JP2007288450A

JP2007288450A - 復調装置及び方法

Info

Publication number: JP2007288450A
Application number: JP2006112582A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Yamagata; 拓山縣; Toshihisa Momoshiro; 俊久百代; Bruce Michael Lachlan; ブルースマイケルロックラン; Toshiki Kawauchi; 豪紀川内; Takuya Okamoto; 卓也岡本
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2006-04-14
Filing date: 2006-04-14
Publication date: 2007-11-01

Abstract

【課題】移動体受信において、パスの誤った検出を回避する。
【解決手段】伝送路状態変化検出回路３０により移動情報（伝送路状態の変化情報）を検出し、その検出結果を用いて遅延プロファイル推定回路２１によって、最適な遅延プロファイルを生成し、当該遅延プロファイルに基づいてFTT演算回路１５によりＦＦＴ演算を行う。
【選択図】図６

Description

本発明は、伝送路の変動状態を検出し、当該検出結果に基づいてメインパスを検出する復調装置及び方法に関する。

地上デジタル放送方式の変調方式として、直交周波数分割多重方式（OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing）と呼ばれる変調方式が用いられる。このOFDM方式は、伝送帯域内に多数の直交する副搬送波（サブキャリア）を設け、それぞれのサブキャリアの振幅及び位相にデータを割り当て、PSK（Phase Shift Keying）やQAM（Quadrature Amplitude Modulation）によりデジタル変調される方式である。

このOFDM方式では、多数のサブキャリアで伝送帯域を分割するため、サブキャリア１波あたりの帯域が狭くなり変調速度が遅くなるが、トータルの伝送速度は、従来の変調方式と変わらないという特徴を有している。また、OFDM方式は、多数のサブキャリアが並列に伝送されるために、シンボル速度が遅くなるという特徴を有している。そのため、OFDM方式は、シンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時間長を短くすることができ、マルチパス妨害を受けにくくなる。また、OFDM方式は、複数のサブキャリアに対してデータの割り当てが行われることから、変調時には逆フーリエ変換を行うIFFT（Inverse Fast Fourier Transform）演算回路と、復調時にはフーリエ変換を行うFFT（Fast Fourier Transform）演算回路とを用いることにより、送受信回路を構成することができる。

以上のような特徴からOFDM方式は、マルチパス妨害の影響を強く受ける地上デジタル放送に適用されることが多い。このようなOFDM方式を採用した地上デジタル放送としては、例えば、DVB-T（Digital Video Broadcasting-Terrestrial）や、ISDB-T（integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial）や、ISDB-TSBといった規格がある。

OFDM方式において、各サブキャリアに対する変調方式としてQAM系の変調を用いる場合、伝送時にマルチパス等の影響によりサブキャリア毎に振幅及び位相の特性が異なるものとなってしまう。そのため、受信側では、サブキャリア毎の振幅及び位相が等しくなるように、受信信号を等化する必要がある。OFDM方式では、送信側で伝送信号中に所定の振幅及び所定の位相のパイロット信号（既知信号）を伝送シンボル内に離散的に挿入しておき、受信側でこのパイロット信号の振幅及び位相に関して、伝送路の周波数特性を求め、この求めた伝送路の特性により受信信号を等化するようにしている。

また、伝送路特性を算出するために用いられるパイロット信号のことをスキャッタードパイロット（SP）信号という。ここで、図２に、DVB-T規格やISDB-T規格等により採用されているSP信号のOFDMシンボル内での配置パターンを示す。

また、図２２にISDB-T（日本のデジタル地上波放送規格）の基本的な受信ブロック図を示す。ＯＦＤＭ受信装置２００は、アンテナ２０１と、チューナ２０２と、バンドパスフィルタ（BPF）２０３と、A/D変換回路２０４と、デジタル直交復調回路２０５と、FFT演算回路２０６と、パイロット利用伝送路推定器（Pilot-Assisted Channel Estimator）２０７と、伝送路補償器２０８と、誤り訂正回路２０９と、伝送パラメータ復号回路２１０と、シンボル同期回路（Symbol Synchronization）２１１と、遅延プロファイル推定回路（Channel Profile Estimator）２１２とを備えている。

ここで、シンボル同期回路２１１と遅延プロファイル推定回路２１２について詳述する。図２３にシンボル同期回路２１１と、遅延プロファイル推定回路２１２の詳細のブロック図と関係のある周辺の回路を示す。シンボル同期回路２１１は、遅延部２１１ａと、粗いシンボル検出部（Coarse Symbol Acquisition）２１１ｂと、シンボルタイミング調整部（symbol timing estimator）２１１ｃとを備えている。また、遅延プロファイル推定回路２１２は、整合フィルタ（Guard Adapted Matched Filter）２１２ａと、IFFT（逆高速フーリエ変換）演算回路２１２ｂとを備えている。

粗いシンボル検出部２１１ｂは、デジタル直交復調回路２０５からTime Domain Sampleが入力されると、おおよそのパス推定を行う。そして、シンボルタイミング調整部２１１ｃは、FFT Triggerを生成する。ＦＦＴ演算回路２０６は、シンボルタイミング調整部２１１ｃにより生成されたFFT Triggerに基づいてFFTをスタートする。

次に、パイロット利用伝送路推定器２０７は、このFFT出力を用いて、周波数領域での伝送路推定を行う。IFFT演算回路２１２ｂは、パイロット利用伝送路推定器２０７の結果をIFFTすることにより、時間領域の伝送路特性（Channel Impulse Response）を求める。

また、シンボルタイミング調整部２１１ｃは、このIFFT演算回路２１２ｂの出力に基づいて、FFT Trigger位置をより精度良く調整する。そして、シンボルタイミング調整部２１１ｃは、このIFFT出力から最も強いパスの位置情報を取り出し、それを用いて整合フィルタ２１２ａを動かす。なお、以降は、IFFT演算回路２１２ｂから出力される信号と、整合フィルタ２１２ａから出力される信号の両方を用いて、伝送路の状態をモニタする。

また、整合フィルタ２１２ａとIFFT演算回路２１２ｂとにより得られ伝送路のインパルス応答は、FFT Trigger位置のコントロールや、Delay Spread Estimateの生成に利用される（UK Patent Application GB 2369015を参照）。

また、遅延プロファイル推定回路212により算出された伝送路のインパルス応答を用いて、FFT Triggerのみをコントロールする場合もある。

また、整合フィルタ２１２ａとIFFT演算回路２１２ｂとは、必ずしも両方を必要とするわけではなく、どちらか一方で伝送路のインパルス応答を求めることも可能である。

ここで、整合フィルタ２１２ａの構成と動作について図２４を用いて詳述する。

整合フィルタ２１２ａは、基本的にはFIR（finite impulse response）フィルタのような構成になっており、そのフィルタ係数は、データの複素共役を特定のタイミングでロードするようになっている（図２４（ａ））。このときのロードタイミングは、ちょうどメインパスのGI（guard interval）部分がFIRフィルタの遅延バッファに入りきった時点で行われる。つまり、フィルタ係数は、メインパスのGI部分のデータの複素共役ということになる。したがって、整合フィルタ２１２ａは、GI部分のデータとの相関を計算する回路となっている。また、GIは、ＯＦＤＭシンボルの後ろ部分と同じパターンになっているので、シンボルの終わり部分で相関が強く検出される。また、マルチパス伝送路の場合には、それぞれの遅延波のシンボルの終端部分で、相関が強く検出される（図２４（ｂ））。

また、このような相関出力をモニタすることにより、マルチパスがどのようなプロファイルで存在するかを推定することができる。ただし、このような相関の出力（整合フィルタ２１２ａの出力）には、ノイズ成分も含まれているため、これを除去する必要がある。

そこで、整合フィルタ２１２ａでは、相関値に含まれているノイズ成分を除去するために、Centre Clip部２１２ｃを備えている。Centre Clip部２１２ｃは、所定の閾値を有しており、検出した相関値がこの閾値以下の場合には、ゼロ、すなわちそのパスを除去する（図２５）。このようにして、受信装置では、最終的に所望のマルチパスのプロファイルを求めている。

また、IFFT演算回路２１２ｂについても詳述する。IFFT演算回路２１２ｂは、パイロット利用伝送路推定器２０７に備えられている時間補間部（Time Interpolation）２０７ｂにおいて算出された周波数領域の伝送路特性をIFFTすることにより時間領域における伝送路のインパルス応答を算出する。整合フィルタ２１２ａの場合と同様に、算出されたインパルス応答には、ノイズ成分が含まれているため、これを除去する必要がある。

そこで、IFFT演算回路２１２ｂでは、Centre Clip部２１２ｄによりこのノイズ成分を除去する。Centre Clip部２１２ｄは、所定の閾値を有しており、インパルス応答がこの閾値以下の場合には、ゼロ、すなわちそのパスを除去する（図２６）。このようにして、受信装置では、最終的に所望のマルチパスプロファイルを求めることができる。

このようにして、受信装置では、整合フィルタ２１２ａとIFFT演算回路２１２ｂのどちらか一方、若しくはその両方を用いてマルチパスプロファイルを求めることにより、FFT Triggerのコントロールを行う（例えば、特許文献１参照。）。なお、伝送路補償器208に備えられている周波数方向補間処理を行う周波数補間部（Frequency Interpolation）２０８ｂに供給されるDelay Spread Estimateの生成にも利用される。

特開２００４−１５３８３１号公報

ところで、Centre Clip部において設定される閾値を低く設定してしまうと、ノイズ成分を除去できずに、本来ならば存在しないはずのパスを存在するパスであると誤判断してしまう。一方で、閾値を高く設定してしまうと、存在するパスを存在しないパスであると誤判断してしまう。

特に、移動体受信においては、整合フィルタにより出力される信号には、出力が大きなノイズが含まれており、閾値を好適に設定しなかった場合には、存在しないはずのパスを存在するパスであると誤判断してしまう場合がある。その結果、誤ったパスの検出が移動体の特性を大きく劣化させてしまう。

また、検出対象となるパスの最低パワーは、伝送レートによって異なる。なお、伝送レートは、伝送パラメータの一部として定義されるものであり、例えば、ISDB-T規格においては、TMCC情報のうち変調方式と符号化率で定義される。

例えば、変調方式がQPSK（符号化率1/2）の場合においては、最大パワーのパスに対して-10[dB]程度のパワーのパスまで検出し、一方、変調方式が64QAM（符号化率7/8）の場合においては、最大パワーのパスに対して-25[dB]のパスまで検出する。このように、より高レートであるほど、より小さなパワーのパスまでも検出し、適切な制御を行う必要がある。

また、通常、規格によって定義された伝送レートのうち、最も高いレートを想定してCentre Clipの閾値を設ける。ところが、伝送レートが低い場合、より低いSNRや、より高速な移動環境といったノイズが多い環境での受信を想定しており、このような場合、高レートを想定して設けた閾値では、閾値が低すぎ、パスの誤検出による性能劣化の確率が高くなってしまう。

そこで、本発明では、上述の問題点に鑑み、特に、移動体受信において、好適な閾値によりCentre Clip部を動作させ、パスの誤った検出を回避することを目的とする復調装置及び方法を提供する。

本発明は、各有効シンボル間にガードインターバルを設けた伝送シンボルが伝送単位とされると共に、少なくとも既知信号が挿入された直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調する復調装置であって、上記ＯＦＤＭ信号に対する演算範囲を設定し、該設定した演算範囲のＯＦＤＭ信号に対してフーリエ変換を施す変換手段と、上記変換手段によりフーリエ変換された信号から、上記ＯＦＤＭ信号に含まれる既知信号に基づいて伝送路特性を推定する伝送路特性推定手段と、上記ＯＦＤＭ信号における上記ガードインターバル間の相関を計算し、当該計算結果を示す相関信号を出力する相関信号生成手段と、上記推定された伝送路特性に基づいて閾値を決定する閾値決定手段と、上記決定された閾値に基づいて、上記相関信号をクリッピングし、当該クリッピング後の相関信号に従って、上記変換手段における演算範囲を変更させる演算範囲制御手段とを備えることを特徴とする。

また、本発明は、各有効シンボル間にガードインターバルを設けた伝送シンボルが伝送単位とされると共に、少なくとも既知信号が挿入された直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調する復調方法であって、上記ＯＦＤＭ信号に対する演算範囲を設定し、該設定した演算範囲のＯＦＤＭ信号に対してフーリエ変換を施す変換工程と、上記変換工程によりフーリエ変換された信号から、上記ＯＦＤＭ信号に含まれる既知信号に基づいて伝送路特性を推定する伝送路特性推定工程と、上記ＯＦＤＭ信号における上記ガードインターバル間の相関を計算し、当該計算結果を示す相関信号を出力する相関信号生成工程と、上記推定された伝送路特性に基づいて閾値を決定する閾値決定工程と、上記決定された閾値に基づいて、上記相関信号をクリッピングし、当該クリッピング後の相関信号に従って、上記変換手段における演算範囲を変更させる演算範囲制御工程とを備えることを特徴とする復調方法。

本発明によれば、伝送路の変動状態を検出する回路と、その検出結果を用いて、パスの検出方法を適応的に変化させる回路を有するので、精度の高いパス検出を実現することができる。

また、本発明によれば、伝送パラメータ情報を用いて、パスの検出方法を適応的に変化させる回路を有するので、精度の高いパス検出を実現することができる。

また、本発明によれば、伝送路の変動状態の情報と、伝送パラメータ情報とを用いてパスの検出方法を適応的に変化させる回路を有するので、精度の高いパス検出を実現することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。

本発明に係る受信装置は、ISDB-T（Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial）規格を採用し、直交周波数分割多重（OFDM、Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式により変調された信号を受信し、当該変調信号を復調する。

ここで、ＯＦＤＭ方式について説明する。ＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に多数の直交する副搬送波（サブキャリア）を設け、各サブキャリアの振幅及び位相にＰＳＫ（Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）によりデータを割り当てて、デジタル変調する方式である。

また、ＯＦＤＭ方式は、マルチパス妨害の影響を強く受ける地上波デジタル放送に適用することが広く検討されている。

つぎに、ISDB-T（日本のデジタル地上波放送規格）の基本的なＯＦＤＭ受信装置１の構成について図１を用いて説明する。ＯＦＤＭ受信装置１は、図１に示すように、アンテナ１０と、チューナ１１と、バンドパスフィルタ（BPF）１２と、A/D変換回路１３と、デジタル直交復調回路１４と、FFT演算回路１５と、パイロット利用伝送路推定器（Pilot-Assisted Channel Estimator）１６と、伝送路補償器（Channel Corrector）１７と、誤り訂正回路（FEC）１８と、伝送パラメータ復号回路（Transmission Parameter Decoder）１９と、シンボル同期回路（Symbol Timing Synchronization）２０と、遅延プロファイル推定回路（Channel Profile Estimator）２１とを備えている。また、チューナ１１は、乗算器１１ａと、局部発振器１１ｂとを備えている。また、パイロット利用伝送路推定器１６は、ＳＰ信号を抽出を行うSP Extractor１６ａと、時間補間を行う時間補間器（Time Interpolation）１６ｂとを備える。また、伝送路補償器１７は、補償器（Compensator）１７ａと、周波数補間を行う周波数補間器（Frequency Interpolation）１７ｂとを備える。また、シンボル同期回路２０は、遅延部２０ａと、粗いシンボル検出部（Coarse Symbol Acquisition）２０ｂと、シンボルタイミング調整部（symbol timing estimator）２０ｃとを備えている。また、遅延プロファイル推定回路２１は、整合フィルタ２１ａと、IFFT演算回路２１ｂとを備える。

放送局から放送されたデジタル放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１のアンテナ１０により受信され、ＲＦ信号としてチューナ１１に供給される。アンテナ１０により受信されたＲＦ信号は、局部発振器１１ｂ及び乗算器１１ａからなるチューナ１１により中間周波（ＩＦ）信号に周波数変換され、BPF１２に供給される。ＩＦ信号は、BPF１２でフィルタリングされ、所定の周波数帯域の信号を抽出され、抽出後の信号がA/D変換回路１３によりデジタル化され、デジタル直交復調回路１４に供給される。

デジタル直交復調回路１４は、所定の周波数（キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。このデジタル直交復調回路１４から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、FFT演算される前のいわゆる時間領域の信号（Time Domain Sample）である。このことから、以下デジタル直交復調後であって、FFT演算される前のベースバンド信号を、ＯＦＤＭ時間領域信号と呼ぶ。また、ＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャンネル信号）とを含んだ複素信号となる。デジタル直交復調回路１４により出力されるＯＦＤＭ時間領域信号は、FFT演算回路１５と、シンボル同期回路２０と、遅延プロファイル推定器２１に供給される。

FFT演算回路１５は、ＯＦＤＭ時間領域信号に対してFFT演算を行い、各サブキャリアに直交変調されているデータを抽出して出力する。このFFT演算回路１５から出力される信号は、FFTされた後のいわゆる周波数領域の信号（Frequency Domain Data）である。このことから、FFT演算後の信号をＯＦＤＭ周波数領域信号と呼ぶ。

また、FFT演算回路１５は、１つのＯＦＤＭシンボルから有効シンボル長の範囲の信号を抜き出し、すなわち、１つのＯＦＤＭシンボルからガードインターバル分の範囲を除き、抜き出したＯＦＤＭ時間領域信号に対してFFT演算を行う。この演算範囲のことをFFTウィンドウと呼び、シンボル同期回路２０は、この演算範囲を指定するFFT Trigger Pulseを生成する。

また、SP Extractor１６aは、FFT演算回路１５から供給されたＯＦＤＭ周波数領域信号から、所定の位置に挿入されているSP信号のみを抽出し（図２）、パイロット信号の変調成分の除去を行うことで、SP位置での伝送路特性を算出する。

つぎに、時間補間器１６ｂは、SP Extractor１６aにより算出されたSP位置での伝送路特性に基づき、ＯＦＤＭシンボル毎に、SP信号が配置されているサブキャリアの伝送路特性を推定する。時間補間器１６ｂは、図３に示すように、全てのＯＦＤＭシンボルに対して、周波数方向に３サブキャリア毎に、伝送路特性を推定する。

続いて、３サブキャリア毎に算出された伝送路特性を周波数補間器１７ｂにより周波数方向補間処理を行い、ＯＦＤＭシンボル内の全サブキャリアの伝送路特性を算出される。周波数補間器１７ｂは、図４に示すように、ＯＦＤＭ信号の全てのサブキャリアに対して、伝送路特性を推定する。また、補償器１７ａは、FFT演算回路１５で算出されたOFDM周波数領域信号に対して、周波数補間器１７ｂから供給される全てのサブキャリアの伝送路特性を用いて、伝送路による歪みを補償する。

また、伝送路補償器１７により伝送路歪みを除去されたＯＦＤＭ周波数領域信号は、誤り訂正回路１８へ供給され、送信側でインターリーブされている信号にデインターリーブ処理を施し、デパンクチャ、ビタビ、拡散信号除去、ＲＳ復号を通して、復号データ信号として出力される。

また、遅延プロファイル推定回路２１は、伝送路のインパルス応答を算出し、これをシンボル同期回路２０に供給する。また、伝送路のインパルス応答の推定方法としては、ＯＦＤＭ時間領域信号（Time Domain Sample）を用いて、ガードインターバル期間をタップ係数とする整合フィルタ２１ａを利用する方法や、時間補間器１６bから供給される伝送路特性をIFFT演算回路２１ｂによりIFFTすることで求める方法などがある。

シンボル同期回路２０は、遅延プロファイル推定回路２１で推定された伝送路のインパルス応答に従って、FFT演算範囲を設定しFFT Trigger Pulseを生成する。さらに、シンボル同期回路２０は、そのインパルス応答を利用してDelay Spread Estimateを算出し、これを周波数補間器１７ｂに供給する。

ここで、Delay Spread Estimateを利用した周波数補間器１７ｂの構成例について図５を用いて説明する。周波数補間器１７ｂは、図５に示すように、複数の帯域を持つ補間フィルタ（Interpolation filter）１７ｂ＿１（例えば、最狭帯域の補間フィルタ１から最大帯域の補間フィルタｎまでのｎ個のフィルタ）と、シンボル同期回路２０から供給されるDelay Spread Estimateからフィルタ選択信号を生成するフィルタ選択信号発生部（Filter Select Signal Generator）１７ｂ＿２と、フィルタ選択信号に基づいてフィルタリング後の信号から任意の信号を選択する選択部（Selector）１７ｂ＿３を備える。

周波数補間器１７ｂは、時間補間器１６ｂから供給される伝送路特性に対して、すべての補間フィルタを用いて周波数方向補間処理を行い、シンボル同期回路２０から供給されるDelay Spread Estimateに基づいて、任意の補間フィルタによって補間処理された伝送路特性を出力する。

＜第１の実施例＞
ところで、移動体受信においては、上述した遅延プロファイル推定回路２１の出力信号のノイズレベルが増加し、その結果、パスの検出を誤る可能性が高くなる。そこで、本発明では、上述したＯＦＤＭ受信装置１に、移動情報（伝送路状態の変化情報）を検出し、その検出結果を用いてCentre Clipの閾値を適応的に変化させることにより、移動体受信におけるパスの誤検出を回避する手法を提案する。

ＯＦＤＭ受信装置１は、図６に示すように、アンテナ１０と、チューナ１１と、バンドパスフィルタ（BPF）１２と、A/D変換回路１３と、デジタル直交復調回路１４と、FFT演算回路１５と、パイロット利用伝送路推定器（Pilot-Assisted Channel Estimator）１６と、伝送路補償器（Channel Corrector）１７と、誤り訂正回路（FEC）１８と、伝送パラメータ復号回路（Transmission Parameter Decoder）１９と、シンボル同期回路（Symbol Timing Synchronization）２０と、遅延プロファイル推定回路（Channel Profile Estimator）２１と、伝送路状態変化検出回路（Channel Mobility Estimator）３０とを備える。なお、アンテナ１０乃至遅延プロファイル推定回路２１の構成及び動作は上述したので、その詳細な説明を割愛する。

伝送路状態変化検出回路３０は、移動情報（伝送路状態の変化情報）を検出する。

また、ＯＦＤＭ受信装置１は、Centre Clip部３１と、閾値決定部３２とを備え、伝送路状態変化検出回路３０の検出結果に基づいて、閾値決定部３２によりCentre Clipの閾値を決定し、当該決定された閾値に基づいてCentre Clip部３１により伝送路のクリッピング処理を行う。

また、整合フィルタ２１ａは、図７に示すように、基本的にはFIR（Finite Impulse Response）フィルタのような構成になっており、ガードインターバルに含まれているシンボルの数だけタップが用意されている相関器により構成されている。

ここで、整合フィルタ２１ａの説明を行う。整合フィルタ２１ａは、ＯＦＤＭ時間領域信号をガードインターバル（２つ）に相当する時間分遅延させ、遅延させたＯＦＤＭ時間領域信号（複素信号）から複素共役信号を求め、当該複素共役信号にシンボル同期回路２０（詳細には、シンボルタイミング調整部）からロードされてきた係数（Coeff.）を乗じて、所定期間遅延させ、遅延後の複素共役信号と、デジタル直交復調回路１４から供給される複素信号（ＯＦＤＭ時間領域信号）とに基づいて複素乗算を行う。以下、タップの数だけ、所定量遅延させたデジタル直交復調回路１４から供給される複素信号と、係数が乗じられ、所定量遅延させた複素共役信号とに基づく複素乗算を行う。

また、整合フィルタ２１ａは、ロードした係数によって複素共役信号からガードインターバルに相当する信号波形を抽出し、抽出した信号とデジタル直交復調回路１４から供給される複素信号との間で相関を求めるので、特に、複素信号の終わり部分において、強い相関を得ることができる。

また、Centre Clip部３１は、整合フィルタ２１ａの出力、又は／及びIFFT演算回路２１ｂの出力が入力され、閾値決定部３２により決定される閾値に基づいて、クリッピング処理を行う。

ここで、閾値決定部３２による閾値の決定方法について述べる。閾値決定部３２は、伝送路の変化状態（Channel Mobility）の情報に応じて、所定のテーブルを参照し、適切な閾値を決定（設定）する。閾値決定部３２は、伝送路の変化状態がある一定の値以上の場合には、当該テーブルを参照し、ノイズを拾い難くするためにCentre Clipの閾値を高い値に決定し、また、伝送路の変化状態がある一定の値以下の場合には、当該テーブルを参照し、パスの検出精度を上げるためにCentre Clipの閾値を低い値に決定する。

また、閾値決定部３２は、図８に示すようなテーブルを有している。テーブルの横軸（入力）は、Channel Mobilityの情報(Doppler周波数)を示し、テーブルの縦軸（出力）は、Centre Clip閾値を示す。また、テーブルは、図８に示すように、移動速度が上がるにつれて、Centre Clip閾値も上がっていくような特性を有する。

このようにして、閾値決定部３２では、移動受信時（整合フィルタ２１ａの出力に含まれるノイズ量が増える）においてはCentre Clipの閾値を高い値に決定するので、存在しないパスを存在するものと誤判断してしまうことを回避することができ、また、移動をしていない時（整合フィルタ２１ａの出力に含まれるノイズ量が少ない）においてはCentre Clipの閾値を低い値に決定するので、小さなパスも検出することができる。

Centre Clip部３１は、閾値決定部４２から供給された閾値に基づいて、整合フィルタ２１ａ（整合フィルタ２１ａ）又は／及びIFFT演算回路２１ｂから供給される信号をクリッピング処理し、クリッピング処理後の信号（遅延プロファイル）をシンボルタイミング調整部２０ｃに供給する。

また、伝送路状態変化検出回路３０による伝送路状態の変化検出方法としては、ISDB-T信号に埋め込まれているSPキャリア（Scattered Pilot Carrier）とCPキャリア（Continual Pilot Carrier）を用いる方法がある。

また、伝送路の状態変化（インパルス応答）を算出し、当該算出結果に基づいてCentre Clipの閾値を決定する方法としては、上述した整合フィルタ２１ａを用いる方法の他に、IFFT演算回路２１ｂを用いる方法（図９）や、これらの双方を用いる方法がある。なお、図９に示すCentre Clip部６１及び閾値決定部６２の構成と動作は、上述したCentre Clip部３１及び閾値決定部３２と同様である。

このようにして、ＯＦＤＭ受信装置１は、伝送路の変化状態（Channel Mobility）の情報を検出する伝送路状態変化検出回路３０とを備えるので、特に、移動体受信において、好適な閾値によりCentre Clip部４１を動作させ、パスの誤った検出を回避することができる。

＜第２の実施例＞
ここで、第２の実施例について説明する。上述した第１の実施例では、伝送レートが異なるケースを考慮していないが、送信される変調方式の伝送レートが異なる場合には、伝送レートに応じて適応的にパスの検出パワーを変更した方が良い。そこで、第２の実施例では、受信環境の違いによって生ずる整合フィルタ（Guard Adapted Matched Filter）の出力のノイズレベルに対応するために、伝送パラメータデコーダ（Transmission Parameter Decoder）の出力を用いてCentre Clip部の閾値を適応的に変化させる実施例について説明する。

図１０に、本実施例によるＯＦＤＭ受信装置２の回路構成を示す。ＯＦＤＭ受信装置２は、アンテナ１０と、チューナ１１と、バンドパスフィルタ（BPF）１２と、A/D変換回路１３と、デジタル直交復調回路１４と、FFT演算回路１５と、パイロット利用伝送路推定器（Pilot-Assisted Channel Estimator）１６と、伝送路補償器（Channel Corrector）１７と、誤り訂正回路（FEC）１８と、伝送パラメータ復号回路（Transmission Parameter Decoder）１９と、シンボル同期回路（Symbol Timing Synchronization）２０と、遅延プロファイル推定回路（Channel Profile Estimator）２１とを備える。また、ＯＦＤＭ受信装置２の遅延プロファイル推定回路２１は、整合フィルタ２１ａと、IFFT演算回路２１ｂと、Centre Clip部６１と、閾値決定部６２とを備え、伝送パラメータ復号回路１９の出力信号に基づいて、閾値決定部６２によりCentre Clipの閾値を決定し、当該決定された閾値に基づいて、整合フィルタ２１ａから供給される信号に対してCentre Clip部６１によりクリッピング処理を行う。なお、以下の説明では、図１に示した構成要素と同一の構成要素についての説明は省略する。

伝送パラメータ復号回路１９は、例えば、ISDB-T規格においてはTMCCキャリア復号器に相当するものであり、また、DVB-T規格においてはTPSキャリア復号器に相当するものである。また、伝送パラメータ復号回路１９は、伝送パラメータのうち、伝送レートに関するパラメータ（例えば、変調方式と符号化率）を閾値決定部６２へ供給する。閾値決定部６２は、供給された伝送パラメータに応じて、適切な閾値を設定する。

閾値決定部６２は、適切な閾値を設定するテーブルを有している。閾値決定部６２は、伝送パラメータ復号回路１９から供給される伝送パラメータに基づいて、受信信号の伝送レートが低いと判断した場合には、当該テーブルを参照し、受信性能に影響しない小さなパスを排除してノイズを拾いにくくするためにCentre Clipの閾値を高い値に決定し、また、受信信号の伝送レートが高いと判断した場合には、当該テーブルを参照し、より小さいパスまで検出できるようにCentre Clipの閾値を低い値に決定する。

また、整合フィルタ２１ａは、図１１に示すように、ＯＦＤＭ時間領域信号の相関を検出する相関器により構成されている。なお、整合フィルタ２１ａの動作は、第１の実施例と同様である。

また、Centre Clip部６１は、整合フィルタ２１ａの出力、又は／及びIFFT演算回路２１ｂの出力が入力され、閾値決定部６２により決定される閾値に基づいて、クリッピング処理を行う。また、Centre Clip部６１及び閾値決定部６２の動作は、第１の実施例で述べたCentre Clip部３１及び閾値決定部３２と同様である。

ここで、閾値決定部６２が有するテーブルの一例を図１２に示す。図１２において、横軸（入力）は、伝送パラメータ復号回路１９から供給される伝送パラメータのうち伝送レートに関する情報を示し、縦軸（出力）は、決定されるCentre Clipの閾値を示している。テーブルは、図１２に示すように、伝送レートが高くなるにつれて、Centre Clipの閾値が下がる特性を有している。

また、ISDB-T規格では、規格上、複数の階層（例えば、A-Layer，B-Layer,C-Layerの３層）により情報を伝送することができ、また伝送する際の転送レートを階層毎に変えることができる。したがって、ＯＦＤＭ受信装置２は、図１３に示すように、伝送パラメータ復号回路１９から３階層の伝送パラメータ（A-Layerパラメータ，B-Layerパラメータ,C-Layerパラメータ）を出力し、当該３階層の伝送パラメータ又は使用階層の伝送パラメータを遅延プロファイル推定回路２１（閾値決定部６２）が受信するような構成にしても良い。

このような構成の場合には、図１４に示すように、閾値決定部６２の前段にLayer Selector部６３を設け、伝送パラメータ復号回路１９から供給される伝送パラメータの中から任意の階層の伝送パラメータをLayer Selector部６３により選択し、選択された伝送パラメータに基づいて閾値決定部６２により閾値を決定する。

また、Layer Selector部６３は、伝送パラメータ復号回路１９から供給される伝送パラメータの中から、自動的に最高レートの伝送パラメータを選択する構成であっても良いし、また、自動的に最低レートの伝送パラメータを選択する構成であっても良いし、外部から指定された任意の階層の伝送パラメータを選択する構成であっても良い。

また、伝送パラメータに基づいてCentre Clipの閾値を決定する方法としては、上述した整合フィルタ２１ａを用いる方法の他に、IFFT演算回路２１ｂを用いる方法（図１５）や、これらの双方を用いる方法がある。なお、図１５に示すCentre Clip部７１及び閾値決定部７２の構成と動作は、上述したCentre Clip部６１及び閾値決定部６２と同様である。

また、IFFT演算回路２１ｂを用いる方法において、複数階層で伝送パラメータを伝送できる規格（ISDB-T規格）を利用する場合には、階層を選択するLayer Selector７３が閾値決定部７２の前段に設けられる構成になる（図１６）。

このようにして、ＯＦＤＭ受信装置２は、伝送パラメータを出力する伝送パラメータ復号回路１９を備えるので、特に、移動体受信において、好適な閾値によりCentre Clip部６１を動作させ、パスの誤った検出を回避することができる。

＜第３の実施例＞
つぎに、第３の実施例について、図１７を参照しながら説明する。

第３の実施例においては、ＯＦＤＭ受信装置３は、アンテナ１０と、チューナ１１と、バンドパスフィルタ（BPF）１２と、A/D変換回路１３と、デジタル直交復調回路１４と、FFT演算回路１５と、パイロット利用伝送路推定器（Pilot-Assisted Channel Estimator）１６と、伝送路補償器（Channel Corrector）１７と、誤り訂正回路（FEC）１８と、伝送パラメータ復号回路（Transmission Parameter Decoder）１９と、シンボル同期回路（Symbol Timing Synchronization）２０と、遅延プロファイル推定回路（Channel Profile Estimator）２１と、第１の実施例で説明した伝送路状態変化検出回路（Channel Mobility Estimator）３０とを備える。

また、ＯＦＤＭ受信装置３の遅延プロファイル推定回路２１は、整合フィルタ２１ａと、IFFT演算回路２１ｂと、Centre Clip部８１と、閾値決定部（Adaptive Threshold Settingブロック）８２とを備え、伝送路状態変化検出回路３０から出力される伝送路状態の変化情報と、伝送パラメータ復号回路１９から出力される伝送パラメータとに基づいて閾値決定部８２によりCentre Clipの閾値を決定し、当該決定された閾値に基づいて、整合フィルタ２１ａから供給される信号に対してCentre Clip部８１によりクリッピング処理を行う。なお、以下の説明では、第１の実施例及び第２の実施例において示した構成要素と同一の構成要素についての説明は省略する。

ここで、遅延プロファイル推定回路２１の構成について図１８を用いて説明する。

閾値決定部８２は、第１の実施例や第２の実施例の説明と同様に、適切な閾値を設定するテーブルを有している。また、閾値決定部８２は、伝送路状態変化検出回路３０から供給される伝送路の変化情報がある一定の値以上であり、かつ、伝送パラメータ復号回路１９から供給される伝送パラメータに基づき、受信信号の伝送レートが低いと判断した場合には、当該テーブルを参照し、受信性能に影響しない小さなパスを排除してノイズを拾いにくくするためにCentre Clipの閾値を高い値に決定し、また、伝送路状態変化検出回路３０から供給される伝送路の変化情報がある一定の値以下の場合、若しくは伝送パラメータ復号回路１９から供給される伝送パラメータに基づき、受信信号の伝送レートが高いと判断した場合には、当該テーブルを参照し、より小さいパスまで検出できるようにCentre Clipの閾値を低い値に決定する。

ここで、閾値決定部８２が有するテーブルの例を図１９に示す。図１９において、ｘ軸（入力）は、伝送パラメータ復号回路１９から供給される伝送パラメータのうち伝送レートに関する情報を示し、ｙ軸（入力）は、伝送路の変化状態（Channel Mobility）の情報（Doppler周波数）を示し、ｚ軸（出力）は、決定されるCentre Clipの閾値を示している。

また、閾値決定部８２は、当該テーブルのサイズを削減するために、図２０に示すような構成であっても良い。閾値決定部８２は、第１の閾値を決定する第１の閾値決定部８２ａと、第２の閾値を決定する第２の閾値決定部８２ｂと、第１の閾値と第２の閾値とから第３の閾値を決定する第３の閾値決定部（combiner）８２ｃとを備える。

第１の閾値決定部８２ａは、伝送路状態変化検出回路３０から供給される伝送路の変化状態（Channel Mobility）の情報（Doppler周波数）に基づいて、第１の閾値を決定する第１のテーブル（例えば、図８に示すテーブル）を有する。

第２の閾値決定部８２ｂは、伝送パラメータ復号回路１９から供給される伝送パラメータに基づいて、第２の閾値を決定する第２のテーブル(例えば、図１２に示すテーブル)を有している。

第３の閾値決定部８２ｃは、例えば、加算器や乗算器を用いて、第１の閾値及び第２の閾値から第３の閾値を算出する。

さらに、第２の実施例で説明したように、複数階層で情報を伝送できる規格（ISDB-T規格）を利用する場合には、階層を選択するLayer Selectorが閾値決定部８２の前段に設けられる構成になる。

また、伝送パラメータに基づいてCentre Clipの閾値を決定する方法としては、上述した整合フィルタ２１ａを用いる方法の他に、IFFT演算回路２１ｂを用いる方法（図２１）や、これらの双方を用いる方法がある。なお、図２１に示すCentre Clip部９１及び閾値決定部９２の構成と動作は、上述したCentre Clip部８１及び閾値決定部８２と同様である。

このようにして、ＯＦＤＭ受信装置３は、伝送路の変化状態（Channel Mobility）の情報を検出する伝送路状態変化検出回路３０と、伝送パラメータを出力する伝送パラメータ復号回路１９とを備えるので、特に、移動体受信において、好適な閾値によりCentre Clip部７１を動作させ、パスの誤った検出を回避することができる。

また、本発明によれば、移動体受信時の整合フィルタ１２ａの出力やIFFT演算回路２１ｂの出力の誤検出を防ぎ、同時に静止状態での受信時にもパスの誤検出、検出逃しがないような、適切なCentre Clipの閾値を決定することが可能となり、移動状態と静止状態との双方の受信特性を両立させることが可能となる。

また、本発明によれば、伝送レートに応じて、適切にCentre Clipの閾値を決定することで整合フィルタ２１ａの出力やIFFT演算回路２１ｂの出力の誤検出を防ぎ、低レートと高レートの両方の場合において安定したパス検出を達成することができる。

また、本発明によれば、伝送レートと移動速度情報の両方を用いてCentre Clipの閾値を決定することで、あらゆる受信状態において安定したパス検出を行うことが可能となる。

さらに、本発明によれば、このようにして安定したパス検出が可能になるので、正確なFFT Triggerのコントロールを達成することができ、また、インパルス応答からDelay Spread Estimateを生成している場合においても、安定した推定値を生成することが可能となる。

また、本発明は、図面を参照して説明した上述の実施例に限定されるものではなく、添付の請求の範囲及びその主旨を逸脱することなく、様々な変更、置換又はその同等のものを行うことができることは勿論である。

本発明に係るＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。 SP信号配置パターンを示す図である。時間補間器により推定されるサブキャリアを示す図である。周波数補間器によりＯＦＤＭ信号の全てのサブキャリアに対して推定された伝送路特性を示す図である。帯域の異なる複数の補間フィルタを備える周波数補間器の構成を示すブロック図である。本発明に係る第１のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。整合フィルタの構成を示すブロック図である。閾値決定部が有するテーブルであって、ドップラー周波数とクリップ処理を行う際の閾値との関係を示す特性図である。 IFFT演算回路を利用してCentre Clipの閾値を決定する方法の説明に供する図である。本発明に係る第２のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。整合フィルタの構成を示すブロック図である。閾値決定部が有するテーブルであって、伝送レートとクリップ処理を行う際の閾値との関係を示す特性図である。図１０に示す第２のＯＦＤＭ受信装置の他の構成例を示すブロック図である。図１１に示す整合フィルタの他の構成例を示すブロック図である。 IFFT演算回路を利用してCentre Clipの閾値を決定する方法の説明に供する図である。複数階層で伝送パラメータが供給される場合において、IFFT演算回路を利用してCentre Clipの閾値を決定する方法の説明に供する図である。本発明に係る第３のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。整合フィルタの構成を示すブロック図である。閾値決定部が有するテーブルであって、伝送レートと、ドップラー周波数と、クリップ処理を行う際の閾値との関係を示す特性図である。図１７に示す閾値決定部の構成例を示すブロック図である。 IFFT演算回路を利用してCentre Clipの閾値を決定する方法の説明に供する図である。従来のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。シンボル同期回路と遅延プロファイル推定回路の構成を示すブロック図である。整合フィルタの構成と動作についての説明に供する図である。 Centre Clip部の動作についての説明に供する図である。 IFFT演算回路のブロック図と、２波のマルチパスの場合のCentre Clip前後の出力波形を示す図である。

符号の説明

１ＯＦＤＭ受信装置、１０アンテナ、１１チューナ、１２バンドパスフィルタ（BPF）、１３ A/D変換回路、１４デジタル直交復調回路、１５ FFT演算回路、１６パイロット利用伝送路推定器（Pilot-Assisted Channel Estimator）、１７伝送路補償器（Channel Corrector）、１８誤り訂正回路（FEC）、１９伝送パラメータ復号回路（Transmission Parameter Decoder）、２０シンボル同期回路（Symbol Timing Synchronization）、２１遅延プロファイル推定回路（Channel Profile Estimator）、１１ａ乗算器、１１ｂ局部発振器、１６ａ SP Extractor、１６ｂ時間補間器（Time Interpolation）、１７ａ補償器（Compensator）、１７ｂ周波数補間器（Frequency Interpolation）、２０ａ遅延部、２０ｂ粗いシンボル検出部（Coarse Symbol Acquisition）、２０ｃシンボルタイミング調整部（symbol timing estimator）、２１ａ整合フィルタ、２１ｂ IFFT演算回路、３０伝送路状態変化検出回路（Channel Mobility Estimator）、３１，５１，６１，７１，８１ Centre Clip部、３２，５２，６２，７２，８２閾値決定部

Claims

各有効シンボル間にガードインターバルを設けた伝送シンボルが伝送単位とされると共に、少なくとも既知信号が挿入された直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調する復調装置であって、
上記ＯＦＤＭ信号に対する演算範囲を設定し、該設定した演算範囲のＯＦＤＭ信号に対してフーリエ変換を施す変換手段と、
上記変換手段によりフーリエ変換された信号から、上記ＯＦＤＭ信号に含まれる既知信号に基づいて伝送路特性を推定する伝送路特性推定手段と、
上記ＯＦＤＭ信号における上記ガードインターバル間の相関を計算し、当該計算結果を示す相関信号を出力する相関信号生成手段と、
上記推定された伝送路特性に基づいて閾値を決定する閾値決定手段と、
上記決定された閾値に基づいて、上記相関信号をクリッピングし、当該クリッピング後の相関信号に従って、上記変換手段における演算範囲を変更させる演算範囲制御手段と
を備えることを特徴とする復調装置。
上記伝送路特性推定手段は、上記変換手段によりフーリエ変換された信号から、上記伝送シンボル内の所定のサブキャリアに離散的に挿入された特定の電力であって且つ特定の位相とされたパイロット信号を上記ＯＦＤＭ信号に含まれる既知信号として抽出し、上記パイロット信号を時間方向補間フィルタを用いて補間することにより全ての上記伝送シンボルに対して伝送路特性を推定することを特徴とする請求項１記載の復調装置。
上記相関信号生成手段は、上記伝送路特性推定手段により推定された上記伝送路特性を上記伝送シンボル毎に逆フーリエ変換することにより生成される遅延プロファイルに基づいて、上記ＯＦＤＭ信号からガードインターバル部分の信号波形を抽出するためのパルス信号を生成し、上記ＯＦＤＭ信号をガードインターバル複数個に相当する時間分遅延させたＯＦＤＭ信号から、上記パルス信号に基づいて、ガードインターバル部分の信号波形を抽出し、上記抽出した信号波形と上記ＯＦＤＭ信号との相関を計算し、当該計算結果を示す相関信号を出力することを特徴とする請求項１記載の復調装置。
上記伝送路特性推定手段により推定された上記伝送路特性に含まれている既知信号の変動に基づいて、伝送路状態の変化を検出する伝送路状態変化検出手段を備え、
上記閾値決定手段は、上記伝送路状態変化検出手段により検出された上記伝送路状態の変化に基づいて、上記閾値を任意の値に決定することを特徴とする請求項１記載の復調装置。
上記伝送路状態変化検出手段は、上記伝送路状態の変化をドップラー周波数で検出し、
上記閾値決定手段は、上記伝送路状態変化検出手段により検出されたドップラー周波数に基づいて、上記閾値を任意の値に決定することを特徴とする請求項４記載の復調装置。
上記変換手段によりフーリエ変換された信号に基づいて、伝送レートを検出する伝送レート検出手段を備え、
上記閾値変動手段は、上記伝送レート検出手段により検出された上記伝送レートに基づいて、上記閾値を任意の値に決定することを特徴とする請求項１記載の復調装置。
上記伝送路特性推定手段により推定された上記伝送路特性に含まれている既知信号の変動に基づいて、伝送路状態の変化を検出する伝送路状態変化検出手段と、
上記変換手段によりフーリエ変換された信号に基づいて、伝送レートを検出する伝送レート検出手段とを備え、
上記閾値決定手段は、上記伝送路状態変化検出手段により検出された上記伝送路状態の変化と、上記伝送レート検出手段により検出された上記伝送レートに基づいて、上記閾値を任意の値に決定することを特徴とする請求項１記載の復調装置。
各有効シンボル間にガードインターバルを設けた伝送シンボルが伝送単位とされると共に、少なくとも既知信号が挿入された直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調する復調方法であって、
上記ＯＦＤＭ信号に対する演算範囲を設定し、該設定した演算範囲のＯＦＤＭ信号に対してフーリエ変換を施す変換工程と、
上記変換工程によりフーリエ変換された信号から、上記ＯＦＤＭ信号に含まれる既知信号に基づいて伝送路特性を推定する伝送路特性推定工程と、
上記ＯＦＤＭ信号における上記ガードインターバル間の相関を計算し、当該計算結果を示す相関信号を出力する相関信号生成工程と、
上記推定された伝送路特性に基づいて閾値を決定する閾値決定工程と、
上記決定された閾値に基づいて、上記相関信号をクリッピングし、当該クリッピング後の相関信号に従って、上記変換手段における演算範囲を変更させる演算範囲制御工程と
を備えることを特徴とする復調方法。