电压；并且
所述第二电压为所述信号输入端电压。
13.根据权利要求11所述的同步整流控制方法，其特征在于，
所述第一电压为所述信号输入端电压经分压得到的一电压；并且
所述第二电压为所述信号输入端电压经分压得到的另一电压。
14.根据权利要求11所述的同步整流控制方法，其特征在于，
所述第一阈值被设置为一固定值，或者
所述第一阈值被设置为与所述开关电源系统的输出电压相关的值，或者
所述第一阈值被设置为与所述第一电压的峰值电压相关的值。
15.根据权利要求14所述的同步整流控制方法，其特征在于，所述第一阈值被设置为与所述第一电压的峰值电压相关的值，包括：
当所述信号输入端电压上升时，利用二极管对电容进行充电；
当所述信号输入端电压达到峰值时，所述电容两端的电压达到最大值；以及
当所述信号输入端电压下降时，所述电容两端的电压保持处于所述最大值，其中，
所述第一阈值被设置为所述最大值。
16.根据权利要求14所述的同步整流控制方法，其特征在于，所述第一阈值被设置为与所述第一电压的峰值电压相关的值，包括：
当所述信号输入端电压上升时，利用缓冲器和二极管对电容进行充电；
当所述信号输入端电压达到峰值时，所述电容两端的电压达到最大值；以及
当所述信号输入端电压下降时，所述电容两端的电压保持处于所述最大值，其中，
所述第一阈值被设置为所述最大值，并且所述电容两端的电压与所述二极管两端的压降无关。
17.根据权利要求14所述的同步整流控制方法，其特征在于，所述第一阈值被设置为与所述第一电压的峰值电压相关的值，包括：
当所述信号输入端电压上升时，利用缓冲器、二极管和MOS晶体管对电容进行充电；
当所述信号输入端电压达到峰值时，所述电容两端的电压达到最大值；以及
当所述信号输入端电压下降时，所述电容两端的电压保持处于所述最大值，其中，
所述第一阈值被设置为所述最大值。
18.一种开关电源系统，其特征在于，包括如权利要求1-9中任一项所述的同步整流控制电路。
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