JP5896795B2 - 等化装置、受信装置及び等化方法 - Google Patents

Description

本発明は、受信信号が伝送路から受けた歪みを補償する等化技術に関し、特に、受信信号が伝送路から受けた歪みを既知信号系列を用いて補償する等化技術に関する。

無線通信システムや地上デジタル放送システムにおいて、受信機は、送信機から直接到来する到来波（直接波）を受信するだけでなく、送信機から送信された後に建物などの障害物で反射、回折あるいは散乱を受けた到来波（非直接波）をも受信することがある。遅延プロファイルは、このような複数の到来波の遅延時間、振幅及び位相に関する情報を示すものである。特開２０１１−１９９３９１号（特許文献１）には、遅延プロファイルの推定結果を用いて伝送路応答を推定する伝送路応答推定器が開示されている。

特許文献１に開示されている伝送路応答推定器は、受信信号に含まれる疑似ランダム系列（ＰＮ系列：Ｐｓｅｕｄｏ−ｒａｎｄｏｍ Ｎｏｉｓｅ ｓｅｒｉｅｓ）と自己発生させた既知の疑似ランダム系列との時間相関を算出して相関波形を生成する相関部と、この相関波形を時間（シンボル）方向に平滑化する平滑化部と、この平滑化部の出力のうちのピーク部分のみを選択して遅延プロファイルを推定する有効パス判定部とを有している。平滑化部は相関波形を時間（シンボル）方向に平滑化するので、遅延プロファイルの推定結果に含まれる雑音成分を抑圧することができる。

特開２０１１−１９９３９１号公報（段落００５１〜００５７、図７及び図１１など）

しかしながら、特許文献１に開示されている技術では、受信機が送信機に対して移動する受信環境下では、遅延プロファイルの推定精度が低下するという問題がある。

上記に鑑みて本発明の目的は、受信機が移動する環境下でも、遅延プロファイルの推定精度の低下を抑制することができる等化装置、受信装置及び等化方法を提供することである。

本発明の第１の態様による等価装置は、既知信号系列と情報信号を含む有効シンボルとを有する伝送シンボルが連続的に送信装置から送信されたときに、受信装置で受信された前記伝送シンボルの受信信号の歪みを補正する等化装置であって、既知信号系列を供給する既知信号系列生成部と、前記伝送シンボル毎に前記既知信号系列と前記受信信号との間の相互相関を計算して相互相関値の系列を得る相関演算部と、前記相互相関値の系列から、当該受信装置で受信された複数の到来波にそれぞれ対応する複数の相関ピーク値の位置を前記伝送シンボル毎に検出する到来波検出部と、前記相互相関値のそれぞれの位置に基づいて、前記相互相関値の系列に対して、前記複数の相関ピーク値のうちの少なくとも１つに対応する区間を含む、複数の区間を設定する区間設定部と、前記複数の相関ピーク値の時間変動を検出する変動量検出部と、前記相互相関値の系列に対してシンボル方向の平滑化フィルタリングを前記複数の区間の区間毎に実行して推定遅延プロファイルを生成するフィルタ部と、前記変動量検出部により検出された当該時間変動に応じて前記フィルタ部の平滑化フィルタリング特性を前記複数の区間の区間毎に変化させるフィルタ制御部と、前記推定遅延プロファイルに基づいて前記受信信号の歪みを補正する等化処理を実行する等化処理部とを備え、前記フィルタ制御部は、前記時間変動が大きい程、前記フィルタ部の通過帯域が広くなるように前記平滑化フィルタリング特性を変化させることを特徴とする。

本発明の第２の態様による受信装置は、既知信号系列と情報信号を含む有効シンボルとを有する伝送シンボルが連続的に送信装置から送信されたとき、前記伝送シンボルの信号を受信する信号受信部と、前記信号受信部で受信された当該受信信号の歪みを補正する第１の態様による等化装置とを備えることを特徴とする。

本発明の第３の態様による等価方法は、既知信号系列と情報信号を含む有効シンボルとを有する伝送シンボルが連続的に送信装置から送信されたときに、受信装置で受信された前記伝送シンボルの受信信号の歪みを補正する等化方法であって、前記伝送シンボル毎に前記既知信号系列と前記受信信号との間の相互相関を計算して相互相関値の系列を得るステップと、前記相互相関値の系列から、当該受信装置で受信された複数の到来波にそれぞれ対応する複数の相関ピーク値の位置を前記伝送シンボル毎に検出するステップと、前記相互相関値のそれぞれの位置に基づいて、前記相互相関値の系列に対して、前記複数の相関ピーク値のうちの少なくとも１つに対応する区間を含む、複数の区間を設定するステップと、前記複数の相関ピーク値の時間変動を検出するステップと、前記相互相関値の系列に対してシンボル方向の平滑化フィルタリングを前記複数の区間の区間毎に実行して推定遅延プロファイルを生成するステップと、当該検出された時間変動に応じて前記平滑化フィルタリングの特性を前記複数の区間の区間毎に変化させるステップと、前記推定遅延プロファイルに基づいて前記受信信号の歪みを補正するステップとを備え、前記平滑化フィルタリングの特性を変化させる前記ステップは、前記時間変動が大きい程、前記平滑化フィルタリングにおける通過帯域が広くなるように前記平滑化フィルタリングの特性を変化させることを特徴とする。

本発明によれば、フィルタ制御部は、変動量検出部により検出された相関ピーク値の時間変動に応じてフィルタ特性を変化させるので、伝送路特性が時間とともに変化する環境下でも、遅延プロファイルの推定精度の低下を抑制することができる。このため、受信機が移動する環境下でも、遅延プロファイルの推定精度の低下を抑制することが可能である。

本発明に係る実施の形態１の受信装置の構成例を概略的に示す機能ブロック図である。 （Ａ），（Ｂ）は、複数の到来波（直接波と遅延波）の例を概略的に示す図である。 実施の形態１の伝送路推定部の構成を概略的に示す機能ブロック図である。 ２波モデル伝送路に対する相関系列の一例を示すグラフである。 実施の形態１の変動量検出部の構成を概略的に示す機能ブロック図である。 （Ａ），（Ｂ）は、相関系列（遅延プロファイル）を概略的に例示する図である。 （Ａ）は、シンボル方向における相関ピーク値の系列の例を概略的に示す図であり、（Ｂ）は、（Ａ）の相関ピーク値の系列に対応する周波数スペクトルを概略的に示す図である。 （Ａ）は、シンボル方向における相関ピーク値の系列の他の例を概略的に示す図であり、（Ｂ）は、（Ａ）の相関ピーク値の系列に対応する周波数スペクトルを概略的に示す図である。 （Ａ），（Ｂ）は、実施の形態１の区間設定部により設定された区間の例を示す図である。 実施の形態１の平滑化部の構成例を概略的に示す図である。 実施の形態１のフィルタ部の構成例を概略的に示す図である。 実施の形態１のフィルタ制御部の構成例を概略的に示す機能ブロック図である。 ２波モデル伝送路に対する閾値処理部の出力の一例を概略的に示すグラフである。 （Ａ）は、マルチキャリア変調方式に対応する等化処理部の構成を概略的に示す図であり、（Ｂ）は、シングルキャリア変調方式に対応する等化処理部の構成を概略的に示す図である。 本発明に係る実施の形態２の伝送路推定部の構成を概略的に示す機能ブロック図である。 実施の形態２の変動量検出部の構成を概略的に示す機能ブロック図である。 実施の形態２の平滑化部の構成例を概略的に示す機能ブロック図である。 本発明に係る実施の形態３の平滑化部の構成を概略的に示す機能ブロック図である。

以下、本発明に係る種々の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。

実施の形態１．
図１は、本発明に係る実施の形態１の受信装置１の構成例を概略的に示す機能ブロック図である。図１に示されるように、この受信装置１は、受信アンテナ素子Ｒｘ、フロントエンド部１０、ＰＮ除去部１１、等化部１２、デインターリーバ１５、デマッピング部１６及び誤り訂正部１７を備えている。

フロントエンド部１０は、受信アンテナ素子Ｒｘを介して無線信号を受信する。フロントエンド部１０は、その無線信号に対して同調処理などのアナログ信号処理を施して搬送波帯域信号を生成し、さらにこの搬送波帯域信号にＡ／Ｄ変換及び直交復調を施してベースバンド受信信号（複素デジタル信号）Ｒｓを生成し出力する。

図２（Ａ），（Ｂ）は、受信装置１で受信される複数の到来波（直接波と遅延波）の例を概略的に示す図である。図２に示されるように到来波は、既知信号系列であるＰＮ系列と情報信号を含む有効シンボルとで構成される伝送シンボルを１単位として送信されたものである。ここで、ＰＮ（Ｐｓｅｕｄｏ−ｒａｎｄｏｍ Ｎｏｉｓｅ）系列は、疑似ランダム系列とも呼ばれており、連続した数百個のシンボル（時間領域信号）で構成されている。一方、有効シンボルは、単一搬送波を用いて情報を伝送するシングルキャリア変調方式で生成された信号群、あるいは、複数の搬送波（副搬送波）を用いて情報を伝送するマルチキャリア変調方式（特に、直交周波数分割多重化方式）で生成された信号群からなる。このような伝送シンボルのフォーマットは、たとえば、中国の地上デジタル放送規格であるＤＴＭＢ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ Ｍｕｌｔｉｍｅｄｉａ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ）規格で採用されている。

ＰＮ除去部１１は、ベースバンド受信信号Ｒｓの系列からＰＮ系列を除去し、ベースバンド受信信号Ｒｓのうち有効シンボルのみの時間領域信号Ｒｅ（以下、有効シンボル信号Ｒｅと呼ぶ。）を等化部１２に出力する。

等化部１２は、ベースバンド受信信号Ｒｓの系列から伝送路特性（チャネルインパルス応答）を推定する伝送路推定部１４と、伝送路推定部１４から供給された伝送路特性の推定値Ｈｅを用いて有効シンボル信号Ｒｅに対して周波数軸等化（周波数領域での等化）を実行する等化処理部１３とを有する。

図２（Ａ），（Ｂ）に示されるように、受信装置１は、送信装置（図示せず）から直接到来した直接波と、建物などの障害物で反射、回折あるいは散乱を受けたために直接波に対して遅延して到来した遅延波とを受信する場合がある。この場合、直接波の伝送シンボルと遅延波の伝送シンボルとが重畳された信号を受信装置１は受信する。図２（Ｂ）には、遅延波が１つだけ示されているが、これに限定されない。２個以上の遅延波と直接波とが重畳された信号を受信装置１が受信する場合もある。等化部１２は、遅延波の影響によるベースバンド受信信号Ｒｓの歪み（位相回転量や振幅変化）を適正に補正する機能を有している。

図１を参照すると、デインターリーバ１５は、等化処理部１３から出力された等化信号Ｅｓにデインターリブ処理を施す。デマッピング部１６は、デインターリーバ１５の出力にデマッピング処理を施す。具体的には、デマッピング部１６は、送信装置で使用されたキャリア変調方式に従って、デインターリーバ１５の出力（データシンボル）をビット列に変換する。キャリア変調方式としては、たとえば、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）や２^Ｍ値ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ；Ｍは正整数）といったデジタル変調方式が挙げられるが、これらに限定されるものではない。誤り訂正部１７は、デマッピング部１６の出力系列に対して、たとえば、公知のリードソロモン（Ｒｅｅｄ−Ｓｏｌｏｍｏｎ）復号や畳み込み復号を施してデータ信号系列を生成し出力する。

図３は、実施の形態１の伝送路推定部１４の構成を概略的に示す機能ブロック図である。図３に示されるように、伝送路推定部１４は、相関演算部２１、ＰＮ系列生成部２２、平滑化部２６及び閾値処理部２８を有する。伝送路推定部１４は、さらに、到来波検出部２３、変動量検出部２４、区間設定部２５及び閾値設定部２７を有することを特徴とする。

ＰＮ系列生成部２２は、ベースバンド受信信号Ｒｓの系列として受信ＰＮ系列が入力されるとき、この受信ＰＮ系列に対応するＰＮ系列を自己生成して相関演算部２１に供給する。相関演算部２１は、伝送シンボル毎にベースバンド受信信号ＲｓとＰＮ系列との相互相関を計算して相互相関値の系列（以下「相関系列」とも呼ぶ。）を得る。相互相関は、２つの信号波形のうち一方の信号波形を他方の信号波形に対して時間τだけ遅延させたときのずらし時間（遅延時間）τに関する関数として表現することができる。

今、受信装置１への到来波が１つしか存在しないＡＷＧＮ（Ａｄｄｉｔｉｖｅ ｗｈｉｔｅ Ｇａｕｓｓｉａｎ ｎｏｉｓｅ：白色ガウス雑音）伝送路の場合を想定する。遅延時間τに相当するサンプル番号を整数ｋとし、伝送シンボル番号を整数ｊとし、サンプル数を整数Ｌで表すとき、ベースバンド受信信号ＲｓとＰＮ系列との相関系列Ｒ_ｊ（ｋ）は、次式（１）で表現され得る。

ここで、ｐｎ（ｉ−ｋ）は、送信ＰＮ系列を示し、ｆ_ｊ（ｉ−ｋ）は、ｊ番目伝送シンボルにおける有効シンボル中の有効データ信号を表し、ｎ_ｊ（ｉ−ｋ）は、ｊ番目伝送シンボルが受けたガウス雑音を表し、ｐｎ（ｉ）は、自己生成されたＰＮ系列を表している。

上式（１）を整理すると、次式（２）を得ることができる。

ここで、式（２）の右辺第１項のδ（ｋ）は、次式（３）で定義される。

上式（２）の右辺第１項のδ（ｋ）は、到来波が受信装置１に到来した時刻に対応するｋ＝０のときに非常に鋭い相関ピーク値を有し、ｋ＝０以外のときはほとんど零に近い値を有する関数である。

到来波が複数存在する場合には、受信装置１は、これら複数の到来波が互いに重畳された信号を受信するので、複数の到来波に対応する複数の時刻では複数の鋭いピークが相関系列に現れ、その他の時刻に対応する範囲では、上式（２）の右辺第２項に示したような雑音成分が相関系列に現れることとなる。図４は、２波モデル伝送路に対する相関系列Ｒ（ｋ）の一例をグラフで示す図である。この２波モデル伝送路では、ＤＵ比（Ｄｅｓｉｒｅｄ ｔｏ Ｕｎｄｅｓｉｒｅｄ ｓｉｇｎａｌ ｒａｔｉｏ）は６ｄＢ、遅延時間τに関するサンプル数は１００サンプルとされた。図４において、ｋ＝０とｋ＝１００でそれぞれ主波と遅延波の受信レベルを示すピークが存在し、その他の範囲では、上式（１）の第２項の雑音成分が存在する。

送信装置は、図２（Ａ）に示したフォーマットを有する伝送シンボルを送信単位とした信号を送信するので、受信装置１の相関演算部２１は、伝送シンボル間隔毎に相関系列Ｒ_１（ｋ），Ｒ_２（ｋ），Ｒ_３（ｋ），…を算出することとなる。これら相関系列Ｒ_１（ｋ），Ｒ_２（ｋ），Ｒ_３（ｋ），…は、平滑化部２６と到来波検出部２３とに与えられる。

到来波検出部２３は、相関演算部２１から出力される信号のサンプル毎の瞬時電力または振幅（相互相関値）に基づいて、各到来波に対応する相関ピーク値の位置を伝送シンボル毎に検出する機能を有する。具体的には、到来波検出部２３は、相関系列から瞬時電力の分布を算出し、各瞬時電力を予め決められた閾値と比較し、この比較結果から閾値以上となった瞬時電力の位置と、この位置における瞬時電力を示す信号ＷＤを出力する。なお、本実施の形態では、瞬時電力の値を示す信号ＷＤが出力されるが、これに代えて振幅（相関ピーク値）を示す信号が出力されてもよい。

変動量検出部２４は、到来波検出部２３から出力された信号ＷＤに基づいて、各到来波の相関ピーク値（またはその瞬時電力）の時間変動を検出する機能を有する。変動量検出部２４は、その検出結果を示す信号ＦＤを平滑化部２６と閾値設定部２７とに与える。

図５は、実施の形態１の変動量検出部２４の構成を概略的に示す機能ブロック図である。図５に示されるように、この変動量検出部２４は、Ｎ個の到来波にそれぞれ対応するＮ個の瞬時電力Ｗ_１，…，Ｗ_２を複数の伝送シンボル分保持するＮ個（Ｎは２以上の整数）の瞬時電力保持部（信号保持部）２４１_１，…，２４１_Ｎを含む。たとえば、図２（Ａ），（Ｂ）に示したように到来波が２つ存在する場合には、直接波の瞬時電力（または振幅）の系列が瞬時電力保持部２４１_１に保持され、遅延波の瞬時電力の系列は瞬時電力保持部２４１_２に保持されればよい。ここで、瞬時電力保持部２４１_１〜２４１_Ｎの個数Ｎは、想定される到来波の数だけ必要となる。

変動量検出部２４は、さらに、瞬時電力保持部２４１_１，…，２４１_Ｎからそれぞれ供給された瞬時電力に対して時間軸方向（シンボル方向）のフーリエ変換を実行してＮ個の周波数スペクトルを生成する時間軸方向フーリエ変換部２４２_１，…，２４２_Ｎと、これらＮ個の周波数スペクトルのエッジの周波数値（すなわち、最大ドップラー周波数）Ｆｄ_１，…，Ｆｄ_Ｎを検出するエッジ検出部２４３_１，…，２４３_Ｎとを含む。なお、時間軸方向フーリエ変換部２４２_１，…，２４２_Ｎに代えて、フーリエ変換以外の直交変換を行う処理部を使用してもよい。

図６（Ａ），（Ｂ）は、受信装置１が２波の到来波を受信する環境での相関系列（遅延プロファイル）を概略的に例示する図である。図６（Ａ），（Ｂ）では、時刻Ｔ_１，Ｔ_２，Ｔ_３にそれぞれ生成された相関系列が示されており、時刻Ｔ_１の相関系列は、直接波と遅延波とにそれぞれ対応する相関ピーク値Ｐ_１（１），Ｐ_２（１）を有し、時刻Ｔ_２の相関系列は、２つの相関ピーク値Ｐ_１（２），Ｐ_２（２）を有し、時刻Ｔ_３の相関系列は、２つの相関ピーク値Ｐ_１（３），Ｐ_２（３）を有する。図６（Ａ）は、送信装置に対して受信装置１が静止している場合、図６（Ｂ）は、受信装置１に対して受信装置１が移動している場合の相関系列をそれぞれ示す図である。受信装置１が静止している場合は、図６（Ａ）に示されるように、いずれの時刻の相関系列の遅延プロファイル特性も同じである。これに対し、移動受信時には、図６（Ｂ）に示されるように、相関系列の遅延プロファイル特性は時々刻々と変化し、直接波及び遅延波のそれぞれの相関ピーク値及び位相は時間とともに変化する。

図７（Ａ）は、ｊ番目の到来波の相関ピーク値の時間軸方向（シンボル方向）の系列を概略的に例示する図であり、図７（Ｂ）は、図７（Ａ）の相関ピーク値Ｐ_ｊ（１），Ｐ_ｊ（２），…の瞬時電力値をフーリエ変換して得られる周波数スペクトルを概略的に示す図である。図７（Ｂ）の周波数スペクトルは、−Ｆｄ_ｊ〜＋Ｆｄ_ｊの周波数範囲に分布している。この周波数スペクトルのエッジの周波数値（絶対値）Ｆｄ_ｊは、最大ドップラー周波数と呼ばれている。

一方、図８（Ａ）は、図７（Ａ），（Ｂ）の場合とは異なる受信環境時での、ｊ番目の到来波の相関ピーク値の時間軸方向（シンボル方向）の系列を概略的に例示する図であり、図８（Ｂ）は、図８（Ａ）の相関ピーク値Ｐ_ｊ（１），Ｐ_ｊ（２），…の瞬時電力値をフーリエ変換して得られる周波数スペクトルを概略的に示す図である。図７（Ａ）及び図８（Ａ）に示されるように、図８（Ａ）の場合の到来波が伝送路から受ける歪みは、図７（Ａ）の場合の到来波が伝送路から受ける歪みよりも大きい。このため、図８（Ｂ）の周波数スペクトルは、図７（Ｂ）の周波数スペクトルよりも周波数方向に広い範囲（−Ｆｄ_ｊ〜＋Ｆｄ_ｊ）に分布し、図７（Ｂ）の周波数スペクトルの最大ドップラー周波数よりも大きな最大ドップラー周波数を有している。

たとえば、到来波の到来方向が受信装置１の移動方向と垂直の場合、最大ドップラー周波数はほぼ０Ｈｚとなる。また、到来波の到来方向が受信装置１の移動方向と同じ場合には、その移動速度に対応した最大ドップラー周波数だけ周波数スペクトルが広がる。よって、受信装置１の相対移動速度が大きい程、到来波が伝送路から受ける歪みは大きくなる。このため、相対移動速度が大きい程、最大ドップラー周波数Ｆｄ_ｊが大きくなる傾向がある。

図５のエッジ検出部２４３_１，…，２４３_Ｎは、Ｎ個の到来波にそれぞれ対応する最大ドップラー周波数Ｆｄ_１，…，Ｆｄ_Ｎを検出することができる。これら最大ドップラー周波数Ｆｄ_１，…，Ｆｄ_Ｎを示す信号ＦＤは、平滑化部２６と閾値設定部２７とに与えられる。

なお、本実施の形態では、変動量検出部２４は、瞬時電力Ｗ_１，…，Ｗ_Ｎに基づいて最大ドップラー周波数Ｆｄ_１，…，Ｆｄ_Ｎを検出しているが、これに代えて、相関ピーク値に基づいてドップラー周波数を検出するように構成されてもよい。また、本実施の形態では、変動量検出部２４は、最大Ｎ個の到来波にそれぞれ対応するＮ個の瞬時電力系列を並列に処理する構成を有しているが、これに代えて、Ｎ個の瞬時電力系列を時分割処理して最大ドップラー周波数Ｆｄ_１，…，Ｆｄ_Ｎを検出するように構成されてもよい。時分割処理を採用することで、回路規模を小さくすることが可能となる。

区間設定部２５は、到来波検出部２３の出力に基づいて、相関系列に対して遅延時間方向に複数の区間を設定し、これら区間を示す信号ＳＣを平滑化部２６と閾値設定部２７とに供給する機能を有する。各区間は、到来波検出部２３で検出される複数の相関ピークのうちの少なくとも１つに対応するように定めてもよいし、あるいは、複数の相関ピーク値にそれぞれ対応し且つ互いに重複しないように複数の区間を定めることもできる。図９（Ａ）は、２つの相関ピークにそれぞれ対応する区間Ａ，Ｂを示す図である。また、図９（Ｂ）は、２つの相関ピークにそれぞれ対応する区間Ｂ，Ｄと、これら以外の区間Ａ，Ｃ，Ｅとを示す図である。

次に、平滑化部２６は、区間設定部２５により設定された区間毎に、複数の相関系列Ｒ_１（ｋ），Ｒ_２（ｋ），Ｒ_３（ｋ），…に対してシンボル方向の平滑化フィルタリングを実行して推定遅延プロファイルＦＲ（ｋ）を生成する機能を有する。平滑化部２６は、最大ドップラー周波数Ｆｄ_１，…，Ｆｄ_Ｎを示す信号ＳＤに基づいて、相関系列（相関ピーク値）の時間変動に追従するように自己の平滑化フィルタリング特性を変化させる機能をも有する。

図１０は、この平滑化部２６の構成例を概略的に示す機能ブロック図である。図１０に示されるように、平滑化部２６は、複数の伝送シンボル分の相関系列Ｒ_１（ｋ），Ｒ_２（ｋ），Ｒ_３（ｋ），…を一時的に保持する相関保持部２６０と、この相関保持部２６０から読み出された複数の相関系列に対して区間ごとの平滑化フィルタリングを実行するフィルタ部２６１と、フィルタ制御部２６５とを含む。相関保持部２６０で保持される相関系列のデータ量は、後段のフィルタ部２６１のタップ数に依存する。たとえば、後段のフィルタ部２６１がＴタップ（Ｔは正整数）を有するＦＩＲフィルタの場合、Ｔシンボル分の相関系列を保持すればよい。

フィルタ制御部２６５は、信号ＦＤ，ＳＣに応じて、フィルタ部２６１のフィルタ特性（平滑化フィルタリング特性）を区間変化や相関系列の時間変動に追従させるようにフィルタ部２６１のフィルタ係数群ＦＣを設定する機能を有する。

具体的には、フィルタ制御部２６５は、最大ドップラー周波数が大きい程、フィルタ部２６１の通過帯域が広くなるように可変フィルタ係数群ＦＣを設定することができる。なお、特許文献１に記載されている技術では、平滑化のフィルタ係数を変化させることができないため、最大ドップラー周波数の広がりの大きさが変化したとき、この変化にフィルタ特性を追従させることができない。

フィルタ部２６１としては、たとえば、公知のＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタあるいはＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタなどのデジタルフィルタを使用すればよい。図１１は、フィルタ部２６１の構成例を概略的に示す図である。図１１に示されるように、フィルタ部２６１は、遅延素子２６２_１〜２６２_Ｌ−１と乗算器２６３_０〜２６３_Ｌ−１と総和演算器２６４とを含む。フィルタ部２６１は、可変フィルタ係数ＦＣ（０），ＦＣ（１），…，ＦＣ（Ｌ−１）と入力信号Ｒ_ｊ（ｋ），Ｒ_ｊ−１（ｋ），…，Ｒ_{ｊ−Ｌ＋１}（ｋ）とを積和演算することにより推定遅延プロファイルＦＲ（ｋ）を算出することができる。区間設定部２５により複数の区間が設定された場合には、フィルタ部２６１は、区間毎に可変フィルタ係数群ＦＣを切り替えることで平滑化フィルタリングを区間毎に実行する。

たとえば、フィルタ制御部２６５は、区間設定部２５で決められた区間毎に、周波数スペクトルの広がりの大きさに相当する最大ドップラー周波数の２倍（＝Ｆｄ_ｊ×２）の通過帯域を持たせるように可変フィルタ係数群ＦＣを設定することができる。また、たとえば、図９（Ａ）に示したように区間Ａ，Ｂが設定されている場合には、区間Ａの相関ピーク値の瞬時電力（または相関ピーク値）の最大ドップラー周波数がＦａ［Ｈｚ］の場合、２×Ｆａ［Ｈｚ］の通過帯域のローパスフィルタ特性の可変フィルタ係数群ＦＣを算出し、区間Ｂの相関ピーク値の瞬時電力（または相関ピーク値）の最大ドップラー周波数がＦｂ［Ｈｚ］の場合には、２×Ｆｂ［Ｈｚ］の通過帯域のローパスフィルタ特性の可変フィルタ係数群ＦＣを算出することができる。

フィルタ制御部２６５は、可変フィルタ係数群ＦＣを算出してもよいし、あるいは、予め用意された複数の可変フィルタ係数群の中から信号ＦＤ，ＳＣに対応する可変フィルタ係数群ＦＣを選択してもよい。図１２は、予め用意された複数の可変フィルタ係数群の中から可変フィルタ係数群ＦＣを選択する場合のフィルタ制御部２６５の構成例を概略的に示す機能ブロック図である。図１２のフィルタ制御部２６５は、Ｋ個のフィルタ係数群ＦＣ_１〜ＦＣ_Ｋを供給するＫ個のフィルタ係数記憶部２６６_１，…，２６６_Ｋと、信号ＦＣ，ＳＣに応じて、フィルタ係数群ＦＣ_１〜ＦＣ_Ｋの中から１つのフィルタ係数群ＦＣを選択するフィルタ係数選択部２６７とを有する。

上記のように平滑化部２６は、各到来波に対応する相関系列の時間変動に応じて平滑化フィルタリング特性を変化させるので、受信装置１の移動速度の変化に追随した可変フィルタ係数ＦＣの制御を行うことができる。それ故、推定遅延プロファイルＦＲ（ｋ）の推定精度及び等化処理部１３での等化精度を向上させることができる。また、複数の到来波にそれぞれ対応した複数の相関ピーク値が互いに別の区間に含まれるように相関系列の遅延時間を複数の区間に分割し、区間毎に独立に平滑化フィルタリング特性を設定するので、到来波毎に相関系列の時間変動量が異なる受信環境でも、推定遅延プロファイルＦＲ（ｋ）の推定精度及び等化処理部１３での等化精度を向上させることができる。

なお、区間設定部２５で設定された区間（たとえば、図９（Ｂ）の区間Ｃ）に相関ピーク値が存在しない場合は、フィルタ制御部２６５は、たとえば、最も通過帯域を狭くする可変フィルタ係数ＦＣを選択すればよい。

閾値処理部２８は、平滑化部２６の出力から閾値Ｔｈ１未満の値を切り捨てる閾値処理を実行する機能を有する。具体的には、閾値処理部２８は、平滑化部２６の出力ＦＲ（ｋ）の瞬時電力（または振幅）を閾値Ｔｈ１と比較し、瞬時電力（または振幅）が当該閾値Ｔｈ１より大きい場合は、平滑化部２６の出力をそのまま等化処理部１３に出力し、瞬時電力（または振幅）が当該閾値Ｔｈ１以下の場合は、零値を出力することができる。ここで、閾値Ｔｈ１より大きいサンプル値の前後の任意個数のサンプル値を零値に置き換えず、平滑化部２６の出力をそのまま等化処理部１３に出力してもよい。図１３は、２波モデル伝送路に対する閾値処理部２８の出力の一例を概略的に示すグラフである。

また、閾値処理部２８は、区間設定部２５で設定された区間毎に閾値処理部２８で使用される閾値Ｔｈ１を設定する機能をも有する。また、閾値設定部２７は、その閾値Ｔｈ１を最大ドップラー周波数に応じた値に設定する機能を有する。たとえば、最大ドップラー周波数Ｆｄ_ｊの値が小さいために平滑化部２６で狭い通過帯域の平滑化フィルタが使用される区間では、閾値Ｔｈ１を基準値よりも低い値に設定することができ、一方で、最大ドップラー周波数Ｆｄ_ｊの値が大きいために平滑化部２６で広い通過帯域の平滑化フィルタが使用される区間では、閾値Ｔｈ１を基準値よりも高い値に設定することができる。ここで、基準値としては、平滑化部２６の最大出力値（ピーク値）よりも小さい値が使用される。このように、各区間で用いられる平滑化フィルタの通過帯域に応じて閾値Ｔｈ１を設定することにより、受信レベルの小さな到来波を閾値処理で切り捨てることなく遅延プロファイルを推定することができるため、等化処理部１３での等化精度を向上させることができる。

等化処理部１３は、閾値処理の実行後の当該推定遅延プロファイルを伝送路推定値Ｈｅとして用いて受信信号Ｒｅの歪みを補正することができる。図１４（Ａ）は、受信信号Ｒｅがマルチキャリア変調方式で生成された場合の等化処理部１３の構成を概略的に示す図であり、図１４（Ｂ）は、受信信号Ｒｅがシングルキャリア変調方式で生成された場合の等化処理部１３の構成を概略的に示す図である。

図１４（Ａ）に示されるように、受信信号ＲｅがＯＦＤＭ信号のようなマルチキャリア信号である場合には、等化処理部１３は、受信信号Ｒｅをフーリエ変換して周波数領域の信号を生成する第１フーリエ変換部１３１と、伝送路推定値をフーリエ変換して周波数領域の伝送路推定値を生成する第２フーリエ変換部１３２と、第１フーリエ変換部１３１の出力を第２フーリエ変換部１３２の出力で除算して等化信号Ｅｓを生成する等化演算部１３３とを有する。一方、受信信号ＲｅがＯＦＤＭ信号のようなマルチキャリア信号である場合には、図１４（Ｂ）に示されるように受信信号Ｒｅがシングルキャリア変調方式で生成された場合には、等化処理部１３は、第１フーリエ変換部１３１、第２フーリエ変換部１３２及び等化演算部１３３に加えて、等化演算部１３３の出力を逆フーリエ変換して等化信号Ｅｓを生成する逆フーリエ変換部１３４を有している。

以上に説明したように実施の形態１では、平滑化部２６は、相関系列の時間変動に追従して平滑化フィルタリング特性を変化させことができるので、伝送路特性が時間とともに変化する環境下でも、推定遅延プロファイルＦＲ（ｋ）の推定精度の低下を抑制することができる。しかも、平滑化部２６は、複数の到来波にそれぞれ対応する区間毎に個別に平滑化フィルタリング特性を変化させて区間毎の平滑化を実行することができるため、遅延プロファイルの推定を高い精度で行うことが可能である。したがって、従来技術と比べると、等化処理部１３での等化精度を向上させることができる。

実施の形態２．
次に、本発明に係る実施の形態２について説明する。図１５は、実施の形態２の伝送路推定部１４Ｂの構成を概略的に示す機能ブロック図である。本実施の形態の受信装置の構成は、伝送路推定部１４Ｂを除いて、実施の形態１の受信装置１の構成と同じである。

また、図１５に示されるように、本実施の形態の伝送路推定部１４Ｂの構成は、変動量検出部２４Ｂ、平滑化部２６Ｂ及び閾値設定部２７Ｂを除いて、実施の形態１の伝送路推定部１４（図３）の構成と同じである。

図１６は、実施の形態２の変動量検出部２４Ｂの構成を概略的に示す機能ブロック図である。変動量検出部２４Ｂは、実施の形態１の変動量検出部２４と同様に、Ｎ個の到来波にそれぞれ対応するＮ個の瞬時電力Ｗ_１，…，Ｗ_２を複数の伝送シンボル分保持するＮ個の瞬時電力保持部（信号保持部）２４１_１，…，２４１_Ｎを含む。変動量検出部２４Ｂは、さらに、瞬時電力保持部２４１_１，…，２４１_Ｎに保持されている瞬時電力Ｗ_１，…，Ｗ_Ｎのそれぞれの時間変動量Ｓ_１，…，Ｓ_Ｎを検出する時間変動量算出部２４４_１，…，２４４_Ｎを含んでいる。時間変動量Ｓ_１，…，Ｓ_Ｎを示す信号ＳＤは、平滑化部２６Ｂと閾値設定部２７Ｂとに供給される。

ｊ番目の到来波に対応する時間変動量算出部２４４_ｊは、たとえば、瞬時電力Ｗ_ｊの時間変化量の絶対値の平均値を時間変動量Ｓ_ｊとして算出することができる。ここで、瞬時電力Ｗ_ｊに代えて、相関ピーク値Ｐ_ｊを使用して時間変動量Ｓ_ｊを算出してもよい。

今、ｊ番目の到来波に対応する相関ピーク値をＰ_ｊ（ｑ）（ｑは、現在時刻Ｔ_ｑを表す番号）で表すとき、ｊ番目の到来波に対応する瞬時電力Ｗ_ｊ（ｑ）は、たとえば、相関ピーク値Ｐ_ｊ（ｑ）とその複素共役Ｐ_ｊ（ｑ）^＊との積で与えられる。具体的には、次式（４）に従って瞬時電力Ｗ_ｊ（ｑ）を計算することができる。

現在時刻Ｔ_ｑでの時間変動量Ｓ_ｊ（ｑ）は、たとえば、シンボル方向に連続するＭ個の瞬時電力Ｗ_ｊ（ｑ），Ｗ_ｊ（ｑ−１），…，Ｗ_ｊ（ｑ−Ｍ＋１）を用いて次式（５）に従って算出することができる。

上式（５）の瞬時電力Ｗ_ｊに代えて相関ピーク値Ｐ_ｊが使用される場合には、上式（５）に代えて次式（６）に従って時間変動量Ｓ_ｊ（ｑ）を算出することができる。

あるいは、上記上式（６）の相関ピーク値Ｐ_ｊに代えて、相関ピークＰ_ｊの絶対値（相関ピーク絶対値）が使用される場合には、次式（７）に従って時間変動量Ｓ_ｊ（ｑ）を算出することができる。

上式（５），（６）または（７）による演算は、たとえば、タップ数Ｍの移動平均フィルタを用いて実現することが可能である。

なお、上式（５）は、シンボル方向に連続する瞬時電力の差分絶対値の２乗の移動平均を算出する式であるが、これに代えて、シンボル方向に連続する瞬時電力の差分絶対値の移動平均を算出する式を用いてもよい。同様に、上式（６）は、シンボル方向に連続する相関ピーク値の差分絶対値の２乗の移動平均を算出する式であるが、これに代えて、シンボル方向に連続する相関ピーク値の差分絶対値の移動平均を算出する式を用いてもよい。同様に、上式（７）は、シンボル方向に連続する相関ピーク絶対値の差分絶対値の２乗の移動平均を算出する式であるが、これに代えて、シンボル方向に連続する相関ピーク絶対値の差分絶対値の移動平均を算出する式を用いてもよい。

平滑化部２６Ｂは、実施の形態１の平滑化部２６と同様に、区間毎に、相関系列Ｒ_１（ｋ），Ｒ_２（ｋ），Ｒ_３（ｋ），…に対してシンボル方向の平滑化フィルタリングを実行して推定遅延プロファイルＦＲ（ｋ）を生成する機能を有する。本実施の形態の平滑化部２６Ｂは、さらに、時間変動量Ｓ_１，…，Ｓ_Ｎに基づいて、相関系列（相関ピーク値）の時間変動に追従するように自己の平滑化フィルタリング特性を変化させる機能を有している。

なお、本実施の形態では、変動量検出部２４Ｂは、瞬時電力Ｗ_１，…，Ｗ_Ｎに基づいて時間変動量Ｓ_１，…，Ｓ_Ｎを検出しているが、これに代えて、相関ピーク値に基づいて時間変動量Ｓ_１，…，Ｓ_Ｎを検出するように構成されてもよい。また、本実施の形態では、変動量検出部２４Ｂは、最大Ｎ個の到来波にそれぞれ対応するＮ個の瞬時電力系列を並列に処理する構成を有しているが、これに代えて、Ｎ個の瞬時電力系列を時分割処理して時間変動量Ｓ_１，…，Ｓ_Ｎを検出するように構成されてもよい。時分割処理を採用することで、回路規模を小さくすることが可能となる。

次に、図１７は、実施の形態２の平滑化部２６Ｂの構成例を概略的に示す機能ブロック図である。この平滑化部２６Ｂの構成は、フィルタ制御部２６５Ｂを除いて、実施の形態１の平滑化部２６の構成と同じである。本実施の形態のフィルタ制御部２６５Ｂは、信号ＳＤ，ＳＣに応じて、フィルタ部２６１のフィルタ特性（平滑化フィルタリング特性）を区間変化や相関系列の時間変動に追従させるようにフィルタ部２６１のフィルタ係数群ＦＣを設定する機能を有する。具体的には、フィルタ制御部２６５Ｂは、区間設定部２５で決められた区間毎に、時間変動量Ｓ_ｊが大きい程、フィルタ部２６１の通過帯域が広くなるようにフィルタ係数群ＦＣを設定することができる。

閾値設定部２７Ｂは、実施の形態１の閾値設定部２７と同様に、区間設定部２５で設定された区間毎に閾値処理部２８で使用される閾値Ｔｈ１を設定する機能を有し、さらに、その閾値Ｔｈ１を上記時間変動量Ｓ_ｊに応じた値に設定する機能を有する。たとえば、時間変動量Ｓ_ｊが小さいために平滑化部２６で狭い通過帯域の平滑化フィルタが使用された区間では、閾値Ｔｈ１を基準値（平滑化部２６の出力のピーク値よりも小さい値）よりも低い値に設定することができ、一方で、時間変動量Ｓ_ｊが大きいために平滑化部２６で広い通過帯域の平滑化フィルタが使用された区間では、閾値Ｔｈ１を基準値よりも高い値に設定することができる。

以上に説明したように実施の形態２では、平滑化部２６Ｂは、相関系列の時間変動に追従して平滑化フィルタリング特性を変化させことができるので、伝送路特性が時間とともに変化する環境下でも、推定遅延プロファイルＦＲ（ｋ）の推定精度の低下を抑制することができる。しかも、平滑化部２６Ｂは、複数の到来波にそれぞれ対応する区間毎に個別に平滑化フィルタリング特性を変化させて区間毎の平滑化を実行することができるため、遅延プロファイルの推定を高い精度で行うことが可能である。したがって、従来技術と比べると、等化処理部１３での等化精度を向上させることができる。

実施の形態３．
次に、本発明に係る実施の形態３について説明する。図１８は、実施の形態３の平滑化部２６Ｃの構成を概略的に示す機能ブロック図である。本実施の形態の伝送路推定部の構成は、この平滑化部２６Ｃを除いて、実施の形態２の伝送路推定部１４Ｂ（図１５）の構成と同じである。また、本実施の形態の受信装置の構成は、平滑化部２６Ｃを除いて、実施の形態２の受信装置の構成と同じである。

図１８に示されるように、平滑化部２６Ｃは、実施の形態１の平滑化部２６（図１０）と同様に相関保持部２６０、フィルタ部２６１及びフィルタ制御部２６５を有する。本実施の形態の平滑化部２６Ｃは、さらに、上記時間変動量Ｓ_１，…，Ｓ_Ｎを上記最大ドップラー周波数Ｆｄ_１，…，Ｆｄ_Ｎにそれぞれ変換するドップラー周波数算出部２６８を有している。このため、フィルタ制御部２６５は、最大ドップラー周波数Ｆｄ_１，…，Ｆｄ_Ｎに応じて区間毎にフィルタ係数群ＦＣを設定することができる。

ドップラー周波数算出部２６８は、時間変動量の値と最大ドップラー周波数の値との間の関係を一意に定めるルックアップテーブル（変換テーブル）を有することができる。この場合、ドップラー周波数算出部２６８は、ルックアップテーブルを参照して、入力された時間変動量Ｓ_ｊの値に対応する最大ドップラー周波数Ｆｄ_ｊの値を出力することが可能である。このようなドップラー周波数算出部２６８は、時間変動量Ｓ_ｊをアドレス入力とし、このアドレス入力に対応する記憶データの値を最大ドップラー周波数Ｆｄ_ｊの値として出力するメモリ回路を用いて実現することができる。

あるいは、ドップラー周波数算出部２６８は、時間変動量Ｓ_ｊを独立変数（引数）とする所定の単調増加関数を用いた演算により、入力された時間変動量Ｓ_ｊから最大ドップラー周波数Ｆｄ_ｊを算出してもよい。たとえば、次式（８）に示すような１次関数を用いて最大ドップラー周波数Ｆｄ_ｊを算出することができる。

ここで、α，βは、定数である（ただし、α＞０）。

実施の形態３の場合も、実施の形態１，２の場合と同様の効果を得ることができる。

以上、図面を参照して本発明に係る種々の実施の形態について述べたが、これらは本発明の例示であり、上記以外の様々な形態を採用することもできる。

上記実施の形態１乃至３の受信装置の機能の一部は、ハードウェア構成で実現されてもよいし、あるいは、ＣＰＵを含むマイクロプロセッサにより実行されるコンピュータプログラムで実現されてもよい。当該機能の一部がコンピュータプログラムで実現される場合には、マイクロプロセッサは、コンピュータ読み取り可能な記録媒体から当該コンピュータプログラムをロードし実行することによって当該機能の一部を実現することができる。

また、上記実施の形態１乃至３の受信装置の構成の全部または一部は、ＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ Ｓｃａｌｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔ）で実現することができる。また、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ−Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）やＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）により実施の形態１乃至３の受信装置の構成の全部または一部を実現することも可能である。

さらに、上記実施の形態１乃至３の受信装置は、ディジタル放送受信装置（テレビジョン放送受信機及び音声放送受信機を含む。）、無線ＬＡＮ機器、電力線通信（ＰＬＣ：Ｐｏｗｅｒ−Ｌｉｎｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）システムの受信装置、あるいは、移動体通信システムの受信端末といった通信装置として構成されてもよい。

１ 受信装置、 １０ フロントエンド部、 １１ ＰＮ除去部（既知信号除去部）、 １２ 等化部、 １３ 等化処理部、 １４，１４Ｂ 伝送路推定部、 １５ デインターリーバ、 １６ デマッピング部、 １７ 誤り訂正部、 ２１ 相関演算部、 ２２ ＰＮ系列生成部（既知信号系列生成部）、 ２３ 到来波検出部、 ２４，２４Ｂ 変動量検出部、 ２４１_１〜２４１_Ｎ 瞬時電力保持部（信号保持部）、 ２４２_１〜２４２_Ｎ 時間軸方向フーリエ変換部、 ２４３_１〜２４３_Ｎ エッジ検出部、 ２４４_１〜２４４_Ｎ 時間変動量算出部、 ２５ 区間設定部、 ２６，２６Ｂ，２６Ｃ 平滑化部、 ２６０ 相関保持部、 ２６１ フィルタ部、 ２６５，２６５Ｂ フィルタ制御部（フィルタ係数設定部）、 ２６６_１〜２６６_Ｋ フィルタ係数記憶部、 ２６７ フィルタ係数選択部、 ２６８ ドップラー周波数算出部、 ２７，２７Ｂ 閾値設定部、 ２８ 閾値処理部。

Claims (13)

1. 既知信号系列と情報信号を含む有効シンボルとを有する伝送シンボルが連続的に送信装置から送信されたときに、受信装置で受信された前記伝送シンボルの受信信号の歪みを補正する等化装置であって、
   既知信号系列を供給する既知信号系列生成部と、
   前記伝送シンボル毎に前記既知信号系列と前記受信信号との間の相互相関を計算して相互相関値の系列を得る相関演算部と、
   前記相互相関値の系列から、当該受信装置で受信された複数の到来波にそれぞれ対応する複数の相関ピーク値の位置を前記伝送シンボル毎に検出する到来波検出部と、
   前記相互相関値のそれぞれの位置に基づいて、前記相互相関値の系列に対して、前記複数の相関ピーク値のうちの少なくとも１つに対応する区間を含む、複数の区間を設定する区間設定部と、
   前記複数の相関ピーク値の時間変動を検出する変動量検出部と、
   前記相互相関値の系列に対してシンボル方向の平滑化フィルタリングを前記複数の区間の区間毎に実行して推定遅延プロファイルを生成するフィルタ部と、
   前記変動量検出部により検出された当該時間変動に応じて前記フィルタ部の平滑化フィルタリング特性を前記複数の区間の区間毎に変化させるフィルタ制御部と、
   前記推定遅延プロファイルに基づいて前記受信信号の歪みを補正する等化処理を実行する等化処理部と
   を備え、
   前記フィルタ制御部は、前記時間変動が大きい程、前記フィルタ部の通過帯域が広くなるように前記平滑化フィルタリング特性を変化させる
   ことを特徴とする等化装置。
2. 請求項１に記載の等化装置であって、前記複数の区間は、前記複数の相関ピーク値にそれぞれ対応し且つ互いに重複しないことを特徴とする等化装置。
3. 請求項１または２に記載の等化装置であって、
   前記フィルタ部により生成された推定遅延プロファイルから閾値未満の値を切り捨てる閾値処理を実行する閾値処理部と、
   前記変動量検出部により検出された当該時間変動に応じて前記閾値を変化させる閾値設定部と
   をさらに備え、
   前記等化処理部は、前記閾値処理の実行後の当該推定遅延プロファイルに基づいて前記受信信号の歪みを補正する
   ことを特徴とする等化装置。
4. 請求項１または２に記載の等化装置であって、
   前記変動量検出部は、
   前記複数の相関ピーク値の各々の瞬時電力または相関ピーク値を複数の伝送シンボル分保持する信号保持部と、
   前記瞬時電力または前記相関ピーク値を前記複数の伝送シンボルに亘ってサンプリングし、当該サンプリングされた瞬時電力または相関ピーク値を直交変換して周波数スペクトルを生成する直交変換部と、
   前記周波数スペクトルのエッジの周波数値を検出するエッジ検出部と
   を含み、
   前記フィルタ制御部は、前記エッジの周波数値に応じて前記平滑化フィルタリング特性を変化させる
   ことを特徴とする等化装置。
5. 請求項４に記載の等化装置であって、前記フィルタ制御部は、前記エッジの周波数値が大きい程、前記フィルタ部の前記通過帯域が広くなるように前記平滑化フィルタリング特性を変化させることを特徴とする等化装置。
6. 請求項５に記載の等化装置であって、
   前記フィルタ部により生成された推定遅延プロファイルから閾値未満の値を切り捨てる閾値処理を実行する閾値処理部と、
   前記閾値を前記エッジの周波数値に応じた値に設定する閾値設定部と
   をさらに備え、
   前記閾値設定部は、前記エッジの周波数値が小さい程、前記閾値を小さくし、
   前記等化処理部は、前記閾値処理の実行後の当該推定遅延プロファイルに基づいて前記受信信号の歪みを補正する
   ことを特徴とする等化装置。
7. 請求項１または２に記載の等化装置であって、
   前記変動量検出部は、
   前記複数の到来波の各々に対応する当該相関ピーク値または当該相関ピーク値の瞬時電力を複数の伝送シンボル分保持する信号保持部と、
   前記信号保持部に保持されている当該瞬時電力または当該相関ピーク値の時間変動量を検出する時間変動量算出部と
   を含み、
   前記フィルタ制御部は、前記時間変動量算出部により検出された前記時間変動量に応じて前記平滑化フィルタリング特性を変化させる
   ことを特徴とする等化装置。
8. 請求項１または２に記載の等化装置であって、
   前記変動量検出部の出力に基づいて最大ドップラー周波数を算出するドップラー周波数算出部をさらに備え、
   前記変動量検出部は、
   前記複数の到来波の各々に対応する当該相関ピーク値または当該相関ピーク値の瞬時電力を複数の伝送シンボル分保持する信号保持部と、
   前記信号保持部に保持されている当該瞬時電力または当該相関ピーク値の時間変動量を検出する時間変動量算出部と
   を含み、
   前記ドップラー周波数算出部は、前記時間変動量に基づいて前記最大ドップラー周波数を算出し、
   前記フィルタ制御部は、前記最大ドップラー周波数に応じて前記平滑化フィルタリング特性を変化させる
   ことを特徴とする等化装置。
9. 請求項７または８に記載の等化装置であって、前記フィルタ制御部は、前記時間変動量算出部により検出された前記時間変動量が大きい程、前記フィルタ部の前記通過帯域が広くなるように前記平滑化フィルタリング特性を変化させることを特徴とする等化装置。
10. 請求項９に記載の等化装置であって、
    前記フィルタ部により生成された推定遅延プロファイルから閾値未満の値を切り捨てる閾値処理を実行する閾値処理部と、
    前記閾値を前記時間変動量に応じた値に設定する閾値設定部と
    をさらに備え、
    前記閾値設定部は、前記時間変動量が小さい程、前記閾値を小さくし、
    前記等化処理部は、前記閾値処理の実行後の当該推定遅延プロファイルに基づいて前記受信信号の歪みを補正する
    ことを特徴とする等化装置。
11. 請求項１から１０のうちのいずれか１項に記載の等化装置であって、
    前記フィルタ部は、可変フィルタ係数群を有するデジタルフィルタであり、
    前記フィルタ制御部は、前記可変フィルタ係数群の値を更新することで前記平滑化フィルタリング特性を変化させる
    ことを特徴とする等化装置。
12. 既知信号系列と情報信号を含む有効シンボルとを有する伝送シンボルが連続的に送信装置から送信されたとき、前記伝送シンボルの信号を受信する信号受信部と、
    前記信号受信部で受信された当該受信信号の歪みを補正する請求項１から１１のうちのいずれか１項に記載の等化装置と
    を備えることを特徴とする受信装置。
13. 既知信号系列と情報信号を含む有効シンボルとを有する伝送シンボルが連続的に送信装置から送信されたときに、受信装置で受信された前記伝送シンボルの受信信号の歪みを補正する等化方法であって、
    前記伝送シンボル毎に前記既知信号系列と前記受信信号との間の相互相関を計算して相互相関値の系列を得るステップと、
    前記相互相関値の系列から、当該受信装置で受信された複数の到来波にそれぞれ対応する複数の相関ピーク値の位置を前記伝送シンボル毎に検出するステップと、
    前記相互相関値のそれぞれの位置に基づいて、前記相互相関値の系列に対して、前記複数の相関ピーク値のうちの少なくとも１つに対応する区間を含む、複数の区間を設定するステップと、
    前記複数の相関ピーク値の時間変動を検出するステップと、
    前記相互相関値の系列に対してシンボル方向の平滑化フィルタリングを前記複数の区間の区間毎に実行して推定遅延プロファイルを生成するステップと、
    当該検出された時間変動に応じて前記平滑化フィルタリングの特性を前記複数の区間の区間毎に変化させるステップと、
    前記推定遅延プロファイルに基づいて前記受信信号の歪みを補正するステップと
    を備え、
    前記平滑化フィルタリングの特性を変化させる前記ステップは、前記時間変動が大きい程、前記平滑化フィルタリングにおける通過帯域が広くなるように前記平滑化フィルタリングの特性を変化させる
    ことを特徴とする等化方法。

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