CN103312643A - 均衡装置、接收装置和均衡方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供均衡装置、接收装置和均衡方法，在接收机移动的环境下，也能够抑制延迟分布的估计精度下降。均衡装置（12）具有：相关运算部（21），其按照每个传输码元得到已知信号序列与接收信号（Rs）之间的相关序列；来波检测部（23），其根据相关序列检测分别与多个来波对应的多个相关峰值的位置；变动量检测部（24），其检测多个相关峰值的时间变动；平滑部（26），其对相关序列执行码元方向的平滑滤波，生成估计延迟分布；以及均衡处理部（13），其根据所述估计延迟分布对接收信号（Re）的失真进行校正。平滑部（26）根据相关峰值的时间变动而改变平滑滤波特性。

Description

均衡装置、接收装置和均衡方法

技术领域

本发明涉及对接收信号从传输路径受到的失真进行补偿的均衡技术，特别涉及使用已知信号序列对接收信号从传输路径受到的失真进行补偿的均衡技术。

背景技术

在无线通信系统和地面数字广播系统中，接收机不仅接收从发送机直接到来的来波（直接波），有时还接收从发送机发送后在建筑物等障碍物处受到反射、衍射或散射的来波（非直接波）。延迟分布（delay profile）表示与这种多个来波的延迟时间、振幅和相位有关的信息。在日本特开2011-199391号（专利文献1）中公开有使用延迟分布的估计结果来估计传输路径响应的传输路径响应估计器。

专利文献1公开的传输路径响应估计器具有：相关部，其计算接收信号中包含的伪随机序列（PN序列：Pseudo-random Noise series）与自己产生的已知的伪随机序列的时间相关，生成相关波形；平滑部，其在时间（码元）方向上对该相关波形进行平滑；以及有效路径判定部，其仅选择该平滑部的输出中的峰值部分来估计延迟分布。由于平滑部在时间（码元）方向上对相关波形进行平滑，因此，能够抑制延迟分布的估计结果中包含的噪声成分。

专利文献1：日本特开2011-199391号公报（段落0051～0057、图7和图11等）

但是，在专利文献1公开的技术中，在接收机相对于发送机移动的接收环境下，存在延迟分布的估计精度下降的问题。

发明内容

鉴于上述情况，本发明的目的在于，提供一种均衡装置、接收装置和均衡方法，在接收机移动的环境下，也能够抑制延迟分布的估计精度下降。

本发明的第1方式的均衡装置在从发送装置连续发送具有已知信号序列和包含信息信号的有效码元的传输码元时，对由接收装置接收到的所述传输码元的接收信号的失真进行校正，其特征在于，该均衡装置具有：已知信号序列生成部，其供给已知信号序列；相关运算部，其按照每个所述传输码元计算所述已知信号序列与所述接收信号之间的互相关，得到互相关值的序列；来波检测部，其根据所述互相关值的序列，按照每个所述传输码元检测与由该接收装置接收到的多个来波分别对应的多个相关峰值的位置；变动量检测部，其检测所述多个相关峰值的时间变动；滤波部，其对所述互相关值的序列执行码元方向的平滑滤波，生成估计延迟分布；滤波控制部，其根据由所述变动量检测部检测到的该时间变动而改变所述滤波部的平滑滤波特性；以及均衡处理部，其执行根据所述估计延迟分布对所述接收信号的失真进行校正的均衡处理。

本发明的第2方式的接收装置的特征在于，该接收装置具有：信号接收部，其在从发送装置连续发送具有已知信号序列和包含信息信号的有效码元的传输码元时，接收所述传输码元的信号；以及第1方式的均衡装置，其对由所述信号接收部接收到的该接收信号的失真进行校正。

本发明的第3方式的均衡方法在从发送装置连续发送具有已知信号序列和包含信息信号的有效码元的传输码元时，对由接收装置接收到的所述传输码元的接收信号的失真进行校正，其特征在于，该均衡方法具有以下步骤：按照每个所述传输码元计算所述已知信号序列与所述接收信号之间的互相关，得到互相关值的序列；根据所述互相关值的序列，按照每个所述传输码元检测与由该接收装置接收到的多个来波分别对应的多个相关峰值的位置；检测所述多个相关峰值的时间变动；对所述互相关值的序列执行码元方向的平滑滤波，生成估计延迟分布；根据该检测到的时间变动而改变所述平滑滤波的特性；以及根据所述估计延迟分布对所述接收信号的失真进行校正。

根据本发明，滤波控制部根据由变动量检测部检测到的相关峰值的时间变动来改变滤波特性，因此，在传输路径特性随着时间而变化的环境下，也能够抑制延迟分布的估计精度下降。因此，在接收机移动的环境下，也能够抑制延迟分布的估计精度下降。

附图说明

图1是概略地示出本发明的实施方式1的接收装置的结构例的功能框图。

图2的（A）、（B）是概略地示出多个来波（直接波和延迟波）的例子的图。

图3是概略地示出实施方式1的传输路径估计部的结构的功能框图。

图4是示出针对双波模型传输路径的相关序列的一例的曲线图。

图5是概略地示出实施方式1的变动量检测部的结构的功能框图。

图6的（A）、（B）是概略地例示相关序列（延迟分布）的图。

图7的（A）是概略地示出码元方向上的相关峰值的序列的例子的图，图7的（B）是概略地示出与图7的（A）的相关峰值的序列对应的频谱的图。

图8的（A）是概略地示出码元方向上的相关峰值的序列的其它例子的图，图8的（B）是概略地示出与图8的（A）的相关峰值的序列对应的频谱的图。

图9的（A）、（B）是示出由实施方式1的区间设定部设定的区间的例子的图。

图10是概略地示出实施方式1的平滑部的结构例的图。

图11是概略地示出实施方式1的滤波部的结构例的图。

图12是概略地示出实施方式1的滤波控制部的结构例的功能框图。

图13是概略地示出针对双波模型传输路径的阈值处理部的输出的一例的曲线图。

图14的（A）是概略地示出与多载波调制方式对应的均衡处理部的结构的图，图14的（B）是概略地示出与单载波调制方式对应的均衡处理部的结构的图。

图15是概略地示出本发明的实施方式2的传输路径估计部的结构的功能框图。

图16是概略地示出实施方式2的变动量检测部的结构的功能框图。

图17是概略地示出实施方式2的平滑部的结构例的功能框图。

图18是概略地示出本发明的实施方式3的平滑部的结构的功能框图。

标号说明

1：接收装置；10：前端部；11：PN去除部（已知信号去除部）；12：均衡部；13：均衡处理部；14、14B：传输路径估计部；15：解交织器；16：解映射部；17：纠错部；21：相关运算部；22：PN序列生成部（已知信号序列生成部）；23：来波检测部；24、24B：变动量检测部；241₁～241_N：瞬时功率保持部（信号保持部）；242₁～242_N：时间轴方向傅里叶转换部；243₁～243_N：边缘检测部；244₁～244_N：时间变动量计算部；25：区间设定部；26、26B、26C：平滑部；260：相关保持部；261：滤波部；265、265B：滤波控制部（滤波系数设定部）；266₁～266_K：滤波系数存储部；267：滤波系数选择部；268：多普勒频率计算部；27、27B：阈值设定部；28：阈值处理部。

具体实施方式

下面，参照附图对本发明的各种实施方式进行说明。

实施方式1

图1是概略地示出本发明的实施方式1的接收装置1的结构例的功能框图。如图1所示，该接收装置1具有接收天线元件Rx、前端部10、PN去除部11、均衡部12、解交织器（de-interleaver）15、解映射（de-mapping）部16和纠错部17。

前端部10经由接收天线元件Rx接收无线信号。前端部10对该无线信号实施调谐处理等的模拟信号处理，生成载波频带信号，进而对该载波频带信号实施A/D转换和正交解调，生成基带接收信号（复数字信号）Rs并输出。

图2的（A）、（B）是概略地示出由接收装置1接收的多个来波（直接波和延迟波）的例子的图。如图2所示，将由已知信号序列即PN序列和包含信息信号的有效码元构成的传输码元作为1个单位发送来波。这里，PN（Pseudo-random Noise）序列也被称为伪随机序列，由连续的数百个码元（时间区域信号）构成。另一方面，有效码元由以使用单一载波传输信息的单载波调制方式生成的信号群、或以使用多个载波（副载波）传输信息的多载波调制方式（特别是正交频分复用方式）生成的信号群构成。例如在中国的地面数字广播标准即DTMB（Digital Terrestrial MultimediaBroadcasting）标准中采用这种传输码元的格式。

PN去除部11从基带接收信号Rs的序列中去除PN序列，仅将基带接收信号Rs中的有效码元的时间区域信号Re（以下称为有效码元信号Re。）输出到均衡部12。

均衡部12具有：传输路径估计部14，其根据基带接收信号Rs的序列估计传输路径特性（信道中脉冲响应）；以及均衡处理部13，其使用从传输路径估计部14供给的传输路径特性的估计值He，对有效码元信号Re执行频率轴均衡（频率区域中的均衡）。

如图2的（A）、（B）所示，接收装置1有时接收从发送装置（未图示）直接到来的直接波、以及由于在建筑物等障碍物处受到反射、衍射或散射而相对于直接波延迟到来的延迟波。该情况下，接收装置1接收直接波的传输码元和延迟波的传输码元重叠的信号。图2的（B）中仅示出1个延迟波，但是不限于此。接收装置1有时还接收2个以上的延迟波和直接波重叠的信号。均衡部12具有对由于延迟波的影响而引起的基带接收信号Rs的失真（相位旋转量和振幅变化中的一方或双方）进行适当校正的功能。

参照图1时，解交织器15对从均衡处理部13输出的均衡信号Es实施解交织处理。解映射部16对解交织器15的输出实施解映射处理。具体而言，解映射部16根据发送装置中使用的载波调制方式，将解交织器15的输出（数据码元）转换为比特串。作为载波调制方式，例如可举出QPSK（Quadrature Phase Shifi Keying）或2^M值QAM（Quadrature Amplitude Modulation；M为正整数）这样的数字调制方式，但是不限于此。纠错部17对解映射部16的输出序列例如实施公知的里德-所罗门（Reed-Solomon）解码和卷积解码（decoding of convolutional codes），生成数据信号序列并输出。

图3是概略地示出实施方式1的传输路径估计部14的结构的功能框图。如图3所示，传输路径估计部14具有相关运算部21、PN序列生成部22、平滑部26和阈值处理部28。传输路径估计部14的特征在于，还具有来波检测部23、变动量检测部24、区间设定部25和阈值设定部27。

PN序列生成部22在输入接收PN序列作为基带接收信号Rs的序列时，自己生成与该接收PN序列对应的PN序列，供给到相关运算部21。相关运算部21按照每个传输码元计算基带接收信号Rs与PN序列的互相关，得到互相关值的序列（以下也称为“相关序列”）。互相关能够表现为与2个信号波形中的一个信号波形相对于另一个信号波形延迟时间τ时的偏移时间（延迟时间）τ有关的函数。

现在，假设仅存在一个针对接收装置1的来波的AWGN（Additive white Gaussiannoise：白色高斯噪声）传输路径的情况。设与延迟时间τ相当的样本编号为整数k，设传输码元编号为整数j，利用整数L表示样本数时，基带接收信号Rs与PN序列的相关序列R_j（k）可以由下式（1）表现。

$R_j\left(k\right)=\frac{1}{L}\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}[\mathrm{pn}(i-k)+f_j(i-k)+n_j(i-k)]\×\mathrm{pn}\left(i\right)...\left(1\right)$

这里，pn（i-k）表示发送PN序列，f_j（i-k）表示第j个传输码元中的有效码元中的有效数据信号，n_j（i-k）表示第j个传输码元受到的高斯噪声，pn（i）表示自己生成的PN序列。

对上式（1）进行整理后，能够得到下式（2）。

$R_j\left(k\right)=\mathrm{\δ}\left(k\right)+\frac{1}{L}\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}[f_i(i-k)+n_j(i-k)]\×\mathrm{pn}\left(i\right)...\left(2\right)$

这里，式（2）右边第1项δ（k）由下式（3）定义。

$\mathrm{\δ}\left(k\right)=\frac{1}{L}\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{pn}(i-k)\×\mathrm{pn}\left(i\right)...\left(3\right)$

上式（2）右边第1项δ（k）是在与来波到达接收装置1的时刻对应的k=0时具有非常尖锐的相关峰值，在k=0以外时具有大致接近零的值的函数。

在存在多个来波的情况下，接收装置1接收这些多个来波相互重叠的信号，因此，在与多个来波对应的多个时刻，在相关序列中出现多个尖锐的峰值，在与其它时刻对应的范围内，在相关序列中出现上式（2）右边第2项所示的噪声成分。图4是利用曲线图示出针对双波模型传输路径的相关序列R（k）的一例的图。在该双波模型传输路径中，设DU比（Desired to Undesired signal ratio）为6dB，与延迟时间τ有关的样本数为100个样本。在图4中，在k=0和k=100时，分别存在表示主波和延迟波的接收电平的峰值，在其它范围内，存在上式（1）第2项的噪声成分。

发送装置发送将具有图2的（A）所示的格式的传输码元作为发送单位的信号，因此，接收装置1的相关运算部21按照每个传输码元间隔计算相关序列R₁（k）、R₂（k）、R₃（k）、…。这些相关序列R₁（k）、R₂（k）、R₃（k）、…被提供给平滑部26和来波检测部23。

来波检测部23具有如下功能：根据从相关运算部21输出的信号的每个样本的瞬时功率或振幅（互相关值），按照每个传输码元检测与各来波对应的相关峰值的位置。具体而言，来波检测部23根据相关序列计算瞬时功率的分布，对各瞬时功率与预先决定的阈值进行比较，根据其比较结果，输出阈值以上的瞬时功率的位置和表示该位置处的瞬时功率的信号WD。另外，在本实施方式中，输出表示瞬时功率的值的信号WD，但是，取而代之，也可以输出表示振幅（相关峰值）的信号。

变动量检测部24具有如下功能：根据从来波检测部23输出的信号WD，检测各来波的相关峰值（或其瞬时功率）的时间变动。变动量检测部24将表示其检测结果的信号FD提供给平滑部26和阈值设定部27。

图5是概略地示出实施方式1的变动量检测部24的结构的功能框图。如图5所示，该变动量检测部24具有以与多个传输码元相应的量保持与N个来波分别对应的N个瞬时功率W₁、…、W₂的N个（N为2以上的整数）瞬时功率保持部（信号保持部）241₁、…、241_N。例如，如图2的（A）、（B）所示，在存在2个来波的情况下，直接波的瞬时功率（或振幅）的序列保持在瞬时功率保持部241₁中，延迟波的瞬时功率的序列保持在瞬时功率保持部241₂中即可。这里，瞬时功率保持部241₁～241_N的个数N需要有假定的来波的数量。

变动量检测部24还包含：时间轴方向傅里叶转换部242₁、…、242_N，其对分别从瞬时功率保持部241₁、…、241_N供给的瞬时功率执行时间轴方向（码元方向）的傅里叶转换，生成N个频谱；以及边缘检测部243₁、…、243_N，其检测这些N个频谱的边缘的频率值（即，最大多普勒频率：maximum doppler frequencies）Fd₁、…、Fd_N。另外，代替时间轴方向傅里叶转换部242₁、…、242_N，也可以使用进行傅里叶转换以外的正交变换的处理部。

图6的（A）、（B）是概略地例示接收装置1接收双波的来波的环境下的相关序列（延迟分布）的图。在图6的（A）、（B）中，示出在时刻T₁、T₂、T₃分别生成的相关序列，时刻T₁的相关序列具有与直接波和延迟波分别对应的相关峰值P₁（1）、P₂（1），时刻T₂的相关序列具有2个相关峰值P₁（2）、P₂（2），时刻T₃的相关序列具有2个相关峰值P₁（3）、P₂（3）。图6的（A）是示出接收装置1相对于发送装置静止的情况下的相关序列的图，图6的（B）是示出接收装置1相对于发送装置移动的情况下的相关序列的图。在接收装置1静止的情况下，如图6的（A）所示，任何时刻的相关序列的延迟分布特性均相同。与此相对，在移动接收时，如图6的（B）所示，相关序列的延迟分布特性时刻变化，直接波和延迟波各自的相关峰值和相位随着时间而变化。

图7的（A）是概略地例示第j个来波的相关峰值的时间轴方向（码元方向）的序列的图，图7的（B）是概略地示出对图7的（A）的相关峰值P_j（1）、P_j（2）、…的瞬时功率值进行傅里叶转换而得到的频谱的图。图7的（B）的频谱分布在Fd_j～+Fd_j的频率范围内。该频谱的边缘的频率值（绝对值）Fd_j称作最大多普勒频率。

另一方面，图8的（A）是概略地例示与图7的（A）、（B）的情况不同的接收环境时的第j个来波的相关峰值的时间轴方向（码元方向）的序列的图，图8的（B）是概略地示出对图8的（A）的相关峰值P_j（1）、P_j（2）、…的瞬时功率值进行傅里叶转换而得到的频谱的图。如图7的（A）和图8的（A）所示，图8的（A）的情况下的来波从传输路径受到的失真比图7的（A）的情况下的来波从传输路径受到的失真大。因此，与图7的（B）的频谱相比，图8的（B）的频谱分布在频率方向更宽的范围（-Fd_j～+Fd_j）内，具有比图7的（B）的频谱的最大多普勒频率大的最大多普勒频率。

例如，在来波的到来方向与接收装置1的移动方向垂直的情况下，最大多普勒频率大致为0Hz。并且，在来波的到来方向与接收装置1的移动方向相同的情况下，频谱扩大与其移动速度对应的最大多普勒频率。由此，接收装置1的相对移动速度越大，来波从传输路径受到的失真越大。因此，具有相对移动速度越大，最大多普勒频率Fd_j越大的倾向。

图5的边缘检测部243₁、…、243_N能够检测与N个来波分别对应的最大多普勒频率Fd₁、…、Fd_N。表示这些最大多普勒频率Fd₁、…、Fd_N的信号FD被提供给平滑部26和阈值设定部27。

另外，在本实施方式中，变动量检测部24根据瞬时功率W₁、…、W_N检测最大多普勒频率Fd₁、…、Fd_N，但是，取而代之，也可以构成为根据相关峰值检测多普勒频率。并且，在本实施方式中，变动量检测部24具有并列处理与最大N个来波分别对应的N个瞬时功率序列的结构，但是，取而代之，也可以构成为对N个瞬时功率序列进行时间分割处理并检测最大多普勒频率Fd₁、…、Fd_N。通过采用时间分割处理，能够减小电路规模。

区间设定部25具有如下功能：根据来波检测部23的输出，针对相关序列，在延迟时间方向上设定多个区间，将表示这些区间的信号SC供给到平滑部26和阈值设定部27。可以设定为各区间与由来波检测部23检测到的多个相关峰值中的至少1个相关峰值对应，或者，也可以以分别与多个相关峰值对应且相互不重复的方式设定多个区间。图9的（A）是示出分别与2个相关峰值对应的区间A、B的图。并且，图9的（B）是示出分别与2个相关峰值对应的区间B、D和除此以外的区间A、C、E的图。

接着，平滑部26具有如下功能：按照由区间设定部25设定的每个区间，对多个相关序列R₁（k）、R₂（k）、R₃（k）、…执行码元方向的平滑滤波（smooth-filtering），生成估计延迟分布FR（k）。平滑部26还具有如下功能：根据表示最大多普勒频率Fd₁、…、Fd_N的信号SD，以随追相关序列（相关峰值）的时间变动的方式改变自己的平滑滤波特性。

图10是概略地示出该平滑部26的结构例的功能框图。如图10所示，平滑部26包含临时保持多个传输码元量的相关序列R₁（k）、R₂（k）、R₃（k）、…的相关保持部260，对从该相关保持部260中读出的多个相关序列执行每个区间的平滑滤波的滤波部261以及滤波控制部265。由相关保持部260保持的相关序列的数据量依赖于后级的滤波部261的抽头数。例如，在后级的滤波部261是具有T个抽头（T是正整数）的FIR滤波器的情况下，保持T个码元量的相关序列即可。

滤波控制部265具有如下功能：根据信号FD、SC设定滤波部261的滤波系数群FC，以使滤波部261的滤波特性（平滑滤波特性）追随区间变化和相关序列的时间变动中的一方或双方。

具体而言，滤波控制部265能够以最大多普勒频率越大，滤波部261的通过频带越宽的方式设定可变滤波系数群FC。另外，在专利文献1记载的技术中，由于无法改变平滑的滤波系数，因此，在最大多普勒频率的宽度大小变化时，无法使滤波特性追随该变化。

作为滤波部261，例如使用公知的FIR（Finite Impulse Response）滤波器或IIR（Infinite Impulse Response）滤波器等数字滤波器即可。图11是概略地示出滤波部261的结构例的图。如图11所示，滤波部261包含延迟元件262₁～262_L-1、乘法器263₀～263_L-1以及总和运算器264。滤波部261通过对可变滤波系数FC（0）、FC（1）、…、FC（L-1）和输入信号R_j（k）、R_j-1（k）、…、R_j-L+1（k）进行积和运算，能够计算估计延迟分布FR（k）。在通过区间设定部25设定有多个区间的情况下，滤波部261通过按照每个区间切换可变滤波系数群FC，按照每个区间执行平滑滤波。

例如，滤波控制部265能够按照由区间设定部25决定的每个区间设定可变滤波系数群FC，以使其具有与频谱的宽度大小相当的最大多普勒频率的2倍（=Fd_j×2）的通过频带。并且，例如，在如图9的（A）所示设定有区间A、B的情况下，在区间A的相关峰值的瞬时功率（或相关峰值）的最大多普勒频率为Fa[Hz]的情况下，能够计算2×Fa[Hz]的通过频带的低通滤波特性的可变滤波系数群FC，在区间B的相关峰值的瞬时功率（或相关峰值）的最大多普勒频率为Fb[Hz]的情况下，能够计算2×Fb[Hz]的通过频带的低通滤波特性的可变滤波系数群FC。

滤波控制部265可以计算可变滤波系数群FC，或者，也可以从预先准备的多个可变滤波系数群中选择与信号FD、SC对应的可变滤波系数群FC。图12是概略地示出从预先准备的多个可变滤波系数群中选择可变滤波系数群FC时的滤波控制部265的结构例的功能框图。图12的滤波控制部265具有供给K个滤波系数群FC₁～FC_K的K个滤波系数存储部266₁、…、266_K，以及根据信号FC、SC从滤波系数群FC₁～FC_K中选择1个滤波系数群FC的滤波系数选择部267。

如上所述，平滑部26根据与各来波对应的相关序列的时间变动改变平滑滤波特性，因此，能够进行追随接收装置1的移动速度的变化的、可变滤波系数FC的控制。因此，能够提高估计延迟分布FR（k）的估计精度和均衡处理部13中的均衡精度。并且，以与多个来波分别对应的多个相关峰值包含在相互不同的区间的方式将相关序列的延迟时间分割成多个区间，按照每个区间独立地设定平滑滤波特性，因此，即使在相关序列的时间变动量按照每个来波而不同的接收环境下，也能够提高估计延迟分布FR（k）的估计精度和均衡处理部13中的均衡精度。

另外，在由区间设定部25设定的区间（例如图9的（B）的区间C）中不存在相关峰值的情况下，滤波控制部265例如选择使通过频带最窄的可变滤波系数FC即可。

阈值处理部28具有如下功能：执行从平滑部26的输出中舍去小于阈值Th1的值的阈值处理。具体而言，阈值处理部28能够对平滑部26的输出FR（k）的瞬时功率（或振幅）与阈值Th1进行比较，在瞬时功率（或振幅）大于该阈值Th1的情况下，将平滑部26的输出直接输出到均衡处理部13，在瞬时功率（或振幅）为该阈值Th1以下的情况下，输出零值。这里，也可以不将大于阈值Th1的样本值前后的任意个数的样本值置换成零值，将平滑部26的输出直接输出到均衡处理部13。图13是概略地示出针对双波模型传输路径的阈值处理部28的输出的一例的曲线图。

并且，阈值处理部28还具有如下功能：按照由区间设定部25设定的每个区间，设定阈值处理部28中使用的阈值Th1。并且，阈值设定部27具有将该阈值Th1设定成与最大多普勒频率对应的值的功能。例如，在平滑部26使用通过频带窄的平滑滤波器以减小最大多普勒频率Fd_j的值的区间中，能够将阈值Th1设定成比基准值低的值，另一方面，在平滑部26使用通过频带宽的平滑滤波器以增大最大多普勒频率Fd_j的值的区间中，能够将阈值Th1设定成比基准值高的值。这里，作为基准值，使用比平滑部26的最大输出值（峰值）小的值。这样，通过根据各区间中使用的平滑滤波器的通过频带设定阈值Th1，能够估计延迟分布而不会在阈值处理中舍去接收电平小的来波，因此，能够提高均衡处理部13中的均衡精度。

均衡处理部13能够使用执行阈值处理后的该估计延迟分布作为传输路径估计值He，对接收信号Re的失真进行校正。图14的（A）是概略地示出以多载波调制方式生成接收信号Re时的均衡处理部13的结构的图，图14的（B）是概略地示出以单载波调制方式生成接收信号Re时的均衡处理部13的结构的图。

如图14的（A）所示，在接收信号Re是OFDM信号这样的多载波信号的情况下，均衡处理部13具有：第1傅里叶转换部131，其对接收信号Re进行傅里叶转换并生成频率区域的信号；第2傅里叶转换部132，其对传输路径估计值进行傅里叶转换并生成频率区域的传输路径估计值；以及均衡运算部133，其使第1傅里叶转换部131的输出除以第2傅里叶转换部132的输出而生成均衡信号Es。另一方面，在接收信号Re是OFDM信号这样的多载波信号的情况下，如图14的（B）所示，在以单载波调制方式生成接收信号Re的情况下，除了第1傅里叶转换部131、第2傅里叶转换部132和均衡运算部133以外，均衡处理部13还具有对均衡运算部133的输出进行傅里叶逆转换而生成均衡信号Es的傅里叶逆转换部134。

如以上说明的那样，在实施方式1中，平滑部26能够以追随相关序列的时间变动的方式改变平滑滤波特性，因此，在传输路径特性随着时间而变化的环境下，也能够抑制估计延迟分布FR（k）的估计精度下降。而且，平滑部26能够按照分别与多个来波对应的每个区间而单独改变平滑滤波特性并执行每个区间的平滑，因此，能够高精度地进行延迟分布的估计。因此，与现有技术相比，能够提高均衡处理部13中的均衡精度。

实施方式2

接着，对本发明的实施方式2进行说明。图15是概略地示出实施方式2的传输路径估计部14B的结构的功能框图。除了传输路径估计部14B以外，本实施方式的接收装置的结构与实施方式1的接收装置1的结构相同。

并且，如图15所示，除了变动量检测部24B、平滑部26B和阈值设定部27B以外，本实施方式的传输路径估计部14B的结构与实施方式1的传输路径估计部14（图3）的结构相同。

图16是概略地示出实施方式2的变动量检测部24B的结构的功能框图。与实施方式1的变动量检测部24同样，变动量检测部24B包含以与多个传输码元相应的量保持分别与N个来波对应的N个瞬时功率W₁、…、W₂的N个瞬时功率保持部（信号保持部）241₁、…、241_N。变动量检测部24B还包含检测保持在瞬时功率保持部241₁、…、241_N中的瞬时功率W₁、…、W_N各自的时间变动量S₁、…、S_N的时间变动量计算部244₁、…、244_N。表示时间变动量S₁、…、S_N的信号SD被供给到平滑部26B和阈值设定部27B。

与第j个来波对应的时间变动量计算部244_j例如能够计算瞬时功率W_j的时间变化量的绝对值的平均值作为时间变动量S_j。这里，代替瞬时功率W_j，也可以使用相关峰值P_j计算时间变动量S_j。

目前，在利用P_j（q）（q是表示当前时刻T_q的编号）表示与第j个来波对应的相关峰值时，与第j个来波对应的瞬时功率W_j（q）例如由相关峰值P_j（q）与其复共轭P_j ^*（q）之积给出。具体而言，能够根据下式（4）计算瞬时功率w_j（q）。

W_j(q)＝|P_j(q)|²…(4)

例如，能够使用在码元方向上连续的M个瞬时功率W_j（q）、w_j（q-1）、…、W_j（q-M+1），根据下式（5）计算当前时刻T_q的时间变动量S_j（q）。

$S_j\left(q\right)=\frac{1}{M}\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{|W_j(q-i)-W_j(q-i-1)|}^2...\left(5\right)$

在代替上式（5）的瞬时功率W_j而使用相关峰值P_j的情况下，代替上式（5），能够根据下式（6）计算时间变动量S_j（q）。

$S_j\left(q\right)=\frac{1}{M}\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{|P_j(q-i)-P_j(q-i-1)|}^2...\left(6\right)$

或者，在代替上述上式（6）的相关峰值P_j而使用相关峰值P_j的绝对值（相关峰值绝对值）的情况下，能够根据下式（7）计算时间变动量S_j（q）。

$S_j\left(q\right)=\frac{1}{M}\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|P_j(q-i)|-|P_j(q-i-1)\left|\right|}^2...\left(7\right)$

基于上式（5）、（6）或（7）的运算例如能够使用抽头数M的移动平均滤波器来实现。

另外，上式（5）是计算在码元方向上连续的瞬时功率的差分绝对值的平方的移动平均的式子，但是，取而代之，也可以使用计算在码元方向上连续的瞬时功率的差分绝对值的移动平均的式子。同样，上式（6）是计算在码元方向上连续的相关峰值的差分绝对值的平方的移动平均的式子，但是，取而代之，也可以使用计算在码元方向上连续的相关峰值的差分绝对值的移动平均的式子。同样，上式（7）是计算在码元方向上连续的相关峰值绝对值的差分绝对值的平方的移动平均的式子，但是，取而代之，也可以使用计算在码元方向上连续的相关峰值绝对值的差分绝对值的移动平均的式子。

与实施方式1的平滑部26同样，平滑部26B具有如下功能：按照每个区间，对相关序列R₁（k）、R₂（k）、R₃（k）、…执行码元方向的平滑滤波，生成估计延迟分布FR（k）。本实施方式的平滑部26B还具有如下功能：根据时间变动量S₁、…、S_N，以追随相关序列（相关峰值）的时间变动的方式改变自己的平滑滤波特性。

另外，在本实施方式中，变动量检测部24B根据瞬时功率W₁、…、W_N检测时间变动量S₁、…、S_N，但是，取而代之，也可以构成为根据相关峰值检测时间变动量S₁、…、S_N。并且，在本实施方式中，变动量检测部24B具有并列处理分别与最大N个来波对应的N个瞬时功率序列的结构，但是，取而代之，也可以构成为对N个瞬时功率序列进行时间分割处理并检测时间变动量S₁、…、S_N。通过采用时间分割处理，能够减小电路规模。

接着，图17是概略地示出实施方式2的平滑部26B的结构例的功能框图。除了滤波控制部265B以外，该平滑部26B的结构与实施方式1的平滑部26的结构相同。本实施方式的滤波控制部265B具有如下功能：根据信号SD、SC设定滤波部261的滤波系数群FC，以使滤波部261的滤波特性（平滑滤波特性）追随区间变化和相关序列的时间变动中的一方或双方。具体而言，滤波控制部265B能够按照由区间设定部25决定的每个区间，以时间变动量S_j越大则滤波部261的通过频带越宽的方式设定滤波系数群FC。

与实施方式1的阈值设定部27同样，阈值设定部27B具有按照由区间设定部25设定的每个区间设定阈值处理部28中使用的阈值Th1的功能，还具有将该阈值Th1设定成与上述时间变动量S_j对应的值的功能。例如，在平滑部26使用通过频带窄的平滑滤波器以减小时间变动量S_j的区间中，能够将阈值Th1设定成比基准值（比平滑部26的输出峰值小的值）低的值，另一方面，在平滑部26使用通过频带宽的平滑滤波器以增大时间变动量S_j的区间中，能够将阈值Th1设定成比基准值高的值。

如以上说明的那样，在实施方式2中，平滑部26B能够以追随相关序列的时间变动的方式改变平滑滤波特性，因此，在传输路径特性随着时间而变化的环境下，也能够抑制估计延迟分布FR（k）的估计精度下降。而且，平滑部26B能够按照分别与多个来波对应的每个区间而单独改变平滑滤波特性并执行每个区间的平滑，因此，能够高精度地进行延迟分布的估计。因此，与现有技术相比，能够提高均衡处理部13中的均衡精度。

实施方式3

接着，对本发明的实施方式3进行说明。图18是概略地示出实施方式3的平滑部26C的结构的功能框图。除了该平滑部26C以外，本实施方式的传输路径估计部的结构与实施方式2的传输路径估计部14B（图15）的结构相同。并且，除了平滑部26C以外，本实施方式的接收装置的结构与实施方式2的接收装置的结构相同。

如图18所示，与实施方式1的平滑部26（图10）同样，平滑部26C具有相关保持部260、滤波部261和滤波控制部265。本实施方式的平滑部26C还具有将上述时间变动量S₁、…、S_N分别转换成上述最大多普勒频率Fd₁、…、Fd_N的多普勒频率计算部268。因此，滤波控制部265能够根据最大多普勒频率Fd₁、…、Fd_N，按照每个区间设定滤波系数群FC。

多普勒频率计算部268可以具有唯一确定时间变动量的值与最大多普勒频率的值之间的关系的一览表（转换表）。该情况下，多普勒频率计算部268能够参照一览表，输出与所输入的时间变动量S_j的值对应的最大多普勒频率Fd_j的值。这种多普勒频率计算部268能够使用将时间变动量S_j作为地址输入，输出与该地址输入对应的存储数据的值作为最大多普勒频率Fd_j的值的存储电路实现。

或者，多普勒频率计算部268也可以通过使用将时间变动量S_j作为独立变量（自变量）的规定单调递增函数的运算，根据所输入的时间变动量S_j计算最大多普勒频率Fd_j。例如，可以使用下式（8）所示的一次函数计算最大多普勒频率Fd_j。

Fd_j＝α×S_j+β…(8)

这里，α、β为常数（其中α>0）。

在实施方式3的情况下，也能够得到与实施方式1、2的情况相同的效果。

以上，参照附图叙述了本发明的各种实施方式，但是，这些实施方式是本发明的例示，也可以采用上述以外的各种方式。

上述实施方式1～3的接收装置的功能的一部分可以通过硬件结构实现，或者，也可以通过由包含CPU的微处理器执行的计算机程序实现。在该功能的一部分由计算机程序实现的情况下，微处理器通过从计算机可读取的记录介质下载并执行该计算机程序，能够实现该功能的一部分。

并且，上述实施方式1～3的接收装置的结构的全部或一部分能够通过LSI（LargeScale Integrated circuit）实现。并且，还能够通过FPGA（Field-Programmable GateArray）或ASIC（Application Specific Integrated Circuit）实现实施方式1～3的接收装置的结构的全部或一部分。

进而，上述实施方式1～3的接收装置也可以构成为数字广播接收装置（包含电视广播接收机和声音广播接收机）、无线LAN设备、电力线通信（PLC：Power-LineCommunication）系统的接收装置、或移动通信系统的接收终端这样的通信装置。

Claims (10)

1.一种均衡装置，该均衡装置在从发送装置连续发送具有已知信号序列和包含信息信号的有效码元的传输码元时，对由接收装置接收到的所述传输码元的接收信号的失真进行校正，其特征在于，

该均衡装置具有：

已知信号序列生成部，其供给已知信号序列；

相关运算部，其按照每个所述传输码元计算所述已知信号序列与所述接收信号之间的互相关，得到互相关值的序列；

来波检测部，其根据所述互相关值的序列，按照每个所述传输码元检测与由该接收装置接收到的多个来波分别对应的多个相关峰值的位置；

变动量检测部，其检测所述多个相关峰值的时间变动；

滤波部，其对所述互相关值的序列执行码元方向的平滑滤波，生成估计延迟分布；

滤波控制部，其根据由所述变动量检测部检测到的该时间变动而改变所述滤波部的平滑滤波特性；以及

均衡处理部，其执行根据所述估计延迟分布对所述接收信号的失真进行校正的均衡处理。

2.根据权利要求1所述的均衡装置，其特征在于，

所述均衡装置还具有区间设定部，该区间设定部根据所述多个互相关值各自的位置，针对所述互相关值的序列设定多个区间，

所述多个区间包含与所述多个相关峰值中的至少1个相关峰值对应的区间，

所述滤波部按照每个所述区间执行所述平滑滤波。

3.根据权利要求2所述的均衡装置，其特征在于，

所述多个区间分别与所述多个相关峰值对应且相互不重复。

4.根据权利要求1～3中的任意一项所述的均衡装置，其特征在于，

所述均衡装置还具有：

阈值处理部，其执行从由所述滤波部生成的估计延迟分布中舍去小于阈值的值的阈值处理；以及

阈值设定部，其根据由所述变动量检测部检测到的该时间变动而改变所述阈值，

所述均衡处理部根据执行所述阈值处理后的该估计延迟分布对所述接收信号的失真进行校正。

5.根据权利要求1～3中的任意一项所述的均衡装置，其特征在于，

所述变动量检测部包含：

信号保持部，其以与多个传输码元相应的量保持所述多个相关峰值各自的瞬时功率或相关峰值；

正交变换部，其在所述多个传输码元的范围内对所述瞬时功率或所述相关峰值进行采样，对该采样而得到的瞬时功率或相关峰值进行正交变换，生成频谱；以及

边缘检测部，其检测所述频谱的边缘的频率值，

所述滤波控制部根据所述边缘的频率值改变所述平滑滤波特性。

6.根据权利要求5所述的均衡装置，其特征在于，

所述滤波控制部以所述边缘的频率值越大则所述滤波部的通过频带越宽的方式，改变所述平滑滤波特性。

7.根据权利要求1～3中的任意一项所述的均衡装置，其特征在于，

所述变动量检测部包含：

信号保持部，其以与多个传输码元相应的量保持与所述多个来波分别对应的该相关峰值或该相关峰值的瞬时功率；以及

时间变动量计算部，其检测由所述信号保持部保持的该瞬时功率或该相关峰值的时间变动量，

所述滤波控制部根据所述时间变动量改变所述平滑滤波特性。

8.根据权利要求1～3中的任意一项所述的均衡装置，其特征在于，

所述均衡装置还具有多普勒频率计算部，该多普勒频率计算部根据所述变动量检测部的输出来计算最大多普勒频率，

所述变动量检测部包含：

信号保持部，其以与多个传输码元相应的量保持与所述多个来波分别对应的该相关峰值或该相关峰值的瞬时功率；以及

时间变动量计算部，其检测由所述信号保持部保持的该瞬时功率或该相关峰值的时间变动量，

所述多普勒频率计算部根据所述时间变动量计算所述最大多普勒频率，

所述滤波控制部根据所述最大多普勒频率改变所述平滑滤波特性。

9.一种接收装置，其特征在于，该接收装置具有：

信号接收部，其在从发送装置连续发送具有已知信号序列和包含信息信号的有效码元的传输码元时，接收所述传输码元的信号；以及

权利要求1～3中的任意一项所述的均衡装置，其对由所述信号接收部接收到的该接收信号的失真进行校正。

10.一种均衡方法，该均衡方法在从发送装置连续发送具有已知信号序列和包含信息信号的有效码元的传输码元时，对由接收装置接收到的所述传输码元的接收信号的失真进行校正，其特征在于，

该均衡方法具有以下步骤：

按照每个所述传输码元计算所述已知信号序列与所述接收信号之间的互相关，得到互相关值的序列；

根据所述互相关值的序列，按照每个所述传输码元检测与由该接收装置接收到的多个来波分别对应的多个相关峰值的位置；

检测所述多个相关峰值的时间变动；

对所述互相关值的序列执行码元方向的平滑滤波，生成估计延迟分布；

根据该检测到的时间变动而改变所述平滑滤波的特性；以及

根据所述估计延迟分布对所述接收信号的失真进行校正。

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