JP5317864B2 - アダプタ装置および伝送路評価システム - Google Patents

Description

本発明は、伝送路を通過した評価信号を観測することで伝送路の伝送特性を評価する評価装置に接続されるアダプタ装置および伝送路評価システムに関する。

高速シリアル伝送に用いられる伝送路の伝送品質を評価する方法がいくつか提案されている（非特許文献１）。伝送路の周波数領域における評価項目として、ＴＤＲ（Ｔｉｍｅ Ｄｏｍａｉｎ Ｒｅｆｌｅｃｔｏｍｅｔｒｙ）／ＴＤＴ（Ｔｉｍｅ Ｄｏｍａｉｎ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ）測定器またはネットワークアナライザにより測定および算出されるＳパラメータがある。また、伝送路の時間領域における評価項目として、ステップ応答波形から求められる特性インピーダンス、擬似ランダムデータ信号を伝送路に入力したときに得られるアイダイアグラム（Ｅｙｅ Ｄｉａｇｒａｍ、「アイパターン（Ｅｙｅ Ｐａｔｔｅｒｎ）」とも称する。）、ジッタ（Ｊｉｔｔｅｒ）量、ビットエラーレート（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ：ＢＥＲ）がある。

図６は、従来一般に用いられている伝送路評価システムを例示する図である。以降、異なる図面において同じ参照符号が付されたものは同じ機能を有する構成要素であることを意味するものとする。評価対象である伝送路２は、同軸ケーブル１０２を介して、パルスパターンジェネレータ（Ｐｕｌｓｅ Ｐａｔｔｅｒｎ Ｇｅｎｅｒａｔｏｒ：ＰＰＧ）１０１とオシロスコープ３−１もしくはビットエラーレートテスタ（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ Ｔｅｓｔｅｒ：ＢＥＲＴ）３−２とに接続される。パルスパターンジェネレータ１０１が、試験信号である擬似ランダムデータ信号を伝送路２の一端から入力したとき、伝送路２の他端からは出力として、オシロスコープ３−１であるならばアイダイアグラムやジッタ量が、ビットエラーレートテスタ３−２であるならばビットエラーレートが、観測される。

高速シリアル通信におけるジッタの基礎と測定手法の概要、アジレント・テクノロジ社、〔平成２１年６月２５日検索〕、インターネット＜http://cp.literature.agilent.com/litweb/pdf/5989-8674JAJP.pdf＞

Ｓパラメータおよび特性インピーダンスを評価項目とする場合については、伝送路の伝送品質を管理および解析するには特に問題ないが、信号波形の変化に対する特性についてまでも把握するものではないので、実稼動時の伝送特性を把握できているとはいえない。

一方、アイダイアグラム、ジッタ量、もしくはビットエラーレートなどを評価項目とする場合は、実際のデータ通信に用いられている信号に近い擬似ランダムデータ信号を評価信号として用いているので、得られる測定結果は、実稼動時の伝送特性に近いものといえる。伝送路の伝送損失は、反射成分による反射損失と、伝送路を通過する際に生ずる通過損失（伝送路の材質に依存する損失）とに分けられる。伝送路の配線長が短いほど、通過損失は小さくなる。評価対象である伝送路の配線長が長いことにより伝送損失が大きくなる場合、これらアイダイアグラム、ジッタ量およびビットエラーレートなどの各評価項目は、伝送路ごとの明確な差（バラツキ）として現れるので、伝送路ごとの伝送品質の良し悪しを判別しやすい。しかしながら、伝送路の配線長が非常に短く、誘電損失はほとんどゼロ、かつ伝送路の特性インピーダンスの偏差により生ずる反射損失が小さい場合には、これらアイダイアグラム、ジッタ量およびビットエラーレートなどいずれの評価項目についても伝送路固有の差（バラツキ）が現れにくい。

特に、伝送路の一端にパッドが形成されているような伝送媒体が均一でない伝送路（以下、本明細書では「パッド付伝送路」と称する。）は、均一の伝送媒体がからなる伝送路（以下、本明細書では「均一な伝送路」と称する。）に比べて、次の理由により、アイダイアグラム、ジッタ量およびビットエラーレートなどいずれの評価項目についても伝送路固有の差（バラツキ）がさらに現れにくい。図７〜１２は、均一な伝送路およびパッド付伝送路のＳパラメータの対比について説明する図である。

図７（ａ）は、特性インピーダンスが５０Ωである均一な伝送路をモデル化したシミュレーション回路を示す図であり、図７（ｂ）は、図７（ａ）に示すシミュレーション回路についてのＳパラメータのシミュレーション結果を示す図である。ここで、均一な伝送路であるマイクロストリップラインの線路長を１５．０ｍｍ、線路幅を５０．０μｍとする。また、図８（ａ）は、特性インピーダンスが５５Ωである均一な伝送路をモデル化したシミュレーション回路を示す図であり、図８（ｂ）は、図８（ａ）に示すシミュレーション回路についてのＳパラメータのシミュレーション結果を示す図である。ここで、均一な伝送路であるマイクロストリップラインの線路長を１５．０ｍｍ、線路幅を４１．７μｍとする。

図９（ａ）は、特性インピーダンスが５０Ωである図７（ａ）に示す均一な伝送路の一端にパッドが接続された場合をモデル化したシミュレーション回路を示す図であり、図９（ｂ）は、図９（ａ）に示すシミュレーション回路についてのＳパラメータのシミュレーション結果を示す図である。ここで、パッドの大きさを５００μｍ×５００μｍとする。また、図１０（ａ）は、特性インピーダンスが５５Ωである図８（ａ）に示す均一な伝送路の一端にパッドが接続された場合をモデル化したシミュレーション回路を示す図であり、図１０（ｂ）は、図１０（ａ）に示すシミュレーション回路についてのＳパラメータのシミュレーション結果を示す図である。ここで、パッドの大きさを５００μｍ×５００μｍとする。

Ｓ１１およびＳ２２の各波形はそれぞれ反射特性を表わし、Ｓ１２およびＳ２１の各波形はそれぞれ通過特性を表す。

図７（ｂ）、図８（ｂ）、図９（ｂ）および図１０（ｂ）を比較検討すると、図９（ｂ）および図１０（ｂ）ではパッドが接続されたことにより、特性インピーダンスが５０Ωのパッド付伝送路および特性インピーダンス５５Ωのパッド付伝送路の両方とも、反射特性Ｓ１１ およびＳ２２はほとんどの周波数領域において底上げされ、周波数全域にわたって悪化しており、特に周波数が高くなるほど悪化することがわかる。また、通過特性Ｓ２１について見ると、特性インピーダンスが５０Ωのパッド付伝送路および特性インピーダンス５５Ωのパッド付伝送路の両方とも、パッドのない均一な伝送路と比較して、周波数が高くなると急激に通過損失が大きくなることがわかる。

図１１および１２は、図７（ａ）、図８（ａ）、図９（ａ）および図１０（ａ）に示す特性インピーダンス５０Ωの均一な伝送路およびパッド付伝送路ならびに特性インピーダンス５５Ωの均一な伝送路およびパッド付伝送路に関して、反射特性の差「Ｓ１１_50Ω−Ｓ１１_55Ω」の絶対値、および通過特性の差「Ｓ２１_50Ω−Ｓ２１_55Ω」の絶対値を求めたものであり、図１１（ａ）は、図７（ｂ）および図８（ｂ）における反射特性Ｓ１１の差を表わし、図１１（ｂ）は、図９（ｂ）および図１０（ｂ）における反射特性Ｓ１１の差を表わす図である。また、図１２（ａ）は、図７（ｂ）および図８（ｂ）における通過特性Ｓ２１の差を表わし、図１２（ｂ）は、図９（ｂ）および図１０（ｂ）における通過特性Ｓ２１の差を表わす図である。

反射特性の差について、図１１（ａ）および図１１（ｂ）に示す特性を比較すると、パッドがない均一な伝送路の場合は、反射特性の差は周波数全域で平均しており、うねりの平均はほぼ一定であるが、パッド付伝送路の場合には、２０ＧＨｚ付近から反射の差が上昇している。

同様に、通過特性の差について、図１２（ａ）および図１２（ｂ）に示す特性を比較すると、反射特性の場合とは逆に、通過特性の差は、パッドのない均一な伝送路では周波数とともに上昇するが、パッド付伝送路の場合は平均化している。また、周波数全域にわたって、パッド付伝送路の方がパッドのない均一な伝送路よりも通過特性の差が小さくなっている。

以上より、伝送路とパッドの接続点（段差）により生じた大きな反射により、パッドの反射特性が支配的になり、伝送路自体の通過特性の差が明確に現れにくくなっていることがわかる。このことは、パッド付伝送路は、パッドのない均一な伝送路よりもさらに、上記評価項目についての伝送路の個体ごとの差（バラツキ）が現れにくくなっていることを意味する。例えば、パッド付伝送路について試験信号を入力し、このパッド付伝送路から出力された信号のアイパターンを観測しても、伝送路の個体ごとのアイダイアグラムの違い（伝送特性の差）を識別しにくくなる。つまり、パッドのない均一な伝送路でも上記違いの識別が困難であったものが、伝送路にパッドが接続されることでさらに困難になってしまう。

均一な伝送路であれば上記評価項目についての伝送路の個体ごとの差（バラツキ）が明確に現れるようにするために、伝送路の伝送損失がより大きくなる周波数領域まで達するようパルスパターンジェネレータが出力する評価信号の伝送レートを上げることが考えられる。しかし、パッド付伝送路の場合には、伝送レートを上げても、均一な伝送路のような期待する効果（アイパターンの差）は得られず、アイパターンにより伝送路の特性バラツキを識別することは不可能に近い。

従って本発明の目的は、上記問題に鑑み、パッド付の伝送路の伝送特性についての評価装置による評価を可能にする、評価装置に接続されるアダプタ装置およびこれを備える伝送路評価システムを提供することにある。

上記目的を実現するために、本発明においては、評価対象伝送路の入力端へ試験信号を入力したときに評価対象伝送路の出力端から出力される出力信号に基づき評価対象伝送路の伝送特性を評価する評価装置に接続されるアダプタ装置は、評価対象伝送路の入力端へ入力される試験信号と同じ信号が入力される入力端を有する基準伝送路と、評価対象伝送路の出力端から出力される出力信号から、基準伝送路の入力端で得られた試験信号の反射成分と評価対象伝送路の入力端で得られた試験信号の反射成分との差信号を増幅した反射成分増幅信号と、基準伝送路における試験信号の通過損失分と評価対象伝送路における試験信号の通過損失分との差信号を増幅した通過損失分増幅信号と、を減算して生成される信号を、評価装置へ入力される評価信号として生成する評価信号生成手段と、を備える。

本発明による伝送路評価システムは、上述のアダプタ装置と、アダプタ装置に接続され、試験信号を生成してこれをアダプタ装置に入力するパルスパターンジェネレータと、アダプタ装置に接続され、アダプタ装置から出力される評価信号に基づいて伝送路の伝送特性を評価する評価装置と、を備える。

本発明によるアダプタ装置を、従前の評価装置に接続するだけで容易に、パッドが接続された伝送路の伝送特性についての評価を可能にすることができる。本発明によれば、評価対象がパッドが接続された伝送路であっても、アイダイアグラム、ジッタ量およびビットエラーレートなどいずれの評価項目について、伝送路ごとの明確な差（バラツキ）として現れさせることができるので、伝送路ごとの伝送品質の良し悪しを判別しやすくすることができる。

本発明によるアダプタ装置を示す基本ブロック図である。 本発明の実施例によるアダプタ装置を示す回路図である。 本発明の実施例によるアダプタ装置を用いた場合において評価装置で観測されるアイダイアグラムのシミュレーション結果を示す図であって、評価対象伝送路の特性インピーダンスが５０Ωのアイダイアグラムを示す図である。 本発明の実施例によるアダプタ装置を用いた場合において評価装置で観測されるアイダイアグラムのシミュレーション結果を示す図であって、評価対象伝送路の特性インピーダンスが４５Ωの場合を示す図である。 本発明の実施例によるアダプタ装置を用いた場合において評価装置で観測されるアイダイアグラムのシミュレーション結果を示す図であって、評価対象伝送路の特性インピーダンスが５５Ωの場合を示す図である。 従来一般に用いられている伝送路評価システムを例示する図である。 均一な伝送路およびパッド付伝送路のＳパラメータの対比について説明する図であって、図７（ａ）は、特性インピーダンスが５０Ωである均一な伝送路をモデル化したシミュレーション回路を示し、図７（ｂ）は、図７（ａ）に示すシミュレーション回路についてのＳパラメータのシミュレーション結果を示す図である。 均一な伝送路およびパッド付伝送路のＳパラメータの対比について説明する図であって、図８（ａ）は、特性インピーダンスが５５Ωである均一な伝送路をモデル化したシミュレーション回路を示し、図８（ｂ）は、図８（ａ）に示すシミュレーション回路についてのＳパラメータのシミュレーション結果を示す図である。 均一な伝送路およびパッド付伝送路のＳパラメータの対比について説明する図であって、図９（ａ）は、特性インピーダンスが５０Ωである図７（ａ）に示す均一な伝送路の一端にパッドが接続された場合をモデル化したシミュレーション回路を示し、図９（ｂ）は、図９（ａ）に示すシミュレーション回路についてのＳパラメータのシミュレーション結果を示す図である。 均一な伝送路およびパッド付伝送路のＳパラメータの対比について説明する図であって、図１０（ａ）は、特性インピーダンスが５５Ωである図８（ａ）に示す均一な伝送路の一端にパッドが接続された場合をモデル化したシミュレーション回路を示し、図１０（ｂ）は、図１０（ａ）に示すシミュレーション回路についてのＳパラメータのシミュレーション結果を示す図である。 均一な伝送路およびパッド付伝送路のＳパラメータの対比について説明する図であって、図１１（ａ）は、図７（ｂ）および図８（ｂ）における反射特性Ｓ１１の差を表わし、図１１（ｂ）は、図９（ｂ）および図１０（ｂ）における反射特性Ｓ１１の差を表わす図である。 均一な伝送路およびパッド付伝送路のＳパラメータの対比について説明する図であって、図１２（ａ）は、図７（ｂ）および図８（ｂ）における通過特性Ｓ２１の差を表わし、図１２（ｂ）は、図９（ｂ）および図１０（ｂ）における通過特性Ｓ２１の差を表わす図である。

図１は、本発明によるアダプタ装置を示す基本ブロック図である。本発明によるアダプタ装置１は、評価対象伝送路２とこの評価対象伝送路２の伝送特性を評価する評価装置３との間に接続されるものである。アダプタ装置１の測定プローブＰ３には、伝送特性を評価すべき評価対象伝送路２の入力端が接続され、アダプタ装置１の測定プローブＰ４には、評価対象伝送路２の出力端が接続されることになる。アダプタ装置１においては、パルスパターンジェネレータ１０１により、アダプタ装置１の入力ポートＩｎから試験信号が入力され、アダプタ装置１の出力ポートＯｕｔから評価装置３へ向けて評価信号が出力される。評価対象伝送路は、パッドが接続された伝送路（パッド付伝送路）である。

アダプタ装置１は、基準伝送路１１と評価信号生成手段１２とを備える。

基準伝送路１１は、評価対象伝送路２の入力端へアダプタ装置１の測定プローブＰ３を介して入力される試験信号と同じ信号が入力される入力端Ｐ１を有する。基準伝送路１１は、パッドが接続された伝送路である。

評価信号生成手段１２は、評価対象伝送路２の出力端からアダプタ装置１の測定プローブＰ４を介して出力される出力信号から、基準伝送路１１の入力端Ｐ１で得られた試験信号の反射成分と評価対象伝送路２の入力端で得られた試験信号の反射成分との差信号を増幅した反射成分増幅信号と、基準伝送路１１における試験信号の通過損失分と評価対象伝送路における試験信号の通過損失分との差信号を増幅した通過損失分増幅信号と、を減算して生成される信号を、評価装置へ入力される評価信号として生成する。

なお、評価対象伝送路２の入力端には、アダプタ装置１の測定プローブＰ３が接続されるので、上記「評価対象伝送路２の入力端で得られた試験信号の反射成分」は、アダプタ装置１の測定プローブＰ３の位置で検出されるものである。したがって、本明細書では、以下、説明を簡明にするために、「評価対象伝送路２の入力端」は「アダプタ装置１の測定プローブＰ３」と同位置にあるものと捉え、「評価対象伝送路２の入力端」を参照符号Ｐ３で表わすものとする。同様の理由で、「評価対象伝送路２の出力端」を参照符号Ｐ４で表わすものとする。

上述の評価信号生成手段１２は、第１の差信号生成手段２１と、遅延伝送路２２と、反射成分増幅手段２３と、第１の遅延手段２４と、第１の加算手段２５と、第２の差信号生成手段２６と、第２の遅延手段２７と、第２の加算手段２８と、通過損失分増幅手段２９と、第３の遅延手段３０と、第３の加算手段３１と、を備える。

第１の差信号生成手段２１は、基準伝送路１１の入力端Ｐ１で得られた試験信号の反射成分と評価対象伝送路２の入力端Ｐ３で得られた試験信号の反射成分との差信号を生成する。

遅延伝送路２２は、基準伝送路１１と同じ信号伝播時間を有する伝送路で構成される。遅延伝送路２２には、第１の差信号生成手段２１から出力される差信号が入力される。遅延伝送路２２は、パッドが接続されていない均一な伝送路であるのが好ましい。なお、遅延伝送路２２は、試験信号の帯域内において基準伝送路１１と同等の伝送特性を有する、パッドが接続された伝送路であってもよい。

反射成分増幅手段２３は、遅延伝送路２２から出力される信号を反転増幅もしくは非反転増幅する。反射成分増幅手段２３は、評価装置３において観測されるアイダイアグラムのアイの開口率が小さくなるよう、遅延伝送路２２から出力される信号を反転増幅もしくは非反転増幅する。このため、反射成分増幅手段２３は、入力信号を反転増幅する第１の反転増幅手段と、入力信号を非反転増幅する第１の非反転増幅手段と、反射成分増幅手段２３の出力を、第１の反転増幅手段もしくは第１の非反転増幅手段のいずれかの出力に切り替える第１の切替手段と、を有する。なお、第１の反転増幅手段、第１の非反転増幅手段および第１の切替手段については、図１においては図示しないが、詳細については後述する。

第１の遅延手段２４は、基準伝送路１１の入力端Ｐ１から第１の差信号生成手段２１、遅延伝送路２２および反射成分増幅手段２３を経由したときの信号伝播時間に、基準信号路１１の入力端Ｐ１から基準伝送路１１および基準伝送路１１の出力端Ｐ２を経由したときの信号伝播時間が一致するよう、基準伝送路１１の出力端Ｐ２から出力される信号を遅延させる。

第１の加算手段２５は、第１の遅延手段２４から出力される信号と、反射成分増幅手段２３から出力される信号と、を加算する。

第２の差信号生成手段２６は、評価対象伝送路２から出力される信号と基準伝送路１１から出力される信号との差信号を生成する。

第２の遅延手段２７は、基準伝送路１１の入力端Ｐ１から第１の差信号生成手段２１、遅延伝送路２２、反射成分増幅手段２３および第１の加算手段２５を経由したときの信号伝播時間に、基準信号路１１の入力端Ｐ１から基準伝送路１１、基準伝送路１１の出力端Ｐ２および第２の差信号生成手段２６を経由したときの信号伝播時間が一致するよう、第２の差信号生成手段２６から出力される差信号を遅延させる。

第２の加算手段２８は、第２の遅延手段２７から出力される信号の反転信号と、第１の加算手段２５から出力される信号と、を加算する。

通過損失分増幅手段２９は、第２の差信号生成手段２６から出力される差信号を反転増幅もしくは非反転増幅する。通過損失分増幅手段２９は、評価装置３において観測されるアイダイアグラムのアイの開口率が小さくなるよう、第２の差信号生成手段２６から出力される差信号を反転増幅もしくは非反転増幅する。このため、通過損失分増幅手段２９は、入力信号を反転増幅する第２の反転増幅手段と、入力信号を非反転増幅する第２の非反転増幅手段と、前記通過損失分増幅手段の出力を、前記第２の反転増幅手段もしくは前記第２の非反転増幅手段のいずれかの出力に切り替える第２の切替手段と、を有する。なお、第２の反転増幅手段、第２の非反転増幅手段および第２の切替手段については、図１においては図示しないが、詳細については後述する。

第３の遅延手段３０は、基準伝送路１１の入力端Ｐ１から第１の差信号生成手段２１、遅延伝送路２２、反射成分増幅手段２３、第１の加算手段２５および第２の加算手段２８を経由したときの信号伝播時間に、基準信号路１１の入力端Ｐ１から基準伝送路１１、基準伝送路１１の出力端Ｐ２、第２の差信号生成手段２６および通過損失分増幅手段２９を経由したときの信号伝播時間が一致するよう、通過損失分増幅手段２９から出力される信号を遅延させる。

第３の加算手段３１は、第３の遅延手段３０から出力される信号と、第２の加算手段２８から出力される信号と、を加算し、評価信号を生成する。

上述のようにして生成された評価信号は、アダプタ装置１の出力ポートＯｕｔを介して評価装置３へ出力される。評価装置３は、例えば、伝送路においてディジタル信号を伝送する際に生じるジッタをアイダイアグラムで表示するオシロスコープもしくはビットエラーレートテスタである。

本発明によれば、伝送路評価システム１０は、上述のアダプタ装置１と、アダプタ装置１に接続され、試験信号を生成してこれをアダプタ装置１に入力するパルスパターンジェネレータ１０１と、アダプタ装置１に接続され、アダプタ装置１から出力される評価信号に基づいて評価対象伝送路２の伝送特性を評価する評価装置３と、を備える。

図２は、本発明の実施例によるアダプタ装置を示す回路図である。本発明の実施例によるアダプタ装置１は、評価対象伝送路２とこの評価対象伝送路２の伝送特性を評価する評価装置３との間に接続されるものである。

アダプタ装置１の入力ポートＩｎには、パルスパターンジェネレータ（ＰＰＧ）１０１が接続される。パルスパターンジェネレータ１０１は、試験信号である擬似ランダムデータ信号を生成する。

アダプタ装置１の出力ポートＯｕｔには、評価装置３として、オシロスコープもしくはビットエラーレートテスタ（ＢＥＲＴ）が接続される。評価装置３を用いて、アダプタ装置１の出力ポートＯｕｔから評価装置３へ向けて評価信号に基づき、アイダイアグラムの開口度、ジッタ量等を測定し、伝送品質を評価する。

アダプタ装置１の測定プローブＰ３には、伝送特性を評価すべき評価対象伝送路２の入力端が接続され、アダプタ装置１の測定プローブＰ４には、評価対象伝送路２の出力端が接続される。本実施例においては、評価対象伝送路２は、パッド（ＰＡＤ）が接続された伝送路（パッド付伝送路）とする。評価対象伝送路２の特性インピーダンスをＺ₀とする。

基準伝送路１１は、評価対象伝送路２の入力端へアダプタ装置１の測定プローブＰ３を介して入力される試験信号と同じ信号が入力される入力端Ｐ１を有する。デバイダＤｅｖｉｄｅｒ−１の出力端子Ｃ１から基準伝送路１１の入力端Ｐ１までの信号伝播時間と、デバイダＤｅｖｉｄｅｒ−１の出力端子Ｃ２から評価対象伝送路２の入力端Ｐ３までの信号伝播時間と、は同じとなるように信号線を構成する。ここで、基準伝送路１１のテストパスと評価対象伝送路２のテストパスとを同じ伝送特性とするために、基準伝送路１１の入力端Ｐ１および出力端Ｐ２については、評価対象伝送路２に対する測定プローブＰ３およびＰ４と同じ部品で構成する。このような構成にすることにより、後述する基準伝送路１１と評価対象伝送路２との差信号には、テストパスの影響が現れず、したがって、基準伝送路１１と評価対象伝送路２との差信号を増幅しても、その増幅信号にはテストパスの影響が現れない。基準伝送路１１は、パッド（ＰＡＤ）が接続された伝送路（パッド付伝送路）である。本実施例では、基準伝送路１１の特性インピーダンスＺ₀を５０Ωとする。

アダプタ装置１の入力ポートＩｎから入力された試験信号は、デバイダＤｅｖｉｄｅｒ−１で２分配される。ここで、デバイダＤｅｖｉｄｅｒ−１の入出力インピーダンスは５０Ωとし、デバイダＤｅｖｉｄｅｒ−１の入力信号と各出力信号の大きさは同じものとする。これにより、評価対象伝送路２および基準伝送路１１には同じ試験信号が入力されることになる。

デバイダＤｅｖｉｄｅｒ−１により２分配された試験信号は、出力アンプＡｍｐ−１およびＡｍｐ−２へそれぞれ出力される。出力アンプＡｍｐ−１およびＡｍｐ−２は、ゲイン（電圧利得）がともに１で、出力インピーダンスが５０Ωである。出力アンプＡｍｐ−１の出力信号は測定プローブＰ１を介して基準伝送路１１へ入力され、出力アンプＡｍｐ−２の出力信号は測定プローブＰ３を介して評価対象伝送路２へ入力される。ここで、出力アンプＡｍｐ−１およびＡｍｐ−２の出力信号の大きさをａとする。

図１に示した第１の差信号生成手段２１は、図２に示す実施例では、プローブアンプＡｍｐ−３およびＡｍｐ−４ならびに差動アンプＡｍｐ−５で構成される。プローブアンプＡｍｐ−３およびＡｍｐ−４は、入力インピーダンスＺ_iが極めて高いものとする。プローブアンプＡｍｐ−３の入力端子は、測定プローブＰ１とプローブ対象である基準伝送路１１との接続点から非常に近いポイントに実装される。プローブアンプＡｍｐ−４の入力端子は、測定プローブＰ３とプローブ対象である評価対象送線路２との接続点から非常に近いポイントに実装される。プローブアンプＡｍｐ−３およびＡｍｐ−４の出力インピーダンスは５０Ωとし、ゲインは１とする。ここで、測定プローブＰ１における反射信号の大きさをｂ_p1とし、プローブアンプＡｍｐ−３の出力信号の大きさをａ_a3とする。また、測定プローブＰ３における反射信号の大きさをｂ_p3とし 、プローブアンプＡｍｐ−４の出力信号の大きさをａ_a4とする。プローブアンプＡｍｐ−３の出力信号の大きさａ_a3およびプローブアンプＡｍｐ−４の出力信号の大きさａ_a4は式１および式２のようにそれぞれ表わされる。

差動アンプＡｍｐ−５は、プローブアンプＡｍｐ−３の出力信号とプローブアンプＡｍｐ−４の出力信号の差信号を生成し、遅延伝送路２２へ出力する。差動アンプＡｍｐ−５の入出力インピーダンスは５０Ωとし、差動利得を１とする。ここで、差動アンプＡｍｐ−５の出力信号の大きさａ_a5は式３のように表わされる。

式３は、プローブアンプＡｍｐ−３およびＡｍｐ−４ならびに差動アンプＡｍｐ−５を構成する第１の差信号生成手段２１により、基準伝送路１１の入力端Ｐ１で得られた試験信号の反射成分と評価対象伝送路２の入力端Ｐ３で得られた試験信号の反射成分との差信号が生成されることを示している。

遅延伝送路２２は、基準伝送路１１と同じ信号伝播時間を有する伝送路で構成される。ここで、遅延伝送路２２の通過損失分をＬ_dとする。遅延伝送路２２は、パッドが接続されていない均一な伝送路であるのが好ましい。なお、コスト面を考え、遅延伝送路２２は、試験信号の帯域内において基準伝送路１１と同等の伝送特性を有する、パッドが接続された伝送路としてもよい。

図１に示した反射成分増幅手段２３は、図２に示す実施例では、第１の切替手段を構成するスイッチＳＷ−１ａおよびＳＷ−１ｂと、第１の反転増幅手段であるアンプＡｍｐ−６ａと、第１の非反転増幅手段であるアンプＡｍｐ−６ｂと、ローパスフィルタＬＰＦ−１と、で構成される。

アンプＡｍｐ−６ａおよびアンプＡｍｐ−６ｂは、ともに入出力インピーダンスが５０Ωで、ゲインＧ_rをもつ反転増幅器および非反転増幅器である。

スイッチＳＷ−１ａとスイッチＳＷ−１ｂは、それぞれの接点ＡおよびＢが連動して切り替わり、アンプＡｍｐ−６ａもしくはアンプＡｍｐ−６ｂのいずれかを選択する。具体的には、評価装置３において観測されるアイダイアグラムのアイの開口率が小さくなるよう、アンプＡｍｐ−６ａもしくはアンプＡｍｐ−６ｂのいずれかに切り替え、遅延伝送路２２から出力される信号を反転増幅もしくは非反転増幅する。また、アンプＡｍｐ−６ａもしくはアンプＡｍｐ−６ｂのゲインを調整すれば、アダプタ装置１の出力ポートＯｕｔ に接続された評価装置オシロスコープで観測されるアイダイアグラムの開口率を調整することができる。

ここで、スイッチＳＷ−１ａおよびスイッチＳＷ−１ｂの接点がＡ接点側にあるものとすると、アンプＡｍｐ−６の出力信号の大きさａ_a6 は式４で表わされる。

アンプＡｍｐ−６の出力は、ローパスフィルタＬＰＦ−１を通過して、適切な周波数帯域（評価対象伝送路の伝送試験に必要な周波数帯域）に制限される。ここで、ローパスフィルタＬＰＦ−１の入出力インピーダンスを５０Ωとし、損失は通過周波数帯域内においてゼロとする。

図１に示した第１の遅延手段２４は、図２に示す実施例では、遅延線Ｄｅｌｅｙ−１で構成される。図１に示した第１の加算手段２５は、図２に示す実施例では、コンバイナＣｏｍｂｉｎｅｒ−１で構成される。

遅延線Ｄｅｌｅｙ−１は、基準伝送路１１の入力端Ｐ１から差動アンプＡｍｐ−５のプラス側入力端子Ｃ３、スイッチＳＷ−１ａ、アンプＡｍｐ−６ａもしくはＡｍｐ−６ｂ、スイッチＳＷ−１ｂ、ローパフフィルタＬＰＦ−１を経由してコンバイナＣｏｍｂｉｎｅｒ−１の入力端子Ｃ５に至るまでの信号伝播時間に、基準信号路１１の入力端Ｐ１から基準伝送路１１、基準伝送路１１の出力端Ｐ２、入力アンプＡｍｐ−７を経由してコンバイナＣｏｍｂｉｎｅｒ−１の入力端子Ｃ６に至るまでの信号伝播時間が一致するよう、基準伝送路１１の出力端Ｐ２から出力される信号を遅延させるものである。

基準伝送路１１から出力された信号は、入力アンプＡｍｐ−７を通り、遅延線Ｄｅｌａｙ−１でタイミングを合わせてからコンバイナＣｏｍｂｉｎｅｒ−１でローパルフィルタＬＰＦ−１の出力信号と加算される。入力アンプＡｍｐ−７の入出力インピーダンスを５０Ωとし、遅延線Ｄｅｌａｙ−１の入出力インピーダンスを５０Ωとする。

ここで、基準伝送路１１の通過損失をＬ_r、入力アンプＡｍｐ−７のゲインを１とし、また遅延線Ｄｅｌａｙ−１には損失がないものとすると、コンバイナＣｏｍｂｉｎｅｒ−１の出力信号の大きさａ_c1は式５で表わされる。

式５は、基準伝送路１１の通過信号「ａ×（１−Ｌ_r）」から、基準伝送路１１と評価対象伝送路２の反射成分の差「（１−Ｌ_d）×（ｂ_p1−ｂ_p3）」がアンプＡｍｐ−６のゲインであるＧ_r倍に増幅された信号が減算されることを示している。

評価対象伝送路２から出力された信号は、入力アンプＡｍｐ−８を通過して、５０Ωの終端抵抗Ｒで終端される。入力アンプＡｍｐ−８の入出力インピーダンスは５０Ωでゲインは１である。ここで、評価対象伝送路２の通過損失をＬ_tとすると、入力アンプＡｍｐ−８の出力信号の大きさａ_a8は式６のように表わされる。

図１に示した第２の差信号生成手段２６は、図２に示す実施例では、差動アンプＡｍｐ−９で構成される。差動アンプＡｍｐ−９は、入力アンプＡｍｐ−７の出力信号と入力アンプＡｍｐ−８の出力信号との差信号を生成し、デバイダＤｅｖｉｄｅｒ−２ に出力する。差動アンプＡｍｐ−９は、入力インピーダンスＺ_iが極めて高いものとする。基準伝送路１１の出力端Ｐ２から差動アンプＡｍｐ−９の入力端子Ｃ１１までの信号伝播時間と、評価対象伝送路２の出力端Ｐ４から差動アンプＡｍｐ−９の入力端子Ｃ１２までの信号伝播時間と、は同じとなるように信号線を構成する。差動アンプＡｍｐ−９の出力インピーダンスを５０Ωとし、差動電圧利得を１とする。差動アンプＡｍｐ−９の出力の大きさａ_a9は式７のように表わされる。

差動アンプＡｍｐ−９からの出力信号はデバイダＤｅｖｉｄｅｒ−２で２分配される。ここで、デバイダＤｅｖｉｄｅｒ−２の入出力インピーダンスは５０Ωとし、デバイダＤｅｖｉｄｅｒ−２の各出力信号の大きさは同じものとする。これにより、アンプＡｍｐ−１０およびスイッチＳＷ−２ａには、同じ差動アンプＡｍｐ−９からの出力信号が入力されることになる。

デバイダＤｅｖｉｄｅｒ−２により２分配された差動アンプＡｍｐ−９からの出力信号は、アンプＡｍｐ−１０およびスイッチＳＷ−２ａにそれぞれ出力される。

図１に示した第２の遅延手段２７は、図２に示す実施例では、遅延線Ｄｅｌｅｙ−２で構成される。図１に示した第２の加算手段２８は、図２に示す実施例では、反転アンプＡｍｐ−１０およびコンバイナＣｏｍｂｉｎｅｒ−２で構成される。

遅延線Ｄｅｌｅｙ−２は、基準伝送路１１の入力端Ｐ１から差動アンプＡｍｐ−５のプラス側入力端子Ｃ３、スイッチＳＷ−１ａ、アンプＡｍｐ−６ａもしくはＡｍｐ−６ｂ、スイッチＳＷ−１ｂ、ローパフフィルタＬＰＦ−１、コンバイナＣｏｍｂｉｎｅｒ−１を経由してコンバイナＣｏｍｂｉｎｅｒ−２の入力端子Ｃ７に至るまでの信号伝播時間に、基準信号路１１の入力端Ｐ１から基準伝送路１１、基準伝送路１１の出力端Ｐ２、入力アンプＡｍｐ−７、差動アンプＡｍｐ−９、デバイダＤｅｖｉｄｅｒ−２、反転アンプＡｍｐ−１０を経由してコンバイナＣｏｍｂｉｎｅｒ−２の入力端子Ｃ８に至るまでの信号伝播時間が一致するよう、基準伝送路１１の出力端Ｐ２から出力される信号を遅延させるものである。

反転アンプＡｍｐ−１０は、入出力インピーダンスを５０Ωとし、利得を１とする。また、遅延線Ｄｅｌａｙ−２の入出力インピーダンスを５０Ωとし、通過損失はないものとする。

基準伝送路１１から出力された信号は、入力アンプＡｍｐ−７、差動アンプＡｍｐ−９、デバイダＤｅｖｉｄｅｒ−２、反転アンプＡｍｐ−１０を通り、遅延線Ｄｅｌａｙ−２でタイミングを合わせてからコンバイナＣｏｍｂｉｎｅｒ−２でコンバイナＣｏｍｂｉｎｅｒ−１の出力信号と加算される。コンバイナＣｏｍｂｉｎｅｒ−２の出力信号の大きさａ_c2は式８で表わされる。

式８は、評価対象伝送路２の通過信号「ａ×（１−Ｌ_t）」から、基準伝送路１１と評価対象伝送路２の反射成分の差「（１−Ｌ_d）×（ｂ_p1−ｂ_p3）」がアンプＡｍｐ−６のゲインであるＧ_r倍に増幅された信号が減算されることを示している。ここで、式５では、基準伝送路１１の通過信号から反射成分の差を減算していたが、式８では評価対象伝送路２の通過信号から反射成分の差を減算していることに注意すべきである。

図１に示した通過損失分増幅手段２９は、図２に示す実施例では、第２の切替手段を構成するスイッチＳＷ−２ａおよびＳＷ−２ｂと、第２の非反転増幅手段であるアンプＡｍｐ−１１ａと、第２の反転増幅手段であるアンプＡｍｐ−１１ｂと、ローパスフィルタＬＰＦ−２と、で構成される。

アンプＡｍｐ−１１ａおよびアンプＡｍｐ−１１ｂは、ともに入出力インピーダンスが５０Ωで、ゲインＧ_tをもつ非反転増幅器および反転増幅器である。

スイッチＳＷ−２ａとスイッチＳＷ−２ｂは、それぞれの接点ＡおよびＢが連動して切り替わり、アンプＡｍｐ−１１ａもしくはアンプＡｍｐ−１１ｂのいずれかを選択する。具体的には、評価装置３において観測されるアイダイアグラムのアイの開口率が小さくなるよう、アンプＡｍｐ−１１ａもしくはアンプＡｍｐ−１１ｂのいずれかに切り替え、デバイダＤｅｖｉｄｅｒ−２から出力される信号を反転増幅もしくは非反転増幅する。また、アンプＡｍｐ−１１ａもしくはアンプＡｍｐ−１１ｂのゲインを調整すれば、アダプタ装置１の出力ポートＯｕｔ に接続された評価装置オシロスコープで観測されるアイダイアグラムの開口率を調整することができる。

アンプＡｍｐ−１１の出力は、ローパスフィルタＬＰＦ−２を通過して、適切な周波数帯域（評価対象伝送路の伝送試験に必要な周波数帯域）に制限される。ここで、ローパスフィルタＬＰＦ−２の入出力インピーダンスを５０Ωとし、損失は通過周波数帯域内においてゼロとする。

図１に示した第３の遅延手段３０は、図２に示す実施例では、遅延線Ｄｅｌｅｙ−３で構成される。図１に示した第３の加算手段３１は、図２に示す実施例では、コンバイナＣｏｍｂｉｎｅｒ−３で構成される。

遅延線Ｄｅｌｅｙ−３は、基準伝送路１１の入力端Ｐ１から差動アンプＡｍｐ−５のプラス側入力端子Ｃ３、スイッチＳＷ−１ａ、アンプＡｍｐ−６ａもしくはＡｍｐ−６ｂ、スイッチＳＷ−１ｂ、ローパフフィルタＬＰＦ−１、コンバイナＣｏｍｂｉｎｅｒ−１およびＣｏｍｂｉｎｅｒ−２を経由してコンバイナＣｏｍｂｉｎｅｒ−３の入力端子Ｃ９に至るまでの信号伝播時間に、基準信号路１１の入力端Ｐ１から基準伝送路１１、基準伝送路１１の出力端Ｐ２、入力アンプＡｍｐ−７、差動アンプＡｍｐ−９、デバイダＤｅｖｉｄｅｒ−２、スイッチＳＷ−２ａ、アンプＡｍｐ−１１ａもしくはＡｍｐ−１１ｂ、スイッチＳＷ−２ｂ、ローパスフィルタＬＰＦ−２を経由してコンバイナＣｏｍｂｉｎｅｒ−３の入力端子Ｃ１０に至るまでの信号伝播時間が一致するよう、ローパスフィルタＬＰＦ−２から出力される信号を遅延させるものである。遅延線Ｄｅｌｅｙ−３は、入出力インピーダンスを５０Ωとし、通過損失はゼロとする。

ローパスフィルタＬＰＦ−２の出力信号は、遅延線Ｄｅｌａｙ−３でタイミングを合わせてからコンバイナＣｏｍｂｉｎｅｒ−３でコンバイナＣｏｍｂｉｎｅｒ−２の出力信号と加算される。ここで、スイッチＳＷ−２ａおよびＳＷ−２ｂの接点をＢ接点、アンプＡｍｐ−１１の出力信号の大きさをａ_a11としたとき、コンバイナＣｏｍｂｉｎｅｒ−３の出力信号の大きさａ_c3は式９のように表わされる。

式９は、評価対象伝送路２の通過信号「ａ×（１−Ｌ_t）」から、基準伝送路１１と評価対象伝送路２の反射成分の差「（１−Ｌ_d）×（ｂ_p1−ｂ_p3）」がアンプＡｍｐ−６のゲインであるＧ_r倍に増幅された信号と、基準伝送路１１と評価対象伝送路２の通過損失分の差「ａ×（Ｌ_t−Ｌ_r）」がアンプＡｍｐ−１１のゲインであるＧ_t倍に増幅された信号と、を減算することを示している。

コンバイナＣｏｍｂｉｎｅｒ−３の出力信号は、出力アンプＡｍｐ−１２を介して出力ポートＯｕｔに出力される。出力アンプＡｍｐ−１２は、入出力インピーダンスを５０Ωとし、利得を１とする。

評価装置３でこの出力信号のアイダイアグラム、ジッタもしくはビットエラーレート（ＢＥＲ）を観測・測定することで、基準伝送路１１に対する評価対象伝送路２の伝送特性のバラツキを明確に知ることができる。

本発明の実施例による伝送路評価システム１０は、上述のアダプタ装置１と、アダプタ装置１に接続され、試験信号を生成してこれをアダプタ装置１に入力するパルスパターンジェネレータ１０１と、アダプタ装置１に接続され、アダプタ装置１から出力される評価信号に基づいて評価対象伝送路２の伝送特性を評価する評価装置３と、を備える。

次に、上述の本発明の実施例による伝送路評価システムのシミュレーション結果について説明する。シミュレーションにはザイリンクス社の「Ｘｉｌｉｎｘ Ｖｉｒｔｅｘ−４ ＲｏｋｅｔＩＯ Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ Ｍｏｄｅｌ」（ＴＸモデル）を使用した。基準伝送路の特性インピーダンスを５０Ωとし、評価対象伝送路の特性インピーダンスを４５Ωおよび５５Ωとした。

図３〜５は、本発明の実施例によるアダプタ装置を用いた場合において評価装置で観測されるアイダイアグラムのシミュレーション結果を示す図であって、図３は評価対象伝送路の特性インピーダンスが５０Ωのアイダイアグラムを示し、図４は評価対象伝送路の特性インピーダンスが４５Ωの場合を示し、図５は評価対象伝送路の特性インピーダンスが５５Ωの場合を示す図である。基準伝送路および評価伝送路はパッド付伝送路である。

図４および５に示すように、本発明の実施例によるアダプタ装置により、パッド付伝送路であってもアイ（ｅｙｅ）の大きさに明確な差が現れており、本発明が有効であることが証明された。

本発明は、高速シリアル伝送に用いられる伝送路の伝送品質の評価する際に適用することができる。本発明によるアダプタ装置を、従前の評価装置に接続するだけで容易に、パッド付の伝送路の伝送特性についての評価を可能にすることができる。本発明によれば、評価対象がパッドに接続された伝送路であっても、アイダイアグラム、ジッタ量およびビットエラーレートなどいずれの評価項目について、伝送路ごとの明確な差（バラツキ）として現れさせることができるので、伝送路ごとの伝送品質の良し悪しを判別しやすくすることができる。

１ アダプタ装置
２ 評価対象伝送路
３ 評価装置
１１ 基準伝送路
１２ 評価信号生成手段
２１ 第１の差信号生成手段
２２ 遅延伝送路
２３ 反射成分増幅手段
２４ 第１の遅延手段
２５ 第１の加算手段
２６ 第２の差信号生成手段
２７ 第２の遅延手段
２８ 第２の加算手段
２９ 通過損失分増幅手段
３０ 第３の遅延手段
３１ 第３の加算手段
Ａｍｐ−１、Ａｍｐ−２、Ａｍｐ−１２ 出力アンプ
Ａｍｐ−３、Ａｍｐ−４ プローブアンプ
Ａｍｐ−５、Ａｍｐ−９ 差動アンプ
Ａｍｐ−６ａ、Ａｍｐ−６ｂ、Ａｍｐ−１１ａ、Ａｍｐ−１１ｂ アンプ
Ａｍｐ−７、Ａｍｐ−８ 入力アンプ
Ａｍｐ−１０ 反転アンプ
Ｃｏｍｂｉｎｅｒ−１、Ｃｏｍｂｉｎｅｒ−２、Ｃｏｍｂｉｎｅｒ−３ コンバイナ
Ｄｅｌａｙ−１、Ｄｅｌａｙ−２、Ｄｅｌａｙ−３ 遅延線
Ｄｅｖｉｄｅｒ−１、Ｄｅｖｉｄｅｒ−２、Ｄｅｖｉｄｅｒ−３ デバイダ
Ｉｎ 入力ポート
ＬＰＦ−１、ＬＰＦ−２ ローパスフィルタ
Ｏｕｔ 出力ポート
Ｐ１ 基準伝送路の入力端
Ｐ２ 基準伝送路の出力端
Ｐ３、Ｐ４ 測定プローブ
Ｒ 終端抵抗
ＳＷ−１ａ、ＳＷ−１ｂ、ＳＷ−２ａ、ＳＷ−２ｂ スイッチ

Claims (10)

1. 評価対象伝送路の入力端へ試験信号を入力したときに前記評価対象伝送路の出力端から出力される出力信号に基づき前記評価対象伝送路の伝送特性を評価する評価装置に接続されるアダプタ装置であって、
   前記評価対象伝送路の入力端へ入力される試験信号と同じ信号が入力される入力端を有する基準伝送路と、
   前記評価対象伝送路の出力端から出力される出力信号から、前記基準伝送路の入力端で得られた前記試験信号の反射成分と前記評価対象伝送路の入力端で得られた前記試験信号の反射成分との差信号を増幅した反射成分増幅信号と、前記基準伝送路における前記試験信号の通過損失分と前記評価対象伝送路における前記試験信号の通過損失分との差信号を増幅した通過損失分増幅信号と、を減算して生成される信号を、前記評価装置へ入力される評価信号として生成する評価信号生成手段と、
   を備えることを特徴とするアダプタ装置。
2. 前記評価信号生成手段は、
   前記基準伝送路の入力端で得られた前記試験信号の反射成分と前記評価対象伝送路の入力端で得られた前記試験信号の反射成分との差信号を生成する第１の差信号生成手段と、
   前記基準伝送路と同じ信号伝播時間を有する遅延伝送路であって、前記第１の差信号生成手段から出力される前記差信号が入力される遅延伝送路と、
   前記遅延伝送路から出力される信号を反転増幅もしくは非反転増幅する反射成分増幅手段と、
   前記基準伝送路の入力端から前記第１の差信号生成手段、前記遅延伝送路および前記反射成分増幅手段を経由したときの信号伝播時間に、前記基準信号路の入力端から前記基準伝送路を経由したときの信号伝播時間が一致するよう、前記基準伝送路から出力される信号を遅延させる第１の遅延手段と、
   前記第１の遅延手段から出力される信号と、前記反射成分増幅手段から出力される信号と、を加算する第１の加算手段と、
   前記評価対象伝送路から出力される信号と前記基準伝送路から出力される信号との差信号を生成する第２の差信号生成手段と、
   前記基準伝送路の入力端から前記第１の差信号生成手段、前記遅延伝送路、前記反射成分増幅手段および前記第１の加算手段を経由したときの信号伝播時間に、前記基準信号路の入力端から前記基準伝送路および前記第２の差信号生成手段を経由したときの信号伝播時間が一致するよう、前記第２の差信号生成手段から出力される前記差信号を遅延させる第２の遅延手段と、
   前記第２の遅延手段から出力される信号の反転信号と、第１の加算手段から出力される信号と、を加算する第２の加算手段と、
   前記第２の差信号生成手段から出力される前記差信号を反転増幅もしくは非反転増幅する通過損失分増幅手段と、
   前記基準伝送路の入力端から前記第１の差信号生成手段、前記遅延伝送路、前記反射成分増幅手段、前記第１の加算手段および前記第２の加算手段を経由したときの信号伝播時間に、前記基準信号路の入力端から前記基準伝送路、前記第２の差信号生成手段および前記通過損失分増幅手段を経由したときの信号伝播時間が一致するよう、前記通過損失分増幅手段から出力される前記信号を遅延させる第３の遅延手段と、
   前記第３の遅延手段から出力される信号と、第２の加算手段から出力される信号と、を加算し、前記評価信号を生成する第３の加算手段と、
   を備える請求項１に記載のアダプタ装置。
3. 前記反射成分増幅手段は、前記評価装置において観測されるアイダイアグラムのアイの開口率が小さくなるよう、前記遅延伝送路から出力される信号を反転増幅もしくは非反転増幅する請求項２に記載のアダプタ装置。
4. 前記反射成分増幅手段は、
   入力信号を反転増幅する第１の反転増幅手段と、
   入力信号を非反転増幅する第１の非反転増幅手段と、
   前記反射成分増幅手段の出力を、前記第１の反転増幅手段もしくは前記第１の非反転増幅手段のいずれかの出力に切り替える第１の切替手段と、
   を有する請求項２または３に記載のアダプタ装置。
5. 前記通過損失分増幅手段は、前記評価装置において観測されるアイダイアグラムのアイの開口率が小さくなるよう、前記第２の差信号生成手段から出力される前記差信号を反転増幅もしくは非反転増幅する請求項２に記載のアダプタ装置。
6. 前記通過損失分増幅手段は、
   入力信号を反転増幅する第２の反転増幅手段と、
   入力信号を非反転増幅する第２の非反転増幅手段と、
   前記通過損失分増幅手段の出力を、前記第２の反転増幅手段もしくは前記第２の非反転増幅手段のいずれかの出力に切り替える第２の切替手段と、
   を有する請求項２または５に記載のアダプタ装置。
7. 前記評価対象伝送路および前記基準伝送路は、パッドが接続された伝送路である請求項１〜６のいずれか一項に記載のアダプタ装置。
8. 前記遅延伝送路は、前記試験信号の帯域内において前記基準伝送路と同等の伝送特性を有する、パッドが接続された伝送路である請求項７に記載のアダプタ装置。
9. 請求項１〜８のいずれか一項に記載のアダプタ装置と、
   前記アダプタ装置に接続され、前記試験信号を生成してこれを前記アダプタ装置に入力するパルスパターンジェネレータと、
   前記アダプタ装置に接続され、前記アダプタ装置から出力される前記評価信号に基づいて前記評価対象伝送路の伝送特性を評価する評価装置と、
   を備えることを特徴とする伝送路評価システム。
10. 前記評価装置は、前記評価対象伝送路においてディジタル信号を伝送する際に生じるジッタをアイダイアグラムで表示するオシロスコープもしくはビットエラーレートテスタである請求項９に記載の伝送路評価システム。

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